Progetto di sistema di alimentazione per rivelatori al ...hep.fi.infn.it/CMS/tesi_abocci.pdf ·...

Universita degli Studi di Firenze

Facolta di Scienze Matematiche Fisiche e Naturali

Tesi di Laurea in Fisicadi

Andrea Bocci

Anno Accademico 2000/01

12 Febbraio 2002

Progetto di sistema di alimentazione

per rivelatori al silicio

nella sperimentazione su particelle elementari a LHC

Candidato: A. Bocci

Relatore: Prof. G. Parrini

Indice

Introduzione 1

1 L’esperimento CMS 3

1.1 L’acceleratore LHC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.2 Il rivelatore CMS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7

1.2.1 Il magnete superconduttore . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.2 Il sistema tracciante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.2.3 I calorimetri . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

1.2.4 Lo spettrometro per i muoni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.3 Fisica a CMS . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.3.1 Sezione d’urto e luminosita . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.3.2 Bosoni di Higgs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.3.3 Fisica dei B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2 Architettura del tracker a strip di silicio 23

2.1 Rivelatori al silicio . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2 Elettronica di lettura e trasmissione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27

2.3 Moduli e ibridi di lettura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.4 Alimentazione e consumi del tracker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32

2.5 Organizzazione del tracker e raggruppamento dei moduli . . . . . . . . . . 34

2.5.1 Tracker Inner Barrel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.5.2 Tracker Inner Discs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

2.5.3 Tracker Outer Barrel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

2.5.4 Tracker Endcap . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

2.6 Power Supply Units e cavi di alimentazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

i

3 Cavi di alimentazione 45

3.1 Requisiti delle linee di alimentazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.1.1 Caratteristiche in corrente continua . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.1.2 Problemi associati alle alte frequenze . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.1.3 Impedenza caratteristica delle linee di trasmissione . . . . . . . . . 47

3.2 Misura dei parametri caratteristici dei cavi di alimentazione . . . . . . . . 50

3.3 Misura delle oscillazioni indotte da variazioni di corrente . . . . . . . . . . 51

3.4 Cavi esaminati . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.4.1 Cavi elettrici . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

3.4.2 Cavo MICO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

3.4.3 Cavo a 50 poli . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

3.4.4 Service cable . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62

3.5 Risultati delle misure . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

3.6 Sense interni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64

3.7 Conclusioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

4 Caratteristiche e architettura del sistema di alimentazione 69

4.1 Power Supply Units . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

4.1.1 Basse tensioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72

4.1.2 Alte tensioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 73

4.1.3 Rampe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

4.1.4 Current Limit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74

4.2 Comunicazioni e allarmi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.2.1 CAN bus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.2.2 Allarmi esterni: General Reset . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

4.2.3 Allarmi interni: overcurrent e overvoltage . . . . . . . . . . . . . . . 78

4.3 Misure di sicurezza . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

5 Software di controllo per PSU 81

5.1 Gestione degli interrupt . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

5.2 Gestione della memoria . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

5.3 Connessioni con l’hardware . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

5.4 Inizializzazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

5.5 Ciclo principale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

ii

5.5.1 Controllo della memoria . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 93

5.5.2 Controllo dello stato dei dispositivi . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94

5.5.3 Lettura dei parametri di sistema . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 95

5.5.4 Reset del watchdog . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

5.6 Comunicazioni su CAN bus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 96

5.6.1 Protocollo di comunicazione . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

5.7 Rampe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 99

5.8 Spegnimento rapido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

5.9 Allarmi . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

5.10 Conclusioni . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102

Bibliografia i

iii

Introduzione

Molte delle conoscenze della fisica delle alte energie sono state acquisite grazie ad

esperimenti effettuati con acceleratori di particelle; per migliorare la precisione dei risul-

tati ottenuti in ambiti gia parzialmente studiati ed espandere la ricerca a nuove aree, e

necessaria sia la costruzione di acceleratori capaci di raggiungere energie sempre maggiori

e generare un alto numero di eventi anche nel caso di fenomeni particolarmente rari, sia

la realizzazione di rivelatori sempre piu efficienti e precisi.

Nel Novembre 2000 e stato chiuso il collider LEP al CERN, dopo aver preso gli ultimi

dati alla massima energia possibile per quel progetto, ∼ 208 GeV nel centro di massa per

collisioni elettrone-positrone. Nel 1984 e stata proposta la costruzione nel tunnel di LEP

di un nuovo acceleratore, il collider LHC (Large Hadron Collider), capace di generare

collisioni tra protoni con un’energia nel centro di massa di 14 TeV, ad una luminosita di

1034cm−2s−1, o tra nuclei di piombo, con un’energia nel centro di massa di 5.5 TeV per

nucleone ed una luminosita di 1027cm−2s−1. E previsto che LHC debba diventare operativo

nel 2006.

Lungo l’anello di LHC saranno installati quattro rivelatori: ALICE (A Large Ion Colli-

der Experiment), ATLAS (A Toroidal LHC ApparatuS ), CMS (Compact Muon Solenoid)

e LHCb (LHC beauty experiment). Il primo, come il nome stesso suggerisce, si occupera

dello studio delle collisioni tra ioni pesanti, mentre gli altri tre si focalizzeranno sulle colli-

sioni protone-protone. In particolare, LHCb studiera le violazioni di CP nel decadimento e

nelle oscillazioni dei mesoni B0 e B0, mentre ATLAS e CMS saranno rivelatori di carattere

piu generale, pensati per la rivelazione di bosoni di Higgs ed eventi di nuova fisica.

Il rivelatore CMS si basa sull’utilizzo un solenoide superconduttore capace di generare

un campo magnetico di 4 T. Al suo interno trovano posto il rivelatore tracciante basato su

rivelatori al silicio, il calorimetro elettromagnetico ed il calorimetro adronico. All’esterno

del magnete sono presenti le camere per la rivelazione di muoni.

Per individuare ed identificare con successo i processi di alta energia studiati a LHC e

1

indispensabile la ricostruzione delle tracce delle particelle prodotte e dei vertici di deca-

dimento secondari: il rivelatore tracciante al centro del solenoide ha esattamente questo

scopo. Con una superficie attiva tra le maggiori mai realizzate con rivelatori a semicon-

duttore, utilizza due tecnologie diverse, pixel e microstrip di silicio, scelte per la zona piu

interna del rivelatore in base alla risoluzione e alla granularita ottenibili: il rivelatore a pi-

xel, o rivelatore di vertice (Vertex Tracker), e posto in prossimita del punto di interazione

p− p; il rivelatore a microstrip di silicio (SST) copre la zona circostante.

Un rivelatore altamente complesso come il tracker di CMS impone requisiti stringenti

su tutti i sistemi che ne regolano il funzionamento, dall’elettronica di controllo e di lettura,

alla polarizzazione dei rivelatori stessi, ai sistemi ausiliari, come quelli di raffreddamento

e di alimentazione. Per il solo SST dovranno essere polarizzati piu di 15000 rivelatori, per

un totale di oltre 9 milioni di canali analogici che l’elettronica di lettura dovra gestire;

il sistema di raffreddamento dovra portare fuori dal volume del tracker tutto il calore

prodotto e mantenere la temperatura sotto i -10o C.

Il lavoro svolto durante questa tesi ha riguardato lo sviluppo di un prototipo per il

sistema di alimentazione per il tracker di CMS.

L’alimentazione del tracker richiede l’utilizzo di linee di bassa tensione (1,25 e 2,50 V)

capaci di portare con basse dispersioni una corrente complessiva di oltre 16 kA, oltre che

linee di alta tensione (fino a 600 V) ma basse correnti (10 ∼ 20 A complessivi).

Il problema delle linee di bassa tensione e un aspetto importante dell’intero progetto

e sara affrontato nel capitolo 3, assieme al lavoro di caratterizzazione che ho svolto su un

certo numero di cavi.

La nostra proposta per l’architettura del sistema di alimentazione e basata su un si-

stema distribuito di unita indipendenti (PSU), ciascuna in grado di affrontare in modo

autonomo le richieste di un gruppo di rivelatori. Queste unita, elettricamente disaccop-

piate tra loro al meglio della tecnologia attuale, sono raggruppate in contenitori meccanici

(crate) che contengono alcuni servizi di base. Dato l’alto numero di PSU (∼ 1800), una

parte importante del progetto riguarda l’automazione dei controlli e dei comandi de-

gli alimentatori, la gestione degli allarmi, e l’interfacciamento con i sistemi di controllo

dell’esperimento.

Tutti questi aspetti saranno discussi nel capitolo 4, mentre nel capitolo 5 descrivero

il software che ho sviluppato per la gestione del microcontrollore con cui e equipaggiata

ciascuna PSU, il Philips P8xC591.

2

Capitolo 1

L’esperimento CMS

1.1 L’acceleratore LHC

LHC PROJECT

SUH

SU

SD

SG

SDH

SR

SH

SHB

SY

SF

SHM

SZSX

SE

HE

SZU

SFSH

SG

A

SC

XSUXSDX

SE

SD

SU

BA6

SR

SY

SF

SX

SEH1BSEH1C

SGX

SR

SE

SD

SU

SUH

SH

SY

SF

SG

SHM

SX

SZ

SUX

SDH

HE

N

Point 1.8

Point 2

Point 3.2

Point 3.3 Point 4 Point 5

Point 6

Point 7

Point 8Point 1

ST-CE/ljr18/09/2000

SURFACE BUILDINGS

SPS

SDI2

TI2

Existing Buildings

LHC Project Buildings

BA4

BB4

BHA4

SUI8

SM

SDH

SH

BA7

STP

SMA

SHM

SD

SUI2

SW18

SR

SCX

SDXSUX

SX

SF

SH

SGX

SY

SU

SD

SUSHLSL

SL51

SL52

HE

SX

SG

SY

SHM

SA

SZ

SF

SR

SD

SU

SE

SHHE

SR

SD

SU

SE

HE

SD

SR

SU

SE

HE

SXL

SHB

SDSUX

SGSX

SDH

SA

SY

SU

SE

SF

SH

SUH

SR

HE

Figura 1.1: I siti degli esperimenti ed il complesso di edifici di superficie dell’esperimentoLHC al CERN.

Il Large Hadron Collider, o LHC [1], e un collider protone-protone che verra installato

nei 27 km dell’anello di LEP, al CERN. La sua costruzione, inizialmente proposta nel 1984,

3

UJ 4 6

UA4 7

UJ 4 7

RA4 7

UW 4 5

US 4 5

UL4 6

TX4 6

UJ 4 4

UX4 5

RA4 3

UA4 3

UL4 4

UJ 4 3

P Z 3 3

P M3 2

UJ 3 2 UJ 3 3

RZ3 3

TZ3 2

P X4 6P Z4 5

P M4 5

RH2 3

UJ 2 2

UJ 2 3UJ 2 4

UA2 3

RA2 3

P GC2

RA2 7

UJ 2 6

P X2 4

UX2 5

P M2 5

UW 2 5

US 2 5

UL2 4

UL2 6

2 7UA2 7

UP 2 5

UJ 2 8

P MI 2

TI 2

RR1 3

UJ 1 3

RT1 2

UJ 1 4

US 1 5

TI 1 2

P M1 5

P X1 4

UX1 5

UL1 4

UJ 1 2

UJ 1 7

UJ 1 8

UJ 1 6

TI 1 8

RR1 7

P M1 8P X1 6

P X1 5

US A1 5

UL1 6

RT1 8

TI 8

UJ 8 8

P GC8

TJ 8

TT 40

TZ 40

LSS4

RH8 7

RA8 3

UA8 3

UJ 8 3

UJ 8 4

UJ 8 2

P M8 5

P X8 4

P Z8 5

UX8 5

TX8 4

UL8 6

UA8 7

RA8 7UJ 8 6

UJ 8 7

UW 8 5

US 8 5

UL8 4

RR7 3

RR7 7

UJ 7 6

P M7 6

TZ7 6

UD6 2

UJ 6 2

UJ 6 3

P M6 5

UJ 6 4

UA6 3

RA6 3

TD6 8

UL6 4

P Z6 5

P X6 4

UJ 6 6

UJ 6 7

UJ 6 8

UX6 5

UA6 7

RA6 7

TD6 8

UD6 8

UP 6 8

UL6 6

TX6 4

UW 6 5 US 6 5

UP 6 2

RR5 3

UJ 5 3

UXC5 5

UL5 4

US C5 5

P M5 4

P X5 6

RZ5 4UP 5 3

UJ 5 6 1

UJ 5 7

RR5

UJ 5 6

P M5 6

UL5 6

TU5 6

LHC PROJECT

N

Point 5UNDERGROUND WORKS

CMS

Point 6

Point 7

Point 8

LHC ‘B’ATLAS

Point 1Point 1.8

SPS

Point 2

Point 3.3

Point 3.2

Point 4

ST-CE/ljr18/09/2000

Existing Buildings

LHC Project Buildings

ALICE

Figura 1.2: I siti degli esperimenti ed il complesso sotterraneo dell’esperimento LHC alCERN.

sta portando, dopo la chiusura di LEP nel Novembre dello scorso anno, ad un progressivo

aggiornamento delle strutture di servizio sia di superficie (figura 1.1) che sotterranee

(figura 1.2). LHC dovrebbe entrare in funzione del 2006.

L’acceleratore sara in grado di generare collisioni protone-protone ad un’energia nel

centro di massa di 14 TeV.

Le particelle verranno preaccelerate fino ad un’energia di 450 GeV dagli anelli PS e

SPS ed iniettate nell’anello di LHC, dove saranno accelerate fino all’energia di regime da

cavita superconduttrici a radiofrequenza (figura 1.3); queste aumenteranno l’energia di

ciascun fascio di 485 keV ad ogni giro, fino a portarla, dopo circa 20 minuti, ai 7 TeV

di regime. A questo punto le cavita a radiofrequenza dovranno solamente fornire ai fasci

l’energia persa per radiazione di sincrotrone, pari a 7 keV per giro.

I fasci gireranno in direzioni opposte in due tubi mantenuti sotto vuoto (10−8∼9 torr) e

saranno mantenuti sulle loro orbite da un sistema dipoli, quadrupoli, sestupoli e ottupoli

magnetici generati da magneti superconduttori (figura 1.4); le cavita risonanti e i magneti

4

Figura 1.3: Cavita risonante a radiofrequenza.

funzioneranno alla temperatura di 1,9 K. Un sistema magnetico fara incrociare i fasci nei

quattro punti di interazione, nei settori 1, 2, 5 e 8 dell’anello.

Per ovviare alle basse sezioni d’urto, inferiori al nb, per i processi fisici di interesse

(figura 1.3.1) LHC operera ad un luminosita particolarmente alta. Per un collider la

luminosita e definita come

L =N1N2nbf

4πσxσy

(1.1)

dove N1 e N2 sono il numero di protoni per pacchetto, nb il numero di pacchetti nei fasci,

f la frequenza di rivoluzione dei protoni e σx e σy le dimensioni del fascio.

Figura 1.4: Segmento lineare dell’anello con i magneti di focalizzazione.

5

Dopo una prima fase di bassa luminosita, 2×1033 cm−2 s−1 (corrispondente a 20 fb−1/anno),

verra incrementata per il periodo di alta luminosita fino a 1034 cm−2 s−1 (100 fb−1/anno).

Per ottenere questo risultato, i fasci avranno una dimensione trasversale nei punti di in-

terazione di 15,9 µm e saranno costituiti da 2808 pacchetti da 1, 1 × 1011 protoni, che

collideranno ogni 25 ns (T = 1/nbf).

La massima luminosita sara disponibile soltanto nei punti di interazione 1 e 5; gli altri

due punti di interazione avranno luminosita piu basse o saranno dedicati alle interazioni

tra ioni pesanti.

L’alta intensita dei fasci generera un gran numero di eventi di fondo (minimum bias).

Con una sezione d’urto protone-protone attesa (figura 1.3.1) σpp ' 100 mb (10−25cm2),

alla massima luminosita prevista si aspettano

Nmb =L σpp

nbf' 25 (1.2)

eventi per collisione. Questo ha fortemente condizionato la progettazione dei rivelatori,

rendendo necessaria sia un’elettronica di lettura estremamente veloce per evitare effetti

di accumulo (pile up) degli eventi che un’alta resistenza alle radiazioni per i rivelatori e

l’elettronica utilizzata.

In alternativa alla collisione tra protoni, LHC sara in grado accelerare ioni di piombo208Pb fino ad un’energia di 2,76 TeV per nucleone, per collisioni con un’energia complessiva

nel centro di massa di oltre 1100 TeV. In questa configurazione, la luminosita sara di

1027 cm−2 s−1.

In corrispondenza dei punti di interazione tra i due fasci saranno posizionati i quattro

esperimenti di LHC: ATLAS [2] e CMS [3] nei punti di interazione ad alta luminosita (1

e 5), ALICE [4] e LHCb [5] negli altri due.

Gli esperimenti di ATLAS [2] (A Toroidal LHC ApparatuS ) e CMS [3] (Compact Muon

Solenoid) hanno come obiettivo lo studio delle interazioni fondamentali della materia alle

energie rese possibili da LHC. Entrambi i rivelatori sfrutteranno la massima luminosita

del collider protone-protone per osservare il maggior numero possibile di eventi anche nel

caso di basse sezioni d’urto. I campi di indagine principali saranno la verifica del Modello

Standard ad alte energie e le sue possibili estensioni; particolare interesse sara rivolto

verso la ricerca del bosone di Higgs, la violazione di CP nei mesoni B0 e la ricerca di

particelle supersimmetriche.

Data la similarita tra i due progetti, i due rivelatori sono organizzati nello stesso

6

modo: un rivelatore di vertice al silicio prossimo al punto di interazione, circondato da un

apparato di tracciatura e, procedendo verso l’esterno, da un calorimetri elettromagnetico,

un calorimetro adronico e delle camere per muoni nello strato piu esterno.

1.2 Il rivelatore CMS

MUON BARREL

CALORIMETERS

Silicon MicrostripsPixels

ECALScintillating

PbWO4 crystals

Cathode Strip Chambers (CSC)Resistive Plate Chambers (RPC)

Drift TubeChambers (DT)

Resistive PlateChambers (RPC)

SUPERCONDUCTINGCOIL

IRON YOKE

TRACKER

MUONENDCAPS

Total weight : 12,500 tOverall diameter : 15 mOverall length : 21.6 mMagnetic field : 4 Tesla

HCALPlastic scintillator/brasssandwich

Figura 1.5: Schema del rivelatore CMS.

Il rivelatore CMS - Compact Muon Solenoid, mostrato in figura 1.5 - e stato progettato

per distinguere le diverse segnature del bosono di Higgs e di eventi di nuova fisica. Que-

sto sara reso possibile identificando e misurando con grande precisione muoni, elettroni,

fotoni e jet adronici in un ampio intervallo di energie; fattori determinanti per ottenere

questi risultati saranno la precisione nella ricostruzione di tracce e vertici di interazione

all’interno di un campo magnetico molto intenso.

Il rivelatore e riferito ad un sistema di coordinate ortogonali centrato nel punto di

interazione, con l’asse z nella direzione dei fasci, l’asse x diretto verso il centro dell’anello

di LHC e l’asse y diretto verso l’alto, in modo da formare una terna destrorsa. Un sistema

di referimento alternativo comunemente utilizzato e definito dalle coordinate cilindriche

r e φ e dalla pseudorapidita η = − ln tan θ2, con θ angolo rispetto all’asse z.

7

Tutti gli apparati del rivelatore mostrano una spiccata simmetria cilindrica. I rivelatori

sono formati da una parte cilindrica (barrel) coassiale alla direzione dei fasci, e da dischi

(endcap) ortogonali e concentrici con essi.

La caratteristica fondamentale del rivelatore CMS e il suo magnete; questo genera un

campo magnetico diretto lungo l’asse z particolarmente uniforme con un’intensita di 4 T,

permettendo la realizzazione di uno spettrometro per muoni molto compatto. All’interno

del magnete trovano posto, allontanandosi dal punto di interazione, i rivelatori traccianti

in Si, il calorimetro elettromagnetico in cristalli di PbWO4 e il calorimetro adronico a

campionamento, basato su strati di rame alternati a scintillatori plastici; all’esterno del

magnete, immerse nel ferro che chiude il circuito magnetico, si trovano le camere per

muoni; in questa zona il campo magnetico e di 1,8 T.

1.2.1 Il magnete superconduttore

Il sistema magnetico di CMS [6] e formato dal magnete superconduttore e dal ferro di

ritorno; il magnete – con una lunghezza di 12,5 m ed un diametro di 5,9 m – genera un

campo magnetico uniforme di 4 T, tale da saturare il ferro di ritorno con un campo da

1,8 T.

Il rapporto tra la lunghezza del solenoide ed il suo diametro fanno sı che il campo

magnetico sia uniforme su un volume molto esteso; assieme all’intenso campo magnetico

prodotto queste caratteristiche permettono una curvatura sufficiente per misurare l’im-

pulso di particelle cariche fino ad una inclinazione θ ∼ 10o, ovvero con pseudorapidita

η = 2, 5.

1.2.2 Il sistema tracciante

In un esperimento di carattere generale come CMS avra un ruolo essenziale la rico-

struzione geometrica delle traiettorie delle particelle cariche e degli eventuali vertici di

interazione secondari [7, 8]. Questo richiede la presenza di numerosi piani di rivelazione,

distribuiti radialmente, dotati di buona risoluzione geometica, o granularita.

Questi requisiti sono accentuati dalla presenza degli eventi di minimum bias, che as-

sicurano un fondo medio di ∼ 1000 particelle cariche fra le quali individuare e misurare

quelle relative ad eventi di maggior interesse fisico.

Il numero di rivelatori utilizzabili tuttavia e limitato da due fattori:

8

La quantita di materiale; oltre che per gli ingombri meccanici, per le perturbazio-

ni introdotte sulle traiettorie delle particelle nel rivelatore (scattering e bremsstra-

hlung).

Il costo economico; all’aumentare del numero di rivelatori e della loro granularita,

crescono i canali di lettura indipendenti necessari, e quindi i costi di instrumenta-

zione.

L’attuale progetto del sistema tracciante di CMS e il risultato di studi e simulazioni di

fisica tesi a minimizzare questi requisiti, pur mantenendo un’alta efficienza di rivelazione

e riscostruzione delle tracce.

Un’altro aspetto che ha richiesto particolare attenzione durante la progettazione del

sistema e il danneggiamento da radiazioni (fino a 20 Gy in 10 anni) dei rivelatori e

della loro elettronica di front-end. Per i rivelatori, un accorgimento volto a contenere

l’aumento del rumore sui segnali e gli effetti di danneggiamento del cristallo consiste

nel mantenere la temperatura a -10oC; questo richiede la costruzione di un complesso

sistema di raffreddamento, capace di portare fuori dal tracker gli oltre 40 kW dissipati

dall’elettronica di lettura e dai rivelatori [9].

I rivelatori a pixel

93 cm93 cm

30 cm30 cm

Figura 1.6: Schema della disposizione dei rivelatori a pixel in silicio di CMS.

9

Il sistema di pixel di CMS [7] sara composto da due oppure tre strati nel barrel e

da due dischi in ciascun endcap. Per il periodo di funzionamento a bassa luminosita nel

barrel sono previsti due strati di rivelatori posti a un raggio di circa 4 cm e 7 cm; e

attualmente allo studio l’ipotesi di aggiungerne un terzo ad un raggio di 11,5 cm, per

aumentare l’efficienza di ricostruzione delle tracce.

Nella fase di alta luminosita il primo strato di pixel verra rimosso per l’elevato flusso

di particelle cariche dal punto di interazione, mantenendo i due strati piu esterni. A causa

del danneggiamento da radiazioni, il secondo strato dovra essere sostituito almeno una

volta nel corso dell’esperimento.

Per entrambi gli endcap sono previsti due dischi posti a distanza di 32,5 cm e 46,5 cm

lungo l’asse z dal centro del rivelatore che coprano la zona 6 cm < r < 15 cm. In questo

modo tutte le tracce con |η| < 2, 5 attraversano almeno due strati di pixel. Come il

rivelatore centrale del barrel i due dischi interni dovranno essere sostituiti dopo circa 6

anni di funzionamento.

I rivelatori a pixel sono costituiti da un piano sensibile segmentato spesso circa 200

µm; i pixel sono quadrati, con una dimensione di 150 × 150µm2, ottenuti impiantando

zone di tipo n+ in un substrato di tipo n; la lettura avviene tramite chip dedicati ad alta

integrazione.

L’intenso campo magnetico presente fa sı che gli elettroni non si muovano parallelamen-

te al campo elettrico all’interno dei rivelatori, ma subiscano una deflessione apprezzabile.

Il modello piu semplice, che assume i campi elettrico e magnetico ortogonali ed uniformi,

prevede un angolo di deflessione, o di Lorentz, pari a

tan θL = vdriftB

E(1.3)

A causa degli effetti di saturazione della velocita di drift, il comportamento reale e piu

complicato; il valore di riferimento ottenuto con simulazioni Monte Carlo del processo e

di circa 28o per elettroni nel silicio in un campo magnetico di 4 T.

Il risultato e che la carica creata da una particella ionizzante si suddivide tra piu pixel

in direzione φ. Un effetto analogo si ottiene in direzione z per tracce inclinate. Questo

permette di interpolare la posizione della particella, misurandola con una risoluzione che

nel barrel raggiunge 10 µm lungo φ e 15 µm lungo z. Nei dischi dell’endcap i rivelatori

sono inclinati di 20o rispetto al loro asse radiale per ottenere un effetto simile; in questa

regione si ottiene una risoluzione fra 15 µm e 20 µm.

10

I rivelatori a microstrip

5, 6 metri

Outer

BarrelInner

Barrel, Discs

Endcap

Pixel2

,4 m

et ri

Figura 1.7: Spaccato del sistema tracciante in silicio di CMS.

Per la zona esterna del sistema tracciante di CMS [8] sono stati scelti rivelatori a

microstrip di silicio: dotati di ottima risoluzione spaziale e temporale (grazie alla distanza

ridotta fra le strip e alla rapidita della raccolta di carica nel silicio), offrono una buona

resistenza alla radiazione e ed un’alta efficienza.

Il tracker a strip di silicio copre la zona |z| < 5,6 m e |η| < 2,5; a pseudorapidita

piu alte (avvicinandosi cioe all’asse del fascio) la densita di tracce diventa troppo elevata

perche i rivelatori possano funzionare correttamente.

I rivelatori a microstrip saranno installati con una leggera sovrapposizione lungo tutte

le direzioni per ridurre le zone morte e facilitarne l’allineamento.

Per avere una buona risoluzione in impulso nella ricostruzione delle tracce associate

ad un evento, la risoluzione sui singoli punti deve essere di almeno 20 µm nella regione

interna e 40 µm in quella esterna. Per ottenere questi risultati, la distanza tra le strip e

compresa tra 80 µm e 180 µm nel barrel e tra 80 µm e 205 µm negli endcap.

Per poter effettivamente ricostruire le tracce degli eventi, l’efficienza di ricostruzione

dei singoli punti dev’essere prossima al 100 %. Affinche questo avvenga il rapporto segnale-

rumore dovra rimanere migliore di 10 a 1 per i 10 anni di durata dell’esperimento. Quindi

11

le strip dovranno avere una buona resistenza alle radiazioni; contemporaneamente verra

aumentata la tensione di polarizzazione applicata ai rivelatori. Inoltre, per mantenere

l’occupazione dei canali sotto il 2,5 % e il rumore a livelli accettabili le strip devono essere

lunghe al massimo 12 cm nella regione interna e 18 cm in quella esterna.

1.2.3 I calorimetri

Il sistema di calorimetri di CMS e composto da un calorimetro elettromagnetico interno

che copre la regione di |η| < 2, 6 [10], circondato da un calorimetro adronico a campiona-

mento, che arriva fino a |η| = 3, 0 [11]. Il sistema e completato da due calorimetri posti

a 11 m dal punto di interazione lungo il tubo dei fasci (Very Forward Calorimeter), che

coprono la regione 3, 0 < |η| < 5, 0. In questo modo e garantita un’alta copertura per le

misure di energia mancante e una buona efficienza per i jet di particelle in avanti.

Il calorimetro elettromagnetico e necessario per l’identificazione di fotoni ed elettroni

e la misura della loro energia con alta risoluzione. E composto da cristalli di tungstato

di piombo (PbWO4), caratterizzati da una bassa lunghezza di radiazione X0 = 9 mm

[12] e da un raggio di Moliere di 2,2 cm [13], che consentono di ridurre le dimensioni

complessive del calorimetro. Inoltre questi cristalli sono particolarmente veloci, con un

tempo di decadimento della scintillazione di soli 10 ns, e resistenti alle radiazioni. Il basso

numero di fotoni emessi per energia depositata viene incrementato grazie all’utilizzo di

fotodiodi a valanga.

Nel barrel i cristalli hanno uno spessore di 23 cm (∼ 26 X0) ed un’area rivolta verso il

punto di interazione di 20, 5 × 20, 5 mm2; negli endcap lo spessore e di 22 cm (∼ 24 X0)

e l’area varia tra 18× 20 mm2 e 27× 29 mm2. La risoluzione attesa per elettroni e fotoni

con energia di 120 GeV e pari a σE/E ≈ 0, 6 %.

Il calorimetro adronico, che circonda quello elettromagnetico, e un calorimetro a cam-

pionamento, in cui si alternano piastre di rame che funzionano da assorbitori e scintillatori

plastici che costituiscono gli elementi attivi. Gli scintillatori sono segmentati con una gra-

nularita di ∆η ×∆φ ≈ 0, 09× 0, 09, in modo da garantire una buona separazione fra jet

vicini e una buona risoluzione geometrica. La risoluzione energetica attesa per adroni e

pari a σE/E = 70 %/√E + 5 %, dove E e l’energia della particella misurata in GeV, e la

somma tra i due contributi e in quadratura.

12

1.2.4 Lo spettrometro per i muoni

Il rivelatore di muoni e progettato per identificare i muoni e misurarne l’impulso [14],

ed e fondamentale per il trigger dell’esperimento. Esso consiste di quattro rivelatori sia

nella regione del barrel che degli endcap, separati fra loro dalle piastre di ferro di ritorno

del magnete, che funzionano anche da assorbitori. Con questa configurazione e coperta la

regione di pseudorapidita |η| < 2, 4. La precisione richiesta di circa 100 µm nella determi-

nazione della posizione di passaggio di una particella carica (hit) e garantita dall’utilizzo

di rivelatori differenti in ciascuna regione di CMS. Nella regione del barrel, in cui saranno

presenti un basso flusso di particelle (< 10 Hz/cm2) e un campo magnetico radiale trascu-

rabile, e possibile installare un sistema di tubi a deriva (Drift Tubes, DT). Ogni stazione

dello spettrometro per muoni nella regione centrale e composta da tre gruppi di quattro

strati di camere a deriva in alluminio, due dei quali disposti parallelamente al fascio per la

misura delle coordinate rφ ed il terzo ortogonalmente per la misura di z. Nelle regioni di

endcap invece i rivelatori per muoni sono composti da camere a strip catodiche (Cathode

Strip Chambers, CSC), capaci di funzionare anche in una regione ad alto flusso di par-

ticelle e con campo magnetico fortemente non uniforme. Ogni camera contiene sei strati

con le strip catodiche orientate in direzione radiale in modo da misurare la coordinata

azimutale φ. Il segnale dei fili anodici e dotato di elevata risoluzione temporale, pari a 4

ns; questo consente di associare correttamente le tracce dei muoni alla collisione dei fasci

da cui provengono evitando di sovrapporvi i segnali di tracce provenienti da eventi diversi.

Oltre a questi rivelatori e presente sia nella zona centrale che laterale un sistema di

camere a piastre resistive (Resistive Plate Chambers, RPC) dedicato al trigger, dotato di

eccellente risoluzione temporale (pari a 1 ns) ma con peggior risoluzione spaziale.

Lo spessore del calorimetro e la presenza del ferro di ritorno del magnete garantisco-

no che solo i muoni, che perdono energia quasi eclusivamente per ionizzazione, possano

raggiungere tutte le stazioni di misura dello spettrometro. E quindi possibile identificare

con buona sicurezza le particelle che attraversano lo spettrometro come muoni; le fonti di

fondo consistono principalmente negli adroni che riescono ad attraversare il calorimetro,

o nei neutroni irradiati dal calorimetro adronico, che possono mettere in moto particelle

cariche nelle camere per muoni.

13

Figura 1.8: Sezione d’urto e frequenza alla lumionosita prevista di LHC per i principaliprocessi fisici.

1.3 Fisica a CMS

1.3.1 Sezione d’urto e luminosita

La figura 1.3.1 mostra le sezioni d’urto per i principali processi dovuti a collisioni

protone protone in funzione dell’energia del centro di massa. Viene inoltre mostrata la

frequenza di interazione alla luminosita prevista per LHC.

La sezione d’urto totale, per interazione protone-protone, viene estrapolata dai risultati

ottenuti ad energie piu basse dagli esperimenti precedenti (CDF, UA1, etc.). Si ottiene

cosı una sezione d’urto totale di circa 100 mb, di cui 70 mb dovuti a processi inelastici. Gli

eventi di minimum bias, sovrapposti ad un eventuale evento interessante, costituiscono

un fondo fisico caratterizzato da un’alta molteplicita di tracce (circa 1000 per collisione,

ad alta luminosita) con basso impulso trasverso. In figura 1.9 e mostrata la distribuzione

delle tracce cariche, in funzione della pseudorapidita, normalizzata al numero di tracce

14

(a) (b)

Figura 1.9: (a) Spettro in funzione della pseudorapidita; (b) Spettro in funzionedell’impulso trasverso.

per unita di pseudorapidita per collisione pp. In figura figura 1.9.b e invece mostrata

la distribuzione dell’impulso trasverso delle suddette particelle. In aggiunta alle tracce

cariche, vengono inoltre prodotti circa 1000 fotoni per collisione nella zona |η| < 2, 5.

1.3.2 Bosoni di Higgs

Lo scopo principale della fisica ad LHC e la ricerca del bosone di Higgs sia nell’am-

bito del Modello Standard sia nell’ambito delle estensioni supersimmetriche del Modello

stesso. I meccanismi principali di produzione ad LHC sono rappresentati dai 4 diagram-

mi mostrati in figura 1.10 [15]: fusione tra gluoni (figura 1.10.a), fusione tra due quark

top (figura 1.10.b), fusione tra WW o ZZ (figura 1.10.c), bremsstrahlung di W± e Z0

(figura 1.10.d).

I dati accumulati da LEP hanno posto un limite inferiore al 95% di livello di confidenza

di 114 GeV per la massa di un bosone di Higgs standard [17]. LHC permettera di esplorare

la regione di massa che va da tale limite fino ad 1 TeV, limite teorico nel Modello Standard.

Dalle varie misure dei parametri elettrodeboli e dalla misura della massa del quark top a

CDF si sono ottenute delle estrapolazioni sui possibili valori alla massa della Higgs, come

15

(a) (b)

(c) (d)

Figura 1.10: Diagrammi raffiguranti alcuni meccanismi di produzione di bosoni di HiggsH0[15]: (a) fusione tra due gluoni; (b) fusione tra due W± o due Z0; (c) fusione tra tt; (d)bremsstrahlung di W± o Z0.

mostrato in figura 1.11 [16].

Da questa figura si evince come i limiti piu plausibili per la massa della Higgs secon-

do il Modello Standard siano tra 100 e 300 GeV, regione che rientra ampiamente nelle

possibilita del rivelatore CMS.

A seconda dell’intervallo di massa, risultano favorite topologie di decadimento diverse

tra loro. Tra 80 e 140 GeV il decadimento di un bosone di Higgs in due fotoni H0 →γγ e la segnatura piu facilmente distinguibile dal fondo, purche si abbia un calorimetro

elettromagnetico ad alta risoluzione come quello previsto per CMS. Nella figura 1.12 viene

mostrato come appare il segnale per MH = 130 GeV con 100 fb−1 di luminosita (∼ 2 anni

a bassa luminosita). La risoluzione del calorimetro su Mγγ e dell’1%.

Tra 140 e 500 GeV risulta piu distinguibile la segnatura data da 4 leptoni provenienti

ad esempio dal decadimento della Higgs in due Z0 e del successivo decadimento delle Z0

16

0

2

4

6

10020 400

mH [GeV]

∆χ2

Excluded Preliminary

∆αhad =∆α(5)

0.02761±0.00036

0.02738±0.00020

theory uncertainty

Figura 1.11: Limiti sulla massa dell’Higgs nel Modello Standard: ∆χ2 del fit globale elet-trodebole in funzione di mH .La regione azzurra mostra una stima dell’incertezza teorica;la parta gialla e la regione esclusa dalla ricerca diretta, a LEP [16].

Figura 1.12: Spettro di massa invariante γγ. E evidenziato il contributo del decadimentoH0 → γγ, per MH = 130 GeV. [3]

17

Figura 1.13: Simulazione di un evento H0 → 4µ±.

Figura 1.14: Spettro di massa invariante 4`±. E evidenziato il contributo dato daldecadimento H0 → Z0Z0∗ → 4`±, per MH = 150 GeV.

18

Figura 1.15: Spettro di massa invariante ``jj. E evidenziato il contributo dato daldecadimento H0 → Z0Z0 → ``jj, per MH = 800 GeV.

in coppie di leptoni. In questo caso risulta di primaria importanza una altissima efficienza

di ricostruzione delle tracce cariche da parte del tracciatore e delle camere per muoni.

In figura 1.13 viene mostrato una simulazione per un evento di questo tipo nel rivelatore

CMS. Nell figura 1.14 viene mostrato quale risoluzione sia possibile ottenere per la massa

invariante del sistema dei 4 leptoni utilizzando il tracciatore a silicio di CMS.

Infine per masse della Higgs ancora piu rilevanti, oltre 500 GeV, diventa efficiente

studiare anche il canale di decadimento in due leptoni e due jet adronici che presenta un

branching ratio piu elevato del precedente, ma anche un maggior contributo di fondo. In

figura 1.15 viene mostrato il segnale rivelabile dopo un solo anno di presa dati ad LHC

per una massa della Higgs di circa 800 GeV.

1.3.3 Fisica dei B

Olte alla ricerca diretta dell’Higgs e di nuova fisica, l’elevata luminosita di LHC per-

mette di migliorare la precisione con cui sono attualmente conosciuti molti dei parametri

del Modello Standard. Un aspetto particolarmente importante e ancora non completamen-

te chiarito e la violazione di CP (coniugazione di Carica-Parita). La violazione di questa

simmetria fu scoperta nel 1964 analizzando i decadimenti dei K0[18], mesoni contenenti

il quark strano s, ma e nel sistema dei mesoni B che lo studio della violazione di CP

19

permette con maggiore chiarezza di indagarne gli aspetti teorici. Ai fini di tale studio e

necessario selezionare eventi esclusivi caratterizzati rapporti di decadimento molto piccoli

(10−4, 10−7). L’alta sezione d’urto per la produzione di coppie bb (vedi figura 1.3.1) dispo-

nibile ad LHC e quindi particolarmente utile per questo tipo di misure: nel solo periodo

di bassa luminosita ci si aspettano circa 1013 coppie prodotte per anno.

Lo studio della violazione di CP ad LHC si effettua tramite la misura dell’asimmetria

di decadimento dei mesoni B0 e B0in uno stato finale f(f):

A =Γ(B0 → f)− Γ(B0 → f)

Γ(B0 → f) + Γ(B0 → f)∝ sin 2φ (1.4)

dove φ e uno degli angoli (α, β, γ) del triangolo di unitarieta [19, 20]. I dati attuali

favoriscono dei valori per sin 2α ∼ 0, 7, sin 2β ∼ 0, 5 e sin 2γ ∼ 0, 9 [21, 22].

Figura 1.16: Rappresentazione dell’interazione .

Nell’esperimento CMS, grazie al suo rivelatore tracciante, si possono studiare efficace-

mente diversi decadimenti che violano CP. Il piu interessante tra questi, per il rapporto

di decadimento relativamente alto e la segnatura estremamente pulita che lo distingue, e

B0 → J/ψK0s (1.5)

Dall’asimmetria in questo decadimento si riesce ad ottenere il valore di sin 2β con

20

un’incertezza teorica molto piccola [23]. In figura 1.16 viene rappresentato in modo figurato

il processo.

Figura 1.17: Simulazione di un evento pp → bb → π+π−µ−j.

Il mesone B0 puo essere ricostruito dai prodotti dei decadimenti J/ψ→µ±e K0s→π±.

Il muone di tag proveniente dal secondo b presente nell’evento permette di stabilire se

sia stato prodotto un B0 o un B0. In figura 1.17 viene mostrato un evento simulato

visto dal rivelatore di CMS con i 3 muoni identificati (uno di tag, gli altri provenienti

dal decadimento del B0). Infine in figura 1.18 viene mostrata su un campione di eventi

simulati la risoluzione per la massa dei candidati B0, ottenibile con il rivelatore CMS.

Dallo studio di questo canale ci si aspetta di ottenere una sensibilita di 0,05 sul valore di

sin 2β con 104 pb−1 di luminosita integrati [3].

Questo valore dell’errore va confrontato con il valore attuale ottenuto alle B factories,

cioe sin 2β = 0, 79± 0, 11 [24].

21

Figura 1.18: Spettro di massa invariante µ+µ−π+π− con vincoli sulle masse di J/ψ e K0s ,

pµtag > 5 GeV e ph > 0, 7 GeV.

22

Capitolo 2

Architettura del tracker a strip disilicio

2.1 Rivelatori al silicio

La figura 2.1 mostra un rivelatore al silicio, che consiste in una serie di diodi a giun-

zione p+-n con l’anodo segmentato in sottili strisce. Applicandovi una tensione V si crea,

a partire dalla giunzione, una zona di svuotamento priva di portatori di carica che cresce

con V , fino a raggiungere il catodo n+. L’interazione del cristallo di Si con una particella

ionizzante libera coppie elettrone-lacuna che, all’interno della zona svuotata, raggiungono

sotto l’influenza del campo elettrico presente anodo e catodo. Le informazioni sulla po-

sizione della particella sono ottenute tramite la racoclta delle lacune sulle sottili strisce

(strip) anodiche; gli impulsi di corrente che si generano vengono letti tramite condensatori

di disaccoppiamento e processati dall’elettronica di lettura.

I rivelatori utilizzati nel tracker a strip di silicio (silicon strip tracker, o SST) di CMS

sono realizzati a partire da sottili dischi di silicio cristallino (wafer) da 6” di diametro e

spessore di 320 o 500 µm. Quest’ultimo e lo spessore standard per la tecnologia da 6”,

e viene utilizzato per i sensori della parte esterna del tracker ; per la parte interna sono

utilizzati sensori da 320 µm.

I cristalli utilizzati sono di tipo n, con un’orientazione del reticolo⟨1 0 0

⟩, e resistivita

ρ ≈ 2 kΩ cm per i sensori sottili e ρ ≈ 6 kΩ cm per quelli spessi. Questo assicura condizioni

di funzionamento simili: per un diodo a facce piane e parallele, lo spessore della zona

svuotata W e dato da

W =√

2ρµε(VD + Vbi) (2.1)

23

+

+

-

-

mip

p p p++ +

A l

lato ohmico

lato giunzione

320

µm

Substrato di tipo n

A l

n+

Ossido

+

--

+

S i

Figura 2.1: Schematizzazione di un rivelatore a microstrip di silicio a singola faccia, at-traversato da una mip. Sono visibili il catodo n+, le strip anodiche p+, le strip di letturain Al. L’elettronica di front-end e rappresentata dall’integratore di carica.

dove Vbi e la differenza di potenziale della giunzione aperta, < 0, 5V , e µ la mobilita dei

portatori di carica maggioritari (e−in un cristallo di tipo n), 1350 cm2V−1s−1.

Le strip sono ottenute per impiantazione di zone p+, e formano gli anodi del rivelatore;

il catodo, formato dal substrato di tipo n, ha un contatto ohmico comune, ottenuto da

un’impiantazione n+ metallizzata. Per quanto riguarda la polarizzazione del rivelatore,

mentre la connessione del catodo e facilmente realizzabile con un’unica microsaldatura

sulla faccia posteriore, metallizzata, quella con i singoli anodi e realizzata sul wafer me-

diante sottili piste di polisilicio cristallino che connettono le strip ad un unico anello

conduttore (guard ring), a sua volta connesso con l’esterno tramite una microsaldatura.

La deposizione di polisilicio cristallino realizza la resistenza ohmica di polarizzazione, con

un valore pari a circa 1 MΩ.

La forma e le dimensioni complessive dei rivelatori variano a seconda della zona del

tracker. Nella parte interna sono costruiti con un unico sensore, ricavato da un wafer

sottile, ed hanno un’area attiva di 72÷85 cm2. Nella parte esterna i rivelatori sono piu

spessi e formati da due sensori, con i bordi uniti perpendicolarmente alla direzione delle

strip; in questo modo le dimensioni sensibili raggiungono valori compresi tra 158 e 174 cm2.

24

L’utilizzo in questa configurazione di strip piu lunghe ha l’inconveniente di aumentare il

rumore sulle misure del segnale, ma quest’effetto e bilanciato dall’impiego di sensori piu

spessi, che permettono di raccogliere un segnale maggiore. Per entrambi i tipi di sensori

sono previste, nelle diverse parti del tracker, due configurazioni, con 512 o 768 strip.

Una volta polarizzati inversamente con una tensione sufficientemente alta da svuotarli

completamente (eq. 2.1), almeno 150 V, i sensori agiscono come generatori di corrente indi-

pendenti, stimolati dal passaggio di particelle cariche. Il numero di coppie elettrone-lacuna

liberate e proporzionale all’energia depositata dalla particella: in media sono necessari 3,6

eV per coppia. Nel caso di una mip (minimum ionizing particle, particella al minimo di

ionizzazione) il valore piu probabile dell’energia rilasciata e 90 keV, che corrisponde a

circa 25000 coppie liberate. La lettura della carica che raggiunge ciascuna strip fornisce

le informazioni sull’energia depositata e la posizione della particella ionizzante; la localiz-

zazione avviene in un’unica direzione, trasversalmente alle strip p+, e la precisione della

misura dipende dal passo (pitch) delle strip, variabile nel tracker da 80 a oltre 200µm.

Dato che le lacune liberate si raccolgono sulle strip p+, riveste un ruolo estremamente

importante il metodo con cui queste sono accoppiate con l’esterno per la lettura dei

segnali. Le strip sono isolate dalla superficie mediante un sottile strato di ossido di silicio

(SiO2, vedi figura 2.1), sul quale sono depositate sottili strisce di alluminio, accoppiate

capacitivamente con le strip p+ sottostanti. Ciascuna strip di lettura in alluminio presenta

alle due estremita una piccola piazzola (pad) su cui e possibile effetture microsaldature;

queste sono utilizzate per connettere le strip ai canali di ingresso dell’elettronica di lettura.

Nel caso di sensori ricavati da due wafer, le strip dei due cristalli di silicio sono unite

tramite queste piazzole.

Il passaggio di una particella ionizzante produce sulle strip p+ un breve impulso di cor-

rente, di durata inferiore ai 15 ns, che scorre quasi totalmente, attraverso l’accoppiamento

capacitivo, nel preamplificatore di carica. Il segnale viene quindi integrato, filtrato ed am-

plificato, per la trasmissione a distanza, da circuiti elettronici di lettura appositamente

sviluppati.

La scelta delle caratteristiche del silicio e dei processi di fabbricazione e stata fatta

tenendo conto delle condizioni di irraggiamento complessivo a cui saranno sottoposti i

rivelatori e l’elettronica nei 10 anni di vita dell’esperimento. Il punto di riferimento e la

fluenza equivalente di 1,6 × 1014 cm−2 neutroni equivalenti da 1 MeV, che interessera la

parte piu interna del tracker ; nella parte piu esterna la fluenza non dovrebbe superare i

25

3,5× 1013 cm−2 neutroni equivalenti da 1 MeV.

Gli effetti del danneggiamento da radiazioni sui rivelatori sono:

l’aumento della corrente di polarizzaizone, o di buio;

la diminuzione dell’efficienza di raccolta delle cariche del segnale;

l’alterazione della concentrazione effettiva dei droganti, fino al fenomeno dell’inver-

sione di tipo (type inversion).

I primi due effetti comportano un aumento del rumore sulla misura del segnale e quindi

una diminuzione del rapporto segnale/rumore, mentre il terzo puo avere effetti piu gravi. Il

danneggiamento porta ad un aumento della concentrazione degli accettori, finche a fluenze

sufficientemente alte il substrato, inizialmente di tipo n, diventa intrinseco e successiva-

mente di tipo p. A questo punto la concentrazione dei droganti aumenta monotonicamente

con la fluenza, con la conseguente diminuzione della resistivitra, rendendo necessario au-

mentare proporzionalmente la tensione di svuotamento VD. Inoltre, per contrastare gli

effetti di diminuzione dell’efficienza della raccolta di carica, risulta utile polarizzare i ri-

velatori con una tensione maggiore di quella di svuotamento VD (overdepletion). Se, al

contrario, il substrato non viene completamente svuotato (V < VD), dopo l’inversione di

tipo l’efficienza di raccolta crolla ed il rumore aumenta in modo considerevole. Questo

perche le strip p+ non formano piu una giunzione con il substrato, diventato di tipo p,

ma un contatto ohmico. La zona di svuotamento si sviluppa a partire dal catodo, di tipo

n+, e solo svuotando completamente il rivelatore il campo elettrico raggiunge le strip.

Nonostante la necessita di polarizzare i rivelatori con tensioni sempre maggiori in segui-

to al danneggiamento da radiazioni, non e possibile aumentare la tensione di polarizzazione

indefinitamente senza incorrere in fenomeni di scarica, detti di breakdown.

La scelta della resistivita (∼ 2 kΩ cm) per i sensori sottili, destinati alla parte interna

del tracker, tiene conto del fenomeno di type inversion ed assicura che anche dopo 10 anni

di funzionamento alla luminosita di LHC la tensione di polarizzazione non debba superare

i 500 V. La fluenza prevista per la parte esterna e tale che i rivelatori non dovrebbero

subire l’inversione di tipo; questo ha permesso di utilizzare sensori con resistivita piu alta

e quindi uno spessore maggiore.

Un parametro importante per il funzionamento dei sensori irraggiati e la temperatura:

a temperature piu basse diminuiscono la corrente di buio dei rivelatori, e quindi il rumore,

26

e gli effetti di danneggiamento del substrato. Le valutazioni fatte in seguito a studi e

simulazioni sul comportamento dei rivelatori hanno portato a fissare la temperatura di

funzionamento a -10o C, che dovra essere mantenuta costantemente, esclusi i periodi di

manutenzione del sistema. Questo comporta la costruzione di un sistema capace di portare

fuori dal volume del tracker il calore dissipato dai 16 kA (a 2,50 e 1,25 V) necessari in

complesso all’elettronica del tracker.

2.2 Elettronica di lettura e trasmissione

I segnali provenienti da ciascuna strip vengono formati, filtrati ed amplificati da un

circuito circuito analogico con 128 canali indipendenti, l’APV25-S1 [25], progettato in

tecnologia CMOS a 0,25 µm resistente alle radiazioni [26]. A ciascun sensore ne sono

collegati 4 o 6, a seconda del numero di strip (512 o 768) presenti sul rivelatore.

I segnali di corrente in ingresso vengono convertiti in impulsi di tensione che raggiun-

gono il massimo del segnale dopo 50 ns, campionati alla frequenza di LHC (40 MHz) e

memorizzati in una memoria analogica con profondita di 192 celle. Se riceve un segnale di

trigger, l’APV marca la cella di memoria corrispondente ai dati interessanti. Questi, fino

a 32 alla volta, vengono mantenuti in memoria fino alla lettura, mentre gli altri vengono

sovrascritti.

Al momento della lettura, i segnali campionati vengono elaborati in base alla modalita

di funzionamento dall’APSP, un filtro FIR (Finite Impulse Response) [27], prima di essere

inviati ad un multiplexer analogico e trasmessi in uscita su una linea differenziale.

L’APV25-S1 ha tre modalita di funzionamento [28]:

Deconvoluzione: e la modalita predefintia, utilizzata quando la frequenza degli eventi

causa una sovrapposizione di segnali non trascurabile. In questa modalita l’APSP

effettua una media pesata su tre campionamenti successivi per determinare l’altezza

degli impulsi e rimuovere gli effetti di pile up, confinando i segnali ad una durata di

25 ns. L’ampiezza tipica degli impulsi e 80 mV/25000 e−.

Picco: la seconda modalita e usata quando la sovrapposizione di diversi eventi e

trascurabile. In questa modalita l’APSP agisce come un semplice amplificatore,

senza modificare la forma degli impulsi. Il risultato e un segnale con ampiezza di

100 mV/25000 e−, e un rapporto segnale/rumore migliore di circa il 40% rispetto a

quello ottenuto in deconvoluzione grazie al tempo di formazione piu lungo.

27

digitaloptical link

Opticaltransmitter

ADC DSP

RAMTTCrx

TTCrx µPFront End Driver

T1

Front End Controller

I2C

Front End ModuleDetector

Controlmodule

PLL

CLK

PLLCCU

analogueoptical link

DCU

Tx/Rx

Tx/Rx

APV

APVMUX

256:1

Figura 2.2: Schema di funzionamento dell’elettronica di lettura, dall’amplificazione deisegnali alla loro trasmissione.

Multi: l’ultima modalita viene utilizzata per la calibrazione delle forme degli impulsi,

senza alcun intervento da parte dell’APSP.

I segnali in uscita elaborati da due APV25-S1 vengono letti da un multiplexer analogi-

co, l’APVMUX, e convertiti in segnali ottici da un diodo laser pilotato da un amplificatore

(driver). La trasmissione avviene su oltre 100 m di fibra ottica, fino alla counting room

fuori dalla caverna dell’esperimento.

Un circuito APVMUX integra quattro multiplexer 2:1, ciascuno dei quali riceve i

segnali da due APV25-S1 alla frequenza di 20 MHz e li ritrasmette a 40 MHz su un’unica

linea analogica, che quindi trasporta i segnali relativi a 256 strip.

Il circuito optoibrido, che monta i componenti necessari alla conversione e trasmissio-

ne dei segnali in forma ottica, dispone di tre canali di comunicazione, sufficienti ad un

rivelatore con 512 o 768 strip di lettura.

Raggiunta la counting room, i dati vengono digitalizzati dai FED (Front-End Driver)

con una precisione di 10 bit, preprocessati e acquisiti.

Gli APV25-S1 ricevono durante il normale funzionamento due segnali digitali: il clock

28

Registro Codice I2C DescrizioneIPRE 001 0000 X Corrente del FET di ingresso del preamplificatoreIPCASC 001 0001 X Corrente del cascodeIPSF 001 0010 X Corrente del follower del preamplificatoreISHA 001 0011 X Corrente del FET di ingresso del formatoreISSF 001 0100 X Corrente del follower del formatoreIPSP 001 0101 X Corrente dell’APSPIMUXIN 001 0110 X Corrente del multiplexerISPARE 001 0111 X Non utilizzatoICAL 001 1000 X Corrente della calibrazioneVFP 001 1001 X Tensione di feedback del preamplificatoreVFS 001 1010 X Tensione di feedback del formatoreVPSP 001 1011 X Livello di tensione dell’APSPCDRV 001 1100 X Maschera dell’output di calibrazioneCSEL 001 1101 X Selezione del ritardo di calibrazioneMODE 000 0001 X Modalita di operazione del chipLATENCY 000 0010 X Ritardo tra puntatore di lettura e puntatore di scritturaMUXGAIN 000 0011 X Guadagno del multiplexerERROR 000 0000 1 Errore

Tabella 2.1: Registri dell’APV25-S1, con i relativi codici di accesso via I2C.

di sistema a 40 MHz e i trigger che segnalano la presenza di eventi da acquisire; questi

segnali utilizzano lo standard LVDS, che prevede una linea differenziale con un livello di

riferimento di∼1,2 V, su cui viaggiano segnali di piccola ampiezza,±200 mV. Le specifiche

prevedono che i ricevitori possano tollerare una variazione nel livello di riferimento fino a

±1 V. Clock e trigger vengono trasmessi fino al modulo di lettura come un segnale unico,

in cui il trigger e segnalato dall’assenza di un colpo di clock ; prima di essere inviati agli

APV i due segnali originali vengono ricostruiti dai PLL (Phase Locked Loop), integrati

fisicamente all’interno dei circuiti APVMUX. I PLL hanno anche il compito di compensare

i ritardi di trasmissione e mantenere sincroni tutti i moduli.

I parametri di funzionamento degli APV25-S1 (tabella 2.1), dei PLL e dei circuiti

optoibridi sono programmabili tramite un bus I2C [29], per adattarli alle condizioni dei

segnali da elaborare. L’I2C e un bus seriale differenziale in cui a ciascun dispositivo vie-

ne assegnato un indirizzo; il protocollo adottato per la comunicazione prevede dei brevi

messaggi per programmare o rileggere il valore di un registro alla volta, per interrogare

lo stato dei dispositivi e per reimpostarli in caso di errori o modifiche alla configurazione.

29

FE hybrid FE hybrid with FE with FE ASICSASICS

Pitch adapterPitch adapter

Silicon sensorsSilicon sensors

CF frameCF frame

Figura 2.3: (a) Schema di un modulo di rivelazione; sono indicati lo scheletro in fibra dicarbonio, i sensori al silicio, il pitch adapter e l’ibrido di lettura. (b) Particolare dell’ibridodi lettura; sono evidenziati gli APV, il multiplexer ed il PLL, e la DCU.

I segnali I2C e di clock/trigger sono distribuiti ai singoli moduli tramite le CCU

(Communication and Control Units), poste nei pressi dei moduli stessi. Ciascuna CCU

puo gestire fino a 6 moduli, con i relativi APV25-S1, APVMUX, PLL e optoibridi, ed e

interfacciata tramite linee ottiche digitali ai FEC (Front-End Controller) nella counting

room, che a loro volta sono responsabili dei collegamenti con i computer dell’esperimento.

Per il monitoraggio dei parametri lentamente variabili, come la temperatura misurata

sui rivelatori e i valori di alcune tensioni e correnti di alimentazione, e previsto un circuito

opzionale di controllo (DCU, Digital Control Unit), che provvede a digitalizzare i valori

misurati ed a comunicarli allo slow control dell’esperimento tramite il bus I2C fornito

dalle CCU.

2.3 Moduli e ibridi di lettura

Come mostrato in figura 2.3.a, i moduli di rivelazione sono costituiti da uno scheletro

di supporto in fibra di carbonio sui cui sono fissati i sensori al silicio e l’elettronica di

lettura. I componenti che formano quest’ultima, cioe gli APV25-S1, l’APVMUX ed il

PLL, sono incollati e saldati su un circuito stampato in allumina, assieme a cui formano

l’ibrido di lettura (figura 2.3.b), a sua volta connesso rigidamente al supporto meccanico

del modulo.

30

Figura 2.4: Modulo di rivelazione per il TOB, con i sensori di Si ottenuti da due waferseparati e collegati da microsaldature, il pitch adapter e l’ibrido di lettura.

Allo stesso modo, i circuiti con i diodi laser ed i loro driver, per la trasmissione su

fibra ottica, sono alloggiati su un secondo stampato, l’optoibrido, collocato entro qualche

centimetro dal modulo di rivelazione.

Come mostrato nelle figura 2.4, le dimensioni dei moduli possono eccedere quelle rea-

lizzabili con un singolo wafer ; questo richiede di utilizzare due sensori al silicio in cascata,

uniti meccanicamente nella direzione di sviluppo delle strip. Le connessioni elettriche sono

effettuate tramite microsaldature tra le piazzole corrispondenti delle strip di lettura dei

due sensori, formando cosı strip lunghe fino a 18 cm.

Tutti i moduli utilizzati nelle diverse parti del tracker sono simili, pur presentando

sostanziali differenze. I moduli possono essere equipaggiati con 4 oppure 6 APV25; di

conseguenza, i sensori utilizzati hanno 512 o 768 strip di lettura, e per la trasmissione dei

segnali sono necessari 2 o 3 canali ottici.

Dal punto di vista delle connessioni tra i sensori e l’ibrido di lettura, si presenta il

problema di connettere le strip, con un passo variabile da 80 a 183 µm, agli ingressi degli

APV, con un passo di 40 µm. Questo viene realizzato dai pitch adapter, sottili strati di

vetro con incise le connessioni tra due file di contatti, una al passo del sensore e l’altra al

passo degli APV.

Per semplicita tutti gli ibridi seguono lo stesso disegno, e si distinguono solamente nel

numero di APV25 presenti a bordo; gli optoibridi sono ancora piu omogenei, essendo tutti

31

equipaggiati con 3 linee di trasmissione, una delle quali puo essere spenta quando non sia

necessaria.

I moduli presentano anche differenze geometriche: nel barrel i sensori hanno una forma

rettangolare, con le strip parallele tra loro e all’asse z; negli endcap i sensori sono trape-

zoidali, con le strip che si sviluppano in direzione radiale, perpendicolarmente all’asse z.

In entrambi i casi una coordinata spaziale (r o z) e fissata dalla posizione del rivelatore,

mentre le strip forniscono informazioni sulla coordinata φ.

In alcune zone del tracker e prevista l’esigenza di misurare anche la terza coordinata

spaziale del punto di passaggio della particella. Il sistema utilizzato non prevede l’utilizzo

di rivelatori a doppia faccia, ma una soluzione piu semplice, dettata da esigenze economi-

che. Questa prevede di montare due moduli a singola faccia back to back, cioe con le due

facce posteriori (n+) rivolte una verso l’altra, con il modulo aggiuntivo inclinato di 100

mrad (∼ 5,7o) rispetto all’asse del primo modulo. In questo modo e possibile misurare

la terza coordinata spaziale (stereo) del punto di passaggio delle particelle, con un’ambi-

guita che dipende dal numero di particelle che attraversano il singolo modulo e dalla loro

distanza.

2.4 Alimentazione e consumi del tracker

Per l’alimentazione del tracker sono necessarie linee di alta tensione per polariz-

zare i rivelatori e linee di bassa tensione per alimentare l’elettronica di lettura e di

comunicazione.

Come ho gia accennato, la tensione di polarizzazione dei sensori puo raggiungere in

seguito agli effetti di danneggiamento da radiazioni valori attorno ai 500 V; questa stima

dev’essere aumentata, per mantenere un margine di sicurezza, fino al valore di 600 V.

Le correnti associate sono modeste, anche se destinate a crescere nel tempo in seguito

all’irraggiamento dei rivelatori. Le valutazioni sul funzionamento dei sensori prevedono

che se la corrente di buio generata da una strip supera 1 µA, il rumore che ne consegue

e tale da impedire il funzionamento soddisfacente del sensore e renderne conveniente lo

spegnimento. Tenendo conto del numero massimo di strip per sensore (768), ne consegue

che la corrente di polarizzazione dei singoli moduli sara dell’ordine di 1 mA.

Per quanto rigurada l’elettronica di front-end, questa richiede due alimentazioni indi-

pendenti, +2,50 e +1,25 V. Le CCU utilizzano un’alimentazione indipendente, da 2,50 V;

32

Elemento I2,50 I1,25 Itot potenzaAPV25-S1 90 mA 65 mA 155 mA 306 mWAPVMUX 80 mA - 80 mA 200 mWPLL 60 mA - 60 mA 150 mWDCU 20 mA - 20 mA 50 mWOptoibrido 80 mA - 80 mA 200 mW(per canale)

Tabella 2.2: Valori tipici delle correnti assorbite e della potenza dissipata dai dispositivi checompongono l’elettronica di lettura e trasmissione. I2,50 e la corrente assorbita a +2,50 V,I1,25 a +1,25 V.

dato che il numero di CCU e inferiore di quasi un ordine di grandezza rispetto al numero

di moduli, in quest’analisi il problema della loro alimentazione sara trascurato.

In tabella 2.2 sono mostrati i consumi tipici dei dispositivi che compongono l’elettro-

nica di lettura e di trasmissione. Tutti gli optoibridi sono equipaggiati con tre canali di

trasmissione, con la possibilita di spegnere quelli non utilizzati. La corrente assorbita puo

variare in funzione del punto di lavoro del diodo laser; a differenza degli altri dispositivi, il

valore mostrato e quello massimo, previsto durante l’inizializzazione delle comunicazioni

tra l’optoibrido ed il FED, mentre i consumi previsti per il funzionamento a regime sono

circa la meta.

La base per valutare i requisiti delle alimentazioni e il singolo modulo di rivelazione,

con l’elettronica di comunicazione associata. Secondo quanto esposto in precedenza, per i

moduli sono previste due configurazioni, in base al numero di canali di lettura dei sensori:

512 strip: sono necessari 4 APV25-S1, un APVMUX, il PLL, la DCU opzionale e 2

canali ottici;

768 strip: sono necessari 6 APV25-S1, un APVMUX, il PLL, la DCU opzionale e 3

canali ottici.

In base ai consumi mostrati in tabella 2.2, otteniamo le richieste di alimentazioni per

le due configurazioni di moduli singoli. Per i moduli doppi, questi valori devono essere

ovviamente raddoppiati.

In tabella 2.3 sono mostrati tra parentesi i valori ottenuti considerando un fattore di

sicurezza del 50%; questo non e stato applicato ai consumi dell’optoibrido, per il quale i

valori utilizzati sono gia quelli massimi previsti.

33

APV25I2,50 I1,25 potenza

per ibrido4 0,680 A (0,940 A) 0,260 A (0,390 A) ∼ 2,0 W (∼ 2,8 W)6 0,940 A (1,290 A) 0,390 A (0,585 A) ∼ 2,8 W (∼ 4,0 W)

Tabella 2.3: Valori tipici delle correnti assorbite e della potenza dissipata dall’elettronicadi lettura e trasmissione, nelle due configurazioni previste per i moduli di rivelazione.

Si puo trarre la conclusione che un generico modulo di rivelazione richiede:

una tensione di polarizzazione fino ad un massimo di 600 V, con una corrente

massima di 1 mA;

la tensione di 2,50 V, con una corrente massima di 1,3 A;

la tensione di 1,25 V, con una corrente massima di 0,6 A.

Mentre il valore dell’alta tensione e un limite superiore che puo essere raggiunto o meno,

i valori delle basse tensioni sono quelli indicati a meno di piccole variazioni (±5%).

2.5 Organizzazione del tracker e raggruppamento dei

moduli

La figura 2.5 rappresenta un quarto della sezione longitudinale del tracker, essendo gli

altri tre simmetrici rispetto agli assi r e z, con la sua struttura in moduli di rivelazione e

la suddivisione in quattro parti:

Tracker Inner Barrel (TIB), la parte cilindrica piu interna, coassiale con l’asse del

fascio;

Tracker Inner Discs (TID), le corone circolari poste alle estremita del TIB;

Tracker Outer Barrel (TOB), la struttura cilindrica esterna;

Tracker Endcaps (TEC), le corone circolari piu esterne.

34

0 200 400 600 800 1000 1200 1400 1600 1800 2000 2200 2400 2600 2800

0

100

200

300

400

500

600

700

800

900

1000

1100

1200

0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 1.1 1.2 1.3 1.4 1.5

1.6

1.7

1.8

1.9

2

2.1

2.2

2.32.42.5

double

single

TOB: Outer Barrel

TIB: Inner Barrel

TID: Inner Disks

TEC: End Caps

Pixels

Thick Sensors

Thin Sensors

z (mm)

r (mm)

Punto di

Interazione

Figura 2.5: Sezione longitudinale di un quarto del tracker di CMS. Sono evidenziate lesuddivisioni nelle quatro parti (TIB, TID, TOB e TEC) e tra le parti interna ed esterna.

2.5.1 Tracker Inner Barrel

Il TIB e la parte piu interna del tracker. Composto da quattro strati cilindrici or-

ganizzati in una struttura ad anelli, e diviso in due parti simmetriche rispetto a z = 0.

Ciascuna meta contiene 6 anelli di moduli; i due strati piu interni sono equipaggiati con

moduli doppi, quelli esterni con rivelatori singoli.

(a) (b)

Figura 2.6: (a) Prototipo di struttura del TIB; (b) Particolare del supporto di un layer.E evidenziata la struttura a due anelli concentrici.

35

I sensori utilizzati sono sottili (320 µm di spessore), ricavati da un unico wafer da 6”,

con un’area attiva di circa 61× 117 mm2.

Ciascun layer presenta una struttura ad anelli sovrapposti (figura 2.6.b), con tre anelli

piu interni e tre piu esterni, quindi equipaggiati con un diverso numero di moduli. In

tabella 2.4 sono riportati i dati relativi al TIB, assieme alle molteplicita dei moduli per i

diversi anelli e al passo delle strip.

LayerModuli Anelli Moduli APV per Pitch Pitch APV

per anello in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totaliTIB1 26 o 30 6 + 6 336 6 + 6 80 80 4032TIB2 34 o 38 6 + 6 432 6 + 6 80 80 5184TIB3 44 o 46 6 + 6 540 4 120 - 2160TIB4 52 o 56 6 + 6 648 4 120 - 2592

Tabella 2.4: Tracker Inner Barrel : Molteplicita dei moduli e passo delle strip.

Il TIB e composto da 1188 moduli singoli e 768 moduli doppi, per un totale di 2724

moduli costruiti con altrettanti wafer da 6”, equipaggiati con 13968 APV.

2.5.2 Tracker Inner Discs

Ad entrambi i lati del TIB prendono posto i tre dischi del TID, ciascuno formato da

tre anelli concentrici. I due anelli piu interni sono formati da moduli doppi, il terzo da

moduli singoli.

Come nel TIB, i sensori sono sottili, ottenuti da un singolo wafer da 6”; sono virtual-

mente identici ai primi tre anelli del TEC. Essendo montati in una struttura a corone

circolari hanno una forma trapezoidale, con il passo delle strip variabile lungo il modulo.

In tabella 2.5 sono riportati i dati relativi al TID, le molteplicita dei moduli e i valori

minimo e massimo del passo delle strip.

Il TID e composto da 240 moduli singoli e 288 moduli doppi, per un totale di 816

modulo, costruiti con 816 wafer da 6”, e di 4416 APV.

2.5.3 Tracker Outer Barrel

Le parti piu interne (TIB e TID) sono racchiuse dai sei strati cilindrici del TOB.

Ciascuno strato e costruito con una struttura a rod disposte lungo la superficie del cilindro,

36

LayerModuli Anelli Moduli APV per Pitch Pitch APVin ϕ in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totali

TID1 24 3 + 3 144 6 + 6 81-112 81-112 1728TID2 24 3 + 3 144 6 + 6 113-143 113-143 1728TID3 40 3 + 3 240 4 123-158 - 960

Tabella 2.5: Tracker Inner Discs : Molteplicita dei moduli e passo delle strip, alle basiminore e maggiore dei trapezi.

Figura 2.7: Schema di una rod del TOB.

separate da e simmetriche rispetto al piano z = 0. Ciascuna rod e equipaggiata con 6

moduli (figura 2.7).

Come nel TIB, i primi due strati montano moduli doppi, mentre i moduli singoli sono

utilizzati per i rimanenti. Tutti i sensori utilizzati sono spessi 500 µm, costruiti da due

wafer da 6”, ed hanno un’area sensibile di circa 94× 186 mm2. I dati relativi al TOB sono

riportati in tabella 2.6.

Il TOB e composto da 3048 moduli singoli e 1080 moduli doppi, per un totale di 5208

moduli ricavati da 10416 wafer da 6”, e 20832 APV.

37

LayerModuli Moduli Moduli APV per Pitch Pitch APVin ϕ in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totali

TOB1 42 6 + 6 504 4 + 4 183 183 4032TOB2 48 6 + 6 576 4 + 4 183 183 4608TOB3 54 6 + 6 648 4 183 183 2592TOB4 60 6 + 6 720 4 183 183 2880TOB5 66 6 + 6 792 4 183 - 3168TOB6 74 6 + 6 888 4 183 - 3552

Tabella 2.6: Tracker Outer Barrel : Molteplicita dei moduli e passo delle strip.

2.5.4 Tracker Endcap

Completano la struttura i diciotto dischi (nove per parte: z > 0 e z < 0) del TEC,

anch’essi suddivisi in anelli concentrici. Dal punto di vista costruttivo, l’endcap e suddiviso

in petali, di due tipi, corrispondenti ad 1/16 di disco ciascuno. La figura 2.8 mostra lo

schema di 1/8 del TEC, mentre in figura 2.9 sono mostrate le due facce di un petalo,

contenenti rispettivamente gli anelli pari e dispari.

I quattro anelli interni sono simili a quelli del TID (i primi tre sono effettivamente

identici) e montano moduli sottili, ottenuti da singoli wafer da 6”; all’aumentare della

coordinata z, gli anelli piu interni vengono eliminati (figura 2.5): i primi tre dischi sono

completi, ai tre successivi manca l’anello piu interno, i penultimi due sono privi di due

anelli, finche l’ultimo disco ne mantiene soltanto uno. Per semplicita, verranno utilizzati

due soli tipi di strutture di supporto, con e senza il primo anello, lasciandone vuote alcune

parti negli ultimi dischi.

I tre anelli piu esterni sono presenti in tutti i dischi; sono equipaggiati con sensori

spessi 500 µm, ricavati da due wafer da 6”, simili a quelli utilizzati nel TOB.

Sono equipaggiati con moduli doppi i due anelli piu interni ed il quinto, il primo costrui-

to con sensori spessi. Tutti i moduli hanno la struttura a cuneo trapezoidale tipica anche

del TID, quindi le strip hanno passi variabili. Tutte le caratteristiche e le molteplicita dei

moduli degli endcap sono riportati in tabella 2.7.

Il TEC e composto da 1648 moduli sottili singoli e 432 doppi, per un totale di 2512

moduli sottili, costruiti con altrettanti wafer sottili da 6”; i moduli spessi sono 2448 singoli

e 720 doppi, 3888 in totale, costruiti con 7776 wafer spessi da 6”; in tutto monta 30208

APV.

38

Figura 2.8: Schema del montaggio di 1/8 dell’endcap.

lato anteriore lato posteriore

Figura 2.9: Particolare di un petalo del TEC, visto dal punto di interazione. Sul latoanteriore sono montati i moduli degli anelli dispari, mentre sul posteriore quelli pari.

39

LayerModuli Anelli Moduli APV per Pitch Pitch APVin ϕ in z totali modulo ϕ (µm) stereo (µm) totali

TEC1 24 3 + 3 144 6 + 6 81-112 81-112 1728TEC2 24 6 + 6 144 6 + 6 113-143 113-143 3456TEC3 40 8 + 8 640 4 123-158 - 2560TEC4 56 9 + 9 1008 4 113-139 - 4032TEC5 40 9 + 9 720 6 + 6 126-156 126-156 8640TEC6 56 9 + 9 1008 4 163-205 - 4032TEC7 80 9 + 9 1440 4 140-172 - 5760

Tabella 2.7: Tracker Endcap: Molteplicita dei moduli e passo delle strip, alle basi minoree maggiore dei trapezi.

2.6 Power Supply Units e cavi di alimentazione

L’alimentazione dei 12636 moduli di rivelazione e dell’elettronica associata presenta

un problema tecnico ed economico non indifferente e non consente di utilizzare, come

in passato, un gruppo di alimentatori indipendenti per le linee di alimentazione (500 V,

2,50 V, 1,25 V) di ciascun modulo.

Si e adottata la soluzione di raggruppare piu rivelatori, contigui ed omegenei, e di ali-

mentarli con un solo alimentatore dedicato (Power Supply Unit, o PSU), capace di fornire

sia le basse tensioni necessarie all’elettronica che l’alta tensione per la polarizzazione dei

sensori.

Questa strada e delicata, ed impone requisiti stringenti sui criteri di raggruppamento:

affinche sia possibile utilizzare la stessa tensione per tutti i rivelatori di un gruppo, senza

rischi di breakdown o di polarizzazione insufficiente, e necessario che essi abbiano le stesse

caratteristiche (resistivita e spessore) per tutto l’arco dei 10 anni dell’esperimento. Questo

impone che i sensori siano soggetti alla stessa dose di irraggiamento. Data la severita di

questi requisiti, per aumentare la flessibilita delle PSU ciascuna di esse e dotata di due

regolatori indipendenti di alta tensione.

Oltre al problema dei raggruppamenti, ne rimangono altri connessi alla caduta di

tensione sui cavi di alimentazione, alle connessioni con i moduli all’interno del trac-

ker, alla scelta dei riferimenti comuni. Molti di questi aspetti sono ancora oggetto di

dibattito all’interno della collaborazione, in attesa di una sperimentazione piu completa

e sistematica.

La caduta di potenziale sui cavi di alimentazione e particolarmente sentita sulle linee

40

FE

-PS

Use

rvic

eca

ble

CC

U-P

SU

pow

erca

ble

not

equi

pote

ntia

lpl

anes

C C U R i ng

D etector s gr oup

C ommon

L V C ommon

H V C ommon

1, 25 V

2, 50 V

H V 2H V 1

S 125

S 250

S comm

S 250

2, 50 V

S comm

Figura 2.10: Schema di alimentazione dei moduli e dei CCU ring. Sono evidenziati leconnessioni di sense e i riferimenti comuni.

di bassa tensione, a causa dalle alte correnti richieste (fino a 15 A) e della lunghezza dei

cavi (70∼100 m), e richiede l’utilizzo di connessioni di sense, cavi ad alta impedenza che

riportano ai regolatori di tensione degli alimentatori i valori effettivamente presenti sui

carichi.

I fili di sense (S250, S125, Scomm), mostrati in figura 2.10, assicurano che le tensioni

richieste, 2,50 e 1,25 V, siano effettivamente presenti solo nei punti ad essi collegati; all’in-

terno di ciascun gruppo, gli ibridi di lettura sono alimentati tramite conduttori locali, per-

corsi da correnti non trascurabili e quindi non piu equipotenziali. Questo ha implicazioni

sulle comunicazioni con le CCU e sulla scelta del riferimento di massa comune.

La distribuzione delle alimentazioni necessarie all’interno del tracker presenta due

possibili soluzioni, in base all’ubicazione del sistema delle PSU.

All’interno della caverna dell’esperimento, nelle prossimita del rivelatore. Sebbene

l’ambiente sia ostile a causa delle radiazioni e del campo magnetico residuo, questa

soluzione offre la possibilita di utilizzare cavi piu corti (∼ 40 m), e quindi un costo

minore.

Nella counting room all’esterno della caverna, in un’ambiente privo di radiazioni,

del campo magnetico residuo e facilmente accessibile. Questa soluzione comporta

una lunghezza media per i cavi superiore (di ∼ 70 m) rispetto alla precedente.

La soluzione che abbiamo proposto e studiato e la seconda, improntata ad una maggio-

41

Figura 2.11: Schema trasversale dell’ambiente sotterraneo dedicato all’esperimento CMS.In alto a sinistra e visibile la counting room, a destra la caverna. I pannelli di connessione(Patch Panel) 1, 2 e 3, rispettivamente all’interno del rivelatore, nella caverna e nellacounting room, sono i punti di raccordo tra i diversi segmenti delle linee di alimentazione.

re semplicita di progettazione, costruzione e manutenzione del sistema di alimentazione.

La realizzabilita della prima soluzione e tutt’ora da dimostrare, ed il suo costo difficilmente

definibile.

Deve quindi essere affrontato il problema della distribuzione delle alimentazioni sulla

lunga distanza (oltre 100 m) che separa le PSU dal tracker ed all’interno del tracker stesso.

Per il collegamento delle PSU ai circa 1800 gruppi di rivelatori, vengono utilizzati piu

tipi di cavi, a seconda della zona attraversata. In figura 2.12 e schematizzata la segmen-

tazione delle linee di alimentazione, assieme alle massime cadute di potenziale previste su

ciascun segmento della linea per i 2,50 V.

La prima parte, lunga 70 m, va dalle PSU nella counting room (PP3) fino alle bal-

conate all’interno della caverna (PP2). Questo segmento e costituito da cavi multipolari

in rame a bassa impedenza; ciascun cavo e composto da 80 conduttori isolati, di cui 72

dedicati al trasporto delle correnti per l’alimentazione dell’elettronica. I 72 cavetti sono

suddivisi tra le linee di bassa tensione in modo proporzionale alle correnti previste, in mo-

42

TEC :768 det. gr.

TOBnew: 634 det. gr.

TIB : 366 det. gr.

ITOT ≤ 10.5 kA ( 7 kA typ.)

ITOT ≤ 9 kA ( 6.0 kA typ.)

ITOT ≤ 5 kA ( 3.5 kA typ.)

Cu multiwires

ø 16 mm , 70 m

internal cables external cables

Cu multiservice

ø 12 mm , 35 m

PS System1768 PSUs

< 33 kW( 14.5 kW typ. )< 47 kW

( 21 kW typ.)

<52 kW( 35 kW typ. )

< 63 kW( 30 kW typ. )

TRACKER

∆ V V2 5

1 5.

max.<

∆ V V2 5

1 4.

max.<

∆ V V2 5

1 3.

max.<

∆ V V2 5

0 9.

max.<

∆ V V2 5

0 8.

max.<

∆ V V2 5

0 8.

max.<∆

VV

25

1.max

<

1768 detectors groups

I2.5 (A/group) ≤ 13.5 , 3 , 9.5

( max , min , mean )

I2.5 (A/group) ≤ 12 , 8.5 , 10.5


I2.5 (A/group) ≤ 12 , 8.5 , 9.5


Figura 2.12: Schema delle connessioni di alimentazione delle PSU con i gruppi di rivelatoriall’interno del tracker. Non sono presenti i gruppi del TID, non ancora ben definiti. Lecadute di potenziale e le potenze dissipate si riferiscono alle sole basse tensioni (+2,50 e+1,25 V).

do da equalizzare le cadute di tensione. All’interno del cavo i conduttori appartenenti ad

una stessa linea di alimentazione non sono raggruppati, ma distribuiti uniformemente in

modo da massimizzare la capacita di accoppiamento e minimizzare l’induttanza. Questo

accorgimento ha l’effetto di ridurre l’impedenza caratteristica delle linee a circa 2 Ω. Gli

altri 8 conduttori, quelli piu interni al cavo, sono utilizzati per le alte tensioni (3), per le

linee di sense (3), e per una lettura di temperatura (2). L’utilizzo di 80 conduttori ordinati

in maniera casuale permette di ridurre l’impedenza in frequenza del cavo, grazie ad una

capacita piu alta ed un’induttanza piu bassa che non in un cavo con un solo conduttore

per linea. All’interno del cavo multipolare inoltre trovano posto le linee di alimentazione

per l’alta tensione ed i fili di sense.

Il secondo segmento, lungo 35 m, copre la distanza che va dalle balconate (PP2) nella

caverna al tracker (PP1) all’interno di CMS; e un cavo in rame che trasporta oltre alle

alimentazioni ed ai sense, alcuni segnali di servizio sotto forma di livelli di tensione, come

ad esempio la temperatura. Per quanto riguarda le basse tensioni, la soluzione utilizzata

43

prevede tre conduttori unipolari, di diversa sezione per mantenere uniformi le cadute di

potenziale su ciascuna linea. Questa soluzione offre caratteristiche di resistenza (in con-

tinua) ed impedenza (in frequenza) peggiori rispetto al cavo multipolare; il primo effetto

- la maggior resistenza - dipende dalla sezione dei cavi, ma non dovrebbe essere un pro-

blema grazie alla minor lunghezza di questo segmento ed alla capacita di compensazione

dei regolatori delle PSU. Per quanto riguarda gli effetti induttivi, questi possono essere

mantenuti a livelli accettabili dall’utilizzo di condensatori in parallelo ai carichi alimentati.

L’ultimo tratto ha il compito di portare l’alimentazione dall’immediato esterno del

tacker (PP1) ai singoli moduli ed all’elettronica di controllo. Questa connessione avviene

in due parti: un cavo multiservizio in alluminio, lungo dai 2 ai 5 m, porta le alimentazioni

fino alle Interconnection Board dei vari gruppi; da qui fino ai singoli moduli la distribuzione

avviene tramite cavi piatti isolati in kapton, integrati nella struttura stessa del tracker.

Le loro caratteristiche non sono state ancora definite con precisione, principalmente per

la loro continua evoluzione; comunque, le considerazioni fatte per il cavo multiservizio

si applicano qui a maggior ragione: la resistenza dei collegamenti e mantenuta bassa in

primo luogo dalla lunghezza limitata (qualche metro), mentre gli effetti induttivi sono

ridotti dai condensatori di blocco sui moduli alimentati.

Il raggruppamento individuato al momento, in base al quale e stato dimensionato il

prototipo di alimentazione in studio, prevede oltre 1800 gruppi, con una consitenza media

di 8,5 moduli e 41 APV25 per gruppo. Il gruppo piu affollato prevede 12 moduli, per un

totale di 56 APV25, e richiede I250 6 12,5 A sulla linea da 2,50 V e I125 6 5,5 A su quella

da 1,25 V. Questi valori sono stati ottenuti tenendo conto del fattore di sicurezza del 50%

rispetto ai consumi tipici dichiarati per i componenti elettronici.

Sempre in figura 2.12, sono mostrate le potenze dissipate sui moduli ed in ciascuna

parte del sistema di alimentazione, tenendo conto dei consumi tipici e massimi previsti. Per

le PSU e assunta un’efficienza del 70%; tenendo conto della potenza dissipata sulle linee

di alimentazione, l’efficienza complessiva del sistema di alimentazione risulta superiore al

25%.

44

Capitolo 3

Cavi di alimentazione

3.1 Requisiti delle linee di alimentazione

Come ho accennato alla fine del capitolo precedente, i cavi utilizzati per l’alimenta-

zione dei rivelatori hanno lunghezze ragguardevoli (70∼100m); questo ha ripercussioni

principalmente sulle linee di bassa tensione, sia per quanto riguarda il comportamento in

corrente continua che le loro caratteristiche in frequenza.

Le linee di alimentazione per la polarizzazione dei rivelatori, al contrario, grazie alla

combinazione di alte tensioni e basse correnti trasportate, hanno requisiti molto meno

stringenti.

3.1.1 Caratteristiche in corrente continua

In corrente continua il fattore piu importante per la caratterizzazione di un cavo e la

sua resistenza; le alte correnti necessarie per l’alimentazione dell’elettronica di front-end

causano sulle linee di alimentazione una sensibile caduta di tensione, con la conseguente

dissipazione di potenza. Un valore accettabile per la resistenza delle linee di bassa tensione

e di 0,2∼0,3 Ω su ciascuno dei conduttori da cui e formata.

Considerando il valore tipico della corrente trasportata (8,5 A), con questa resistenza

la caduta sui cavi e di circa 4 V e la potenza dissipata 36 W. Quest’ultimo effetto aumenta

con il quadrato della corrente (P = I2R), ed evidenzia la necessita di distribuire i rivelatori

il piu uniformemente possibile all’interno dei raggruppamenti effettuati nel tracker.

Confrontati con la tensione di alimentazione dell’elettronica, 2,5 V, e la potenza utiliz-

zata, 21 W, questi valori mostrano come le linee di alimentazione siano un aspetto tutt’al-

tro che secondario dal punto di vista della potenza impiegata. D’altro canto, per diminuire

45

ulteriormente la resistenza delle linee e necessario aumentarne la sezione, soluzione non

realizzabile dato l’alto numero di cavi (∼ 1800) e lo spazio limitato a disposizione.

Per mantenere sull’elettronica le tensioni richieste, le cadute di potenziale sui cavi

sono compensate dall’utilizzo di connessioni di sense ad alta impedenza, che riportino

agli alimentatori le tensioni effettivamente presenti sul carico.

La lunghezza dei cavi ed il conseguente tempo di propagazione dei segnali, ∼ 0,5 µs,

implicano che i circuiti di sense abbiano un tempo di reazione finito alle effettive variazioni

del carico; per evitare che disturbi caratterizzati da tempi caratteristici inferiori al tempo

di reazione portino il sistema in oscillazione, la banda passante dei circuiti di sense e

limitata a qualche kHz.

3.1.2 Problemi associati alle alte frequenze

La presenza di una componente induttiva intrinseca nelle linee di alimentazione crea

il problema della loro reazione ad improvvise variazioni delle correnti assorbite dal cari-

co alimentato. Queste possono essere generate durante il normale funzionamento dell’e-

lettronica, ma sono particolarmente intense durante l’accensione e lo spegnimento della

stessa.

L’energia totale immagazzinata nel cavo percorso da una corrente I e esprimibile come

E =1

2L I2 +

1

2C V 2 (3.1)

dove L e C sono l’induttanza del cavo e la capacita complessiva connessa alla linea di

alimentazione, e V e il valore medio della differenza di potenziale tra i conduttori. Una

variazione della corrente che percorre il cavo genera un’oscillazione dell’energia tra le

componenti capacitive e induttive del sistema, che si manifesta sotto forma di picchi di

tensione, proporzionali alla velocita di variazione della corrente.

Quest’effetto puo essere attenuato dall’utilizzo di cavi con un’alta capacita ed una

bassa induttanza specifiche, cioe caratterizzati da una bassa impedenza caratteristica, o

utilizzando condensatori di blocco in parallelo al carico alimentato, in modo da aumentare

la capacita complessiva della linea di alimentazione.

L’utilizzo di condensatori all’interno del tracker di CMS e limitato da due vincoli

costruttivi: l’alto flusso di radiazioni, che impedisce di utilizzare condensatori elettrolitici,

e la scarsa disponibilita di spazio all’interno del tracker. Queste due considerazioni limitano

46

effetivamente la capacita massima disponibile per ciascuna linea di alimentazione a circa

100 µF.

L’impiego di linee di alimentazione caratterizzate da una bassa impedenza caratteristi-

ca presenta dei vantaggi anche per quanto riguarda l’immunita alle interferenze indotte da

onde elettromagnetiche ed il confinamento dei disturbi ad un singolo gruppo di rivelatori.

Un’onda elettromagnetica induce su un conduttore correnti alla stessa frequenza del-

l’onda; l’impiego di cavi di alimentazione con una bassa impedenza aumenta la potenza

richiesta per generare segnali in tensione di una data consistenza, effettivamente riducendo

i disturbi indotti.

L’utilizzo di una linea di alimentazione a bassa impedenza realizza un cammino prefe-

renziale per la propagazione dei disturbi generati dall’elettronica di front-end e dal cavo

di alimentazione stesso. Se l’impedenza della linea e sufficientemente piccola, tutti gli

accoppiamenti con le altre parti del sistema risultano avere impedenze ragguardevoli, evi-

tando il propagarsi dei disturbi sui canali vicini e quindi effettivamente confinandoli al

solo canale dove sono stati generati.

3.1.3 Impedenza caratteristica delle linee di trasmissione

Per esaminare le caratteristiche di un cavo a frequenze paragonabili o superiori al-

l’inverso del tempo che un’onda elettromagnetica impiega ad attraversarlo, dobbiamo

introdurre un modello a costanti distribuite [30]: una linea di trasmissione puo essere

schematizzata come il ripetersi di blocchi infinitesimi formati da induttanze e resistenze

in serie, con capacita e conduttanze in parallelo (figura 3.1).

Per valutare l’andamento dei parametri del modello mi sono basato sulle proprieta di

uno dei cavi di alimentazione che ho esaminato, un segmento di 100 m di cavo multipolare

in rame.

Una linea di trasmissione e descritta da quattro parametri: l, c, r e g sono rispettiva-

mente l’induttanza, la capacita, la resistenza e la conduttanza per unita di lunghezza.

Il modello mostrato in figura 3.1 e descritto dalle equazioni

dV

dx= −rI − l dI

dt= −(r + jωl) I (3.2)

dI

dx= −gV − cdV

dt= −(g + jωc)V (3.3)

Queste equazioni possono essere disaccoppiate per ottenere, nell’ipotesi che la linea di

47

L

G C

R L

G C

R

Figura 3.1: Schema di una linea di trasmissione. La linea puo essere pensata come ilripetersi di blocchi infinitesimi LR/GC.

trasmissione sia omogenea,

d2V

dx2= [(rg − ω2lc) + jω(rc+ gl)]V (3.4)

d2I

dx2= [(rg − ω2lc) + jω(rc+ gl)] I (3.5)

L’intervallo di frequenze a cui siamo interessati e limitato dalle caratteristiche dei

cavi e dell’elettronica alimentata. La lunghezza dei cavi, 70∼100 m, comporta un limite

inferiore per le frequenze di circa 1 MHz e un limite superiore, fissato dalla banda passante

dell’elettronica di lettura, circa 4 MHz, inferiore ai 100 MHz.

Siamo quindi interessati al comportamento delle linee di alimentazione nell’intervallo

di frequenze da 1 a 100 MHz. Per valutare gli effetti relativi dei diversi aspetti di una

linea di trasmissione ho utilizzato i parametri caratteristici della linea di alimentazione

da 1,25 V di uno dei cavi misurati, un cavo multipolare formato da 50 conduttori di rame

da 0,8 mm2, descritto piu avanti (§3.4.3):

r vale, nel caso in esame, circa 3,5 mΩ/m in corrente continua, ed aumenta con la

frequenza per effetto pelle [30]. Per frequenze superiori ad 1 MHz, l’andamento puo

essere approssimato come

r(ω)

r0= 1, 23

√f(MHz) + 0, 26 (3.6)

l e c valgono 15 nH/m e 1,7 nF/m;

g, dovuta alla polarizzazione del dielettrico, e sempre trascurabile, soprattutto per

la richiesta che il cavo abbia un’alta capacita specifica.

48

Alle frequenze di interesse, le impedenze associate a queste tre grandezze, Zr = r(ω),

Zl = ωl, Zc = 1/ωc, sono mostrate in tabella 3.1, da cui risulta evidente come, anche

considerando l’effetto pelle, la resistenza specifica sia comunque trascurabile rispetto

all’induttanza.

ParametroFrequenza

1 MHz 10 MHz 100 MHzZr (mΩ/m) 5,2 14,5 44Zl (mΩ/m) 15 150 1500Zc (Ω m) 600 60 6

Tabella 3.1: Parametri del cavo multipolare al variare della frequenza: Zr = r(ω), Zl = ωl,Zc = 1/ωc.

La soluzione dell’equazione 3.4 (per la 3.5 la soluzione e analoga), trascurando g e

sviluppando al primo ordine in r/ωl, e reintroducendo la dipendenza temporale implicita

nella notazione complessa, e:

V (x, t) = V0 ejϕ e∓

12r(ω)√

clx ej(ω t±ω

√lc x) (3.7)

Questa descrive delle onde che si propagano senza dispersione, con un coefficiente di

attenuazione 12r(ω)

√cl

(tabella 3.2), ed una velocita di fase vf = 1/√lc, indipendente

dalla frequenza.

FrequenzaCoefficiente diattenuazione

1 MHz 0, 9× 10−3 m−1

10 MHz 2, 4× 10−3 m−1

100 MHz 7, 3× 10−3 m−1

Tabella 3.2: Coefficiente di attenuazione del cavo multipolare al variare della frequenza.

Dalle equazioni 3.2, 3.3 e 3.7 possiamo ricavare due parametri facilmente misurabili,

caratteristici del cavo in esame:

Z =

√l

c

(1 +

r2(ω)

2ω2l2

)(3.8)

τ =√lc d (3.9)

49

dove d e la lunghezza del cavo, Z e l’impedenza caratteristica della linea di trasmissione, e τ

il tempo impiegato da un’onda a percorrerla. Misurando questi parametri e l’attenuazione

che l’onda subisce e possibile risalire, trascurando il termine in r/ωl, ai parametri r, l e c

del cavo.

La misura di τ puo essere effettuata direttamente, misurando il tempo necessario ad un

impulso di tensione a propagarsi da un estremo all’altro del carico. Z puo essere valutata

sfruttando le proprieta di riflessione di una linea di trasmissione non terminata: quando

una linea di trasmissione e chiusa su un’impedenza diversa dalla sua impedenza caratte-

ristica, i segnali inviati sulla linea non vengono completamente assorbiti dalla resistenza

di carico, ma sono in parte riflessi. Variando la resistenza su cui la linea e chiusa fino a

che le riflessioni spariscano (in questo caso la linea si dice terminata) e possibile misurare

il valore dell’impedenza caratteristica della linea stessa.

3.2 Misura dei parametri caratteristici dei cavi di

alimentazione

Per alcuni dei cavi esaminati ho misurato questi parametri, cioe l’impedenza caratte-

ristica Z ed il tempo di propagazione τ . Da questi sono risalito ai parametri caratteristici

del cavo, l’induttanza (l) e la capacita (c) per unita di lunghezza.

La misura e stata effettuata inviando sul cavo degli impulsi di tensione di durata

inferiore a 50 ns fino ad un carico resistivo variabile; l’impulsatore utilizzato e stato un

HP 8131A, mentre il carico era costituito da tre potenziometri in serie con una resistenza

complessiva variabile tra 1 e 100 Ω.

I valori di τ e Z sono stati misurati con una coppia di sonde attive ad alta impedenza.

Nel primo caso ho osservato i segnali ai capi del cavo per valutarne il tempo di propa-

gazione; nel secondo ho collegato le sonde ai capi del carico, che ho variato fino a che le

riflessioni sulla linea sono sparite. Mentre τ puo essere determinato con grande precisio-

ne, grazie alla sensibilita dell’oscilloscopio, questa seconda misura non e molto precisa, a

causa di distorsioni introdotte dalle connesioni e, forse, da effetti dispersivi che non ho

considerato. Ripetendola piu volte, ho potuto valutarne l’incertezza, di poco inferiore al

10%. Quest’incertezza si propaga su tutti i parametri derivati, cioe l e c.

I risultati delle misure sono riportati in tabella 3.3. Essi evidenziano il divario tra le

caratteristiche del service cable e quelle del cavo multipolare, in favore di quest’ultimo.

50

Cavo esaminato r (mΩ/m) l (nH/m) c (nF/m) Z (Ω) vf (ms−1)Cavo multipolare, ordinato (100 m)

linea da 1,25 V 3,4 25 1,0 5 2,0×108

linea da 2,50 V 2,1 15 1,7 3 2,0×108

linea di ritorno 1,8 15 1,7 3 2,0×108

Cavo multipolare, antiinduttivo (100 m)linea da 1,25 V 3,1 15 1,7 3 2,0×108

linea da 2,50 V 2,1 10 2,5 2 2,0×108

linea di ritorno 1,8 10 2,5 2 2,0×108

Service cable (40 m)linea da 1,25 V 9,5 170 0,17 31 1,8×108

linea da 2,50 V 6,9 130 0,21 25 1,9×108

linea di ritorno 5,9 140 0,22 25 1,8×108

Tabella 3.3: Valori dei parametri del modello di linea di trasmissione per il cavo multipolaree per il prototipo di service cable. Il valore della resistenza specifica e misurato in correntecontinua, induttanza e capacita specifiche sono ipotizzate indipendenti dalla frequenza.Le misure su ciascuna linea sono state effettuate rispetto alle altre due linee dello stessocavo.

L’induttanza specifica e l’impededenza caratteristica, inferiori di un fattore 10, rispec-

chiano i risultati ottenuti misurando i picchi di tensione generati dalla variazione delle

correnti di carico (figure 3.14 e 3.16).

Sul cavo multipolare ho effettuato due serie di misure, per valutare gli effetti della

disposizione dei singoli conduttori all’interno del cavo. Una disposizione disordinata pre-

senta caratteritiche migliori, in quanto favorisce l’accoppiamento capacitivo tra le linee e

diminuisce l’induttanza complessiva del cavo, e quindi la sua impedenza caratteristica.

3.3 Misura delle oscillazioni indotte da variazioni di

corrente

Per misurare le oscillazioni indotte sui cavi di alimentazione abbiamo utilizzato in

laboratorio il sistema di misura mostrato in figura 3.2.

Questo e formato da:

un alimentatore da banco (EUTRON BVT 350), che genera la tensione di alimen-

tazione di 12 V;

51

AlimentatoreEUTRON BVT 350

OscilloscopioTextronix DSA 602A

Carico elettronicoHP 6081A

Sonde attive

2,50 V1,25 Vritorno

100 m

12 V

Figura 3.2: Catena di misura utilizzata per valutare le prestazioni dei diversi tipi di cavidi alimentazione.

il cavo in esame, posato in una canalina che corre all’interno dei laboratori, viene

utilizzato per portare l’alimentazione fino al carico elettronico;

il carico elettronico e costituito da un modulo di carico HP 60504B da 600 W, che

agisce da pozzo di corrente, programmabile tramite l’unita di controllo HP 6051A;

l’andamento della tensione ai capi del carico elettronico e misurato con due sonde

attive ad alta impedenza in configurazione differenziale in ingresso all’oscilloscopio

digitale (Tektronix DSA 602A).

La programmazione della variazione di corrente assorbita dal carico elettronico si basa

sull’impostazione dei due livelli di corrente e del tempo impiegato a compiere la transizione

dall’uno all’altro; piu precisamente, il parametro su cui si agisce direttamente e lo slew

rate, cioe la velocita di variazione della corrente (∆I/∆t), programmabile su uno di dodici

valori possibili, tra 0,2 A/ms (slew rate #1) e 1 A/µs (slew rate #12).

Poiche il costruttore avverte della non linearita tra il valore di slew rate impostato

e quello effettivamente seguito dallo strumento, soprattutto per variazioni piccole o slew

rate elevati, ho effettuato per prima cosa la taratura dello strumento.

Per questo ho collegato l’alimentatore al carico HP come mostrato in figura 3.3, uti-

lizzando dei cavi corti, per minimizzarne gli effetti induttivi, ed una resistenza da 0,12 Ω.

52

AlimentatoreEUTRON BVT 350

OscilloscopioTextronix DSA 602A

Carico elettronicoHP 6081A

Sonde attive

cavi corti (< 1 m)

12 V 0,12 Ω

Figura 3.3: Catena di misura utilizzata per tarare i tempi di variazione effettivi del caricoHP.

Con le sonde differenziali dell’oscilloscopio ho registrato l’evoluzione temporale della ten-

sione ai capi della resistenza, e quindi della corrente assorbita dal carico. In questo modo

ho misurato il tempo di variazione (rise time) effettivo, cioe il tempo necessario a passare

dal 10% al 90% della variazione di corrente. I risultati della taratura sono mostrati in

tabella 3.4 e in figura 3.4.

Per ciascuno dei cavi esaminati ho misurato le ampiezze dei picchi di tensione generati

in seguito alle variazioni di corrente; dei tre conduttori utilizzati per il trasporto della

tensione da 2,50 V, 1,25 V ed il ritorno comune, ho utilizzato il primo e l’ultimo per

alimentare il carico HP. La linea da 1,25 V e stata lasciata completamente sconnessa

(floating), o collegata ad un estremo al riferimento di massa dell’alimentatore; le differenze

riscontrate tra le due configurazioni sono risultate trascurabili.

In figura 3.5 e mostrata l’evoluzione temporale della tensione presente ai capi del

carico elettronico, registrata tramite le sonde differenziali dell’oscilloscopio. Si notano i

due guizzi di tensione, all’incirca simmetrici, causati dalle variazioni di corrente. La loro

ampiezza in funzione dello slew rate e il parametro che caratterizza il cavo in esame.

La differenza tra i livelli costanti presenti al centro e ai lati e dovuta alla caduta di

tensione sul cavo.

L’altezza dei picchi e stata misurata in funzione dei parametri di variazione della

53

Taratura degli slew rates - range 12 A

10

100

1000

10,0% 100,0%

Variazione di corrente (percentuale del fondoscala)

Rai

se T

ime

(10

% …

90

%) (

µs)

Slew rate #12Slew rate #11Slew rate #10Slew rate #9Slew rate #8Slew rate #7Slew rate #6

Figura 3.4: Tempi di variazione della corrente assorbita dal carico elettronico, in funzionedella variazione di corrente, indicata come percentuale rispetto al range di 12 A, e delloslew rate impostati.

corrente. Come previsto considerando la sola induttanza dei cavi, i picchi di tensione ge-

neratisi ai capi del carico sono proporzionali alla velocita di variazione della corrente, e

pressoche indipendenti dall’ampiezza della variazione stessa. Un esempio di questo com-

portamento e mostrato in tabella 3.5: raddoppiando la variazione di tensione, a parita di

slew rate, l’ampiezza degli overshoot rimane pressoche invariata; al contrario, raddoppian-

do la velocita di variazione della corrente, anche mantenendo costante l’ampiezza della

variazione stessa, si osservano dei picchi di tensione piu che raddoppiati.

Una seconda verifica della linearita tra l’ampiezza dei picchi di tensione ed il tasso

di variazione della corrente e mostrata nelle figure 3.14, 3.15 e 3.16, dove sono esposti i

risultati delle misure effettuate sui diversi prototipi di cavi di alimentazione.

54

Rise time 10% . . . 90% (µs)

Slew rate Variazione di corrente (A)impostato 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

# 6 (10 A/ms) 161 203 264 337 411 491 569 647 730 809 892# 7 (20 A/ms) 84,2 106 137 174 212 254 294 334 378 418 460# 8 (50 A/ms) 35,3 43,9 56,5 71,4 86,5 103 118 135 152 168 185# 9 (0,1 A/µs) 23,1 26,3 32,0 38,8 45,7 53,5 61,0 68,8 77,2 85,0 93,6# 10 (0,2 A/µs) 18,1 19,2 21,3 24,1 26,8 30,0 33,3 36,9 40,8 44,3 48,3# 11 (0,5 A/µs) 16,2 16,5 16,9 17,5 18,4 19,0 19,8 20,8 21,9 22,3 24,2# 12 (1 A/µs) 16,2 16,2 16,2 16,3 16,6 16,8 17,0 17,2 17,6 17,9 18,3

Tabella 3.4: Tempi di variazione della corrente assorbita dal carico elettronico, in funzionedella variazione di corrente e dello slew rate impostati.

Variazione di Rise time Slew rate Overshootcorrente (A) (µs) (A/ms) (V)

5 86,5 46 0,7410 168,0 48 0,745 45,7 88 1,7210 85,0 94 1,64

Tabella 3.5: Dipendenza dell’ampiezza dei picchi di tensione generati dalle variazioni dicorrente dall’ampiezza delle variazioni e dalla velocita di variazione.

3.4 Cavi esaminati

Per individuare il tipo di cavi di connessione piu adatti alle linee di alimentazio-

ne di bassa tensione del tracker di CMS, ho esaminato segmenti di 100 m di diverse

configurazioni:

l’insieme di tre comuni cavi elettrici, da 10 mm2;

un cavo MICO, con isolante minerale e guaina esterna in rame metallico, con 7

conduttori interni da 2,5 mm2;

un cavo multipolare, con 50 conduttori da 0,8 mm2, isolati in kapton.

Le stesse misure sono state effettuate su uno spezzone di 40 m del cavo multiservizio

sviluppato al CERN per la parte interna delle linee di alimentazione di CMS (service

cable).

55

0.00

2.00

4.00

6.00

8.00

10.00

12.00

14.00

16.00

18.00

20.00

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Tempo ( µs)

Ten

sio

ne

(V)

Overshoot

Caduta di potenziale

Undershoot

Figura 3.5: Evoluzione temporale della tensione ai capi del carico HP, connesso tramite ilcavo MICO, in seguito alle variazioni della corrente assorbita. Sono indicati i picchi ditensione di overshoot e undershoot, nonche la caduta di potenziale dovuta alla resistenzadel cavo di alimentazione. Questi effetti sono stati causati da una variazione di corrente∆I=7 A con velocita 0,6 A/µs.

3.4.1 Cavi elettrici

La configuraione piu semplice consiste nell’utilizzo di tre normali cavi elettrici (figu-

ra 3.6), con una sezione di 16 mm2, per le tensioni di 1,25 V, 2,50 V ed il riferimento

comune. I vantaggi che questi cavi presentano sono la semplicita, la reperibilita ed il

basso costo: le loro prestazioni sono di gran lunga le peggiori tra tutte le configurazioni

esaminate (figura 3.14).

Questa configurazione e stata esaminata come punto di riferimento rispetto al quale

valutare le prestazioni delle altre configurazioni piu elaborate. Dato che la configurazione

complessiva di questi cavi non e ben definita, non ho effettuato su di essi alcuna misura

di impedenza caratteristica.

La figura 3.7.a mostra il profilo del picco di overshoot generato in questo tipo di cavo

da una variazione di corrente di 7 A alla velocita di 0,6 A/µs. L’ampiezza del picco,

superiore a 20 V, e sicuramente sufficiente a danneggiare permanentemente l’elettronica

di lettura.

56

Figura 3.6: Comune cavo elettrico.

3.4.2 Cavo MICO

Una configurazione che offre buone prestazioni dal punto di vista elettrico, unita

ad un’ottima robustezza meccanica, e mostrata in figura 3.8: si tratta di un cavo MI-

CO(Mineral Insulator COnductor), formato da 7 conduttori di rame interni, con una

sezione di 2,5 mm2, immersi in un isolante di ossido di magnesio e racchiusi da una guaina

in rame con una sezione di 17,4 mm2, rivestita in plastica. Le misure sono state effettua-

te utilizzando i tre conduttori centrali e lo schermo esterno per la linea di ritorno della

corrente, e le altre due coppie di conduttori interni per le linee da 1,25 V e 2,50 V.

Il profilo dei picchi di overshoot e undershoot mostrati in figura 3.7.b e stato generato

sul cavo MICO da una variazione di corrente di 7 A, con un tasso di variazione di

0,6 A/µs. I picchi hanno in questo caso un’ampiezza minore (∼5 V) e si esauriscono in

un tempo ridotto, dopo 1 o 2 oscillazioni.

3.4.3 Cavo a 50 poli

Il terzo cavo analizzato e un cavo multipolare con 50 conduttori di rame da 0,8 mm2,

isolati da una sottile pellicola di kapton. Il numero di conduttori assegnati a ciascuna

linea e stato scelto in modo che la caduta di potenziale sulle tre linee fosse la stessa.

57

0.00

5.00

10.00

15.00

20.00

25.00

30.00

35.00

40.00

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Tempo (µs)

Ten

sio

ne

(V)

(a)

0.00

2.00

4.00

6.00

8.00

10.00

12.00

14.00

16.00

18.00

20.00

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Tempo (µs)

Ten

sio

ne

(V)

(b)

Figura 3.7: Effetti di overshoot e undershoot sui cavi esaminati, causati da una variazionedi corrente ∆I=7 A con velocita 0,6 A/µs: (a) overshoot sui cavi elettrici semplici; (b)effetti sul cavo MICO.

58

Figura 3.8: Cavo MICO con isolante minerale.

Common

+1,25 V

+2,50 V

Figura 3.9: Schema della sezione del cavo MICO.

Su questo cavo ho effettuato due serie di misure: la prima con i conduttori organizzati in

maniera ordinata, come mostrato in figura 3.11.a, la seconda seguendo lo schema mostrato

in figura 3.11.b, con i singoli conduttori distribuiti in modo casuale cosı da massimizzare

l’accoppiamento capacitivo tra linea e linea e minimizzare l’impedenza caratteristica del

cavo.

Nel primo caso abbiamo utilizzato i 16 connettori centrali per la linea da 2,50 V, i 10

piu interni per quella da 1,25 V e gli altri 24 per la linea di ritorno; nel secondo 16 per i

59

Figura 3.10: Cavo multipolare con 50 conduttori isolati in kapton.

Common

+1,25 V

+2,50 V

Common

+1,25 V

+2,50 V

(a) (b)

Figura 3.11: (a) Sezione del cavo multipolare con i conduttori ordinati; (b) Sezione delcavo multipolare con i conduttori disposti in modo antiinduttivo.

2,50 V, 9 per la linea da 1,25 V e i 25 rimanenti per il ritorno.

In figura 3.12 sono mostrati i picchi di overshoot e undershoot per il cavo multipolare,

nelle due configurazione esaminate: ordinata (figura 3.12.a) e antiinduttiva (figura 3.12.b).

Questi risultati sono superiori ai precedenti dal punto di vista dell’ampiezza (3 V e 1,9 V

contro i 5 V del cavo MICO), e mostrano il vantaggio della configurazione antiinduttiva

(1,9 V) rispetto a quella ordinata (3 V).

60

0.00

2.00

4.00

6.00

8.00

10.00

12.00

14.00

16.00

18.00

20.00

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Tempo (µs)

Ten

sio

ne

(V)

(a)

0.00

2.00

4.00

6.00

8.00

10.00

12.00

14.00

16.00

18.00

20.00

0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000

Tempo (µs)

Ten

sio

ne

(V)

(b)

Figura 3.12: Effetti di overshoot e undershoot sul cavo multipolare, causati da una va-riazione di corrente ∆I=7 A con velocita 0,6 A/µs: (a) in configurazione ordinata; (b) inconfigurazione antiinduttiva.

61

3.4.4 Service cable

Figura 3.13: Schema della sezione service cable.

L’ultima configurazione esaminata e stato il prototipo di service cable proposto da

Robert Hammarstrom per le connessioni dalla caverna di CMS all’interno del rivelatore,

mostrato in figura 3.13. Per le basse tensioni utilizza tre conduttori di rame di diverse

sezioni, scelte in base alla corrente prevista per ciascuna linea: 6,0 mm2 per la linea da

2,50 V, 3,0 mm2 per quella da 1,25 V e 9,6 mm2 per la linea di ritorno. Se si trascura

questo particolare, questa soluzione e molto simile alla prima analizzata, come attestano

i risultati analoghi: i valori di overshoot osservati su questo cavo sono migliori rispetto a

quelli osservati sui cavi elettrici comuni di un fattore 2,5, imputabile alle diverse lunghezze

dei due cavi (40 m e 100 m).

In tabella 3.3 sono elencati i parametri dei modelli di linea di trasmissione per il

cavo multipolare, nelle due configurazioni ordinata e antiinduttiva, e per il prototipo

di multiservice cable. Dal loro confonto, risultano evidenti le migliori caratteristiche del

primo: induttanza specifica piu piccola di un fattore 10, capacita specifica piu grande di

62

un fattore 10, impedenza caratteristica piu bassa di un fattore 10. Questa differenza di

caratteristiche si riflette pesantemente nell’ampiezza dei picchi di tensione generati dal

cavo multiservizio, come mostrato nelle figure 3.14 e 3.16.

3.5 Risultati delle misure

Nel grafico in figura 3.14 sono riportati i risultati delle misure sui cavi descritti, insieme

a dei fit lineari sui dati stessi.

0.00

5.00

10.00

15.00

20.00

0.00 0.10 0.20 0.30 0.40 0.50 0.60 0.70

Tasso di variazione (A/µs)

Ove

rsho

ot (V

)

cavo MICOTM

cavo a 50 poli ordinato

cavo a 50 polianti-induttivo

comune cavo elettrico

service cable (40 m)

Figura 3.14: Risultati delle misure di overshoot sui diversi cavi.

L’ampiezza dei picchi di tensione osservati in funzione della velocita di variazione

della corrente segue con ottima approssimazione un andamento lineare, come avevamo

ipotizzato inizialmente; allo stesso modo, non si osserva nessuna dipendenza diretta dal-

l’ampiezza della variazione di corrente, ma solamente attraverso l’influenza che ha sullo

slew rate effettivo (figura 3.4 e tabella 3.4).

63

Dal grafico in figura 3.14 emerge chiaramente che l’utilizzo di cavi multipolari - il cavo

MICO o il cavo da 50 poli in entrambe le sue configurazioni - e fortemente consigliabile

rispetto a dei cavi piu semplici; inoltre, la scelta di organizzarne i conduttori interni

in modo “disordinato” per minimizzare l’induttanza complessiva del cavo permette di

guadagnare un ulteriore fattore 1,5 nella riduzione degli effetti di overshoot, e quindi

della massima velocita di variazione della corrente permessa a parita di picchi di tensione

tollerabili.

Come accennato in precedenza, un secondo metodo per diminuire l’ampiezza dei picchi

di tensione consiste nell’utilizzare, in parallelo al carico alimentato, dei condensatori di

blocco. Per valutare gli effetti di capacita di terminazione per le linee di bassa tensione,

ho effettuato un secondo insieme di misure sui cavi esaminati, con una capacita variabile

tra 0 e 64 µF in parallelo al carico elettronico. I risultati di questo insieme di misure sono

mostrati, per i cavi MICO e multipolare, in configurazione antiinduttiva, in figura 3.15.

Una delle possibilita sotto indagine era l’utilizzo di normali cavi elettrici con conden-

satori sul carico per limitare gli effetti di overshoot. Confrontando i risultati, mostrati in

figura 3.16, con i risultati precedenti in figura 3.14 emerge che utilizzare dei cavi multipo-

lari, anche senza alcuna capacita di terminazione, e comunque preferibile all’uso di cavi

elettrici comuni assieme a dei condensatori. In complesso la configurazione con caratteri-

stiche migliori prevede l’utilizzo di condensatori di blocco congiuntamente a dei cavi mul-

tipolari, in modo da minimizzare i picchi di tensione presenti sulle linee di alimentazione.

3.6 Sense interni

Un ulteriore vantaggio derivante dall’utilizzo di un cavo multipolare consiste nella pos-

sibilita di inglobare i fili di sense all’interno dello stesso cavo utilizzato per trasportare le

basse tensioni, evitando l’utilizzo di conduttori esterni, con l’ingombro ed il costo associati.

Questa configurazione avrebbe potuto presentare un nuovo problema, se l’accoppiamento

induttivo tra le linee di potenze ed i sense fosse stato tale da far entrare il sistema di

alimentazione in oscillazione.

Per accertarsi della fattibilita dell’integrazione dei sense con le linee di potenza, ho

ripetuto parte delle misure effettuate con il cavo da 50 poli in configurazione antiinduttiva,

modificandone la configurazione dei conduttori: tre dei fili precedentemente utilizzati dalla

64

0,00

0,50

1,00

1,50

2,00

0,00 0,10 0,20 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70

Tasso di variazione della corrente (A/µs)

Overshoot (

V)

0 µF

32 µF

10 µF

64 µF

(a)

0,00

1,00

2,00

3,00

4,00

5,00

6,00

0,00 0,10 0,20 0,30 0,40 0,50 0,60 0,70

Tasso di variazione della corrente (A/µs)

Overshoot (

V)

0 µF

32 µF

64 µF

(b)

Figura 3.15: Risultati delle misure di overshoot sul cavo (a) multipolare in configurazioneantiinduttiva, e (b) MICO, per valori della capacita in parallelo al carico tra 0 e 64 µF.

65

0.00

1.00

2.00

3.00

4.00

5.00

6.00

0.00 0.10 0.20 0.30 0.40 0.50 0.60 0.70

Tasso di variazione (A/µs)

Ove

rsho

ot (V

)

cavo a 50 polianti-induttivo

comune cavo elettrico

service cable (40 m)

Figura 3.16: Risultati delle misure di overshoot su diversi cavi, con una capacita di 64 µFin parallelo al carico.

linea di ritorno sono stati impiegati come collegamenti di sense. I risultati sono stati

positivi, non mostrando alcun tipo di accoppiamento tra le varie linee ne l’insorgere di

disturbi aggiuntivi.

3.7 Conclusioni

In base alle misure effettuate, la configurazione con le caratteristiche migliori tra quelle

che ho esaminato e il cavo multipolare con 50 conduttori, in configurazione antiindutti-

va. Per ottenere prestazioni superiori verra utilizzato un nuovo cavo multipolare, con 80

conduttori da 0,8 mm2 isolati in kapton.

In base ai risultati ottenuti, secondo cui l’integrazione delle linee di sense all’interno

dello stesso cavo non dovrebbe far sorgere alcun disturbo, solo 72 dei conduttori saranno

66

utilizzati per le linee di bassa tensione, mentre gli 8 poli piu interni saranno dedicati

ad altri scopi: 3 saranno utilizzati per le alte tensioni, 3 per le linee di sense e 2 per la

trasmissione dei valori di temperatura, misurati all’interno del tracker.

Questo ovviamente solo nel caso in cui l’assenza di problemi dovuti alla presenza dei

sense e delle linee di alta tensione al centro del cavo venga verificata sperimentalmente.

Grazie al maggior numero di conduttori, da questo nuovo prototipo ci aspettiamo

prestazioni migliori sia in corrente continua, con una resistenza piu bassa grazie alla se-

zione maggiore, sia in alta frequenza, poiche il numero piu alto di conduttori permette di

migliorare la distribuzione delle linee all’interno del cavo, portando all’aumento dell’ac-

coppiamento capacitivo ed alla diminuzione dell’induttanza e dell’impedenza caratteristi-

ca. Sul nuovo prototipo saranno quindi effettuate le misure dei parametri caratteristici

e degli overshoot in funzione dello slew rate, per controllare se queste aspettative siano

effettivamente verificate.

67

Capitolo 4

Caratteristiche e architettura delsistema di alimentazione

Nella progettazione del sistema di alimentazione per un progetto complesso e di lunga

durata come il sistema tracciante dell’esperimento CMS, devono essere presi in conside-

razione oltre alle prestazioni del sistema, come isolamento o rumore, aspetti relativi alla

manutenzione:

affidabilita nel tempo (uptime);

semplicita nell’individuazione dei problemi e nella relativa manutenzione;

disponibilita di procedure di emergenza in caso di incidenti;

praticita e semplicita d’uso.

Questi ultimi due aspetti portano a definire come parte integrante delle unita di alimenta-

zione misure di sicurezza, sia hardware che software, tali da rendere impossibili manovre

pericolose per le persone o il tracker.

Dal punto di vista dell’alimentazione il tracker e suddiviso in gruppi indipendenti, a

ciascuno dei quali corrisponde una Power Supply Unit. Questa contiene i due regolatori di

bassa tensione richiesti dall’elettronica di lettura e comunicazione ed i due regolatori di alta

tensione per la polarizzazione dei rivelatori. Questo schema rappresenta un compromesso

tra la semplicita e il costo dei sistemi di alimentazione, con una PSU per ogni gruppo, ed

una buona flessibilita nella polarizzazione dei rivelatori, con due canali di alta tensione

indipendenti. In tabella 4.1 sono riportate le caratteristiche richieste a ciascun canale.

Coppie di PSU sono organizzate in moduli (Power Supply Modules), inseriti in appositi

crate; i PSM forniscono alle due PSU le linee di collegamento con l’esterno:

69

tensione corrente massima current limit sense compensazioneBasse tensioni

1,25 V ± 5 % 7 A 1,75 A . . . 7 A 6 V2,50 V ± 5 % 12 A 3 A . . . 12 A 6 V

Alte tensioni0 . . . 600 V 10 mA 10 µA. . . 10 mA -0 . . . 600 V 10 mA 10 µA. . . 10 mA -

tensione isolamento a 10 MHz rumore integrato su 5 MHz riferimentoBasse tensioni

1,25 V ± 5 % > 1 kΩ < 30 mV rms floating2,50 V ± 5 % > 1 kΩ < 30 mV rms floating

Alte tensioni0 . . . 600 V > 1 kΩ < 10 mV rms floating0 . . . 600 V > 1 kΩ < 10 mV rms floating

Tabella 4.1: Requisiti del sistema di alimentazione.

alimentazione;

bus di controllo, via CAN bus;

allarme esterno (general reset);

connessioni con l’elettronica ed i rivelatori da alimentare.

In figura 4.1 e mostrato un esempio di raggruppamento delle PSU, lievemente diverso

da quello descritto in seguito; a differenza di quanto mostrato in questo schema, sono

previste 2 sole PSU per ogni PSM, dedicate all’alimentazione dell’elettronica di lettura

e comunicazione, mentre le CCU sono alimentate separatamente. I PSM devono essere

costruiti in modo da garantire una buona robustezza meccanica, evitando che le PSU si

possano danneggiare durante il trasporto o l’inserimento; sono raggruppati logicamente

tramite le connessioni digitali: fino a 127 PSU (63 PSM, quindi) sono connesse allo stesso

segmento di CAN bus e condividono la stessa linea di general reset. Il bus e organizzato

in modo che le PSU non necessitino di identificativi prestabiliti, ma che questi vengano

assegnati automaticamente all’inserimento nel crate a seconda della posizione.

L’origine dell’allarme di general reset e esterna alle PSU: il suo scopo e di segnalare

situazioni anomale da risolvere con lo spegnimento rapido di tutte le PSU del gruppo.

70

Ogni gruppo di PSM e gestito da un Array Controller, o supervisore (figura 4.1),

un computer connesso via CAN bus alle PSM del gruppo e via Ethernet ai computer

dell’esperimento (CMS Slow Control); il supervisore ha il compito di controllare lo stato

delle PSU del gruppo e di interfacciarle con i computer dello Slow Control.

Figura 4.1: Schematizzazione del raggruppamento delle PSU in array, alimentati dallePU e controllati da un supervisore ciascuno. Il raggruppamento esposto in questo lavorodifferisce da quello mostrato in figura per il numero ed il tipo di PSU all’interno di ciascunPSM: sono presenti 2 sole PSU per PSM, dedicate all’alimentazione dell’elettronica dilettura e comunicazione; per le CCU sono previste alimentazioni separatamente.

I PSM non sono connessi direttamente alla rete elettrica e prendono la potenza per

i rivelatori di tensione da una linea 48 Vdc, fornita da un’unita di potenza (PU) Per as-

sicurare un buon isolamento delle PSU, la connessione e fatta tramite dc-dc converter.

Una o piu linee di bassa tensione (5 V e/o 12 V) sono utilizzate per alimentare l’elettro-

nica di controllo delle PSU. Queste tensioni sono ricavate dal 220 V/50 Hz, protetta da

UPS (Uninterruptible Power Supply).

71

I PSM devono essere progettati in modo da poter essere inseriti e disinseriti indipen-

dentemente dallo stato delle PU; la linea di potenza a 48 V viene collegata internamente

solo successivamente all’inserimento, e deve essere scollegata prima di poter estrarre i

PSM dal crate.

Lo stesso vale per i collegamenti con i cavi di alimentazione del carico: questi vengono

effettuati tramite un sistema di rele di potenza presenti nel crate (figura 4.2); l’estrazione

del PSM e possibile solamente se tutti i rele sono aperti; lo stato di ciascun rele puo essere

modificato solo se la tensione e la corrente associate sono nulle.

Le connesioni tra i crate e i cavi di alimentazione sono da considerarsi permanenti. In

nessun caso deve essere possibile connettere o sconnettere un cavo durante il funzionamen-

to del sistema; questo non e comunque necessario per aggiungere, rimuovere o sostituire

un PSM.

Infine, i crate in cui sono inseriti devono fornire ai PSM il raffreddamento necessario

a dissipare il massimo riscaldamento previsto.

4.1 Power Supply Units

Le PSU sono l’unita base di alimentazione del tracker ; forniscono le basse tensioni

necessarie al funzionamento dell’elettronica di lettura, di controllo e comunicazione (ibridi

di frontend, DCU, optoibridi) e le alte tensioni per la polarizzazione dei rivelatori al silicio.

4.1.1 Basse tensioni

I regolatori di bassa tensione seguono uno schema unipolare (figura ??), fornendo le

tensioni di 1,25 V e 2,50 V programmabili entro ± 5% dei valori nominali; la tensione di

riferimento, comune ai due canali, deve essere sconnessa (floating) da riferimenti di massa

esterni: si richiede che l’isolamento sia migliore di 1 kΩ a 10 MHz.

Le correnti massime previste per i due canali sono 7 A sulla linea da 1,25 V e 12 A

su quella da 2,5 V. Per compensare le cadute di potenziale che queste correnti causano

lungo i cavi di alimentazione, sono previsti sense ad alta impedenza, che riportino ai

regolatori i valori di tensione effettivamente presenti sul carico. I moduli di bassa tensione

devono poter compensare fino a 6 V di caduta sui cavi, mantenendo sui carichi le tensioni

richieste.

Per i regolatori di bassa tensione e richiesto un rumore integrato su una banda di

72

5 MHz minore di 30 mV rms: questa richiesta e ancora da stabilmente sperimentalmente.

Figura 4.2: Schema dei collegamenti tra i regolatori di tensione della PSU ed i cavi dialimentazione e di sense. Tutte le connessioni avvengono tramite rele di potenza, ubicatisul back plane del crate di alimentazione.

4.1.2 Alte tensioni

Ogni PSU ha due regolatori di alta tensione indipendenti; le due linee hanno anch’esse

il riferimento di massa floating, in comune tra loro. Le tensioni sono programmabili da 0 V

a 600 V, con la possibilita di erogare fino a 20 mA. Anche per questi moduli si richiede

un isolamento migliore di 1 kΩ ad una frequenza di 10 MHz.

Date le basse correnti e le alte tensioni, per questi moduli non sono previsti collega-

menti di sense.

Per i regolatori di alta tensione e richiesto un rumore integrato su una banda di 5 MHz

minore di 10 mV rms: anche questa richiesta deve esser stabilita sperimentalmente.

73

4.1.3 Rampe

Come mostrato nel capitolo precedente, variazioni troppo rapide del carico provocano

ai capi dei cavi di alimentazione picchi di tensione, che a seconda delle caratteristiche del

cavo (lunghezza, capacita e induttanza caratteristiche) possono essere tali da danneggiare

l’elettronica alimentata.

Per evitare che questo avvenga, i regolatori delle PSU devono seguire rampe sufficien-

temente lente, sia durante l’accensione (ramp up) che lo spegnimnto (ramp down).

Il controllo delle rampe e demandato al software di controllo della PSU, che si fa carico

di pilotare i regolatori di tensione secondo le indicazioni fornite dal supervisore riguardo

alle tensioni da impostare e alla velocita di variazione da adottare.

Come misura di sicurezza le tensioni utilizzate per pilotare i regolatori di tensione sono

filtrate con un circuito RC con una costante di tempo dell’ordine del millisecondo.

Per i canali di bassa tensione e stato valutato il consumo massimo previsto (12 A sul

canale da 2,50 V) e da questo, estrapolando con una relazione lineare, e stata ottenenuta

una resistenza equivalente di ∼ 0, 2 Ω; basandosi sui risultati delle misure di overshoot

presentate nel capitolo precedente (figura 3.14 e figura 3.15), e stato ipotizzato uno slew

rate massimo di 0, 1 A/µs, e quindi una pendenza massima per le rampe di bassa tensio-

ne di ∼ 0, 02 V/µs. Un’ipotesi di lavoro piu conservativa porta a scegliere un valore di

0, 01 V/µs, anche se il valore definitivo deve ancora essere stabilito, aspettando risultati

dei test con prototipi di alimentatori, cavi ed elettronica.

Per quanto riguarda i canali di alta tensione la situazione e completamente diversa e

sono state definite soltanto delle stime indicative: il software di controllo dovra permettere

di impostare una velocita massima di 100 V/s; per i casi di emergenza e prevista la

possibilita di azzerare le tensioni alla massima velocita consentita dai filtri RC all’ingresso

dei regolatori.

4.1.4 Current Limit

Per ciascuno dei quattro regolatori della PSU e previsto un current limit programma-

bile via software. Per le basse tensioni, il current limit puo essere impostato dalla corrente

massima prevista (7 o 12 A) fino ad un minimo pari ad 1/4 dello stesso valore; per le alte

tensioni si prevede che il current limit possa arrivare dal valore massimo (10 mA) fino ad

1/1000 dello stesso valore (10 µA).

74

Durante il ramp up o ramp down oltre al carico normalmente presente devono anche

essere caricati o scaricati i condensatori di blocco presenti in parallelo al carico stesso; per

questo motivo le correnti possono essere piu alte di quanto previsto a regime. Questo effetto

e particolarmente marcato nei rivelatori al silicio; per evitare che questo generi allarmi

spurii, durante ramp up e ramp down il current limit sui regolatori di alta tensione non

puo essere inferiore a 1 mA.

4.2 Comunicazioni e allarmi

4.2.1 CAN bus

Per le comunicazioni tra il supervisore e i microprocessori delle PSU e stato scelto lo

standard CAN, per le sue caratteristiche di semplicita e flessibilita e per la sua diffusione.

Esso utilizza una linea differenziale, sulla quale viaggiano in modo seriale pacchetti dati

di lunghezza variabile tra 0 e 8 byte, con un’intestazione da 11 (CAN 2.0A [31]) o 29 bit

(CAN 2.0B [32]), protetti da un algoritmo di CRC (Cyclic Redundancy Check) a 15 bit;

il funzionamento di questo algoritmo e esposto brevemente nel capitolo 5.

I dispositivi controllano continuamente lo stato del bus, e possono trasmettere un pac-

chetto dati in qualunque momento il bus sia libero. Se due nodi iniziano la trasmissione

contemporaneamente, si ha una collisione. Una peculiarita del protocollo CAN e il mec-

canismo di arbitrazione non distruttiva: in caso di collisione tra due o piu pacchetti e

sempre garantita la trasmissione di uno di essi.

Per ottenere questo scopo il bus implementa un meccanismo di wired-and, per cui i

livelli elettrici presenti sul bus hanno una duplice funzione: trasmissione dei dati e indi-

cazione della priorita del messaggio stesso. Il valore logico “0” e associato al livello di

priorita dominante, il valore logico “1” al livello di priorita recessivo. Quando due dispo-

sitivi cercano di inviare contemporaneamente due valori diversi (0 e 1) il bus trasmette il

valore associato al livello dominante, cioe 0. Il dispositivo che ha tentato di trasmettere

il valore recessivo (1) rileva la collisione ed interrompe la comunicazione; l’altro prosegue

indisturbato. Un dispositivo che perda l’arbitrazione puo ritrasmettere il messaggio non

appena il bus sia nuovamente libero.

In questo modo, ad ogni pacchetto viene associata in modo naturale una priorita.

L’intestazione di un messaggio dunque ha una duplice funzione: oltre a determinare

il tipo di messaggio ed il nodo, o i nodi, a cui e indirizzato, identifica direttamente la

75

sua priorita: ad un’intestazione con valore numerico piu basso corrisponde una priorita

maggiore, e viceversa.

Ad esempio, due nodi iniziano contemporaneamente la trasmissione di due pacchetti

dati: il nodo A cerca di trasmettere il messaggio 00101001100100. . ., mentre il nodo B

cerca di trasmettere 00110011100111. . .:

durante la comunicazione del primo bit, entrambi i nodi trasmettono lo stesso valore

logico (0); il bus quindi assume questo valore, e ne A ne B rilevano la collisione;

durante la comunicazione del secondo e del terzo bit, si ripete la stessa situazione;

entrambi i nodi continuano la trasmissione;

arrivati alla trasmissione del quarto bit, il nodo A cerca di trasmettere il valore 0,

mentre B il valore 1; di conseguenza, il bus assume il valore dominante (0). Il nodo

B rileva la collisione ed interrompe la trasmissione, che ritentera in seguito; il nodo

A prosegue indisturbato.

Per quanto riguarda l’indirizzamento dei diversi nodi, il protocollo CAN e fondamen-

talmente un protocollo multicasting : un nodo che invii un messaggio comunica contem-

poraneamente con tutti i nodi connessi al bus. Sono i singoli nodi a decidere se ignorare

o meno il messaggio, esaminandone l’intestazione.

In questo modo e possibile indirizzare le PSU singolarmente o raggrupparle logica-

mente e indirizzare questi insiemi, fino a comunicare contemporaneamente con tutto il

gruppo. Questo lascia al supervisore un’ampia flessibilita nel controllo delle PSU, ad esem-

pio permettendo di accenderle o spegnerle sequenzialmente, secondo schemi particolari o

contemporanemente in tutto il gruppo.

Su questo protocollo di basso livello, ne e costruito uno di livello piu alto, usato per

le comunicazioni tra le PSU e il supervisore. In particolare, ciascuna PSU riceve dal

supervisore i comandi relativi a:

per ciascun regolatore di tensione:

– tensione da erogare;

– corrente massima da erogare (current limit);

– controllo dei rele in serie ai regolatori;

– pendenza delle rampe (solo per le alte tensioni);

76

controllo dell’alimentazione a 48 V e del blocco di estrazione.

A loro volta, le PSU inviano al supervisore tutte le informazioni riguardanti lo stato dei

regolatori:

per ciascun canale:

– tensione sul carico (misurata sui sense per le basse tensioni, sui regolatori per

le alte tensioni);

– corrente erogata;

– stato dei rele;

– stato degli allarmi relativi al canale;

stato del blocco di estrazione;

temperatura all’interno della PSU.

In questo modo, il supervisore (e, tramite esso, lo Slow Control) tiene costantemente sotto

controllo lo stato di tutte le PSU dell’array, pur lasciando che siano i microcontrollori delle

PSU stesse a gestire eventuali situazioni di allarme. L’architettura altamente distribuita

adottata per il controllo delle PSU e una conseguenza diretta dell’alto numero di PSU da

gestire (circa 100 per array, come ordine di grandezza) e della banda limitata disponibile

via CAN bus (1 Mbps).

Questo permette una frequenza di monitoraggio dei dati delle PSU intorno a 10 ∼ 20

Hz. Poiche i tempi di reazione richiesti sono inferiori al millisecondo il supervisore non

e in grado di controllare tutti i parametri di funzionamento delle PSU. Non e neanche

possibile lasciare al supervisore il controllo delle PSU in caso di allarmi: la lentezza del

sistema introdurrebbe un ritardo intrinseco inaccettabile. Risulta quindi evidente come

la soluzione adottata, un’architettura distribuita dove ciascuna PSU e in grado di gestire

eventuali situazioni di emergenza, sia la piu adatta alle esigenze da soddisfare.

4.2.2 Allarmi esterni: General Reset

Oltre al bus digitale, tutte le PSU dell’array sono connesse ad una stessa linea chiamata

general reset, attivata dall’esterno da una situazione di allarme estesa ad uno o piu gruppi

di PSU, e che richiede un azzeramento immediato delle tensioni in uscita.

77

Ad un general reset la PSU reagisce azzerando le tensioni in uscita sui canali sia di

alta che di bassa tensione, alla massima velocita possibile, compatibilmente con il vincolo

di non creare dannose oscillazioni, ed aprendo i rele. Possibili sorgenti di allarmi tali da

richiedere uno spegnimento immediato di una parte o dell’intero tracker possono essere:

il venir a mancare della tensione che alimenta l’elettronica di controllo connessa

al bus digitale; in questo caso il sistema deve essere spento in maniera controllata

prima che si esaurisca l’autonomia assicurata dagli UPS.

il venir a mancare della tensione a 48 V, fornita dalle PU per l’alimentazione del

tracker ; pur non potendo evitare una caduta della tensione ai carichi, si devono

evitare ritorni a singhiozzo. La soluzione piu semplice e di spengnere il tracker ed

aspettare finche la situazione non si sia rinormalizzata.

in caso di incidenti al tracker o qualunque altra parte dell’esperimento; ad esempio,

i sensori di temperatura possono individuare un surriscaldamento o un possibile

incendio, oppure puo verificarsi un improvviso aumento del livello delle radiazioni;

in questi casi e necessario spegnere tutti i sistemi per limitare i danni al tracker e

poter intervenire il piu presto possibile.

4.2.3 Allarmi interni: overcurrent e overvoltage

Altri tipi di allarme possono venir generati all’interno delle PSU: in particolare, ciascun

regolatore e dotato di sensori di overcurrent e overvoltage.

In questi casi (trip) la logica di controllo delle PSU provvede autonomamente a spe-

gnere i canali interessati, abbassando le tensioni gradualmente fino a 0 V. Per sicurezza e

previsto che, nel caso di trip su uno dei canali di bassa o alta tensione, entrambi i canali

corrispondenti vengano spenti. Questo per evitare, nel caso della bassa tensione, che gli

APV si ritrovino ad essere alimentati solo in parte; nel caso dei canali ad alta tensione,

per evitare che solo parte dei rivelatori rimangano polarizzati.

4.3 Misure di sicurezza

Per evitare danni al tracker o al personale, sono previste delle misure di sicurezza

tali da rendere impossibile che le PSU possano essere spente, o i PSM estratti dai crate,

mentre i rivelatori sono alimentati.

78

I dispositivi di sicurezza presenti in hardware riguardano:

l’inserimento e l’estrazione dei PSM;

la connessione tra i regolatori e l’alimentazione da 48 V;

la connessione tra i regolatori ed il carico;

le tensioni e le correnti sui regolatori.

Tutti questi dispositivi sono pilotabili solo dal software di controllo delle PSU, ma i primi

tre hanno dei vincoli hardware che in alcune condizioni impediscono di cambiarne lo stato.

Per evitare che i PSM possano essere estratti durante il funzionamento, essi sono dotati

di un blocco di estrazione; lo stato di questo blocco puo essere alterato solamente se tutte

le altre connessioni sono aperte, cioe se i regolatori sono sconnessi sia dall’alimentazione

di potenza che dal carico, e la tensione impostata e nulla.

Il collegamento tra i regolatori e l’alimentazione da 48 V fornita dalle PU avviene

tramite un rele di potenza; questo puo essere aperto o chiuso solamente se il blocco di

estrazione e inserito, e i regolatori sono sconnessi dal carico e impostati a 0 V.

Anche il collegamento tra i regolatori ed i cavi di alimentazione del carico e di sense

avviene tramite dei rele di potenza (figura 4.2); il loro stato puo essere modificato solo se

il blocco di estrazione e inserito e il rele dei 48 V e chiuso, ma le tensioni generate e le

correnti erogate dai regolatori sono nulle.

Per evitare che i regolatori di bassa tensione si trovino in condizioni indeterminate,

i loro rele di potenza possono essere aperti o chiusi solo se i relativi rele di sense sono

chiusi, e viceversa questi possono essere modificati solo se quelli di potenza sono aperti.

Infine, il software di controllo deve fare in modo che la tensione impostata su ciascun

regolatore sia diversa da 0 V solo quando il rele di potenza (e di sense, per le basse

tensioni) e chiuso.

79

Capitolo 5

Software di controllo per PSU

Durante la seconda parte del mio lavoro di tesi ho progettato e realizzato il software di

controllo per i prototipi di PSU in via di sviluppo presso la LABEN (figure 5.1 e 5.2). In

fase di avanzato sviluppo, questo software presenta quasi tutte le caratteristiche previste

per la versione finale: le sole procedure non ancora completate sono i controlli dello stato

dell’hardware all’accensione; questo perche non e ancora stato possibile provare il software

su un prototipo completo di PSU.

In particolare, mi sono occupato della programmazione del microcontrollore montato

sulle PSU, il Philips P8xC591 [33]. Appartenente alla famiglia 8051, e un’evoluzione del

microcontrollore Philips P8xC554 [34], con un’architettura a 8 bit e dotato di numerose

periferiche integrate (figura 5.3) che lo rendono particolarmente adatto per il controllo

della PSU e la comunicazione con il supervisore. Vengono, qui di seguito, elencate le

caratteristiche salienti di questo microcontrollore:

4 porte di comunicazione da 8 bit, molti dei quali possono assolvere a piu di una

funzione;

6 linee di interrupt esterni;

un ADC (Analog to Digital Converter, convertitore analogico-digitale) a 10 bit, con

6 ingressi collegati tramite un multiplexer interno;

una porta seriale RS232;

una porta seriale I2C;

un controllore per la comunicazione su CAN bus;

81

Figura 5.1: Fotografia del prototipo di modulo di alimentazione (PSM) costruito dallaLABEN. E visibile la suddivisione in 2 PSU, a loro volta formate da tre moduli ciascuna:+1,25 V, +2,50 V e alte tensioni; sul lato destro sono presenti le connessioni verso ilback panel del crate; sul lato sinistro i LED di stato ed il congegno dedicato al blocco diestrazione.

Figura 5.2: Fotografia del prototipo di crate costruito dalla LABEN. In primo pianoe visibile il PSM, parzialmente estratto. Le connessioni di alimentazione sono sul latoposteriore.

82

3 timer, o contatori, indipendenti;

uno watchdog, con un quarto timer indipendente dagli altri.

MHI001

16-BIT TIMER/EVENTCOUNTER WITH CAPTURE

(T2)

PARALLELI/O PORTS

WATCHDOGTIMER (T3)

TWO 16-BITTIMER/EVENTCOUNTERS

(T0/T1)

16 KBYTESPROGRAMMEMORY

512 BYTES

DATAMEMORY

CPUCORE

OSCILLATORI2C SERIALINTERFACE

CPUINTERFACE

(SFRs)

TXDCSCLSDART2T2P3P2P1P0RST

A0 to A7

VDD

VSS

XTAL2

XTAL1

CMSR0 to 5CMT0 to 1

CT0x/INTxRXDC

UART

RXD TXD

CAN 2.0 BINTERFACE

PWM

PWM0AN0 to 5AVref+ AVSSEA PWM1

ADC

P8xC591

T1T0

80C51 CONFIGURABLE CORE

INT1INT0RD

WRPSEN

ALE

Figura 5.3: Struttura del microcontrollore P8xC591.

Lo sviluppo del software di controllo e dell’hardware del prototipo si sono svolti in paral-

lelo; per questo motivo, non avendo potuto utilizzare il prototipo LABEN, per lo sviluppo

del software ho utilizzato una scheda di sviluppo PHYTECH phyCORE 591: sulla scheda

sono presenti l’elettronica necessaria per il funzionamento del microcontrollore, come il

regolatore di tensione e il generatore di clock, oltre ai componenti per provarne le varie

caratteristiche, comprese una porta seriale RS232 e un’interfaccia CAN, dei componenti

analogici da utilizzare con gli ADC ed alcuni interruttori digitali, utili per simulare allarmi

o cambiamenti di stato nella memoria del microcontrollore.

Il linguaggio che ho utilizzato per scrivere il software di controllo e il C, con delle

estensioni caratteristiche per la famiglia di microcontrollori 8051. In complesso il soft-

ware e formato da 19 moduli, ciascuno dei quali contiene il codice relativo ad un aspetto

del programma. In tabella 5.1 sono elencati i moduli assieme ai relativi file di intesta-

zione (header), e ad una descrizione sommaria delle funzioni svolte. Complessivamente

83

spen

to

POST

ein

izia

lizza

zion

e

loop

pri

ncip

ale

richi

esta

dat

i al

cont

rollo

re

cont

rollo

CR

C

cont

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DA

C

lettu

ra e

mor

izza

zion

e da

ti

gest

ore

dico

mun

icazio

ni v

iaC

AN

bus

gest

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alla

rmi

di c

anal

e

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alla

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di s

istem

a

esec

uzion

era

mpe

vel

oci

esec

uzion

era

mpe

lent

e

invi

o da

ti

ricez

ione

dat

i

Wat

chdo

gre

set

Alla

rme

disis

tem

a

Alla

rme

dica

nale

dati t

rasm

essi

dati

ricev

uti

Tim

er 2

times

tam

p

Tim

er 0

ram

pe L

V

Tim

er 1

ram

pe H

V

reim

post

azio

nede

i DA

C

CR

C o

k

DA

C o

k

DA

C f

ailu

re

ese

cuzi

on

ec

on

tro

lli

PO

ST

ok

gest

ione

times

tam

p

acc

en

sio

ne

Figura 5.4: Schema corrispondente ai vari stati del programma di controllo della PSU

84

il sorgente ammonta a oltre 3000 linee di codice, documentate da piu di 1200 linee di

commenti.

Il microprocessore deve assolvere a vari compiti; alcuni di questi vengono assolti re-

golarmente, altri solo in risposta ad eventi particolari. I primi sono l’inizializzazione della

PSU all’accensione, la verifica di consistenza dei dati in memoria e il monitoraggio delle

tensioni, delle correnti e delle linee di allarme. Al secondo gruppo appartengono la gestione

delle rampe, la comunicazione con il supervisore e l’esecuzione dei comandi ricevuti.

5.1 Gestione degli interrupt

L’architettura software piu efficiente per gestire queste situazioni consiste in un ciclo

principale che esegua i compiti “regolari” e in un meccanismo con cui il sistema esterno

possa notificare quando debbano essere gestite situazioni “eccezionali”.

Questo si implementa nel software con delle richieste di interruzione (interrupt request,

o piu semplicemente interrupt): nel momento in cui riceve un interrupt il microprocessore

sospende la normale esecuzione del programma e passa ad eseguire la procedura designata

a gestirlo; conclusasi questa, il programma riprende dal punto in cui era stato interrotto.

Il P8xC591 gestisce 15 diverse sorgenti di interrupt, e permette di assegnare a ciascuna

di esse un livello di priorita da 0, la piu bassa, a 3, la piu alta. In questo modo e possibile

specificare come le procedure di gestione degli interrupt possano interrompersi tra di loro.

Quando riceve una richiesta di interruzione, il microcontrollore serve l’interrupt appena

ricevuto solo se non ne sta gia servendo uno con priorita uguale o superiore. Ad esempio,

la normale esecuzione del programma puo essere interrotta da qualunque richiesta, mentre

un interrupt con priorita 3 non puo essere interrotto da nessun altro.

Gli interrupt che non vengono serviti immediatamente vengono “messi in attesa” e

gestiti quando non ce ne siano in attesa altri con priorita piu alta.

Questo meccanismo permette di assegnare alle diverse parti del programma di controllo

una struttura gerarchica, basata sull’importanza delle funzioni che svolgono e sul tempo

che impiegano per portarle a termine. Partendo dal livello piu basso, abbiamo il normale

flusso di esecuzione:

inizializzazione;

ciclo principale:

85

Modulo sorgente File di intestazio-ne

Descrizione sommaria delle funzionalita im-plementate

reg591ex.h Definizione delle macro per l’accesso airegistri hardware del microcontrllore

adc.h Definizione delle macro per la configurazio-ne degli ADC e il campionamento dei valorianalogici

main.c Inizializzazione e ciclo principaledebug.c debug.h Procedure utilizzate per la comunicazione via

RS232 durante lo sviluppo del softwarestatus.c status.h Variabili globali che descrivono lo stato del

sistema (rampe, allarmi, etc.)psu.c psu.h Procedure per l’inizializzazione, l’accensione

e lo spegnimento della PSUhardware.c hardware.h Definizione delle strutture dati corrisponden-

ti alle periferiche presenti sulla PSU (ADC,DAC, rele), e dei loro indirizzi

ramps.c ramps.h Procedure per l’implementazione delle rampedi tensione

shutdown.c shutdown.h Procedure per l’azzeramento rapido delletensioni erogate dalla PSU

relays.c relays.h Procedure per il controllo dei rele di potenzasample.c sample.h Procedure per il campionamento dei parame-

tri di sistemabuffer.c buffer.h Implementazione di un buffer a pagine al-

ternate per il monitoraggio continuo deiparametri di sistema

lore.c lore.h Implementazione di una pagina di memo-ria per la conservazione dei parametri di si-stema, la cui integrita viene costantementecontrollata tramite un algoritmo di CRC

crc.c crc.h Implementazione di un algoritmo di CRC, dilunghezza variabile, e delle relative look-uptables

alarms.c alarms.h Gestione degli allarmiinterrupt.c interrupt.h Gestione degli interrupt di sistema, CAN bus

esclusowatchdog.c watchdog.h Procedure per l’inizializzazione ed il riazze-

ramento continuo dello watchdogcan\lowlevel.c can\lowlevel.h Protocollo di comunicazione di basso livello

su CAN buscan\highlevel.c can\highlevel.h Protocollo di comunicazione di alto livello su

CAN bus

86

can\rxfifo.c can\rxfifo.h Gestione con una FIFO dei messaggi ricevutivia CAN bus

can\canint.c can\canint.h Gestione degli interrupt relativi al controllo-re CAN integrato

Tabella 5.1: Elenco dei moduli che compongono il software di controllo della PSU,corredato di una breve descrizione delle funzionalita introdotte in ciascuno di essi.

– controlli di consistenza della memoria,

– monitoraggio delle tensioni, correnti e linee di allarme,

– esecuzione dei comandi ricevuti.

Questo a sua volta puo essere interrotto dai seguenti eventi:

interrupt con priorita 0 - gestione delle comunicazioni su CAN bus:

– ricezione dei comandi dal supervisore;

interrupt con priorita 1 - gestione dei timer:

– esecuzione delle rampe,

interrupt con priorita 2 - gestione degli allarmi di canale:

– overcurrent,

– overvoltage;

interrupt con priorita 3 - gestione degli allarmi di sistema:

– general reset.

5.2 Gestione della memoria

Come tutti i microcontrollori della famiglia 8051, il P8xC591 utilizza per la memoria

un’architettura di tipo Harvard [35], contrapposta all’architettura Von Neumann [35]

utilizzata nella maggior parte dei moderni computer - ad esempio nei microprocessori

della famiglia 8086; mentre questi ultimi prevedono un’unica area di memoria, nell’8051

ne esistono 4, con indirizzamenti indipendenti. In particolare: la memoria interna (RAM),

87

la memoria estesa (auxiliary RAM), il codice del programma (program memory), e i

registri speciali (Special Function Registers, SFR), che permettono di gestire le periferiche

integrate. L’organizzazione di queste diverse aree di memoria e mostrata in figura 5.5.

handbook, full pagewidth

MHI005

INDIRECT ONLY

DIRECT ANDINDIRECT

AUXILIARYRAM

(EXTRAM = 0)

SFRs

255

127

0

EXTERNAL

(EA = 0)

INTERNAL

(EA = 1)

MAIN RAM

INTERNAL DATA MEMORY EXTERNALDATA MEMORY

PROGRAM MEMORY

EXTERNAL

64K64K

16384

16383

0

OVERLAPPED SPACE

256

Figura 5.5: Organizzazione della memoria nel microcontrollore P8xC591.

La RAM e indirizzabile con un registro ad 8 bit, quindi ha una dimensione massima

di 256 byte, ed e interna al chip; la memoria estesa ed il codice del programma sono

gestite da registri da 16 bit ed hanno una dimensione massima di 64 KB (65536 byte);

il chip contiene 256 byte di RAM estesa e (opzionalmente) 4 KB di ROM, ma permette

di espandere entrambe fino a 64 KB aggiungendo dei moduli esterni. Gli SFR occupano

virtualmente 128 byte di RAM interna, pur essendo realmente distinti da quest’ultima - il

microprocessore distingue l’accesso alla RAM o agli SFR a seconda del metodo utilizzato;

inoltre, 16 byte di RAM e 16 SFR sono indirizzabili a livello dei singoli bit.

L’accesso alla memoria interna e nettamente piu veloce dell’accesso alla RAM estesa;

per questo motivo, la prima viene usata per i registri del microprocessore, per lo stack, e

per le variabili locali, mentre le strutture dati che richiedono grandi quantita di memoria,

come look-up table e array, sono conservate in memoria estesa.

A seconda della versione dell’integrato utilizzata, la memoria per il codice puo essere

di tre tipi: il P80C591 non e dotato di alcuna memoria ROM integrata; per memorizzare il

codice da eseguire si appoggia completamente a moduli esterni; il P83C591 e il P87C591

88

hanno 4 KB di memoria interna - per il primo si tratta di ROM, programmabile una sola

volta, per il secondo di Flash RAM, che puo essere riprogrammata ripetutamente.

Il programma puo risiedere nella ROM interna, quando questa e presente, essere suddi-

viso tra la memoria interna ed esterna, o risiedere completamente su un modulo di memoria

esterna. Quest’ultima soluzione e quella utilizzata per lo sviluppo di questo software di

controllo, in quanto permette aggiornamenti e modifiche con estrema semplicita.

5.3 Connessioni con l’hardware

L’8051 e i suoi derivati, in realta, non sfruttano completamente le potenzialita dell’ar-

chitettura Harvard : la memoria estesa e il codice del programma, benche internamente al

microprocessore siano indirizzati in maniera indipendente, sono in realta connessi da un

unico bus, sul quale sono multiplexati dati ed indirizzi per l’accesso alla memoria RAM

e al codice in ROM (o Flash RAM). Inoltre molte delle comunicazioni tra il microcon-

trollore e la PSU viaggiano su questo bus. Ad esempio, i regolatori che controllano le

tensioni impostate sui vari canali ed i comparatori per il controllo dei current limit sono

programmati tramite dei convertitori digitale-analogico (Digital to Analog Converter, o

DAC) a 8 bit. Questi, insieme a tutte le altre linee di controllo digitali, sono connessi al

microprocessore tramite un multiplexer che sfrutta lo stesso tipo di interfaccia usato dai

banchi di memoria esterni. Questo permette al microprocessore di “vedere” tutti i DAC

e i segnali esterni come se fossero mappati in un’area di memoria estesa; in particolare, le

PSU sono equipaggiate con 8 KB di memoria estesa (indirizzi 0x0000..0x1FFF), lascian-

do gli indirizzi rimanenti (0x2000..0xFFFF) per l’accesso ai dispositivi hardware, come

mostrato in tabella 5.2.

Per ciascun regolatore di tensione sono previsti due DAC: uno per la tensione di

riferimento, uno per il limite di corrente; le connessioni digitali presenti oltre ai DAC

comprendono le linee di controllo dei rele e le linee di allarme dei quattro regolatori.

Oltre alle connessioni descritte tramite bus, il microcontrollore e collegato a varie linee

analogiche, per tenere sotto controllo tutti gli aspetti della PSU e del carico, e ad alcune

linee digitali, per permettere la segnalazione immediata di situazioni di allarme.

Due di queste linee, una per il general reset e una per segnalare il verificarsi di un

allarme su qualunque canale, sono connesse agli ingressi di External Interrupt 0 e 1,

89

Parametro Indirizzo Lettura ScritturaRegistro di interrupt 0x2000

Registro di controllo 0x4000

Programmazione del multiplexer esterno 0x4000

Range dei regolatori di alta tensione 0x6000

DAC (10 bit) per la programmazione dei regolatori di tensione e dei current limitcurrent limit sul canale da da 1,25 V 0x8000

tensione impostata sul canale da 1,25 V 0x8001

current limit sul canale di alta tensione #1 0x8002

current limit sul canale di alta tensione #2 0x8003

current limit sul canale da 2,50 V 0x8004

tensione impostata sul canale da 2,50 V 0x8005

tensione impostata sul canale di alta tensione #1 0x8006

tensione impostata sul canale di alta tensione #2 0x8007

Controllo dei rele 0xA000

Indirizzo CAN (16 bit)8 bit meno significativi 0xC000

8 bit piu significativi 0xE000

Tabella 5.2: Organizzazione in memoria dei registri di controllo e dei DAC accessibili almicrocontrollore.

in modo da generare automaticamente nel microprocessore le appropriate richieste di

interruzione, a cui sono assegnate le due priorita piu alte.

Tutte le linee analogiche sono connesse con l’ADC interno del P8xC591 tramite due

livelli di multiplexing : un primo multiplexer esterno collega i parametri monitorati, elencati

in tabella 5.3, agli ingressi analogici del chip, sei alla volta; il multiplexer interno quindi

collega all’ADC la linea prescelta.

Per quanto riguarda la comunicazione con il supervisore, il P8xC591 e dotato di un

controllore CAN conforme alle specifiche PeliCAN 2.0 B [32]; per interfacciarsi al CAN

bus e sufficiente un ricetrasmettitore CAN, che fornisca l’interfaccia hardware e la potenza

necessaria a pilotare il bus.

5.4 Inizializzazione

All’accensione il microcontrollore esegue vari controlli, per determinare lo stato dellaPSU:

Controllo delle alimentazioni (UPS e 48V);

90

Parametro monitorato MUX esterno MUX internoCanale di bassa tensione da 1,25 Vtensione sui sense 0 0tensione generata 0 4tensione impostata 1 2corrente erogata 0 1current limit impostato 0 2Canale di bassa tensione da 2,50 Vtensione sui sense 1 0tensione generata 1 4tensione impostata 1 3corrente erogata 1 1current limit impostato 0 3Primo canale di alta tensionetensione generata 2 0tensione impostata 2 3corrente erogata 2 1misura piu sensibile della stessa 2 4current limit impostato 2 2Secondo canale di alta tensionetensione generata 3 0tensione impostata 3 3corrente erogata 3 1misura piu sensibile della stessa 3 4current limit impostato 3 2Sensori di temperatura sulla PSUprimo sensore di temperatura 0 5secondo sensore di temperatura 0 5

Tabella 5.3: Parametri analogici monitorati dal microcontrollore. Sono indicate le lineecorrispondenti sui multiplexer (MUX) esterno ed interno.

Controllo dello stato dei rele e del sistema di bloccaggio;

Lettura dai DAC, e riduzione delle tensioni generate a 0 V (se necessario);

Inizializzazione delle aree di memoria interne;

Inizializzazione del gestore degli interrupt

Configurazione dell’interfaccia RS232;

Configurazione del controller CAN bus;

91

handbook, full pagewidth

MHI010

PeliCAN Core BlockMESSAGE BUFFER

ERRORMANAGEMENT

LOGIC

TRANSMITBUFFER

control

address/data

RECEIVEFIFO

ACCEPTANCEFILTER

BITTIMINGLOGIC

TRANSMITMANAGEMENT

LOGIC

INTERFACEMANAGEMENT

LOGIC

TX

RX

BITSTREAM

PROCESSOR

TXDC

RXDC

Tabella 5.4: Struttura del controllore PeliCAN del P8xC591.

Inizializzazione delle comunicazioni con il supervisore;

Inizializzazione dei timer delle rampe;

Inizializzazione dello watchdog ;

Esecuzione del ciclo principale.

In caso di spegnimento anomalo, causato ad esempio da un’improvvisa interruzione

dell’alimentazione, la PSU puo rimanere in uno stato anormale - ad esempio, i regolatori

possono essere programmati per fornire all’accensione delle tensioni non nulle. Per questo,

le prime cose ad essere controllate sono le alimentazioni, lo stato dei rele e del blocco di

estrazione e le tensioni generate dai regolatori: in caso siano in atto situazioni di allarme

generale, dovute a problemi alle linee di alimentazione, vengono eseguite le normali pro-

cedure di emergenza; se le alimentazioni funzionano correttamente, le tensioni fornite, in

caso non siano nulle, vengono gradualmente portate a zero, partendo dai valori impostati

sui DAC; una volta assicurato l’azzeramento delle tensioni, vengono aperti i rele.

Dopo questi controlli, il software provvede ad inizializzare la memoria, allocando quella

necessaria per memorizzare le misure, per le look-up tables per l’algoritmo di CRC, ed un

particolare buffer per la memorizzazione dei parametri di funzionamento della PSU.

A questo punto vengono inizializzati il gestore degli interrupt e la loro priorita, pur

mantenendo disabilitate le singole procedure di gestione; queste verranno abilitate in

seguito dalla configurazione delle rispettive periferiche.

92

Quindi, la procedura di inizializzazione passa alla configurazione dei sistemi di comu-

nicazione e di controllo. Il controllore CAN viene configurato sui parametri definiti per la

comunicazione ed inizializzato con l’indirizzo letto dal crate, che ne identifica la posizione;

vengono abilitati gli interrupt associati alle comunicazioni su CAN bus. A questo punto

la PSU e in grado di ricevere ordini dal supervisore.

Infine, la procedura di inizializzazione reimposta i timer usati dalle rampe, ed abilita

lo watchdog. Da questo momento in poi, se lo watchdog non viene riazzerato ogni 10 ms

il microcontrollore si riavvia automaticamante. Questo permette di evitare che, a causa

di errori nel software o di condizioni impreviste, il programma possa rimanere bloccato

per troppo tempo. Completata l’inizializzazione, il controllo passa all’esecuzione del ciclo

principale.

5.5 Ciclo principale

Le azioni che il programma esegue continuamente sono il controllo della memoria

interna, per assicurarsi che non sia stata modificata da disturbi di vario tipo, la lettura

di tutti i paramentri del sistema, digitali e analogici, l’esecuzione di eventuali comandi

ricevuti e il riazzeramento del watchdog.

5.5.1 Controllo della memoria

Per assicurarsi che interferenze o altri tipi di disturbi (picchi di tensione, brevi scariche,

etc.) non abbiano modificato i parametri memorizzati nel sistema, quali i valori impostati

sui DAC, i parametri delle rampe e lo stato dei rele e del blocco di estrazione, l’area di

memoria dove sono immagazzinati questi valori viene continuamente sottoposta ad un

controllo di CRC (Cyclic Redundancy Check [36]): si tratta di un algoritmo che crea un

codice di controllo, o signature, per un blocco di dati. Ricalcolando successivamente il

codice di controllo in base ai dati memorizzati, se ne puo controllare l’integrita.

Ogni algoritmo CRC e caratterizzato da un numero binario, detto “polinomio gene-

ratore”; la bonta dell’algoritmo dipende dal numero di bit e dalle proprieta di questo

numero [37]. Il numero di bit, o lunghezza, comunemente utilizzato e 8, 16 o 32; un’ecce-

zione e l’algoritmo usato dai controllori CAN, che usa un polinomio generatore lungo 15

bit.

Il codice di controllo viene generato leggendo il blocco di dati come un enorme numero

93

binario, e dividendolo per il polinomio generatore tralasciando i riporti. Il risultato della

divisione non e importante - il codice di controllo CRC e semplicemente il resto della

divisione.

Per “divisione senza riporto” si intende una divisione in cui ad ogni passaggio invece

della normale sottrazione si utilizza una sottrazione senza riporto. Per i numeri binari

quest’ultima operazione corrisponde ad un or esclusivo, o xor. Quindi, le sole modifiche

che il controllo di CRC non e in grado di individuare sono i multipli (di nuovo, senza

riporto) del polinomio generatore. Una sua scelta oculata [37] permette di individuare

tutti i disturbi piu comuni:

l’alterazione di un bit;

l’alterazione di due bit adiacenti;

l’alterazione di un qualunque numero dispari di bit;

l’alterazione di una serie di bit di lunghezza non superiore a quella del polinomio

caratterisitico.

Il programma di controllo delle PSU ha la possibilta di usare un CRC da 16 bit

(standard X25) o da 32 bit (standard Ethernet): il secondo e sicuramente piu sicuro, ma

potrebbe rivelarsi troppo lento.

Nel caso che il controllo di CRC rilevi una alterazione dei dati, si presentano due

possibilita: la versione attuale del software di controllo reagisce azzerando rapidamente

le tensioni in uscita e rinizializzando il microcontrollore, per evitare di programmare i

DAC con valori di cui ignora la validita; un’alternativa, che probabilmente verra imple-

mentata nella versione definitiva, e quella di scaricare nuovamente i dati di configurazione

dal supervisore e aggiornare i parametri memorizzati ed il codice di controllo, prima di

proseguire con la normale esecuzione.

5.5.2 Controllo dello stato dei dispositivi

Lo stesso tipo di disturbi responsabile della possibile alterazione della RAM potrebbe

modificare i valori impostati sui DAC o lo stato dei rele, e quindi direttamente le tensioni

generate o i current limit. Quindi, tra i parametri che vengono costantemente monitorati,

ci sono anche i valori delle tensioni misurati direttamente all’uscita dei DAC e lo stato

dei rele.

94

In caso in cui le discrepanze tra i valori impostati e quelli misurati risultino mag-

giori della sensibilita del DAC e dell’ADC, il microcontrollore deve gestire una possibile

situazione di allarme: per prima cosa prova a riprogrammare il DAC in questione; se

il problema persiste, o ci sono discrepanze nello stato dei rele, il sistema viene spento,

portando rapidamente a 0 le tensioni in uscita ed aprendo i rele.

5.5.3 Lettura dei parametri di sistema

Assicuratosi dell’assenza di problemi nelle impostazioni, il programma di controllo

passa a leggere tutti i valori, digitali e analogici, che descrivono lo stato della PSU:

le tensioni misurate sul carico di ciascun regolatore;

le tensioni ai capi dei regolatori di bassa tensione;

le correnti erogate;

i limiti di corrente impostati;

lo stato dei rele di alimentazione e, per i canali di bassa tensione, dei rele di sense;

lo stato del blocco di estrazione;

lo stato degli allarmi di canale e di sistema.

Tutti questi dati vengono memorizzati in un pagina di memoria. Per assicurare la presenza

costante di un set di misure recenti complete, il software prevede la presenza di almeno due

pagine per la memorizzazione dei dati, usate alternativamente (double buffering). In questo

modo, quando il microcontrollore riceve una richiesta di informazioni dal supervisore, puo

effettuare la trasmissione immediatamente, inviando l’ultimo insieme completo di dati.

Nella prossima versione del software, sara possibile in caso di allarmi mantenere in

memoria piu pagine di dati, a partire dall’ultima valida prima del verificarsi dell’allarme

fino alla sua risoluzione - purche il sistema disponga di abbastanza memoria. Dopo aver

risolto l’allarme, il software dovra avvertire il supervisore dell’avvenuto, rendendo disponi-

bili le misure effettuate per facilitare l’individuazione delle cause dei problemi riscontrati

e verificare l’efficienza delle azioni intraprese.

95

5.5.4 Reset del watchdog

Un problema che puo presentarsi a causa dell’interazione a basso livello tra il software

di controllo, il bus di comunicazione e gli allarmi hardware della PSU e il verificarsi

di situazioni inaspettate, che il programma non e in grado di gestire, che ne provochino

l’arresto. Molti dei problemi legati al software possono essere evitati con un’attenta analisi

del flusso del programma e della scelta dei livelli di priorita degli interrupt, ma un blocco

del sistema puo essere causato anche dal rumore elettrico o da interferenze radio [33]. Una

misura di sicurezza adatta a risolvere queste situazioni e l’adozione di uno watchdog, un

dispositivo predisposto a riavviare il microcontrollore se questo rimane bloccato per un

certo intervallo di tempo prefissato.

L’8xC591 e dotato di uno watchdog integrato, associato ad un contatore a 8 bit; questo

e incrementato da un divisore a 11 bit ( 12048

, quindi) che si autoincrementa ad ogni ciclo

di clock; se il contatore supera il valore impostato (da 1 a 255) il microcontrollore viene

riavviato: ad esempio, con una frequenza di clock da 2 MHz, l’intervallo di tempo prima

che lo watchdog riavvii il microcontrollore puo essere programmato da 1 msa 255 ms.

Nella prima versione dell’applicazione di controllo lo watchdog e configurato per riav-

viare il microcontrollore dopo 100 ms; dopo aver misurato i tempi di reazione ai vari eventi

e i ritardi associati alle procedure di comunicazione, questo valore dovrebbe essere ridotto

fino a ∼ 10 ms.

Essendo un’operazione estremamente rapida, il contatore dello watchdog puo venir

riazzerato dopo ciascuna azione intrapresa dal ciclo di controllo; l’unica altra parte del

programma che puo occupare il sistema per piu di qualche millisecondo e la comunicazione

su CAN bus, qualora il bus sia congestionato o i dati da trasmettere siano molti. Per

evitare che il microcontrollore si riavvii automaticamente durante le comunicazioni, lo

watchdog viene reimpostato anche dopo l’invio e la ricezione di ciascun pacchetto di dati.

5.6 Comunicazioni su CAN bus

Nelle comunicazioni su CAN bus, la priorita e il destinatario di un messaggio sono

codificati nella sua intestazione. Per evitare che il microprocessore debba esaminare tutti

i messaggi trasmessi sul bus, il controllore CAN del P8xC591 dispone di quattro filtri

programmabili: ciascun filtro puo richiedere per ogni bit dell’intestazione un valore spe-

cifico (0 o 1) o ignorarlo, accettando entrambi i valori. Solamente i messaggi che vengono

96

accettati da almeno un filtro vengono letti e memorizzati. Quindi il microprocessore viene

informato da un interrupt della presenza di messaggi da esaminare.

La trasmissione funziona in modo simile: il microprocessore puo richiedere l’invio di un

messaggio sul CAN bus; il controllore ne inizia la trasmissione appena possibile, ritrasmet-

tendolo automaticamente in caso di errori o collisioni con altri messaggi, ed informa con

un interrupt il microprocessore del risultato dell’operazione. Nel caso che la trasmissione

sia fallita per un errore permanente, il microprocessore puo richiedere la reinizializzazione

del controllore e la ritrasmissione del messaggio.

5.6.1 Protocollo di comunicazione

Sul protocollo CAN di basso livello deve venir implementato un protocollo di livello

piu alto, che permetta la trasmissione sincrona o asincrona di diversi tipi di messaggi,

indirizzati a singoli nodi o a gruppi di PSU, con le priorita piu opportune. Un esempio e

il protocollo CANopen [38], sviluppato dal consorzio CAN in Automation.

Per lo sviluppo dei prototipi e stato sviluppato in LABEN un protocollo di alto livel-

lo per la trasmissione di messaggi arbitrari facilmente estendibile; basandosi su questo,

abbiamo concordato un insieme di messaggi che il supervisore e le PSU si possono scambia-

re, per fornire le funzionalita di base necessarie al funzionamento del sistema. I messaggi

attualmente implementati permettono:

la possibilita di indirizzare le singole PSU o di raggrupparle in insiemi;

la capacita di trasmettere i messaggi tra supervisore e microcontrollore codificati in

unita binarie, corrispondenti ai valori da scrivere sui DAC o letti dagli ADC.

Tramite un insieme di messaggi che il supervisore puo inviare alle PSU, si possono gestire:

- l’impostazione della tensione dei regolatori;

- l’impostazione dei loro current limit ;

- l’impostazione della pendenza delle rampe;

- il controllo dei rele dei singoli canali;

- il controllo dello stato del blocco di estrazione;

- l’interrogazione sullo stato della PSU.

97

Viceversa i messaggi che il microcontrollore puo inviare al supervisore prevedono:

- l’invio, se interrogata dal supervisore, dello stato attuale della PSU;

Per la versione finale del software di controllo delle PSU e del supervisore, verranno

presi in considerazione alcuni requisiti aggiuntivi che questo protocollo dovra avere.

Per i messaggi che il supervisore puo inviare ai microcontrollori:

– richiesta di accensione e spengimento del sottosistema di potenza della PSU;

– messaggio di sincronizzazione;

– interrogazione sullo stato della PSU durante l’ultimo allarme.

Per i messaggi che il microcontrollore puo inviare al supervisore:

– notifica dell’inserimento della PSU nel crate;

– notifica della ricezione di un allarme;

– notifica di problemi nella verifica CRC della memoria;

– se interrogata dal supervisore, descrizione delle azioni prese e dello stato della

PSU durante l’ultimo allarme.

Inoltre, dato l’alto numero di PSU connesse al bus di array (fino ad un massimo teorico di

127, in pratica dell’ordine di 80 ∼ 100), lasciare che ognuna trasmetta autonomamente i

dati letti porterebbe rapidamente ad una saturazione del bus, con alcune PSU impossibi-

litate a comunicare tanto frequentemente quanto le altre. Per evitare che questo avvenga,

sia il protocollo in uso, sia quello in fase di sviluppo prevedono che sia il supervisore ad

interrogare le PSU, e che queste normalmente trasmettano solo i dati richiesti dal super-

visore. Le uniche eccezioni sono: il caso di inserimento della PSU nel crate, per avvertire

il supervisore della presenza di una nuova PSU; il caso di problemi di CRC, in cui la PSU

richiede la ritrasmissione delle sue impostazioni; il caso di allarmi di canale, nel qual caso

la PSU deve avvertire istantaneamente il supervisore, che puo richiedere una descrizione

del problema riscontrato, delle azioni intraprese e dei risultati ottenuti.

98

5.7 Rampe

Le normali procedure di modifica delle tensioni generate dalla PSU richiedono di

seguire delle rampe controllate.

La gestione delle rampe basata su due timer dedicati, uno per i canali di bassa tensione,

uno per le alte tensioni, permette di aggiornare i valori dei DAC, e quindi le tensioni fornite

dai regolatori, ad una frequenza massima di 10 kHz, cioe ogni 100 µs.

In uscita e presente un filtro passa basso con costante di tempo di 5 ms, che permette,

in caso di problemi nei DAC o nel software, di garantire un limite massimo alla velocita

di variazione delle tensioni fornite dai regolatori. Questo fatto tuttavia pone problemi

durante la normale gestione delle rampe, tendendo a far seguire alla tensione in uscita

un andamento simile alla sovrapposizione di profili di carica/scarica di un circuito RC;

a questo in alcuni casi si puo ovviare pilotando opportunamente i DAC, sfruttando la

possibila di approssimare per tempi piccoli rispetto alla costante di tempo l’andamento

esponenziale del profilo di carica/scarica con uno lineare. Il valore con cui viene program-

mato il DAC, tale da generare una rampa quasi lineare con la pendenza voluta, e ottenuto

da:

VDAC = Vramp + τS (5.1)

dove Vramp e il valore che la rampa deve assumere, S e la pendenza della rampa (con segno),

τ e la costante di tempo del filtro RC (5 ms) e VDAC e il valore da programmare sul DAC;

quando la tensione sul regolatore raggiunge il valore voluto, il DAC viene impostato a

questo valore di regime. In figura 5.6.a e mostrato il risultato di una semplice simulazione

numerica di questo metodo, dove il regolatore ha il solo limite inferiore di 0 V.

Il problema di questo metodo e il range del DAC: quando il valore cercato e troppo

vicino al fondo scala o a zero, non e possibile programmare il DAC in modo da ottenere

una rampa lineare; in questi casi la tensione in uscita dai regolatori e costretta a seguire

un andamento esponenziale, con una velocita di variazione inferiore alla pendenza voluta:

i due casi possibili sono mostrati nelle figure 5.6.b e 5.6.c.

Durante la modifica dei valori delle tensioni possono verificarsi degli allarmi “spuri”,

dovuti alla reazione istantanea del sistema (sia della PSU che del carico) alla variazione di

tensione; ad esempio, la parte digitale degli APV puo accendersi o spegnersi improvvisa-

mente al superamento di una certa soglia, ed i condensatori di blocco montati sui moduli

di rivelazione possono assorbire un corrente particolarmente alta mentre si caricano: per

99

Andamento della tensione ai capi del DAC e del filtro RC

0

5

10

15

20

25

30

0 15 30 45 60 75

ms

V

valori sul DAC

filtro RC

(a)Andamento della tensione ai capi del DAC e del filtro RC

0

5

10

15

20

25

30

0 15 30 45 60 75

ms

V

valori sul DAC

filtro RC

(b)Andamento della tensione ai capi del DAC e del filtro RC

0

5

10

15

20

25

30

0 15 30 45 60 75

ms

V

valori sul DAC

filtro RC

(c)

Figura 5.6: Andamento delle rampe all’uscita dei DAC e dei regolatori di tensione: (a)caso ottimale; (b, c) casi non ottimali dovuti al raggiungimento del limite superiore (b)ed inferiore (c) del range del DAC.

100

questo, durante le rampe, i livelli di current limit non possono essere inferiori ad un valore

minimo, stabilito di norma ad 1/4 del fondo scala.

5.8 Spegnimento rapido

In caso di problemi al sistema il programma di controllo prevede lo spegnimento rapido

dei canali interessati. Questo viene effettuato impostando a 0 i DAC relativi, e lascian-

do che sia l’hardware ad azzerare le tensioni alla massima velocita possibile. Quindi il

controllo viene restituito al ciclo principale.

5.9 Allarmi

Il programma di controllo delle PSU gestisce due tipi di allarmi: il general reset,

generato a livello di crate, e gli allarmi interni, generati dai comparatori sui singoli

regolatori.

Benche il microcontrollore abbia a disposizione sei linee di interrupt esterne, solo due

di queste sono utilizzate: una per l’allarme generale, una per gli allarmi di canale. La

prima e collegata direttamente alla linea di general reset esterna che arriva alla PSU;

alla seconda arriva un OR logico (un AND in realta, dato che le linee di interrupt sono

in logica negata: un interrupt e presente se la relativa linea si trova a 0) dei segnali di

overcurrent e overvoltage provenienti dai quattro canali; in questo caso la causa (o le

cause) di allarme viene determinata dalla lettura dei registri corrispondenti.

Il microprocessore, in caso di allarme generale, provvede ad azzerare le tensioni gene-

rate e ad aprire i rele; se inoltre l’allarme e stato generato dagli UPS, il microcontrollore

dovra predisporre la PSU per lo spegnimento, aprendo il blocco di estrazione. Altrimenti,

il programma torna al punto in cui era stato interrotto. Questo comportamento in rea-

zione agli allarmi generati dagli UPS non e tuttora implementato, non essendo ancora

definito se e come gli UPS possano comunicare con le PSU o il supervisore.

Per evitare che allarmi spuri siano generati da interferenze sulle linee, la reazione

agli allarmi generati dai regolatori della PSU non e istantanea, ma vincolata alla verifica

delle condizioni che hanno fatto scattare l’allarme. Queste verifiche seguono uno schema

molto semplice: la sezione di PSU (alta o bassa tensione) che ha generato l’allarme viene

controllata fino a cinque volte in successione; se entro questo termine non si riscontra

nessuna causa dell’allarme, questo viene ignorato. Se invece si ottiene una conferma, o

101

se dopo i cinque controlli la linea di allarme e ancora attiva, si procede allo spegnimento

della sezione interessata, azzerando le tensioni ed aprendo i rele. Un overcurrent risulta

confermato se la corrente misurata sul canale supera il valore del limite impostato o se la

tensione e al di sotto di quella richiesta (undervoltage). Un overvoltage e confermato se

la tensione misurata risulta maggiore di quella impostata. Questi confronti confermano

l’allarme solo se le discrepanze misurate sono superiori alle rispettive soglie, configurabili

indipendentemente; queste devono essere calibrate in base alle caratteristiche elettriche

(precisione dell’ADC e dei DAC, rumore elettrico) del prototipo di PSU.

E ancora in fase di progettazione l’interazione tra microcontrollore e supervisore du-

rante e dopo una situazione di allarme. Sia in caso che l’allarme venga confermato e porti

allo spegnimento dei canali, sia che si risolva autonomamente, tutti i dati relativi allo

stato della PSU immediatamente prima del verificarsi dell’allarme, durante i controlli, e

successivamente alla risoluzione del problema vengono memorizzati in altrettante pagine

di memoria; il supervisore viene quindi avvisato dell’avvenuto allarme e della presenza dei

dati memorizzati, e puo decidere se richiederne la trasmissione o ignorare l’avvertimento.

5.10 Conclusioni

Grazie alle misure di sicurezza implementate, il programma di controllo delle PSU

svolge un ruolo fondamentale all’interno del sistema di alimentazione del tracker di CMS.

Infatti e a questo livello che vengono presi i primi provvedimenti in caso di allarmi o

situazioni anomale; inoltre il software deve essere adatto ad un ambiente in cui le misure

di sicurezza sono importanti almeno quanto le prestazioni. Questo, e la possibile presenza

di numerosi disturbi dovuti all’ambiente in cui operano le PSU, richiede la presenza di

vari livelli di sicurezza, sia nell’hardware che nel software, e la ricerca di compromessi tra

la rapidita di intervento e il riconoscimento di allarmi spuri o superflui. Per migliorare

soprattutto questi ultimi saranno necessari dei test in laboratorio, una volta integrato il

software di controllo con i prototipi di alimentatori tutt’ora in fase di sviluppo presso la

LABEN.

102

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