クロスカップルキャパシタを用いた 60GHz CMOS 差動電力増幅回路の研究

Matsuzawa& Okada Lab.

Matsuzawa Lab.Tokyo Institute of TechnologyMatsuzawa

& Okada Lab.Matsuzawa Lab.Tokyo Institute of Technology

2010/03/01

H. Asada, Tokyo Tech

クロスカップルキャパシタを用いた60GHz CMOS差動電力増幅回路の研究

○浅田大樹 * ，松下幸太 ** ，岡田健一 ** ，松澤昭 **

* 東京工業大学工学部電気電子工学科** 東京工業大学大学院理工学研究科

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発表内容

• 研究背景と課題• クロスカップルキャパシタ• PA の設計手法• 測定結果

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Frequency　 [GHz]10 20 30 60 100 200 300

0.01

0.1

1

10

100

Atte

nua

tion　

[dB

/km

]

5um

Frequency [GHz]57 58 59 60 61 62 63 64 65 66

America, Canada

Europe

Japan

Available Frequency without License

研究背景

ミリ波帯の中でも特に 60GHz 帯は低電力ならば世界的に無免許で使用することが可能

　酸素と共振

[1] 総務省　電波利用 HP http://www.tele.soumu.go.jp/index.htm [2] Rec. ITU-R P.676-2, Feb. 1997

送信信号を増幅目標出力：Pout@1dB=13[dBm]

電力増幅回路 RF Front-end

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CMOSの特徴

・ディジタル回路と同じチップに混載できること　　⇒コスト面での優位 ( 最大の利点 )　　⇒ディジタルアシステッド技術の利用・性能面の優位は、 f T, fmax が高いことだけ

長所

短所・耐圧が低い ( 微細化について低下 ) ・ Passive 素子のロスが大きい ( 微細化するとより悪化 )・ノイズが大きい・微細化につれて製造コストが増加・ゲインが低い ( 微細化するとより下がる )

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5




0

5

10

15

20

25

30

35

0 20 40 60 80 100 120M

axG

ain

[dB

]Frequency[GHz]

CMOSの課題

60GHz 帯では寄生容量の影響が大きくなり最大有能電力利得が低下する。

寄生容量

最大利得の劣化

jY

C]Im[ 12

GD W=40um

Vout

Vin

CGD

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改善策

• カスコード– ミラー効果を抑えることが可能– 取れる電圧振幅が狭い

• クロスカップルキャパシタ [2]

– CGD を小さく見せることが可能– 線形性が劣化する– 極めて小さい容量のキャパシタが必要

本研究ではクロスカップルキャパシタの詳細な考察・検討について報告する。

[2] Wei L. Chan, et al., ISSCC 2009

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発表内容

• 研究背景• クロスカップルキャパシタ• PA の設計手法• 測定結果

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クロスカップルキャパシタ

クロスカップルキャパシタ

VoutVin

CGD-CxRS

RDCDBgmVxCGS

小信号等価回路 ( 片側 )

11)(

DBXGDDGSSXGDDmS2

DS

DXGDm

in

out

sCCCRCRCCRgRsRR

RsCCgs

V

V

ただし GSDBXGDGSDB )( CCCCCC

クロスカップルキャパシタによって寄生容量を打ち消しあい、利得を大きく出来る。

Vin+ Vin-

Vout+ Vout-

Cx

C

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シミュレーション方法

[3] 市川古都美 , 市川裕一 , “ 高周波回路設計のための S パラメータ詳解 ,” CQ 出版 , 2007

1100

0011

1100

0011

2

1 1

cccd

dcdd MMSMSS

SSただし

• 差動回路の S パラメータを 4port で求めMixed Mode 変換 [3] することで差動成分と同相成分に対する評価を別々に行うことが出来る。

• 回路素子はモデリングしたものを用いる。

VDS

Port2

VGS

Port1

Cx

Cx

Port4

Port3

DC Cut

DC Feed

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最大有能電力利得の改善

クロスカップルキャパシタによって最大有能電力利得が増加することを確認した。

Max

Gai

n[d

B]

Frequency[GHz]

0

5

10

15

20

25

30

35

0 20 40 60 80 100 120

w/o cross-coupled cap.

w/ cross-coupled cap.

Max Gain(Sdd)

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11




-60

-50

-40

-30

-20

-10

0

0 20 40 60 80 100 120Frequyency[GHz]

S12

[dB

]

w/o cross-coupled cap.w/ cross-coupled cap.

Frequency[GHz]

Sta

bF

act.

0

1

2

3

4

5

0 20 40 60 80 100 120



安定性の改善

フィードバックが大きく低減されるため安定係数を改善することが出来る。

||2

1

2112

2

21122211

2

22

2

11

SS

SSSSSSk

Stability Factor

Sdd(1,2)

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同相成分への影響

• 同相成分からは寄生容量が増えて見えるため最大利得は下がる。

• 安定係数はあまり変化しない。

0

5

10

15

20

25

30

35

0 20 40 60 80 100 120

Frequency[GHz]

Ma

x G

ain

[dB

] w/o cross-coupled cap.


0

1

2

3

4

5

0 20 40 60 80 100 120

Frequency[GHz]

Sta

bF

ac

t.



差動成分に対する性能だけを高めることが出来る。

Max Gain(Scc) StabFact.(Scc)

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伝送線路の影響

伝送線路のインダクタンス成分により最大値を得るキャパシタンスが小さくなる。

0

1

2

3

4

5

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Capacitance[fF]S

tab

Fa

ct.

TL=50umTL=100umTL=150umTL=200um

10

12

14

16

18

20

0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20

Capacitance[fF]

Ma

x G

ain

[dB

] TL=50umTL=100umTL=150umTL=200um

実際のレイアウトではゲートとドレインを繋ぐために伝送線路が必要に

なる。

Max Gain(Sdd)

StabFact. (Sdd)

Tr.

Cap.

Tr.

TL

Vin+ Vin-

Vout+ Vout-

Cx

Cx

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発表内容


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0

2

4

6

8

10

12

14

16

0 20 40 60 80 100 120

W=40umW=60umW=80umW=120umW=160umM

axG

ain

[dB

]

Frequency[GHz

トランジスタのサイズ決定

• W=120um 、 160um のトランジスタは除外。– 最大利得が低く消費電力が大きいため。

• 増幅器を 3段構成とし、 1段目と 2段目には利得の高い W=40um と 60umを用い、 3段目は大きな出力電力を得るために W=80um を用いた。

モデル回路シミュレーションと実測の結果を合わせるために回路素子のモデリング

が必要。

Max Gain

トランジスタのサイズによって最大利得は変化する。

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トランジスタのゲートバイアス決定

• トランジスタのサイズによらずゲートバイアス0.8V で gm は最大値を取る。

VDD=1.2V

0

20

40

60

80

100

0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0

Gate Bias[V]

Tra

nsc

on

du

ctan

ce[m

S]

W=40um

W=60um

W=80umgm

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デカップリングキャパシタの構造• 低周波でのモデル

– 平面構造– 集中定数として使用

⇒ 60GHz 手前で自己共振• ミリ波帯でのモデル

– インターディジタル型 [4,5]

– L 、 C を分散させ、共振周波数を高める– 伝送線路としてモデリング

50W TLMIM TL

高周波モデル低周波モデル[4] T. Suzuki, et al., ISSCC 2008.[5] Y. Natsukari, et al., VLSI Circuits 2009.

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差動電力増幅回路

• 65nm CMOS プロセス• 3段の差動増幅回路• 1段目と 2段目にクロスカップルキャパシタを使用

– 容量値は少し小さく設計した– 出力電力の線形性が悪くなるため 3段目には用いない

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発表内容


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チップ写真

1010um

600um

1st stage

2nd stage

3rd stage

input output

DC supply

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電力利得の測定結果

• 60GHz において差動利得 22.1dB を得た。– 同相利得は 11.2dB であった。– 同相成分に対する整合が取れてしまったため同相利得を小さく

抑えることが出来なかった。

Power Gain0

5

10

15

20

25

30

30 40 50 60 70Frequency[GHz]

Ga

in[d

B]

Differential Mode GainCommon Mode Gain

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反射特性の測定結果

• 入力側でシミュレーションと実測の結果が大きくずれてしまった。– トランジスタや伝送線路のモデルに原因？

Sim.

Meas.

Sdd(1,1)

60GHz

60GHz

Sim.

Meas.

Sdd(2,2)

60GHz

60GHz

-14

-12

-10

-8

-6

-4

-2

0

0 20 40 60 80 100 120Frequency[GHz]

S1

1[d

B]

Sim.

Meas.

-35

-30

-25

-20

-15

-10

-5

0

0 20 40 60 80 100 120Frequency[GHz]

S2

2[d

B]

Sim.

Meas.

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出力電力特性の Sim.結果

1dB 利得圧縮点における出力電力 P1dB は 10.3dB 、電力付加効率 PAE は 5.56% をシミュレーションで確認した。

-10

-5

0

5

10

15

20

25

-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10

0

2

4

6

8

10

12

14PoutGainPAE

P1dB

PAE@P1dB

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安定係数の測定結果

• 実測では安定係数が下がり、条件安定になる周波数が確認された。– キャパシタのばらつきによる変動が大きい。

0

20

40

60

80

100

0 20 40 60 80 100 120Frequency[GHz]

Sta

bF

act.

Sim.

Meas.

StabFact.(Sdd)

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結果比較

ISSCC

2009[6]

ISSCC

2010[7]

This

Work

Topology CCC Combine CCC

Power Gain[dB] 16 18.4 22.1

P1dB[dBm] 4.5 15.4 10.3

PAE@P1dB[%] 4.5 7 5.56

VDD[V] 1.0 1.0 1.2

Power[mW] 50 480 180

[6] Wei L. Chan, et al., ISSCC 2009[7] Jie-Wei Lai, et al., ISSCC 2010

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結論

• クロスカップルキャパシタを用いることで最大有能電力利得と安定係数が改善されることを示した。

• 60GHz 電力増幅回路を試作、測定し、電力利得 22.1dB を達成した。また 1dB 利得圧縮点出力電力 10.3dBm 、電力付加効率 5.56% をシミュレーションで確認した。

• 今後の課題– 線形性の改善– 出力電力の合成

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ゲート -ドレイン間容量

• トランジスタのサイズに比例して CGD は増加する。

jY

C]Im[ 12

GD

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回路図

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シミュレーションとの比較

0

5

10

15

20

25

30

0 20 40 60 80 100

Frequency[GHz]

Ga

in[d

B]

Diff. gain(Sim.)

Diff. gain(Meas.)

Common gain(Sim.)

Common gain(Meas.)

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整合回路120um

トランジスタの出力側インピーダンスが 50Ω から　　になるよう伝送線路の幅と長さを調整して最適な整合回路を挿入する。

ロードプル解析を行って最適な負荷を求め、その負荷に合うように整合回路を決定す

る。

OPTZ

トランジスタの出力電力を最大にするような出力側インピーダンス　　　　　　　　　を決定OPTZ

整合回路アンテナ

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モデリングの必要性

L

C

理想的な線路でなく、伝送線路としてモデリングする必要がある。

寄生成分

寄生成分の L と C はとても小さいが、ミリ波帯では周波数が非常に高いため、 L と C の影響が無視できなくなってしまう。

L,C を用いてマッチングをとる

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デカップリングキャパシタのモデリング

• MIM-TL 、 TL 、パッドから成る TEG を試作– 測定データより PAD の成分を引く– TL のモデルより伝送線路部分を引く

• そのデータと合うように MIM-TL のモデルを作製– 特性インピーダンス： 1W程度

MIM-TL の TEG MIM-TL の特性インピーダンス

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Distributed modeling of MIM cap.Modeled as a transmission line

reflection 1-67GHz

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