低周波増幅回路 直流増幅回路ではCR結合増幅回路...
Transcript of 低周波増幅回路 直流増幅回路ではCR結合増幅回路...
低周波増幅回路, 直流増幅回路ではCR結合増幅回路結合増幅回路結合増幅回路結合増幅回路を使用することができない⇒直結増幅回路直結増幅回路直結増幅回路直結増幅回路が利用される
[直結増幅回路の問題点]
○互いのバイアス電圧が相互に影響を与えるため, 独立した回路として設計することができないため, 設計が煩雑になる。
○入力電圧が零でも微小な直流出力電圧が現れることがある。これをオフセットオフセットオフセットオフセット電圧電圧電圧電圧と呼んでいる。オフセット電圧は, 周囲の温度変化, 電源電圧変化, 経年変化などによっても変動し, 入力信号を加えていないのに, 回路内で生じた変動が増幅されて現れることがある。これをドリフトドリフトドリフトドリフトという。
差動増幅回路差動増幅回路差動増幅回路差動増幅回路を低周波増幅回路や直流増幅回路などの初段に用いることにより, オフセット電圧とドリフトの問題を解決することができる。
6.1 直流電流源回路 (定電流源)
直流電圧源⇒電池など
直流電流源⇒ トランジスタを使用して回路的に実現する (トランジスタのコレクタ抵抗が高いことを利用している)
RE2RE1
Q1 Q2
VCCVCC
IC
R1Iref
VBE
ZL
IC
Q2のIB≒0とすれば
Iref=VCC-VBE
R1+RE1
RE1
R1Iref
VBE
VCC
IB≒0
VE1=RE1Iref=VE2
IC=IE2= =VE2
RE2
RE1Iref
RE2VBE
=RE1
RE2
VCC-VBE
R1+RE1
≒RE1VCC
RE2(R1+RE1)(VBE≪VCC)
RE2RE1
Q1 Q2
VCCVCC
R1Iref
VBEVBE
出力インピーダンス (電流源の内部抵抗Zo)
IC
ZL
ZoRE1Iref
RE2
rb2+re2+RE2+R0 Zo=rc2+
(rb2+R0)(re2+RE2-αrc2)
トランジスタQ2の出力インピーダンスZo
はエミッタ接地回路であるのでテキストP.72表3.2の精密式のreをre2+RE2として
ただし、RoはQ2のベース側から左に接
続されている回路の出力抵抗である。
RE2
Q2
IC
Ro RE1
Q1R1
Ro
RE1
Q1R1
Ro簡易等価回路ib
iere1
rb1
βib
R1
RE1
Ro
[Roの計算]
Q2のベース側から左に接続されている回路の出力抵抗Ro
は、エミッタ接地基本増幅回路の簡易等価回路を用いれば図のようになるので、これより求めると
Ro≒R1//(re1+RE1)
Q1
Q2
VCC
ICR1Iref
Iref=VCC-VBE
R1
IB
IB
IC=β0IB
Iref=2IB+β0IB=(2+β0)IB
IC=β0
Iref
2+β0
= Iref2β0
1+
1
≒ Iref (β0≫1)
Q1 Q2
ICIref
カレントミラー回路(IC≒Irefとなる回路)
(ICEO=0)
[RE1, RE2を取り除いた回路]
通常の表記
Q1 Q2
IC
Iref
高性能カレントミラー回路(IC≒Irefとなる回路)
VCC
Q3IB
(1+β0)IB
β0IB
IC=β0(1+β0)IB
2
= IB2+β0+β0
2
2
≒ Iref
Iref=IB+β0(1+β0)IB
2
IC=
= Iref1+
1
β0+β02
2 2+β0+β02
2Iref
β0+β02
2
[高性能カレントミラー回路]
6.2 差動増幅回路
6.2.1 基本回路
RC
RE
VCC
RC
VEE
v3 v4+
-
~ v1+
-
~v2
図6.4 差動増幅回路
RE
v3
RC RC
+
-
~v1
rb rbre re v4
+
-
~v2I II
βib1βib2
ib1 ib2(1+β)ib1 (1+β)ib2
図6.5 差動増幅回路の等価回路(内部抵抗ρを除く) (内部抵抗ρを除く)
① ②
③ ④Q1 Q2
ループIよりv1=rbib1+re(1+β)ib1+RE(1+β)(ib1+ib2)=[rb+(1+β)(re+RE)]ib1+(1+β)REib2
=[Rie+(1+β)RE]ib1+(1+β)REib2
ループIIより
式(6.9)と式(6.10)より、ib1, ib2を求めると
v2=rbib2+re(1+β)ib2+RE(1+β)(ib2+ib1)=[rb+(1+β)(re+RE)]ib2+(1+β)REib1
=[Rie+(1+β)RE]ib2+(1+β)REib1
(6.9)
(6.10)
Rie=rb+(1+β)re
ib1=[Rie+(1+β)RE]v1-(1+β)REv2
Rie[Rie+2(1+β)RE]
ib2=[Rie+(1+β)RE]v2-(1+β)REv1
Rie[Rie+2(1+β)RE]
ただし、
(6.11)
(6.12)
(6.13)
出力電圧v3, v4は
v3=-βRCib1
=-βRC
[Rie+(1+β)RE]v1-(1+β)REv2
Rie[Rie+2(1+β)RE]
v4=-βRCib2
=-βRC
[Rie+(1+β)RE]v2-(1+β)REv1
Rie[Rie+2(1+β)RE]
(6.14)
(6.15)
ここで、出力をvo=v3-v4とすると
vo=-βRC(ib1-ib2)=- (v1-v2)βRC
Rie(6.16)
が得られる。これを差動出力という。式(6.16)より差動利得Adを
次式のように定義する。
Ad= =-βRC
Rie
v3-v4
v1-v2
(6.17)
差動利得は2つの入力端子間(①-②)に入力された電圧に対する2つの出力端子間(③-④)の電圧の比である。
次にvo’=v3+v4を求めると、式(6.14)と式(6.15)より
=-βRC
[Rie+(1+β)RE]v1-(1+β)REv2
Rie[Rie+2(1+β)RE]
+[Rie+(1+β)RE]v2-(1+β)REv1
Rie[Rie+2(1+β)RE]
vo’=v3+v4=-βRC(ib1+ib2)
=- (v1+v2)βRC
Rie+2(1+β)RE(6.18)
これより
Ac= =-v3+v4
v1+v2
βRC
Rie+2(1+β)RE(6.19)
が得られる。これを同相利得という。
v1
v2
v3
①
②
③
④v4
vi vo同相利得において、v1=v2とすると式(6.14)と式(6.15)より
v3= v4= Acv1(=Acv2)(6.20)
voはv1=v2とすると零となり、等しいトランジスタのパラメータ変化は、voを出力とすれば、出力に影響を及ぼさない。
差動増幅回路⇒2つの入力端子に加えられた電圧の差を増幅する目的の回路
差動利得は大きい方が良く、同相利得は小さい方が良い
差動増幅回路の入出力
差動増幅回路の同相分vcと差動分vdを次のように定義する。
同相入力電圧: vc= (6.21)v1+v2
2v1-v2
2差動入力電圧: vd= (6.22)
この2式を用いるとv1=vc + vd
v2=vc-vd
(6.23)
式(6.23)を式(6.14), 式(6.15)に代入すると
v3=- vc- vd=Acvc+AdvdβRC
Rie+2(1+β)RE
βRC
Rie
(6.24)
βRC
Riev4=- vc+ vd=Acvc-Advd
βRC
Rie+2(1+β)RE(6.25)
が得られる。vo(=v3-v4)を出力とすれば、同相成分vcは出力に現れず、差動成分vdだけが利得倍されて出力される。
同相成分 差動成分
同相成分 差動成分
[同相除去比CMRR(Common Mode Rejection Ratio)]
差動増幅器では、Acは小さく、Adは大きい方が好ましい。そこでAcとAdの比を差動増幅回路の良さを表わす尺度して用いる。
式(6.17), 式(6.19)を式(6.26)に代入すると
CMRR=Ad
Ac(6.26)
CMRR=1+2(1+β)RE
Rie
式(6.27)より、CMRRを大きくするには、REを大きくすればよい。
(6.27)
6.2.2 高CMRR差動増幅回路
CMRR=1+2(1+β)RE
Rie
高CMRR⇒REを大きくすればよい
RC
RE
VCC
RC
-VEE
v3 v4v1 v2
RE⇒大, VEE⇒大となる
RC
VCC
RCv3 v4v1 v2
VCC
RE2RE1
Q3 Q4
R1Iref
VBEVBE
-VEE
トランジスタによる電流源
(出力インピーダンスZoが大きい)
Q1
Q1
Q2
Q2
VCC
RC
v4v1 v2
Q1 Q2
R1
-VEE
Q3
Q4
トランジスタによる電流源
VCC
v4
v1 v2
Q1 Q2
R1
-VEE
Q3
Q4
トランジスタによる電流源
Q5
-VEE
Q6Q7
カレントミラー回路
ic1 ic2
ic1 ic1-ic2
(6.35)
v4=Acvc-Advd
=-Ad(vd- )vc
CMRR
CMRR=Ad
Ac
Ac=Ad
CMRR
vcが残る
図6.12 単一出力差動増幅回路
vo=v3-v4=-βRC(ib1-ib2)
v4=RL(ic1-ic2)
=RL(βib1-βib2)
RE
v3
RC RC
+
-
~v1
rb rbre re v4
+
-
~v2I II
βib1βib2
ib1 ib2(1+β)ib1 (1+β)ib2
ic1 ic2
図6.5 差動増幅回路の等価回路
図6.5の2出力の差動増幅回路では
図6.12の単一出力差動増幅回路の出力に高インピーダンス負荷RLを接続したとすれば
= (v1-v2)βRL
Rie
=- (v1-v2)βRC
Rie
=βRL(ib1-ib2)
v1=vc + vd
v2=vc-vd(6.35)
=Ad’(2vd)
6.4 ダーリングトン接続トランジスタ
Q1
Q2
ic2
ie
icib
ib2
ic1
Q
ib ic
ie
⇒
等価
ib ic
re1
rb1 (1-α1)rc1
α1rc1ib
E
C
B
~
-+
~
(1-α2)rc2
+
-
α2rc2ib2
ib2 ie re2
v2v1
rb2
トランジスタを2個使用して, 等価的に
βの大きなトランジスタを実現
図6.15 ダーリングトン回路の交流等価回路(電圧源表示)
Q1
Q2
ib
ic
re1
rb1
β1ib
ib2 ie re2
v2v1
rb2
β2ib2
Q1
Q2
ダーリングトン回路の簡易等価回路
ib2=ib+β1ib= (1+β1)ib
ie=ib2+β2ib2= (1+β2)ib2
ic=β1ib+β2ib2
=β1ib+β2(1+β1)ib
=(β1+β2+β1β2)ib
=β1+β2+β1β2
β=icib
≒β1β2
β=β1+β2+β1β2= + +α1
1-α1 1-α2
α2
(1-α2) (1-α2)α1α2
= ≒β1β2(1-α2) (1-α2)α1(1-α2)+α2(1-α1)+α1α2
[差動利得Adと同相利得Acの導出]
ループIよりv1=[Rie+(1+β)RE]ib1+(1+β)REib2
ループIIよりv2=[Rie+(1+β)RE]ib2+(1+β)REib1
Rie=rb+(1+β)reただし、 , vo=v3-v4 , vo’=v3+v4
v3=-βRCib1
v4=-βRCib2
vo=-βRC(ib1-ib2)
vo’=-βRC(ib1+ib2)
v1-v2=Rieib1-Rieib2=Rie(ib1-ib2)
v1+v2=[Rie+2(1+β)RE](ib1+ib2)
ib1-ib2=v1-v2
Rie
ib1+ib2=v1+v2
Rie+2(1+β)RE
Ac= =-v3+v4
v1+v2
βRC
Rie+2(1+β)RE
Ad= =-βRC
Rie
v3-v4
v1-v2 *テキストP.125図6.7の等価回路を用いても導出できる