НАЦИОНАЛЕН ФОРУМ

“ЕЛЕКТРОНИКА 2015”

ДОКЛАДИ

14-15 май 2015

Национален дом на науката и техникатагр. София, ул. Раковски №108

w /I л у/

НА

ЦИ

ОН

АЛ

ЕН Ф

ОРУ

М “ЕЛ

ЕКТРО

НИ

КА

2015

НАЦИОНАЛЕН ФОРУМ

ЕЛЕКТРОНИКА 2015

ELECTRONICA 2015

Ия»ШяттЖ

Д О К Л А Д И

14 -15 май 2015 г., гр. София

Национален дом на науката и техниката ул. “Раковски” № 108

Генерален спонсор:

Melexis Bulgaria Ltd

Национален форум ЕЛЕКТРОНИКА 2015

Организатори:

Съюз по електроника, електротехника и съобщения (СЕЕС)

Технически университет - София (ТУ-София)

Факултет по Електронна техника и технологии (ФЕТТ) - ТУ-София

Съорганизатори:

Федерация на научно-техническите съюзи (ФНТС) в България

Българска академия на науките (БАН)

Технически университет - Варна

Технически университет - Габрово

Русенски университет „Ангел Кънчев”

Дом на науката и техниката (ДНТ) във Варна

IEEE - българска секция

VDE - Германия

Melexis Bulgaria Ltd

Електросфера ЕООД

AQ Group

Datecs Ltd

Балкантел ООД

Електрон Прогрес ЕАД

АМТЕСТ ЕООД

Национален форум ЕЛЕКТРОНИКА 2015

Почетни председатели:проф. дтн Георги Михов - ТУ - София проф. дтн Иван Ячев - ФНТС, СЕЕС

Организационен комитетСъпредседатели: доц. д-р Емил Манолов - ТУ - София

доц. д-р Сеферин Мирчев - СЕЕС

проф. дтн Христо Белоев - РУ “А. Кънчев”акад. проф. дтн Васил Сгурев - САИпроф. Антони Славински - АСТЕЛпроф. д-р Димитър Юдов - БСУ-Бургасдоц. д-р Санка Гатева - ИЕ - БАНдоц. д-р Тодор Джамийков - ТУ - Софияпроф. д-р Анатолий Александров - ТУ - Габровопроф. д-р Николай Михайлов - РУ “А. Кънчев”проф. д-р Георги Стоянов - IEEEдоц. д-р Йордан Колев - IEEEдоц. д-р Марин Маринов - ТУ - Варначл.кор. проф. дфн Георги Младенов - СЕЕСпроф. д-р Стефан Табаков - СЕЕСдоц. д-р Велимира Тодорова - ТУ - Габрово

Членове:проф. д-р Ради Романски - СЕЕС доц. д-р Иван Василев - СЕЕС проф. д-р Петър Горанов - ТУ - София проф. д-р Ана Андонова - ТУ - София доц. д-р Петър Якимов - ТУ - София доц. д-р Никола Дурчев - Балкантел доц. Румен Атанасов - БАСЕЛ доц. д-р Николай Илиев - DATECS Красимир Пингелов - Електрон Прогрес Анелия Пергот - ZMD Eastern Europe Петър Статев - ИКТ клъстър Владимир Ставров - АМГ Технолоджи Красимир Чолаков - AQ Group Игор Левин - Електросфера ЕООД

Програмен комитетПредседател: проф. д-р Марин Христов - ТУ - София

проф. дтн Иво Илиев - ТУ - София доц. д-р Николай Хинов - ТУ - София доц. д-р Димитър Арнаудов - СЕЕС

доц. д-р Марин Маринов - ТУ - София

Секретариат:д-р Стефан Пачеджиев - СЕЕС

доц. д-р Росен Радонов - ТУ - София доц. д-р Георги Ангелов - ТУ - София инж. Николай Рангелов - ТУ - София

CO СЕЕСгодини

ТЕМАТИЧНИ НАПРАВЛЕНИЯ:

• Електроника и обучение по електроника.• Електронни технологии и материали.• Индустриална електроника.• Комуникационни технологии.

Advancing Technology for Humanity

ISSN 1314-8605

А Д Р Е С З А К О Р Е С П О Н Д Е Н Ц И Я Съюз по електроника, електротехника и съобщения,

1000 София, ул. Г. С. Раковски №108, ст.506, тел. 029879767

e-mail: fomm2015@ecad.tu-sofia.bg website: http://ecad.tu-sofia.bg/e-conf/index.php?r=82

СЪДЪРЖАНИЕ

Мария АЛЕКСАНДРОВА, Валентин ВИДЕКОВ, Красимир ДЕНИШЕВ, Тодор ТОДОРОВ, Галя МАРИНОВА и Емил МАНОЛОВСЪЗДАВАНЕ И АПРОБИРАНЕ НА НОВА МАГИСТЪРСКА СПЕЦИАЛНОСТ“МИКРОТЕХНОЛОГИИ И НАНОИНЖЕНЕРИНГ” ВЪВ ФЕТТ НА ТУ-СОФИЯ..................................8Peter YAKIMOVA PRACTICAL APPROACH FOR INTRODUCTORY EMBEDDED SYSTEMS TEACHING..................14Vassiliy TCHOUMATCHENKOCOLLABORATIVE LEARNING IN ELECTRONICS ENGINEERING EDUCATION...............................19Marin MARINOVMULTISENSOR NODE FOR MONITORING OF ENVIRONMENTAL PARAMETERS......................... 25Серафим ТАБАКОВ, Валентин ЦИБУЛКО и Иво ИЛИЕВПОРТАТИВЕН МОНИТОР ЗА РЕГИСТРИРАНЕ НА ЕКГ ПРИ ПАЦИЕНТИ СПЕЙСМЕЙКЪР.....................................................................................................................................................29Ивайло ПАНДИЕВИЗСЛЕДВАНЕ В ЧЕСТОТНА ОБЛАСТ НА VFOA - И CFOA - БАЗИРАНИТЕ УСИЛВАТЕЛНИ СТЪПАЛА ПРИ ОТЧИТАНЕ НА ВХОДНИТЕ И ИЗХОДНИТЕ ПАРАЗИТНИКАПАЦИТЕТИ...................................................................................................................................................... 33Iliya GENCHEV, Krasimira SHTEREVADESIGN OF MICROPOWER CMOS OPERATIONAL AMPLIFIERS USING LASI.................................39Иво ДОЧЕВ и Камен ВЪЛКОВИЗМЕРВАНЕ НА ИЗЛЪЧЕНИ СМУЩЕНИЯ В ЗАХРАНВАЩАТА МРЕЖА ОТ ZIGBEEСИСТЕМА ЗА СЪБИРАНЕ НА ДАННИ..........................................................................................................43Иво ДОЧЕВ и Камен ВЪЛКОВИЗПИТВАНЕ УСТОЙЧИВОСТТА НА ZIGBEE СИСТЕМА ЗА СЪБИРАНЕ НА ДАННИОТНОСНО ВЪНШНИ ЕЛЕКТРОМАГНИТНИ ПОЛЕТА......................................................................... 48Иван БОЗЕВ и Радослав БОРИСОВЕКСПЕРИМЕНТАЛНО ИЗСЛЕДВАНЕ НА ЕЛЕКТРИЧЕСКОТО ПОЛЕ ОКОЛОФЕРОМАГНИТЕН МАГНИТОПРОВОД С НАМОТКА.............................................................................52Иван БОЗЕВ и Филип ФИЛИПОВИЗСЛЕДВАНЕ НА ТЕРМОЕЛЕКТРИЧЕСКИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ В ГЕНЕРАТОРЕН РЕЖИМ.................................................................................................................................................................................. 58Krasimira SHTEREVA, Velyana ZHELYAZOVACIGS THIN FILM SOLAR CELLS OPTIMIZATION..................................................................................... 62Ивайло БЕЛОВСКИ и Анатолий АЛЕКСАНДРОВУСТАНОВЯВАНЕ ОПТИМАЛНИЯ РАБОТЕН РЕЖИМ НА ТЕРМОЕЛЕКТРИЧЕСКИ ХЛАДИЛНИК.........................................................................................................................................................67Petya PENEVA, Tatyana KOUTZAROVA, Svetoslav KOLEV, Chavdar GHELEV, Benedicte VERTRUYEN, Catherine HENRIST and Andrzej Z ALE SKISTRUCTURE AND MAGNETIC PROPERTIES OF NANOSIZED AL-SUBSTITUTED BARIUM HEXAFERRITE POWDERS OBTAINED BY SINGLE MICROEMULSIONMETHOD.................................................................................................................................................................73Емил МАНОЛОВГРАФИЧЕН ПОДХОД ЗА ОРАЗМЕРЯВАНЕ НА ИНТЕГРАЛНИ УСИЛВАТЕЛНИ СТЪПАЛА,РЕАЛИЗИРАНИ СЪС СУБМИКРОННИ CMOS ТРАНЗИСТОРИ...........................................................79Емил МАНОЛОВГРАФИЧНО ОПРЕДЕЛЯНЕ НА КОЕФИЦИЕНТА X НА СУБМИКРОННИ CMOSТРАНЗИСТОРИ ЧРЕЗ СИМУЛАЦИЯ............................................................................................................84

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 5 ДОКЛАДИ

Николай ВАКРИЛОВ, Анна АНДОНОВА и Борислав БОНЕВМЕТОДОЛОГИЯ ЗА 3D ЦИФРОВО МОДЕЛИРАНЕ И ИНФРАЧЕРВЕНА ОБРАЗНАДИАГНОСТИКА НА ЕЛЕКТРОННИ МОДУЛИ........................................................................................... 89Dimo KOLEV, Svetoslav KAMENOV and Velimira TODOROVATACTILE SENSOR ARRAYS IMPLEMENTATIONS IN SOME OF ROBOTICEFFECTORS........................................................................................................................................................... 95Mila ILIEVA-OBRETENOVATHERMAL DIODES AND THEIR APPLICATION IN MINING.................................................................... 99Vladimir DIMITROVANALYSIS OF A POWER MOSFET SWITCHING PROCESS................................................................... 103Николай БАНКОВ, Александър ВУЧЕВАНАЛИЗ НА РЕВЕРСИВЕН РЕЗОНАНСЕН DC/DC ПРЕОБРАЗУВАТЕЛ.......................................... 110Катя АСПАРУХОВА, Тодор ДЖАМИЙКОВ и Иван СПАСОВУСТРОЙСТВО И АЛГОРИТЪМ ЗА УПРАВЛЕНИЕ НА СОЛАРНИ ПАНЕЛИ СПОРЕДМЕСТОПОЛОЖЕНИЕТО НА СЛЪНЦЕТО................................................................................................ 116Lilyana KOLEVA, Elena KOLEVAPARAMETER OPTIMIZATION OF ELECTRON BEAM WELDING BY NEURAL ANDREGRESSION MODELS.................................................................................................................................... 121Николай РАНГЕЛ OB и Николай ХИНОВКОМПЮТЪРНО-БАЗИРАНО ИЗСЛЕДВАНЕ НА КВАЗИРЕЗОНАНСНИ ЕДНОТРАНЗИСТОРНИ ПОСТОЯННОТОКОВИ ПРЕОБРАЗУВАТЕЛИ С МЕКИ КОМУТАЦИИ ПОНАПРЕЖЕНИЕ...................................................................................................................................................127Elena KOLEVA, Volodya DZHAROV and Marin KARDJIEVAUTOMATION OF ELECTRON BEAM WELDING INSTALLATION.....................................................133Димитър АРНАУДОВ, Николай ХИНОВ и Иван НЕДЯЛКОВИЗСЛЕДВАНЕ НА СХЕМА ЗА ЗАРЯД И ИЗРАВНЯВАНЕ НА НАПРЕЖЕНИЯТА ВЪРХУПОСЛЕДОВАТЕЛНО СВЪРЗАНИ ЕЛЕМЕНТИ ЗА СЪХРАНЕНИЕ НА ЕНЕРГИЯ.........................139Димитър АРНАУДОВ, Николай ХИНОВ и Иван НЕДЯЛКОВИЗСЛЕДВАНЕ НА СХЕМА С ОГРАНИЧЕНИЕ ВЪРХУ КОМУТИРАЩИТЕ ЕЛЕМЕНТИ ЗА ЗАРЯД НА ПОСЛЕДОВАТЕЛНО СВЪРЗАНИ ЕЛЕМЕНТИ ЗА СЪХРАНЕНИЕ НАЕНЕРГИЯ............................................................................................................................................................. 147Георги ПЕТРОВ, Мартин ИВАНОВИЗСЛЕДВАНЕ НА СЛУЧАЕН ТЕСТОВ СИГНАЛ, ГЕНЕРИРАН ЗА ЦЕЛИТЕ НАКРИПТОГРАФИЯТА........................................................................................................................................154Йордан НЕШЕВПРЕВЕНЦИЯ НА ЗЛОУПОТРЕБИ С ПРИХВАНАТИ РАЗГОВОРИ В GSM ТЕЛЕФОННИМРЕЖИ................................................................................................................................................................158Екатерина ОЦЕТОВА - ДУДИН, Елена ИВАНОВА и Димитър РАДЕВОПРЕДЕЛЯНЕ НА РАБОТНИТЕ ПАРАМЕТРИ НА ШИРОКОЛЕНТОВ ХЕНДОВЪР,РЕАЛИЗИРАН СЪС СХЕМА С ОБЩИ ПРИОРИТЕТИ........................................................................... 163Иван ИВАНОВ и Стела ВЕТОВАОЦЕНКА ЗА УСТОЙЧИВОСТ НА КРИПТОГРАФСКАТА ЗАЩИТА..................................................169Петър АПОСТОЛОВПРИЛОЖЕНИЕ НА МЕТОДА НА КОМПРЕСИРАНИ КОСИНУСИ ЗА СИНТЕЗ НА ЛИНЕЙНО- ФАЗОВИ ЦИФРОВИ ФИЛТРИ С МИНИМИЗАЦИЯ НА АПРОКСИМАЦИОННАТАГРЕШКА...............................................................................................................................................................173Сеферин МИРЧЕВ, Гергана ДИНОВСКА и Георги ГЕОРГИЕВОЦЕНКА НА КАЧЕСТВОТО НА ОБСЛУЖВАНЕ ПРИ ПРЕДОСТАВЯНЕ НА УСЛУГАТА VOIP......................................................................................................................................................................177

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 6 ДОКЛАДИ

Георги П. ГЕОРГИЕВ и Сеферин Т. МИРЧЕВИЗМЕРВАНЕ И ОЦЕНКА НА ПАРАМЕТРИТЕ НА ТРАФИКА ПРИ ПРЕДОСТАВЯНЕ НАУСЛУГАТА VOIP............................................................................................................................................... 185Филип АТАНАСОВ и Живко КИСЬОВСКИПРОЕКТИРАНЕ НА ЛЕНТОВО-ПРОПУСКАЩ ФИЛТЪР СЪС СВЪРЗАНИ ПОЛУВЪЛНОВИМИКРОЛЕНТОВИ РЕЗОНАТОРИ НА Е8 GHz........................................................................................... 191Ивайло НИКОЛОВИЗСЛЕДВАНЕ НА КОМПЮТЪРНИ АТАКИ ОТ ТИП „ОТКАЗ НА ОБСЛУЖВАНЕ“......................195Георги ПЕТРОВ, Антони СЛАВИНСКИ, Иван БОГОМИЛОВ и Биляна ВЕНКОВАОТВОРЕН МОДЕЛ В ОБУЧЕНИЕ НА СПЕЦИАЛИСТИ ПО ИКТ........................................................200

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 7 ДОКЛАДИ

Създаване и апробиране на нова магистърска специалност “Микротехнологии и наноинженеринг” във ФЕТТ на ТУ-

София

Мария АЛЕКСАНДРОВА*, Валентин ВИДЕКОВ*, Красимир ДЕНИШЕВ*, Тодор ТОДОРОВ**, Галя МАРИНОВА*** и Емил МАНОЛОВ****

* Технически Университет София, Факултет по Електронна Техника и Технологии, Катедра “Микроелектроника”, 1797 София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail:

m_aleksandrova@tu-sofia.bg, videkov@tu-sofia.bg, khd@tu-sofia.bg

** Технически Университет София, Машинно-Технологичен Факултет, Катедра "Теория на механизмите и машините", 1797 София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 4, e-mail: tst@tu-

sofia.bg

*** Технически Университет София, Факултет по Телекомуникации, Катедра "Технологии и мениджмънт на комуникационни системи", 1797 София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, е-

mail: gim@tu-sofia.bg

****ТеХНИЧеСКИ Университет София, Факултет по Електронна Техника и Технологии, Катедра “Електронна техника”, 1797 София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: edm@tu-

sofia.bg

Резюме. Във връзка с изпълнението на проект BG051P0001-3.1.07-0048 по ОП „Развитие на човешките ресурси” на ЕС, към ФЕТТ бе създадена магистърската специалност “Микротехнологии и наноинженеринг ”, която е съвместна с МТФ и ФТК. При съставянето на учебния план и учебните програми са съобразени два основни фактора: проучено е сред работодателите търсенето на специалисти с определени познания в областта и са проучени сродни специалности във водещи западни университети. Въвеждат се нови подходи, като проектно-ориентирано обучение, акцент върху практическите занятия с увеличен хорариум на лабораторните упражнения, електронно менажиране на учебния процес, ангажиране вниманието на студентите по тематиката на дисциплините със задачи за допълнителна самоподготовка, домашни работи, курсови работи и проекти. Обучението на първия випуск студенти по новата специалност стартира през учебната 2014/2015 г.

Formation and approbation of a new master program "Microtechnologies and nanoengineering" in the Faculty of Electronic Engineering and Technologies (FEET) at TU-Sofia (Mariya Aleksandrova, Valentin Videkov, Krasimir Denishev, Todor Todorov, Galia Marinova) Abstract. Regarding the implementation of project BG051PO001-3.1.07-0048 from OP "Human Resources Development" of the EU, novel MSc specialty "Microtechnology and nanoengineering" was created in FEET in collaboration with the Faculty of Industrial Technology and Faculty of Telecommunication. In the curriculum and syllabuses two main factors have been taken into account: inquiries among the employers, seeking professionals with specific expertise in the field and study of similar specialties in the leading foreign universities. New educational approaches have been introduced, such as project-oriented training, emphasis upon practical exercises with increased hours per laboratory work, electronic management of the educational process, engaging the attention of the students to the subject of the disciplines by additional tasks for self-study, homeworks, assignments

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 8 ДОКЛАДИ

and projects. The training of the first class of students in the new specialty has been launched in the academic year 2014/2015.

През 2013 г. във Факултет по Електронна Техника и Технологии (ФЕТТ) на ТУ-София стартира проект BG051P0001-3.1.07-0048 „Актуализиране на учебните планове и програми на специалностите във ФЕТТ, ФТК и МТФ на ТУ-София и създаване на нова съвместна магистърска специалност всъответствие с потребностите на пазара на труда” [1]. Той е по приоритетна ос „Подобряване качеството на образованието и обучението в съответствие с потребностите на пазара на труда за изграждане на икономика, основана на знанието” в рамките на Оперативна програма „Развитие на човешките ресурси” на Европейския съюз [2]. Срокът за изпълнение е 25 месеца и 12 дни, като започна на 18.05.2013 г. и ще завърши на 30.06.2015 г. Партньори по проекта са Вистеон Електроникс България (ВЕБ), Фондация „Клъстер Информационни и Комуникационни технологии” (ИКТ Клъстер) и Българска стопанска камара - Съюз на българския бизнес (БСК) . Една от целите на проекта бе да се създаде нова съвместна магистърска специалност в областта на микротех- нологиите и наноинженеринга в съответствие с потребностите на пазара на труда.

По настоящем микро- и нанотехнологиите са в основата на много от иновациите в индустрии като електроника, мехатроника, телекомуникации, информационни технологии, медицина, биотехно- логии, материалознание и др. Бъдещите световни тенденции са за засилване на зависимостта на тези области от нанотехнологиите [3]. Инженерите, двигатели на идеите във въпросните сектори, трябва да имат широкопрофилна теоретична и най-вече практическа подготовка в области, като материали и технологични процеси за физическа реализация на микро- и наноелектронни системи, методи и средства за моделиране и симулиране на микро- и наносистеми, методи и средства за измерване и окачествяване на микро- и наносистеми. Според мащабни проучвания, проведени от партньорите по проекта БСК и ИКТ Клъстер, 60% от работодателите в България в сферата на електрониката, телекомуникациите и индустриалните технологии, считат за необходимо, и препоръчват да се създаде магистърска специалност, в която да се изучават спецификите на микро- и нанотехниката [4,5]. Въпреки наличието на сходни специалности в други Български университети, предлагащи

обучение по нанотехнологии, подготовката на студените там е по-скоро с физична и/или химична насоченост [6,7]. Липсват, обаче, висококвалифицирани кадри с инженерно- ориентирана подготовка. След анкетиране на фирми в бранша на електрониката, комуникациите и индустриалните технологии, и отразяване на препоръките, дадени от работодателите, бе предложен проектно-ориентиран, съвместен учебен план по “Микротехнологии и наноинженеринг”, разгледан, обсъден и утвърден от Факултетните съвети на трите факултета (ФЕТТ, МТФ, ФТК). В него основните моменти са увеличеният хорариум на практическите занятия (лабораторни и семинарни упражнения), както и гъвкавостта при избор на тематика за курсов проект. В допълнение, специално формирана работна група от експерти от трите факултета проучиха 15 чуждестранни университета, които предлагат обучение по сходна магистърска специалност и направиха сравнителен анализ на параметрите на учебните планове в чужбина с този в България (брой семестри, аудиторна заетост, съотношение между задължителни и избираеми дисциплини, брой изпити и ти). По този начин бяха отразени и съвременните западни тенденции в обучението по микротехнологии и наноинженеринг. Професионалното направление на учебния план е 5.2 Електротехника, електрони­ка и автоматика. Могат да кандидатстват завършилите образователно-квалификационна сте­пен „бакалавър” на всички специалности от про­фесионални направления: 5.2. Електротехника, електроника и автоматика; 5.3. Комуникационна и компютърна техника; 5.1. Машинно инженерство и 5.13. Общо инженерство. Форма на обучение е редовна (1,5 години) [8]. Основната част от курсовете бяха предложени от катедра “Микроелектроника” на ФЕТТ - 18 на брой. МТФ участва с 5 дисциплини, а ФТК - с 2 дисциплини, от които една е съвместна с преподавател от катедра “Микроелектроника”.

През октомври 2014 г. (зимен семестър на академичната 2014/2015 година), 5-ма студенти се записаха в новата специалност и до февруари 2015 г. бяха апробирани първите 4 общи технически дисциплини: “Технологии за микро- и наносис­теми”, “Наноматериали”, “Основни принципи и приложения на микро- и наносистемите” и “Нано- комуникационни устройства и мрежи”.

Екипът по дисциплината “Технологии за

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 9 ДОКЛАДИ

микро- и наносистеми”, състоящ сс от доц. д-р инж Красимир Денишев, гл. ас. д-р инж. Мария Александрова и д-р инж Георги Колев организира практическите занятия в съответствие със заложения в специалността принцип на проектно- ориентирано обучение. Тоест, на лабораторните упражнения, дадено микроелектронно изделие (сравнително несложна микросистема) се изработва технологично, стъпка по стъпка, като всеки блок занятия засяга по един от десетте базови технологични процеса и същевременно, изпълнението на процеса води до реализиране на даден микроелемент. В края на курса се получава цялостното устройство, включващо отделните компоненти, изготвяни през отделните седмици. Даден бе акцент върху предварителната подготовка на студентите по темата. Бе въведена форма на контрол - входящ тест за проверка на усвоените теоретични познания за процеса, преди практическото му изпълнение. За тази цел лекционните теми предшестваха лабораторните. Нововъведен в дисциплината подход е съчетаването на групови и индивидуални задачи, с което да се насърчи екипната работа, но едновременно е това, студентите да могат да покажат и индивидуални инженерни решения при изпълнение на самостоятелните задачи. По този начин всеки студент изследва разновидностите на даден технологичен проблем според комбинация от използвани материали и технологични условия, оценява количествено и качествено параметри, свързани е процеса, дефекти или предимства. Впоследствие всеки студент докладва пред групата индивидуалните си резултати. На база на обменената обща информация се взима групово решение за оптималните условия, които трябва да се зададат, така че да се получи микроелемент е функционалност според възложеното задание. Някои от използваните по време на упражнение установки и от изготвените образци, са показани на фиг. 1-3. Практическите занятия по дисциплината бяха провеждани в лабораториите “Вакуумни и високотемпературни процеси” и “Фотолитография и галваника" на катедра “Микроелектроника” към ФЕТТ на ТУ-София. След лабораторното упражнение студентите описват индивидуалните и колективните си задачи в рамките на една седмица, като допълнително проучват комерсиални решения, свързани е материалите и оборудването, нужни за дадения процес, както и с микроелементи във вид на готови изделия. Едновременно е това те практикуват специализиран технически английски

език, което бе дефинирано като потребност от работодателите при проливанията, направени във връзка с първоначалните дейности по настоящия проект.

За създаване на връзка на бизнеса е учебната среда бе поканен доц. д-р инж. Иван Узунов като експерт от фирма “Смартком”, който изнесе лекция на тема “Обзор на изследователските дейности на Смартком в областта на микро- и наноелектрониката” (фиг. 4). На нея бяха предста­вени някои от най-актуалните разработки на фирмата, в областта на микроелектромеханичните системи (МЕМС), комуникационните мрежи и свръхвисокочестотните филтри - области, които са заложени, като материал за изучаване от студентите в новия Учебен план “Микротехно- логии и наноинженеринг".

Фиг. 1. Вакуумна камера Фиг. 2. Фотолитограф- за плазмено нанасяне на ско структуриране нананоразмерни покрития. гребенчати електроди.

Фиг. 3. Част от Фиг. 4. Студентите оттънкослоен микро- специалността по време на

модул. лекцията на доц. д-р ИванУзунов от Смартком.

По време на семестъра бяха зададени индивидуални теми за домашна работа, които имаха за цел студентите да проведат проучване на наличната в интернет техническа литература, по въпроси, свързани с материала на настоящия курс, както и да ги подготвят за бъдещи учебни курсове, включени в Учебния план по специалността. След проведеното проучване, към края на семестъра, студентите обобщиха прегледаната литература, като изготвиха и предадоха кратък писмен материал и записаха събраните литературни източници върху индивидуални CD-та.

Екипът по дисциплината “Наноматериали”, в лицето на доц. д-р инж. Валентин Видеков, доц.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 10 ДОКЛАДИ

д-р инж. Ива Бетова, доц. д-р инж. Боряна Цанева и гл. ас. д-р инж. Мария Александрова, организира посещение на студентите в Централна лаборатория по слънчева енергия и нови енергийни източници и Институт по обща и неорганична химия към БАН (фиг. 5). Институти­те разполагат с уникална, високо технологична апаратура. Студентите проведоха две лабораторни занятия, които бяха изцяло проектно-ориентирани и свързани с решаване на конкретни практически проблеми в областта на нанотехнологиите. Демон­стрирани са методи, специфични за изследването на нанообекти и са проведени изследвания върху образци с нанопори и нанокомпозити, изготвени от студентите в лабораториите на катедри "Ми­кроелектроника" и "Химия” към ФЕТТ (фиг. 6).

Фиг. 5.. 1нсишзатор на Фиг. 6. Мембрана отреалната повърхност на нанопорест алуминиев нанопоръозни материали оксид,

в ПОИХ към БАН.

Водени са разговори с д-р Евелина Полизоева. която се предвижда да бъде поканена като гост- лектор от Масачузетския технологичен институ т (MIT), да подготви презентация на тема “Преход силиций/германий и слънчеви елементи” и да запознае студентите с най-модерните решения в областта на нанотехнологиите. Д-р Полизоева е кадър на кат. “Микроелектроника”, специалист по нанотехнологии в енергетиката и понастоящем работи в департамент “Electrical Engineering and Computer Science”, Massachusetts Institute of Technology.

По дисциплината бяха предложени теми за курсови проекти по избор. При обучението на студентите е заложен нов. модерен подход за обучение, чрез електронна система, намираща се на уеб адрес: http://ecad.tu-sofia.bg/nanomat/. В средата за контрол и управление на учебния процес студентите получават в електронен вид своите учебни материали, качват попълнените протоколи от лабораторните занятия, отговарят на въпроси за самоподготовка и на тренировъчни тестови въпроси. Сайтът има форум за съобщения видими от всички потребители (преподавателския

екип и останалите сту денти), както и възможност за изпращане на лични съобщения. Системата дава възможност за отчитане на рейтинг на всеки студент и възможност за автоматично добавяне на бонус точки при изпълнение на задачите в поставения срок. Новият подход създава предпос­тавки за “конкуренция” между студентите на база най-високи постигнати резултати, най-оригинални решения на поставените проблеми и най-пълна, коректно цитирана информация, обобщена от литературата за самоподготовка.

Екипът по дисциплината “Основни принципи и приложения на микро- и наносистемите” проф. д-р инж. Тодор Тодоров, проф. д-р инж. Ееорги Тодоров и ас. д-р инж. Елица Еиева организира занятията, като отново набляга на практическата подготовка на студентите. Обект на изследванията при лабораторните упражнения са конзолни глави на атомно-силови микроскопи (фиг. 7), микрохващачи, различни видове МЕМС акселерометри и жироскопи, еластични механизми за микро- и нанопремествания. Студентите разработват курсов проект по избор. Чрез работата си по индивидуалните си задания студентите задълбочават своите познанията за принципите на действие, теорията на инерционни микроелектро- механични устройства и придобиват практически умения за проектирането им.

Фиг. 7. Изследване на честотните характеристики на наносонОа за атомно силов

микроскоп.

Еолям интерес предизвикаха лекциите на гост преподавателя от Университета на Упсала, Швеция, доц. Венцислав Янчев, който запозна студентите с най-новите тенденции в развитието на пиезолектричните сензори. За цялостното осмисляне на учебния материал беше важно посещението във фирма AMG-Technology, Ботевград. Благодарение на управителя на фирмата Владимир Ставров и неговите колеги студентите се запознаха с реално произведени

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 11 ДОКЛАДИ

оригинални български устройства в областта на МЕМС, които в много отношения надхвърлят най- добрите световни аналози.

Дисциплината „Нанокомуникационниустройства и мрежи“, водена от доц. д-р инж. Галя Маринова, отразява комуникационните аспекти в учебния план по „Микротехнологии и наноинжснсринг". Учебната програма по този предмет е вдъхновена от опита в Центъра по нанокомуникации към факултета по електроника и комуникации в Технологичния университет Темпере, Финландия [9]. Лекционният материал включва новата комуникационна парадигма на наномрежите [10], видовете наномрежи: електро­магнитни, молекулярни, бактериални и невронни, както и основните нанокомуникационни устрой­ства като например радиото от нанотръба [11]. Лабораторните упражнения се проведоха в лабо­раторията по автоматизация на проектирането във ФТК и позволиха на студентите да се запознаят със специализирани програми за проектиране, моделиране и симулация на нанокомуникационни устройства и мрежи, като Nanotube modeler, NanoEngineer-1 v. 1.1.1 (Nanorcx), Molecular Origami (Институт Wyss, Харвард). AMANOGA- WA и платформата Nanohub.org. Студентите се упражняваха също така да моделират наноелемен- ти и схеми с помощта на електрическия симулатор Cadence ORCAD 16.6 Design suit. Илюстрация на ДНК програмирана с ползваната на упражненията програма Molecular Origami е показана на фиг. 8.

Фиг. 8. Молекулярно Фиг. 9. J 'сукана волт- оригами амперна характеристика

на ме.мристор в Nanohub.

Основен акцент в курса бяха курсовите задачи. Всеки студент разработи самостоятелна курсова работа на една от следните теми: “Приложение на графена в нанокомуникациите”, “Безжично разпространение в Терахерцовия обхват’, “Самозахранващи се наносистеми - от наногенератори към пиезотроника”, “Сигурност на нанокомуникационни мрежи”, “Мемристори, мем- кондензатори и меминдуктивности”.

Студентите получиха темите си още на първата лекция, като разполагаха с няколко базисни научни публикации по темата. След това те сами извършиха допълнително търсене и проучване на материали по нея, а с помощта на програмите, изучавани в лекциите и на лабораторните упражнения, всеки един от тях разработи илюстративни примери, свързани с темата на курсовата задача, като например: "Проекти на графенови структури в нанокомуникациите с програмите Nanotube modeler и NanoEngineer-1”; “Моделиране на мемристори с програмата Memristor simulation tool от специализирания портал за симулация и моделиране в нанотехнологиите Nanohub.org [12]” (Фиг. 9 показва усуканата волт-амперна характериистика на мемристор, симулирана в Nanohub); “Симулация на пиезогенератор с помощта на Piezoelectric Vibrations Energy Harvesting Lab в Nanohub.org” (Фиг. 10 показва мощността на пиезогенератор, симулирана в Nanohub).

Студентите оформиха курсовите си работи в писмен вид в размер от двадесетина страници и представиха презентации пред своите колеги, което даде възможност да се реализират дискусии по темите на курсовите задачи. Допълнителен стимул за активното им отношение към разработ­ките на колегите беше това, че на изпита, всеки от тях получи по един въпрос върху тема на курсовата работа на свой състудент.

Фиг. 10. Мощност от пиезогенератор симулирана в Nanohub.

Студентите проявиха подчертан интерес към индивиду алните си задачи в курса „Нанокомуни­кационни устройства и мрежи“, като реализираха и допълнителни домашни работи - 4 от тях представиха презентации за историческото развитие на нанотехнологиите.

Студентите в курса имаха различни бакалавърски дипломи, поради което се забелязаха и някои пропуски в теорията на комуникациите. Това наложи попълването на тези пропуски в хода

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 12 ДОКЛАДИ

на курса и се отрази в различните им резултати на контролните върху лабораторните упражнения и лекционния материал. Отличният общ успех, който студентите показаха в края на курса се дължи на изключително задълбочената им и креативна работа върху курсовите задачи и подчертаното им любопитство и желание да разберат темите в дълбочина, да минат отвъд границата на минималните изисквания, както и да ги споделят с колегите си, включително и прилагайки забавни и разчупени форми при представяне им.

След успешно завършените курсове през първия семестър всички студенти продължават обучението си през летния семестър, който започна през месец март 2015 г. Те ще изучават 1 обща задължителна дисциплина, 3 бр. задължи­телно избираеми дисциплини, според избрано направление (проектиране, технология или тестване на микро- и наносистеми) и 2 бр. свободно избираеми, измежду 12 дисциплини според техните интереси, които може да не са обвързани е избраното направление. Третият семестър е изцяло посветен на дипломно проектиране.

БлагодарностиПубликацията е изготвена е финансовата

подкрепа на Оперативна програма "Развитие на човешките ресурси”, съфинансирана от Европейския социален фонд на Европейския съюз.

ЛИТЕРАТУРА|1] http://aups.tu-sofia.bg12] http://sf.mon.bg/?go=page&pageId=53[3] Johnson, Р. S. Industries in Europe: Competition,

Trends and Policy Issues, Edward Elgar Publishing, 2003.[4] http://www.bia-

bg.com/analvsis/271/Пазар_на_труда_състоянис_и_тснд енции/

[5] Деведжиев, В., В. Ерозданов, Д. Гапдажиев, Е. Тотоманов, К. Шиндарова, Л. Петров, М. Мирчев, Н. Куманов, Доклад от извършване на Дейност 1. „Проучване и експертен анализ на потребностите на пазара на труда”, Партньор 2: Фондация “Клъстер информационни и комуникационни технологии“, 2013.

[6] http://www.chem.uni- solla.bg/7_MNanoMatNanoT.htm

[7] http://www.phys.imi-sofia.bg/~semicond/semicond/edu/magistri/ntkrso/planntkrso.htm

[8] http://fett.tu-sofia.bg/forms/ucheben_plan_micro _nano-Final.pdf

[9] Nano communications center, Department of electronics and communications engineering, Tempeie

university of technology, Finland,http://et4nbic.cs.tut.fi/nanocom/

[10] Akyildiz, I F., F. Brunetti, C. Blazquez, Nanonetworks: A new communication paradigm. Computer Networks. Vol. 52. 2008. pp. 2260-2279.

[11] Jensen. K.. J. Weldon, H. Garcia, A. Zettl, Nanotube Radio. Nano letters. Vol. 7. 2007. pp.3508 -3511,

[12] Nanohub,https://nanohub.org/tools/pic/ohancsl r38/scssion?scss=83 5684,

гл. ас. д-р Мария П. Александрова работи във ФЕТТ на ТУ-София. През 2012 г става гл. ас. и отговорник за учебната дейност на катедрата. По настоящем работи в областта на технологията на тънките наноразмерни покрития за приложения в дисплейни структури, микроелектронни устройства върху гъвкав носител, полимерна електроника.тел.: 0895 588831 e-mail:т _alekscmdrova@lu-sofiia.bg

доц. д-р Валентин X Виденов е от ФЕТТ на ТУ- София, катедра Микроелектроника. По настоящем работи в областта на повърхностния монтаж, процеси в микро и нанотехниката, технология на микроелектромеханичните системи, наноматериали и наноструктурираните оксиди.тел.: 0895 589559 e-mail: videkov@tu-sofia.bg

доц. д-р Красимир X. Денишев е от ФЕТТ на ТУ- София, катедра Микроелектроника. По настоящем работи в областта на полупроводникови технологии за микро- и наносистеми, за алтернативни източници на енергия и МЕМС.тел.: 0895 586360 e-mail: khd.ii tu-sofia.bg

проф. д-р Тодор С. Тодоров е от МТФ на ТУ-София, катедра "Теория на механизмите и машините"'. По настоящем работи в областта на микромехстика иМЕМС.тел.: 965 2794 e-mail: tst@tu-sofia.bg

доц. д-р Галя И. Маринова е от ФТК на ТУ-София, катедра "Технологии и мениджмънт на комуника­ционни системи". По настоящем работи в областта на нанокомуникационните устройства и мрежи.тел.: 965-3188 e-mail: gim@tu-sofia.bg

доц. д-р Емил Д. Манолов е Декан на ФЕТТ към ТУ- София, катедра "Електронна техника". По настоящем е ръководител на проекта, по който е създадена описаната специалност.тел.: 965-2220 e-mail: eclm@tu-sofia.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 13 ДОКЛАДИ

A practical approach for introductory embedded systems teaching

Peter YAKIMOV

Technical University of Sofia, Department of Electronics, 1797 Sofia, Bulgaria, 8 Kl. Ohridski Blvd., Bl.1, E-mail: pij@tu-sofia.bg

Abstract. In order to prepare the students for the challenges of their future job the Faculty of Electronic Engineering and Technologies at Technical University of Sofia accepted a new curriculum for Bachelor degree in Electronics which was created after many iterations and discussions with the partners companies and employers organisations. In this paper a part of the course programme in “Practice on open source platforms programming” is presented. The course gives the students theoretical knowledge about embedded systems programming and practical skills in this field. Some examples from the laboratory work that represent the practical approach for introductory teaching in embedded systems programming are given. The practical approach is useful for the beginners. With emphasizing on the practice rather than on the academic theory they accept the material easier. The open source hardware and software - Arduino development board and the software IDE are very useful for the introductory education.

Практически подход при начално обучение по вградени системи (Петър Якимов). Зада подготви студентите за предизвикателствата на бъдещата им работа Факултетът по електронна техника и технологии на ТУ-София прие нов учебен план за ОКС „Бакалавър ” по специалност „Електроника”, който беше създаден след много обсъждания и разговори с фирмите партньори и организациите на работодателите. Тази статия представя част от учебната програма на дисциплината "Практикум по програмиране на платформи с отворен код". Дисциплината дава на студентите теоретични знания за програмиране на вградени системи и практически умения в тази област. Представени са някои примери от лабораторните упражнения, които илюстрират практическия подход за начално обучение в областта на програмирането на вградени системи. Практическият подход е полезен за начинаещите. С акцент върху практиката, а не върху академичната теория те приемат материала по-лесно. Платформите с отворен код - системата за развитие Arduino и съответната програмна среда са много подходящи и полезни за началното обучение.

IntroductionEmbedded systems are affecting human lives in

many ways. Examples can be found in alarm clocks, automobiles, mobile phones, personal digital assistants, etc. [1]. Embedded systems are also found in cars, airplanes, and robots. They far outnumber traditional computers (which also contain embedded processors) and it is estimated that there will be thousands of embedded devices per person by 2015. Learning to design and program embedded systems is a critical skill that is necessary for many industry and scientific jobs [2]. At the level of today’s technology consumer, there appears to be an increasing desire to interface our technological power-machines to the real

physical world. And power-machines they are, our personal computers, tablets and smart phones - equipped with highly advanced man-machine interaction technologies, communication possibilities, location-determining hardware, acceleration sensors, and more. However, for all their strengths and possibilities, they do not offer the connectivity to the physical world around us that many dream of [3]. So there is a need of a physical interfacing which forced development of projects like Wiring (www.wiring.org.co) and Arduino (www.arduino.ee) that offer immensely popular tools for lower- to intermediate-level software and hardware design. This affects on science and education. Scientists

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 14 ДОКЛАДИ

increasingly use publicly available low-cost digital prototyping systems to create measurement tools and other experimental devices. To witness, a Google Scholar (scholar.google.com) query for articles containing the word “Arduino” in their title, excluding legal document, patents and citations, yielded a result of 490 scholarly articles (query result on September 2, 2013) [3]. The major benefits for using Arduino in an educational setting are [4]:

• Ease of setup - plug and play;• Many examples for controlling peripherals -

preloaded in the IDE;• Many open source projects to look at;• Works on Windows, Linux, and Mac;• Low cost hardware - build or purchase prebuilt;• Low cost software - free;• Low maintenance cost;• Students can prototype quickly;• Can be programmed in an a number of languages

including C.

debugging mid measuring the response of controlled peripheral circuits. Thus, students acquire practical skills and obtain knowledge about basic electronic circuits and devices, and the possibilities for their programme control. During the laboratory work experiments on development boards are carried out. Initially the given task is analysed and the algorithm is drawn. Then a programme is written and run. Thus the students individually find possible errors and after analysis the results conclusions are made and mistakes are corrected. The topics are directly related to the field of the next courses [7].

New course implementationThe very beginning of the course is dedicated to

getting knowledge and skills in working with the development board and the IDE. Only a personal computer and a USB cable are needed for this.

ovccO

Motivation for the practical approach application

After many iterations and discussions with the partners companies and employers organisations the Faculty of Electronic Engineering and Technologies at Technical University of Sofia accepted a new curriculum for Bachelor degree in Electronics. In the process of preparation lots of curricula from many foreign universities with traditions in education in electronics were investigated. It was created in order to prepare the students for the challenges of their future job. The goal was to emphasize on the embedded systems and especially on the obtaining practical skills in programming. Also it was accepted that the practical training has to begin in the first semester in order to the students to gain experience for the specialised courses in the next years. As a development environment was chosen the Arduino platform which is an open-source hardware, designed to make the process of using electronics in multidisciplinary projects more accessible.

According to the philosophy of the new curriculum a brand new course entitled “Practice on open source platforms programming” with two hours laboratory work per week was included. One major part of it is based on the usage of Arduino. The development board OLIMEXINO-328 based on the microcontroller ATmega328P is the hardware [6]. The aim of the course is with appropriate examples the students to understand the relationship between computer devices and the surrounding world. The experimental work includes an application software writing and

0IR21 4 7k

BUT i

(Г,cr>\CC0

pgfBUT]

C12

100nF

Fig. 1. User button with name BUT connected to ATmega328Ppin 32 (digital signal D2).

D9ILED2)

DR15 330R

\7 LED2-L YELLOWIGYX-SD

Fig. 2. Light emitting diodes connected to. I Tmega328P pins 17 (LED1 - digital signal D13) and 17 (LED2 - digital

signal 09).

Learning the examples from the preloaded in the IDE the students study the basic statements of the programming language for control of digital inputs and outputs. No external tools are needed. The on­board button and LEDs are enough. To use them the students have to know preliminary that the digital input reads logic “0” from the pressed button and to

L£D1_ED13ISCK7LED11

Close

1R8J330R

'M LED1GREEN(GYX-SD-TC0B05SGC)

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 15 ДОКЛАДИ

light the LED a high level must be set from the digital output as it is shown in Fig. 1 and Fig. 2 [6]. Some code examples help to study statements related to digital inputs and outputs control are presented in [7].

With the progress of the course in order to study loops and working with arrays additional components are used. A breadboard and 7-segment LED display with current limiting resistors are enough. This exercise will help the students to understand the operation of one of the most often used indicator elements. A common cathode organisation of the display (Fig. 3) is chosen in order to use the same logic levels to control its diodes like the on-boards ones as it is depicted in Fig. 2.

Common Cathode

The following code example illustrates loop orgnisation and using one-dimensional array. The programme is intended to turn on successively the segments of the display with Is delay.

/‘Setting outputs for every segment*/ int a = 4; // segment a is connected to pin 4int b = 5; // segment b is connected to pin 5int c = 6;// segment c is connected to pin 6 int d = 7; // segment d is connected to pin 7int e = 8; // segment e is connected to pin 8int f = 9; // segment f is connected to pin 9 int g = 10; // segment g is connected to pin 10 int segment[] = {a, b, c, d, e, f, g};

void setup()

{pinMode(a, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(b, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(c, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(d, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(e, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(f, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(g, OUTPUT); //the pin is set as output

}void loop()

{for(int i = 0; i < 7; i++)

{digitalWrite(segment[i], HIGH); //turns the pin on delay(1000); // delay one second

digitalWrite(segment[i], LOW); //turns the pin off

}}The next example is slightly harder than the

previous and it is intended to show the using of two- dimensional array. The purpose of the programme is to display successively the numbers from 0 to 9 with Is delay

/‘Setting outputs for every segment*/ int a = 4; // segment a is connected to pin 4 int b = 5; // segment b is connected to pin 5 int c = 6; // segment c is connected to pin 6 int d = 7; // segment d is connected to pin 7 int e = 8; // segment e is connected to pin 8 int f = 9; // segment f is connected to pin 9 int g = 10; //segment g is connected to pin 10 int segment[] - {a, b, c, d, e, f, g};

/‘Two-dimensional array - table with 7-segment codes of the numbers from 0 to 9*/

int pattern[10][7] = {{1,1,1,1,1,1,0},{0,1,1,0,0,0,0},{1,1,0,1,1,0,1},{1,1,1,1,0,0,1},{0,1,1,0,0,1,1},{1,0,1,1,0,1,1},{1,0,1,1,1,1,1},{1,1,1,0,0,0,0},{1,1,1,1,1,1,1},{1,1,1,1,0,1,1}

},void setup()

{pinMode(a, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(b, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(c, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(d, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(e, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(f, OUTPUT); //the pin is set as output pinMode(g, OUTPUT); //the pin is set as output

}void loop()

{for(int x = 0; x < 10; x++){

for (int y=0; y < 7; y++)

{digitalWrite(segment[y], pattern [x] [y]);

}delay(1000); // delay one second

}}Because of that the world around is analog but the

computers and embedded systems are digital devices of great importance is the mastering of the principles of analog-to-digital and digital-to-analog conversion. The Arduino platform gives opportunities the students to obtain practical skills in this area.

The next code example is dedicated to analog-to- digital conversion studying. A 10k potentiometer is

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 16 ДОКЛАДИ

connected between AREF and ground and the voltage derived from its wiper is attached to the analog input AO. The connections and the possibilities of Arduino to convert analog signals are described in [7]. This example also presents the operation of the serial monitor which is used to display the information. The programme reads the code which is in the range between 0 and 1023 and it is corresponding to the analog value of the input voltage. The maximum value of the code corresponds to voltage value of 5V. After calculations the digital value of the voltage is determined and displayed. The display is refreshed every second.

const int analoglnPin = AO; //Analog input pinlong analogln = 0; // Digital codefloat analogValue = 0; //Analog input voltage value

void setup() {// initialize serial communications at 9600 bps: Serial.begin(9600);

}

void loop() {// read the analog input value: analogln = analogRead(analoglnPin);//calculates the analog voltage value: analogValue = analogln * 5.000 /1024;// print the results to the serial monitor:Serial.printfeode = ");Serial.print(analogln);Serial. print("\t voltage = ");Serial. print(analogValue);Serial.println("V");delay (1000); // delay one second

}Mastering the principles of the analog-to-digital

conversion is a preliminary stage to understanding the conversion of physical quantities from the real world. For this purpose are used sensors with defined transfer characteristics. The next code example represents temperature measurement using the sensor LM35. The connection is shown in Fig. 4. The programme reads an analog input pin, converts the result with + 10.0 mV/°C scale factor and prints the results to the serial monitor. The display is refreshed every second.

const int analoglnPin = A0; // Analog input pin that the// sensor is attached to

long analogln = 0; // Digital codefloat sensorValue = 0; //sensor analog output voltage

//valuefloat temperatureValue = 0; // temperature value

void setup() {// initialize serial communications at 9600 bps:

Serial.begin(9600);

}

void loop() {// read the analog in value:

analogln = analogRead(analoglnPin); //calculates the sensor output voltage: sensorValue = analogln * 5000 /1024; //calculates the temperature: temperatureValue = sensorValue /10; // print the results to the serial monitor: Serial.print("sensor = " ) ;Serial. print( sensorValue);Serial.print("\t temperature =");Serial. println(temperatureValue); delay(1000); // delay one second

}

+5V 9 LM35

u,+v,u,-'our

GND

ATmega328P

A„ D3

A, d5

a2 u

A3 D0

A, D10

A; D„

-*

-»->

Analog inputs Analog outputs

Fig. 4. Temperature measurement using analog sensor LA 135.

ResultsAfter completing the laboratory work dedicated to

programming using Arduino board the students obtain basic skills in using C programming language and the implementation of the program control. Also they realise the philosophy of the embedded systems and their application in all fields of the human activities and especially in the technical area. The students are given basic knowledge about the most popular indicator elements and skills to work with them. The initial explanation of the principles of the sensors and data conversion introduce the students in the world of the modem information technologies.

ConclusionAfter the first approbation of the course “Practice

on open source platforms programming” from the new curriculum for Bachelor degree in Electronics at the Technical university of Sofia can be concluded that the material attracts the attention of more of the students. The direct program control of simple devices like sensors and indicators convinces the students in the flexibility and the universality of the embedded systems. Emphasizing on the practice rather than

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 17 ДОКЛАДИ

using the academic theory helps the students to accept the material easier. The open source hardware and software - Arduino development board and the software IDE offer friendly environment for beginners and are very useful for the introductory education. The students obtain knowledge and experience that will be in use in the further courses.

AcknowledgementsThe paper preparation is supported by Project

BG051P0001-3.1.07-0048 “Updating the curricula of specialties in FEET, FTC and MTF of TU-Sofia and create a new joint Master's degree in accordance with the needs of the labor market”.

REFERENCES[ 1 ] http://www. researchgate. net/publication/

228408026_On_Teaching_Embedded_Systems_Design_to ElectricalEngineeringStudents.

[2] http://cse.unl.edu/~carrick/courscs/2012/236/236_ 2012_spring_embedded_systems.pdf.

[3] M. H. Lamers, F. J. Verbeek, and P. W.H. van der Putten, “Tinkering in scientific education”, Proceedings of 10th International Conference on Advances in Computer Entertainment Technology (ACE 2013), LNCS 8253, pp. 568-571, 2013.

[4] P. Jamieson, “Arduino for teaching embeddedsystems. Are computer scientists and engineering educators missing the boat?” Available:http://www.users.miamioh.edu/jamiespa/html_papers/fecs_ 11.pdf.

[5] Banzi, M. Getting Started with Arduino. O’Reilly Media, Inc., 2011, ISBN: 978-1-449-309879.

[6] OLIMEXINO-328 development board. Users Manual. OLIMEX Ltd, 2011

[7] Yakimov, P. Teaching Basic Skills in Embedded Systems Using Open-source Platforms, L International Scientific Conference on Information, Communication and Energy Systems and Technologies ICEST 2015, 24 - 26 June 2015, Sofia, Bulgaria (in press).

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 18 ДОКЛАДИ

Collaborative Learning in Electronics Engineering Education

Vassiliy TCHOUMATCHENKO*

* Technical University of Sofia, Department of Electronics, 1797 Sofia, Bulgaria, 8 Kl. OhridskiBlvd., Bl. 1, E-mail: vpt@tu-sofia.bg

Abstract. The paper considers challenges that face educational institutions to meet requirements of 21st century. It discusses efforts done in the Department of Electronics at the Technical University of Sofia to redesign curricula and pedagogical practices to promote knowledge work competences. A case study of applying “trialogical” approach to learning in compulsory Semiconductor Devices course is reported. How did the participating teachers and students experience the new collaborative practices during the course are emphasized. Results from conducted pilots are also highlighted.

Съвместно обучение при инженерното образование по електроника (Василий Чумаченко). В статията се разглеждат предизвикателствата, пред които са изправени образователните институции, за да отговорят на изискванията на 21 век. Обсъждат се усилията, направени в катедра Електронна техника при Технически университет - София за преустройство на учебния план и образователните практики с цел придобиване на нови умения за работа със знания. Дискутира се казус за прилагане на „триалогичния подход“ към изучаването на задължителната дисциплина Полупроводникови елементи. Акцентира се как участващите студенти и преподаватели експериментират нови съвместни практики по време на курса. Засягат се също резултатите от проведените пилотни курсове.

IntroductionThe new millennium was ushered in by a dramatic

technological revolution. We now live in an increasingly diverse, globalized, and complex, media- saturated society [1]. Present-day students will be employed in positions representing modem knowledge work. The 21st century skills are a set of abilities that students need to develop in order to succeed in the information age. These involve abilities of group work, collaborative learning, networking, working in multidisciplinary and multicultural teams, resolving complex problems, and dealing with uncertainty and confusion. Learning skills as critical thinking, creative thinking, collaborating andcommunicating are of great importance for lifelong learning abilities since new professions continuously appear with technological revolution. Life skills - flexibility, initiatives, social skills, productivity and leadership are critical for better adaptation to even fast changing world.

At the same time educational analysts and industry representatives report that students leave higher

education with an underdeveloped ability to solve open-ended problems. Pedagogical methods are still largely based on well-defined problems with known solutions. The primary focus is on mastering content and learning through memorization within a tightly controlled instmctional environment. As a result universities produce highly educated useless people, inadequately prepared for solving real world, real life problems in real time [2].

In the real world of today, school success clearly does not guarantee success in life. The problem is related to how educators teach students to leam and think. The teachers tell the students what they need to do to pass the test, to pass the course, to pass the grade, to move to the next level and finally to graduate. All the answers are prearranged, preformatted and ready for absorption by those who are willing and able to play the game called education. These students are the academically successful, but without developed capacity to become independent thinkers and doers. We live in the dynamic world, where content is growing exponentially in both quantity and complexity. In this shifting landscape

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 19 ДОКЛАДИ

where digital content, is readily available at our fingertips, learners must be able to move beyond simple mastery of content recall and must develop the capacity to interpret and apply old and new information alike to new situations, problems, and new environments.

It becomes obvious that education curricula need to be deeply redesigned for the four dimensions of Knowledge, Skills, Character and Metacognition (Fig.l) [3]. Adapting to 21st century needs means revisiting each dimension and the interplay between them. Education practices need to shift the responsibility of learning from the teacher where it has traditionally been, to the learners where it belongs.

Fig. 1. 21st century education.

When we debate these days about the decline of education we ignore the most fundamental of its causes. Our students have changed radically. Today’s students are no longer the people our educational system was designed to teach [4]. In many countries today's students are referred to as “digital natives” and today’s educators as “digital immigrants”. Teachers are working with students whose entire lives have been immersed in the 21st century media culture. They live and operate in a multimedia, online, multitask, random access, color graphics, video, audio, visual literacy world.

We must acknowledge that because of this new digital landscape, our students not only think differently but also learn differently from the way we learn. Only by accepting this will we be able to begin to reconsider and redesign learning environments, instruction, and how we assess learning [2].

To answer these problems and challenges, the educational curriculum was re-designed and the new educational practices were introduces in the Faculty of Electronic Engineering and Technologies at the Technical University of Sofia.

Curriculum DevelopmentElectronics curriculum at TU-Sofia was re-designed

and updated [5] after a thorough examination including:

■ Research and analysis of labor market■ Interviews with employers■ Research and analysis of existing curriculum■ Study of the curriculum and syllabuses of world

leading universities.Representatives from business, industry, and labour

were strong collaborators with educators in the effort to identify desired learner outcomes that represent what students should know as the result of their education. These business people have a first-hand understanding of the skills that students need and the specific concerns and work opportunities in the area.

Business partners share the requirements and standards their employees must reach to be successful. They provide information on current industry practices; give examples of classroom concepts applied in the workplace through industry standards, documents, and activities derived from real experiences at the worksite.

Restructured curriculum should improve theoretical knowledge (analytical approach to apply theoretical knowledge) and practical skills (experience in using software and CAD tools), improving practical work with the specifications and standards [6].

The recommendations from business partners for the new upgraded curriculum include:

■ To increase students’ practical training - more exercises using modem equipment and methods.

■ to enhance the using of English language - technical English for presentations as well as ability to speak fluently including project defense m English

■ more practically oriented projects■ more individual practical work with CAD

systems■ end skills for debugging.Some university teachers expressed concern that the

involvement of business and industry in the planning of the curriculum will lead to less academically oriented curriculum and will focus on skills and training useful for a specific job. They believe that business and industry should not dictate what university should be teaching to students especially in

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 20 ДОКЛАДИ

era of rapidly changing technology and market conditions, which require broader education in principles rather than in particular skills.

Developed integrated curriculum keeps the focus on educational objectives taking into account all suggestions, academic and industry standards. It supplies opportunities for students to work on tasks and assignments that have a career focus and to obtain valuable experience.

Redesigning Pedagogical PracticesChanging of curriculum and the content of specific

subject area are not enough to meet requirement of 21st century. The question is how university students should be taught to guarantee learning of knowledge work competences and skills. This requires new pedagogical practices to be developed to promote necessary competences.

The Semiconductor device course is a basic compulsory course delivered to the huge amount of students in 3-th semester of bachelor degree study in Electronics. Before restructuring the pedagogical practices used in our teaching, we have carefully reviewed our courses, their positive outcomes and drawbacks. Currently, to the students in the laboratory are given many unrelated tasks they perform in groups of 3-4 people. Each student should individually prepare a separate report on the outcome of the practical work. Teacher guides individual student when needed.

This way of conducting training allows some students just to attend in classes without being actively involved in the tasks during the semester. Teachers cannot assess the progress of students as they evaluate the final product of their work. Since the multiple tasks are the same for all students most of them just copy the reports from their colleagues without understanding. Because assessment is based on individual final product, the teacher has thoroughly to conduct face-to-face examination of each student in order to evaluate him correctly.

We decided to reconstruct the whole course to give students opportunity to work collaboratively in group with clear role of each participant in common work. The educational challenge was:

■ To increase the commitment and motivation of students

■ To increase students’ practical training, and■ To meet the requirements of business for: team

work on common task, shared responsibility for the quality of the overall product; distribution of tasks in line with the specified deadline.

The problem was how to restructure the Semiconductor Devices course in order to: obtain better students’ knowledge and competencies, obtain better systematic training during the semester, stimulate circuit design and simulation for project verification, and transfer the initiative towards student- teacher direction.

In order to achieve these objectives and resolve problems a “dialogical” educational approach [7] was introduced with using cloud computing technologies, up-to-date communication tools for student-teacher connection, continuous monitoring and assistance students’ activities. Thrialogical approach builds on the assumption that learning is not just individual knowledge acquisition (monological) or social interaction (dialogical), but activity is organized around transforming, or creating shared knowledge objects. All group activities are organized around shared objects - collaboratively development of common project, and preparation of shared report.

In course redesign we have used examples and experiences from previous courses based on trialogical approach on learning, but in this case the problem was that the students are too many and have not enough engineering background to develop collaboratively three months long project. Trialogical design principles [8] were used to address:

■ Team work on shared object (report)■ Continuous and prolonged work (within 2 weeks)

before the laboratory work■ Strengthening the tasks of circuit design using

devices’ data sheets and simulation of the circuits, calculations of circuit’s currents and parameters

■ Continuous monitoring and teacher assistance in this process, providing help on request

■ Reporting on the individual contribution of each team member to the overall project

■ Respect to meet the deadline (after the prescribed date the project is locked for editing)

Instead of giving students many separate or loosely connected tasks we provide them with a large task, continuous working process, shared research plan and final presentation in groups. Project development in such practice permits for self-selected time and place allocation of the participants and teachers. Guidance is provided through systematic instructions and group work rules. This approach permits for educational methods of direct student-educator contact that are not face-to-face, but are mediated through new communications technologies. Online communication allows students and academics to remain separated by space and time, but to sustain an ongoing dialogue.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 21 ДОКЛАДИ

Pilots ActivitiesThe pilots were conducted with six groups of

bachelor degree students in Electronics and Computer Engineering during 3th semester of their study. Laboratory exercises cover part of pre-lab preparation and practical work.

Team work includes collaborative development of common shared reports by using cloud computer technologies. The aim is to achieve systematic training during the semester and to stimulate circuit design and using simulation for design verification. Students have access to learning materials in the Moodle LMS system and the site of the subject.

Structure of the working process

Before the course starts are done:■ Teams' formation■ Gmail accounts of all students■ Development of templates with tasks to be done

for all pre-lab projects and final reports■ Guidelines for students for practical sessions■ LTspice tutorialTwo-week cycle for two practical laboratory

exercises is used. The main phases in each cycle are shown in Fig.2.

Pre-lab phase (Design & Analysis)

Face-to-face seminar (Problems discussion)

Pre-lab phase continues

Laboratory work (Measurements)

Shared report finalization

Fig. 2. Main phases in two-week cycle.

The goal of pre-lab phase is students to be prepared in advance on devices, which they will experiment with during the laboratory session. Team need to develop shared report, which includes questions on mode of device's operation, calculation of some parameters and circuits design with basic device applications. A number of problems are assigned to be investigated by simulations. Activities during this phase include schematic capture, graphic drawing, calculation of device parameters, circuit design as well as design verification by simulation.

Intermediate seminar session is predicted for discussion of common problems and difficult subject questions, faced by most students. Activities include questions, answers, slides and computer presentations, and explanation how to use ICT tools.

In the practical session students measured device characteristics and explore device behavior under different working conditions. Activities include practical work in the laboratory with measurement instruments to explore devices in different mode of operation, and under various temperatures and signal frequencies. All measured data are filled in directly in shared document by using students' smartphone or computers.

Finalization of shared report includes graph building and parameters calculation from measured data, making conclusions, answering problem questions, designing circuits, concerning device applications which are not covered in the practical sessions.

Students work in groups of 3-4 persons on a shared common report, which is continuously monitored, taking into account the individual contribution of each team member. Completed document on the long-term group work is created in Google Drive as a shared document with the possibility of collaboration between the team members and comments from the teacher. In the shared space it is possible to upload files Word documents, graphics, pictures and other materials as well as measured data during practical exercised in the labs (there is Wi-Fi in the classroom and students are allowed to use their laptops or smartphones to access shared report).

Students’ knowledge is evaluated continuously during the semester and by final exam test. The shared report grade is based on next criteria: material organization, depth of material presentation, handling of questions, resolving problems and clear conclusions on simulation results and measured data. Commenting activities and communications between students and teachers are also appreciated.

Working Environment

A significant part of the work is done outside regular class (consultations on projects, discussion, teachers' commenting during design phase etc.).

The environment consists of public cloud based services, combined in a way that supports team work for collaborative development of shared reports (see Fig. 3). All participants had to register individual Google accounts. The teacher was responsible for creating a Google Docs document for each project report and sharing it with the team.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 22 ДОКЛАДИ

Shared report

Design and analysis Team Practical measurements

Eig.3. Example of a figure occupying both columns.

Google tools - Google Drive, Docs, Sheets are used for collaborative development of a common shared object in the cloud; Google calendar - to set deadlines and progress monitoring - assignments, intermediate stages reporting, deadline for submission of final project.

For inter team communications students can choose their preferred tools (chat, conferences, e-mail, forums). For student - teacher communications are used Google applications: Gmail, Calendar, Drive и Google+.

As a specific tools for analysis phase is used LTspice® - free circuit simulation, schematic capture and waveform viewer tool [9].

ResultsIn order to describe their opinion and experience of

the course students are asked to answer to the following open questions: How would youcharacterize your overall experience in the course? What has been positive or impressive in the course? What has been challenging or disturbing in the course?

For the students this was their first course in which they work in team and they consider this very positive, challenging and useful to understand the benefits of working in collaboration. Most students appreciated the fact that they had to work in a group and share the work between the members by using technology. The students appreciated the visibility of their contributions to the common work. They said

that they have understood how important is the expertise and commitment of others when developing common products. They also noticed that during team work they started knowing their colleagues better than before, which helps in improving their everyday social contacts and even make new friends.

Innovative way of working in teams using up- to-date digital technologies was appreciated. The positive aspects identified from students are mainly related to the possibility to know and learn new tools, to study in an innovative and engaging way, to have immediacy support from teachers by receiving timely feedback and help. The immediacy of the help provided via email, compared to the scheduled face to face meeting, was cited as a major plus in the post­course surveys. Being able to receive a timely advice on their design problems was highly regarded. They consider positively the opportunity to work at any time at any place, which helps them to manage their free time in more effective way. Some students complain that part of the team does not work well and do not contribute to the quality of common work. Most of the students are satisfied with the new way of course delivering and declares that their expectations were exceeded.

Teachers adopted new pedagogical practices compared to previous courses: longitudinal work which also supported students’ more in-depth focusing, students’ collaboration for a shared outcome. According to teachers, the students learned knowledge work practices, such as information

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 23 ДОКЛАДИ

processing, analysis, presentation and sharing, longitudinal work, using digital tools and group work in general. The teachers felt that it is important that the new practices were successfully used for improving obligatory courses and for a large group of students. All teachers will continue to apply the practices and this course and into their other courses.

ConclusionThe paper considers the problems faced in

education of engineering disciplines and an attempt to resolve part of them by introducing new educational practices promoting collaborative learning in bachelor degree course. The “trialogical approach” of learning is applied to the compulsory course on Semiconductor devices in order to introduce team work on shared common project. Working together to solve problems and complete projects deepens students' learning and builds collaborative skills.

The benefits of collaborative learning include:■ Development of higher-level thinking, oral

communication, self-management, and leadership skills.

■ Promotion of student-faculty interaction.■ Increase in student responsibility.■ Exposure to and an increase in understanding of

diverse perspectives.■ Critical thinking and problem solving■ Collaboration across networks■ Accessing and analyzing information■ Preparation for real life social and employment

situations.In addition to the core subject matter, students had

to leam new tools and development workflows. Besides their knowledge on the subject students acquire skills to work in a team and to use advanced tools for collaboration and communication in the network.

As problems could be mentioned difficulties in precise evaluation of personal contribution of each team member to common work. Not all students are equally active in student groups. Some students are more engaging in collaborative work, than others. Based on upper mentioned outcomes we will try to improve the solution in next course release by dividing role between students in the team and to rotate these roles during the semester.

In a whole, it has been a rewarding experience for both students and teachers.

AcknowledgementsThe work reported in this paper is a part of the EU

project “Promoting Knowledge Work Practices in Education - KNORK”, at the Technical University of Sofia, Faculty of Electronic Engineering and Technology, and was supported by the Lifelong Learning Program of the European Community.

REFERENCES[1] http://www.21stcenturyschools.com/what_is_21st_

centuiyeducation. htm[2] Jukes, Ian. Highly Educated Useless People, 2007,

http://rvusd.org/pdfs/gate/highly_educated_useless_people. pdf

[3] http://curriculumredesign.org/[4] Prensky, M., Digital Native, Digital Immigrants,

MCB University Press, Vol. 9 No. 5, October 2001[5] EU Project BG051POOO1-3.1.07-0048/2012 on

Updating the curricula in the Faculty of Electronic Engineering, Faculty of Telecommunication and Faculty of Industrial Technology and the creation of a new joint master's degree in accordance with the needs of the labor market, http://aups.tu-sofia.bg/

[6] Critical Issues: Developing an Applied and Integ­rated Curriculum,http://www.ncrel.org/sdrs/areas/issues/envmnmt/stw/swlOOhtm

[7] Paavola, S., Lipponen, L., & Hakkarainen, K., Models of Innovative Knowledge Communities and Three Metaphors of Learning. Review of Educational Research 74(4) 2004, 557-576.

[8] Paavola, S., Lakkala, M., Muukkonen, H., Kosonen, K. and Karlgren, K. (2011). The roles and uses of design principles for developing the trialogical approach on learning. Research in Learning Technology 19 (3), 233-246.

[9] http://www.linear.com/designtools/software/.[10] “Promoting knowledge practices in education” -

(KNORK) EU Project http://knork.metropoha.fi/website/

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 24 ДОКЛАДИ

Multisensor Node for Monitoring of Environmental Parameters

Marin Berov MARINOV

Technical University of Sofia, Department of Electronics, 1797 Sofia, Bulgaria, 8, Kliment OhridskiBlvd., Bl. 1, E-mail: mbm@tu-sofia.bg

Abstract. The use of multi-parameter environment monitoring systems allows for a detailed study of the levels of major pollutants and their sources. Conventional monitoring systems have significant limitations, especially with respect to costs, installation sites and maintenance. The approaches based on mobile handheld devices also have limitations and the measurements usually are not fully automated. In this paper, we present an approach for cost effective measurement of basic environment parameters in real-time. A sensor array is used with integrated amperometric and NDIR gas sensors. Preliminary prototypes and implementation challenges are presented.

Мултисензорен модул за мониторинг на параметри на околната среда (Марин Берое Маринов). Използването на системи за мултипараметричен мониторинг на околната среда позволява детайлно проучване на нивата на основните замърсители и на техните източници. Конвенционалните системи за мониторинг имат значителни ограничения, особено по отношение на разходите за тяхната инсталация и поддръжка. Реализациите, базирани на мобилни преносими устройства също имат ограничения и измервателните процеси обикновено не са напълно автоматизирани. В настоящата статия е представен подход за икономически ефективно измерване на основни параметри на околната среда в реално време. Реализиран е сензорен масив чрез използване на амперометрични и недисперсивни инфрачервени газови сензори.

1. IntroductionIn Europe more than 45% of the energy is

consumed in buildings. More than 50% of this consumption is in non-residential areas where a lot of buildings are equipped with air conditioning systems. Buildings are becoming one of the fastest growing energy consuming sectors and that is why saving strategies are a global challenge [1]. The United Nation Environment Program (UNEP) reports statistics according to which buildings worldwide are using about 40% of the available global energy and account for one third of global greenhouse gas emissions [2].

The use of multi-parameter environment monitoring systems allows for a detailed study of the levels of major pollutants and their sources to be made. On the basis of the acquired data it is possible to have energy-efficient control of the ventilation systems without compromising for the air quality. Thus the use of appropriate measurement, instrumentation and control infrastructure is becoming

even more important since it is directly related to the amount of energy consumed in buildings.

Conventional air quality monitoring systems have significant limitations, especially with respect to costs, installation sites and maintenance [3]. The present research is aimed primarily at the design and implementation of multi-sensor nodes with scalable architecture. They are based on off-the-shelf integrated sensors and can measure multiple air quality and basic environmental parameters and record or transmit them for further processing to other applications.

The rest of this text has been organized in the following manner: Section 2 presents related work in the field of environmental monitoring; in Section 3 a summary of the main air pollutants and of their sources and their effects on the human body are discussed. In Section 4 the selection of sensors for measuring the concentration of the main air pollutants and basic environmental parameters is made. In Section 5 implementation details of the air quality­sensing node are discussed. The paper closes with

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 25 ДОКЛАДИ

Section 6 which summarizes the main points and provides an outlook for further work.

2. Related WorkA simple air quality monitoring module based on

CAN (Controller Area Network) protocol is presented by Pillai et al. [4]. CAN controller and CAN transceiver are the building elements of the sensor nodes. Each node is connected with VOC (Volatile Organic Compound) sensors, which continuously monitor environment and put sensor data into CAN bus. On the same CAN bus an actuator node is connected and it is used for generation of warnings when the predefined pollutant concentration limits are exceeded as well as for ventilation control.

De Vito et al. developed array of polymer based chemiresistors connected to TelosB motes from Crossbow Inc. Thus a wireless e-nose for distributed air quality monitoring applications was implemented[5].

By using a wireless sensor network based on ZigBee technology Chengbo Yu et al. [6] measure temperature, soil temperature, dew point, humidity and light intensity in real time. Data to the sink node is sent by sensor nodes deployed in a greenhouse. Remote control and data download services can be provided by a sink node connected with GPRS/CDMA.

Ching-Biau Tzeng et al. [7] has described an indoor air quality (IAQ) monitoring system based on ZigBee wireless sensor network implemented with the TI CC2430 chip. In their proposed system, each sensor node measures temperature, relative humidity and carbon dioxide (C02). The data was acquired by running a data logger program. The test results show that the proposed system can be used for detecting harmful gases too.

3. Main air pollutantCertain air pollutants are widely used for

estimation of the air pollution level in a lot of countries. The U.S. Environmental Protection Agency (EPA) has set the national air quality standards for six common air pollutants (also called the criteria pollutants): carbon monoxide (CO), ozone (03), lead (Pb), nitrogen dioxide (V02), sulfur dioxide (S02) and particulate matter (PM). These pollutants can damage health, harm the environment and cause property damage. On the basis of the measured main pollutant concentrations a so called Air Quality Index (AQI) can be calculated. AQI is a number used by government agencies to characterize the quality of the air at a given location. Computing the AQI usually

requires real-time data about the air pollutant concentrations from the monitoring equipment. The function used to convert air pollutant concentration to AQI varies from pollutant to pollutant, and is different for the different countries [8, 9]. A brief summary of the main air pollutants and their sources is given in Table 1.

Table 1Main air pollutant and their sources [10, 11].

Pollutant SourcesCO gas heaters, leaking chimneys, woodstoves,

fireplaces, gas stovesno2 kerosene heaters, unvented gas stoves,

heaters, tobacco smokeso2 fuel combustion (high-sulphur coal); electric

utilities and industrial processes; natural sources such as volcanoes.

co2 gas heaters, tobacco smoke, woodstoves, fireplaces, gas stoves, automotive products

The choice of the sensors to be integrated into the monitoring system is made on the basis of these criteria pollutants.

4. SensorsThere are different technologies for measuring the

concentrations of the gases enlisted in the previous chapter as main pollutants. For this particular implementation amperometric gas sensors have been selected. The basic advantages of this type of sensors are their high accuracy and selectivity, low power consumption and low cost. The combination of amperometric gas sensors for pollutant and oxygen measurement with sensors for precise measurement of atmospheric pressure, temperature and humidity allows for higher precision measurements of gas concentrations.

4.1. Gas sensors for pollutants and oxygen

The reaction in the amperometric gas sensors can be prompted by a voltage supplied by an external voltage source. Realisations are also possible, where the reaction on the counter electrode is selected so as to provide the needed polarisation potential for the working electrode. In this case the sensor works as galvanic cell and needs no external voltage supply as is the case with the two-electrode oxygen sensors. Amperometric gas sensors from Alphasense were chosen for this particular implementation [12]. The sensing range, the typical sensitivity and the full scale output of the main air pollutant sensors are given in Table 2.

Table 2Amperometric sensors for the main air pollutant [12].

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 26 ДОКЛАДИ

Pollutant Sensor Full scale, ppm

Sensitivity, n A/ppm (typ)

Full scale output, цА

CO CO-AF 1000 70 70NO? N02-A1 20 -350 7-8SO2 S02-AF 20 500 10

4.2. C02 Sensor

There are only a few sensor technologies which are capable of detecting C02 at ppm concentrations with relatively high precision. Sensors have been developed on the basis of the electrochemical principle and intensive research is being done for the development of metal oxide based sensors for C02. Unfortunately, both technologies have significant cross-respond to other gas species and water vapour.

In recent years there has been considerable progress in the development of non-dispersive infrared (NDIR) detectors for C02 concentration monitoring. Nowadays the most common technology on the market for measuring C02 is the non-dispersive infrared technology. For atmospheric and especially for indoor concentration measurements, NDIR sensors are widely used since they are robust and stable against interference from other air components and pollutants. For the present study a commercially available model of diffusion type NDIR sensors K30 is chosen [13]. This sensor is produced by Sense Air and has an operating range of up to 5000 ppm.

4.3. Sensors for basic environmental parameters

In order to measure the basic environmental parameters the following integrated sensors are selected: AD22100 from Analog Devices 1141 for temperature measurement, MPXA6115A from Freescale [15] for pressure measurement, and a polymer capacitive sensor HTH4000 from Honeywell [16] for relative humidity measurement.

5. Hardware DesignIn the following subsections, the implementation

details of the air quality-sensing node are discussed.

5.1. Sensor Node for Air Quality Monitoring

The developed sensor node for air quality monitoring is a complete scalable system for real-time monitoring and data recording. The detailed block- diagram of the node is shown in Fig. 1 It is composed of a main board and an expansion board. The processor and memory are located on the main board. In this design a PIC18F4553 microcontroller from Microchip is used. The other modules that are changed depending on the different application requirements are placed on the expansion board.

Fig. 1. Block-diagram of the developed node

The developed sensor node can be used for concentration measurement of air pollutants such as CO, C02,N02. Further basic environmental parameters: atmospheric pressure, temperature relative humidity and 02 concentration are measured. Tire sensors outputs are processed through signal conditioning circuits and digitalized with the ADC built in the microcontroller. Tire sensor outputs are then saved together with time stamps in the micro memory card (MMC). The card is interfaced with a microcontroller using the SPI protocol. The proposed design of the sensor nodes allows for their easy modification and expansion. In a system based on a microcontroller with multiple LMP91 ()()() connected to the 12C bus. the I2C lines (SDA and SCL) are shared, while the MENB of each LMP91 ()()() is connected to a dedicated GPIO port of the microcontroller.

In addition, as an add-on module, a WiFi adapter can be connected to the proposed system. The connection can be made via an SPI interface. The proposed WiFi module is ESP8266. This adapter supports the 802.11 b/g/n standards and has an integrated TCP/IP stack.

5.2. Gas Sensor Signal Conditioning

The signal conditioning circuits for the amperometric sensors are based on potentiostatic circuit. For this implementation we have chosen the Configurable analog front-end (AFE) Potentiostat for Low-Power Sensing Applications LMP91000 from Texas Instruments [17]. A simplified functional block diagram of the AFE is shown in Fig. 2.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 27 ДОКЛАДИ

V RM VDD

Fig. 2. Functional block diagram ofLMP91000

The LMP91000 is designed for 3-lead gas sensors and for 2-lead galvanic cell sensors. This device provides all the functionality for detecting changes in gas concentration based on a delta current at the working electrode. The LMP91000 generates an output voltage proportional to the cell current. Transimpedance gain is user programmable through an I2C compatible interface from 2.75 kfi to 350 kfi making it easy to convert current ranges from 5 pA to 750 pA full scale. As described in tabic 2. the LMP91000 current range completely satisfies the operating output current range of the selected sensors. The AFE is optimized for micro-power applications and works over a voltage range of 2.7 V to 5.25 V.

6. Conclusion

In this study, a multisensor node for real time monitoring of important environment parameters is developed. The node includes an array of amperometric gas sensor and environmental sensors. The usage of amperometric sensors together with a programmable analog front end for low-power chemical-sensing applications gives the system more advantages, such as. low power consumption, low cost, fast response, ability to produce real-time measurement, etc.

For future work, sensors will be added for measurement of additional pollutants such as ozone and particulate matter.

In case a WiFi module is connected to the node, a WEB interface can be realized. By using a web browser all measured concentrations can be displayed. The advantage of this method for analysing data is computer/tablet/mobile phone/operating systemindependent. Everybody can access it with a common knowledge of internet browsing using any device supporting a w eb browser.

REFERENCES[11 Eurostat, "Energy Balance Shccls 2009-2010,

Statistical books, ISSN 183-0 7558, 2012".[2] U. N. E. Programme, "Sustainable buildings and

clirmilc initiative (SBCI), Tech. Rep ," 2009.[3] ASHRAE, "Indoor environment moniloring," in

ASHRAE Hand Book, Hong Kong, 2001, p. 9.1-9.20.141 Pillai M.A, Veerasingam S„ Yaswanth Sai D„

"CAN based smart sensor network for indoor air quality monitoring," in Comp. Science and InfonnationTechnology (ICCSIT) 3rd IEEE Ini. Conf, 9-11 July, 2010.

[5] De Vilo S., "TinyNose: Developing a wireless enosc platform for distributed air quality monitoring applications," in IEEE Sensors, 26-29 Oct.2008, 2008.

[6] Chengbo Yu, Yanzhe Cui, Lian Zhang, Slmqiang Yang, "ZigBcc Wireless Sensor Network in Environmental Monitoring Applications,” in Wireless Communications, Networking and Mobile Computing, 2009. WiCom '09. 5th International Conference on 24-26 Sept. 2009, 2009.

17] Ching-Biau Tzeng, Tzuu-Shaang Wey, "Design and Implement a Cost Effective and Ubiquitous Indoor Air Quality Monitoring System Based on ZigBcc Wireless Sensor Network," in Innovations in Bio-inspiredComputing and Applications (IBICA), 2011 2nd Ini. Conf., 16-18 Dec. 2011.

181 US. Environmental Protection Agency, "Air Quality Index - A Guide to Air Quality and Your Health. EPA-456/F-14-002," Office of Air Quality Planning and Standards, February 2014.

[9] "About the Air Quality Health Index." Environment Canada - Air. Ec.gc.ca. 2013-07-16, Retrieved 2015-03-20.

[10] U.S. Environmental Protection Agency, "AirPollution Monitoring." | Online]. Available:http://www.epa.gov/airquality/montring.html. [Accessed 09 April 2015].

[11] Sukw on Choi. Nakyoung Kim. Hojung Cha. and Rhan Ha, "Micro Sensor Node for Air Pollutant Monitoring: Hardware and Software Issues." Sensors, vol. 9. pp. 7970-7987. 2009.

[12] Alphasense Ltd.. Sensor Technology- House. April 2015. [Online], Available: http://www.alphasense.com.

[13] "C02 Engine K30-LP T/RH Sensor Module and OEM Platform." Sense Air AB. 2012.

[14] "AD22100-Voltage Output Temperature Sensor with Signal Conditioning." Analog Devices. Inc.. 2004.

[15] "MPXA6115A High Temperature Accuracy Integrated Silicon Pressure Sensor for Measuring Absolute Pressure." Freescale Semiconductor Inc., 2012.

[16] "НШ-4000 Series integrated circuit humidity sensor." Honeywell International, Inc.. Golden Valley. MN 55422 , February 2010 .

[17] Texas Instruments Inc.. LMP91000 Configurable AFE Potentiostat for Low-Power Chemical-Sensing Applications. Dallas. Texas. 2014.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 28 ДОКЛАДИ

Портативен монитор за регистриране на ЕКГ при пациенти с пейсмейкър

Серафим ТАБАКОВ, Валентин ЦИБУЛКО, Иво ИЛИЕВ

* Технически университет - София, ФЕТТ, 1797 София, България, бул. Кл. Охридски №8, e-mail:izi@tu-sofia.bg

Абстракт. Пейсмейкърът е имплантируемо медицинско устройство, което стимулира сърдечния мускул, при наличие на заболявания свързани с проводната система на сърцето. Стимулацията се извършва с токови импулси с продължителност от 0,1 до 2 ms и скорост на нарастване до 100 /as. Импулсите се наслагват върху автономната електрическа активност на сърцето и регистрирането им изисква значително усложняване в схемната реализация на електрокардиографските апарати, както и/или разработване на специализирани алгоритми за детектирането им, по програмен път. Обект на статията е схемно решение подходящо за снемане на „високочестотна“ електрокардиограма (честота на дискретизация - 18 kHz) с детекция и визуализация на пейсмейкърните импулси. Представени са резултати от експериментални изследвания при снемане на реална електрокардиограма и галванично разделено наслагване на импулси, с променливи параметри, от управляем генератор. По този начин е настроен и тестван и алгоритъма за детекция на пейс-импулсите.

Portable monitor for capturing ECG of patients with pacemakers. (Serafim Tabakov, Valentin Tsibulko, Ivo Iliev). A pacemaker is a small battery-operated medical device that delivers electrical impulses to the cardiac muscles in order to guarantee regular heart contractions and normal blood circulation, thus preventing from cardiac arrest and eventual death. The PM impulses are with a duration of 0,1-2 ms and rising time less than 100 ps. They are superimposed over the intrinsic electrical activity of the heart and their detection requires substantial increase of complexity in the hardware implementation of electrocardiographic device, as well as development of specialized software algorithms for detecting them. Subject of this article is circuit suitable for sampling "high frequency" electrocardiogram (sampling frequency - 18 kHz) with detection and visualization of the pacemaker pulse. The presented results are from experimental research including sampling of real electrocardiogram with superimposed (via galvanic isolation) pulses with variable parameters. This way the algorithm for detection ofpace pulses is tested and tuned.

Целта на този доклад е да се представят специфични решения свързани с регистрирането на електрокардиограма при хора с пейсмейкър, както и да се демонстрират получените резултати при изследване в лабораторни условия.

ВъведениеПравилното разпознаване на пейсмейкърни

импулси в електрокардиограмата е важно за коректната оценка на ефекта от пейсмейкъра върху сърдечния ритъм.

Електрокардиографският (ЕКГ) сигнал, записан от пациент с имплантиран пейсмейкър, се състои

от три компонента: автономният ЕКГ сигнал, пейсмейкърните импулси и смущения с различен произход (шум). Информативната част на ЕКГ сигнала е в честотната лента 0.05 - 150 Hz, а динамичният обхват обикновено е от 0.1 до 5mV. От друга страна пейс импулсите имат типична продължителност от 0,1 ms до 2 ms [1-3] и амплитуда по-висока от 0,5 V. Особеното е, че имат много стръмни предни и задни фронтове - продължителността на предния фронт може да е 100 ns (измерена непосредствено от електродите фиксирани в сърцето), като може да изглежда удължена до 10ps на повърхността на тялото [1].

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 29 ДОКЛАДИ

Тази промяна се обяснява с интегриращия ефект на тъканите при разпространението на импулса до повърхността на тялото.

Съществуват различни медицински стандарти с изисквания за амплитудата и продължителността на пейс импулсите, които трябва да бъдат детектирани и маркирани от регистриращото устройство. Според ANSI/AAMI ЕС11 [3] характеристиките на пайсмейкърния импулс, които задължително трябва да бъдат разпознавани са:

• дължина - 0,1 ms до 2 ms• амплитуда - 2 mV до 250 mV• честота - до 100 импулса в минута• стръмност на нарастващия фронт - до 100 psСтандарт IEC60601-2-27 [4J опреденя различни

изисквания към дължината (0.5 ms до 2.0 ms) и амплитудата (2mV до 700 mV) на импулсите.

На фиг. 1 е изобразена формата на типичен псйс импулс.

пейс

Алгоритъм за разпознаване на пейс импулси Приложеният алгоритъм се основава на

пресмятане на стръмността на наклона на сигнала за период от време - 500 ps [5]. За целта се прилага следната изчислителна процедура:

(1) J=1 -A ,)+Z(v--vJ ,J=l

където St е стръмността на наклона, a X, е стойността на текущия дискрет от ЕКГ сигнала.

Стръмността е най-голяма в пика на пейемейкърния импулс, където и разликите между текущия и предходните и следващите отчети са с еднакъв знак. Приложено е и повдигане на квадрат, с което допълнително се подчертават тези участъци от сигнала.

Текущата пресметната стръмност S, се сравнява с праг на стръмността .V,/,. Ако стойността на текущата стръмност е по-голяма от праговата, то праговата се приравнява на текущата. Същевременно текущият дискрет се маркира като пик на пейемейкърен импулс - PPMi (pacemaker pulse detection mark), т.е. отбелязва се като марка на пейс импулс в ЕКЕ записа.

Ако стойността на текущата стръмност е по- малка от праговата стойност, то праговата стойност се намаля с 0,05% на всеки следващ дискрет.

Схемни решения

На фиг.2 е представена блоковата схема на разработеното прототипно устройство.

Фиг. 2. Блокова схема па устройството

За реализацията с използвана развойната платка PIC32-MX460LCD на Olimex. Тя заедно с пациентната част, включваща усилвател, захранващ модул, превключватели и куплунзи е поместена в пластмасова кутия. Лицевата страна е touch screen дисплей (фиг. 3) за управление на режимите на работа и визуализация на ЕКГ сигнала с марките на детектираните пеймейкърни импу лси. Захранването се осигурява от външен акумулатор - 12V.

Развойната платка се характеризира със следните функционални възможности:

• микроконтролер PIC32MX460F512L с 512 КВ Flash и 32КВ RAM. 80MHz тактова честота и 10 битово АЦП;

• 3.2" течнокристален дисплей - 320x240 пиксела;

• поддръжка на micro-SD карта, включително необходимия куплунг;

• захранващ блок, осигуряващ напрежение както за дисплея, така и за микроконтролера;

• ICSP/ICD конектор за програмиране:

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 30 ДОКЛАДИ

Фиг. 3. Прототипен модул за регистриране на пейсмейкърни импулси: а) обща компаноека: б) лицев панел

Аналоговата част представлява усилвател с 2 стъпала. Първото е реализирано с прецизен инструментален усилвател за диференциален сигнал INA122. Второто стъпало е с операционен усилвател МСР6022. Общия коефициент на усилване е 600 (фиг. 4). В схемата има филтри с долна гранична честота 0.5 Hz и горна 9 kHz.

Експериментално изследванеПрототипното устройство беше тествано в

лабораторията по Биомедицинско инженерство на Технически Университет - София. За изкуствено наслагване на пейс импулси върху кардиограма на доброволец бе използвано схемното решение представено на фиг. 4. Чрез трансформаторно разделяне, по индуктивен път, се добавяха импулси от управляем генератор, които имитират наличие на пейсмейкърни импулси в ЕКГ записа. След разпознаването им, индицирано със съответните марки върху дисплея, се стартира запис на сигнала в SD картата с работната честота от 18 kHz.

-JV

Фиг. 4. Работна постановка за тестване на устройството

Резултатите след обработка на данните в Матлаб са представени на фиг. 5.

Продължителността на сигнала изобразен на фиг 5 включва 200 хиляди дискрети или е около 11 секунди На фиг. 5а е представен сигнала записан върху картата. Отчетливо се виждат QRS- комплексите, както и симулираните пейс импулси. Следва да се отбележи, че в случая пейс-импу леи не са съобразени с електрокардиограмата, а са през равен интервал от време. На фиг. 5Ь графично е изобразена стойността на променливата S, от зависимост (1). Ясно се вижда, че при случайните съвпадения на пейс импулс с QRS комплекс стръмността рязко пада. т.е. импулсът би бил неразпознаваем. На практика такова съвпадение е невъзможно при регистриране на реален сигнал от хора с имплантирани пейемейкьри.

ЗаключениеПредставено е схемно решение и алгоритъм за

разпознаване в реално време на пейсмейкърни импулси,насложени върху електрокардиографски запис. За целта сигналът се снема с честота на дискретизация 18 kHz, което гарантирарегистрирането на поне две точки в пика на най- късите пейс импулси. Това от своя страна е гаранция за надеждното им детектиране, чрез прилагането на описания алгоритъм. Проведени са серия от лабораторни тестове на разработеното устройство, които потвърдиха неговатанадеждност при разпознаване на импулси с променливи параметри в целия диапазон, в съответствие със стандартите. Предстоипровеждане на изследвания с пациенти в болнични условия.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 31 ДОКЛАДИ

Фиг.5. Резултати след обработка на данните еМатлаб: а) запис от SD картата на устройството:

Ъ) стойността на променливата Si определена от зависимост (1);

БлагодарностиНастоящият доклад е във връзка с дейностите

по проект в помощ на докторанти 142ПД0005-03 на НИС при ТУ-София.

ЛИТЕРАТУРА[1] J. М. Kruse, С. Redmond. Detecting and

distinguishing cardiac pacing artifacts. Analog Dialogue, vol. 46, no. 4, 2012, pp. 13-18.

[2] M. Akay. Wiley encyclopedia of biomedical engineering. Wiley 2006.

[3] American national standard. Diagnostic electrocardiographic devices, ANSI/AAMIEC11, 2007

[4] American national standard. Medical electrical equipment - Part 2-27: Particular requirements for the basic safety and essential performance of electrocardiographic monitoring equipment, ANSI/AAMI/IEC 60601-2-27, 2011

[5] Tabakov S. Real time detecting of pacemaker artifacts. Annual journal of electronics, Sofia, 2014, pp. 74-76.

Г.1. ас. д-р инж. Серафим Димитров Табаков епреподавател в кат. Електронна техника, ФЕТТ, ТУ-- София. Научните му интереси са в областта на Регистрирането анализа и обработката на биомеОицински сигнали, както и в развойните системи за различни фамилии микроконтролери и системи за безжично предаване на данни, e-mail: tabakovsch'cygmai I. com

Маг. инж. Валентин Цибулко е редовен докторант в кат. Електронна техника, ФЕТТ на ТУ- София. Работи по проблеми свързани с тематиката на Оисертационния му труд и по-специално високочестотно регистриране, анализ и обработка на ЕКГ сигнали с цел надеждно разпознаване на пейемейкърни импулсиe-mail: valentin.tsibulko agmctil.com.

Проф. дтн инж. Иво Цветанов Илиев еръководител на направлението по Биомедицинско инженерство в ФЕТТ при ТУ-София. Областите на научните му интереси включват регистрирането и обработка на биосигнали, образна диагностика, телемедицина. асистиращи системи за възрастни и хора с увреждания, e-mail: izi@tu-sofm.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 32 ДОКЛАДИ

Изследване в честотна област на VFOA - и CFOA - базира­ните усилвателни стъпала при отчитане на входните и

изходните паразитни капацитети

Ивайло ПАНДИЕВ*

* Технически Университет - София, ФЕТТ, 1797 София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, е-mail: ipandiev@tu-sofia.bg

Резюме. В тази статия е представена структурата и принципите на работа в широка честотна област на VFOA - и CFOA - базираните интертиращи и неинвертиращи усилватели при отчитане на различните паразитни капацитети. Въз основа на получените комплексни предавателни функции са изведени формули за пресмятане за характерните честоти, качествения фактор и високата гранична честота (д_зав, за която \ A v { j ( d ) \намалява с 3dB. Освен това е изследвана устойчивостта на усилвателните стъпала по кри­терия на Боде и са дефинирани препоръки за стабилна работа. Ефективността на предло­жените математически формули и препоръки е проверена чрез симулационно и експеримен­тално изследване на примерни електронни схеми.

Frequency domain study of the VFOA - and CFOA - based amplifier circuits considering the input and output parasitic capacitances (Ivailo Pandiev). Abstract. The paper presents the structure and the principle of operation at higher frequencies of the inverting and non-inverting amplifiers, employing voltage-feedback and current-feedback operational amplifiers (VFOAs and CFOAs). Based on the obtained complex transfer functions, formulas for the pole-zero frequencies, the quality factor and the higher cutoff frequency ca_3dB, where \ A(J ( /co) | decreases with 3dB, are obtained. Further­more, the frequency stability of the amplifier stages, according to the Bode criterion, was investigated and recommendations for stable operation are defined. The efficiency of the proposed mathematical equations and recommendations are verified by simulation modeling and experimental testing of sample electronic circuits.

ВъведениеHa теорията и проектирането на усилвателни

схеми с VFOA (voltage-feedback operational ampli­fier) и CFOA (current-feedback operational amplifier) са посветени голям брой книги, публикации и фирмени бюлетини. При това вътрешната тополо­гична структура на CFOA съществено се разли­чава от традиционните VFOA. Прави впечатление обаче, че по отношение на външните електрически връзки и приложенията CFOA са подобни на VFOA [1], [4].

VFOA - и CFOA - базираните високочестотни усилватели (с честотна лента > 1MHz) са основни градивни стъпала на видеоусилвателите, някои

високочестотни филтри и входно/изходни стъпала в аналогово-цифровите и цифрово-аналоговите преобразуватели [1], [2], [3].

Въпреки нарастването на приложенията с VFOA и CFOA анализите на усилвателните схеми се извършват главно с модели базирани на преда­вателни функции от първи ред [2], [3], [4], [5], [6],[7], [8], [9], [10], [11]. При това ширината на работната честотна лента се определя основно от дълбочината на отрицателната обратна връзка (ООВ) без да се взема под внимание разположе­нието на полюсите и нулите, обусловени от ефекта на входните и изходните паразитни капацитети.

Единствено в [12] при определяне на ширината на честотната лента и запасът по фаза на предло-

33ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® ДОКЛАДИ

жения CFOA в схема на усилвател, във формулите е отчетено и влиянието на товарния капацитет, но без да се отразят входните паразитни капацитети. През 2014 г., в [13] е предложен метод за подобря­ване на стабилността в честотна област чрез модификация на инвертиращта CFOA - базирана схема добавяйки още един ОУ и няколко резис­тора. При това запасът по фаза се увеличава, но амплитудата на отскоците в АЧХ около гранич­ната честота се увеличават.

В настоящия доклад въз основа на анализ на основните усилвателни схеми са изведени форму­ли за пресмятане за характерните честоти, качест­вения фактор и високата гранична честота при отчитане на паразитните капацитети. Също така са дефинирани и някои препоръки за подобряване на стабилността в честотна област.

Изследвани схеми и теоретична постановкаПри високи честоти (> ]MHz) върху предава­

телната характеристика на входната верига, а оттам и върху цялата предавателна характеристика на системата на инвертиращите и неинвертира- щите усилвателни схеми с операционни усилва­тели оказват влияние два еквивалентни капацитета Ср и ( '\-. Капацитетът Ср, към неинвертиращия

вход на ОУ, се формира от капацитета С^п и мон­

тажния капацитет (т.е. Ср = С^ + См, където См е монтажният капацитет със стойности обикновено до около 3pF), а капацитетът CN, към

инвертиращяи вход, се формира чрез CJn и См

(т.е. Сд? = С~ + См). Също така върху предавател­ната функция оказва влияние и еквивалентният товарен капацитет CL=CL+ См, свързан пара­лелно на товарното съпротивление Rp.

Целта на изследване в следващите три подточ­ки е да се изясни влиянието на Ср, CN и Ср вър­ху ширината на работната честотна лента и да се изведе нова формула за нея, както и да се дефи­нират препоръки за подобряване на стабилността на електронните схеми. Анализът на схемите е изпълнен по метода на възловите напрежения и използвайки принципа на суперпозицията.

VFOA -базирани усилвателни стъпала

Първата основна схема, предмет на изследване, е неинвертиращо усилвателно стъпало, показана на фиг. 1. В нея е използван операционен усилвател на напрежение (VFOA). Той е обхванат от последователна ООВ по напрежение, съставена

от резисторите RF и RN. Резисторът RP се из­ползва за компенсация на входния поляризиращ ток на ОУ, а резисторите RT и R0 се използват за съгласуване с източника и товара при използване на схемата като видеоусилвател.

Фиг. 1. Неинвертиращ усилвател с VFOA.

За анализ при високи честоти, за схемата от фиг. 1, се използва линейният модел на VFOA [2], даден на фиг. 2. В него са отразени входното съпротивление и капацитет на инвертиращия и неинвертиращия вход, а изходната верига е представена със зависим източник на ток, управ­ляван от входното диференциално напрежение. Изходният импеданс на зависимия източник на ток е представен със съпротивлението гр1 и капа­цитета Ср1. При включване в схема на инверти-ращ или неинвертиращ усилвател входното съпро­тивление и капацитет се определят, както следва:

— rin ~ rid I I riCM и Cjn — С^ + Cjppf , И

rin rid I I riCM и Cjn ('id ~^~(--iCM •

CiCM

фъП = =СР.1 IJ

Un

Фиг. 2. Малосигнална еквивалентна схема на VFOA [2].

След заместване на VFOA с линейния модел от фиг. 2 се получава малосигналната еквивалентна схема. Съставя се [7] -матрицата на схемата, която е от пети ред. Използвайки известни формули се намира комплексната предавателна функция, като коефициентът на предаване на входната верига има вида

(1) T i n(s) =г+ЧП СОpjn

r,; + Rp s + opti„

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 34 ДОКЛАДИ

където RP = R<; + RP е еквивалентното съпротив­ление към неинвертиращия вход, Rq е вътреш­ното съпротивление на източника, а сор т = 1/|(г+ || Rp)CP] е полюсната честота, свър­

зана с ефекта на съпротивлението Rp и капа­цитета СР към неинвертиращия вход на VFOA.

Получената предавателна функция се характе­ризира с два комплексно-спретнати полюса с чес­тота равна на езр, един реален полюс с честотасо р т и една реална нула с честота coz. По постоя­нен ток коефициентът на усилване е Луо = Н(coz/cop) или 1 + Rf/Rn, като анализътпоказва, че при увеличаване на честотата на вход­ния сигнал усилването намалява. Следователно, предавателната функция има изразен нискочес- тотен характер.

Въз основа на предавателната функция за ос­новните параметри се получават следните фор­мули:

Я0 = voRprpi(Cpi+Ср)с

1+ R*N R■N J

е коефициент

на предаване;<bz=1/[(/?f||^)C^] е честотата на нулата

свързана със стойността на съпротивлението RF и паразитния капацитет CN;

юР= л]АсЮ l{RFrp\(cP\ +c'l)cn] е честотата на

двойния полюс (или честотата на собствените осцилации)и

Q,rpl^N RpCN

R-f(Pp\ + CL) l r p l (C p l + Cp) ]

0c p l + c L)p\V~p\

RpCp

1x— - е качестве-R]-r

p\(Cp\ +CL) ^ I RFrplCN

i \Rl(Cp\ +c’p)

ният фактор на неинвертиращия усилвател.Компенсация на ефекта на капацитета

може да се постигне при включване на конденза­тор СР паралелно на Rp,. В този случай моди­фицираната предавателна характеристика на вход­ната верига с кондензатор СР се получава

(2) ТМ1 sRpCp

r l P+RP 1 + 5[(^ || Rp)(Cp +СР)\

Ако СР»Ср и1 + sRpCp

1+S[(r;„\\R:p)(Cp+c'p)] =

Rp « rlP , тогава

и Uj = и у. При този

метод за компенсация ширината на честотната лента не се стеснява. Също така coz, сор и Ор несе променят. За видеоусилватели резисторът Rp се премахва и резистор RT, паралелно на неин­вертиращия вход, се добавя. Резисторът RT трябва да бъде равен на характеристичното съпротивле­ние rG на кабела.

CFOA -базирани усилвателни стъпала

Втората основна схема, предмет на изследване, е показана на фиг. 3. В нея е заложен операционен усилвател с вътрешна токова обратна връзка (CFOA), което позволява покриването на доста­тъчно широка честотна лента (от няколко десетки мегахерца до няколко стотици мегахерца). ООВ е съставена с резисторите RF и RN. Резисторът RP се използва за компенсация на входния поляри­зиращ ток на CFOA, а резисторите RT и RfJ се използват, както в схемата от фиг. 1 за съгласуване с източника и товара.

За анализ при високи честоти се използва линейният модел на CFOA [2], даден на фиг. 4. В него входният и изходният буфер са с коефициент на предаване единица, входното съпротивление икапацитет на инвертиращия вход са означени с г~

и С;п, входното съпротивление и капацитет на

неинвертиращия вход са означени, съответно с г*

и CFl, а изходният импеданс на зависимия източ­ник на ток /х е представен със съпротивлението rt и капацитета Cf. Елементите rt и С, формират еквивалентният проходен импеданс Zt на CFOA, а fp =l/27iRtCt е граничната честота, за която Zf

спада на ниво « 0,7 спрямо стойността rt.Съставя се малосигнална еквивалентна схема и

[г]-матрицата на усилвателя. При условие, че r0 « rt, използвайки известни формули, се намира съответната предавателна функция. В този случай предавателната функция също е от трети ред. При това анализът в честотна област показва, че тя е от нискочестотен тип.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 35 ДОКЛАДИ

Основните динамични параметри се намират от следните формули:

jj _ jRf + CtrQ 1____________ 1_____ gRFr-CtCN (\ + r0!RLf r-Ct{\ + r0IRL)

коефициент на предаване;

Фиг. 3. Неинвертиращ усилвател със CFOA.

со_ = (1 + Rf / Rn ) /(RFCN + r0Ct) е честотата на нулата;

= 1/ . ^-Frin^t^Nf п ^

V CN rtе честота-

in Jта на двойния и

Q,= е качестве-

Фиг. 4. Малосигнална еквивалентна схема на CFOA [2].

Анализът на инвертиращ усилвател, изпълнен със CFOA по метода на възловите напрежения, дава предавателна функция от втори ред. Тя се характеризира с един двоен полюс с честота со .При условие, че се вземе под внимание отноше­нието rDlrt в предавателната функция се получава и една нула с положителна реална част. Стой­ността на честотата на нулата може да се определи от следната формула

(3) соz = RF l(r0r~Ct).

Наличието на нула с положителна реална част в формулата за предавателната функция прави усил­

вателя нестабилен. Сравнението на ар и со2 за инвертиращия усилвател показва, че со z »со р. тъй като винаги се изпълнява условието

Jo_ JmQ— 1 «1. Освен това coz » ю,Rf\RfCn Vi+ra/RL

(coj «\lr~nCt), тъй като RF»r0, следователно усилвателят остава устойчив.

Изследване на предавателните характерис­тики в общ вид

Въз основа на формулите за предавателните функции на VFOA - и CFOA - базираните усил­ватели и при условие, че е изпълнена компенсация на СР след заместване на р = /со за модула - АЧХ и фазата - ФЧХ се намират

(4) 14/0'<»)1=Н д/со2 + со

(®р ® +(сосор / Qp^и

со „со- arctan------- р----- —.

QP(^2P- ®2)

За Qp > 0,707 при честота равна на сор знаме­нателят клони към нула и коефициентът на усил­ване теоретично следва да клони към безкрайност. От комплексното действие на сор и coz във фор­мата на честотната характеристика възниква отс­кок и дефазирането на изходното напрежение спрямо входното нараства стръмно до 180°. Съг­ласно критерия на Боде схемата на усилвателя ста­ва неустойчива. В случаите, когато Qp <0,7 исор «со2 честотната характеристика намалявамонотонно и дефазирането нараства, като за о) > 1 Осо р достига -180° (запасът по фаза ставапо-малък от 45°). Тогава съгласно формула (5) стабилна работа на схемата може да се получи при условие, че разликата между сор и coz не надви­шава десет пъти. При увеличаване на честотата, първата компонента на (5) ще клони към +90°, докато втората компонента клони към -180°. Общото дефазиране ще достигне около 90°.

За coz<cOp и при Qp <0,7 отново възникваотскок в АЧХ, което също може да предизвика неустойчива работа.

Примерни асимптотични диаграми на Боде за сор<(яг и cOp>coz са дадени, съответно на фиг.

(5) (рА = arctanrn _

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 36 ДОКЛАДИ

5а и фиг. 56. Диаграмите на Боде при използване на формули (4) и (5) се построяват чрез сумиране на логаритмичните характеристики на всички нейни типови звена от първи и втори ред:

П ПZ(co) = 201g4/(co) = 2]Z;(co) и cp^(co) = 2]cp;(co),

;=1 ;=1където со) са отделните амплитудно-честотни характеристики на звената, а срДсо) са отделните фазово-честотни характеристики.

Фиг. 5. Примерни асимптотични диаграми на Боде: а) за со < coz; б) за сор > coz.

От анализа на формула (4), при со равно на со-з dB коефициентът на предаване Аи (/со)намалява с 3dB (или с 1/ V2), е получена следната нова формула за ширината на честотната лента:

(8)

со.а-3dB СО,

1 —26 р J

со.со,

-|2

1- -

26СО,

р J со,+ -

сосо.

За Qp =1/л/2 и coz »сор co_3dB «сор .Подобряване на стабилността на усилвателите

може да се изпълни при следните препоръчителни условия:

(1) Намаляване на влиянието на паразитните капацитети чрез премахване на пистите за маса и захранващо напрежение в близост до изводите на ОУ;

(2) Намаляване на стойността на съпротивле­нието RF;

(3) При проектиране поддържане на условията:- за схемите със CFOA

ч/о > ^RFCN /. (r,~nCt)Cr

Rr C N rt in

- за схемите със YFOA

Ajo > л1 (R/A'vA do) pi >

тогава cop < coz ;(4) Свързване на неголям резистор (1OQ

... 20Q.) между изхода на усилвателя и товара.

Симулации, експериментални резултати и анализи

За проверка на получените теоретични резул­тати и предложените препоръки е извършено симулационно и експериментално изследване върху примерни електронни схеми. По-конкретно са изследвани неинвертиращи усилватели при раз­лични коефициенти на усилване по напрежение и комплексен характер на товара. При изграждане на схемите са избрани VFOA тип AD820 и CFOA тип AD8011. За управление на коефициента на усилване във VFOA - базирания усилвател е из­ползван двоен RDAC цифров потенциометър AD5235 с номинално съпротивление 250Ю и капацитети на изводите С.)|(2) = СВ|(2) = 11 pF иGwЦ2) =80pF. В схемата единият RDAC потен­циометър на AD5235 е свързан като променливо съпротивление на мястото на RF . VFOA - бази­раният усилвател е изследван за стойности на управляващата величина, равни на 256 (RF =RWB =62,5К1; Аио=1,25 за ^=10Ю), 512 (Rf = RWB = 125Ю; Аио = 13,5 за RN = 10Ю), 768 ( Rf = RWB = 187,5Ю; ^0=19,7 заRn =10&£2) и 960 ( Rf =RfpB =234,4Ю ;Аро «24,4 за RN =10Ю) . За Ар0 =7,25, 13,5 и 19,7 Qp <0,7 и coz<cop в АЧХ възниква отскок, като изчислените стойности за /_3аВ по формула (8), съответно са 415kHz, 248kHz и 133kHz, a измерените резултати са 435kHz, 252kHz и 135kHz. При Аио «24,4 fp=lllkHz, fz=\61kHz иQp < 0,7, като липсва отскок. Изчислената стой­ност за честотната лента е 129kHz, симула- ционната стойност е ХЪЪкНг, а експерименталната стойност е \22kHz.

CFOA - базираният усилвател е изследван за Rf = 500Q и 1Ю . В този случай коефициентът кю, съответно е равен на 3,91 и 5,53. Реализирани

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 37 ДОКЛАДИ

са коефициенти на усилване +1, +2 и +6, като QP < 0,7 . Честотните характеристики на изследва­ните схеми са получени експериментално, използ­вайки анализатор НР4195А с активен пробник тип НР41800А. За Ац0 = +1 и +2 във формата на АЧХ възниква отскок, понеже со z < со р . При Аио = +6 cop<coz ( Q p ~ 0,3), като липсва отскок. Срав­нителният анализ показва, че за по-малката стой­ност на Rf честотната лента е по-широка и отскокът е по-малък, което от своя страна се дъл­жи на по-малкия коефициент к м .

За всички стойности на усилването е постиг­ната относителна грешка между изчислените и из­мерените стойности не по-голяма от 10%.

ЗаключениеВ настоящата статия са решени няколко проб­

лема, свързани с инженерната практика в електро­никата:

1. Извършен е анализ по променлив ток за високи честоти (> \MHz) на основните усилвател­ни схеми (инвертиращ и неинвертиращ усилвател) с VFOA и CFOA. Изведени са в аналитичен вид формули за модула - АЧХ и фазата - ФЧХ при едновременното действие на CF , CN и CL;

2. Въз основа на анализ на получените преда­вателни функции са намерени формули за прес­мятане на характерните честоти, качествения фак­тор и високата гранична честота co_3cffl. В пред­ложените нови формули е отразено влиянието на физическите параметри на VFOA и CFOA.

3. Изследвана е устойчивостта на усилвателите по критерия на Боде и са дефинирани препоръки за подобряване на стабилността.

Бъдещата работа на автора е насочена към изс­ледване на някои високочестотни (с честотна лен­та >\MHz) CFOA - базирани I -^-U преобразува­тели с отчитане на входния и изходния импеданс.

ЛИТЕРАТУРА[1] Tietze V. and Ch. Schenk. Electronic circuits. 2nd

Edition. New York. Springer-Verlag, 2008.[2] Jung W. Op Amp Applications. Analog Dev.,

2002.[3] Wangenheim L. Aktive Filter und Oszillatoren.

Berlin, Heidelberg, New York. Springer-Verlag, 2008.[4] Palumbo G. and S. Pennisi. Current-Feedback

Amplifiers versus Voltage Operational Amplifiers, IEEE Trans, on Circuits and Systems, Vol. 48, No 5, 2001, pp. 617-623.

[5] Mahattanakul J. and C. Toumazou. A Theoretical Study of the Stability of High Frequency Current Feedback Op-Amp Integrators, IEEE Trans, on Circuits and Systems, Vol. 43, No 1, 1996, pp. 1-12.

[6] Payne A. and C. Toumazou, Analog Amplifiers: Classification and Generalization, IEEE Trans, on Circuits and Systems - part 1, Vol. 43, No 1, 1996, pp. 43-50.

[7] Palumbo G. Current feedback amplifier: stability and compensation. Proceedings of the 40th Midwest Symposium on Circuits and Systems. Sacramento, CA, USA, 1997, pp. 249-252.

[8] Samadi M., A. Karsilayan and J. Silva-Martinez, Bandwidth enhancement of multi-stage amplifiers using active feedback, IEEE International Symposium on Circuits and Systems, ISCAS '04, 23-26 May 2004, Vancouver, Canada, Vol. 1, pp. 609-612.

[9] Mahalingam S., Md. Mamun L. Rahman and Wan Mimi Diyana Wan Zaki. Design and Analysis of a Two Stage Operational Amplifier for High Gain and High Bandwidth, Australian Journal of Basic and Applied Sciences, Vol. 6, No 7, 2012, pp. 247-254.

[10] Amana Y. A Review Paper on Design and Syn­thesis of Two-Stage CMOS Op-Amp, International Journal of Advances in Engineering and Technology, Vol. 2, No 1, 2012, pp. 677-688.

[11] Es.-Alfaro F., S. Pennisi, G. Palumbo and A. L.- Martin. Low-Power Class-AB CMOS VFCOA with Tunable Gain and Bandwidth, IEEE Trans, on Circuits and Systems - II, Vol. 61, No 8, 2014, pp. 574-578.

[12] Jassim H. A new design technique of CMOS current feedback operational amplifier (CFOA). Circuits and Systems, Vol. 4, No 1,2013, pp. 11-15.

[13] Kamath D. Bandwidth enhancement of inverting amplifier using composite CFOA block, International journal of innovative research in electrical, electronics, instrumentation and control engineering, Vol. 2, No 4, 2014, pp. 1387-1390.

Ивайло Миланов Пандиев е редовен доцент по дисциплините „Аналогова схемотехника ” и „ Устрой­ства и системи със смесени сигнали” в Техническия университет — София, Р. България. През 1996 г. полу­чава степен „магистър-инженер” по електроника и автоматика, а през 2000 г. защитава дисертационен труд и получава ОНС „ доктор ” по научна специалност „Теория на електронните вериги и електронна схемо­техника”. От 2015 г. е член на СЕЕС. Основните области на научна дейност включват изследване и моделиране на основните видове операционни усил­ватели, анализ, проектиране и развитие на класове аналогови и смесени електронни схеми и устройства.

тел.: (02) 965 3027. e-mail: ipandiev@tu-sofia.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 38 ДОКЛАДИ

Design of micropower CMOS operational amplifiers using LASI

Iliya GENCHEV, Krasimira SHTEREVA

Ruse University “A. Kanchev”, Department of Electronics,7017 Ruse, Bulgaria, 8 “Studentska” str., E-mail: igenchev@uni-ruse, KShtereva@ecs.uni-ruse.bg

Abstract. This paper presents the design of micropower CMOS operational amplifiers (Op Amps), from schematic capture to a layout design, using a freeware PC-based CAD tools, Windows LASI and an LTspice simulator, for educational purposes. The transistors in the low-power op amps often are working in the subthreshold or weak inversion region, which results in low bandwidths and the degradation of the dynamic range. In this work, the output current is increased by using of boosting techniques when a differential input signal is applied. The proposed design of a low power CMOS operational amplifier operates at 1.5 V power supply and can provide an output current of 600 pA.

Проектиране на микромощен CMOS операционен усилвател с LASI (Илия Генчев, Красимира Щерева). В настоящия доклад е представено проектиране на микромощен CMOS операционен усилвател (ОУ), от електрическа схема до топологичен чертеж, с използване на компютърни програми за персонален компютър, Windows LASI и LTspice, предлагани без лицензионни такси за обучителни цели. Често, транзисторите в маломощните операционни усилватели работят в подпраговата област или режим на слаба инверсия, което води до стесняване на широчината на честотната лента и деградация на динамичния режим. В настоящата работа са използвани бустинг техники за увеличаване на изходният ток при подаване на диференциален сигнал на входа. Предложената схема на CMOS ОУ е проектирана

за захранване 1.5 Vи изходен ток 600 рА.

IntroductionIn recent years, low-voltage, low-power integrated

circuit (IC) design has shown a rapid development and a continuous growth. These circuits have a wide range of applications, such as in the biomedical area (blood pressure, heartbeat and body temperature monitoring)[1], resistive sensors for gas sensing [21. voltage references used in analog and mixed-signal circuits (A/D and D/A converters, voltage regulators, PLL) [31 and wireless communications [4]. These emerged new applications have made demand for education of well qualified IC designers, who have qualities and skills for critical thinking and problem solving, and are able to adapt to new design concepts and methodologies, resulting from the rapid technological changes.

The operational amplifier is one of the most important building blocks in IC analog design, which power consumption directly impacts that of the overall system. Low power and low voltage operational

amplifiers primarily operate in a weak inversion region and their design must be reconsidered in order to obtain higher power efficiency without compromising the circuit performance [5]. These amplifiers are incapable to provide large output current while maintaining micropower consumption. Different techniques are employed to optimize the performance, such as a boost of the tail current [6]. Some authors suggest the work of transistors in the moderate inversion region [7] as a compromise among circuit area, power and speed. Because when the transistors operate in weak inversion region, the ratio of g„, Id reaches its maximum, whereas when operating in strong inversion, the power consumption and Fusfsat) are increased, although a good frequency response and small area are achieved.

This paper presents the design of micropower CMOS operational amplifiers, from schematic capture to a layout design, using a LASI tool and an LTspice simulator. A dynamically biased differential amplifier

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 39 ДОКЛАДИ

is used in the input stage to provide the necessary boosting of the tail current. The cascode output is implemented to improve the gain in week inversion operation. The use of boosting technique, improves the slew rate and lower power dissipation is achieved As the transistors operate in weak and moderate inversion, the operational amplifier operates at low power and low voltage.

Method of IC designIn response to growing demand for IC designers,

many universities all over the world have developed Undergraduate programmers in IC design in their curriculum [8,9]. We believe that one method to teach and verily these skills is to have the students leam IC computer-aided design CAD tools. In our previous work we reported our first experiences in teaching principles of circuit design using LASI (Layout System for Individuals) in two Microelectronics courses (Microelectronics and Microelectronic circuits) at the Department of Electronics, Ruse University [10]. LASI is a flexible, freeware, PC- based CAD system. The design with LASI requires know ledge in technology, the device physics, circuit synthesis and analysis, and CAD skills, which makes the tool especially suitable for educational purposes. Among LASI advantages are PC and Windows compatibility, and its user friendly interface. The LASI design package consists of: (i) a main drawing program LASI.exe that enables IC layout design, schematic and other drawings; (ii) design rule check (DRC) program (LasiDrc); (iii) programs converting LASI drawing files to/from Calma Stream Format (GDS) or Caltech Intermediate Format (CIF); (iv) a SPrCE compiler (LasiCkt); (v) a converter of AutoCAD (DXF) drawing files, and (vi) plotting programs. Fig. 1 displays LASI System screen.

Fig. 1. IASI System screen.

CMOS operational amplifier realization

The basic circuit considered in this paper is a push- pull output, two stages. Op Amp for operation in w'eak inversion shown in Fig.2.

Vdd

V,,

Fig. 2. Push-pull output Op Amp for operation in weak inversion

The differential gain of the first stage is given as:

(1), _ 8 m2 _ U.12/7I _ ,■^Vo — ~ T — 1

8 m 4 ОЛП2

where gm2 and gm4 are the transconductance, and 7d2 and 7,)4 are the drain currents, of M2 and M4. Value of n is 1.5 for a PMOSFET and 2.5 for an NMOSFET. The total gain of the circuit is:

(2)8ds6 8ds7 (Л, + f)nf't ’

where ,S4 and .S', are active areas of M4 and M6, fa and fa are the channel-length modulation parameters of M6 and M7, and Vt is the thermal voltage(K = 0.0259 V, T = 300 K).For typical device parameters, gain of 60 dB can be obtained. The gain bandwidth can be expressed as:

(3) GB =8 m\C

8jfC ’

where b is the ratio of Wg/Lg to W4/L4 and (' is the output capacitance.

The basic case lacks ability to provide large output currents while still maintaining micropower consumption during quiescent conditions. A solution for this problem is to boost the tail current whenever differential input voltage is applied. In Fig.3 is shown an improved amplifier, comprising additional circuits necessary to boost the tail current, 7j, when a differential voltage is applied to input terminals of the Op Amp. The differential gain of the circuit is increased (> 80 dB) by use of the cascode output.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 40 ДОКЛАДИ

PMOSM8

M9NMOS

Fig 3. An operational amplifier with a cascode output for gain improvement in weak inversion operation and dynamically biased differential amplifier input stage.

For further consideration we assume that transistors Ml8 trough M21 are equal to M3 and M4, the transistors M22, M23, M24. M25, M26 and M27 are all equal and the transistors M28 trough M29 are related in the following way:

(4) 'АЖ = a Wvv 26

V ^26

where L is length and W is width of the active area of the transistors.

(5) .1lan a

W;

V ^27Since the currents U and h are equal during

quiescent conditions, the current in M24 is identical to the current supplied by Ml9. As a result no current flows in M26, M28 and M29, hence, no additional current is provided for the differential stage. However, the tail current of the differential stage is increased by the amount of 4(/2-/i) when v,i > v,2 (h > /1). If vn < vi2 (?2 < i\), the tail current is increased by the amount of A{i\-h). Assuming that vin = v,t - vi2 is positive. Consequently, i 2 > h . The ratio of i f f can be determined from the relationship for the drain current in weak inversion and the definition of Vm, as:

expi

(6) ii,

The output current current, /out is given as [6]:

(7)

ь т , expf _ X

V1N[tiVT J -1

(l + A ) - ( l - Л)ех].f v л

•tv

\j>VT)

The improved performance of the circuit (Fig.3) resulted from both, negative and positive feedbacks. The influence of the negative-feedback must overwhelm the positive-feedback in order the system to be stable during linear operation. Indeed, if A (eq.7) becomes too large, the system is unstable, and the current will tend to infinity. However, this scenario cannot be realized and the current will not reach infinity. It was proved that from a large-signal viewpoint, this system is stable. The maximum possible output current will be determined by the product of K and W/L and the supply voltage. The ideal matching of the current mirrors is supposed in order the above analysis to be valid.

ResultsBased on the described design procedure, a layout

design of a CMOS operational amplifier was made using the LASI tool (Fig.4). In LASI, complex IC design is built from cells (MOSFET, a current mirror or a differential amplifier) with different rank. It is important to keep cell hierarchy, for example, a rankl can be attributed to a MOSFET cell, and rank2 to a current mirror. It means that MOSFET cell can be placed in the current mirror but contrariwise is impossible.

The design rule check (DRC) was performed using LasiDrc utility from the System menu check in order to confirm that the design rules were not violated. Fig. 5 displays a DRC setup for design rules of the OpAmp cell.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 41 ДОКЛАДИ

Fig. 5. Design rules check setup.LasiCkt utility was used to extract a SPICE netlist

from the layout (Fig. 6).

ConclusionIn this work a micropower CMOS operational

amplifier (1.5 Y power supply, output current of 600 pA) is analyzed, and designed from schematic capture to a layout design, using a LASI and an LTspice simulator. The output current is increased by using of boosting techniques when a differential signal is applied to input terminals, in order to avoid the disadvantages of the operation in the subthreshold/weak inversion region, which causes low bandwidths and the degradation of the dynamic range.

f---£P££C Circuit file of И1С LMlCfct 7.0.75 04/20/15 10:25:21

mi vni viг n) IMOS 1-0. )u« I l IMOI 1 -O. ll

mi* v<m v.a_ __Ml4 vnll vnlJ vdd PMOS l-O.5ua a-iiui Ml 5 V»» vnll vnll *#«05. l-O. 5u« W- ■* . V Ml* Vdd vnl vn7 MM l-O. lua w~tTum Mid vnd vr>2 Vdd #MOS l-O. 5u* «-/ 'u-

C.VbUi vhu* O 2. ldO?>fr«.VIM vdd O IO« muff IC V1 1 Vll O 7. iOVf •C-VU VI7 O 7.759I75C# i.vni vni o «.irair»C .vfUO vnio O 4. aoiriC vnll vnll O 5. loo.'dl 7>r»■ — ili o i.oi«4ea.'5frC.vnli vnl>" .vnl vn2 (*

h;« vn« vne vi« JMOi l-O. lua m2, luaм/l vn vnt vnl MOi l-O lua la—1 . luaM70 vnl vnl V»» МО» l-O. Jua lf-1. luaMl vdd vnl vnl mo» l-O. lua a-21ua M4 vn7 vnl vdd^ MQ1 l-O. ffU?u!Tu,|?if- M* vnlO vnl vdd MOi l -O. lua a-llua Ml vnd vni V*t l#OS l-O. lua a-Mua M9 vnd vnd Vll mol l-O. lua M-7. Sum

Fig. 6. A SPICE netlist extract from the layout.

[2] De Marcellis, A., A. Depari, G. Ferri, A. Flammini. E. Sisinni. A CMOS integrated low-voltage low- power time-controlled interface for chemical resistive sensors. Sensors and Actuators B, 179, 2013, 313- 318.

[3] Ferreira, L. H. C., T. C. Pimenta, R. L. Moreno. A CMOS threshold voltage reference source for very-low- voltage applications Microelectronics Journal. 39, 2008, pp. 1867-1873.

[4] Wan, Q., Ch. Wang. A low-voltage low-power CMOS transmitter front-end using current mode approachfor 2.4 GHz wireless communication. Microelectronics Journal, 42, 2011, pp. 766-771.

[5] Cardarillia. G.-C., G. Ferrib, M. Re. Low-power CMOS OTA input stages and voltage buffers based on adaptive biasing topology. Microelectronics Journal, 31, 2000, pp. 153-159.

[6] Allen, Ph. E.. D. R. Holberg. CMOS Analog Circuit Design. NY, Oxford University Press, 2002.

[7] Baruah, R. Kr. Design of a Low-Power Low- Voltage CMOS OpAmps. International Journal of VLSI design and communication systems, Vol.l, No.l, 2010, pp. 1-8.

[8] Lipovetzky, J„ A. De La Plaza, M. G. Inza, A. Lutenberg, M. Сапа, P. Barbeito, F. Dangiolo, N. Rigoni, L. Lopez. Work In Progress - Development of an Integrated Circuits Course that Includes the Full Experience of Designing an ASIC in a CMOS Process. Int. 41st ASEE/IEEE Frontier's in Education Conference, Rapid City, SD, 2011, pp. T3H1-T3H3.

[9] Hu, J., H. Li, Y. Xia. Innovative practices of the special-purpose chip design in an undergraduate course desigaProcedia Engineering, vol. 15, 2011, pp. 3149 - 3153.

[10] Shtereva, K., I. Genchev, Teaching Integrated Circuits Design Using LASI, Int conf. ATEE2013, Bucharest. Romania. 2013, p.5.

REFERENCES11] Crepaldi, P. C, T. C. Pimenta, R. L. Moreno. A

CMOS low-voltage low-power temperature seitsor. Microelectronics Journal, 41, 2010, pp. 594-600.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 42 ДОКЛАДИ

Измерване на излъчени смущения в захранващата мрежа от ZigBee система за събиране на данни

Иво ДОЧЕВ* и Камен ВЪЛКОВ*

* Технически университет - София, София 1797, България, бул. “Кл. Охридски” No. 8, Бл. 1 Е-mail: idochev@tu-sofia.bg, valkov.k@gmail.com

Резюме. Zigbee системите намират есе по-голямо приложение и популярност е домашната автоматизация и медицината, където управляват и събират статистически данни за важни процеси и величини. В много от случаите Zigbee системи оперират в обща среда заедно с други ел. устройства и са свързани индиректно с тях чрез общата електрическа преносна мрежа. Настоящият доклад описва процедурата, опитната постановка и резултатите от измерването на излъчените смущения, разпространявани в захранващата мрежа от ZigBee система за събиране на данни. Направено е сравнение на резултатите, получени в лаборатория „Измервания в комуникациите“ към Технически университет - София и лаборатория „Електромагнитна съвместимост“ към Български институт по метрология.

Measurement of radiated disturbances in the power network of ZigBee data acquisition system (Ivo Dochev, Kamen Valkov).

Zigbee systems are constantly increasing their popularity in home automation and medical applications, where they are used for control of important processes and monitoring of statistical values. Often such Zigbee systems are operating common ambient, together with many others electronic devices, to which the Zigbee nodes are indirectly connected via mains network. This report describes the procedure experimental design and measurement results of radiated distributed in the supply network of ZigBee data acquisition system. A comparison of the results obtained at the laboratory "Measurement of communication laboratory "Electromagnetic compatibility" to Technical University - Sofia and laboratory "Electromagnetic compatibility" to Bulgarian Institute of Metrology.

УводЕдин от аспектите на електромагнитната

съвместимост е определянето на излъчените смушения от изпитваното устройството. Измерването на излъчените смущения, разпространявани в три-проводна захранваща мрежа, се извършва последователно във фазовия проводник (L) и нулевия проводник (N) с помощта на еквивалент на мрежа (LISN) и измервателен приемник, съгласно БДС EN 55016-2-1 [1].

Настоящият доклад описва процедурата, опитната постановка и резултатите от измерването на излъчените смущения, разпространявани в захранващата мрежа от ZigBee система за събиране на данни. Направено е сравнение на резултатите, получени в Технически университет

София и лаборатория „Електромагнитна съвместимост“ към Български институт по

метрология.

Изпитвателна постановкаВ електрическите вериги на електронните

устройства протичат електрически токове. Това е предпоставка тези вериги да са източници на смущения, както в захранващите модули, така и в околното пространство. Тези смущения могат да повлияят на нормалната работа на други, намиращи се в близост, устройства. Ето защо те трябва да бъдат измерени, за да се определи дали са в рамките на определени норми. Измерването на излъчени смущения от електронни устройства в захранващата мрежа се препоръчва да бъде извършено в екранирано помещение. По този начин се елиминират всички смущения от околното пространство, които биха се появили в получените резултати от проведените измервания.

На фиг. 1 и фиг. 2 е показана изпитвателната

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 43 ДОКЛАДИ

постановка на лаборатория „Електромагнитна съвместимост'1 към Български институт по метрология. Тя съдържа: екранирано помещение, изпитвано устройство (ZigBee система за събиране на данни), еквивалент на мрежа, измервателен приемник [2, 3, 4].

На фиг. 3 п фиг. 4 е показана изпитвателната постановка на лаборатория „Измервания в комуникациите“1 към Технически университет - София. Тя съдържа: изпитвано устройство (ZigBee система за събиране на данни), еквивалент на мрежа, спектрален анализатор. ZigBee система за събиране на данни е изградена от многофункционална развойна система “Rospberry Р1 2011.12'’ и ZigBee модули “Aurer Wireless 2.4GHz" .

Основната разлика между двете опитни постановки се състои в неизползването на екранирано помещение в лаборатория „Измервания в комуникациите“. Друга разлика е използването на спектрален анализатор в лаборатория „Измерване в комуникациите“ вместо измервателен приемник. Това е предпоставка и за различни настройки на измервателните уреди.

Фиг.1. Изпитвателна постановка в лаборатория „Електромагнитна съвместимост " .

Фиг. 2. Изпитвателна постановка в лаборатория ..Електромагнитна съвместимост

Фиг.3.Изпитвателна постановка в лаборатория ..Измервания в комуникациите “ .

Фиг. 4. Изпитвателна постановка в лаборатория .. Измервания в комуникациите “.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 44 ДОКЛАДИ

РезултатиНа фигури 5 и 6 са показани получените

резултати от измерването на излъчени смущения в захранващата мрежа във фазовия и нулевият проводник от ZigBee система за събиране на данни, проведени в лаборатория..Електромагнитна съвместимост" Наизмервателния приемник са зададени следните параметри: честотен обхват от 150 kHz до 30 MHz, пропускана честотна лента 9 kHz, върхов измервателен детектор, продължителност на измерване на една честота 21 mS,

На фигури 7 и 8 са показани получените резултати от измерването на излъчени смущения в захранващата мрежа във във фазовия и нулевият проводник от ZigBee система за събиране на данни, проведени в лаборатория „Измервания в комуникациите“. На спектралния анализатор са зададени следните параметри: честотен обхват от 150 kHz до 30 MHz, пропускана честотна лента 10 kHz, върхов измервателен детектор. Поради невъзможност за задаване на спектралния анализатор време на измерване на определена честота е зададено графът да изписва максималните стойности на измерени излъчени смушения, по време на сканирането на зададения честотен обхват (Max Hold)

100

100

00

«0

0I1»too*FreqtenciKHl)

Фиг.б. Измерени излъчени смущения в нулевият проводник (N) в лаборатория ,, Електромагнитна

съвместимост “.

В таблица 1 е извършен сравнителен анализ на получените резултати от двете лаборатории при измерване на излъчени смущения в захранващата мрежа във фазовият проводник (L), от ZigBee система за събиране на данни. Изчислена е разликата (А) между получените стойности за определени честоти.

(1) А = Uжс — U ИК,

IьквкFteouencyOtt)

Фиг.5. Измерени излъчени смущения във фазовия проводник (L) в лаборатория ,, Електромагнитна

съвместимост",

където UEMC е излъчените смущения измерени в лаборатория „Електромагнитна съвместимост“, а UИК е излъчените смущения измерени в лаборатория „Измервания в комуникациите“ .

Фиг. 7. Измерени излъчени смущения във фазовия проводник (L) в лаборатория „Измервания в

комуникациите" .

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 45 ДОКЛАДИ

RIGOLStltul «.» MMtt. pPuv ____:JML 0*

14 SI 11 7014-04-17 ! .1-

lill *MY.

Trace

u

15 075000 MH2 Trace Type

<UH . -...........:

Avg Tim*»

]i Trace Marti

щлMQL ,

А,\ JL j Clear AO

ШМИЦ ИПГ9ИК* WW 10 0001НГ VHV* Mill HOkbC

щтSW1

4 8V) MX.-

Фиг.8. Измерени излъчени смущения в нулевият проводник (N) в лаборатория ..Измервания в

комуникациите “.

Таблица 1Сравнителен анализ на излъчените смущения във

фазовия продоник (L).

ЧестотаkHz

Ниво EMC dBpV

Ниво ИК dBpV

AdBpV

150,0 44,4 55,3 -10,9199,5 51,0 50,2 0,8303.0 46,4 45,1 1,3775,5 41,3 38,4 2,91203,0 39,8 37,1 2,71680,0 42,7 39,5 3,22337,0 40,3 38,8 1,52814,0 41.5 39,3 2,23426,0 40,9 40,0 0,93646,5 40,6 39,1 1,54236,0 42,1 39,2 2,94812,0 41,0 36,8 4,219576,5 20,4 25,5 -5Д27195,0 20,7 29,8 -9,1

На фигура 9 е представена графично разликата между двете измервания във фазовия проводник

(L). '

Д dB|iV5

0Л----- w* \

> o In ГО lD ГО o r- ej- vD in V0ZL lH

Га\ o/<7у ™

in o 00 ro <-4 IN uoT

pn t—i K OrCO _5 и ГМ <D ГО

IN00 IN B

■ of

r4 tH (N ГО Юm

<3

-10 1 rH

4

-1Б

Честота, kHz

Фиг. 9. Графично представяне па разликата между двете измервания във фазовия проводник (L).

В таблица 2 е извършен сравнителен анализ на получените резултати от двете лаборатории при измерване на излъчени смущения в захранващата мрежа в нулевият проводник (N), от ZigBee система за събиране на данни. Изчислена е разликата (А) между получените стойности за определени честоти.

Таблица 2Сравнителен анализ на излъчените смущения в нулевия

прводник (N).

ЧестотаkHz

Ниво EMC dBpV

Ниво ИК dBpV

AdBpV

150,0 38,2 55,6 -17,4199,5 45,3 49,9 -4,6235.5 45,3 47,5 -2,2307,5 43,6 44,2 -0,6739,5 37.9 39,0 -U1225,5 37,1 38,4 -1,31698,0 38,8 41,8 -32782,5 39.3 41.5 -2,23295,5 38,3 40,9 -2,63876.0 37,9 39,9 -24897,5 38.6 33,8 4,817902,5 21.3 27,6 -6,323158,5 20,8 28,8 -8

На фигу ра 9 е представена графично разликата между двете измервания във фазовия проводник (L). '

ЗаключениеНастоящият доклад описва процедурата,

опитната постановка и резултатите от измерването на излъчените смущения, разпространявани в захранващата мрежа от ZigBee система за събиране на данни. Направено е сравнение на резултатите, получени в лаборатория „Измервания в комуникациите“ към Технически университет - София и лаборатория „Електромагнитна съвместимост“ към Български институт по метрология.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 46 ДОКЛАДИ

Д dB|iVю

Честота, kHz

Фиг.10. Графично представяне на разликата между двете измервания на смущения в нулевия проводник (N).

Получената разлика между двете измервания се дължи на разликата в опитната постановка, а именно (лаб. EMC / лаб. ИК):

• Използване на екранирано помещение / липса на екранирано помещение;

• Използване на измервателен приемник / използване на спектрален анализатор;

• Пропускана честотна лента 9 kHz /10 kHz; ’

• Продължителност на измерване на една честота 21 mS / не е дефинирано.

Също така за поява на разлика между двете измервания оказва влияние и неопределеността на измерването на различните опитни постановки.

От получените резултати може да се заключи, че опитната постановка в лаборатория „Измервания в комуникациите'1 към Технически университет - София може да се използва за предварително тестово изпитване на излъчени смущения в захранващата мрежа.

Участие в проектиНаучноизследователски проект в помощ на

докторанти (сесия 2015 г. втори етап)№ 142пд0054-07.

БлагодарностиАвторският колектив изказва благодарности на

лаборатория „Електромагнитна съвместимост" към български институт по метрология, за предоставената възможност и указаното съдействие при провеждане на измерванията.

ЛИТЕРАТУРА[1] БДС EN 55016-2-1: Технически изисквания за

уредите и методите за измерване на радиочестотни смущаващи въздействия и на устойчивост. Част 2-1: Методи за измерване на радиочестотни смущаващи въздействия и на устойчивост. Измерване накондуктивни смущаващи въздействия (C1SPR 16-2-1:2014).

[2] БДС EN 55016-1-2:2015: Техническиизисквания за уредите и методите за измерване на радиочестотни смущаващи въздействия и наустойчивост. Част 1-2: Уреди за измерване нарадиочестотни смущаващи въздействия и наустойчивост. Спомагателни устройства. Кондуктивни смущения (CISPR 16-1-2:2014).

[3] БДС EN 55016-1-1:20Ю/А2:2015: Техническиизисквания за уредите и методите за измерване на радиочестотни смущаващи въздействия и наустойчивост. Част 1-1: Уреди за измерване нарадиочестотни смущаващи въздействия и наустойчивост. Уреди за измерване (CISPR 16-1- 1:2010/А2:2014)

[4] Marcelo Lobo Heldwein, Member, IEEE, JurgenBiela,Member, IEEE, Hans Ertl,Member, IEEE, Thomas Nussbaumer.Member, IEEE, and Johann W. Kolar, Senior Member, IEEE Novel Tlircc-Phasc CM/DM Conducted Emission Separator. IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 56. NO. 9,SEPTEMBER 2009.

[5] "ZigBee specification.". ZigBee Alliance, http:/Av\v\v.zigbee.org-/Specifications.aspx

[6] Application note "ZigBee - Automated Compliance Test Solution" http:/Ayw.seasoh e.com

Доц. д-р инж. Иво H. Дочев - Технически университет - София., Маг. инж. специалност „Електроника и Автоматика" (1996 г.). Доктор (2009 г.). Доцент (2011 г.), катедра „Радиокомуникации и ви.' ieoтехнологии ", факултет по телекомуникации. ТУ- София. Научни интереси: Електромагнитнасъвместимост.тел.: +359 2 965 21 46 e-mail:idochev a tu-sofia.bg.

докторант инж. маг. Камен В. Вълков Технически университет - София,, Маг. инж. специалност „Телекомуникации" (2012 г.), Докторант (2013 г.), катедра „РаОиокомуникации и еидеотехнологии“, факултет по телекомуникации, ТУ-София. Нспчни интереси: Електромагнитна съвместимост, тел.: +359 2 965 21 46 e-mail: valkov.k@gmail.com

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 47 ДОКЛАДИ

Изпитване устойчивостта на ZigBee система за събиране на данни относно външни електромагнитни полета

Иво ДОЧЕВ* и Камен ВЪЛКОВ*

* Технически университет - София, София 1797, България, бул. “Кл. Охридски” No. 8, Бл. 1 Е-mail: idochev@tu-sofia.bg, valkov.k@gmail.com

Резюме. Zigbee системите намират все по-голямо приложение и популярност в промишлената автоматизация, където управляват и събират статистически данни за важни производствени процеси и величини. В много от случаите Zigbee системи оперират в силно зашумента среда, едновременно с множество други ел. устройства - източници на външни електромагнитни полета и смущения. Настоящият доклад описва процедурата, опитната постановка и резултатите от проведените изпитания на устойчивост на ZigBee система за събиране на данни относно външни електромагнитни полета. Направен е анализ на поведението на системата за събиране на данни при различни нива на напрегнатост на електромагнитното поле. Изпитването е проведено в лаборатория „Електромагнитна съвместимост “ към Български институт по метрология.

Immunity testing of ZigBee data acquisition system on the external electromagnetic fields (Ivo Dochev, Kamen Valkov).

Zigbee systems are constantly increasing their popularity in industrial automation applications, where they are used for control of important manufacturing processes and monitoring of statistical values. Often such Zigbee systems are operating in very noisy environment, together with many others electronic devices, which can be considered as external source - emitters of electromagnetic fields and interferences. This report describes a procedure, experimental design and test results carried out on the immunity of ZigBee data acquisition system on external electromagnetic fields. An analysis of the behavior of data acquisition system at different levels of intensity of the electromagnetic field. The test was performed in the laboratory "Electromagnetic compatibility" to Bulgarian Institute of Metrology.

УводВсяко едно електронно устройство работи под

въздействието на различни смущения, разпространяващи се в свободното пространство, по захранващите, комуникационните линии, електростатични разряди и др. Ето защо за нормалната работа на устройствата в реална електромагнитна обстановка е необходимо те да са устойчиви на разпространяващите се смущения.

Един от аспектите на електромагнитната съвместимост е изпитването на устойчивост на електронната апаратура относно външни електромагнитни полета. В зависимост от типа на изпитваното устройство най-често проверката се извършва в честотния диапазон от 80 MHz до 1 GHz, но в някои случаи този честотен

диапазон се разширява до 2,7 GHz. Друг важен параметър е нивото на напрегнатостта на електромагнитното поле. Стандартните нива съответно са: 1 V/m, 3 V/m, 10 V/m и 30 V/m [1,2, 3].

Настоящият доклад описва процедурата, опитната постановка и резултатите от проведените изпитания на устойчивост на ZigBee система за събиране на данни относно външни електромагнитни полета.

Изпитвателна постановкаНа фиг. 1 е показана изпитвателната

постановка за изпитване устойчивостта на ZigBee система за събиране на данни относно външни електромагнитни полета [1]. Тя съдържа: измервателен генератор, усилвател, измервател на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 48 ДОКЛАДИ

мощност, предавателна антена, полубезехова камера, видео камера и изпитвано устройство (ZigBee система за събиране на данни). Посредством измервателния генератор се изработват хармонични колебания в определен честотен диапазон. Усилвателят осигурява необходимата изходна мощност на сигнала, който се подава към предавателната антена, за получаване на зададената напрегнатост на електромагнитното поле [6,7]. Безеховата камера по своята същност представлява екранирано помещение, но от вътрешната му страна са взети мерки електромагнитните вълни да не се отразяват от стените, пода и тавана. По този начин се гарантира хомогенността на електромагнитното поле в точката на разполагане на изпитваното устройство [4.5]. Видео камерата дава възможност да се наблюдава поведението на изпитваното устройство по време на изпитанието, тъй като не е допустимо наличие на оператор в безеховата (полубезеховата) камера при наличие на генерирано електромагнитно поле.

На фиг. 2 и фиг. 3 е показано разположението на ZigBee система за събиране на данни в полубезеховата камера.

Фиг.1. Изпитвателна постановка за изпитване устойчивостта на ZigBee система за събиране на данни относно външни електромагнитни полета.

Изпитвателна процедураИзходният сигнал на измервателния генератор

представлява високочестотен синусоидален сигнал, който е амплитудно или импулсно модулиран с нискочестотен синусоидален сигнал с честота 1 kHz и дълбочината на модулация е 80 %. Най-често използвания честотен диапазон на радиочестотния сигнал е от 80 MHz до 1000 MHz (2700 MHz). Този сигнал се използва за радиочестотното смущение, който с помощта на предавателната антена се излъчва в свободното пространство.

Измервателната процедура включва подаване на радиочестотни смущения в целия честотен диапазон (от 80 MHz до 2700 MHz), като стъпката

между отделните честоти е 1 % от предходната честота. Препоръчително е всяка една честота да се генерира за 2 s - 3 s, но не по-малко от 0,5 s, след което се преминава към следващата и така се обхожда целият честотен обхват.

По време на изпитването устройството не трябва да има отклонения от нормалната си работа.

Тази процедура се изпълнява както за вертикална, така и за хоризонтатна поляризация на антената.

Фиг.2. Изпитвателна постановка за изпитване устойчивостта на ZigBee система за събиране на Оанни относно външни електромагнитни полета.

На фиг. 4 е представена в графичен вид необходимата входна мощност подавана към предавателната антена, за да се осигури 10 V/m или 3 V/m на мястото на разположение на ZigBee система за събиране на данни в честотния диапазон от 80 MHz до 1000 MHz. Аналогично на фигури 5, 6 и 7 са представени в графичен вид

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 49 ДОКЛАДИ

мощностите за честотните диапазони 1000 MHz до 1400 MHz, 1400 MHz до 2000 MHz и 2000 MHz до 2700 MHz.

Фиг.З. Изпитвателна постановка за изпитване устойчивостта на ZigBee система за събиране на данни относно външни електромагнитни полета

70

r t i f l r t f t n e e i f l n e e H N i i e i N i r . г400^»П$ 8 £ й 2 t 3 5? Я Я о? Я R R 8 4 3 83 Й 2

Честота. ММ/

-------10. V/m --------- 3. V/rn

Фиг.4. Необходима входна мощност, подавана към предавателната антена в честотния диапазон от 80

MHz до 1000 M H z .

п 3 ю

Честота, MHz

------ 10, V/m — 3. V/m

Фиг. 5. Необходима входна мощност, подавана към предавателната антена в честотния диапазон от

1000 MHz Оо 1400 M H z .

у? J f & Jp <s\& # г? ^

Честота, MHz

-------10. V/m --------- 3, V/m

Фиг. 6. Необходима входна мощност, подавана към предавателната антена в честотния диапазон от

1400 MHz до 2000 MHz .

12

3 ю Л

Честога, МНг

—10, V/m ■ - 3, V/m

Фиг. 7. Необходима входна мощност, подавана към предавателната антена в честотния диапазон от

2000 MHz до 2700 M H z .

РезултатиВ таблица 1 са поместени резултатите от

проведените изпитания на устойчивост относно устойчивостта на външни електромагнитни полета на ZigBee система за събиране на данни.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 50 ДОКЛАДИ

Таблица 1Резултати от проведените изпитания на устойчивост относно устойчивостта на външни електромагнитни

полета на ZigBee система за събиране на данни).

Честотендиапазон,

MHz

Напрегнатост на полето

3 V/m

Напрегнатост на полето

10 V/m

80- 1000 ОК800 MHz -

прекъсване на връзката

1000- 14001200 MHz -

прекъсване на връзката

1200 MHz - прекъсване на

връзката1400 - 2000 ОК ОК

2000 - 27002,4 GHz -

прекъсване на връзката

2,4 GHz - прекъсване на

връзката

От направеното изследване се вижда, че възникват интерференции, които се изразяват в загуба на връзка със Zigbee системата за събиране на данни на. Те възникват на честоти равни или кратни на работната честота на ZigBee система за събиране на данни - 800 MHz, 1200 MHz и 2400 MHz.

ЗаключениеНастоящият доклад описва процедурата,

опитната постановка и резултатите от проведените изпитания на устойчивост на ZigBee система за събиране на данни относно външниелектромагнитни полета. Направен е анализ на поведението на системата за събиране на данни при различни нива на напрегнатост на електромагнитното поле.

От получените резултати могат да се направят следните изводи:• ZigBee системите могат да се използват в

апаратни средства изискващи устойчивост до 1000 MHz и напрегнатост на полето до 3 V/m;

• За използването на ZigBee системите в апаратни средства, изискващи по-широк честотен диапазон и по-висока напрегнатост на полето е необходимо разработване на алгоритми за автоматична смяна на работния канал и отстраняване на грешките.

Участие в проектиНаучноизследователски проект в помощ на

докторанти (сесия 2015 г. втори етап)№ 142пд0054-07.

БлагодарностиАвторският колектив изказва благодарности на

лаборатория „Електромагнитна съвместимост“ към български институт по метрология, за предоставената възможност и указаното съдействие при провеждане на измерванията.

ЛИТЕРАТУРА[1] БДС EN 61000-4-3:2006/А2:2010,

Електромагнитна съвместимост (EMC). Част 4-3: Методи за изпитване и измерване. Изпитване на устойчивост на излъчено радиочестотно електромагнитно поле.

12] БДС EN 61000-6-1:2007, Електромагнитна съвместимост (EMC). Част 6-1: Общи стандарти. Устойчивост на смущаващи въздействия за жилищни, търговски и лекопромишлени среди (IEC 61000-6- 1:2005).

[3] БДС EN 61000-6-2:2006, Електромагнитна съвместимост (EMC). Част 6-2: Общи стандарти. Устойчивост на смущаващи въздействия за промишлени среди (IEC 61000-6-2:2005).

141 Jose Ignacio Huertas, Roberto Barraza. Julian Mauricio Echeverry, "Wireless Data Transmission from Inside Electromagnetic Fields”, Journal of Microwave Power and Electromagnetic Energy, 44 (2). 2010, pp. 88-97

[5] "ZigBcc specification.". ZigBee Alliance. liltp://www.zigbee.ore-/Si3ecifications.aspx

|6J Q. Shan, I. A. Glover, P. J. Moore, 1. E. Portugues, R. J. Watson, and R. Rutherford, "Performance of Zigbee in Electricity Supply Substations." in Wireless Communications, Networking and Mobile Computing, 2007. International Conference on, 2007, pp. 3866-3869

[7J K. L. Shlager, G. S. Smith, and J. G. Maloney, "Accurate analysis of TEM horn antennas for pulse radiation," Electromagnetic Compatibility, IEEE Transactions on, vol. 38, pp. 414-423, 1996.

Доц. д-р инж. Иво H. Дочев - Технически университет - София„ Маг. инж. специалност „Електроника и Автоматика“ (1996 г.), Доктор (2009 г.), Доцент (2011 г.), катедра „Радиокомуникации и видеотехнологии“, факултет по телекомуникации, ТУ- София. Научни интереси: EMC.тел.: -+359 2 965 21 46 e-mail:idochev(a tu-sofm.bg.

докторант инж. маг. Камен В. ВълковТехнически университет - София.. Маг. инж. специалност „Телекомуникации “ (2012 г.), Докторант (2013 г.), катедра „Радиокомуникации ивидеотехнологии“, факултет по телекомуникации, ТУ- София. Научни интереси: EMC.тел.: +359 2 965 21 46 e-mail: valkov.kagmail.com .

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 51 ДОКЛАДИ

Експериментално изследване на електрическото поле около феромагнитен магнитопровод с намотка

Иван БОЗЕВ* и Радослав БОРИСОВ**

*Висше държавно училище - “Колеж по телекомуникации и пощи”, Катедра “Фундаментална под­готовка”, 1700, София, ул. “Академик Стефан Младенов” №1, България, E-mail:

IBozev@hctp. acad. bg

** Технически Университет - София, Катедра „Микроелектроника“, 1756, София, Бул. „Св. Кли­мент Охридски” №8,

България, E-mail: radoslav.borisov@gmail.com

Резюме: В настоящия доклад е описано експериментално изследване на електрическото поле на опитна постановка съдържаща феромагнитен магнитопровод и възбудителни на­мотки. Измерванията са извършени с помощта на разработен за целта преобразувател за измерване на напрегнатостта на електрическото поле, който е описан в статията. Получе­ните експериментални резултати са показани и анализирани. Обърнато е специално внимание на специфични отклонения, които са свързани с непълната симетрия на постановката. В края на доклада е направено заключение, че за провеждането на по прецизни измервания е необхо­димо да се използват по-нови материали и измервателни преобразуватели за напрегнатост на електрическото и магнитното поле, галванически отделени в пространството.

Abstract: This report described an experimental study of the electric field of the experimental arrangement containing ferromagnetic core and excitation coils. Measurements were taken using a transducer for measuring the strength of the electric field, which was developed for this purpose and is described in the article. The experimental results are shown and analyzed. Special attention is paid to specific abnormalities that are associated with incomplete symmetry of the arrangement. The report concludes that to conduct a more precise measurement is necessary to use a new material and trans­ducers strengths of electric and magnetic field, galvanically separated in space.

УводОписанието на електромагнитното поле е в съ­

ответствие с [1] Независимо че се твърди, че опи­санието на електромагнитното поле е пълно, се срещат ситуации, в които стандартните формули са недостатъчни за изразяване на взаимо­действията при променливи електромагнитни по­лета. Безспорно развитието на теорията става на базата на нови, по чувствителни и по точни измер­вания.

От направеният в [2] обзор на методите за из­мерване на напрегнатостта на електрическото поле, като най-достъпен е методът с измерване тока на електрическата индукция при променливи електрически полета. В следващите обзорни изс­ледвания бяха открити серийно произвеждани уреди предназначени за тази цел ( [3] и [4]), но

към настоящия момент не са достъпни за използ­ване от автора. За да се получи все пак някаква експериментална информация за разпределението на електрическото поле е разработен измервател на напрегнатостта електрическото поле и използ­ван за анализ на създадения експериментален мо­дел. Получените експериментални резултати са представени в настоящия доклад. Направен е ана­лиз в съответствие с предложения в [5] и [6] мате- матичен модел за определяне на електромагнитна­та индукция.

Измервателен преобразувател - описаниеПринципната схема на разработения измерва­

телен преобразувател за измерване на напрегна­тостта на електрическото поле е показана на фиг. 1. Между двете метални пластини 1 и 2, когато се

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 52 ДОКЛАДИ

намират в променливо електрическо поле Е, протича ток който е равен на тока на електри­ческата индукция, преминаващ през външната повърхност на горната пластина (пластина 1).

Този ток се подава на входа на интегратор, реа­лизиран с помощта на операционния усилвател Di и кондензаторът Съ Резисторите R\, Яз и Яз заед­но с кондензатора CN служат за задаване на посто­янно токовия режим на усилвателя и тяхното вли­яние може да бъде пренебрегнато при анализа на преобразувателя. Токът протичащ между плас­тината 1 и инвертиращия вход на операционният усилвател Di преминава през кондензатора Ci. Изходното напрежение ио е пропорционално на променливата съставка на нормалната напрегна­тост на електрическото поле Еп по отношение на пластината 1. Това следва от следните изрази:

(1) i = S х {dE„/d(},Където S е площта на пластината 1 и (dEn/dt) е производната на нормалната съставка на напрег­натостта на електрическото поле.

(2) и0 = J’ ^-{dEn/dtjdt + Const,

(3) и0 = k.En + Const.В горния израз к е чувствителността на измер­

вателния преобразувател. Адитивната съставка е равна на напрежението на резистора Яз. Резисто­рите Я2 и Яз са подбрани така, че напрежението на Яз да е на половината от захранващото напре­жение. При измерване на щ с осцилоскоп в режим на променливо напрежение, влиянието на адитив­ната съставка се отстранява (уравнение 4). В кон­кретния случай имаме

(4) и'0 = к.Еп.

При стойности на елементите: R\ = 20 MQ, С\ = 4,7 pF, Я2 = Яз = 100 kQ, операционен усилвател AD8605 и геометрични размери на преобразувате­ля (lxlxl) cm, неговата константа к на за често­ти около 50 kHz е равна на 2 V/(V/cm). Честотната лента на преобразувателя покрива обхвата от 2kHz до около 1 MHz.

При работа с гореуказания преобразувател трябва да се има предвид и факта, че електричес­кото поле се формира като наслагване на полето при отсъствие на преобразувателя и полето, поро­дено следствие на наличието на преобразувателя и свързващия проводник 3, чиито потенциал е приет за нулев. Резултатът от това влияние е, че при разположение на свързващия проводник в пространството, където потенциалът е различен от нула, напрегнатостта на електрическото поле Еп по отношение на пластината 1 е пропорционална на електрическия потенциал в тази точка.

Водещите фирми в областта на измерване на напрегнатостта на електрическото поле предлагат измервателни преобразуватели, които са галва­нично отделени от останалата част на измервател­ната апаратура. При най-новите конструкции из­мервателния преобразувател е свързан с останала­та апаратура с посредством две оптически влакна. Едното от тях се използва за захранване на преоб­разувателя с енергия, като от достатъчно мощен лазер по оптичното влакното се предава светлин­на енергия, която облъчва фотодиод, генериращ захранващата електрическа енергия. По другото оптично влакно се предава измерената информа­ция. Цената на подобни уреди е от порядъка на 15000$. Авторите нямат информация до този мо­мент в България да е доставян подобен уред.

Описание на феритния магнитопровод и конструкцията на възбудителните намотки

За изследване е създаден експериментален обра­зец, изобразен на фиг.2. Той се състой от два „О“ образни магнитопровода, и две еднонавивкови на­мотки. Всеки магнитопровод се състои от два „U“ ферита с размери 130x62x26 mm, свързани помеж­ду си с два „I“ ферита с размери 130x37x26 mm Така полученият магнитопровод е с максимално достъпни размери на нашия пазар, има габарити 254x130x26 mm и прозорец 55x180 mm.

Големите размери осигуряват минимално изк­ривяване на електрическото поле при поставянето на измервателния преобразувател около магни­топровода. Характерно за случая е, че за да се на­мали капацитивното влияние на намотката, върху феритния магнитопровод, тя е поставена в двоен електрически екран. Екранът около проводника

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 53 ДОКЛАДИ

на намотката е свързан с общата маса (означена с плътен правоъгълник на фиг. 2.) и екранът, поста­вен върху първия екран е свързан с измервателна­та маса(означена с правоъгълник на фиг. 2.). Двете маси са свързани в една точка. Изводите от екра­ните са изведени от средната точка на навивката, както е показано на фигурата и изводите им лежат в равнината x-z, за да не деформират електричес­кото поле. За да се фиксират потенциалите по по­върхността на ферита по вътрешните ръбове на двата магнитопровода, както е показано на фиг.2 с пунктирана линия е закрепен зануляващ провод­ник, свързан с измерителната маса. Намотките

съдържат по една навивка, защото по този начин се получава най-силна напрегнатост на електри­ческото поле около магнитопровода при най- ниско захранващо напрежение u(t). Двете намотки са свързани последователно така, че създадените от тях магнитни полета в магнитопровода да съв­падат. Те се захранват с променливо напрежение със симетрични правоъгълни импулси и честота 50 kHz. При измерване на електрическото поле около феритния магнитопровод с помощта описа­ния преобразувател, масата на преобразувателя е

свързана с измерителната маса на макета. За изк­лючване на външни електрически влияния целия макет е поставен във фарадеев кафез, стените на който са на разстояние от макета минимум на 30 cm.

Експериментални резултатиВ таблица 1 са показани резултатите за получе­

ния потенциал V по оста у, в зависимост от ориен­тацията на преобразувателя по отношение на оста у. V\ се отнасят за случая, когато пластината 1 е откъм положителната посока на оста у и V2- откъм

отрицателната посока на оста. Позицията у съот­ветства на позицията на пластината 2.

Таблица 1у fcml -15 -10 -5 -2 0 2 5 10 15Vi [VI -25 -20 -12 -4 3 9 15 19 21V2 [VI -25 -23 -18 -11 -4 2 10 17 20£y[V/cm] 0 3 6 7 7 7 5 2 1

Както е вижда от фиг.З, графиките за двете ориентации преобразувателя по отношение на оста у са отместени една спрямо друга на разстояние, равно на двойното разстоянието между пласти-

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 54 ДОКЛАДИ

ните 1 и 2 (2 cm). Напрегнатостта на електри­ческото поле в дадена точка по оста у е равна на разликата от резултатите на измерванията при двете ориентации на преобразувателя.

На фиг.З е показана графиката на получените резултати.

Ако позицията измервателния преобразувател по оста у се определя по позицията на пластината 1, то тогава двете криви почти съвпадат (разлики­те са около пет пъти по малки от тези в таблица 1). Разликата в резултатите при двете ориентации се дължат на различната деформация на полето от свързващия проводник, и тогава нормалната нап­регнатост на електрическото поле може да се оп­редели от съседни позиции).

По време на измерванията беше констатирано, че измерваното електрическо поле силно се влияе от наличието на проводящи детайли около магнито- провода. Поради факта, че самият феритен магни- топровод не е диелектрик, неговият повърхностен потенциал също деформира електрическото поле, породено от електромагнитната индукция. При екраниран магнитопровод в съответствие с фиг.4, по повърхността на екрана, обозначен на фигурата с 1, тангенциалната съставка на напрегнатостта на електрическото поле от електромагнитната индук­ция се компенсира напълно. Измерените стойнос­ти на напрегнатостта на електрическото поле по протежение на оста у са показани в таблица 2. Те са около двадесет процента по ниски от тези в таблица 1. Освен това се забелязва изместване на максимума на напрегнатостта на електрическото поле надясно. Това в конкретния случай се обяс­нява с факта, че десния магнитопровод се оказа с около двадесет процента по-малко магнитно съп­ротивление.

Таблица 2у [cml -15 -10 -5 -2 0 2 5 10 15Ci [VI -10 -6 -4 -0 +3 8 12 18 21V2 [VI -10 -8 -6 -4 -2 3 8 15 20Ev\\/ml 0 2 2 4 5 5 4 3 1

На фиг.5 е показана графиката на получените ре-

Следствие на симетрията на двете намотки, маг­нитната индукция (гъстотата на магнитния поток) по оста у е равна на нула, докато електрическото поле е различно от нула. Следователно пряка за­висимост между магнитната индукция и напрегна­тостта на електрическото поле не съществува. Това не противоречи на предложения математи- чен модел в [5] и [6].

В [7] е показано, че еквипотенциалните линии по повърхността на феритния магнитопровод са ли­нии, успоредни на ръбовете на ферита. В настоя­щия случай размерите на магнитопровода са зна­чително по-големи и положението на еквипотен-

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 55 ДОКЛАДИ

циалните линии беше определено с по-висока точ­ност.

В областта на „I“ феритите обозначени с 2 на фиг.2 не беше констатирано отклонение от успо- редността на еквипотенциалните линии по повър­хността на феритите по отношение на техните ръбове. В областта на „U“ феритите беше конста­тирано отклонение на разположението на еквипо­тенциалните линии. Така например линията с ну­лев потенциал по повърхността на ферита не съв­пада с ръба на ферита, по който е прокаран зану­ляващия проводник. В точките в които се допира зануляващия проводник повърхностното съпро­тивление на ферита е достатъчно голямо (60 кО при необработена повърхност и 30 кП при шлай­фана повърхност за ферит с обемно съпротивление 5 Qm) и на практика не може да се установи нулев потенциал в близкия до проводника обем на фе­рита. Магнитният поток в областта на извивките на „U“ ферита е неравномерно разпределен, като е съсредоточен от вътрешната страна. Това води до по голям ток на Фуко от вътрешната страна на ферита и съответно по-малък от външната. На фиг.6 е показано разположението на

еквипотенциалната линия с нулев потенциал (оз­начена с прекъсната линия) . Както се вижда от фигурата, в краищата на „U“ ферита, обозначени с 1, тя съвпада с ръба на самия ферит. При добли­жаване на ъглите на ферита, обозначени с 2, тя се отдалечава от ръба по вътрешната страна на фери­та. При вътрешния ъгъл на ферита е на разстояние 4 мм. При доближаване на точка 3, която се нами­ра на 10 mm от вътрешния ъгъл на ферита, нулева­та еквипотенциална линия се доближава до ръба и в точка 3 съвпада с него. При доближаване на равнината на симетрия ху на „U“ ферита, нулевата еквипотенциална линия се отдалечава от ръба на

ферита по външната му повърхност, като в средата на ферита, върху равнината ху, е на разстояние 7 mm от ръба (точка 4). Разположението на еквипо­тенциалните линии е симетрично по отношение на двете равнини на симетрия (ху и xz) на „U“ ферита.

Измереният потенциал V по ръба на ферита (за целта зануляващия проводник се отделя от ръба на ферита в област от 4-5 mm) за съответните пози­ции от фиг.4 има стойностите, показани в таблица 3. Тези резултати напълно съответстват на траек­торията на определената еквипотенциална линия с нулев потенциал.

Таблица 3позиция 1 2 3 4V [VI 0 7 0 -3

Траекторията на еквипотенциалните линии в настоящия случай се определя от разпределението на магнитното поле в магнитопровода, така че неговата енергия да е минимална. При изменение на магнитното поле се възбужда електрическо поле. Съгласно предложения математически мо­дел в [5] и [6], изменението на магнитното поле трябва да става по такъв начин, че възбуденото електрическо поле да има минимална енергия. За да може това взаимодействие да бъде определено експериментално, е необходимо енергията на де­формацията на магнитното поле да е съизмерима с енергията на създаденото електрическо поле. В настоящия макет енергията на електрическото поле е сравнително много по-малка от енергията на вихровите токове. Подобряване на това съот­ношение е възможно, ако магнитопровода се изра­боти от ферити с голямо специфично електричес­ко съпротивление, например от MnZn ферит със специфично електрическо съпротивление 105 От и по-голямо (настоящият ферит е със специфично електрическо съпротивление 5 От). С използване­то на по-съвременна елементна база може да се повиши честотата на напрежението на намотките до 500 kHz, с което напрегнатостта на електричес­кото поле ще се увеличи многократно. Експери­менталното изследване на един подобен макет може да даде допълнителна информация за взаи­модействието между електрическото и магнитното поле при променливи полета.

В момента се водят интензивни експеримен­тални изследвания в областта на разпростра­нението на електромагнитните в пространството около излъчващи антени [8]. При радиовълните енергиите на електрическото и магнитното поле са съизмерими. Подходящо направени експерименти с помощта на сонди за електрическо и магнитно поле с галванично отделяне и недеформиращи електромагнитното поле ([3], [4]), е целесъоб­

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 56 ДОКЛАДИ

разно да бъдат използвани за потвърждаване на предложения математичен модел.

ЗаключениеВ предложения доклад са разгледани и анали-

ирани експерименталните резултати от опитен модел за определянето на параметрите на елект­ромагнитното поле с цел потвърждаване на пред­ложен преди това математичен модел за описание на някой взаимодействия при променливо елект­ромагнитно поле. Извършени са измервания на напрегнатостта на електрическото поле при раз­лични конструкции на макета, без екран и с екран върху магнитопровода. Анализирано е влиянието на изменението на конструкцията върху конфигу­рацията на електрическото поле. Получените ре­зултати не противоречат на предложения матема­тичен модел. Посочени са направленията, в които може да се усъвършенстват експерименталните изследвания, за да се потвърди и евентуално до­пълни изследваният математичен модел.

Литература| IJ IEC 60050, International Electrotechnical

Vocabulary (IEV): Area: 121: Electro magnetism, Section 121-11: Electromagnetic concepts and quantities.htto:/Avww.clcclroocdia.om/

[2] Бозев И. Обзор на методите за експериментал­но определяне на напрегнатостта на електрическото поле при бобина с магнитопровод. Национална конфе­ренция с международно участие „Електроника 2014“,15 май 2014, Национален дом на науката и техниката. София.

[3J А New Paradigm In Laser Powered Field Analyzers, http://www.arworld.us/litiiil/18200.ast)?id=636

[4] m 2015 Kanteos - Optical solutions for electromagnetic field and temperature measurements | www.kaolcos.com

151 Bozev I. Equations for electromagnetic induction in electromagnetism. Summer School Advanced Aspects of Theoretical Electrical Engineering, So/opol-2012 , 7- 9.TX.2012

16] Бозев И. Математичен модел на електро­магнитната индукция в области с нулева гъстота на магнитния поток.. Национален форум ..Електрон­ни, информационни и комуникационни системи 2013“16 и 17 май, 2013г. Национален дом на науката и тех­никата. София.

[7] Бозев И. Изследване на електромагнитното по­ле при бобина с феритен магнитопровод. XXII Нацио­нална конференция с международно участие TELECOM’ 2014, 64-69, 23-24 октомври 2014г., Наци­онален дом на науката и техниката, София.

[8] Borisov R. Low cost near-field scanner for RF measurements. Национална конференция c международ­но участие „Електроника 2014“, 15 май 2014, Нацио­нален дом на науката и техниката София

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 57 ДОКЛАДИ

Изследване на термоелектрически преобразователи вгенераторен режим

Иван БОЗЕВ* и Филип ФИЛИПОВ**

* Виеше държавно училище - “Колеж по телекомуникации и пощи”, Катедра “Фундаментална под­готовка”, 1700, София, ул. “Академик Стефан Младенов” №1, България, E-mail:

IBozev@hctp. acad.bg

** Технически Университет - София, 1756, София, Бул. „Св. Климент Охридски” №8, България,E-mail: fif_ll@yahoo.de

Резюме: Термоелектрически елементи (елементи на Пелтие ) напоследък масово се из­ползват за охлаждане. Това доведе до силно понижение на цените им. В настоящия доклад са дадени резултатите от изследване на дванадесет термоелемента от четири различни про­изводители. Изследванията са направени с цел от една страна да определи съответствието на елементите на техните техническите характеристики и от друга, да допълнят техните характеристики при работа в генераторен режим. Анализът на резултатите дава отговор на въпроса, доколко целесъобразно е използването на тези елементи в харвестинг устройства за получаване на електрическа енергия от нискотемпературни (под 100 °С) източници на топ­лина.

Abstract. Thermoelectric elements (Peltier elements) recently widely used for cooling. This led to a strong decrease in their prices. . This report shows the results of a study of twelve thermoelement from four different manufacturers. Studies have been made to first determine the compliance of the el­ements of their technical characteristics and on the other, to supplement their characteristics in gen­erator operation. Analysis of the results on the question of how appropriate is the use of these ele­ments in harvesting devices for receiving electricity from low temperature (below 100 ° C) heat.

УводПоследните години сме свидетели на силно на­

растване на производството на полупроводникови термоелементи и многократно намаляване на тех­ните пазарни цени. Най-разпространени на пазара са термоелементите от серията ТЕС1-127ХХ, предназначени основно за охлаждане на електрон­ни компоненти и изготвяне на различни хладилни устройства. В обозначението на елементите ТЕС1 означава термоелемент, изграден на базата на бисмутов телурид и е предназначен за работа при ниски температури (под 100 °С). Първите три цифри след тирето означават броя на р-п преходи­те в термоелемента. В случая при 127 прехода максималното работна напрежение е 12 V. Пос­ледните две цифри означават номиналния ток на термоелемента. Преди 7-8 години един елемент ТЕС1-12702 се продаваше за 20 лв. В момента най-ниска цена имат термоелементите ТЕС1-12706

и тя е 2$. Цената на термоелементите ТЕС1- 127015 е 6$ и по отношение на мощността е с 15% по висока. За по-големи мощности на термоеле­мента цената за ват нараства двойно.

По принцип термоелектрическите елементи в генераторен режим се характеризират с малък коефициент на полезно действие (3-5%) и за по- големи мощности са неефективни [1], [2], [3].

Серийно се произвеждат термоелектрически генератори, но те са на основата на други серии термоелементи, значително по скъпи са и работят при температурни разлики над 200 °С [4], [5]..

Целта на настоящето изследване е да покаже какви са реалните технически параметри в генера­торен режим на термоелементите ТЕС1-12715. Да се определи тяхната мощност и ефективност при ниски температурни разлики.

Описание на постановката

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 58 ДОКЛАДИ

За провеждане на изпитанията са закупени 12 броя термоелектрически преобразователи от типа ТЕС1-12715. Избрани са от четири доставчика по най-ниски цени (Китай - 4бр., Хонконг - 4бр., Авс­тралия - 2бр., Филипини -2бр.) Единият от термо- елементите, доставени от Филипините се оказа с твърде различни параметри (близки до тези на ТЕС1-12705) и поради тази причина двата термое- лемента от този доставчик не бяха включени в конструкцията. От останалите термоелементи беше сглобен термоелектрически генератор на базата на топла и студена вода.

Това изследване се прави в този температурен интервал, защото съществуват свободни природни ресурси от топла и студена вода с такива темпера­тури.

За да се направи оценка за възможността за използване на тези елементи е необходима да се знаят по точно техните параметри.

Конструкцията на термоелектрическия генера­тор се състои от две правоъгълни алуминиеви тръби с размери 40 х 20 х 2 mm с дължина 70 cm между които са стегнати термоелементите.На фиг.1 са показани: 1-тръба за студена вода, 2- сту­дена вода, 3-термоелемент, 4-тръба за топла вода,

5-топла вода, 6-положителен извод на термоеле- мента, 7-отрицателен извод на термоелемента. Използваните термоелементи са ТЕС1-12715 с размери 40 х 40 х 3,7 mm. За получаване на добър топлинен контакт между термоелементите и тръ­бите, термоелементите предварително са покрити с термопроводима паста.. По едната тръба протича топла вода, по другата протича студена вода.

Структурната схема на постановката е показана на фиг.2, където са обозначени: 1 - тръба за студе­на вода, 2 - термоелементи, 3 - тръба за топла вода, 4 - положителен извод от термоелементите, 5 - отрицателен извод от термоелементите, 6 - волтметър, 7 - амперметър и 8 - товарен резистор. С помощта на термометър се измерват температу­рите на входа и на изхода на топлата и на студена­та вода. На фигурата са обозначени: Т\ температу­рата входящата топла вода, 77 температурата из­ходящата топла вода, 77 температурата входящата студена вода, 77 температурата изходящата сту­дена вода, С помощта на кран може да се регули­ра и задава предварително определен дебит V на топлата вода. Консумацията на топлинна енергия се определя от дебита V на топлата вода и разли­ката между температурите на входа Т\ и на изхода Тз на топлата вода. Топлинната мощност Рт, кон­сумирана от топлата вода се дава с израза

(1) Рт =к(Т1 - Т 3 У , [cal/s] където Р т е количеството топлина в cal/s, к е спе­цифичната топлоемкост на водата (една калория на градус целзий за грам), Т \ и Т з са съответните температури в °С, и V е дебита на топлата вода в грамове за секунда.

Фиг. 1.

Топлинната мощност от водата може да бъде представена и във ватове Рв, като се използва кое­фициента, даващ съотношението между калория и

джаул. Този връзка е 1 cal =4,1841 J. Тогава за мощността Рв, се получава

(2) Рв =4,184LPr [W],

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 59 ДОКЛАДИ

където Рт е топлинната мощност в калории за секунда и Рв е същата мощност, изразена във ватове.

С помощта на волтметър, амперметър и това­рен резистор се определят електрическите пара­метри на реализирания термоелектрически генера­тор за различни товари от празен ход до късо съе­динение. Това е необходимо, за да се разбере какви са товарните характеристика на генератора.

Генерираната електрическа мощност Р е се дава с израза

(3) РЕ=Ш,където U е измереното напрежение във волтове от волтметъра и I е измерения ток в ампери от ам­перметъра.

За по пълно определяне на характеристиките на термоелементите са проведени три серии измерва­ния при различни температури на топлата вода и дебит равен на 15 грама за секунда. Резултатите са показани съответно в Таблици 1, 2 и 3.

В таблица 1 са дадени резултатите при входяща температура на топлата вода 43 °С.

Таблица 1Т\ = 43 °С Т2 = 20 °СA7i °с 1 1 1 1 1Рв W 63 63 63 63 63Rt Q 00 15 10 5 0и V 6,8 4,3 3,5 1,8 0I А 0 0,19 0,35 0,38 0,6

Ре W 0 0,81 1,22 0,68 0

V % 0 1,3 2 и 0

В таблица 2 са дадени резултатите при входяща температура на топлата вода 60°С._____________ ________________ Таблица 2

Г,=6 °с Т2 = 20 °СА Г, °с 2 2 2 2 2,5Рв W 126 126 126 126 159Rt Q 00 15 10 5 0и V 11,8 7,08 5,9 3,9 0I А 0 0,47 0,59 0,79 иРе W 0 3,46 3,48 3,11 0

п % 0 2,7 2,8 2,5 0

В таблица 3 са дадени резултатите при входяща температура на топлата вода 80°С

В таблиците означенията са: Т\ температурата на входящата топла вода, Т2 е температурата на входящата студена вода, А 7) е спада на темпера­турата на топлата вода и в трите таблици е опреде­лена за режим на късо съединение, Рв е необходи­

мата електрическа мощност за загряване на топла­та вода с AТ\, Rt е стойността на товарното съпро­

Таблица 3Тг = 80 °С Т2 = 20 °САТ) °с 3 3 3,5 3,5 4Рв W 189 189 220 220 252Rt Q 00 15 10 5 0и V 17,6 10,6 8,5 5,9 0I А 0 0,68 0,85 и 1,5Ре W 0 7,1 7,2 6,5 0

п % 0 3,7 3,3 2,9 0

тивление, U е напрежението на изводите на реали­зирания термоелектрически генератор, I е токътпрез генератора, Ре е електрическата мощност на изводите на генератора, г) е коефициента на полез­но действие на генератора. В случая коефициента на полезно действие е определен като отношение на електрическата мощност на изводите на генера­тора Рв към електрическата мощност Рв необхо­дима за загряване на топлата вода с АЛ,изразен в проценти, или

(4) rj = (Ре /Рв)х 100 [%].Съществуват и други коефициенти за характе­

ризиране на качеството на термоелектрическите преобразуватели, но те са предназначени основно за сравнение на различни типове термоелементи и в случая не са от значение.

Както се вижда от получените резултати ефективността на термоелектрическия генератор расте с квадрата на температурната разлика между топлата и студената вода. При 43 °С максималната мощност е 1,22 W (23 °С температурна разлика), при 61 °С максималната мощност е 3,48 W (41 °С температурна разлика) и при 80 °С максималната мощност е 7,2 W (60 °С температурна разлика).

Коефициентът на полезно действие // в случая е определен ориентировъчно, но като се има предвид малкият коефициент на полезно действие на този термоелектрически генератор, по-точното му оп­ределяне не е необходимо.

За да се добие представа за това, доколко дос­тавените термоелементи от различни производи­тели имат еднакви характеристики е измерено напрежението на всеки термоелемент при темпе­ратура на топлата вода 80 °С, температура на сту­дената вода 20 °при три отделни режима на нато­варване- при отворена верига (7?т= <»), при съгла­суван товар (Дт= 10 Q) и при късо съединение. (Дт= 0). Напреженията на отделните термоелемен­ти са номерирани с индекси от едно до десет и са във волтове. Резултатите са нанесени в Таблица 4. От резултатите се вижда, че максималната разли­

60ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® ДОКЛАДИ

ката между напреженията на отделните термоеле- менти при отворена верига не превишава 15% {U9-U5 = 1,9 - 1,62 = 0,18 V при средно напреже­ние на елемент 1,76 V), Средното напрежение на елемент е близко до номиналното напрежение за този тип (ТЕС1-12715) термоелектрически преоб- разователи показано в каталозите на производите­лите.

От отчетеното напрежение на изводите на тер- моелементите в режим на късо съединение може да се съди за разсейването на стойностите на тяхното вътрешно съпротивление. Както се вижда от резул­

татите, разсейването е по-малко от това на напре­женията на празен ход, което означава, че термое- лементите са с много близки вътрешни съпротив­ления и вероятно съществува корелация между по- голямо напрежение но празен ход и по-голямо вът­решно съпротивление на даден термоелемент. При съгласувано натоварване напреженията на изхода са близки до половината на напреженията на пра­зен ход, което означава, че при промяна на товара вътрешното съпротивление на термоелементите не се изменя чувствително.

Таблица 4U\ u2 U3 Ua U5 u6 u7 Us u9 Ню Hop

Rt = 00 1,71 1,75 1,69 1,65 1,62 1,77 1,81 1,83 1,9 1,87 1,76Rt= 10 q 0,82 0,79 0,78 0,81 0,84 0,86 0,88 0,85 0,85 0,82 0,83

4 II 0 0,09 0,07 0,04 0,06 -0,03 -0,05 0,00 -0,07 -0,07 -0,04 0,00

Друга важна характеристика на устройствата за получаване на електрическа енергия от възобновя- еми източници е специфичната цена за ват мощ- ност.При малки мощности на фотоволтаичните клетки цената варира около 0,3 $/W. За вятърните генератори е значително по висока.

В настоящия случай при температура на горе­щата вода 80 °С имаме полезна мощност от 7,2 W При цена от 6$ на елемент се получава специ­фична цена от 8,3 $/W.Като се вземе предвид факта, че в определени слу­чай при термоелектрическите преобразуватели може да се разчита на постоянна мощност, то спе­цифичната цена на ват, по отношение на фотовол­таичните преобразуватели може да се редуцира три.четири пъти. В такива случай термоелектри­ческите преобразователи за малки температурни разлики остават около десет пъти по скъпи от фо­товолтаичните и са приложими само в специфич­ни случаи.

ЗаключениеВ предложения доклад са разгледани и анализи­

рани експерименталните резултати от модел на термоелектрически генератор, работещ на базата на топла отпадъчна вода и използващ термоелект­рически елементи предназначени основно за ох­лаждане.Резултатите от изследванията показват,че

използваните евтини елементи отговарят на ката­ложните данни. В зависимост от температурата на горещата вода е определена максималната изходна мощност на реализирания термоелектрически ге­нератор. Получена е специфичната цена за ват инсталирана мощност и е показано, че в определе­ни случай приложението на подобни термоелект­рически преобразуватели може да се окаже ико­номически изгодно.

Литература[1] D M. Rowe. Thermoelectrics Handbook: Macro to

Nano CRC Press, 9.12.2005 r. -1014 страници[2] Thermoelectrics and its Energy Harvesting, 2-

Volume Set by David Michael Rowe (Apr 25, 2012)[3] L.I. Anatychuk Thermoelectricity. Volume I.

Physics of Thermoelectricity. Institute of Thermoelectricity, Kyiv, Chemivtsi, 1998. - 376 p.

[4] L.I. Anatychuk. Thermoelectricity. Volume II. Thermoelectric energy converters. Institute of Thermoelectricity, Kyiv, Chemivtsi, 2005. - 348 p [3] Thermoelectrics: Basic Principles and New Materials Devel-opments by G.S. Nolas, J. Sharp and J. Goldsmid (Jun 20, 2001)

[5] Thermoelectricity: An Introduction to the Principles (Dover Books on Physics) Paperback by D. K. C. MacDonald (Author), Physics (Author)

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 61 ДОКЛАДИ

CIGS thin film solar cells optimization

Krasimira SHTEREVA, Velyana ZHELYAZOVA

Ruse University “A. Kanchev”, Department of Electronics,7017 Ruse, Bulgaria, 8 “Studentska” str., E-mail: KShtereva@ecs.uni-ruse.bg, vzhelyazova@uni-ruse

Abstract. A baseline Cu(In,Ga)Se: (CIGS) solar cell was built and a set of material parameters was determined for electrical and optical modeling of this cell. The band gap (Eg) of CIGS absorber layer was modified over the range 1.04-1.67 eV. Maximum conversion efficiency (rj) of 19.78% was obtained for Eg = 1.4 eV and a 3 pm thick CIGS layer. Simulated residts show that the conversion efficiency is lowered by about 2% for a thin (0.5 pm) absorber layer compared to the conversion efficiency of a thick (3 pm) CIGS layer. The reduction of the conversion e fficiency resulted mainly from losses in a short circuit current (Jsc) followed by a lower FF. and a slightly reduced Voc. Increasing CIGS thickness increases output power, which reaches a maximum value at 3 pm thick CIGS layer.

Оптимизация на тънкослойни CIGS соларни клетки (Красимира Щерева, Веляна Желязова). Изградена е базова структура на Cn(In,Ga)Se2 (CIGS) соларна клетка и са определени параметрите за моделиране на нейните електрически и оптични характеристики. Широчината на забранената зона (Eg) на CIGS абсорбера се променя в диапазона 1.04-1.67 eV. Максимална ефективност на преобразуване (ц) 19.78% е получена при Eg = 1.4 eV и дебелина на CIGS слоя 3 рт. Резултатите от симулациите показват, че ефективността е по-малка с около 2% при тънък (0.5 рт) абсорбер в сравнение с тази при CIGS слой с дебелина 3 рт. Намаляването се дължи основно на намаляване на тока на късо съединение (I,), по-нисък FF и незначително намаляване на Voc. Увеличаването на дебелината на CIGS слоя води до нарастване на мощността, която достига максимална стойност при слой с дебелина 3 рт.

IntroductionThe copper indium/gallium diselenide (CIGS)

solar cells have shown the highest efficiency potential among thin film photovoltaic (PV) devices. According the listings of the highest confirmed efficiencies for a range of solar cells and modules, an efficiency of 20.5% has been measured for a 1 cm2 CIGS cell fabricated by Solibro [1]. Except for high efficiency, other attractive features of CIGS as an absorber material for thin film photovoltaic technologies are long term stability and good resistance to ionized radiation, which enables space applications of CIGS devices, as well as potential for low-cost production [2]. Copper indium/gallium diselenide is a direct bandgap material with a band gap of 1.1-1.2 eV. Owing to its high absorption coefficient (~105 cm1), a thin layer of ~2 pm is sufficient to absorb the useful part of the spectrum [3]. The main factors, which limit the efficiency of CIGS solar cell or cause the power

reduction, are optical, and collection losses, recombination losses and resistance losses.

Modeling is an important tool for gaining a deeper insight in the physical phenomena and for finding the relationship between the material properties and electrical and optical parameters of the device. The solar cell performance depends on a large number of variables, such as the thickness of the layers and their physical parameters (density of states, a band gap, carrier concentration and mobilities). It is difficult, and economically ineffective to evaluate experimentally the effects of each variable on the cell characteristics. Simulation studies on thin film solar cells have been reported by many groups [4-7].

In this work, an electrical and optical modeling of a baseline CIGS solar cell (ZnO(/i)/CdS(w)/CIGS(p)) is performed using the one-dimensional numerical program, AFORS-HET. In the thin film CIGS module the most expensive layer in terms of both, materials and deposition systems, is a CIGS absorber.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 62 ДОКЛАДИ

Therefore, one way to lower the module cost is to reduce the thickness of the CIGS layer. Depending on the composition and the In/Ga ratio, the band gap of the CIGS material can vary from 1.04 eV to 1.67 eV 181. Current-voltage (J-V), power-voltage (P-V) and quantum-efficiency (QE) simulation results are presented for a thickness range of the CIGS absorber layer of 0.25 - 3 pm, and an EG ranging from 1.04 eV to 1.67 eV.

Device modelThe modeling calculations that will be discussed in

this work used AFORS-HET computer software. AFORS-HET is a numerical simulation tool, which can be used for modeling of homojunction and heterojunction photovoltaic devices. AFORS-HET solves one dimensional semiconductor equations (Poisson equation and current continuity equations) under thermodynamic equilibrium, steady-state conditions under an external applied voltage or current and/or illumination and transient conditions.

the AFORS-HET simulations were performed under illumination at AMI.5 solar radiation spectrum with a power density of 1000 W/m2. The device model consists of three layers, a 1000 nm ZnO w indow, 50 nm CdS buffer layer and a CIGS absorber layer with a thickness varying from 250 nm to 3000 nm (Fig. 1).

hv

/ t i Г т~7

/AZnOCdS

CIGS /Back contact y

Substrate ///Fig.l. Structure of the simulated solar cell.

Table 1Material parameters used for the simulations with AFORS-

HET

ZnO(n) CdS(n) CIGS(p)Thickness (mil) 1000 50 250=3000Dielectric constant 8.656 11 12Electron affinity (eV)

4.3 4.2 4.4

Band gap (eV) 3.4 2.4 1.04=1.67Effective conduction band density (cm3)

2.95xl018 2.2xl018 2.2xl0ls

Effective valence band density (cm 3)

1.14xl019 1.8xl019 1.8x10

Electron mobility (cnr/Vs)

100 100 100

Hole mobility (cnf/Vs)

25 25 25

Acceptorconcentration (cm 3)

0 0 4xl016

Donor concentration (cm3)

3xl020 2xl019 0

Thermal velocity of electrons (cni/s)

l(f 107 107

Thermal velocity of holes (cni/s)

hf 107 10

Layer density (gem3)

2.328 2.328 2.328

Effective density of conduction band states can be calculated using the equation 1 [12]:

(1) A'b27unnkT' ~h2 /

3

2

where h is the Planck's constant (/? = 4,1356xlO~15eFx), ml is the effective mass of electrons, k is theBoltzmann’s constant (A' = 8.6173324xl0~5H7A') and Tis the temperature.

The electron and hole effective masses are ml=0.24ma and ///,, -O.59m0 for ZnO [13] andml =0.2m{) and ml =0.8m0 for CdS and CIGS [14].

The electron capture coefficient cn is given in units of cnr/sec and is calculated by [12]:

Series resistance of 1 Qcnr is included in the simulations [9].

The input parameters for electrical and optical modelling (Table 1) were obtained from published literature 110.111 or calculated by the authors.

(2) cn = °nVth ,

where <Jn is the electron capture cross sections, vth is the thermal velocity.

An estimated lifetime (LT) can be calculated from the defect density (DD), ATf, by:

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015(g) 63 ДОКЛАДИ

(3) v = (ovthNdef),

The band diagram for a baseline CIGS solar cell calculated in thermodynamic equilibrium is plotted in Fig. 2. The selected electron affinities generate a barrier at the CdS-CIGS interface.

Fig. 2. Simulated band diagram for a baseline CIGS cell.

ResultsIn Fig. 3 are plotted light and dark J-V curves

obtained from simulations with the baseline parameters for a 3 pm thick CIGS layer and a band gap width of 1.15 eV.

Fig.3. J-V curves obtained in light and in darkness for a baseline CIGS cell.

The simulated open circuit voltage (Foe) of 659.6 mV, short circuit current density (./sc) of 33.7 mA/cm2, fill factor (FF) of 75.84% and efficiency (rf) of 16.7%, correspond well to the measurement and simulation results reported from other groups [11, 15]. The Jsc, / /' and // are somewhat lower than the Pettersson’s results most likely due to the thickness of a ZnO layer. In our previous research[9] we found that the optimal value of ZnO thickness

is 1 pm for achieving maximum power and maximum conversion efficiency of the baseline case.

The quantum efficiency (QE) results from simulations with the baseline parameters (3 pm thick CIGS, Eg = 1.15 eV) are presented in Fig. 4.

cell.

Quantum efficiency shows a peak response of -96.8%. The reduction of the quantum efficiency in the ultraviolet (UV) region is caused by the absorption and recombination in the CdS buffer layer. QE maximum at -600 nm resulted from the interference in the window layer. It reflects the transmittance of this layer and depends on its thickness. The absorption in the absorber layer and the recombination at the back contact cause the drop of QE in the infrared (IR) region.

The band gap of the CIGS semiconductor can be adjusted over a range of 1.04-1.67 eV via modification of the composition by means of varying Ga/In ratio. In Fig. 5 are shown simulated device efficiency tj and open-circuit voltage Foe for a thin (0.5 pm) and a thick (3 pm) CIGS layer as a function of the varying Eg. As can be seen, the band gap widening resulted in the monotonous increase of Foe. Simulated results showed that the conversion efficiency is lowered by about 2% for a thin (0.5 pm) absorber layer compared to the conversion efficiency of a thick (3 pm) CIGS layer. This reduction resulted mainly from losses in Jsc followed by a lower FF, and a slightly reduced Foc. However, the comparison between the obtained maximum efficiencies ri {Eg = 1.15 eV) = 16.7% (3 pm thick CIGS) and rj (Eg =1.5 eV) = 17.85% (0.5 pm thick CIGS) shows an improvement of 1.15% for the device with a thinner absorber when having a higher band gap energy. Maximum щ of 19.78% is obtained for a 3 pm CIGS layer with Es= 1.4 eV.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 64 ДОКЛАДИ

ГО ' 12 ' 1A ' i f iЕ [еУ19

Fig. 5. (a) Simulated efficiency, rj and (b) open circuit voltage, Voc, versus band gap energy, Eg, for a 0.5 pm and 3 pm thick CIGS layer.

Actually, other authors observed the same correlation between the CIGS band gap and the device performance [8]. As found [16], when the CIGS thickness is reduced the importance of the increased Ga/(In+Ga) ratio (the enhance Eg) is increased. The experimental results of Edoff et al. [17] showed that it is possible to produce CIGS solar cells with efficiency of 14.4% at CIGS thickness of 0.8 pm. The experimental results indicate that the possible reduction of the CIGS thickness is to 1.3-1.4 pm with regard to achieving minor losses, and when the back contact passivation is ensured. For CIGS thicknesses below 1 pm, losses above 10% can be anticipated as compared to ticker CIGS layers. These experimental findings are in good agreement with our simulated results for dependence of output power on the absorber thickness displayed in Fig. 6.

Fig. 6. P-V characteristics for CIGS layer thicknesses of 250 nm, 500 nm, 1000 nm, 1500 nm, 2000 nm and 3000 nm.

Maximum power is increased with increasing CIGS thickness. The rapid grow is particularly pronounced for an absorber thicknesses ranging from 0,25 to 1 pm. The power output shows a slight increase in the CIGS range of 1.0-1.5 pm. Maximum power remains almost steady for the device with a 1.5-3 pm thick absorber layer. These results suggest that it is possible to reduce the CIGS thickness -w ithout degradation of the device characteristics.

Conclusion

In this work a baseline set of parameters is employed for modeling CIGS solar cells with a varying absorber thicknesses and a band gap. It was found that band gap widening resulted in increased Toe from 548,4 mV (Tg=1.04eV) to 900,9 mV (Eg = 1.4eV), and reduction of Jst from 35,71 mA/cm2 (A. = 1.04eV) to 27.17 mA/cm2 (/. = 1.4eV) The conversion efficiency increases with increasing Eg. Maximum // of 19.78% is obtained for a 3 pm CIGS layer (Tg = 1.4 cV). Comparison between maximum efficiency // (Eg = 1.15 eV) = 16.7% of 3 pm thick CIGS and // (Tg = 1.5 eV) = 17.85% of 0.5 pm thick CIGS shows an improvement of 1.15% for the device with a thinner absorber when having a higher band gap energy. Increased thickness of the CIGS layer increases output power mainly due to increased output voltage. The maximum power increases slightly in the CIGS thickness range of 1.0-1.5 pm and remains almost steady for the device with a 1.5-3 pm thick absorber layer. These results suggest that it is possible to reduce the CIGS thickness without degradation of the device characteristics.

REFERENCES[1] Green, M.. A. K. Emery, Y. Hisliikawa, W. Warta,

E. D. Dunlop. Solar Cell Efficiency Tables (version 44). Progress in Photovoltaics: Research and Applications, 22, 2014, pp. 701-710.

[2] Dhankhar, M„ O. P. Singh.V. N. Singh. Physical principles of losses in thin film solar cells and efficiency enhancement methods. Renewable and Sustainable Energy Reviews, 40, 2014, pp. 214-223.

[3] Romeo, A., M. Terheggen, D. Abou-Ras, D. L.Batzner, F.-J. Haug, M. Kalin, D. Rudmann, A. N. Tiwari. Development of Thin-film Cu(In,Ga)Se2 and CdTe Solar Cells. Progress in Photovoltaics: Research andApplications, 12, 2004, pp. 93-111.

|4] Zeman, M„ O. Isabella, S. Solntsev, K. Jager. Modelling of thin-film silicon solar cells. Solar EnergyMaterials&SolarCells,119, 2013, pp.94-111.

15] Patel, M„ A. Ray. Enhancement of output performance of CmZnSnS.4 thin film solar cells— A

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 65 ДОКЛАДИ

numerical simulation approach and comparis on to experiments. PhysicaB 407, 2012, pp. 4391-4397.

[6] Zneliyazova, V., K. Shtereva. Optimization of the Electrical Parameters of Silicon Heterojunction Solar Cells. Scientific Journal Agricultural Engineering, 3, 2013, pp. 11-18.

[7] Movla, H. Optimization of the CIGS based thin film solar cells: Numerical simulation and analysis. Optik, 125, 2014, pp.67-70.

[8] Gloeckler, M, J. R. Sites. Band-gap grading in Cu(In,Ga)Se2 solar cells. Journal of Physics and Chemistry of Solids, 66, 2005, pp. 1891-1894.

[9] Shtereva, K. S., V. M. Zhelyazova, V. Tvarozek. Optimization of ZnO transparent contact electrodes for thin film solar cells. Int. ADEPT 2014, Tatranska Lomnica, High Tatras, Slovakia, pp. 87-90.

[10] Gloeckler, M., A. L. Fahrenbruch, J. R. Sites. Numerical modeling of CIGS and CdTe solar cells: setting the baseline. Int. Proceedings of the Third World Conference on Photovoltaic Energy Conversion, 491-494 (2003).

[11] Ouedraogo, S., F. Zougmore, J. M. B. Ndjaka. Computational analysis of the effect of the surface defect layer (SDL) properties on Cu(In, Ga)Se2 based solar cell performances. Journal of Physics and Chemistry of Solids, 75, 2014, pp. 688-695.

[12] Pierret, R. F. Advanced Semiconductor Fundamentals, vol. VI. Prentice Hall. NJ, 2003.

[13] Norton, D. P., Y. W. Heo, M. P. Ivill, K. Ip, S. J. Pearton, M. F. Chisholm, T. Steiner. ZnO: growth, doping & processing. Materialstoday, 2004, pp. 34-40.

[14] Electronic archive. New Semiconductor Materials. Characteristics and Properties. Ioffe Physico-Technical Institute, http://www.ioffe.ru/SVA/NSM/, accessed 13.01.2013.

[15] Pettersson, J., C. Platzer-Bjorkman, U. Zimmermann, M. Edoff Baseline model of graded- absorber Cu(In,Ga)Se2 solar cells applied to cells with Zni-xMgxO buffer layers. Thin Solid Films, 519, 2011, pp. 7476-7480.

[16] Lundberg O., M. Edoff, L. Stolt. The effect of Ga- grading in CIGS thin film solar cells. Thin Solid Films 480M81, 2005, pp. 520-525.

[17] Edoff, M., S. Schleussner, E. Wallin, O. Lundberg. Technological and economical aspects on the influence of reduced Cu(In,Ga)Se2 thickness and Ga grading for co­evaporated Cu(In,Ga)Se2 modules. Thin Solid Films, 519, 2011, pp. 7530-7533.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 66 ДОКЛАДИ

Установяване оптималния работен режим на термоелектрически хладилник

Ивайло БЕЛОВСКИ* и Анатолий АЛЕКСАНДРОВ* *

Технически Университет Габрово, факултет „Електротехника и електроника”, 5300 Габрово, Бъл­гария, ул. „Хаджи Димитър“ 4, e-mail: *ivbel@abv.bg; **alex@tugab.bg

Резюме. Термоелектрическите модули са елементи, които преобразуват съществува­щите в природата, а и в резултат на човешката дейност температурни разлики в електри­ческа енергия (ефект на Зеебек) или превръщат електрическата енергия в температурна раз­лика (ефект на Пелтие). Данните за конструктивните характеристики и параметри на про­извежданите термоелектрически модули са недостатъчни и това налага тяхното по - обс­тойно изследване. Цел на настоящата разработка е да се създаде и изследва термоелектри- ческа батерия на базата на термоелектрически преобразувател и експериментално да се ус­танови оптималния работен постояннотоков режим за постигане на максимално охлаждане на затворен обем.

Establish the optimum operating mode of thermoelectric refrigerator (Ivaylo Belovski, Ana­toliy Aleksandrov). Thermoelectric modules are elements that convert existing in nature, and as a re­sult of human activities temperature gradient into electrical energy (Seebeck effect) or convert electri­cal energy> into a temperature gradient (Peltier effect). Information for structural characteristics and parameters of manufactured thermoelectric modules are inadequate and require in their scrutiny. The purpose of this paper is to create and explore thermoelectric battery based thermoelectric converter and experimentally determine the optimal working DC mode to achieve maximum cooling the closed volume.

УводТермоелектрическите преобразуватели на енер­

гия са елементи, които пряко преобразуват темпе­ратурната разлика в електрическа енергия или електрическата енергия в температурен градиент. Те могат да бъдат разделени на три основни групи:

Термоелектрически генератори; Термоелектрически хладилници; Термоелектрически нагреватели.

Днес, термоелектрическите прибори намират успешно приложение в съвременния бит, повиша­вайки комфорта и качеството на живот на хората. Именно затова, методите на проектиране, изслед­ване и конструиране на термоелектрически уст­ройства привличат все по-широк кръг от специа­листи.

Основно звено в термоелектрическите преобра­зуватели е термоелемента [1]. Термоелемент се нарича преобразувател на термоелектрическа

енергия, съдържащ минимален брой компоненти, в който възниква ефект, необходим за принципа му на работа. Най - разпространеният термоеле­мент е този, чийто принцип на работа се основава на надлъжният ефект на Зеебек или Пелтие, нари­чан просто термодвойка. Неговата опростена схе­ма е показана на фиг. 1.

Фиг.1. Термоелемент.

1, 3, 5 -метални пластини; 2 - полупроводник п - тип; 4 - полупроводник р - тип.

Термоелектрическите преобразуватели се на­ричат термоелектрически модули (ТЕМ). Те са

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 67 ДОКЛАДИ

активната част на устройствата, в които сс извър­шва термослсктрическо преобразуване на енергия­та.

Термоелектрическото охлаждане на основата на ефекта на Пелтие намира широко приложение през последните години [2]. Термоелектрическите модули имат няколко неоспорими предимства, като: просто устройство и малки габаритни разме­ри; надеждност на конструкцията и дълъг срок на експлоатация (над 200000 часа); точно поддържа­не и плавно регулиране на температурата; липса на движещи се части и вредни за околната среда хладилни агенти; ниска консумация; висока ефек­тивност - до няколко стотни вата и др. 131.

Цел на настоящата разработка е да сс създаде и изследва термоелектрическа батерия (ТЕБ) на ба­зата на термоелектрически модул на Пелтие и екс­периментално да се установи оптималният рабо­тен постояннотоков режим за постигане на макси­мално охлаждане на затворен обем.

ЕкспериментЗа провеждане на експеримента е конструирана

термоелектрическа хладилна система, която оси­гурява необходимата термостабилизация. Тя сс състои от ТЕБ и термостатиран съд, изграден от двойни стени, между които е вграден термоизола­ционен слой. В съда сс разчита единствено на ес- тсствснната конвекция п липсва допълнителна вентилация.

Основен възел на термоелектрическата хладил­на система с термоелектрическата батерия, в която е вграден термоелектрически преобразувател на енергия - модул на Е1слтие (фиг. 2).

За нормална работа на ТЕМ е необходимо да се осигури ефективен топлообмен между горещата и студената му страна.

Фиг.2. Термоелектрическа батерия

За тази цел се използват подходящи радиатори 1 и 6 и вентилатор 7 за горещия край. За отвежда­не на топлината между радиатора и ТЕМ на Е1ел- тие се използва топлоотводьт 2. Той сс монтира

към студената страна на модула на Пелтие, поради по-малката плътност на топлинния поток. Термо- изолиращите втулки 8 служат за намаляване на топлообмена между горещия и студения радиатор на ТЕБ.

Термоелектрическият модул на Пелтие е изгра­ден от множество термоелектрически елементи, свързани последователно и паралелно в електри­ческа верига, и паралелно в топлинна верига. Те са монтирани между две успоредни керамични плочи 3 с висока топлопроводност. Самият термоелемент (най-малката градивна част на ТЕМ на Пелтие) се състои от Р и N полупроводници 5 с правоъгълна форма, свързани с метален мост 4. Действието му се основава на ефекта на Пелтие. който сс дължи на поглъщане и отделяне на топлина в контактите между метала и полупроводниците. В кой край ще се поглъща или отделя топлина зависи от посоката на тока [4].Ако през един такъв термоелемент, поставен при нормална постоянна температура сс пропусне електрически ток / от N към Р полупроводника, след много кратко време (няколко секунди) се установява, че горният край сс с охладил до тем­пература 1\ - по-ниска от околната, а долният се езагрял до температура Т0 - по-висока от околната.

При анализа на елементарния модел сс отчита ефектът на Пелтие и отделената топлина на Джаул, а ефектът на Томпсън се пренебрегва [5]. В този случай сс смята, че половината топлина на Джаул сс пренася към студената страна, а другата половина - към горещата [6].Топлинната мощност, погълната от студения край, е:

(1) О = -П1 + 0.5rf- ,

кьдето. П - коефициент на Пелтие, г - съпротив­лението на тсрмослсмента. 1 - токът през него.

Температурната характеристика на такъв термоелемент с представена на фиг.З. От нея сс вижда, чс съществува стойност на тока I при която се достига максимално охлаждане.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 68 ДОКЛАДИ

Фиг.З. Температурна характеристика на термоеле- мент в режим на охлаж дане.

където, Г — IУ 0"|Л| &2 У 2 у

(6) k„ = j(Vi +k2s2)

(Jj, с, - коефициенти на електропроводимост на клоновете, к], Ат - коефициенти на топлопро­водност.Израз (5) може да се запише така:

(7) ДГтах=0,5ЗД2,

където:

1 - топлина на Джаул; 2 — погълната топлинна мощ­ност (ефект на Пелтие): 3 - температура на студе­ната страна.

При по - малки токове намалява поглъщането на топлина, вследствие ефекта на Пелтие, а при по - големи - нараства ролята на Джауловата топли­на.

Студеният край поглъща както топлината Q0,отдавана от охлажданото тяло или от околната среда, контактуваща е него, така и топлината, пре­насяща се по клоновете (поради наличието на топлопроводност) от топлия към студения край.

Ако температурната разлика АТ е максимална ((АТ = Т0-ТХ ) н Оп = 0, т.е. липсва топлинен

Z0 - качествен фактор натермоелемента; ах, а2 -коефициенти на термо електродвижещо напреже­ние (термо е.д.н.) на двата клона.Минималната температура на хладната страна се определя от израза:

(9) ТхyJ\ + 2T0Z(] -1

товар), то уравнението на топлинния баланс на студения край е:

Ако О0 = О0 , т.е. при наличието на мак­симален топлинен товар, уравнението за топлинен

(2) -k0AТ =-П/ + 0.5rl2 , баланс е следното:

където, к0 - коефициент на топлопроводност на(10) (qTj — a2)ITx -0.5rl2 -k0AT = Q0

клоновете.От (1) и (2) следва: (11) АТ = AT

Ч

(3) /„=- ГЗа оценка на максималната икономичност при

работа се въвежда хладилен коефициент е :

П“(4) етах=— 2 г

(12) s=Q-.W

Максималната температурна разлика е равна на: където,

(5) Д7;ах - 2к/,(13) W =rl: +(ах -а2)АП,

W - консумирана електрическа мощност от тер-моелемента

Оптимизацията по ток, при която S = £ ах е:

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 69 ДОКЛАДИ

60

/■| ^/l + 0,5Z0(T0 + Tx)-\(14)

Tx y j x n i s z u - T ) T J T

A T v'i+o,5Z0(r0+7;)+i

а оптималното захранващо напрежение на термое- лемента следва да бъде:

(16)(«1 - а2 )АТ

^]\ + 0,5Z(](T(]+Tx)-\

Работата на ТЕМ на Пелтие като охлаждащ елемент зависи до голяма степен от термоелектри- ческата ефективност на материалите и темпера­турната разлика АТ в двата края на ТЕМ.

По време на експеримента са изследвани експ­лоатационните и преобразувателните характерис­тики на синтезираната ТЕБ на основата на ТЕМ на Е1елтие ТЕС1-12712 YK-0458. Каталожните данни на елемента са представени в таблица 1.

Таблица 1Каталожни данни на елемент ТЕ( 7 12712

Тип Umax(V)

Imax(A)

ДТтах(С)

Qmax(W)

Д/Ш/В(inm)

R(П)

ТЕС1-12712 15,5 12 55 40.1 40-40х

4,6 1,2

Резултати и обсъжданеПроведени са редица измервания на температу ­

рите на студения радиатор (7/), на горещия радиа­тор (То) и на температурата в охлаждания обема (Ту) при захранващи токове от 5А до 11А . Полу­чените резултати са представени в графичен вид.

Целта е да се намери онази оптимална стойност на тока Iopt през ТЕБ, при която се постига мини­

мална температура на студената страна Т. наТЕМ и минимална температура в затворения обем.

Преобразувател и ите характеристики: темпера­турната разлика между горещия и студения радиа­тор АТ във функция от времето t (АТ = f ( t ) ) при различни захранващи токове са показани на фиг. 4. Зависимостите са нелинейни и имат ясно изразен участък на насищане, който настъпва между петата и десетата минута след началото на експеримента. От графиката се вижда, че макси­мална температурна разлика А Т се получава при ток, близък до максималния ( /тах = 124 ).

I mill

Фиг. 4. Семейство преобразувателни характеристики: температурната разлика АТ във функция от времето

А7 ’ = /(f) при 1 = const

25

20

г, U

н 10

5

о; ; : • ~ 1 т ■0 10 20 30 40 50 60 70

I. mill

— l ~ 5 A 1_6Л

А—НА

—1=9А

-♦-иол—И1Л

Фиг. 5. Семейство преобразувателни характеристики: температурата в охлаждания обем /■■ във функция от

времето t: Tv = f ( t ) при I = const

Фиг. 6. Семейство преобразувателни характеристики: температурата в охлаждания обемТу във функция от

температурната разлика АТ : Ту = f (AT) при

I = const

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 70 ДОКЛАДИ

12

10

8

- 6f—<

4

2

0

O 5 \ 10 15

Фиг. 7. Зависимост на температурата в охлаждания обем 1\,, от протичащия през ТЕБ ток:

Ту =/(/)

Графиката на фиг.5 показва как сс променя температурата в изследвания обем 7У в зависимост от времето t. при различни захранващи токове. На фиг.6 и фиг.7 е представено изменението на тем­пературата в обема Tv, съответно в зависимост от температурната разлика АТ и големината на вход­ния ток I.

От получените експериментални резултати могат да се направят следните изводи:

1. Най - голяма температурна разлика А2' меж­ду студената и горещата страна на ТЕБ се по­лучава при максимален входен ток I = 1 \А

2. Минимална температура в обема Ту не се постига при максимална температурна разли­ка АТ ( фиг.6). Това е така, защото с повиша­ването на температурата на горещата страна, поради топлопроводност на клоновете се по­вишава и температурата на студената страна.

3. Оптималният ток, при който се достига ми­нимална температура в обема е Iapt = 7 А . От

- Температурната разлика АТ между горещия и студения радиатор на ТЕБ във функция от вре­мето I АТ = /(?). при различни захранващи то­кове;

- Температурата в обема на съда Tv във

функция от времето t : Ту = /(/), при различни

захранващи токове;- Температурата в обема на съда Ту във

функция от температурната разлика АТ между горещия и студения радиатор на ТЕБ: Ту = /(АТ7), при различни захранващи токове;

- Температурата в охлажданият обем Ту във

фукция от протичащия през ТЕБ ток 7: Tv = f ( I )

Определени са: максималната температурна разлика между горещия и студения радиатор наТЕБ : А77

тах=48°Си оптималния ток Iopt =7А,

при който се получава минимална температура в

охлаждания обем Ту = 5 ° С .

фиг.7 ясно се вижда, че увеличаването на тока над тази стойност, не само не води до пони­жаване на температурата, ами напротив - тя се покачва.

ЗаключениеСъздадена е термоелектрическа хладилна сис­

тема на базата на термоелектрически модул на Пелтие.

Изследвани са следните експлоатационни и преобразувателни характеристики:

Получените експериментални резултати показ­ват, че изследваната ТЕБ е подходяща за термос- татиране на сравнително малки обеми. Увеличава­не на коефициента на полезно действие (КПД) на термоелектрическите елементи може да се постиг­не, както с използването на материали с по - висок качествен фактор Z0, който зависи пряко от тер-

моелектрическата ефективност на материала, из­ползван за клоновете, така и чрез увеличаване на температурната разлика А Т .

Обект на бъдещо изследване е синтезиране на термоелектрическа батерия с каскаден термоеле-

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 71 ДОКЛАДИ

мент. Това би създало предпоставки за повишава­не на хладопроизводителността, както в по - мал­ки, така и в по - големи изолирани обеми.

ЛИТЕРАТУРА

|1] Анатмчук, Л. Термозлектрические преобразу­ватели знергии. Институт Термозлектричества. Киев.2003.

121 Бахчеджиев, X.. Т. Чолаков, М. Нешев. Л. Бе- дикян. Термоелектрически хладилно-отоплителни сис­теми. Ботевград, том 1. 1998. стр. 188-193.

[3] Standard Common Thermoelectric Cooing Mod­ule. 03.2015, http://www.huimao.com

|41 Александров, А., Полупроводникови елементи и интегрални схеми. Екс-прес. Габрово. 2012.

[5] Ильярский. О., X. Удалов. Темозлектрические елементи. Знергия, Москва, 1970.

[6] Kasper В.. J. de Boor, and Other. Measuring Thermoelectric Transport Properties of Materials. Energy and Environmental Science . vol. 8. 2015, pp.423.

Докторант Ивайло P. Беловски - ТУ - Габрово, катедра ..Електроника ТУ - Варна, 1998 г., Термоелектрически елементи, тел.: 0878532539 e-mail:ivhel(d),ahv.bp

Проф. д-р Анатолий Т. ,Александров - ТУ - Габро­во, катедра ..Електроника": ВМЕИ - Габрово. 1984 г. Сензорна техника, микроелектроника и системи за управление.тел.: (066) 827 251 e-mail: alex@tugab.bg

ФОРУМ Е ЛЕКТРО Н И КА 2015® 72 ДОКЛАДИ

Structure and Magnetic Properties of Nanosized Al-substituted Barium Hexaferrite Powders Obtained by Single Microemulsion

Method

Petya PENEVA*, Tatyana KOUTZAROVA*, Svetoslav KOLEV*, Chavdar GHELEV*, Benedicte VERTRUYEN**, Catherine HENRIST** and Andrzej

ZALESKI***

* Institute of Electronics, Bulgarian Academy of Sciences, 72 Tzarigradsko Chaussee, 1784 Sofia,Bulgaria, e-mail: petya_venelinova_peneva@abv.bg

** LSIC, Chemistry Department B6, University of Liege, Sart Tilman, B-4000 Liege, Belgium

*** Institute of Low Temperature and Structure Research, PAS, 50422 Wroclaw, Poland

Abstract. We report studies on the correlation between the microstructure, crystalline structure and magnetic properties of nanosized monodomain Al-substituted barium hexaferrite (BaFeuAhOw) powders obtained by the single microemulsion method. The role is discussed of the synthesis conditions on the structural and magnetic properties of the resulting powders. The microscopy studies showed that the particles in the samples had a perfect hexagonal shape and a size between 80 nm and 175 nm depending on the synthesis conditions. The value of the saturation magnetization Ms measured was very high, 66.12 emu/g, in comparison with that of Babe пАЬОн; obtained by other methods. The hysteresis loop was very narrow, with the coercivity Hc being 163 Oe, which indicated that the particles were in a near-superparamagnetic state.

Структурни и магнитни свойства на Al-заместен бариев хексаферит получен чрез единична микроемелсия. В настоящата статия е представена връзката между структурните, микроструктурните и магнитните свойства на наноразмерен монодоменен Al-заместен бариев хексаферит (Bab'enAhOiv) получен чрез метода на единична микроемулсия. В рамките на изследването е дискутирано влиянието на промяната на условията на синтез върху структурните и магнитни свойства на BaFewAhOw. Микроскопските изследвания показаха, че в зависимост от условията на получаване могат да бъдат получени частици с големина в интервала 80-175 пт, които са с добре изразена хексагонална форма. Синтезираните от нас проби са с по-високи стойности на намагнитеност на насищане - 66.12 emu/g. Получените хистерезисни криви са много тесни като коерцитивна сила Нс е 163 Ое, което показва, че частиците са близо до своето супурпарамагнитно поведение.

IntroductionBarium hexaferrite particles is widely used as

permanent magnets, in microwave components and devices, such as circulators and absorbers as well as a magnetic recording material, due to their unique recording characteristics, a high coercivity, a modest magnetic moment, a low or positive temperature

coefficient of coercivity, and an excellent chemical stability against environmental corrosion [1, 2]. The modem technologies require miniaturization and efficient operation of the magnetic materials in various devices, which imposes the necessity of studying these materials’ properties in the nanosized monodomain state.

The M-type barium hexaferrite (BaFei20i9) is the

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 73 ДОКЛАДИ

hexaferrite family’s best known compound. Its crystal structure is the so-called magnetoplumbite structure where the magnetic Fe3+ ion occupies five different interstitial positions in a ferrimagnetic order resulting in a net magnetic moment - tetrahedral positions (4/i), octahedral positions (2a, 12k, 4/2) and trigonal bipyramidal sites (2b). The presence of magnetic Fe3+ cations in these positions is responsible for the BaFei20i9 magnetic properties and for its high magneto-crystalline anisotropy (Ki = 3.3 x 105 J m'3)[3]. It is known that substituting the Fe3+ cations in BaFei20i9 with non-magnetic cations such as Al3+ changes its magneto-crystalline anisotropy (i.e., its magnetic structure) and, thus, leads to changes in the hexaferrite’s magnetic characteristics. Somepublications reported that the Al3+ substitution in BaFei20i9 leads to a worsening of the magnetic parameters and, especially, of the saturation magnetization [4, 5]. Other authors reported an enhancement of the coercivity [6, 7].

The magnetic properties of powders of magnetic oxides are fundamentally related not only to their chemical composition, but also to the powders’ particle size, crystal structure and morphology, which can vary depending on the preparation route. The hexaferrites are complex oxides, which is why a large number of difficulties arise in preparing single-phase samples. Moreover, the hexaferrites are produced at high temperatures (above 1000 °C), which leads to an uncontrolled growth of the particles and worsening of their size and shape homogeneity. These facts influence to a large extent their properties and hinder the analysis of the results obtained. It is, therefore, very important to find methods for synthesis of monodomain nanosized hexaferrite particles with a high degree of homogeneity in what concerns their size and shape. The traditional methods of preparing nanoparticles are rather complicated; they involve a number of different steps with multiple microstructural problems that may have a detrimental effect on the magnetic performance. This is one of the reasons why researchers keep on looking for new routes of synthesis and improvement of the known ones. In view of the above, we focused our study on the single microemulsion techniques; these have been widely used to synthesize oxides because the synthesis temperature is lower than that in the classical

technologies, which allows one to prepare particles with a good size and shape homogeneity. The microemulsion method has been proposed in order to overcome the difficulties related to controlling the size distribution of the particles of oxide materials, since one of the advantages of this technique is the preparation of very uniform particles (< 1 0 % variability) [8]. A microemulsion system consists of an oil phase, a surfactant phase and an aqueous phase. The reverse microemulsion system exhibits a dynamic structure of nanosized aqueous droplets which are in constant formation, breakdown, and coalescence. Each of the aqueous droplets can act as a nanosized reactor for forming nanosized precipitate particles, which is the reason for the high homogeneity of the nanosized precipitate particles produced. In previous works we developed a technique based on a single microemulsion in view of preparing nanosized barium hexaferrite [9]. The single microemulsion method involves only one microemulsion system whose aqueous phase contains metal ions only. One of this technique’s advantages is that it is much less expensive than the classical double microemulsion method.

The present work was aimed at preparing Al- substituted barium hexaferrite (BaAlFci 1O19) powders of monodomain nanometer particle size via the single microemulsion method and studying the influence of the time and temperature of a high-temperature treatment on the powders’ microstructural and magnetic properties.

ExperimentsThe water-in-oil reverse microemulsion system of

the single microemulsion technique applied to produce BaAlFci 1 Oi 9 nanosised monodomainpowders consisted of N-cetyl-N,N,N-trimethyl-amonium bromide (CTAB), (24 wt.%) as a cationic surfactant, n-butanol (16 wt.%) as a co-surfactant, n- hexanol (20 wt.%) as a continuous oil phase, and an aqueous solution of metallic ions (40 wt.%). The precursor was prepared by using BaCl2, FeCl3 .6H20

and А1(ТЧОз)з. The molar ratio of Ba to Fe was fixed at 1 : 1 0 due to the slight solubility of barium hydroxide in water [9], while the molar ratio of A1 to Fe was 1:11.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 74 ДОКЛАДИ

Al-HF 930/10

&§ Al-HF 930/5

30

Al-HF 930/3

^ t - p .. | -1-. t40 50 60

26 (degrees)

Figure 1. X-ray diffraction pattern ofBaAlFeuOwpowders.

In the case of the classical double microemulsion, the co-precipitation reactions of synthesis of precursors for BaAlFci iCf, are assumed in general to take place when aqueous droplets containing the desirable reactants (cations and anions) collide with one another. The single microemulsion method is characterized by the presence of only one microemulsion system whose aqueous phase contains metal ions only. An advantage of using CTAB as a surfactant has to do with the possibility of a free passage of OH ions through the droplets walls in both directions. This fact allows one to use a single microemulsion system to produce precursors for barium hexaferrite particles when the precipitating agent is alkaline hydroxide. In the case reported here, the co-precipitation occurred when the precipitating solution of NaOH was added to the microemulsion containing an aqueous solution of Fe3+, Al3+ and Ba2+ cations. The reaction mixture was kept at the optimal pH of 11. The solution was stirred by a magnetic stirrer throughout the co-precipitation reaction. The precipitate obtained was separated in a centrifuge and was washed with water and a solution of chloroform and methanol (50 v.% and 50 v.%) to remove the excess surfactant. The precursor thus produced was dried and milled. The powders were synthesized at 900 °C for 3 (Al-HF 900/3) and 5 (Al-HF 900/5) hours, and at 930 °C for 3 (Al-HF 930/3), 5 (Al-HF 930/5) and 10 (Al-HF 930/10) hours.

The BaAlFenOi9 powders were characterized using X-ray diffraction analysis with Cu-Ka radiation, scanning electron microscopy (Philips ESEM XL30 FEG) and transmission electron microscopy (TEM). The magnetic measurements were carried out at room temperature using a vibration sample magnetometer.

Results and DiscussionAn XRD spectrum of the BaAlFenOi9 powders

obtained is presented in Fig. 1. The X-ray phase analysis showed that the samples were single phase with the peaks corresponding to Al-substituted barium hexaferrite with composition BaAlFenOi9. Thus, the single microemulsion technique allowed us to prepare BaAlFenOi9 at lower temperatures (900 °C), with the high-temperature synthesis being conducted for a very short time - 3 hours.

Fig. 2 presents SEM images of the powders studied. The particles were aggregated due to the strong attractive magnetic force. The particles synthesized at 900 °C and 930 °C for 3 hours (Al-HF 900/3 and Al-HF 930/3) had an average size of 80 nm and 94 nm, respectively, and did not possess the well- formed hexagonal shape that is characteristic for the hexaferrites (Fig.2 a, b). The particles of sample Al- HF 900/3 had a shape closer to the spherical, while that of the particles of sample Al-HF 930/3 was between a spheroid and a hexahedron. The powders synthesized at 900 °C and 930 °C for 5 hours (Al-HF 900/5 and Al-HF 930/5) exhibited an average size of 135 nm and 142 nm, respectively, and were with a well-developed hexagonal shape (Fig.2 c, d). The Al- HF900/5 sample particles were very thin, with a thickness of less than 20 nm (Fig.3). The particles in the powders prepared at 930 °C for 10 hours (Al-HF 930/10) had a size of 175 nm and a thickness of 35 nm (Fig.2 e). The microstructural studies demonstrated that the critical size at which the BaAlFenOi9 particles achieved a well-developed hexagonal shape was near llOnm, which is in agreement with the results for BaFei20i9 obtained by us earlier [9]. Raising either the temperature or the time of synthesis

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 75 ДОКЛАДИ

resulted in an increase of the particles' size, with the effect of the latter parameter predominating. The Al- substitution in BaFc^Oi , led to a decrease of the particles' size in comparison to the unsubstituted barium hexaferrite obtained by the same single microemulsion technique under identical conditions [9]. The critical diameter for monodomain barium hexaferrite particles is about 460 nm [10], indicating that the particles were monodomain in all powders studied.

The hysteresis loops of the two powders at room temperature at a maximum applied field of 90 kOe are shown in Fig. 4. The magnetic parameters, namely, the saturation magnetization (Me) at 90 kOe and the coercivity field (He) as obtained from the curves are listed in Table 1. The magnetic properties of the samples differed due to the different morphologies. The maximal saturation magnetization Ms of 66.12 emu/g was measured for the Al-HF 900/5 powder. Raising the temperature while keeping the time of synthesis at 3 hours did not affect the saturation magnetization. One should note the rise in Ms as the synthesis time at 900 °C was extended, which we relate to the completely developed hexagonal shape of the particles and the high degree of size homogeneity. For the samples produced at 930 °C, one can observe an insignificant decrease in Ms as the time of high- temperature synthesis was increased. The lower Ms values of these samples had to do with the worse size homogeneity of the particles. The coercivity field (He) values measured were much lower than those of unsubstituted BaFel2019 (He = 4.34 kOe) obtained by the same technique under the same conditions [9]. We assume that the low He values of the Al- substituted barium hexaferrite arise from the changes in the magneto-crystalline structure; clarifying this will be the object of future investigations. Further, one can see an increase of He as either the temperature or the time of synthesis were raised, with this effect being expressed more strongly in the former case. The drastically lower values of He of samples Al-HF 900/3 and Al-HF 900/5 demonstrated that the particles' behavior was close to the superparamagnetic. Although the average particles' size in sample Al-HF 900/5 exceeded 100 nm, i.e., the particles were large with a fully developed hexagonal shape, in this case the coercive field's lower value was due to the large size-thickness ratio of the monodomain particles. Figure 2. SEM images of Al-HF 900/3 (a), Al-HF 900/5

(b), Al-HF 930/3 (c), Al-HF 930/5 (d) and Al-HF 930/10 (e) .

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 76 ДОКЛАДИ

Figure 4. Hysteresis loops of Ba. HFenOig powders.

Depending on the conditions of the high-temperature synthesis, we were able to produce powder samples consisting of particles with an average size of 80 - 175 nm. The particles with a size of less than 110 nm did not possess a completely formed hexagonal shape. Under the conditions of a temperature of synthesis of 930 °C and a time of synthesis of 5 hours, we obtained particles with an average size of 135 nm and a thickness of < 20 nm with a fully developed hexagonal shape and a high degree of size homogeneity. These particles were also characterized by veiy low values of the coercive field due to their small size and the large size/thickness ratio, which makes their behavior close to that ofsuperparamagnetic particles. Among the major advantages of the single microemuslion technique presented is the fact that the time and cost of synthesis

Table I. Magnetic properties o/BaAlFeuOig

Sample Particle size (nm) Particle thickness (nm)

Mc (emu/g) at 90 kOe He (kOe)

Al-HF 900/3 80 60.42 150Al-HF 900/5 135 <20 66.12 163Al-HF 930/3 94 59.53 390Al-HF 930/5 142 25 58.70 400Al-HF 930/10 175 35 56.14 455

Figure 3. TEM image of sample. U-HF 900/5.

ConclusionsWe presented an original technique of preparing

monodomain nanosized particles of Al-substituted barium hexaferrite with composition BaAlFeuOis based on using the single microemulsion technology.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015(g) 77 ДОКЛАДИ

are decreased in comparison with the classical microemulsion technique that makes use of two microemuslion systems.

AcknowledgementsThe results presented were obtained under projects

for cooperation of the Institute of Electronics, Bulgarian Academy of Sciences, with the University of Liege, Belgium, and the Institute of Low Temperature and Structure Research, Polish Academy of Sciences, Wroclaw, Poland.

REFERENCES[1] Kojima, H. Fundamental Properties of Hexagonal

Ferrites with Magnetoplumbite Structure, in Ferromagnetic Materials: A Handbook, Е. P. Wohlfarth, Ed., 3rd ed. Amsterdam, The Netherlands: North-Holland, 1982, ch. 5, p. 305.

[2] Belous, A. Synthesis and Properties of Ferromagnetic Nanostructures and Their Possible Use in Medicine and Microwave Engineering.

[3] Went, J. I, G. W. Rathenau, E. W. Gorter, G. W. van Oosterhout. Ferroxdure, a Class of Permanent Magnetic Materials. Philips Tech. Rev., Vol.13, 1952, pp. 194-208.

[4] Wang, S„ J. Ding, Y. Shi, Y.J. Chen. High Coercivity in Mechanically Alloyed BaFeioAbOi9. J. Magn. Magn. Mater., Vol.219, 2000, pp.206-212.

[5] Yue, A., M. Zhong, H. Ma, G. Guo. Effect of Al- substitution on Phase Formation and Magnetic Properties of Barium Hexaferrite Synthesized with Sol-gel Auto­combustion Method. J. Shanghai Univ., Vol.12, 2008,pp.216-220.

[6] Barrera, V., I. Betancourt. М-Type Hexaferrites with Enhanced Coercivity. IEEE Trans. Magn., Vol.49, 2013, pp.4630-4633.

[7] Kim, J.B., S.-G. Cho, N. Kang, K. Choi, J. Kim. Microstructures and Corresponding Magnetic Properties of BaAhFeioOis Nanopowders. IEEE Trans. Magn., Vol.48, 2012, pp.3174-3176.

[8] LaConte, L., N. Nitin, G. Bao. Magnetic nanoparticle probes. Materials Today, Vol.8 (suppl. 1), 2005, pp.32-38.

[9] Koutzarova, T., S. Kolev, Ch. Ghelev, I. Nedkov, B. Vertruyen, R. Cloots, C. Henrist, A. Zaleski. Differences in the Structural and Magnetic Properties of Nanosized Barium Hexaferrite Powders Prepared by Single and Double Microemulsion Techniques, J. Alloys Compd., Vol.579, 2013, pp.174-180.

[10] Rezlescu, L., E. Rezlescu, P. D. Popa, N. Rezlescu. Fine Barium Hexaferrite Powder Prepared by the Crystallisation of Glass. J. Magn. Magn. Mater., Vol.193, 1997, pp.288-290.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 78 ДОКЛАДИ

Графичен подход за оразмеряване на интегрални усилвателни стъпала, реализирани със субмикронни

CMOS транзистори

Емил ДИМИТРОВ МАНОЛОВ

Технически Университет София, Факултет по Електроника, 1797 София, България, бул. „Кл.Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: edm@tu-sofia.bg

Резюме. Целта на доклада е да се представи графичен подход за оразмеряване на транзисторите в интегралните усилвателни стъпала, реализирани на базата на дълбоки и свръх-дълбоки субмикронни CMOS технологии. За целта, чрез симулации с LTSpice, се получават предавателната характеристика lD=f(Uos) и характеристиката на стръмността gm f(Cos) на транзисторите от изследваната технология. С тяхна помощ се определя допустимия обхват на изменение на напрежението гейт-сорс Ugs на транзистора, осигуряващо работата му в режим на силна инверсия в областта на насищане. В зависимост от желаната стръмност gm се определят и конкретните стойности на широчината на канала W и тока Id през транзистора. Представеният подход е апробиран при оразмеряване на CMOS усилвателно стъпало с динамичен товар. Резултатите от работата ще намерят приложение в обучението по проектиране на аналогови интегрални схеми.

Graphical Approach to Dimensioning of Amplifying Stages Using CMOS Submicron Transistors. (Emil Dimitrov Manolov) The aim of the report is to present a graphical approach for initial sizing the transistors of the integrated amplifier stages, implemented on the base of CMOS deep submicron and ultra-deep submicron technologies. To this goal the transfer characteristic lD=f(Uos,) and the transconductance characteristic gm=f(Uos) of the examined transistors are investigated. They help to clarify the acceptable variation of the gate-source voltage Ugs of transistors in order to allow operation in strong inversion in saturation. The width of the channel W and the value of the drain current Id can be determined depending on the specified transconductance gm. The discussed approach is applied in dimensioning of CMOS amplifying stage with dynamic load. The results will find application in teaching analog integrated circuits design.

УводСхемотехническото проектиране на аналогови

интегрални схеми е сложен итеративен процес, който е значително по-слабо формализиран от проектирането на цифрови интегрални схеми. Осъществява се на два основни етапа. На първия етап, с помощта на опростени формули и модели се определят ориентировъчните стойности на токовете и размерите на транзисторите в проектираната схема. На следващия етап, с целенасочени симулации в интерактивен режим се доуточняват режимите на работа на отделните транзистори и техните окончателни размери. За целта се използват сложни компютърни модели,

които отчитат ефектите от втори ред и вариациите на технологичния процес.

Обикновено първият етап на проектирането на CMOS усилвателни стъпала стартира с определяне на стръмността на усилващия транзистор. Следващите изчисления са свързани с уточняване на режима и оразмеряване на транзисторите. Пресмятанията се базират на квадратичната зависимост на дрейновия ток Id от напрежението между гейта и сорса Ugs, при работа на транзистора в силна инверсия в областта на насищане [1, 2, 3, 5]:

( 1 ) 1в=^~^°в~и т о ) 2 ’

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 79 ДОКЛАДИ

(2) Sm ~ ~ V"oX foes " t o ) ’aU gs

където ju е подвижността на токоносителите, Cox е специфичния капацитет на окиса под гейта. UTo е праговото напрежение, а /. е коефициента на модулация на дължината на канала.

Описаният подход е приложим при CMOS технологии с дълъг канал (L>lpm), които бяха актуални до края на миналото хилядолетие. Съвременните технологии с къс (L<lpm) и ултракъс (L<100nm) канал се характеризират със значително по-сложни зависимости и модели. При тях много често симулацията е единствения начин за точно характеризиране на изследваната схема.

Основна задача на обучението по проектиране на аналогови интегрални схеми е, с помощта на нагледни и интуитивни методи, да се изгради у студентите разбиране за работата на основните типове схеми, осмисляне на връзките и компромисите между схемните и технологичните параметри и усвояване на техниките за избор на режима и начално оразмеряване на транзисторите.

ЦелЦелта на доклада е да се представи графичен

подход за оразмеряване на усилвателни стъпала с CMOS транзистори с къс канал.

Метод на изследванеЧрез симулация с LTSpice се получават

предавателната характеристика Id=/(Ugs) и

характеристиката на стръмността gm=f(UGs) на транзисторите от изследваната технология. С тяхна помощ се определя допустимия обхват на изменение на напрежението гейт-сорс UGs, осигуряващо работата на транзисторите в режим на силна инверсия в областта на насищане. В зависимост от желаната стръмност gm се определят широчината на канала W и стойността на тока 1п.

Използвани моделиВ статията са използвани BSIM4 модели на

CMOS транзистори от 45шп технология, дадени в[4]. Избраната дължина на канала е L=2Lmin=9()nm, което се препоръчва като компромис между големината на усилването и широчината на честотната лента [1,2].

Сравнение на характеристиките на CMOS транзистори с дълъг и къс канал

Графиките на фиг. 1 онагледяват зависимостта на корен втори от дрейновия ток sqrt(Id) и стръмността gm като функция на напрежението между гейта и сорса Ugs за nMOS транзистор с дълъг канал (L=10pm. W/L=10). Използвана е 1pm CMOS технология, дадена в [1].

Фиг. 1. Зависимост на тока Id а стръмността gm на nMOS транзистор с дълъг канал от напрежението

между гейта и сорса ('os-Горната графика има линеен характер, което

потвърждава валидността на формула (1) за конкретния случай. Долната графика се доближава до права линия, което ни позволява да използваме формула (2) за начално определяне на стръмността g„, с приемлива грешка от порядъка на 10-15%.

На фиг. 2 са показани зависимостите на корен втори от дрейновия ток sqrt(Id) и стръмността gm от напрежението между гейта и сорса Ugs за nMOS транзистор (L=2Lmin=90nm, W/L=10), реализиран по 45nm CMOS технология.

Графиките на фиг. 2 се различават значително от тези на фиг. 1. Причината е в специфичните ефекти, проявяващи се при CMOS транзисторите с къс канал - насищането на скоростта на токоносителите и модулацията на канала [2]. Линейна зависимост от напрежението UGs се наблюдава само в тесния диапазон между 0.42V и 0.62V. Единствено в този изключително тесен участък транзисторът работи в силна инверсия в областта на насищане. Вдясно от нея е областта с намалена подвижност на токоносителите, а вляво - подпраговата област [2].

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 80 ДОКЛАДИ

Фиг. 2. Зависимост на тока Id и стръмността gm на nMOS транзистор с къс канал от напрежението

между гейта и сорса JJas-

Класическото проектиране на аналогови интегрални схеми се извършва във линейната област от разглежданите характеристики. Подпраговата област е подходяща за маломощни приложения, а областта с намалена подвижност - при повишени честоти [2].

Прилагането на формули (1) и (2) за описание на поведението на транзистора при Uos = 0.42-K).62V води до значителни неточности в процедурите за изчисление. Дължи се на грешките при определяне на праговото напрежение (I и произведението у ( 'ох по класическите методи, препоръчвани в [3, 5] (те са разработвани за дълъг канал). Това обърква начинаещия проектант и му пречи да схване и осмисли същността на процеса на проектиране. За избягване на тези недостатъци, в настоящата работа се предлага нагледен графичен подход за оразмеряване, основан на използване на характеристиките на CMOS транзистори с къс канал, получени чрез симулации.

Изследване на характеристиките на CMOS транзистори с къс канал

На фиг. 3 с показана схемата за симулация на nMOS транзистор с къс канал (L=2Lmm=90nm) при отношения W/L=5, 10,20,30.40, 50 и изменение на напрежението UGS между 0V и IV.

На фиг. 4 са показани получените нормирани характеристики / W и gm W. Понеже токът ID и стръмността gm са правопропорционални на широчината на канала W, то всички линии от съответните графики се сливат в една и съвпадат с характеристиките при W=lpm

.dcVGSO 1

.inc 45nm_bulk.txt

.step param Wl LIST 450n 900n 1800n 2700n 3600n 4500n

Фиг. 3. ('хема за изследване на характеристиките на nMOS транзистор.

Id/W^A/pm]600-г540- 480- 420- 360- 300- 240- 180- 120-

60- 0- -

gm/W [mA/Vpm]

Фиг. 4. Зависимост на нормираните характеристики hCW и gJW на пА IOS транзистор с къс канал от

напрежението между гейта и сорса Uos-

Ориентировъчните гранични стойности, в участъка, в който nMOS транзисторът работи в силна инверсия в областта на насищане, са:UGs=420mV, Id/W=8.1 цА/цш, gm/W=148pA/Vpm; Ugs=620mV, 1DW=\ 14рА/цш, gm4F=94lpA/Vpm.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 81 ДОКЛАДИ

На фиг. 5 са показани зависимостите за pMOS транзисторите от изследваната технология. Те са подобни на тези от фиг. 4. Ориентировъчните гранични стойности на участъка, в който pMOS транзисторът работи в силна инверсия в областта на насищане, са:Uos=-420mV, ID/W= 1.73pA/pm, ywF=30.8pA/Vpm r/G5=-620mV. I,, W=20.1 pA/pm. gm/W=155pA/Vpm.

Фиг. 5. Зависимост на нормираните характеристики Id II' и gm'W на pMOS транзистор с къс канал от

напрежението между гейта и сорса Uos.

Приложение на графичния подход при проектиране на CMOS усилвателно стъпало с динамичен товар

Като пример ще бъде оразмерена схемата на усилвателя с динамичен товар от фиг. 5 за честота на единично усилване fu=l00MHz при капацитивен товар Ci=lpF.

От формула (4) 12, 3, 51

(4) fu =&т

2% С,

за стръмността g„, се получава

(5) gm = 2п/иСь = 628рА/К.

Inc 45nm_biilk.txt .ас dec 101 1 1g

Фиг. 5. Усилвател с динамичен товарС помощта на симулатора се начертават

графиките от фиг. 4 за предварително избраната дължина на каната (в случая L=90nm) и W=lpm.

На долната графика се избира нормирана стойност g„, W=317pA/Vpm и от нея се определя необходимото напрежението между гейта и сорса на nMOS транзистора £Лм\=473тУ.

За получената стойност на напрежението Uos.v. от горната графика се отчита нормирания ток h/W=20.1 pA/pm.

Окончателно за транзистора Мп се получава:

(6)

§т ,Wj■ w„

628— = 317———Wn; V V -\хтWn « 2 \im

(7) Id - (ln ^ W„ =20.1-^-2щи = 40.2щ4 \un

D_ V

V " /

За оразмеряване на pMOS транзисторите отново със симулатора се начертават графиките от фиг. 5. От тях се избрира нормирана стойност на дрейновия ток I dW- 10.05pA/um и се отчита Ugsp= -544mV (/ ';■'= ‘456mV). Тогава:

b = flA-Wp;V w j p

(8) 40.2pA = 10.05^—Wv;

W _ 4 0 - 2 Mp 10.05 р4/р/н

= 4рлг

Ако се приеме, че двата pMOS транзистори са еднакви, задаващият ток с Ibias 40.2рА.

Резултатите от симулациите на схемата са обобщени в Таблица 1. От нея се констатира, че постояннотоковата съставка в изхода U„„t има

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 82 ДОКЛАДИ

сравнително висока стойност - около 775mV и транзисторът Мр работи на границата на линейната област и насищането. Това се дължи основно на несиметрията между параметрите на Мр п Мп и по-специално на нееднаквите стойности на коефициентите на модулация на дължината на канала X. Ниската стойност на напрежението (Ids на транзистора Мр води до намаление на тока през стъпалото, а оттам и до намаление на стръмността gm на Мп. Това е причина и за малко по-тясната честотна лента. Възможен изход от тази ситуация е да се увеличи широчината на канала на транзистора Мп, което ще доведе до намаляване на напрежението в изхода и увеличаване на тока и стръмността през Мп.

Таблица 1

Параметър Означение Оразме­рено

Симули­рано

Постоянното- кова съставка в изхода

иout, mV - 775

Дрейнов ток на усилващия транзистор Мп

ID(Mn),pA 40.2 37.3

Коефициет на усилване на напрежението

Auo) dB - 28.1

Честота наединичноусилване

fu, MHz 100 95

Стръмност на усилващия транзистор Мп

gm,pA V 634 598.2

На фиг. 6 е показан резултатът от симулацията на схемата след увеличение на широчината на канала на Мп с 10% (Wn=2.2pm), а в Таблица 2 са обобщени новите резултати.

Фиг. 6. Резултати от симулацията па усилвателя слей корекцията на W.

Таблица 2

Параметър Означение Оразме­рено

Симули­рано

Постоянното- кова съставка в изхода

1 ]„ut. mV - 538

Дрейнов ток на усилващия транзистор Мп

Ъ(Мп),рА 40.2 39.2

Коефициет на усилване на напрежението

A ио> dB - 29.4

Честота наединичноусилване

fu. MHz 100 100

Стръмност на усилващия транзистор Мн

gm,pA/V 634 633.9

Новите резултати показват, че схемата изпълнява поставените изисквания, което е и потвърждение на ефективността на представения подход.

ЗаключениеВ доклада е представен графичен подход за

оразмеряване на интегрални усилвателни стъпала с CMOS транзистори с къс канал.

За целта, чрез симулации са получени нормираните характеристики 7» W f(Uos) и gm W=f(Uos) на транзисторите от 45nm CMOS технология. Те се използват за определяне на широчината на канала W и тока Id, при оразмеряване на схемите.

Получените резултати са апробирани при началното оразмеряване на CMOS усилвателно стъпало с динамичен товар.

Разгледаният подход е нагледен и ефективен и може да се приложи при различни CMOS технологии с къс канал.

ЛИТЕРАТУРА[1] Baker. R. Jacob. CMOS circuit design, layout, and

simulation. 3rd ed.. John Wiley & Sons. 2010.[2] Tony Chan Carusone, David A. Johns. Kenneth W.

Martin Analog integrated circuit design 2nd cd.Jolm Wiley & Sons. Inc.. 2012.

[3] Phillip E. Allen, Douglas R. Holberg. CMOS Analog Circuit Design 2nd ed.. Oxford Univ. Press. 2002.

|4] Predictive Technolog) Model, http://ptm.asu.edu/15] Манолов Е.Д.. Ръководство за упражнения по

схемотехника на интегралните схеми. ТУ-София. 2014.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 83 ДОКЛАДИ

Графично определяне на коефициента X на субмикронни CMOS транзистори чрез симулация

Емил ДИМИТРОВ МАНОЛОВ

Технически Университет София, Факултет по Електроника, 1797 София, България, бул. „Кл.Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: edm@tu-sofia.bg

Резюме. Целта на настоящия доклад е да представи графичен подход за определяне на коефициента на модулация на дължината на канала X на CMOS транзистори, реализирани по дълбоки и свръх-дълбоки субмикронни технологии. За целта, с помощта на симулатора LTSpice, са изследвани характеристиките на коефициента X във функция от дължината на канала L, напрежението между гейша и сорса Ugs и напрежението между дрейна и сорса Uds на транзистори с минимална дължина на канала 180пт, 90пт и 45пт. Получените графики се използват за определяне на стойността на параметъра X в зависимост от избраната дължина на канала и постояннотоковия режим. Резултатите ще намерят приложение в обучението по проектиране на аналогови интегрални схеми.

Graphical determination of constant X of submicron CMOS transistors through simulation (Emil Dimitrov Manolov). The paper presents a graphical approach to determining of the channel- length modulation constant X of CMOS transistors implemented in deep and ultra-deep submicron technologies. The characteristics of the constant X as a function of the channel length L, the gate- source voltage Ugs and the drain-source voltage Uds of different transistors with minimum channel length 180nm, 90nm and 45nm are examined by using a simulator LTSpice. The resulting graphics are used to determine the value of the parameter X depending on the chosen channel length L and DC mode of operation. The results will find application in teaching analog integrated circuits design.

УводПредварителната оценка на коефициента на

усилване Аи, при проектирането на аналогови интегрални схеми, се извършва по формулата [2, 4, 5,6]:

(1) А. =- 8тS d s + S b

където gm е стръмността на усилващия транзистор, gds е изходната му проводимост, a gi е еквивалентната проводимостта на товара.

Изходната проводимост gds се изчислява сизраза:

(2) gds = ,

където с X е отбелязан коефициентът на модулация на дължината на канала на транзистора, a Id е тока през транзистора.

В [2] е дадена формула за ориентировъчно

пресмятане на коефициента X като функция на технологичния коефициент kds, конструктивния параметър L (дължина на канала) и режима (напреженията между изводите и тока през транзистора) за транзистори с дълъг канал:

2 L^Uds Ugs + Utn +Ф0

Използването на формула (3) усложнява значително изчислението на коефициента на усилване. За целта е необходимо предварително да се определи стойността на kds като се използват параметрите на технологията. След това трябва да се вземе предвид едновременното въздействие на трите фактора - L, UDs и Ugs- Това затруднява и разсейва вниманието на начинаещия проектант. Ситуацията се усложнява в случай на транзистори с къс канал, реализирани по дълбоки (Lmin<0.35pm) и свръх-дълбоки (Lmin<100nm)

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 84 ДОКЛАДИ

субмикронни технологии. Приложена към тях, формулата дава грешка от порядъка на няколко пъти. В случаи като горния, вместо формула, по- подходящо би било да се използват лесноразбираеми нагледни средства и емпирични правила, чрез които да се получи представа за диапазона на изменение на търсената величина и които да послужат за ориентировъчното определяне на стойността й. В практиката за целта се използва графичното представяне на величината.

Цел на работатаЦелта на настоящия доклад е да представи

графичен подход за определяне на коефициента на модулация на дължината на канала к на CMOS транзистори, реализирани по дълбоки и свръх- дълбоки субмикронни технологии.

Метод на изследванеЗа изучаваната технология, с помощта на

симулатора LTSpice, се получават графичните характеристики на коефициента к във функция от дължината на канала L, напрежението между гейта и сорса ГJgs и напрежението между дрейна и сорса Uds. Получените графики се използват за определяне на стойността на параметъра к в зависимост от дължина на канала и постоянно- токовия режим.

Използвани моделиВ статията са използвани BSIM4 модели на

CMOS транзистори от 45шп, 90шп и 130nm CMOS технологии, препоръчани в [3]. Представеният подход на изследване и определяне на к може да се приложи за всякаква CMOS технология.

(4) Sdsd I D ( M )

d UDSот която, чрез деление със стойността на тока Ъ(М), е получена графиката на коефициента к. В началния участък (работа в линейната област) стойността на /. достига до 200V'1. При Uds-0.15V транзисторът преминава в областта на насищане и коефициентът к спада до около 200mV_1.

.dc VDS 0 1

.inc45nm bulk.txt

Фиг. 2. Резултат от симулацията за опреОеляне на стойността на коефициента k на nMOS транзистор

във функция от напрежението I■ ,s.

Графично определяне на коефициента kНа фиг. 1 е показана примерна схема за

определяне на коефициента на модулация на дължината на канала k [2]. За целта се задава постояннотокова развивка на напрежението Uds от

0V до захранващото напрежение Udd, при параметър стойността на напрежението между гейта и сорса UGs.

На фиг. 2 е показан резултатът от симулацията на 45nm nMOS транзистор с размери L=90nm и W=lpm при UGs=Udd/2=0.5V. Чрез диференциране на дрейновия ток 1ц(М) спрямо напрежението между дрейна и сорса Uds е получена изходната проводимост

Изследване на зависимостта на коефициента k от дължината на канала на транзистора

На фиг. 3 е показана зависимостта на коефициента на модулация на дължината на канала k от отношението m=L/L„„n за nMOS транзистори, реализирани по 180nm. 90шп и 45шп CMOS технологии.

При стойности на отношението т по-матки от 8-10 промяната на k е много голяма. При отношение т над 10, коефициентът k е малък и относително постоянен. Недостатък при използването на транзистори с големи размери на дължината на канала е стесняването на честотната лента, така че в практиката обикновено се работи със стойности на т между две и пет.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 85 ДОКЛАДИ

Фиг. 3. Зависимост на коефициента X от отношението m=L Lmin за транзистори, реализирани

no ISOnm, 90пт и 45пт CMOS технологии.

Апроксимирането на характеристиките от фиг. 3 води до следните изрази:

0.0407■ X = —— за 180пш CMOS;w0.38

0 1335' Ь = за 90nm CMOS;

m°-506

- X = за 45nm CMOS.m

Сравнението на горните зависимости е формула (3) показва значителни различия между тях. Във формула (3) коефициентът X е обратнопропорционален на дължината на канала, докато в апроксимираните характеристики X е обратнопропорционална приблизително на корен втори (за 45шп и 90nm CMOS) и корен трети (за 180nm CMOS) от дължината на канала L. В този случай формула (3) се характеризира със съществена неточност, което с и основание за приложение на графичния подход.

Изследване на зависимостта на коефициента X от широчината на канала на транзистора W

На фиг. 4 са показани резултатите от симулацията на коефициента X при nMOS транзистори е дължина на канала L=2Lmm=90nm и широчина W съответно 90nm, 180nm, 270nm, 360nm, 450nm, 900nm, 1800nm, 2700nm, ЗбООпт и 4500nm. За всички симулирани характеристики, при Uds=Udd/2=0.5V се получават стойности на коефициента X от 0.259V'1 до 0.2595V"1, които се различават е по-малко от 0.2%. Следователно, резултатите на практика съвпадат, което с индикация, че широчината на канала W не влияе върху коефициента X.

Фиг. 4. Изследване на влиянието на широчината на канала W върху коефициента X

Изследване на зависимостта на коефициента X от напрежението между гейта и сорса UGs

На фиг. 5 са показани резултатите от симулацията на 45nm nMOS транзистор за дължина на канала 2, 3, 4. 5, 8 и 15 пъти минималната дължина Lmm, при стойности на напрежението UGs равни на 0.4V, 0.5V, 0.6V, 0.7V и 0.8V и Uds= Udd/2=0.5 V.

Фиг. 5. Зависимост на коефициента X от напрежението между гейта и сорса V, ю при различна

дължина на канала L.

От графиката се вижда, че стойностите на коефициента X варират в широки граници - от 0.32V'1 при L-2Lmin и Uos= 0.4V, до 0.037V'1 при L=15Lmm и Ugs= 0.6V. Най-силна зависимост на X от напрежението Uos се наблюдава при транзисторите е минимална дължина на канала (L 2Lmm и L-3Lmin).

Съгласно формула (3) коефициентът X трябва нараства с увеличение на напрежението UGs. Очевидно е, това не се изпълнява и формула (3) не е актуална при транзисторите с къс канал. В този случай най-добрият начин за определяне на X е използването на графики, получени чрез симулация.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 86 ДОКЛАДИ

Пример: Графично определяне настойността на коефициента X за pMOS транзистор с къс канал

Представения подход за изследване може да се приложи и при pMOS транзистори.

Последователността на работа по графичното определяне на коефициента X ще бъдедемонстрирана за pMOS транзистор, реализиран по CMOS технология с минимална дължина на канала 45шп. Предполага се, че транзисторът ще работи като динамичен товар. Това води до изискването за високо изходно съпротивление и съответно ниска стойност на коефициента X.

Най-напред се избира дължината на канала L. За целта се използва графиката, показана на фиг. 6. Тя е получена чрез симулация на pMOS транзистори с дължини на канала 2Lmin, 3Lmin, 4Lmin, 5Lmin, 8Lmin, lOLmin и 15Lmin. Напрежението между гейта и сорса IJgs= -0.5V. a напрежението между дрейна и сорса Uds се променя между -0.4V и -IV (работа на транзистора в областта на насищане).

Фиг. 6. Зависимост на коефициента X от < дължината на канала L за pMOS транзистор.

В таблица 1 са показани отчетените стойности за X при различни дължини на канала и Uds=-0.5V.

Най-голяма е стойността на X при дължина на канала два пъти по-голяма от минималната - 306mV_1. С увеличаване на дължината L. отначало коефициентът X намалява рязко и при L=8Lmin спада до 53.3mV_1. След тази стойност промяната е минимална като при L=15Lmin се достига до J^l.emV-1.

Таблица 1

Дължина на канала Стойност на коефициентаX

L=2Lmin=90nm 306.0mV_1

L=3 L min= 135 run 142.6mV"1

L=4L min= 180 nm 96.0IHV1

L=5Lmin=225nm 75.5H1V-1

L=8Lmin=360nm 53.3mV_1

L= 10Lmin=450nm 47.5mV"1

L=15Lmin=625nm 41.6mV_1

Изборът на дължината на канала L е свързан с желаната честотна лента, коефициента на усилване и заеманата площ. Колкото по-къс е канала, толкова усилването е по-малко, но пък честотната лента е по-широка и площта минимална. От представената графика може да се направи извода, че възможностите за избор са съсредоточени в областта между 2Lmin и 8Lmin. При L>8Lmin ползата от намаляването на X е несъществена. За стандартни аналогови приложения стойности на L=5Lmin са добър компромис между усилването, честотната лента и площта на схемата [4, 5, 6]. Затова заразглеждания случай е избрана дължина на канала на pMOS транзистора L=5Lmin=225nm.

Следващата стъпка е определянето на коефициента X във функция от режима (напрежението между гейта и сорса Ugs и

напрежението между дрейна и сорса Uds). За целта се използва графиката от фиг. 7. Тя е получена чрез симулация на pMOS транзистора. За целта е дефинирана постояннотокова развивка на напрежението Uds от -0.4V до -IV. Параметър на анализа е напрежението между гейта и сорса Ugs,

което се променя от -0.4V до -IV със стъпка -0.1V.

Фиг. 7. Зависимост на коефициента X от Ugs и Uds-

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 87 ДОКЛАДИ

От тази графика, чрез курсора, могат да се определят стойностите на X при различни комбинации от напреженията Ugs и Uds.

Обикновено дължината на канала се избира еднаква за всички еднотипни транзистори в чипа. Тогава, за разглеждания случай от фиг. 7 може да се определи една обща работна стойност на коефициента X, която да се използва при всички предварителни изчисления. Тя се дефинира при типични стойности на Ugs и Uds. Например, като се вземе предвид, че праговото напрежение е между 0.3V - 0.4V, стойността на Ugs би могла да избере равна на 0.5V. За Uds обикновено се взема половината от захранващото напрежение - Uds=Udd/2=0.5V. При тези условия за коефициента на модулация на дължината на канала се отчита 75.5mV-l. Тази стойност е няколкократно по- висока от типичните стойности на X при транзистори с дълъг канал [1, 5, 6].

ЗаключениеВ доклада е представен графичен подход за

определяне на коефициента на модулация на дължината на канала X на CMOS транзистори, реализирани по дълбоки и свръх-дълбоки субмикронни технологии.

Показано е, че формулата за определяне на коефициента X за транзистори с дълъг канал е неточна при дълбоките (Lmin<0.35pm) и свръхдълбоките (Lmin<100nm) субмикронни

технологии.Разгледан е метод за графично определяне на

коефициента X.Изследвана е зависимостта на коефициента на

модулация на дължината на канала X на nMOS транзистори, реализирани по дълбоки (180шп) и свръх-дълбоки (90шп и 45шп) субмикронни технологии от размерите на канала и постояннотоковия режим.

Представен е пример за избор на дължината на канала и графично определяне на коефициента X на 45nm pMOS транзистор.

Получените резултати ще намерят приложение в обучението по проектиране на аналогови интегрални схеми.

ЛИТЕРАТУРА[1] Baker, R. Jacob, CMOS circuit design, layout, and

simulation, 3rd ed., John Wiley & Sons, 2010.[2] Tony Chan Carusone, David A. Johns, Kenneth W.

Martin, Analog integrated circuit design 2nd ed. John Wiley & Sons, Inc., 2012.

[3] Predictive Technology Model, http://ptm.asu.edu/[4] Phillip E. Allen, Douglas R. Holberg, CMOS

Analog Circuit Design, 2nd ed., Oxford Univ. Press, 2002.[5] Манолов Е.Д., Ръководство за упражнения по

схемотехника на интегралните схеми, ТУ-София, 2014.[6] Манолов Е.Д., Аналогови интегрални схеми:

схемотехника и проектиране, ТУ-София, 2002.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 88 ДОКЛАДИ

Методология за 3D цифрово моделиране и инфрачервена образна диагностика на електронни модули

Николай ВАКРИЛОВ, Анна АНДОНОВА и Борислав БОНЕВ

Технически Университет София, Факултет по Електроника, София 100, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: ava@ecad.tu-sofia.bg

Резюме. В статията се предлага методология за 3D цифрово топлинно моделиране и верификация на моделите с инфрачервена образна диагностика. За демонстриране възможностите на предлаганата методология са изследвани проблеми при топлинно проектиране на LED модули. Демонстрирани са възможности за оптимизиране на топлинното управление, като е изследвано влиянието на конструктивно-технологични фактори върху топлинното поведение на светодиодни конструкции. Предложени са решения за подобряване на топлообмена и са представени резултати от топлинни симулации с CFD софтуер и инфрачервени образи. Тествани са възможностите на инфрачервената термография за измерване на температурното разпределение на повърхността на модулите за валидиране на резултатите, получени от компютърни симулации.

3D digital modelling and infrared imaging methodology for thermal design of electronic modules (Nikolay Vakrilov, Anna Andonova, Borislav Bonev). 3D digital thermal modelling and validation by infrared imagine methodology is presented. Some problems of LED modules ’ thermal design are studied to demonstrate capabilities of the presented approach for thermal managementoptimization by studying the structural and technological factors on LED modules thermal behaviour. Some decisions for enhancement thermal conductivity are presented and results of the thermal simulation are presented using CFD software and infrared images. The ability of the infrared thermography as non-destructive method for the surface temperature distribution measurements on the modules as well as the computer simulated results validation are tested.

УводНезависимо от бързите темпове на развитие на

електронната индустрия, откриването на нови материали и внедряването на нови технологии все още остават актуални проблемите свързани е топлинното управление при проектирането на електронни модули и системи [1]. В световен мащаб се наблюдава непрекъснато покачване на разходите за технологии за топлинно управление в електрониката, като отговор на тенденциите за миниатюризация на компонентите, нарастване на сложността на модулите и повишеното разсейване на топлина в резултат на по-голямата консумирана мощност [2].

Голямата конкуренция в производството на електроника налага необходимостта от намаляване на себестойността и времето за разработка на крайните изделия, което води до внедряването на техники за подпомагане на процеса на топлинно

проектиране. При топлинното проектиране в електрониката предизвикателството е да се намалят топлинните стресове, които могат да предизвикат прегряване и повреда на критичните компоненти чрез подходящи техники за охлаждане [3], [4].

Един от начините за бързо и надеждно топлинно проектиране е чрез използването на виртуални прототипи и средства за прогнозиране на топло-обменните процеси и различните фактори оказващи влияние върху температурната ефективност.

Изследвани са различни технически решения с използване на топлинни симулации на топлообмена в електронни модули, но методическо описание на пълния процес на топлинно симулиране, валидиране на получените резултати и изграждането на топлинен модел на оптимизиран дизайн не са коментирани [5 ,6 ,7].

В момента съществуват много технически

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 89 ДОКЛАДИ

решения за подпомагане на топлинното проектиране FDM, FEM, BEM, FVM, но един от най-популярните методи за симулиране и предсказване на топлообмена в електронни системи си остават CFD (Computational Fluid Dynamics) базираните кодове [8]. Чрез тях точно може да се предскаже топлинното поведение на електронните модули при правилно въвеждане на входните параметри (геометрични и топлинни параметри, разсейвани мощности, топлинни модели, топлинни съпротивления) и точно определяне на граничните условия (условия на околната среда, активно или пасивно топлоотвеждане, 3D CAD модел). След определяне на температурното разпределете при установено състояние може да се изчисли температурният стрес. Може да се определят температурни съпротивления преход-околна среда, а получената максимална температура на горната повърхност на чипа се приема, че е температурата на прехода.

Компютърно моделираните прототипи и резултатите от топлинни симулации обикновено се верифицират с различни реални топлинни измервания (електрически, топлинни, оптични), за да се оцени достоверността и коректността на получените данни [9, 10, 11]. Използването на един или друг подход има своите предимства и недостатъци основно свързани с точността, техническо изпълнение, обем на получаваните експериментални данни.

Един от методи за температурни измервания, напоследък намиращ по-широко приложение в електрониката е инфрачервената термография (ИЧТ) [12]. Снимките от инфрачервена камера се преобразуват във видими образи чрез определяне на цвета на всяко инфрачервен ниво на енергия. Резултатът представлява псевдо-цветно изображение наричано термограма. ИЧТ има много предимства пред други технологии [13, 14]. ИЧТ е много ефективно не само за измерване на температурата, но и на други променливи, като стрес [15]. ИЧТ силно зависи от условията на работа, като например околната температура, скорост на въздушния поток или влажност, следователно трябва да се използва в контролирана среда.

В статията се представя опростена методика за топлинно моделиране и оптимизиране на топлоотвеждането при проектиране на свето дио дни модули. Дискутират се някои основни моменти при оптимизиране на топлинни съпротивления посредством цифрово три- дименсионално симулиране в средата на Flotherm. Резултатите от симулациите са валидирани чрез

сравнение с експериментално получени данни от проведени термографски температурни измервания.

Топлинно моделиране и симулации на електронни модули

Основните принципи на топлинната симулация са подобни на електрическите симулации, особено за топлопроводимостта в електронните модули.

Цялостната точност на симулираните топлинни модели, зависи от много фактори, които могат да се обобщят в следните по-важни групи: несигурни входни данни; неподходящ математически модел на реални физични явления; неподходяща форма на представяне на модела; неправилна софтуерна имплементация.

В изследването на електронни модули съществува комплексно взаимодействие между топлинният поток и топлинните характеристики на елементите, изграждащи модула, затова се изисква предварителен внимателен анализ на физичните им параметри и геометричните им размери. Обектите, които не могат да се представят с подробни детайли за изчисления в CFD анализа (като корпуси на чипове, топлинни тръби, вентилатори и др.) трябва да се моделират отделно - коректно и надеждно.

Прилагането на .методиката за робастно топлинно проектиране се реализира на базата на процеса на топлинното управление, показан на Фиг. 1 .

LED модул Tradeoffанализ

Фиг. 1. Процес па топлинно симулиране при проектиране на електронни модули

Трите най-важни изисквания за вземане на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 90 ДОКЛАДИ

решения са: познаване на веригата за топлинен пренос; идентифициране на еквивалентен топлинен модел за точно имитиране на модела; проектиране диаграма на процеса, с цел намаляване на грешките в модела и бързо получаване на резултати.

Светодиодните модули като всеки друг електронен модул, генерират топлина при своята работа. Обикновено в мощните светодиодни модули между 70 80% от електрическатамощност се превръща в топлина. Продължителното излагане на високи температури може да съкрати значително срока на експлоатация и да доведе до повреда на светодиодния модул.

Топлинното проектиране на светодиодни модули може да се раздели на няколко нива - на ниво модул, на ниво платка и на ниво система.

Топлинното проектиране на ниво модул се осигурява от производителя на светодиодни устройства.

Тъй като голяма част от топлината генерирана в светодиодите модули се разсейва през печатната платка, изборът конструкция на печатна платка е от решаващо значение за правилното топлинно проектиране. Обикновено мощните светодиоди се монтират на МСРСВ (Metal Core Printed Circuit Board) платки, но чрез използването на топлинни отвори в по-евтините FR4 платки значително могат да се подобрят топлинни характеристики с което да се разшири тяхното приложение.

На ниво система трябва да се вземе в предвид цялостното отвеждане на топлината от прехода на светодиода до околната среда. Между платката и радиатора трябва да има ефективна топлинна връзка, която се осъществява чрез подходящ избор на топлинен интерфейсен материал.

Радиатор се поставя на светодиодни модули, които разсейват голямо количество топлина. Ефективността на радиатора зависи от фактори като материал, брой ребра, дебелина на ребрата и тяхното разположение, дебелина на основата на радиатора и др.

Големият брой фактори, които оказват влияние при топлинното управление налагат използването на компютърно базирани методи за симулация на топлинните процеси.

Експериментални резултати при използване от симулации и термографско валидиране на топлинни модели

В настоящата статия е предложена методология за топлинно проектиране на светодиодни модули

чрез използване на CFD код, който дава възможност за получаване на резултати с висока времева и пространствена резолюция. CFD моделиране може да се извърши с персонален компютър или лаптоп. Първата фаза на работа с кода е свързана с разработката на геометричен модел, при което се налага апроксимиране на сложните конфигурации с по-прости, което изисква значителни умения. Работата в тази фаза силно влияе на точността на крайния резултат, независимо колко стриктно се изпълнява последващия анализ. CFD пакет Flotherm е използван за въвеждане геометрията на проектираните модули. Извършено е топлинно проектиране на различни светодиодни конструкции и изследване на възможните решения за подобряване на топлообмена.

• Топлинно моделиране на конструкция от светодиод и FR4 платка

В първия етап на изследването симулираме поведението на реална светодиодна конструкция с известни физически и работни параметри и се изготвя 3D топлинен модел.

Топлинният модел се състои от светодиод, който е монтиран на стандартна FR4 печатна платка. Конструктивните параметри на FR4 платката, използвани при топлинното проектиране за разгледания пример, са показани в таблица 1.

Таблица 1Конструкция на FR4 платката при топлинното

моделиране

Слой Дебелина |цт1Медно фолио (отгоре) 35FR4 1000Медно фолио (отдолу) 35

При топлинното моделиране на светодиода трябва предварително да се изчисли неговата топлинна мощност. Топлинната мощност разсейвана от светодиода се определя по формулата:

(1) Pth = V f - I f - H

където Pth е топлинната мощност, разсеяна от прехода на светодиода, V/ е напрежението в права посока, I/е токът през светодиода, а Не процентът от мощността, която се превръща в топлина.

Замествайки във формула (1) за максимална разсейвана мощност на светодиод получаваме Ри, = 0.83W (при 1/= 350рА).

На фиг. 2 е показано топлинното разпределение в платката и температурата на прехода 7} на светодиода. При симулацията температурата на околната среда е 25°С, а при измерването 23,4 °С.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 91 ДОКЛАДИ

Топлинният анализ на светод йоднатаконструкция показва, че топлината генерирана в светодиода не може да се разсее ефективно в околното пространство. Това до голяма степен се дължи на ниската топлопроводимост 7. на FR4 слоя (0.2 W/m-K). Температурата на прехода 7} е доста висока 76.8°С (измерената с камера е 75,1 °С) и при повишаване на околната температура може да се влошат работните характеристики.

Фиг.2. Топлинно разпределение

Temperature (degC)

51.5 -

е плат ката

Тъй като по-голяма част от топлината се разсейва през платката, нейното влияние трябва да се анализира внимателно за намирането на оптимален вариант.

• Топлинно моделиране на конструкция с топлинни отвори

Едно от решенията, което се използва в топлинно управление за подобряване на топлообмена е формирането на топлинни отвори. Топлинните отвори могат да бъдат отворени (без запълващ материал) или запълнени с материал с висока топлопроводимост.

За подобряване на разсейването на топлина от FR4 платката в компютърно моделирания модел се добавят 8 топлинни отвора, непосредствено под светодиода.

Конфигурацията на топлинните отвори е показана на фиг. 3.

Фиг.2. Конфигурация на топлинните отвори

На фиг. 4а и б е показано температурното

разпределение от страна платка при наличие на топлинни отвори.

Фиг.4а. Топлинен профил на FR4 платка с топлинни отвори I б е з запълващ материал)

Симулациите на конструкциите с топлинни отвори показват значително намаляване на температу рата на прехода 7). При проектиране с топлинни отвори без запълващ материал, тя е 75.8°С (измерената е 73 °С). а при запълнени с мед топлинни отвори Tj е 74.6°С (измерената е 72.1 °С). В топлинното разпределение от страна платка се забелязва по-добро разсейване на топлината към периферията на платка. В конструкциите се забелязват топлинни стресове в контактите на светодиода с платката. Високите температури в тези области могат да доведат до отказ и са предпоставка за допълнителни техники за топлинно управление.

Фиг. 46. Топлинен профил на FR4 платка с топлинни отвори (със запълващ материал мед)

• Топлинно моделиране на конструкция с различни радиатори

Температурата на 7} може допълнително да се понижи чрез използването на радиатор.

За целите на топлинното оптимизиране е изследвано въздействието на различни видове радиатори. Конструкциите на тези радиатори са показани на фиг. 5а и б.

За материал на радиаторите и на двете изследвани конструкции е зададен алуминий с

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 92 ДОКЛАДИ

топлопроводимост, X = 150 W/m-K. Топлинните разпределения в горната част на FR4 платката с различните радиатори, получени при симулациите, са показани на фиг.ба и б.

Фиг. 5а. Конструкция на радиатор с 8 плоски ребра

Фиг.5б. Конструкция на радиатор с ребра тип - щифтове

Симулациите показват, че температурата на светодиода, охлаждан с радиатор с ребра тип щифтове е по-ниска - 58.°С (измерената е 57,3 °С) от температурата на конструкцията с плоски ребра, която е 60 °С (измерената е 69,1 °С). Това показва, че радиаторът с ребра тип щифтове разсейва топлината по-ефективно от този с плоски ребра. От показаното топлинно разпределение се вижда, че температурата в областта под електрическите контакти значително е намаляла, от 76 °С (измерената е 75,3 °С) на 42°С (измерената е 40,8 °С).

Приложените техники за топлинно управление са достатъчно ефективни за намаляване на риска от топлинни стресове, дори и при по-високи температури на околната среда, с което се намаляват факторите за възникване на откази и се увеличава надеждността. Резултатите отсимулациите показват, че дори при температура на околната среда 40°С, температурата не прехода не превишава 80СС (измерената е 79.2 °С).

Temperature (degC) 60

*I

43 ■

25

Фиг.ба. Топлинно разпределение от страна платка при наличие на радиатор с 8 плоски ребра

Temperature (degC) 58.8

42.9 —

25

Фиг. 66. Топлинно разпределение от страна платка при наличие на радиатор с ребра тип щифтове

• Термографски температурни измервания за валидиране на резултати от симулации

Компютърно моделираните прототипи и резултатите от топлинни симулации се верифицират с измерване на температурата с инфрачервена камера, за да се оцени достоверността и коректността на получените данни.

Два различни подхода се използват в ИЧТ: пасивен и активен [16]. В пасивната ИЧТ. радиацията, идваща от обекта-цел се измерва без никаква външна топлина стимулация. Тази информация може да се използва за измерване на температурата Термографският подход може да се използва и за измерване температурата на прехода и за определяне на топлинни съпротивления. Пасивна ИЧТ се използва при контрола на качеството, но може да се използва и при верификация на резултатите от топлинни симулации. Изчисляване на температура от инфрачервени изображения е не само въз основа на измерената радиация, но също така зависи от калибрирането на камерата, както и от излъчвателната способност на повърхността на изследвания обект. Измервания са извършвани с камера SC640, като компенсиране влиянието на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 93 ДОКЛАДИ

излъчвателната способност с извършвано с построяване на емисивни карти на изследваните образци без подаване на захранване.

Изследвана е и мулти-светодиодна конструкция. На фиг. 7а и б са показани съответно резултати от топлинна симулация, като измерените за 7} стойности са с 4°С по-високи от симулирането. По-ниските измерени стойности се дължат в известна степен на апроксимацията на детайлния с компактия модел на модула, показан на фиг.7а, когато е пренебрегнато наличието на топлинния интерфейсен материал. Процентът на грешката, обаче е приемлива за индустриални приложения. Фактът, че симулираната температура е по-висока от измерената показва, че цифровият модел не може да обясни някои явления на охлаждане. Един от източниците на охлаждане, който се игнорира, с радиация. Тази разлика може да се дължи и на точността на измерването.

Фиг. 7. Конструкция на радиатор с ребра тип - щифтове

ЗаключениеИзползването на предложената методика, чрез

експериментално изследване на различни светодиодни конструкции показва, че техниката за CFD моделиране може да се използва за симулиране на електронни модули. Резултатите от валид пране е термографски температурни измервания показват съответствие с топлинното разпределение при детайлни и компактни модели.

CFD е добър инструмент за подпомагане на топлинното управление за реални приложения, а в съчетание е термографско валидиране на резултатите води до постигане на висока разрешаваща способност и точност.

БлагодарностиИзследванията са подпомогнати от

изследователски договор 142 PD 0057-03 към НИС при ТУС и „Mentor Graphics лаборатория за автоматизирано проектиране на електронни системи".

ЛИТЕРАТУРА[ 1] www.hclteclr com/sites/default/files/Thermal_Man

agement_in_Electronic_Equipment_01FEB 10_V 1 0 pdf[2] www.thermalnews.com/main/news/global-market-

for-electronic-thermal-management-expected-to-reach-15- 56-billion-by-2018/

[3] Tatchell, D., Parry, J., and Clark, I., Advances in Cooling Electronics with CFD, NAFEMS World Congress, June 10-12, 2013, Salzburg, Austria.

[4] www.electronics-cooling.eom/2005/05/cfd- simulations-in-electronic-systems-a-lot-of-pitfalls-and-a- few-remedies/

[5] Cheng, T., et al., Thermal analysis and optimization of multiple LED packaging based on a general analytical solution. International Journal of ThermalSciences, 2010,49( 1), pp. 196-201

[6] Saliray, D., et al., Study and Optimization of Horizontal-Base Pin-Fin Heat Sinks in Natural Convection and Radiation, Journal of Heat Transfer, 2010, 132(1). pp.012503-13

[7] web.mit.edu/-4)daya/www/18.086%20Project%20 Paper.pdf

[8] N. Delmonte, M. Bemardoni, P. Cova and R. Meno/zi, Thermal Design of Power Electronic Devices and Modules, Proceedings of the COMSOL Conference 2009 Milan, p. 7.

[9] Kumar. R., M. Jagath, Boundary Element Methods for Thermal Problems - Review, International Journal of Engineering Research & Technology, Vol. 2 Issue 10, October-2013. pp.2486-2496.

[10] Lasance. C., The Conceivable Accuracy of Experimental and Numerical Thermal Analyses of Electronic Systems, IEEE CPT 25, 2002, pp. 366-382.

[11] Fishbume, R., IR thermography for electronic assembly design verification, InfraMation 2000, Infrared Training Center, p.7.

[12] http://s3.mentor.com/public_documents/datasheel/ products/mechanical/products/flotherm.pdf

[13] Gade. R., T. Moeslund, Thermal cameras and applications: A survey, Mach. Vision Appl., 2014. 25, pp. 245-262.

[14] Usamenllaga, et all, Infrared Thermograph) for Temperature Measurement and Non-Destructive Testing. Sensors 2014, 14, pp. 12305-12348.

[15] La Rosa, G., A. Risitano, Thermographic methodology for rapid determination of the fatigue limit of materials and mechanical components. Int. J. Fatigue 2000, 22, pp. 65-73.

[16] Wiecek, B., Review on thermal image processing for passive and active thermography, 27th Annual International Conference of the IEEE Engineering in Medicine and Biology, Shanghai. China, 1-4 September 2005, pp. 686-689.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 94 ДОКЛАДИ

Tactile Sensor Arrays Implementations in Some of RoboticEffectors

Dimo KOLEV, Svetoslav KAMENOV and Velimira TODOROVA

Technical University of Gabrovo, Department of Electronics, Gabrovo 5300, Bulgaria,4 Hadji Dimitar Str., E-mail: vili@tugab.bg

Abstract. The current article discuss a proposed complex robotic effector imitating human hand and proposes to replace the usually used pressure sensors with the resonance piezoelectric sensor arrays.

Резюме. Настоящата статия разглежда предложение за сложен роботизиран захват, имитиращ човешка ръка и предлага заместването на обикновено използваните сензори за налягане с резонанени пиезоелектрични сензорни матрици.

The delivery of various extensive data is expected from the modem sensor devices and systems, thus ensuring a more precise reaction or control from the appropriate actuators is achieved. Thereby the main trend when designing new sensor systems is the ability to detect multiple physical variables or to use already known physical principles in such a way as to obtain more accurate and broaden sensor information.

IntroductionRobotics is rapidly growing field which needs

complex sensing systems and precision processing circuits, as in these applications the imitation of human limbs or human sensibilities is often priority thus allowing the replacement of humans in dangerous environments or improving the lifestyle of disabled humans

The imitation of human hand is somewhat of priority 11 ] as it represents one of the most evolutionarily successful manipulators in existence and there are several approaches to the problem of replicating its functionality. The range is wide as some of them are based only on replicating the aforementioned functionality to some degree - effectors know n simply as “grippers” (Fig. / a) while others are trying to exactly replicate the human limb (Fig. l b ) .

Simpler Robotic EffectorsThe varying degree of similarity between the

robotic effectors and human hand defines diverse sensory apparatus for maintaining sensing which can

be summarized as abilities to see. touch, hear and move utilizing algorithms that require environmental feedback. The ability to touch or more specifically to be able to accurately handle objects within the frame of preliminary defined parameters as applied force, force localization. force direction. etc.. is interconnected with a specific sensory arrangements and capabilities.

Fig. 1. Examples of robotic hand effectors

The simpler effectors need fewer sensors as the more complex effectors need more sophisticated sensor systems detecting several physical values simultaneously and processing them with suitable speed for tactile sensing implementation.

There are several methods for implementing such sensing which can be based on single- or multi-sensor devices. Some of the sensing solutions are to

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 95 ДОКЛАДИ

reproduce the functionality of localized part from the human hand with multi-sensor device, for example the fingertip [1, 2, 3], as the proposed solution include detection of force, vibration and temperature concentrated in single multisensory block which is independent of the presence or the absence of artificial skin. The advantage is the functionally replicating one fingertip which can be used in various configurations for different effectors but as a disadvantage can be pointed the specific localization of the data collecting field.

Fig. 2. Exemplary simple effector with "fingertips”

In the case of simple "gripper” with "fingertips” (Fig. 2) when there is no contact between the "fingertips” the actual location of the effector levers ought to be determined with other sensing blocks and subsystems which can range from robotic vision |4. 5] through sonar detectors, lasers to the control system of the utilized motion actuators. In the simplest case as shown above, if the stepper motor is used for motion purposes then the position of the levers will be determined with regards to the current position the motor.

Conceptual design for complex effectorsWhen trying to expand the effector scope, i.c. to

imitate the functionality of entire human forelimb it will require a capabilities expansion of the sensor system. Specifically this is the ability to imitate the innate tactile sense of the humans. The tactile sense is the interpretation of environmental data and in the case of humans this is done by the means of central and peripheral neural system in which abstract image is formed from the senses for touch, pressure, vibrations, temperature, humidity and pain in the span of some time. This innate human ability to obtain information in the fonn of tactile image for given object when interacting with it. requires to be implemented as a fonn of tactile image recognizing system in robotic effectors.

The basic functions perfonned by such system are collecting the sensor data generated by the external

object, “constructing” tactile image based on the system input and generating output reaction in accordance with the resulting tactile image.

Motor axle 1

Fig. 3. Conceptual design of robotic forelimb

Conceptual design of complex robotic effector is given on Fig. 3 where for registering tactile sensations is necessary to fonn a sensor network which is to detect the external stimuli. The net is divided in three sensor array groups (or three matrices) as every element of given array combines three type of sensors - for pressure, temperature and humidity. The individual net nodes are designated as S [F] [M] [N] [K], where:

• F - matrix number;• M - row number in the matrix:• N - number of given row element:• K - determines the physical quantity measured in

the given node:Data for the finger configuration and the applied

force in given time is needed in addition to the data from individual net nodes for the formation of tactile image. This can be supplied by the control system for the stepper motors that are utilized to implement the mechanical responses caused by the input stimulus.

The registration of external stimuli is done by registering output sensor data which is then grouped m four dimensional matrix. The scanning of the first array is implemented as first are scanned the sensors m the fingers as the scan direction is from the tips to the palm, then the palm sensor area is scanned last. Tire detecting itself is executed as a scanning of the three array groups as the elements of the second and third arrays are scanned in row by row pattern. There is an attempt to form recognizable tactile image after the data acquisition is finalized and if there is no

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 96 ДОКЛАДИ

recognizable image, a new scanning is done. The presence of tactile image starts the check for the necessity of mechanical reaction from the effector and if there is such a need the reaction algorithms are implemented. The generalized operational algorithm is shown on Fig. 4.

Fig. 4. Generalized operational algorithm for the proposed effector

Implementation ProblemsThe proposed complex effector needs multitude of

different sensors which would greatly increase the resolution and accuracy when forming the tactile image as each array element should be acting as multi­sensor unit that is able to detect several physical quantities. But because of these different types of processing quantities there is necessity of several transducer circuits operating simultaneously for every element from the sensor arrays.

There are several solutions of the aforementioned problem, as follows:

• Every array element to be fabricated as specialized multi-sensor ASIC which will locally process the diverse sensor data. This solution is

costly with regard to hardware but it allows implementing different types of scanning algorithms.

• The processing circuit is common for all of the array elements which only supply unprocessed sensor data via some sort of data network to the central control unit.

• The array elements are constituted from multiple miniature sensors as each of them measures different physical quantity.

• Applying sensors with an array structure whenever possible as this will significantly decrease the hardware costs.

There are also issues with the required scanning time and the matrix size as the bigger the matrix is made, the longer it takes to scan every array. It is evident that the bigger matrix size is beneficial for the measurement resolution and it is preferable maintaining the bigger matrix sizes.

Scanning times can be lowered with different scanning algorithms - for example utilizing parallel scan of array rows or other more complex scan methods. The other solution is to follow the nature example with the human forelimb which has unequal innervation and has concentration clusters of sensors (fingertips, palm of the hand, etc.). The matrix elements in this case are unequally distributed in the sensor field and are concentrated in the most crucial areas in regard of operational and design point view. Practically it is reducing the matrix size as the non critical areas are supplied with fewer array elements (sensing points).

Implementing Piezoresonance ArrayThe pressure sensors in the proposed robotic

effector can be replaced by array structured sensor from capacitive [6], resistive or piezoelectric type. The advantage of piezoelectric devices is in the very high sensibility despite the technical complexity when obtaining flexible structures. The piezoelectric arrays can be no resonant or resonant, as in the first case acoustic waves from bulk or surface type are used and in the second case the changes in the resonance mode are utilized. The resonant method has the highest sensibility as the slightly changes in the established equilibrium lead to significant changes in the resonance frequency.

The method using the frequency shift is very precise in determining the presence of additional mechanical stress with the assumption that the mass of piezoelectric medium is constant value, thus there is possibility to determine the external stress for every sensible point as follows [7]:

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 97 ДОКЛАДИ

Д/' / -со2и,.т 2 /'(1) — «---------:—— = —-—т,./() 'v,

where:№ - signal amplitude; m - mass:/и - resonance frequency:A/- frequency shift;Zq - acoustic impedance of the material.

Experimental research was carried out over a sample of piezoelectric resonance array with polarization along Z axis and the electrode configuration which is shown on Fig. 5 with resonance frequency of 220 kHz.

A

B

C

D

a b e dFig. 5. Designated points in the sensor array

The partial results are shown in Tahl. I as follows:

Fig. 6. Distinction in wave pattern

Table 1Partial results for piezoelectric resonance array

Array Sensing Points No load Loaded

A 10 V 10 VB 5,649 V 5,525 VC 2.827 V 4.436 VD 2,075 V 1.874 Va 0 V 0 Yb 2,663 V 4.286 YC 3.478 V .3.557 Vd 8,659 V 8.45 V

There is evidence that standing waves are forming in the resonance process and as there is distinct change in the standing wave pattern when external load is applied (Fig. 6) then for array scanning is not needed to scan the whole sensor array but the sensible

points which are formed at or near the standing wave antinodes.

This distinctive feature of the piezoelectric resonance array can be used for creation of some sort of "skin” layer that can detect the external pressure with only one array sensor. The vibrations can also be detected with the same sensor but using techniques that are applied in the field of piezoelectric energy harvesting.

The temperature and humidity sensors can not be substituted with the piezoelectric resonance arrays and for them adequate solution should be used.

ConclusionIn the more complex robotic effectors the tactile

sensing is needed as to more precise reactions to be acquired. The proposed complex effector is in need of more complex sensor apparatus. For measuring the external forces is proposed the usage of piezoelectric resonance sensor array and its characteristic peculiarities in the form of skin like device that cover the vital part of the robotic effectors.

There is need of extensive additional testing because the experiments were carried out only with rigid sensor structures and not with flexible ones.

REFERENCES[ 1] Reichel M. Transformation of Shadow Dextrous

Hand and Shadow Finger Test Unit from Prototype to Product for Intelligent Manipulation and Grasping. The Shadow Robot Company, Intelligent Manipulation and Grasping. International Conference. July 1-2. 2004. Genova - Italy.

|2] Kim YM, et al (Aug 2010)."A Robust Online Touch Pattern Recognition for Dynamic Human-robot Interaction." IEEE Transactions on Consumer Electronics 56 (3): 1979-1987.

[3] Mazzini F. et al (Feb 2011). "Tactile Robotic Mapping of Unknown Surfaces, with Application to Oil Wells." IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement 60 (2): 420-429.

[4] Reinhard Klette (2014). Concise Computer Vision Springer. ISBN 978-1-4471-6320-6.

[5] Linda G. Shapiro and George C. Stockman (2001). Computer Vision. Prentice Hall. ISBN 0-13-030796-3.

[6] MY Cheng, XH Huang. CW Ma and YJ Yang. Aflexible capacitive tactile sensing array with floating electrodes. Journal of Micromechanics andMicroengineering, Vol. 19. Number 11.

[7] Murali Krishna G.. K. Rajanna (2004). Tactile Sensor Based on Piezoelectric Resonance. IEEE Sensors Journal, vol. 4. №. 5. 2004. p. 691-697.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 98 ДОКЛАДИ

Thermal Diodes and their Application in Mining

Mila ILIEVA-OBRETENOVA

Mining and Geology University “St. Ivan Rilski” - Sofia, Department of Electrotechnics, 1700 Students'City Sofia, Bulgaria, Prof. Boyan Kamenov Str.,

E-mail: milailieva@abv.bg

Abstract. The paper represents the disadvantages of recent thermoresistors, nonlinear thermal transport in graphene and graphene thermal diodes with different constructions - trapezoidal and T- shaped. Simulation s data of thermal diodes are analysed and preference is given to that one with optimal ratio sizes/thermal rectification ratio. Proposed is an algorithm for computing of convective flows speed, for assessment ofpossible natural aeration of open mine and for application of modern communications.

Термални диоди и тяхното приложение в минното дело (Мила Илиева-Обретенова).Статията представя недостатъците на съществуващите терморезистори, нелинеен термален транспорт в графин и графинови термални диоди с различни конструкции - трапецовидна и Т-образна. Анализирани са експериментални данни за термални диоди като предпочитание се отдава на този с оптимално отношение размери/коефициент на термално изправяне. Предлага се алгоритъм за изчисляване на скоростта на конвективните потоци, за оценка на възможностите за естествена аерация на открит рудник и за прилагане на модерни комуникационни средства.

IntroductionIn conventional electronics the heat is looked as a

disturbance, which has to be suppressed, because it produces noise and provoke other problems. Despite that there are created elements (thermoelements), whose parameters (resistance) depend on temperature - thermoresistors. There are thermoresistors with negative (thermistors) and positive (posistors) thermal ratio of resistance - A greater application find the thermistors [3]. Disadvantage of the thermoresistors is the impossibility for thermal flow direction management. This is important for solving functional problems (increasing of automation degree). Because the resistance depends on material's features and on element's construction, it is important to search for new materials and new constructions.

Two-dimensional carbon structure graphene[2] focuses the attention of scientists and engineers because of its special thermal properties. The heat is carried by vibrations, called phonons. To be an useful

factor phonons have to be directed like in diodes as direct electrical current. Therefore the phonons have to be restricted only in one direction to create an “thermal rectifier”. To achieve unilateral restriction, the element's construction must be smaller than the phonon's way - smaller than 100 nm, sometimes some nanometre. Suitable construction is the triangle structure.

The paper represents nonlinear thermal transport in graphene and graphene thermal diodes with different constructions - triangle (trapezoidal) and T-shaped. Simulation's data of thermal diodes are analysed and preference is given to that one with optimal ratio sizes/thermal rectification ratio. Proposed is an algorithm for computing of convective flows speed, for assessment of possible natural aeration of open mine and of application of modem communications.

MethodThe earliest proposal for thermal rectification in

big 3D fragments dates 1930. The recent thermal rectifier includes physical/chemical functionalized

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 99 ДОКЛАДИ

graphene nanoribbons[61.The thermal rectification is defined usually by

dimensionless parameter - the thermal rectification ratio (rj )•

(1)ft forw ard - Krsv ers в

Kreverse. 100%,

where Kforward is the thermal conductivity in forward direction of AT and KreVerse is the conductivity in reverse direction of AT. Indexes forward and reverse point the both opposite directions from one end to the other. Thermal rectification is the thermal analog of rectifying diode, where the conductivity in forward voltage is much bigger than in reverse voltage. The perfect thermal rectifier would be those with thermal conductivity in one direction and insulating in the other. The expectation is work as a promising component in miniaturizing electronics.

2D asymmetry, defects concentration, isotope concentration or two matenals interface are needed to arise thermal rectification and TJ could be managed by the magnitude of such asymmetry. A lot of other factors impact TJ: high temperature usually decreases TJ, big AT increases rj, decreasing length decreases rj, increasing length saturates TJ.

The negative differential thermal resistance (NDTR) is another thermal analog of nonlinear electron transport phenomenon. In regime linear thermal transport the thermal flow J is proportional of the applied AT. NDTR describes phenomenon, by which the increasing AT decreases J. Next figures show simulation's results of nonequilibrium molecular dynamics - NEMD for triangle nanoribbon. Thermal rectification exists and the thermal flow is different, when AT turns. Fig.l shows triangle graphene nanoribbon and the thermal flows in it Triangle Tr=300 K (26,85° C) represents thermal flow in direction decreasing ribbon width. Triangle Tl=300 K (26,85° C)

represents thermal flow in direction increasing ribbon width. Fig.2 shows the dependence thermal flow - thermal difference: J=f(AT). The rectangle shows the location of NDTR. Fig.3 shows the dependence average temperature - thermal difference: T=f(AT). This dependence represents full analog between thermal transistor and field effect transistor (FET). The average temperature is the managing voltage gate-source (Ugs) and the

thermal difference AT is the output voltage drain- source (Uds).

Tr=300 K3 nm

14=300 K

00 1 2 3 4 5 6 nm

Fig.l. Triangle graphene nanoribbon and the thermal flows in it.

45403530252015105

J, |iW Tr=300 K *

Л* Ti=300 KА л л л Л

0 50 100 150 200 250 aT=|Tr-Tl|,K

Fig.2. Dependence thermal flow - thermal difference: ■J f(A T).

T=(Tr+Tl)/2

280260240220200180160

0 50 100 150 200 250 aT=|Tr-Ti|,K

Fig.3 Dependence average temperature - thermal difference: T=f(Al).

Next figures show the dependence of T] from element's construction[7J. Fig.4 shows graphene nanoribbon with trapezoidal form. The length L, the width W and the thermal flow in forward direction are represented. Fig. 5 shows the dependence of thermal rectification ratio from length and width of thetrapezoidal nanoribbon: TJ (I.) = TJ (2y 3 VV).

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 100 ДОКЛАДИ

* * * * *>7=f(L)

3W

w

n,%10987654321

**

0,1

** * * *

1 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 L (nm)

LFig.4. Graphene nanoribbon with trapezoidal form.

n(L)=n(2vT w)

1 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 L,W (nm)

Fig. 5. Dependence of thermal rectification ratio from length and width of trapezoidal nanoribbon.

Fig. 6 shows graphene nanoribbon with T-shape. The length L. the width W and the thermal flow in forward direction are represented.

L

Fig. 6 Graphene nanoribbon with T-shape.

Fig. 7 shows the dependence of thermal rectification ratio from the length L of T-shaped graphene nanoribbon: T] =f(L). Fig. 8 shows the dependence of thermal rectification ratio from the width W of T- shaped graphene nanoribbon: r\ =f(W).

Fig. 7. Dependence of thermal rectification ratio from the length L of T-shaped nanoribbon.

0,1

** *

n = f ( w )

1 10 20 30 40 50 SO 70 80 90 100 W (nm)

Fig.8. Dependence of thermal rectification ratio from the width W of T-shaped nanoribbon.

Used dataThe thermal rectification ratio depends on the

element's size. Fig. 5 shows that T] depends proportional of the length L and width W of trapezoidal element. The maximum of 7? (7? = 10) arises by specific ratio width/length: 3W=L or L=10nm and W=3nm. Fig. 7 and Fig.8 show the dependences for T-shaped graphene nanoribbon, rj doesn't depend on the ribbon's length and it has its maximum 10 to L=100nm. Tj depends on the width W so that t?max arises by W^lOnm. Advantage is given to the trapezoidal shape because of the more compact sizes and excellent magnitudes of 7? towards width and length simultaneously.

AlgorithmThe convective schema for natural aeration is the

most used in open mining. The air exchange is realized through rising airflows, caused by heat flow to the earth surface. The convective motion is the result of positive vertical thermal gradient.

Recently the air temperature and the temperatures

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 101 ДОКЛАДИ

of different depths of the rock are measured manually by thermoresistors[4]. Then the data are send to computer. It computes, assesses and signals the possibility for natural aeration of open mine. The speed of rising airflows is calculated according to the formula[l]:

( 2 ) V - 0 ,0 6 — h)(— — 1 ) s i n ct,\i te

whereg is the acceleration of gravity, 9,8m/s2 ,H is the mine's depth,h is the depth of point, for which is calculated the speed,tn is the temperature on the rock's surface, tB is the air temperature on the rock's surface, a is the slope angle of the respective surface.

Computation of the biggest possible high of convective flows, staying there to the sunset, is the next step. Possibility assessment of pollutions' dispersion in bigger atmosphere volume for decreasing of their concentration is the third step. Considered is also the annual season [5].Because of the specific processes in open mining - airflows motion - except modem sensors recommended are also modem communications like GPS and drones.

ImplementationThe Implementation of thermal diodes and their

embedding in drones with GPS is object of future work. The expected results are higher automation extent of open mine's observation.

ConclusionThe paper represents the disadvantages of the

recent thermoresistors, nonlinear thermal transport in graphene and graphene thermal diodes w ith different constructions - trapezoidal and T-shaped. Analogue between the thermal processes in graphene and electrical processes in FET are made. Hypothesis about thermal transistor is expressed. Simulation's data of thermal diodes are analysed and preference is given to that one with optimal ratio sizes/thermal rectification ratio. Proposed is an algorithm for computing of convective flows speed, for assessment of possible natural aeration of open mine and of application of modem communications like drones with GPS. The implementation of the algorithm is object of future work.

REFERENCES|1] Бересневич, П., В. Михайлов, C. Филатов.

Азрология карьеров. Недра, Москва, 1990.12] Високов, Г„ Ц. Цветков. Нанотехнологии и

наноматериали. ЕсПринт ООД, 2008.[3] Петков, С., Д. Костов. Основи на електрониката

и електронни устройства за минната промишленост. Държавно издателство техника, 1986.

[4] Савов, П., М. Вацкичсва. Термодинамични особености при естествена вентилация на кариерите. Годишник на МГУ, 2014г„ т. 57, Свитък III, с. 96-99.

[5] Савов, П„ М. Вацкичсва, К. Величкова. Числено моделиране на процесите на проветряване на открити рудници в зависимост от топографията и годишните сезони. Proceedings of the Vth International Gcomechanics Conference, 18-21 June 2012, Varna, Bulgaria, p. 307-313.

[6] Yan Wang, Ajit K. Vallablianeni, Bo Qiu, Xiulin Ruan. Two-Dimensional Thermal Transport in Graphene: A Review of Numerical Modeling Studies. Nanoscale and Microscale Thermophysical Engineering, Volume 18. Issue 2,2014, pages 155-182.hllD://www.tandfonline.coiii/doi/fnll/10.1080/15567265.20 14,891680#tabModule

[7] Yan Wang, Ajit Vallabhaneni, Jiuning Hu, Bo Qiu, Yong P. Chen, Xiulin Ruan. ..Phonon Lateral Confinement Enables Thermal Rectification in Asymmetric Single- Material Nanostructures“, Nano Lett. 2014, p 592-596.http://pubs.acs.org/doi/abs/10.102 l/nl403773f?prevSearch= Xiulin0 o2BRuan&searchHistorv Key

Correspondence to author: Mila Ilieva-Obretenova, MGU "St. Ivan Rilskf’ - Sofia, Department of Electrotechnics, e-mail: milailieva rijabv.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 102 ДОКЛАДИ

Analysis of a power MOSFET switching process

Vladimir VLADIMIROV DIMITROV*

* Technical University of Sofia, Department of Power electronics, 1797 Sofia, Bulgaria, 8 Kl. Ohridski Blvd., Bl. 1, E-mail: vdimitrov88@gmail.com

Abstract. This paper considers the switching dynamics of a power MOSFET using fourth order equivalent circuit for the different regions of operation. In contrast to the standard approach, reducing the investigated circuit to second order is not made, which helps to keep the detailed dynamics in the

final waveforms. The governing equations for the different stages during turn on and off are written in state space form. Using this approach, the obtained waveforms are plotted for both the turn on and turn off process. Finally, a discussion is made about the way to implement some of the more obvious discrepancies between the used MOSFET equivalent circuits and the physical device.

Анализ на превключването при силови МОС транзистори (Владимир Димитров). В статията са разгледани етапите на превключване на силов МОС транзистор в схема с два източника на енергия. На базата на еквивалентни схеми за всеки епап са записани описващите процеса диференциални уравниея, като за разлика от съществуващи изследвания не са пренебрегнати ефектите свеждащи динамиката до втори ред. Получените времедиаграми са показани, и са отбелязани основните разлики между времедиаграмите и реално наблюдаваните процеси.

I. IntroductionPower conversion inevitably involves the use of

nonlinear elements as an integral part of a power circuit topology. The constraints imposed by real elements limit the achievable efficiency of the power converter. As a consequence the need for good models is more apparent, the tighter the design requirements are. Every model of a physical device must be a compromise between the depth of the modeled effects and simulation speed. The possibility of analytic solution is also a great concern, which allows the use of different parameters, without the need to adjust the simulation parameters for each run.

The power MOSFET is one of the primary devices used in power electronics for controlled energy conversion, and as such its dynamic behavior has received much interest from both academica [1],[2], [3], and industry [4], [5]. However, all of these publications describe the full equivalent circuit during the different stages of switching, and then reduce it to second or first order, which is the basis for the obtained waveforms. The underlying reason for this kind of modeling is the widespread engineering paradigm that second order ordinary differential equations (ODE) are the limit of analytic

solvability. The possibility of analytically solving ODE's up to fourth-order brings the question what will be the benefit of the additional burden to obtain and solve them. This is part of the motivation for this paper.

The paper investigates the switching dynamics of a power MOSFET based on its full equivalent circuit, bringing the dynamics to forth order with one exception. Its organization is as follows: in the next section the full equivalent circuits of the power MOSFET during the turn off, active and linear operation mode are presented along with the investigated circuit topology, also the assumed simplifications in the used equivalent circuits are discussed. Next in Section III the different stages during its turn on and turn off are discussed, the equivalent circuits for each of them are presented and the governing differential equations are obtained in state space form in combination with their initial conditions and the conditions for the end of the period. In Section IV waveforms for both the turn on and turn off dynamics are plotted using MATLAB for typical parameters. Finally, in section V a discussion is made about the possible modifications to account for some of the assumed simplifications.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 103 ДОКЛАДИ

D D

Figure 1 a) Circuit for investigation, Equivalent circuits used in b) Active region, c) Linear region, d) Off state, e) Reverse diod

II. MOSFET equivalent circuits and assumptions

The MOSFET models used in the analysis of its switching behavior are shown in figure 1 along w ith the studied circuit topology. The main idea behind the assumptions made is to obtain an ordinary differential equation which can be easily solved using specialized software for obtaining the switching dynamics. These are:

• The MOSFET is only modeled in its linear, active and off regions.

• The internal diode is modeled only during its reverse recovery, due to its higher influence over the overall losses, and also due to better documentation in datasheets.

• All L, R and C elements in its equivalent circuit are assumed linear and time-invariant.

• The load inductance Lo is assumed large enough, so during the switching process the output current Io is constant.

Although the assumptions of linear transistor capacitors are not realistic for real transistors at the end of the paper a method is discussed to rectify the problem. Figure 2 - A general flowchart of the power MOSFET

dynamics

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 104 ДОКЛАДИ

III. Switching Dynamics

The power MOSFET switching dynamics can be separated and analyzed independently during turn off and turn on. However, as it will be seen some of the resulting equivalent circuits and as a result the describing ODE are equiv alent. A flowchart of the analyzed switching dynamics of a power MOSFET is shown in figure 2.

figure 3.

Figure 3 - Equivalent circuit during the first stage in transistor turn on dynamics

At the start of this stage the gate driver applies a sufficient voltage to turn on the transistor and make it work in its linear region. However, this cannot happen instantaneously, and during this stage the transistor is off until the Vgs voltage reaches the threshold voltage.

The resulting circuit is of the fourth order, having one capacitor loop and one inductor cutset, so defining the state vector as -v = \tg vgs /„. vds\.The state space equation has the form,

dx

~dt

A =

Ax + Bu,

C„CU

JfiE4,

(L, +Ld) It.

Ls

It.

(fiCl

Eit

I., +L

C„ -egcl

K,0

a. Turn onLs

A+LLt

B =Stage 1The equivalent circuit to be analyzed is shown in

0Ls+Lg

0

<E0

A0

"-!< '1

LtV'' ' +C^C,< +CS*CB

A +LHLV + L _

The initial conditions for this period are:ig =4 = E;.v = °tts = v,n

Stage 2This stage occurs when Vgs reaches the threshold

voltage. The transistor turns on and during this time period operates in active region, and the resulting equivalent circuit is shown in figure 4.

It is characterized with combined rising of the drain current and Vds drop, with the size of Ld determining which process is evolving faster.

Figure 4 - Equivalent circuit during the second stage in transistor turn on dynamics

Using the same state variables as in the previousstage:

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 105 ДОКЛАДИ

dx~dt

A =

B

Ax + Bu,

*ALs ' Ld)L+ CCt4R„L,

(F vLd)J-%&nS~' dg

c 2

Ls

(L~gmAs - c„

F_a„0

L, + LdFq

0Ls

~~q0

c -

c - =— dsC gs + C dsC gd

=4^ls+ L d L ^ -\-L4L

V'

c*C eq

0

c„ СлcHi

A-

0

F+LgL%0

The initial conditions are:^ g O ’ F " ' 4 o 51 o s 1 i A - T / s 1 „

There are two possible events the can lead to the end of this stage. In the more realistic one the drain voltage drops faster than the drain current. In this case the drain-source voltage drops until the transistor enters its linear region. For this reason the analyses only for this period will be shown due to size considerations.

Stage 3aIf Vds reaches a value that ensures operation of

the transistor in its linear region before the drain current reaches the load current an addition period must be analyzed shown in figure 5.

Figure 5 - Equivalent circuit during the third stage in transistor turn on dynamics

This stage continues until the drain current reaches the output current in case of inductive load

plus the reverse recovery current of the inverse diode of the upper transistor

Again the same state variables are used, leadingto:dxdt— = Ax + Bu.

A =

B--

Re ( F + F ) ( F + F )

C„, +c.dgceq

R e F

G,£tcl

Ao

_ F _

oF +F

F+F

0L,

£*Cl

ces+cdgcl

I' ' ]

— ■^B-dsCgs +CdsCsd +CgdCgs

= , j F<L„ +LdL, +L,L„

F _A,

RdsClF + L e

t Le" \kA+Cd*)D S'*

The initial conditions are:

F ~ ^ gl dj — I dl ’Vgs = I x.vi ’ Vds = ^0 Kd ,

b. Turn offThe turn off dynamics can be divided in four

stages, where the analysis in every one is very similar to one of the stages during turn on, with the difference being the initial conditions and the stimulus. For this reason only the differences will be noted.

Stage IIn this first stage at the turn off process the gate

driver drops its voltage to -Ys and the equivalent circuit is shown in figure 6. As can be seen from it the analysis is very similar to stage 3a during turn on, so the same equations apply, the only difference being that the voltage Vs is negated, and Ld is replaced with Ld+Lo.

This stage ends when Vgs reaches a value forcing the transistor to operate in its active region. This value is dependent on its transconductance (gm) andload current according to j - -lo_ , v . Also the

o- *o m

initial conditions are:le = °Л = UF = V„vd s = I0RcU

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 106 ДОКЛАДИ

initial conditions are

ig(t)

(i f* |--------------___________ t

R g-AM—-

Ld+Lo

X

-Vs-T Vgs(t)

c « &

Rds

Cgs

тVds(t)

Ls

Figure 6 - Equivalent circuit during the first stage in transistor turn off dynamics

Stage 2During this stage the transistor operates in active

region. Again as in stage 2 during turn on there is simultaneous change in the drain current and drain source voltage. The stage ends when Vds rises to a value sufficient to turn on the reverse diode of the other transistor, so Vds=Vin+Vf.

The equivalent circuit is shown in figure 7, and as the analysis is equivalent to stage 2 during turn on, it will not be repeated, the difference being the sign of Vs. The initial conditions are

Figure 7 - Equivalent circuit during the second stage in transistor turn off dynamics

Stage 3When Vds reaches a value allowing the reverse

diode of the other transistor to turn the resulting equivalent circuit is shown in figure 8 (note that forward recovery of the diode is not modeled).

The resulting circuit is very similar to stage 2 of the turn on dynamics with negative value of Vs. The

Figure 8 - Equivalent circuit during the third stage in transistor turn off dynamics

h ~ °Fd = !o’Vgs ~ K>vds ~ IoRds. This stageends when the Vgs voltage reaches the threshold resulting in the transistor turning off.

IV. Simulation ResultsUsing the parameters shown in the appendix the

waveforms for turn on and turn off are shown in figure 9 and figure 10

V. ConclusionThis paper considered the switching dynamics of

a power MOSFET without making the common approximations to the used equivalent circuits. There are two mam differences between the real device and the analyzed equivalent, and each of them will be discussed in turn.

The first one is the nonlinear dependence of the transistor capacitors on the voltages, and most notably Cds, as is also discussed in [1]. However, their dependence can easily be accounted for by using different values for different voltage values, in simple case one for high Vds and one for low.

The second problem is the idealization of the gate driver to an ideal voltage source, which is capable in instant transitions between high and low value. This is unrealistic in real situations, which can lead to substantial prolongation of the first and second stages in the associated turn on or off process. This problem is also easily fixed by using the Laplace transform of the obtained differential equations and substituting its constant value with a typical exponential or linear ramp.

Finally, in a future paper the comparison between

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 107 ДОКЛАДИ

the proposed model and the cited models for calculating switching losses will be presented.

VI. AppendixThe simulation v alues used for the generation of

figure 9 and figure 10 are: Vin=24V. Vs=15V,Lg=5.5nH, Ls=7.5nH, Ld=4.5nH, Vth=2V. gm=400, Rds= 2mOhm, Ciss=4nF, Crss=l.lnF, Coss=3.65nF.

VII. AcknowledgementsThis work was supported in part by Technical

University- Sofia through project 152ПД0010-03.The author wishes to thank Prof. Peter Goranov

for the valuable suggestions and reading the manuscript.

VIII. REFERENCES[1] Yuancheng Ren; Ming Xu; Zhou. J.; Lee, F.C.,

"Analytical loss model of power MOSFET, "Power

Electronics. IEEE Transactions on. vol.21, no.2,pp.310,319. March 2006

[2] Rodriguez, M.; Rodriguez. A.; Miaja, P.F.; Lamar, D.G.; Zuniga, J.S., "An Insight into the Switching Process of Power MOSFETs: An Improved Analytical Losses Model," Power Electronics, IEEE Transactions on ,vol.25. no.6, pp.1626,1640, June 2010

[3] D. A. Grant and J. Go war, Power MOSFETs: Theory and Applications. Wilcy-Intcrscicnce, 1 ed., 1989.

[4] Hepp. W.J.; Wheatley, C.Frank, "A new PSPICEsuh-circuit for the power MOSFET featuring global temperature options," Power Electronics SpecialistsConference. 1991. PESO '91 Record., 22nd Annual IEEE . vol., no., pp.533,544, 24-27 Jun 1991

[5] Jon Kline., "Synchronous buck MOSFET loss calculations with Excel model" Farichild Application note AN-6005, 2006

Voltage Vds(t) and current ld(t)

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 108 ДОКЛАДИ

Current ld(t) and Voltage Vds

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 109 ДОКЛАДИ

Анализ на реверсивен резонансен DC/DC преобразувател

Николай БАНКОВ*, Александър ВУЧЕВ*

* Университет по хранителни технологии - Пловдив, 4002 Пловдив, България, бул. „Марица“ №26, e-mail: nikolay_bankov@yahoo.com

Резюме. Разгледан е реверсивен последователно резонансен DC/DC преобразувател, работещ над резонансната честота. Той съдържа две еднакви мостови превключващи вериги, чрез което се постига фазово управление. Извършен е анализ на процесите в преобразувателя с отчитане на влиянието само на първата хармонична. Установено е условието, определящо границата между двата типични режима на работа. Като резултат от анализа са получени изрази за основни величини на преобразувателя и са построени неговите изходни и регулировъчни характеристики.

An Analysis of a bidirectional resonant DC/DC Converter (Nikolay Bankov, Aleksandar Vuchev). A bidirectional series resonant DC/DC converter operating at frequencies higher than the resonant frequency is examined. It consists of two identical bridge commutation circuits whereby a phase-shift control is achieved. An analysis of the processes in the converter with the impact of only the first harmonic is carried out. The condition that defines the border between the two typical operating modes is established. As a result of the analysis, expressions for basic parameters of the converter are obtained and both output and control characteristics are drawn.

ВъведениеОт доста време последователно резонансните

DC-DC преобразуватели, работещи е по-висока от резонансната честота, са намерили приложение за реализацията на различни захранващи устройства. Това се дължи на присъщите им предимства, най- съществените от които са малки размери и тегло, естествена защита от късо съединение и др. Не на последно място тези преобразуватели имат ниски комутационни загуби. Това се дължи на реалната възможност силовите им прибори да превключват, когато напрежението, приложено върху тях, има нулева стойност (ZVS - Zero Voltage Switching).

За регулиране на изходната мощност на последователно резонансните преобразуватели се прилагат две групи методи [1], при променлива честота и при постоянна честота. В основната си част тези методи се реализират със средствата на инвертора, което предполага, в структурата на преобразувателите да се поставят неуправляеми токоизправители.

Такова решение обаче не дава възможност за връщане на енергия към захранващия източник, което за редица приложения е наложително. Едно

решение на този проблем е употребата на управляем изправител [1]-ь[3]. Подобни схеми за фазово регулиране на последователно резонансни DC-DC преобразуватели са отдавна известни и изследвани [4]ч-[6]. При тях изходната мощност се изменя на практика от нула до максимална стойност. В случая обаче използваният изправител е несиметричен, което не позволява връщане на енергия към захранващия източник.

За изследване на последователно резонансни преобразуватели редица автори [5, 6] прилагат хармоничен анализ при отчитане на влиянието само на първата хармонична. Получените чрез този метод резултати, са в достатъчна степен подходящи за инженерни изчисления.

Цел на настоящата работа е изследването на реверсивен последователно резонансен DC/DC преобразувател чрез хармоничен анализ при отчитане на влиянието само на първата хармонична. Като резултат от анализа да бъдат получени изрази за основните му величини и да бъдат построени графично неговите изходни и регулировъчни характеристики.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 110 ДОКЛАДИ

I,*

Id h*-

Фиг. 1. Принципна схема на реверсивния резонансен DC/DC преобразувател

Фиг. 2. Времеви диаграми на напреженията и токовете

Принцип на действие на преобразувателяПринципната схема на изследвания реверсивен

преобразувател е представена на фиг.1. Тя е съставена от две еднакви мостови превключващи вериги, резонансна верига (L, С), съгласуващ трансформатор Тг, капацитивен входен и изходен филтър ( ( ) ■ и Со) и товарен резистор (До). По аналогия с конвенционалния резонансен DC/DC преобразувател първата превключваща верига (транзистори Q1+Q4 с обратни диоди 1)\^1)л) изпълнява функцията на инвертор, а втората (транзистори Qs^Qx с обратни диоди Ds^Dx) съответно - на токоизправител. Паралелно на транзисторите в инвертора и токоизправителя са свързани демпфиращите кондензатори (С\ ^Са) и (Cs^Cs), с чиято помощ се постига комутация при

нулево напрежение [4].Работата на схемата е илюстрирана с времевите

диаграми, показани на фиг.2. За регулиране на изходната мощност на преобразувателя се прилага същата стратегия, като предлаганата в |4М6|.

Инверторът създава едно напрежение иа с почти правоъгълна форма. Понеже той работи с постоянна честота, по-висока от тази на резонансната верига, резонансния ток / изостава от напрежението иа на ъгъл ср. От друга страна заедно с преминаването на тока / през нула, съответната двойка транзистори на изправителя (Ох, Qi или Ов, Qx) започва да провежда за времето на ъгъл а. Напрежението щ на входа на токоизправителя, което има подобна форма като иа, променя посоката си при изключването на транзисторите в токоизправителя. Регулирането на изходната мощност се постига чрез промяна на ъгъл а.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 111 ДОКЛАДИ

Фиг. 3. Векторни диаграми

Анализ на работата на преобразувателяИзследването на преобразувателя е извършено

чрез хармоничен анализ с отчитане на влиянието само на първата хармонична. Резултатите от него са пригодни за инженерни нужди, тъй като малко се отличават от тези, получени чрез решаване на съответните диференциални уравнения.

За нуждите на анализа са направени следните допускания: съгласуващият трансформатор еидеален с коефициент на трансформация к, всички елементи на схемата са идеални, пренебрегва се влиянието на демфиращите кондензатори и пулсациите на захранващото напрежение 10 и на изходно напрежение £/0, т.е. напреженията иа и щ имат правоъгълна форма.

На базата на приетите допускания са въведени следните означения:

со0 = 1Js[lC и р0 = Щс - резонансна честота и вълново съпротивление на трептящия кръг L-C;

v = соЛ/со0 - разстройка на резонансния кръг, където (Os е работната честота на инвертора.

Анализът на времевите диаграми от фиг.2 показва възможните режими на предаване на енергия - от захранващия източник към товарната верига или обратно.

В съответствие с направените допускания, когато времето на провеждане на обратните диоди на инвертора D\, lh (или D2, D4) е по-голямо от това на транзисторите Q\, Ог (или Q2. О4). връщаната към захранващия източник енергия е повече от консумираната или средната стойност на

тока Id е отрицателна. Това се случва при (р > ж/2.Поради действието на диодите в изправителя,

изходното напрежение Uo не може да променя знака си. Следователно, за изправителя връщаната от товарната верига енергия е повече от консумираната, когато а > л/2 или средната стойност на тока /о стане отрицателна. Това означава, че транзисторите на изправителя Os, Oi (или 06, Qz) трябва да провеждат повече време от диодите му Ds, Dj (или D&, D$).

Съгласно избрания метод за анализ е прието, че в разглежданата верига действат само първите хармонични на тока / и напреженията иа и иь. Това дава възможност, процесите в преобразувателя да бъдат онагледени чрез векторни диаграми. Както беше казано, в зависимост от стойността на ъгъла за управление са възможни два режима на работа. Първият, за 0 < а < л/2, когато енергията се пренася към товарната верига, е илюстриран на фиг.За. Вторият режим, за л/2 < а < л, при който енергията се връща от товарната верига, е онагледен чрез векторната диаграма на фиг.Зб.

За разглежданата верига в установен режим е валидно равенството:

(!) Ua{\) =kUb(\) +Д7(ф

където f/il(1), //,,,,) и /(,) са комплексите на първите хармонични съответно на иа, иь и /, а

X = cosL----- 1—= v-- р0.со5С v)

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 112 ДОКЛАДИ

Според приетите допускания средната стойност на изходния ток се определя като:

171 i4i(2) 10 = — [ л12И/л sin(co t + a)dco t =--kl/л cos а

откъдето за ефективната стойност на първата хармонична на резонансния ток се получава:

n't 1 - п 7°^ 2V2 £cosa

В първия случай при 0 < a < л/2 за комплексите и са валидни изразите:

и4) =2V2 Е/

(4) ^(D =2V2 tv*-;5 .

1 = C/q cos 5 - jU'0 sin 8 +

(8) + ---- -•-^-•со8(л/2-ф)4-8 v cos a

+ j^r- • -- ---- - • • sin (71/2 - cp)8 v cos a

Понеже имагинерната част на горния израз е равна на нула, се получава:

(9) t/gsin8 = ^-^------ —• -coscp8v cos a

От векторните диаграми, показани на фиг.З, се вижда че:

(10) coscp = cos a

От което пък следва:

(11) coscp = £/ocosa

Mo = V — 1

2V2 £cosa v/po7АФ-ч)

Във втория случай при л/2 < a < л, изразите за комплексите Ua^, Ub^ и ]Х1У] са съответно:

и4) =2л/2

ud;

(5) • - TJ ст(2тг-8) _ 2л/2^6(1) " ио ^ - [/„•е“''5

Mi)it 20

2V2 £cosa v /Po

От изрази (4) и (5) е видно, че независимо от интервала на промяна на ъгъла на управление а, уравнение (1), приема един и същи вид:

(6)

2V2 2л/2 ,,-^-Ud=^kU0-e-j5 +л л

+ 71 20

2V2 £cosa2!__ 1 .рАФ-ч)

v /Po

С цел получаването на обобщени резултати са въведени величините изходно напрежение t/g и изходен ток /д в относителни единици:

(7) U'0=kU0/Ud и 1'о=^~иа/ Ро

Тогава от уравнение (6) се достига до следния нормализиран израз:

Уравнение (11) показва, че режимът на работа на инвертора, определящ посоката на предаване на енергията, също както този на токоизправителя, зависят единствено от големината на ъгъла на управление а.

Независимо от посоката, количеството на предаваната от инвертора енергия зависи освен от стойността на ъгъла на управление а, също така и от големината на изходното напрежение Uo.

На базата на изрази (9) и (10) окончателно се получава:

(12) П =sin 5

9С

където с = — (v - 1/v).8

От друга страна понеже 5 = a + ср, следва, че:

(13)sin 5 = sin (a + ф) = sin a cos ф+cos a sin ф = сГ0

cos ф = f/g cos a

или

(14)cos a sin ф = cl'0 - U'0 sin a cos a

cos a cos ф = U'0 cos2 a

От горната система се стига до израза:

(15) cos2 a = (cl'0 - f/g sin a cos a)2 + E/g2cos4 a

След несложни преобразувания равенство (15) добива вида:

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 113 ДОКЛАДИ

(16) l = cX+(Uo~cIotga)2

От горния израз лесно се получава изходната характеристика U'0 = /(/,': а) на преобразувателя:

(17) U'0=cr0t g a ± j l - c 2r 02

Знакът в горното равенство е положителен при Г 0 > 0, когато енергията се предава към изходната верига на преобразувателя и отрицателен при Г 0 < 0, когато енергията се връща към захранващия източник.

Уравнение (17) показва, че изходният ток може да се изменя в диапазон, определен от една минимална и една максимална стойност:

(18) - 1 / с < Г 0 < + \ / с

Вижда се, че възможните екстремни стойности на изходния ток не зависят от товарния резистор, а само от разстройката по честота v на резонансната верига на преобразувателя.

На базата на уравнение (17) могат лесно да се изведат изрази за регулировъчни характеристики на преобразувателя. За напрежението се получава:

(19) к = кд/с2 + ( c - t g a - R ' 0 f

където R '0 = U '0 / Г 0 е нормализираната стойност на товарния резистор.

Поради еднозначно определената посока на изходното напрежение U o , горното равенство не дава достатъчно информация за възможните режими на работа на преобразувателя. По-удобно е, да се ползва регулировъчната характеристика за изходния ток:

(20) к = ±у]с2 +(c-tga.-R'0f

На базата на представения хармоничен анализ, чрез несложни математически преобразувания могат да се изведат изрази и за други важни величини на разглежданата схема.

Изходни и регулировъчни характеристикиДостатъчно пълна представа за свойствата на

изследвания последователно резонансен DC/DC преобразувател може да се получи чрез анализ на неговите графично изобразени нормализирани характеристики, за стойност на коефициента на трансформация равна на единица (к = 1).

Така на базата на уравнение (17) са получени в нормализиран вид зависимости на изходното напрежение U0 от изходния ток /о (фиг.4). Те са построени при работа на преобразувателя с постоянна честота (v = l,15) за няколко различни стойности на ъгъла на управление а = 0; л/10; л/5; Зл/10; 7л/20; 2л/5: 9л/20; л/5; 7л/20; Зл/5; 13л/20; 7л/10; 4л/5; 9л/10; л.

Фиг. 4. Изходни характеристики на преобразувателя.

Изходните характеристики са представени с плътни линии. Тези, разположени в първи квадрант, за 0 < а < ж/2, съответстват на режима на предаване на енергия към товарната верига, а другите, във втори, за ж/2 < а < ж - на режима на връщане на енергия към захранващия източник. Граница между двата режима се явява ординатата. Спрямо нея за равно отстоящите от ж/2 ъгли на управление, характеристиките са разположени симетрично.

С пунктир е показана границата на областта на работа с комутация на ключовете на инвертора при нулево напрежение. За първи квадрант, тази област се дефинира от условието ф > 0, а за втори съответно — ф < л. Зависимостите са разположени между граничната линия и абсцисата, за която е дефиниран режим на късо съединение в товарната верига. Фиг. 4 показва, че когато ключовете на инвертора превключват при нулево напрежение, на практика в целия диапазон на регулиране режим на празен ход е невъзможен.

Нормализирани регулировъчни характеристики за изходния ток /о като функция на ъгъла на управление а са представени на фиг.5. Те са построени на базата на уравнение (20) при работа на преобразувателя с постоянна честота (v = 1,15) за няколко различни стойности на товарния резистор R'o = 0,1; 0,3; 0,5; 1,0; 2,0.

Сега граница между двата режима на предаване

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 114 ДОКЛАДИ

на енергията се явява абсцисата.

Фиг. 5. Регулировъчни характеристики на преобразувателя.

Фиг. 5 показва, че независимо от стойността на товарния резистор тези характеристики имат два екстремума. За тези точки изходният ток добива едни и същи стойности, които могат да се определят от уравнение (18).

Очевидно, от гледна точка на управлението на изходната мощност на преобразувателя, най- подходящ за употреба е диапазонът на изменение на ъгъл а, ограничен от екстремумите. Нещо повече, при малки стойности на товарния резистор се наблюдава сравнително широк участък, в който регулировъчните характеристики могат да се приемат за линейни.

С увеличаване на стойността на товарния резистор диапазонът на изменение на ъгъла на управление между екстремумите на изходния ток намалява и характеристиките стават в голяма степен не линейни.

ЗаключениеРазгледан е реверсивен резонансен DC/DC

преобразувател при работа над резонансната му честота и фазово регулиране на изходната му мощност. Извършено е теоретично изследване на преобразувателя на базата на хармоничен анализ при отчитане на влиянието само на първата хармонична. В резултат са получени зависимости за основни величини на преобразувателя и графично са построени неговите изходни и регулировъчни характеристики. Определени са диапазоните на управление за двата режима на предаване на енергия - към товарната верига и към захранващия източник. Дефинирани са и граничните условия за областта на работа на ключовете на инвертора е комутация при нулево

напрежение. Обсъдени са някои особености при регулирането на изходната мощност на преобразувателя. Посочен е най-подходящия диапазон на изменение на ъгъла на управление.

Представените изходни и регулировъчни характеристики показват, че разгледаният резонансен DC/DC преобразувател е реверсируем само по ток, тъй като изходното му напрежение не може да променя посоката си. При това смяната на посоката на предаване на енергията е определена еднозначно от ъгъла на управление.

ЛИТЕРАТУРА[1] Cheron, Y., Н. Foch, J. Roux. Power Transfer

Control Methods in High Frequency Resonant Converters, PCI Proceedings, pp. 92-103.

[2] Patent № 4717990, U.S. H04M 7/00; H02J 3/38: Cheron Y., P. Jacob, J. Salesse; Static Device for Control of Energy-Exchange between Electrical Generating and/or Receiving Systems.

[3] Dixneuf Daniel. Etud d’un variateur de vitesse a resonance pour machine asynchrone triphasee. These. 1988.

[4] Liu, Y., P.C. Sen. Source Reactance Lossless Switch (SRLS) for Soft-Switching Converters with Constant Switching Frequency, IEEE Transaction on Circuits and Systems, Vol. 43, pp. 301-312.

[5] Rossetto, L., G. Sipazzi. Series Resonant Converter with Wide Load Range, Industry Applications Conference, The 1998 IEEE, Vol. 2, pp. 1326-1331.

[6] Grigorova, Tsv., N. Bankov. Investigation of the Series Resonant Converter with Secondary-Side Transistor Bridge Rectifier, Elektrotechnika & Elektronica, Sofia, Bulgaria, 2008, №3-4, pp. 9-14.

Проф. д-р Николай Д. Банков е преподавател в катедра “Електротехника и електроника “ наУниверситет по хранителни технологии-Пловдив. Завършил е ВМЕИ — София, спец. “Електроснабдяване и електрообзавеждане”. Работи в областта на високочестотните статични преобразуватели на електрическа енергия.

тел.: 032/603 791, e-mail: nikolay bankov@yahoo.com

Доц. д-р Александър Cm. Вучев е преподавател в катедра “Електротехника и електроника “ наУниверситет по хранителни технологии - Пловдив. Завършил е ТУ - София, спец. “Електрически машини и апарати”. Работи в областта на високочестотните статични преобразуватели на електрическа енергия,

тел.: 032/603 883, e-mail: avuchev@uahoo.com

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 115 ДОКЛАДИ

Устройство и алгоритъм за управление на соларни панели според местоположението на слънцето

Катя АСПАРУХОВА, Тодор ДЖАМИЙКОВ и Иван СПАСОВ

* Технически Университет София, Факултет по Електроника, 1797 София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: k asparuhova@tu-sofia.bg. tsd@tu-sotia.bg

Резюме: В доклада се представя и анализира техническо решение на електронно vcmpoticmeo за управление на соларни системи (фотоволтаични и енергетични). Ефективността на преобразуване на слънчевата енергия зависи от ъгъла, под който падат лъчите върху повърхността. При денонощния ход на слънцето този ъгъл се променя. Устройството има за цел да определя позицията на слънцето, да комуникира с насочващи механизми и така да ориентира соларните панели постоянно перпендикулярно на слънчевите лъчи. Представеното решение е базирано на микроконтролер и работи по вграден алгоритъм за изчисление според географското положение и астрономическото време от денонощието.

Abstract: The use of solar energy depends on the level ofperpendicularity between the sun light and the solar panels, so a sun tracker is needed in order to improve the utilization of solar energy. In this paper is presented a technical solution for design and realization of an electronic device for implementation in photovoltaic systems. The device determines sun coordinates, communicates with targeting mechanisms and that way contributes to the appropriate orientation of the photovoltaic panels. The block scheme presented is microcontroller based and works according to a precise in­built algorithm for calculation of sun position according to local time and geographical coordinates.

УводЕдинственият и практически неизчерпаем

източник на суровина за производството на електричество посредством фотоволтаични клетки е слънцето. Технологиите за оползотворяване на слънчевата енергия са сред приоритетните направ­ления в развитието на енергетиката в световен мащаб. Въпреки това, произведената от фото­волтаични системи електроенергия все още не е конкурентна на тази, произведена по традиционно използваните технологии. Основната насока за по­вишаване ефективността на фотоволтаичните панели е използването на механизми за позицио­нирането им в реално време, така че равнината на фоточувствителната им повърхност да бъде пер­пендикулярна на падащите слънчеви лъчи.

Фотоволтаичните системи биват следящи и стационарни. Следящите се разделят на едноосно и двуосно следящи, докато стационарните се мон­

тират неподвижно, с фиксирани при монтажа ориентационни координати. Системите с вграден механизъм за проследяване тракер (tracker) имат за цел да увеличат количеството преобразувана слън­чева енергия, чрез насочване в оптимална позиция. Насочването на панелите се осъществява по изме­рени и/или изчислени координати за позицията на слънцето, за конкретното географско положение. При използването на механизми и контролери за позициониране се постига 20% 40% увеличаванена ефективността [7].

В доклада се предлага техническо решение за реализация на автономно работещо устройство, предназначено да изчислява позицията на слън­цето според географското положение и астроно­мическото време от денонощието. Като резултат от работата му циклично се генерира управляващ сигнал към насочващите механизми на соларните панели и така се гарантира правилната им ориснтираност спрямо слънчевите лъчи.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 116 ДОКЛАДИ

Теоретични основиМетодите за теоретично изчисление на

слънчевото положение като функция от топоцентричната позиция и времето се наричат „пасивни“. С течение на времето са съставени формули, в които при заместване на деня и часа, при известно географско местоположение, е възможно да се изчисли точно положението на Слънцето в небето. Определящи фактори при извършване на изчисления са, както високосните години, така и разликите в лятното и зимното часово време.

Земята променя постоянно своето геометрично разположение спрямо слънцето, което определя необходимостта от изчисление на ъглите на падане на слънчевите лъчи за всеки отделен момент от време. В ежедневната практика времето се задава като определена дата (ден в годината) и час в денонощието. Чрез тези параметри се извършват необходимите изчисления за посоката на слънчевите лъчи и се въвежда параметъра деклинация (ъгъл на падане) в - (1).

спрямо южната посока Az и височинен ъгъл на Слънцето h. който се определя като ъгъл между посоката на слънчевите лъчи и равнината на хоризонта -фиг.1.

(1) 5 = 23,45° х sin•360°.365

(JV + 284)

където jV с поредният номер на деня от годината, отброяван от 1 януари [4].

Задава се още един параметър, който да уточни позицията на Земята при нейния денонощен цикъл. Такъв параметър се явява „часовият ъгъл" или ъгъл в местно време - со. Това е двустенният ъгъл между равнината на меридиана за разглеждането място на Земята в определен час от денонощието и меридиана на мястото, където сс намира Слънцето. За определяне на часовия ъгъл е необходимо да се определи истинското слънчево време. То се получава от стандартното време (час), което се отчита по часовия меридиан за дадената часова зона, коригирано с ъгловата разлика между локалния меридиан и стандартния меридиан на часовата зона и поправка за нестационарната ъглова скорост на въртене на Земята:

(2) Тзо1 = t.,t - 4(^гС1С - ist) + Е

(3) oj = IS х (Т3 - 12)Освен деклинацията ичасовият ъгъл за определяне на геометричните параметри на слънчевите лъчи е необходимо да се зададе географската ширина на разглежданото място - ф. За определяне на положението на слънцето спрямо неподвижен земен наблюдател се използват координатите азимут на слънцето

Височинният ъгъл и азимутът на слънцето се изменят постоянно и се определят от деклинацията (деня в годината), часовият ъгъл (час в денонощието) и географската ширина на разглежданото място, като:

(4) sin /1 = sin < р . sin 8 + cos < р . cos 8 . cos on

(5) sin Azcos 8 . sin oi

cos h

Блокова схемаФормули (1-^-4) от предходната глава, служещи

за определяне на местоположението на слънцето, използват като входни данни точното географско местоположение и текущите дата и астроно­мически час. За поддържане на актуални дата и час се използва RTC (Real Time Clock - часовник за реално време) - фиг.2. Местоположението на системата може да сс определи еднократно при монтажа на системата като данните се въвеждат в паметта. Този метод е подходящ за стационарна система, но за мобилна версия трябва да има възможност за определяне на актуалните коор­динати. Подходящо средство за тази цел е GPS (Global Positioning System) система, която осигу­рява също актуалните дата и час през определен интервал от време.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 117 ДОКЛАДИ

Обработка на •д___. Персонален

информацията J v комютър

;j ::

I Памет JC

RTC >GPS

Захранване

Управление на системата

■ '—1 i Изпълнителни чг"1" I механизми

1

Въвеждане на команди и данни

Визуализация на резултати и сигнализация

Потребителски интерфейс

Р<мвоЙН4 11Л41КД MSP430G? launchPad

Фиг.З. Блокова схема па проектираното устройство

Фиг.2. Функционална схема на проектираното утройство

В проектираното устройтво всички необходими преобразувания, изчисления, сортировки и извли­чане на търсения резултат се извършват от блока за обработка на информация, съгласно прилаган алгоритъм и ограничения - времеви, енергийни, апаратни, точност и др.

Управлението на системата има за задача да осигури правилното и безопасно функциониране на устройството и отделните му части. То изработ­ва нужните сигнали за управление в подходящия момент, следи състоянието на отделните функ­ционални елементи, управлява движението на информацията според заложения обработващ алго­ритъм. контролира обмена на информация от п към системата.

Потребителският интерфейс с необходимата връзка между електронната система и потреби­теля. тъй като представянето на информацията в двата случая е в различна форма, неизползваема за другата страна. С помощта на тази част от системата, операторът може да обменя двупосочно информация от и към системата, т. е. може да предава и да приема команди и данни. Обемът, нивото на абстракция и сложността на обменяната информация зависят от конкретното приложение, квалификацията на потребителя, правата му за достъп до системата и т.н.

За правилната работа на проектираното устройство е нужна обработка на данни. За тази цел се предвижда микроконтролер с достатъчно

големи възможности. Необходимо с микропроце­сорът да разполага с вграден хардуерно универсален комуникационен модул за осъщест­вяване на връзка и/или управление по определени интерфейси. Нужни също така са достатъчен брой изводи за осъществяване на индикация чрез LCD модул. Препоръчително е наличието на вграден анатогово-цифров преобразувател при нужда от разширение със сензори и др. В същото време - ниска консумация на електрически ток и високо бързодействие. За бъдещата реализация на прототип на устройството сс предвижда изпол­зване на развойна платка MSP430G2 Launch Pad на фирмата Texas Instruments [5], |6] като едно бюджетно и балансирано в отношение цена- качество решение. При недостиг на памет, вградена в микроконтролера, сс предвижда разширение с външна такава.

АлгоритъмРаботният режим на проектираното устройство

(фиг.З) се предвижда да бъде автоматичен, т.е не предполага намесата на оператор. След първоначално включване на захранване и преминаване на начални инициализации, на дисплея сс изписва съобщение, чс системата с изправна и готова за работа. С натискане на бутон сс влиза в режим на потребителски интерфейс (UI - User Interface) и сс преминава към потребителско меню. На фиг.4 с показан алгоритъма, по който чрез два бутона оператора осъществява контрол, настройка и диагностика на системата. Текущото меню на потребителски режим с от критично значение при първоначална инсталация п настройка на системата.

В потребителския интерфейс (UI) са предвидени 2 основни опции и 2 подменюта. За навигиране в менюто сс използват два бутона -

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015(g) 118 ДОКЛАДИ

“Е” - за потвърждение (Enter) и "С -излизане/отказване (Cancel). При избор на опция „Display sun coordinates" и подменю „Display Math Calculations" се визуализират изчислените стойности за ъглите обуславящи позицията на слънцето, за конкретния момент от време. При система без GPS, с опция „Set RTC" се сверява часовника за реалновреме.

ВилЮчнамр ма III pHuiMICO:coordinatet?

1 LCD ICO:—*( V Ом DrtpUv Mith |—*{ 11 IL 7rf4thil . jpg 1 1 r • П*C«kditiom? Anmullwl dog

cr

Фиг.4.. 1.лгоритъм на потребителски реж им

Програмна реализацияОпределянето на позицията на Слънцето в

небето би могла да се определи по координатите на географското положение и конкретния момент от време чрез предварително проиграна софтуерна библиотека за изчисляване на геометрията на слънчевото движение в небето. Първоначално са дефинирани съответните променливи и са разписа­ни принципните положения за изчисление на координатите. Предвидени са процедури за изчис­ление (фиг.5) на следните параметри:

• Геометрия на слънчевите лъчи;• Време на изгрев и залез, дължина на деня;• Преизчисляване на местното време, дните

и месеците от годината.За целите на текущото програмно осигуряване

и конкретното устройство за проектиране се използват изчисленията за геометрията на пада­щите слънчеви лъчи - пресмятане на азимутния и зенитния ъгъл на слънчево греене. Това се прави с цел да бъдат сравнявани изчислените резултати за ъглите на греене с физически измерените посред­ством оптоелектронния сензор. По този начин би могло да се достигне до по-достоверен краен резултат от работата на проектираната система.

Фрагментите, използвани за програмно осигуряване като програмен код, са на езика С и използват библиотеката „math.h“ за извършване на математически изчисления. Програмният код е разделен на функции, калкулиращи параметри, ъгли и типична радиация на Слънцето за посочените входни параметри.

Фиг. 5. Процедури за изчисление на параметри

Функциите за изчисление (фиг.5) реализират съответните действия по пресмятане в следната последователност:

Конвертиране на определена дата, месец и година, в пореден номер на деня от година­та (по Юлианския календар);Изчисление на дневен ъгъл;Изчисление на деклинация на слънцето; Изчисление на коригирано време; Изчисление на часови ъгъл;Изчисление на височинен и зенитен ъгъл; Изчисление на азимутен ъгъл.

От особено значение е коригирането на времето според конкретната георграфска дължина, от тази корекция зависи силно точността на крайния резултат.

РезултатиРеализираните резултати от експерименталното

запускане на софтуерните функции са сравнени за достоверност с достъпна в интернет пространст-

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 119 ДОКЛАДИ

вото (онлайн) програма за извършване на подобни изчисления. В табл. 1 е показано систематизирано сравнение между изчислените данни е ком­пютърния софтуер и изчислени данни от интернет програмата, използвана за сравнение. Отклоненията за отделните часове са в диапазона от 0.1 0 ^ 0.3°, като за целите на приложение на проектираното устройство тази точност е удовлетворителна.

Таблица 1Сравнение на изчисленията за различни часове

Дата: 01.10.2014г.Географска дължина: 23.3551086° (0.4076235rad.) Географска ширина: 42.6570607° (0.7445062 rad.)

Изчислени(компю- търна програма)

Данни от интернет програма

Час Височ.ъгъл

Азимут.ъгъл

Височ.ъгъл

Азимут.ъгъл

7:00 5.93° 99.95° 5.83° 99.75°

2:00 43.95° 174.61° 43.96° 174.34°

8:00 0.65° 264.97° 0.72° 264.80°

ЗаключениеПроектираното устройство се предвижда да

работи както автономно, така и в система е други устройства. Предвидената комуникация по сериен интерфейс го универсализира и го прави лесно за интеграция. С така заложената функционалност то би било изключително полезно за практическо приложение в соларни паркове е насочващи се панели. Реализираните експериментални резул­тати са задоволителни на този етап от създаването на уред за определяне на позицията на Слънцето.

ЛИТЕРАТУРА[1] Bourges, В., 1985. Improvement In Solar

Declination Computation. 35 (4), 367-369.[2] Carvalho, M.J. And Bourges, B., 1986. Program

Eufrad 2.0 - User's Guide.[3] Duffie, J.A. And Beckman, W.A., 1980. Solar

Engineering Of Thermal Processes. Wiley-Interscience, New York.

[4] Dolchinkov, Georgieva, Bfu_2012_T_XXVII, Effectiveness Of Sun Tracking Systems

[5] MSP430x2xxx Family User’s Guide, Texas Instruments, December 2010

[6] MSP4302x53, Mixed Signal Controller, Datasheet, TI, May 2013.

[7] P.Visconti, V.Ventura, Electronic System For Improvement Of Solar Plant Efficiency By Optimized Algorithm Implemented In Biaxial Solar Trackers, Department of Innovation Engineering, University of Salento.

[8] Kassem, Hamad, A Microcontroller-Based Multi- Function Solar Tracking System, Notre Dame University Louaize, Zouk Mosbeh.

[9] Dasgupta, Suwandi, Sahoo, Dual Axis Sun Tracking System With PV Cell As The Sensor, Utilizing Hybrid Electrical Characteristics Of The Cell To Determine Insolation, National University Of Singapore.

Гл. ас. д-р Катя К. Аспарухова, кат. Електронна техника към ФЕТТ, ТУ-София. Магистър инженер, специалност ’’Електроника” през 1984г. във ВМЕИ ’’Ленин ”. Защитава докторска дисертация през 2014г. по специалност ’’Теория на електронните вериги и електронна схемотехника”. Работи в областта на Аналоговата и сензорна схемотехника.

тел.02/9653265 e-mail: k asparuhova@tu-sofia.bg

доц. д-р Тодор С. Джамийков, кат.Електронна техника към ФЕТТ, ТУ-София. Дипломира се като магистър инженер изследовател в ’’ЛИТМО’’-Санкт Петербург, Русия през 1981г., защитава докторска дисертация през 1987г. по специалност ’’Оптически и оптикоелектронни уреди и системи ”. Работи в областта на сензори и електронна схемотехника за тях и измерителни оптико-електронни уреди.

тел. 02/9652664 e-mail: tsd@tu-sofla.bg

маг. инж. Иван Спасов - докторант задочна форма на обучение към катедра Електронна техника, Технически университет - София. Магистър инженер по ’’Електроника”, 2015г. Технически университет - София.

тел.: +359883363682 e-mail: ivanspasov89@gmail.com

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 120 ДОКЛАДИ

Parameter optimization of electron beam welding by neural and regression models

Lilyana KOLEVA *, Elena KOLEVA **

* University of Chemical Technology and Metallurgy, 8 Kliment Ohridski blvd.,1756 Sofia, Bulgaria E-mail: sura@abv.bg

** Institute of Electronics, Bulgarian Academy of Sciences, 72 Tzarigradsko shossee blvd., 1784 Sofia,Bulgaria E-mail: eligeorg@abv.bg

Abstract. The present work considers the optimization of the process electron beam welding in vacuum of stainless steel 1H18NT based on experimental data.. The influence of the variations of the following process parameters: electron beam power, welding velocity, the distances from the magnetic lens of the electron gun to the beam focus and the surface of the treated sample is investigated. Neural and regression models for the surface of the weld cross-sections, weld depths and mean weld widths of the samples are estimated and compared. These models are used for multi-criteria parameter optimization of the process electron beam welding.

Параметрична оптимизация на електронно-лъчево заваряване чрез невронни и регресионни модели (Лиляна Колева, Елена Колева). В настоящата работа е разгледано оптимизирането на процеса електронно-лъчево заваряване във вакуум на неръждаема стомана 1H18NT на база на експериментални данни. Отчетено е влиянието на изменението на параметрите на процеса мощност на електронния лъч, скорост на заваряване и разстоянията от магнитните лещи на електронната пушка до фокуса на електронния лъч и до повърхността на образеца. Оценени и сравнени са невронни и регресионни модели за площта на напречното сечение, дълбочината и средната ширина на заваръчните шевове, на база на които е направена многокритериална параметрична оптимизация на процеса електронно-лъчево заваряване.

ВъведениеЕлектронно-лъчевото заваряване (ЕЛЗ) [1-3] е

съвременен метод за създаване на неразглобяеми съединения чрез локално топене и втвърдяване на материала, прилаган широко в промишлеността на индустриално-развитите страни. ЕЛЗ е най- разпространения метод сред специалните способи на заваряване. Причина за това е възможността да се получат заваръчни шевове с добри физико- механични свойства при минимални структурни промени и топлинни деформации на заваряваните детайли. Възможна е обработка при големи скорости и при автоматизация на технологичния процес; отстранява се нуждата от следваща механична и термична обработка в редица случаи; възможно е заваряване в близост до термично-

неустоичиви елементи на конструкцията; снижава се разходът на материали и се подобрява използването на материалите; при създаване на дебелостенни конструкции се пести и енергия. Същността на ЕЛЗ е използването на кинетичната енергия на сноп от бързи електрони за локално нагряване на заваряваните детайли в областта на съединение, до температури, по-високи от температурата на топене.

Съществуват три основни типа инсталации за ЕЛЗ:

• за заваряване на детайли при висок вакуум (10-2- 10'3Ра);

• за електроннолъчево заваряване в междинен вакуум (101 - 10 Ра);

• за електроннолъчево заваряване извън вакуум - при атмосферно налягане.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 121 ДОКЛАДИ

Преимуществата на ЕЛЗ са основани предимно на високата плътност на мощност в електронния сноп (до 107 - 108 W/cm2) и лесното управление. Високата скорост на заваряване, използването на вакуума като работна (не окисляваща течния метал) среда и голямото работно разстояние от електронната пушка до образеца са също преимущества на процеса пред конвенционалните методи на заваряване.

Описание на експериментаПроведен е експеримент с образци от

неръждаема стомана 1H18NT [4]. При него наклонените под 30° образци се заваряват по дължина, след което всеки образец е разрязан в три равнини, които лежат във вертикално направление, съвпадащо с оста на електронния лъч. Ускоряващото напрежение по време на провеждане на експеримента е 70 kV и то остава постоянно. Параметрите на процеса ЕЛЗ, които варират по време на процеса са: мощност на електронният лъч (zi, kW), скорост на заваряване (z2, cm/min), разстоянието от основната повърхност на магнитните лещи на електронната пушка до фокуса на електронният лъч (Z3, mm) и разстоянието между магнитните лещи и повърхността на образеца (Z4, mm), като диапазоните им на изменение и интервалите на вариране са показани в Таблица 1 (zo - основно ниво, А - стъпка на вариране,).

Таблица 1Диапазон на изменение на параметрите

на процеса ЕЛЗ

Величина Означение,кодирани z0

МинZmin

МаксZmax

A

zi [kWl Xi 6.3 4.2 8.4 2.1z2 fcm/minl X2 50 20 80 30

z3 [mml X3 226 176 276 50z4 [mml X4 226 126 326 100

Изследват се следните геометрични характеристики на напречните сечения на заваръчните шевове:

Измерени са площта на напречното сечение на шева (yi), дълбочината (у2) и средната ширина (уз) на шева (определена като отношение на площта на полученото сечение към дълбочината на шева).

Невронни мрежиНевронните мрежи са универсален

апроксиматор с ниска чувствителност спрямо грешки, което определя предимствата на използването им в различни области на приложение.

Обучени са невронни мрежи с пряко разпространение на сигнала с използване на метода на обратното разпространение на грешката [4, 5], като за целта се използва обучаващи извадки от 57 експериментални данни. Допълнително са проведени 12 независими опити за верификация на моделите. Създадени са три невронни модели, за всяка една от разглежданите геометрични характеристики на заваръчният шев, съответно с 4 входа и един изход. Структурата на моделите е двуслойна невронна мрежа с пряко разпространение на сигнала, която има сигмоидални трансферни функции за невроните в скрития си слой и линейни в изходния. Проведено е обучение с алгоритъма за обратно разпространение на грешката на Levenberg- Marquardt [6, 7].

Изпълнена е процедура за определяне на оптималния брой на невроните във скрития слой и в резултат на анализа на получените данни е избрана структура с 8 неврона.

На Фиг. 1 са представени оценените (j) ) иексперименталните (у,) стойности нагеометричните характеристики на заваръчният шев, получени при обучението на невронните мрежи с 57 експеримента. Дадени са също така и стойностите на средноквадратичната грешка (MSE):

Z(y, - У,)2

MSE = —---------------.п

Вижда се, че тези стойности са сравнително малки при дълбочината у2 и ширината уз на заваръчните шевове. Съответствието между експериментални и оценени по моделите стойности е добро. Най-голяма е грешката при предсказването на напречното сечение на заваръчните шевове уь

На Фиг. 2 са показани резултатите от валидирането на невронните мрежи проведени с 12 допълнителни опита. Може да се видят аналогични резултати по отношение на средноквадратичните грешки на отделните геометрични характеристики.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 122 ДОКЛАДИ

Фиг. 1. Резултати от обучението на невронните мрежи.

140Г";ГО 120+

СЧо> 80dII

т— 60<>

40

20

MSE = 10.5965У,

MSE = 6.49664 MSE = 2.49839* КС

Фиг. 2. Резултати от валидирането на невронните мрежи.

Регресионни моделиНа базата на 69-те опита, които са използвани

за обучението и верификацията на невронните мрежи са оценени регресионни модели.

Стойностите на параметрите на процеса (zi) са кодирани (xi) в диапазон от -1 до 1 по формулата:

(1) Xj = (Zj — Zq )/Л

където X, е интервалът на вариране, изчислен за съответните нива на факторите, а гю е основното ниво на факторите (Таблица 1).

Получените регресионни модели са дадени в Таблица 2. заедно със съответните коефициенти на детерминация. Направеният анализ показва, че оценените модели са достатъчно добри, за да бъдат използвани за предсказване и оптимизация.

Сравнение на моделитеЗа сравнение на моделите са използвани 12

нови независими тестови експерименти. Оценени са предсказаните стойности у от регресионните и невронните модели, показана е разликата между експерименталните и предсказаните стойности, като също така е определена и средноквадратичната грешка (Root Mean Squared Error - RMSE) по формула (2).

(2)

Zo', -y,)2

RMSE 1 ^n

където n е броят на тестовите наблюдения.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 123 ДОКЛАДИ

Таблица 2Регресионни модели на геометричните характеристики на заваръчните шевове.

Параметър Регресионен модел R2 R2adiУ1 36,211958+12,104676х1-34,328604х2+5.%74409.\4+25,071346.\2

2- 5,4012888x42-16,323258xiX3+6,44597 17х2Хз-8,0637474хзХ4- 7,1609072x1^2х4+13,854045x1 х2

2-6,64243 54х22х3+

10.444384\- х: • 7.8344121 \ \:2

0,98521 0,98172

Уз 22,543402+3,0600233х1-6,1054893х2+6,4516174хз-14,991258х4- 1,8782424х12+3,0634013хз2-2,5851823хз2-19,000408.\|2- 2,644216х1Хз+16,014092х3Х4-3,5085771х1 2х3+6,3731112xi 2х4+3 ,6245613xi хз2-10,980193х1Х3х4+ 12.332458xix,2- 1,5648706xiX4-1,4669825xi 2х2

0,95153 0,93537

Уз 1,9481327-0,58997133x2-0,93012607хз+2,6799217x4+0,498 1557х22+

0,29162612хз2+2,4010783х42+0,21615508х1Хз-2,3838706.\з.\4- 0,887529 18xi 2X4+0,2790095xiX32-0,80 178036хзХ42+0,26854894xi 2хз

0,81156 0,77118

Невронни мрежи

Регресионни модели

RMSEhm = 6,3484 RMSEpm= 9,1625

RMSEhm = 2,2579 RMSEpm = 2,9848

RMSEhm = 0,5296 RMSEpm = 0,2953

Фиг.З. Сравнение на невронни и регресионни любели с независима извадка данни.

На Фиг. 3 са представени получените резултати от сравнението на предсказването чрез невронни мрежи и регресионни модели, може да се види. че:

• при моделите за средната ширина (уз) на заваръчния шев. предсказването на база на невронния модел е много по-добра от тази на регресионния модел. Въпреки това средноквадратичната грешка и при двата модела има сравнително ниски стойности:

• при дълбочината на заваръчните шевове (уз), оценките чрез невронния и регресионния

модел имат близки по стойности, но тази на невронната мрежа е по-добра.

• при площта на напречното сечение на заваръчните шевове (yi).средноквадратичните грешки (RSME) имат по-големи стойности и при двата подхода за моделиране, като по-точно предсказване е получено при приложението на невронния модел.

124ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® ДОКЛАДИ

Фиг. 5. Графична оптимизация чрез регресионни моОели: дълбочина на заваръчния шев в диапазона 25-30 мм: а) ширина на заваръчния шев 3-4 мм, полож ение на фокуса на разстояние 50 мм над повърхността на

образеца (гз 176 мм, 14=226мм) : б) ширина на заваръчния шев 2-2.5 мм. положение на фокуса на повърхността на образеца (z3=z4 226мм): в) ширина на заваръчния шев 1.5-2мм. положение на фокуса на

разстояние 50мм под повърхността на образеца (гз=276мм, 34=226мм).

а) б) в)Фиг 6. Графична оптимизация чрез невронни мрежи: дълбочина на заваръчния шев в диапазона 25-30 мм: а/

ширина на заваръчния шев 3-4 мм, полож ение на фокуса на разстояние 50 мм над повърхността на образеца (гз=176мм, з4 226 мм) : б) ширина на заваръчния шев 2-2.5 мм, положение на фокуса на повърхността на

образеца (зз з4= 226 мм): в) ширина на заваръчния шев 1.5-2 мм, полож ение на фокуса на разстояние 50 ммпод повърхността па образеца (гз=276мм, 34 226 мм).

ОптимизацияРазработен е приложен интерфейс за

многокритериална графична оптимизация на параметрите на процеса електронно-лъчево заваряване на неръждаема стомана на база оценените невронни и регресионни модели. Операторите имат възможност да изберат диапазон на желаните геометрични характеристики, като определят и моделите, които да бъдат използвани при оптимизацията. На Фиг. 5 и Фиг. 6 са представени резултати от графичната оптимизация на дълбочината и ширината на заваръчните шевове в зависимост от мощността на заваръчния шев Р (zi) и скоростта на заваряване v ( z 2 ) съответно чрез приложение на регресионни и невронни модели. Геометричните характеристики

варират силно и при изменение на положението на фокуса по отношение на повърхността на образеца. Разгледани са три случая при разстояния до повърхността на образеца /.: 226 мм: а) положение на фокуса на електронния лъч на 50 мм над повърхността на образеца (z:,= 176 мм); б) положение на фокуса на електронния лъч точно на повърхността на образеца (гз-226 мм); в) положение на фокуса на електронния лъч на 50 мм под повърхността на образеца (z;,=276 мм). Целта с получаване на заваръчни шевове с дълбочини в диапазона 25 - 30 мм. От фигурите сс вижда, че по-тесни шевове могат да бъдат получени при положения на фокуса под повърхността на образеца (Фиг. 5в, Фиг. 6в). Получени са различни обрасти за параметрите мощност на заваръчния шев Р (zi) и скорост на заваряване v ( z 2 ) при

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 125 ДОКЛАДИ

приложението на невронни и регресионни модели. Сравнително малкия брой експериментални данни дават предимство на регесионния анализ като подход за моделиране, като резултатите биха били по-добри, ако се използват повече данни при оценяването на самите модели (всичките 81 експерименти). Увеличаването на броя на експерименталните данни ще подобри и предсказването чрез невронните мрежи.

ЗаключениеПолучени са невронни мрежи и регресионни

модели, описващи зависимостите на геометричните характеристики на заваръчни шевове, получени при процеса на електронно­лъчево заваряване на неръздаема стомана 1H18NT. Извършено е обучение невронните мрежи с експериментални данни. Създадените невронни и регресионни модели са валидирани с независима извадка експериментални данни. Получените резултати показват добро съответствие между експерименталните и предсказаните стойности на изследваните геометричните характеристики на заваръчните шевове.

Сравнението на двата подхода при моделиране на изходните характеристики от параметрите на процеса с цел предсказване и оптимизация показва, че при направените експерименти, за площта на напречното сечение на заваръчните шевове, както и дълбочината на заваръчните шевове, е по-добре да се използват невронните модели.

Прилагането на предложената методология ще спомогне за повишаване както на качеството на получаваните чрез електронно-лъчево заваряване

заваръчни съединения. Оценените модели могат да се използват както изледване и предсказване, така и за многокритериална параметрична оптимизация и управление на процеса.

ЛИТЕРАТУРА[1] Младенов Г. Електронни и йонни технологии.

Акад. изд. „Марин Дринов”, 2009.[2] E.Koleva, G.Mladenov, Process Parameter

Optimization and Quality Improvement at Electron Beam Welding, Welding:Processes, Quality, and applications, Ed.Richard J.Klein, Nova Sci.Publishers, SeriaMechanical Engineering-Theory and Applications, (2010).

[3] E. G. Koleva and G. M. Mladenov. Experience on electron beam welding. Practical Aspects and Applications of Electron Beam Irradiation Transworld Research Network, India, Editors: Monica R. Nemtanu and Mire la Brasoveanu, 94-134 (2011).

[4] E.Koleva, EB weld parameters and thermal efficiency improvement, Vacuum 77, (2005), 413-421.

[5] N. Christova, E. Koleva. Neural Network-Based Modeling and Optimization of EBW of Stainless Steel. E+E, 5-6, 104-111,2009.

[6] E. Koleva, N. Christova, K. Velev. NeuralNetwork Based Approach for Quality Improvement of Orbital Arc Welding Joints - Proc. of Int. conf. IEEE Intelligent systems, pp. 7-9, London, UK, ISBN: 978-1- 4244-5164-7, 2010.

[7] E. Koleva, N. Christova, G. Mladenov, D.Trushnikov, V. Belenkiy. Neural Network Based Approach for Quality Improvement of Electron Beam Welding. Proceedings Conf. “Electonica 2014”, 15 May 2014, Sofia, 120-128, (2014).

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 126 ДОКЛАДИ

Компютърно-базирано изследване на квазирезонансни еднотранзисторни постояннотокови преобразуватели с меки

комутации по напрежение

Николай РАНГЕЛОВ и Николай ХИНОВ

Технически Университет София, Факултет по Електроника, катедра „Силова Електроника“, 1797 София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: nik_ran@tu-sofia.bg, hinov@tu-sofia.bg

Резюме. В работата е предложена инженерна методика за проектиране на еднотранзисторни постояннотокови преобразуватели с нулево напрежение на включване и изключване. Освен методологията за проектиране на конверторите са направени и симулационни изследвания с различни видове софтуер - MatLab/Simulink, MultiSim и LTSpice. Резултатите от тях, потвърждават направените изчисления и коректността на предложената методика. За ускоряване и улесняване на процеса на проектиране, предложената методика е реализирана в MatLab среда като отделни приложни програми за всеки един от разгледаните и симулирани преобразуватели.

Computer-based study of kvazi-rezonant single-ended DC converters with zero voltage switching (Nikolay Rangelov, Nikolay Hinov). The work proposed engineering methodology for the design of single-ended DC converters with zero voltage switching. Besides the methodology for the design of the converters are made and simulation studies with different types of software - MatLab / Simulink, MultiSim and LTSpice. Their results confirm the calculations and the accuracy of the proposed methodology. To accelerate and facilitate the design process, the proposed methodology is implemented in MatLab environment as separate applications for each of the reviewed and simulated converters.

УводРазвитието на компютърните науки, спомогна

за интензификацията на научните изследвания. От 60-години на миналия век, започна появата на различни специализирани програми, подпомагащи научните изследвания и обучението по силова електроника. Предимството на този подход са безспорни, особено когато става дума за силови електронни преобразуватели на електрическа енергия, където физическата реализация на тези устройства е скъпа, сравнително бавна и в редица случаи изисква значителна инсталирана мощност и необходимост от мерки за опазване на здравето и живота на персонала. Към настоящия момент са известни редица специализирани продукти за симулации и моделиране на силови електронни устройства, като най-широко използваните са: Ltspice, MatLab/Simulink, MultiSim, Plex, Psim и Oread. [8-10, 13-16]

Всеки от гореизброените продукти има своите

предимства и недостатъци, като някои от тях са платени, а други се разпространяват безплатно. От друга страна, работата е тях акцентира на отделни страни от работата на изследваните устройства, като работата само е един продукт не би позволила достоверно и категорично да се доверим само на симулационните резултати. В последните години се наложи тенденцията да се извършват компютърно-базирани изследвания поне е два пакета, като съвпадението на резултатите, получени с отделните методи дава достатъчна увереност за точността им [2-4, 7, 12,13].

Цел на работата е провеждане на проектиране, моделиране и симулации на еднотранзисторни постояннотокови квазирезонанснипреобразуватели на електрическа енергия, работещи е меки комутации по напрежение.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 127 ДОКЛАДИ

Компютърно-базирано изследване наквазирезонансни постояннотоковипреобразуватели с меки комутации понапрежение

Намаляването на загубите в ключовитеелементи един от основните способи за

подобряването на ефективността на силовите електронни преобразуватели на енергия. Широко разпространение е добил метода за намаляване на загубите в ключовете с използването на технологията за отпушване и запушване при нулево напрежение. Меките комутации по напрежение на полупроводниковия ключ се постигат с използване на последователен резонансен кръг във веригата на комутация [1, 5, 8-10]. Това се реализира като последователно на ключа се включва индуктивността, а капацитетът се свързва паралелно. По този начин при работата на преобразувателите се наблюдава обобщена високочестотна еквивалентна схема, която е показана на фиг. 1.

Ск

Mvdc=0.5 R =Mvdc fs=100e+3 RL=7.5fo=((fs * (Mvdc+1)) * (3 * pi+3 ))/(4 *pi)D=l-((3*pi+2) * fs)/(4 * pi * fo)Lk=RL/(2*pi*fo*R)Ck=R’/(2*pi*fo*RL)Ckl=47e-9Lkl=12e-6fo'=l/(2*pi *sqrt(Lk + Ck))

D'=l-((3*pi+2)*fs)/(4*pi*fo')От програмата се вижда, че след първото

изчисление се въвеждат стандартни стойности на комутиращите елементи. За проверка на коректността на метода са направени симулационни изследвания със софтуерите Simulink, LTSpice и MultiSim. Тези изследвания са дадени на следващите няколко графики (фиг.2 - фиг.7)

Ск

Фиг.1 Високочестотна еквивалентна схема на преобразувателя

След направено литературно проучване и проведени анализи на схема с твърди и меки комутации по напрежение, се установи, че на база на изчислен класически конвертор и използването подходяща инженерна методика може да бъдат определени елементите на последователната резонансна верига - Lk, Ck и съответно електронния преобразувател да работи в режим на нулево напрежение на ключа при комутация.

Такава методология е разработена от авторите, като за по-голямо удобство тя е програмирана в Matlab. Използването на Matlab ускорява изчислителната част и намалява грешките при пресмятане [16, 17].

Първият конвертор които ще изчислим по този начин е прав преобразувател, със следните данни:

Vi= 30V. Vout= 15V, Fsw = 100 kHz и Iout = 2A. Освен тези данни са определени предварително и филтровите елементи които са със следните стойности: Lf = 250цН и Cj = 5.7pF. На следващите няколко реда е дадена програмата, реализирана в среда Matlab.

Lk

47п О £L

—ПГГ^12м —1 П—

—НЯГ-1250m

CfV2 R*1ncJl s =

j

30<0 D 5.7m

PULSEfO 15 0 0.1u 0.1u •

5.701U 10u)

Lf

7.5

.tran 0 5m 0 0.1 u

Фиг. 2 Симулационен модел наеднотранзисторен прав преобразувател всредата в LTSpice

Фиг.З Симулационни резултати симулациите, направени в LTSpice

от

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 128 ДОКЛАДИ

Фиг.4 Simnlink модел на прав ZVS

•кфхмнег

| | ...........I I .........................I ...........................S т

-------------г ----------- ------------- '—

......... .......................,

_J_................ ..1 •

;

..........J__________?

..............f________ ■■

________ L 1 _______ i - 1 iяарммаи~ ' ' ! I т

____!___ I___ 1___I___ I___ I_______________■ « те т(в тлг тг* те *« ?в 'si

Фиг.5 Резултати от симулациите, получени в Matlab 'Simulink

XSCl

u

Ck

-----II------47nF

i "t:

*FPMC U|?V*H Ui

e V 5 V rnuui 5 7lu(*c IOu«*c

Г“

2

250aH

01MUR8O0

Cf

’i’GND

Фиг.б Симулационен модел на прав ZVS квазирезонансен преобразувател в Multi Sim

Фиг. 7 Резултати от симулациите, получени в MultiSim

От така направените симулации се установява, че предложената методология за прав преобразувател е коректна, тъй като получените числови резултати са много близки (разлика под2%).

Следващият конвертор които ще изчислим по тази подобна специализирана методика е обратен преобразувател, със следните изходни данни:

Vi= 30V, Volt = 60V, Fsw = 100 kHz и Iout = 2А. Освен това имаме и филтровите елементи, които са със стойности: LF = 500рН и Cf = 5.7pF. На следващите няколко реда е дадена създадената в Matlab програма за проектиране на елементите на резонанената верига.

Mvdc=2 R =Mvdc fs=100e+3 RL=30fo=((fs*(Mvdc+l))*(3*pi+3))/(4*pi)D=l-((3*pi+2)*fs)/(4*pi*fo)Lk=RL/(2*pi*fo*R)Ck=R/(2*pi*fo*RL)Ckl=3.4e-9Lkl=80e-6fo’=l/(2*pi *sqrt(Lk + Ck)) D‘=l-((3*pi+2)*fs)/(4*pi*fo’)И тук както в предходният слу чай са направени

симулационни изследвания с различни програмни продукти. Отново са използвани стандартни стойности на елементите на резонанената верига. Получените резултати са представени на фиг.8 до фиг. 13.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 129 ДОКЛАДИ

Lk

Ck

S>4n

2 £ D10 ? 8|1

——■ 0

V21< 'И :Lf

Cf

30<$у~

500p 5.7|i ^

PULSE(0 5 0 0.1u 0.1u 7.022u lOu)

Rload30

.tian 0 10m 0 0.1u

Фиг. 8 Симулационен модел на еднотранзисторен обратен преобразувател в средата в LTSpice

Фиг. 9 Резултати от симулациите, направени с LTSpice

Фиг. 10 Simulink модел на обратен ZVS квазирезонансен преобразувател

Фиг. 11 Резултати от симулациите, получени в Matlab/Simulink

Фиг. 12 Симулационен модел на обратен ZVS квазирезонансен преобразувател в MultiSim

Фиг. 13 Резултати от симулациите, получени в MultiSim

От така направените различни симулации се вижда, че предложената методология за обратен

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 130 ДОКЛАДИ

преобразувател е коректна, като разликата в резултатите е под 2%.

Следващият конвертор които ще изчислим по тази методика е повишаващ преобразувател, със следните изходни данни:

Vi= 30V, Vout= 60V, Fsw = 100 kHz и 10ит = 2A. Освен тези данни са определени филтровпте елементи със стойности: LF = 750рН и Ci г= 5.7pF.

Lf D1

Фиг.14 Симулсщионен модел на еднотранзисторен повишаващ преобразувате:/ в средата в LTSpice

Фиг. 15 Графики от симулациите в LTSpice На следващите няколко реда е дадена

програмата, реализирана в Matlab.Mvdc=2 R =Mvdc fs= 100e+3RL=30fo=(fs*Mvdc)/1.011D=l-((3*pi+2)*fs)/(4*pi*fo)Lk=RL/(2*pi*fo*R)Ck=R/(2*pi*fo*RL)Ckl=4.7e-9Lkl=120e-6

fo’=l/(2*pi *sqrt(Lk + Ck))

D'=l-((3*pi+2)*fs)/(4*pi*fol)И тук, както в предишните случаи са направени

компютърно-базирани изследвания с различни програмни продукти. Резултатите са представени на фиг.14 до фиг. 19.

Фиг.16 Simulink модел на повишаващ ZVS квазирезонансен преобразувател

Фиг. 17 Резултати от симулациите, получени в Matlab Simulink

xaci

V 1 “S:

11 01

*50цН L5«2мН

MURSeO

Cl_ у» ЕЗЙ6

r IKFP4M

iT iF

фьнс

Фиг. 18 Симулсщионен модел на повишаващ ZVS

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 131 ДОКЛАДИ

кеазирезонансен преобразувател eMultiSim

Фиг. 19 Резултати от симулациите, получени в MultiSim

От направените компютърни изследвания се вижда, че предложената методология за инженерно проектиране на повишаващ преобразувател дава задоволителна за инженерната практика точност.

ЗаключениеИзвършените приложни компютърни

изследвания с различни софтуерни пакети за моделиране и симулиране на силови електронни схеми, потвърдиха инженерните методики за проектиране на квазирезонанени постояннотокови преобразуватели на енергия.

От друга страна съвместното им използване при изучаването, анализа, проектирането и физическата реализация на силови електронни устройства гарантира достоверността на резултатите.

ЛИТЕРАТУРА[1] Brown М., Power Supply Cookbook, Second

Edition, Elsevier, Oxford. UK. 2001.[2] Erickson R. W., D. Maksimovic, Fundamentals of

Power Electronics, Second Editioa Kluwer Academic Publishers Group, 2001.

[3] Jankovskis J., D. Stepins, N. Ponomarenko, Effects of Spread Spectrum on Output Filter of Buck Converter, Scientific Journal “Electronics and Electrical Engineering”, Vol. 19, No 5, 2013, Kaunas, Lithuania, pp.45-48.

[4] Kazimierczuk M. K. and D. Czarkowski. Resonant Power Converters, IEEE Press and John Wiley & Sons , New York, NY 2nd Editioa pp. 1-595, ISBN 978-0-470- 90538-8, 2011.

[5] Kazimierczuk M. K„ Pulse-Width Modulated DC- DC Power Converters, John Wiley & Sons, New York, NY,

008, pp. 1-782, ISBN-10: 0-470-77301-4. ISBN-13: 978-0- 470-77301-7.

[6J Krizhanovski V. G., D. V. Chernov, and M. K. Kazimierczuk. Low-voltage electronic ballast based on Class E oscillator. IEEE Trans. Power Electronics, vol. 22, no. 3, pp. 863-870. May 2007.

171 Lunca E., A. Salceanu, Virtual Instrumentation Approach for Teaching EMC Concepts, Scientific Journal "Electronics and Electrical Engineering”, Vol. 117, No 1, 2012, Kaunas, Lithuania, pp.75-80.

|8J Mask R., Demystifying Switching Power Supplies. Elsevier, Oxford, UK, 2005.

191 Mohan, Ned; Undeland, Tore M.; Robbins. William P., Power Electronics - Converters, Applications, and Design (3rd Edition), © 2003 John Wiley & Sons.

110] Rashid M. H., Power Electronics handbook: devices, circuits, and applications, Academic Press, 2007.

111J Rashid M. H., Power Electronics: Circuits, Devices and Applications, Pearson/Prentice Hall, 2003.

112] Stepins D., J. Jankovskis, Study of Frequency Modulated Boost Converter Operating in Discontinuous Conduction Mode, Scientific Journal “Electronics and Electrical Engineering”, Vol. 122, No 6, 2012, Kaunas, Lithuania, pp.41- 44.

[13] Zinoviev G., Fundamentals of Power Electronics - part II, Novosibirsk State University, Novosibirsk. Russia, 2004, (in Russian).

[14] http://www.ni.com/multisim/trv/115] http://www.linear.com/designtools/software/7gelid

=CN/hm6f5pcUCFWrpwgodfiYAvO#LTspice[16] http://ww~w.mathworks.com/products/simuUnk/ind

cx-b.html[171 I.Altaparmakov. Modeling of an Elastic Sphere Hit

on an Elastic-Plastic Plate Under a Continuing Action of an Outer Force, 2nd Int. Conf. "Application of Mathematics in Technical and Natural Science” (AMiTaNS’10), Sozopol, Jun21 26,2010.

Ac. Николай P. Рангелов - Технически университет- София, бул. „Климент Охридски” № 8, катедра „Силова електроника” при ФЕТТ. Интересите са му в областта на преобразувателите на електрическа енергия с приложете във възобновяемите източници.

тел.: +359 2 9652204 e-mail: nik ranCvtu-sofia.bgДоц. д-р Николай Хинов - Технически университет

- София, бул. „ Климент Охридски” № 8, катедра „Силова електроника” при ФЕТТ. Интересите му са в областта на анализа, моделирането и реализацията на силови електронни преобразуватели с индустриално приложение.

тел.: 359 2 9652569 e-mail: hinov(a)tu-sofia.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 132 ДОКЛАДИ

Automation of electron beam welding installation

Elena KOLEVA, Volodya DZHAROV and Marin KARDJIEV

Institute of Electronics, Bulgarian Academy of Sciences, 72 Tzarigradsko shossee blvd., 1784 Sofia, Bulgaria E-mail: eligeorg@abv.bg

Abstract. In this work the automatic control of the vacuum and cooling systems of the located in the IE-BAS equipment for electron beam welding, evaporation and surface modification is considered. Project for the control and management based on existing and additional technical means of automation is made. The transient characteristics of the indicators that are critical for the duration of the reaching working regime mode and stopping the operation of the installation are received.

Автоматично управление на инсталация за електронно-лъчево заваряване (Елена Колева, Володя Джаров, Марин Кърджиев). В настоящата работа е разгледано автоматичното управление на вакуумната и охладителна системи на намираща се в ИЕ-БАН инсталация за електроннолъчево заваряване, изпарение и повърхностна модификация. Направен е проект за управление, базиран на налични и допълнителни технически средства за автоматизация. Получени преходни характеристики на показателите, които са критични за времетраенето на въвеждането в работен режим и спиране на работата на инсталацията.

ВъведениеВ инсталациите за електроннолъчево

заваряване [1], изпарение и повърхностна модификация на материали взаимодействието на сноп от ускорени електрони е материал се провежда във вакуум [2]. Работният вакуум за различни установки варира, но е висок вакуум от порядъка на 10"4 Ра. Електроннолъчевото изпарение е метод за получаване във вакуум на тънки слоеве чрез физическо парно отлагане, който намират широко приложение в електронната промишленост за метализация, изолационни и пасивиращи покрития, в оптиката за просветляващи покрития и филтри, в машиностроенето и авиокосмическата промишленост, в производството на инструменти. Импулсното термично въздействие е широк еднороден електронен сноп е сравнително нов и модерен метод за повърхностна обработка и модификация. Тази техника е допълнение и алтернатива на съществуващите технологии на отлагане на покрития и йонна имплантация. Електроннолъчевото заваряване (ЕЛЗ) [1] е

съвременен метод за създаване на неразглобяеми съединения във вакуум чрез локално топене и втвърдяване на материал, прилаган широко в промишлеността на индустриално развитите страни. ЕЛЗ е най-разпространения метод сред специалните способи на заваряване. Е1ричина за това е възможността да се получат заваръчни шевове е добри физико-механични свойства при минимални структурни промени и топлинни деформации на заваряваните детайли, както и възможността за заваряване на различни материали, включително и трудно топими и химически активни при високи температури материали и такива с различни физични свойства. Възможна е обработка при големи скорости и при автоматизация на технологичния процес; отстранява се нуждата от следваща механична и термична обработка в редица случаи; възможно е заваряване в близост до термичнонеустойчиви елементи на конструкцията снижава се разходът на материали (не са нужни специални заваръчни електроди) и се подобрява използването на материалите; при създаване на дебелостенни конструкции процесът е енергоспестяващ.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 133 ДОКЛАДИ

Фиг. I. У правление на вакуумната и охладителна системи на инсталация за ЕЛЗ: а) схема: 5) основни входно-изходни сигнали за програмируем контролер.

В настоящата работа сс разглежда действието на вакуумната и охладителната системи на инсталация за ЕЛЗ («ЕЛИ 2» в Институт по Електроника БАН) от гледна точка на проектиране на цялостна система за автоматично управление на технологичните процеси. За да бъде процесът на електронно-лъчево заваряване (ЕЛЗ)възпроизводим и ефективен е необходимо да се оптимизира управлението му. Представен е алгоритъм за управление - последователност на операциите и условия за изпълнение [2] - при привеждането на инсталацията в работен режим, спирането й и поява на аварийни ситуации (като спиране на ток и вода). Направена е идентификация технологични параметри, свързани с процесите пускане и спиране на инсталацията, които са критични за времетраенето на целия работен цикъл. Разработен е проект за система за автоматично управление на вакуумната и охладителната системи на инсталация за електроннолъчево заваряване. изпарение и повърхностна модификация на материали. Реализирането на тази първа стъпка от автоматичното управление на инсталацията ще позволи по-пълноценното използване на наличното скъпо оборудване и ще послужи за основа на последваща автоматизация на самите технологични процеси.

Вакуумна и охладителна системи на инсталация за ЕЛЗ

Вакуумната система на електроннолъчевата инсталация за заваряване, изпарение и повърхностна модификация се състои от следните елементи: две ротационни помпи (РП),дифузионна помпа (ДП), турбопомпа (ТП). датчици за висок (ВВ) и нисък (НВ) вакуум, шибърен вентил (ШВ). трипътен вентил (ТВ), други вентили, кранове и връзки. Всички те се задействат и спират ръчно в определена последователност от оператора на инсталацията[3,4].

Понастоящем охладителната система е свързана директно към водоснабдителната система, а пускането и спирането става ръчно чрез кранове. Наличието на вода се следи от оператора, което може да доведе до авария при инцидентно спиране на водата.

Охлаждането при разглежданата инсталация за ЕЛЗ се състои от три независими кръга:

• охлаждане на електронната пушка;• охлаждане на турбомолекулярната

помпа:• охлаждане на дифузионната помпа:

Автоматизирането на охладителната система есвързано с въвеждане на датчик за налягане на водата и три изпълнителни механизми (електромагнитни вентили за вода. нормално затворени) за управление на отделните охлаждащи кръгове. На Фиг. 1 е представена схема на проектираната автоматична система за управление на вакуумната и охладителната системи, която

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 134 ДОКЛАДИ

ПУСК - ОПЕРАЦИИТ<20 °С

Включване на печката на РП1 за подгряване на маслото

I) 30 мин.

Пускане на РП1 на газобаластен режим

- у 3 мин.

Завъртане на газобаластния вентил в положение „работно"

тОтваряне на трипътния кран

последователно към камера и ДП

I 5'10"!hPa

I S'KThPaПревключване на трипътния

кран към ДПX

Издърпване на ШВ за камерата

IПускане на водата за охлаждането

на пушката и ТП

ZH 2’10~‘ hPa

Пускане на РП2

И 2’1fr*hPa. 15 мин.

Старт ТП~тзгтРАБОТЕН РЕЖИМ

НА ИНСТАЛАЦИЯТА

Пускане ДП и охлаждащата вода Затваряне на ШВ

СТОП-ОПЕРАЦИИ

Стоп ТП

~т~Стоп ДП

Стоп РП2

~т~Спиране на водното

охлажданена ТП и пушката

XЗатваряне на ТК

{) 1 час след ДП

Спиране на водното охлаждане на ДП

0Спиране на РП1

Спиране и завиване на предпазното винтилче

АВАРИЙНА СИТУАЦИЯ 1 Спиране на водоподаването

| Стоп ДП |0 Ако ТП работи

\ Стоп ТП |Д

Прегражда се шлюза към камерата - ШВ

Q Изстиване на ДП

Стоп ргГГ|U Спиране нз ТП

I стоп рпг]

АВАРИЙНА СИТУАЦИЯ 2 Спиране на електрозахранването

| Затваряне на ТК|

Прегражда се шлюза към камерата - ШВт

Отваряне на изпускателния вентил към РП_________

^ Охладени ТП. ДП

Спиране на водното охлаждане

Фиг. 2. Алгоритъм за управление иа инсталация заЕЛЗ: пускане, спиране на инсталацията и аварийниситуации.

изцяло използва наличните компоненти, както и добавянето на минимален брой нови датчици и изпълнителни механизми, с оглед на високата себестойност за технически средства за управление на вакуумни инсталации. Системата може да бъде доизградена с допълнителни датчици за вакуум, вентили за водата на охлаждането, вакуумни вентили, датчици за налягане на вода на изходите от трите охладителни кръга (за отчитане на непроходимост през някои от кръгове), както и звукова сигнализация при наличие на аварийна ситуация при спиране на тока или водата. На фигурата са представени също и основните входно-изходни сигнали на програмируемия логически контролер[5J.

Алгоритъм за управлениеПоследователността от операции при пускане и

спиране на инсталацията за ЕЛЗ, време на изпълнение и критерии за изпълнение, както и действията при двете основни аварийни ситуации - спиране на водоподаването и спиране на

електрозахранването са представени на Фиг. 2. При стартиране на работата на инсталацията с необходимо да се отчете температурата на околната среда, тъй като при по-ниски стойности е необходимо първоначално да се подгрее температурата на ротационната помпа (РП1). със стартирането на която се инициира процеса на включване. Проверката за наличие на ток и вода трябва да се извършва непрекъснато чрез съответни технически средства. За подобряване на работата на инсталацията при аварийни ситуации се препоръчва допълнително изграждане на звукова и светлинна сигнализация, въздушно охлаждане на дифузионната помпа и алтернативно захранване (UPS) при спиране на тока.

ЕкспериментСледвайки алгоритъма за управление, е

проведен експериментално пускане и спиране на инсталацията за електроннолъчево заваряване. Отчетени са температурата на дифузионната помпа и показанията на датчиците за високо и ниско налягане. Общата продължителност на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015© 135 ДОКЛАДИ

експеримента е 5 часа и 15 мин. Това време не включва провеждане на реален процес на заваряване на материали, изпарение или повърхностна модификация в инсталацията, а само нейното въвеждане в и съответно извеждането й от работен режим. Оптимизирането и управлението на това време е свързано, както с оптималното управление на наличните технически средства, така и с въвеждането на експлоатация на нови такива, с по-гъвкаво управление, с по-добри параметри или със спомагателни функции. На Фиг. 3 е представена графика на входните импулси, които представляват включване или спиране на помпите - дифузионна помпа (ДП), турбомолекулярна помпа (ТП) и двете ротационни помпи (РП1 и РП2).

РП1 о*-------------1----------- ------------ 1-----------1---------------------*-j—0 50 100 150 200 250 300

Време, [mim)

Време, [min]

Фиг. 3. Входни сигнали работа на помпите

Температурата на дифузионната помпа (ДП) е отчетена от момента на пускането й (t=38 мин.) до охлаждането й до стайна температура (t=3 15 мин.), когато приключва и експеримента. Получените експериментални стойности са показани на Фиг. 4. С цел намаляване времето за охлаждане в 223 мин. от началото на експеримента е пуснат вентилатор. На фигурата ясно личи ефекта от пускането му върху температурата на дифузионната помпа

На Фиг. 5 и Фиг. 6 са представени показанията на датчиците за ниско и високо налягане в зависимост от времето. При високото налягане ясно се вижда момента на пускане на ротационната помпа РП2 (164 мин ), който е

свързан с леко влошаване на вакуума, след което работата на ротационната помпа се съпътства с работа и на турбомолекулярната помпа и вакуумът достига своите най-добри стойности, след което следва последователното изключване първо на ГП след това и на ДП и РП2, което отново е свързано с влошаване на вакуума - повишаване на налягането в камерата. В зоната на датчика за ниско налягане (Фиг. 5) налягането се изменя по- плавно след промяна на управляващите въздействия (пускането на съответните помпи).

150

о Н---------------------------------------------------0 100 200 300 400

Фиг. 4. Температура на дифузионната помпа (ДП). ДС, в зависимост от времето

Фиг. 5. Датчик за ниско налягане (НН) - налягане в зоната на датчика за НН, hPa, в зависимост от

времето

o,os

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 136 ДОКЛАДИ

Таблица 1.Параметри на преходните характеристики за изменението на температурата на ДП, ниското и високото

налягане (пускане) във вакуумната камера.

У(0) k т X y(t) RMSEТемпература на ДП - пуск 28 108 18.8 49

ScAt-1>1

1 - s т 3.5241

Температура на ДП - спиране

28 101 36 223Sc Е ( T

4.7248

Високо налягане - пуск 0.007 0.033 13.5 135k

■ Jr-iHe t

0.0021

Ниско налягане пускане (до пускане на ДП)

10 60 1.6 4.5k е r 2.6845

Ниско налягане пускане (след пускане на ДП)

1 8 22 112k

0.6132

Фиг. 6. Датчик за високо налягане (ВН) - налягане е зоната на датчика за ВН (до електронната пушка),

ИРа, е зависимост от времето

ИдентификацияЕтапите, които определят основно

времетраенето на процесите на въвеждане и извеждане на инсталацията в експлоатация са: достигане на висок вакуум при пуск на инсталацията и охлаждането на дифузионната помпа при спиране на работата. Тези процеси са разгледани по-подробно и преходните им характеристики, след изглаждане и нормиране са апроксимирани с такива за обекти от първи ред. Определени са коефициентите на усилване k (k - = Ay = у(0) - у (sc) и единично стъпаловидно входно въздействие и{t) = l(t)), времеконстантите Т и времезакъсненията т (отчетени от началото на експеримента). След определянето на времеконстантите Т, тяхната стойност е оптимизирана, чрез минимизиране по метода на сканирането на критерия RSME:

RMSE =I 0'*,-7,)2

п

където y*i и у, са съответно експерименталните и оценените стойности по формулите за съответните преходни характеристики. Получените резултати са дадени в Таблица 1.

На Фиг. 7 - Фиг. 9 са показани графично експерименталните (означени със звездички) и оценените преходни характеристики на температурата на ДП, ниското и високото налягане (пускане) във вакуумната камера.

Време, мин.

Фиг. 7. Преходна характеристика на температурата на ДП измерени (звездички) и оценени стойности: а)

пуск; б) спиране

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 137 ДОКЛАДИ

Фиг. 8. Преходна характеристика на високото налягане във вакуумната камера - измерени (звездички)

и оценени стойности

Фиг. 9. Преходна характеристика на ниското налягане във вакуумната камера - измерени (звездички) и

оценени стойности: а) преди пускането на ДП: б/ след пускането на ДП

ЗаключениеВ настоящата работа е разгледано

автоматичното управление на вакуумната и охладителна системи на намиращата се в ИЕ-БАН инсталация за електроннолъчево заваряване. Направена е идентификация на температурата на дифузионната помпа и налягането в зоната на нисък и висок вакуум. Проектирани са началните етапи от въвеждането на цялостна система за автоматично управление на база на програмируем логически контролер. Използването на вентилатор при охлаждането на дифузионната помпа значително намалява времето за спиране на цялата инсталация. Въпреки това е необходимо замяна или въвеждане на допълнителни и спомагателни технически средства за последващо оптимизиране на времето необходимо за достигане до работен режим и за спиране на инсталацията за ЕЛЗ.

БлагодарностиАвторите искат да изкажат благодарност за

финансовата подкрепа на НФ ..Научни Изследвания" към МОН по договор Bln-5/2009.

ЛИТЕРАТУРА[1] Младенов Г. Електронни и йонни технологии.

Акад. изд. ..Марин Дринов“. 2009.|2] Д. Генчев. Е. Колева. Г. Еленков. К. Велев.

Система за автоматично управление на електроннолъчева инсталация. Proc. Anniversary Sci. Conf with Int. Participation “40 years department Industrial Automation - UCTM - Sofia”. 18 may 2011. 33-36. ISBN 978-954-465-043-8. (2011)

[3 ] Koleva E. Petrov P. Mladenov G. Approval of EB welding procedures. Proc. of the 1st Indo-Bulgarian Workshop on Electron Beam Technology and Application, ed. A K. Das. E. Kandaswamy. M. Mascarenwas. Mumbai. India, november 19-21 2003. pp 368-377.

[4] E. Koleva. G. Mladenov. I. Batchkova. K. Velev. V. Vassileva, K. Vutova. “Quality control of refining process at electron beam melting and development and implementation of engineering support system for process modeling and control". Supplemental Proceedings: V.3: General Paper Selections TMS. USA. pp. 777-784 (2010).

15 ] www. auto mation. sic me ns .com/ me ms/si mat ic - controller-software/en/ step7/ pages/ default.aspx. SIMATIC STEP 7: the comprehensive engineering system SIMATIC STEP 7: the comprehensive engineering.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 138 ДОКЛАДИ

Изследване на схема за заряд и изравняване на напреженията върху последователно свързани елементи за съхранение на

енергия

Димитър АРНАУДОВ*, Николай ХИНОВ* и Иван НЕДЯЛКОВ*

* Технически Университет София, Факултет по Електронна Техника и Технологии, катедра „Силова Електроника“ София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: dda@tu-sofia.bg,

hinov@tu-sofia.bg, i.nedialkov@icloud.com

Резюме. В настоящата работа е изследвана схема, осигуряваща едновременно заряд и балансиране на напрежението върху последователно свързани елементи за съхранение на енергия - литиеви клетки или суперкондезатори. Направени са симулационни и експериментални изследвания, които потвърждават свойствата на схемата. Представената схема за заряд и балансиране е на базата на полумостов резонансен инвертор с обратни диоди, работещ в режим на над резонансна честота

Studying a circuit for charging and voltage equalization over series connected elements for energy storage (Dimitar Arnaudov, Nikolay Hinov, and Ivan Nedyalkov). In the following paperwork a circuit providing simultaneously charging and voltage equalization over series connected elements for energy storage - lithium - ion batteries and supercapacitors has been made. Simulation and experimental study has been made, confirming the features of the circuit. The presented circuit for charging and voltage balancing is based on half - bridge resonant inverter with reversed diodes. The resonant inverter is working in above resonance frequency mode.

УводЕдна от основните съставки в системите за

захранване от различни алтернативни източници на енергия са елементите за съхранение на енергия - суперкондензатори и акумулаторни батерии. Те също така се използват в електромобилите и в други автономни транспортни сродства.

Техен основен недостатък е, чс напрежението върху отделна клетка е ниско - 4,2V за литиева клетка и между 2,5 - 2,7 V за суперкондензатор. Затова е необходимо тези елементи да се свързват последователно, за да се получават по-високи напрежения. Поради различните параметри на отделните клетки те не могат да се заредят едновременно до едни и същи напрежения. Също така при процеса на разряд отново ще имаме не равномерен разряд - дадена клетка ще са разреди преди останалите. Това би довело до съкращаване на експлоатационният живот и неефективно използване на цялата акумулаторна или суперкондензаторна батерия.

За да се избегне този нежелан ефект, е необходимо използването на различни методи за балансиране/изравняване на напрежението върху последователно свързани клетки. Методите за това са активни и пасивни, и извършването на изравняването се постига с използването на допълнително свързани елементи или цели схеми [1,2, 3,4, 5, 6].

Известни са схемни решения, при които се комбинират функциите на две схеми - едната за заряд на елементите и втората за осигуряване на еднакво разпределение на напрежението върху отделните клетки.

1. Описание на принципа на действие на схема за зареиедане и балансиране на напреженията в система за съхранение на енергия

На фигура 1 е представена схема, която извършва едновременно заряд и изравняване на напрежението върху отделните клетки.

Представената схема с полумостов резонансен

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 139 ДОКЛАДИ

инвертор с обратни диоди (РИОД). при която имащи за товар отделните клетки на елементите за товарът представлява няколко токоизправителя. съхранение на енергия.

Фиг.1 Схема за заряО на елементи за съхранение на енергия

От работата на инвертора в неговия изходен диагонал се получава променлив ток е форма близка до синусоидална. Чрез трансформатора енергията, създадена от резонансният инвертор, се прехвърля в товара, състоящ се акумулаторни батерии, включени през токоизправители към РИОД. Магнитният поток. създаден от резонансният ток в първичната страна, индуцира токове с различна стойност във вторичните намотки в зависимост от напреженията, до които са заредени отделните клетки. Клетката е най - ниско напрежение, съответно най - малкото противо с.д.н получава най - големият заряден ток. а клетката с най - високо напрежение, съответно най - голямо противо с.д.н.. получава най - малкият заряден ток. Сумата от тези токове е равен на тока в диагонала на инвертора.

2. Анализ на принципа на работаНа фигура 2 е показана еквивалентната

заместваща схема на товарната верига в диагонала на РИОД. образувана от трансформатора е двуфазните изправители и елемента за съхранение на енергията (акумулаторна батерия).

Чрез тази еквивалентна заместваща схема може да се обясни принципа на изравняването на напреженията и се извеждат основните математически изрази, позволяващи

оразмеряването на схемите. Методиката за проектиране е описана в [7. 8. 9. 10].

В еквивалентната схема променливотоковата верига е представена с източник на променлив ток.

Фиг. 2 Нквивалентна заместваща схема на товара

Останалите схемни елементи представляват еквивалентните съпротивления на :

• Динамичното съпротивление наизправителните диоди - rD;

• Приведено към вторичната намотка съпротивление на трансформатора - гТг;

• Вътрешното съпротивление на елементите за съхранение не енергия - гдв.

Източниците на напрежение Uabi - Идвз са

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 140 ДОКЛАДИ

напреженията, до които са заредени отделните клетки, които в разглеждания случай са противо- е.д.н. Диодите от фиг. 2 са идеални (с пад на напрежение върху тях равен на нула волта).

Когато напрежението на един от елементите е по-голямо от това на елемента с най-ниско напрежение плюс пада на напрежение на диода, то изправителния диод от фиг. 1 е запушен и в еквивалентната схема съответния клон няма да участва. Този клон се включва в еквивалентната схема, когато горното условие не е изпълнено.

На фигура 3 е представена еквивалентната схема на силовата част - при работа на силовият ключ Ть

1У2

Фиг.З Еквивалентна заместваща на преобразувателя

През първият полупериод схемата се захранва от източника на напрежение Ud/2, комутиращият кондензатор е представен е еквивалентният му капацитет Ск и източника на напрежение UCk, съответстващ на началната стойност на напрежението, до което кондензатора се презарежда последователно при работата на схемата. Комутиращата индуктивност е представена с еквивалентната индуктивност Lk и източникът на напрежение Пьк, представляващ началното условие на напрежението върху дросела.

3. Симулационни изследвания

На фигура 4 е показан симулационият модел на предложената схема за заряд и балансиране на последователно свързани клетки на литиево - йонна батерия.

Източниците на напрежение V4-V6 съответстват на напрежението, до което е заредена всяка една от клетките. Последователно свързаните съпротивления R4, R5 и R6 отразяват вътрешното съпротивление на клетката. С помощта на кондензаторите СЗ, С4 и С5 е

представена възможността на клетката да се зарежда и разрежда. Капацитетите на тези кондензатори са значително намалени спрямо истинските, за да може да се проследят промените в процесът на заряд при използване на по-малко симулационно време. С помощта на индуктивностите L1-L7 и съответния коефициент на взаимна връзка между тях е симулиран многонамотьчния инверторсн трансформатор Тг от фиг. 1.

На фигура 5 са показани резултати от проведените симулационни изследвания и са дадени напреженията върху трите клеткиV(N015,N020), V(N017,N022) и V(N019.N024). Както се вижда от фигурата заради различните им начални стойности на напрежението, всяка една от клетките започва да се зарежда от различно напрежение. След известно време, благодарение на свойствата на схемата, напреженията върху отделните клетки сс изравняват.

>"

ПГ»,л 2

* л ли

: п

аз

огз2

П

гА Т А

.

г

а 1 (3 __¥-0-г

J------ за------- г ------- 2®------

Фиг. 4 Симулационен модел за заряО на акумулаторни батерии

Oms 5ms 10ms 15ms 20ms 25ms 30ms 35ms 40ms 45ms 50ms

Фиг. 5 Напрежение върху отделните клетки

На фигура 6 са показани времедиаграмите на токовете през трите клетки АВ1, АВ2 и АВЗ - съответно I(R6), I(R5) и I(R4). През клетката, която е заредена с най - малкото напрежение, ще

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 141 ДОКЛАДИ

протече най - големият заряден ток. От времедиаграмитс от фиг. 6 се вижда, че токът през едната от клетките е нула I(R4), тъй като в този момент нейното напрежение е високо и диодите на нейния изправител са запушени.

В края на процеса на изравняване трите тока са вече еднакви и започват да намаляват с увеличаване на степента на заряд на клетките. Врсмедиаграмите на токовете I(R6), I(R5) и I(R4), за описания по-горе режим, са показани на фигура 7 и се препокриват.

Фиг. 6 Заряден ток през клетки АВ1, АВ2 и АВЗ.

Фиг. 7 Заряден ток през клетки АВ1, АВ2 и АВЗ.

На фигура 8 е показан консумираният ток от източника VI - I(Dvl). Токът има непрекъсната форма, т.е. консумираният от източника ток е непрекъснат. Това е едно от предимствата на схемата. То се дължи на работата на РИОД еразделен захранващ източник, получен на практика чрез двата филтрови кондензатора С'ц иСа.

Фиг.8 Ток през източника VI

На фигура 9 е показан създаден от авторите симулационнен модел за изследване на схема за заряд и балансиране на напрежението върху суперкондензатори.

Суперкондензаторите са представени с еквивалентна схема от кондензатор SC и последователно свързано съпротивление. И при този симулационен модел капацитетите им са намалени значително, спрямо реалните, за да може да сс проследи процесът на заряд при по-малко симулационно време.

Фиг. 9 Симулационен модел за схема за заряд на суперкондензатори

На фигура 10 са показани напреженията върху трите кондензатора SCI, SC2 и SC3 V(N015,N020), V(N017,N021) и V(N019,N022), получени от симулационното изследване на схемата. В този модел на кондензаторите са зададени различни начални условия на напрежението върху тях. Както се вижда от времедиаграмата заради различните им първоначални стойности на напреженията върху тях, всяка една от клетките започва да се зарежда от различно моментно напрежение, като след известно време напреженията се изравняват, благодарение на свойствата на схемата.

Фиг. 10 Напрежения върху трите суперкондеизатора.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 142 ДОКЛАДИ

И тук както при схемата за заряд на литиево - йонните клетки, кондензатора с най - малкото напрежение, се зарежда с най - голям ток. След като напреженията на суперкондензаторите се изравнят, зарядните токове също се изравняват. Резултати от симулационните изследвания са показани на фигури 11 - 13. Консумираният от захранващия източник V1 ток отново е непрекъснат.

Фиг. 11 'Заряден ток през консензатори SCI, SC2 и SC3

Фиг. 12 Заряден ток през консензатори SC 7, SC ’2 и SC ’3

1ЛЛЛЛЛЛЛЛЛ

нгап 7УПШЛ П74М fUM ШВМ МЯЖ /I им н* *

Фиг. 13 Ток през източника VI.

4. Експериментални изследванияПроведени са експериментални изследвания на

базата на схемата от фиг. 1 с товари акумулаторни батерии и супрскондензатори. Елементите, които са използвани за реализацията на схемата са:

• MOSFET транзистори със съпротивление Rds = 3mQ;

• Системата за управление на транзисторите е реализирана с помощта на софтуера за графично програмиране - LabVicw;

• Трансформаторът Тг е с две вторични намотки, със средна точка. Навит е на

тороидален магнитопровод, с коефициенти на трансформация 1:1:1;

• Филтровите кондензатори Сц и Сп са с капацитет lOOOpF и вътрешно съпротивление от 30mQ;

• Изправителните диоди Dizl -Diz4 са Шотки, с пад на напрежение върху тях 0,4V' Експериментите са проведени при заряд на

две клетки.На фигура 14 са показани осцилограми на

зарядните токове, които протичат през двете литиеви клетки. Те са с капацитет от l,7Ah и номинално напрежение от 3,7V. На първата осцилограма е показан токът през клетка АВ1, при която включването на схемата е с по-високо напрежение от клетка АВ2. Зарядният ток през клетка с по-високо напрежение е много по - малък от този през клетката с по - ниско напрежение.

Фиг. 14 Зарядни токове през клетки АВ1 и АВ2.

След като напреженията върху двете клетки се изравнят токовете през тях също стават еднакви.

Фиг. 15 Зарядни токове през клетки АВ1 и АВ2.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 143 ДОКЛАДИ

На фигура 16 е показана формата на консумираният от захранващия източник ток. Както беше споменато при симулационните изследвания той е непрекъснат.

На фигура 17 е показана осцилограма на токът в диагонала на схемата. Както се вижда от диаграмата режимът на работа на схемата е в над резонансна честота и обратните диоди провеждат

Фиг.16 Консумиран от захранващия източник ток

На фигура 18 е показан токът през един от транзисторите (Ti). Транзисторите, използвани за експерименталните изследвания, са с вградени обратни диоди. От тази диаграма може да се установи кога провеждат вградените обратни диоди и за колко време.

Експериментални изследвания са проведени и със суперкондензатори. Зареждани са едновременно два суперкондензатора - един с капацитет 50F и друг с капацитет 33F. Поставени са с различни стойности на капацитета, за да се изследват свойствата на схемата при клетки със силно различаващи се капацитети.

НМОЮ22 (HW 0x10160001; SW 04 522) 2015-04-06 10:41 ННГ1КМ__________________________________________________ Auto-Trig. / Run_____________________ Instruments

<1■Яrп

I

Фиг. 17 Ток в диагонала на схемата

Фиг.18 Ток през един от транзисторите и вграбения му обратен диод

На фигури 19 и 20 са показани осцилограми, които показват токовете през двата кондензатора в различни моменти от зарядния процес. През кондензатора с по - големият капацитет протича по - големият заряден ток (първата времедиаграма на фиг. 19). Както се забелязва от сравнението на диаграмите от фиг. 19 и фиг.20, токовете на двете клетки остават различни, дори при изравнени напрежения върху тях, ефект който не се забелязва при заряда на литиевите батерии.

Напреженията върху кондензаторите са показани на осцилограмта на фигура 21 и се вижда, че те са равни.

На фигура 22 е показан токът в диагонала на полумостовата схема.

Фиг. 19 Токове през двата кондензатора SC1 и SC2

От времедиаграмата на фиг. 23 може да се види токът през един от транзисторите и

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 144 ДОКЛАДИ

обратният му диод. Както се забелязва от диаграмата и тук обратните диоди работят за много кратко време.

Фиг.23 Ток през транзистора и вградения му обратен диод

Фиг. 20 Токове през двата кондензатора SCI и SC2

НМОЮ22 (HW 0X1016GO01. SV* 04 522) 2015 04 23 19:50 НЯМЕВAutC'Tng_/Run______________________Imtnmwm-t

С

4DC

i Ii

ТВ 20ns T 0s chi 2.03 v/al iGSa Retresn

Фиг. 24 Консумиран ток от захранващия източник

Фиг. 21 Напрежения върху двете клеткиНМОЮ22 (HW 0x10160001. SW 04 522) 2015 04 23 19:33 HRMEGАиЮ Г r g / Pun Instruments

Фиг. 22 Ток в диагонала на инвертора

На фигура 24 е показана времедиаграмата на консумирания от захранващия източник ток. Той е непрекъснат.

ЗаключениеПроведените симулационни и експеримента!ни

изследвания потвърждават свойства на представените схеми да осигуряват едновременно заряд и изравняване на напрежението на последователно свързани елементи за съхранение на енергия (акумулаторни батерии и су перкондензатори).

Предимство на схемата, е че не се използват допълнителни схемни решения за осигуряване на балансирането на напреженията върху отделните елементи.

Друго съществено свойство на схемата, е че от захранващия източник са консумира непрекъснат

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 145 ДОКЛАДИ

ток и тя е приложима при източници поставящи такова условие към консуматора.

БлагодарностиДокладът е разработен във връзка с

изпълнението на Договор № 142ПД0012-03„Изследване на преобразуватели на електрическа енергия с приложение в телекомуникациите“ - научен проект в помощ на докторанти,финансиран от НИС при ТУ - София.

ЛИТЕРАТУРА[1] Antchev М, Technologies for Electrical Power

Conversion: Efficiency and Distribution, Methods and Processes, IGI Global, USA, 2010.

[2] Andrea D., “Battery Management Systems for Large Lithium - Ion Battery Packs”, Artech House 2010, ISBN-13 978-60807-104-3, 2010

[3] Ivensky G., Arkady Kats, Sam Ben-Yaakov, “An RC load model of parallel and series-parallel resonant DC- DC converters with capacitive output filter” , IEEE Trans. Power Electron. Vol.14 pp. 515-521 May 1999.

[4] Jianfeng Liu, Cheng Luo, Haikuan Jiang, Zhiwu Huang, A Non-dissipative Controllable Charging Equalizer for Series Connected High-Capacity Super-capacitors Urban Rail Transport System, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2014 IEEE, Pittsburgh, USA, 2014, pp.5901-5907.

[5] Nasser H. Kutkut, Deepakraj M. Divan, Donald W. Novotny. Charge Equalization for Series Connected Battery Strings, IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS. VOL. 31, NO. 3. MAY/JUNE 1995, pp 562 - 568.

[6] Raghu Raman S, X.D. Xue, K.W.E Cheng, Review of Charge Equalization Schemes for Li-ion Battery and Super-Capacitor Energy Storage Systems, 2014

International Conference on Advances in Electronics, Computers and Communications (ICAECC), 2014

[7] Банков H., Григорова Цв., "Анализ и методи за регулиране на транзисторен инвертор, работещ на честоти, по-високи от резонансната" - Инженерни науки (София, БАН), XLIII, 2006, №1, 21-35.

[8] Вълчев В., Автореферат на дисертация за придобиване на образователна и научна степен „доктор” на тема: “Електронни преобразуватели за възобновяеми енергийни източници”, Варна, 1999г.

[9] Градинаров Н., Дисертация за получаване на научната степен „Доктор на техническите науки”, “Изследване, разработка и развитие на автономни резонансни инвертори с електротехнологично приложение” Технически Университет - София, 2002г.

[10] Стребков Д С., Некрасов А.И., "Резонанснме метода передачи и применения злектрической знергии", Москва 2008

Доц. д-р Димитър Арнаудов - Технически университет — София, бул. „ Климент Охридски ” № 8, катедра „ Силова електроника ” при ФЕТТ. Завършил е ТУ-София през 1998г. и интересите му са в областта на индустриалната електроника.тел.:+359 2 9652246 e-mail: dda@tu-sofia.bg

Доц. д-р Николай Хинов - Технически университет - София, бул. „Климент Охридски” № 8, катедра „Силова електроника” при ФЕТТ. Научните му интересите му са в областта на анализа и моделирането на електронни преобразуватели на електрична енергия.тел.: +359 2 9652569 e-mail: hinov@tu-sofia.bg

Инж. Иван Недялков - Технически университет - София, бул. „Климент Охридски” № 8, катедра „ Силова електроника ” при ФЕТТ. Интересите са му в областта на възобновяемите източници, тел.: +359 2 9652246 e-mail: i.nedialkov@icloud.com

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 146 ДОКЛАДИ

Изследване на схема с ограничение върху комутиращите елементи за заряд на последователно свързани елементи за

съхранение на енергия

Димитър АРНАУДОВ*, Николай ХИНОВ* и Нван НЕДЯЛКОВ*

* Технически Университет София, Факултет по Електронна Техника и Технологии, катедра „Силова Електроника“ София, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: dda@tu-sofia.bg,

hinov@tu-sofia.bg, i.nedialkov@icloud.com

Резюме. В работата е изследвана схема с ограничение на напрежението върху комутиращия кондензатор, използвана за зареждане на елементи за съхранение на енергия - акумулаторни батерии и суперкондензатори. Представената схема, при определени условия, осигурява заряд с константна мощност. Проведени са симулационни и експериментални изследвания които потвърждават свойствата на схемата. Схемата също така осигурява равномерно разпределение на напреженията между отделните клетки на елемента за съхранение на енергията.

Studying a circuit with limitation over the switching elements, for charging of series connected energy storage elements (Dimitar Arnaudov, Nikolay Hinov and Ivan Nedyalkov). In the paperwork a circuit with limitation over the switching capacitor has been made. This circuit is used for charging of elements foe energy storage - lithium ion batteries and super capacitors. The presented circuit, under certain conditions, provides charging with constant power. A simulation and experimental study has been made, confirming the features of the circuit. The circuit also provides evenly distribution of the voltages over the different cells of the energy storage elements.

УводАлтернативните и екологични източници на

енергия се характеризират с недостатъчно ефективно преобразуване в сравнение с конвенционалните. В този аспект при работа с такива системи по-доброто използване и съхраняване на електрическата енергия е важен въпрос от икономическа и енергетична гледна точка. Като основни елементи за съхранение на енергия се използват акумулаторни литиеви батерии и суперкондензатори. Поради ниските им номинални напрежения е необходимо те да бъдат свързани последователно. Това налага да бъдат взети мерки за балансиране на напрежението върху отделните клетки, независимо дали са литиеви или суперкондезатори [1].

Известни са различни схеми и методи за зареждане на акумулаторни батерии и суперкондензатори [2, 3].

Съществен момент от тяхната работа е, когато е

използвана съхранената енергия и започва наново зареждането на отделните клетки, като в първия момент ограничаването на зарядния ток се постига или чрез осигуряване на определен режим на работа на схемата за заряд или чрез използване свойствата на самата силова схема. Предимство би било осигуряването на ограничението или дори заряда с константна мощност да се получава от свойствата на силовата схема, а не само с използването на допълнителни схемни мерки и режими на работа, постигани чрез системата за управление [4, 5, 6, 7].

В практиката такива схеми са известни като схеми с ограничаване на напрежението върху комутиращите елементи.

Допълнително предимство на тези схеми пред останалите схеми за заряд би била и възможността за едновременно зареждане и изравняване на напрежението върху отделните клетки [8, 9, 10].

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 147 ДОКЛАДИ

1. Нова схема за зареждане и балансиране на напреженията в система засъхранение на енергия

На фигура 1 е представена, предложена от авторите нова схема. която извършваедновременно заряд и изравняване на

напрежението върху отделните клетки.Схемата е съставена от полумостов резонансен

инвертор с ограничение на напрежението върху комутиращият кондензатор (РИсОНКК) и обратни диоди. паралелно свързани на силовите по л у п ровод н и ко в и ключо ве.

Фиг. 1 ('хема на РИсОНКК за зареж дане на елементи за съхранение на енергия

Принципът на работа на резонансен инвертор с ограничение на напрежението върху комутиращите елементи са описани в |11. 12]. В показаната на фиг. 1 схема, се ограничава напрежението върху част от комутиращия кондензатор. Особеното при тази схема е. че тя комбинира работа на схемите с ограничителни диоди с тази на схемите с обратни диоди. Режимът на работа на резонаненият инвертор е в надрезонанена честота. Диодите ограничаващи напрежението върху част от комутиращия кондензатор С\ работят при определени условия и ограничават напрежението му до ±Ш/2.

Прехвърлянето на енергията между РИсОНКК п елементите за съхранение на енергия се извършва посредством инверторен трансформатор п съответен токоизправител за всяка клетка.

2. Симулационно изследване на схема на РИсОНКК за зареждане и изравняване на напреженията на суперкондензатори

На фигура 2 е показан симулационият модел

на предложената схема за заряд и балансиране на напреженията на последователно свързани суперкондензаторни клетки, изграждащи суперкондензаторна батерия.

Суперкондензаторите са представени с еквивалентна схема на кондензатор SC и последователното свързано съпротивление. За да могат да се проследят процесите в схемата, без да е необходимо голямо време за симулация, капацитетите SC в модела са значително намалени, спрямо реалните стойности на подобни елементи. При провеждането на симулационните изследвания са зададени различни начални стойности на напрежението върху суперкондензаторите СЗ, С4 и С5.

На фигура 3 са дадени резултати от проведените симулацонни изследвания и са показани напреженията върху кондензаторите СЗ. С4 и С5 - V(N016,N021), V(N018,N022) и V(N020.N023). От времедиаграмата сс вижда, че заради различните им първоначални стойности на заряд, всеки един от кондензаторите започва от различно напрежение, като след известно време

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 148 ДОКЛАДИ

благодарение на свойствата на схемата, те се изравняват.

Фиг. 2 Симулационен модел на предложената схема

Фиг.З Напрежения върху трите отделни клетки на суперкондензатора

На фигура 4 са показани времедиаграмите на токовете през кондензаторите Cl, С2 и СЗ - I(R1), I(R2) и I(R3). Изравняването на напреженията на кондензаторите се постига с помощта на трансформатора Тг. През клетката, която е с най - ниско начално напрежение, ще протече най - големият заряден ток. От фиг. 4 се вижда, че през клетката с най-високото напрежение в началото не протича ток - I(R3)=0A.

Фиг.4 Токове през клетки Cl, С2 и СЗ

След определен момент от процеса на зареждане, напреженията на трите кондензатора се изравняват, в резултат на което и токовете през трите кондензатора са еднакви. Това се демонстрира с времедиаграмите показани на фигура 5.

На фигура 6 е показан консумираният ток от източника VI. Консумираният от захранващия източник ток е непрекъснат. Това е едно от предимствата на схемата и се дължи на принципа на работа на схемата.

Фиг. 5 Токове през клетки Cl, С2 и СЗ след изравняване на напреженията върху тях.

Фиг. 6 Ток през захранващия източник VI

На фигура 7 са показани на една координатна система токът през единият транзистор Ml - Id(Ml), токът през обратния диод Dobrl - I(Dobrl) и токът през ограничаващият диод Doz2 - I(Doz2).

Тъй като инвертора работи в режим с надрезонанена честота, транзисторът се изключва принудително в определен момент. След като той се изключи веднага започва да провежда един от обратните диоди, който продължава да провежда до края на полупериода. Ограничителният диод провежда само след като кондензатора Ск се е заредил до напрежение равно на половината от захранващото ±Ш/2 и остава включен до края на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 149 ДОКЛАДИ

полупериода.

Фиг.7 Токове през транзистора МI, диода Dobrl и диода Doz2.

На фигура 8 са представени токът през транзистора Ml и напрежението върху него (V(n011)).

Фиг.8 Токи напрежение па транзистора КФ

Щ—---------- ------------------------- ------

)"

Dost

Ck

Dobrl

l 2

*** H* Jtir,

СЙ

Ootli ''O'”}

Ml

------ --------

V4

------ ^-------

v«РЧ V -/vV “

p, ¥ pi

-—---------- ------4*-----

Фиг.9 Симулационнен модел на РПсОНКК за заряд на акуму латерни батерии

На фигура 9 е показан симулационият модел на схема РИсОНКК използвана за източник за зареждане на три последователно свързани литиеви клетки на акумулаторна батерия. Батериите са представени с техните еквивалентни

заместващи схеми. За първата клетка те са вътрешното съпротивление R1, източникът на електродвижещо напрежение V4 и кондензаторът С5, чрез който се отразява промяната на напрежението на батерията в процеса на заряд. Другите елементи на симулационния модел са аналогични на модела от фиг.2.

На фигура 10 са показани времедиаграмите на напреженията на трите батерии в процеса на заряд. От нея се вижда момента на изравняването на напреженията върху трите клетки - V(N016,N021), V(N018.N023) и V(N020,N025).

Фиг. 10 Напрежения върху трите клетки в процеса на заряд

31.738ms 31.752ms 31.766ms 31.780ms 31.794ms 31.808ms

Фиг. 11 Заряден ток през клетки 1, 2 и 3

Фиг. 12 Заряден ток през клетки 1, 2 и 3

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 150 ДОКЛАДИ

На фигура 11 и фигура 12 са показани зарядните токове през трите батерии - I(R1), i(R2), I(R3). На фиг.11 са дадени токовете в момент преди да се изравнят напреженията. На нея се установява, че токът през едната клетка е нула ампера. тъй като диодите Diz5 и Diz6 нямат условия за отпушване. На фиг. 12 са дадени същите токове, но след като напреженията са изравнени и се вижда, че и токовете са изравнени.

Токовете през транзистора Ml. обратния диод Dobrl, тока през ограничителният диод Doz2, напрежението върху транзистора и тока през захранващия източник, по форма, са същите, както при симулационният модел на заряд на суперкондензатори, показани на фиг. 6, фиг.7 и фиг.8.

3. Експериментални изследванияНа базата на схемата от фигура 1 е направена

опитната постановка за изследване на РИсОНКК за зареждане на две клетки, като са използвани следните елементи: MOSFET транзистори със съпротивление Rds = 3mQ с вградени обратни диоди; системата за управление на преобразувателя е реализирана с помощта на софтуера за графично програмиране - LabView; трансформатор с две вторични намотки, със средна точка. Трансформатора е навит на тороидален магнитопровод, коефициентите на трансформация между намотките са 1:1:1; филтровите кондензатори са с капацитет от lOOOpF. с вътрешно съпротивление от ЗОтП. За изправителни и ограничителни диоди са използвани ИГотки диоди с малък пад на напрежение върху тях.

Фиг. 13 Зарядни токове през двете клетки преди изравняване на напреженията им

От фигура 13 до фигура 17 са представени времедиаграми получени от експериментите с литиеви клетки. Опитите са проведени с две литиеви клетки с капацитет l,7Ah и заредени до различни напрежения в момента на пускане на схемата.

На фигура 13 е представена осцилограма с две времедиаграми - на първата е показан зарядния ток през клетката с по - ниско напрежение, а на втората през клетката с по - високо напрежение. След като двете напрежение се изравнят, токовете през тях също се изравняват. Това се вижда от времедиаграмите на фигура 14.

Фиг. 14 Зарядни токове през двете клетки след изравняване на напреженията им

НМОЮ22 (HW 0*10160001; SVv 04.522) 2015-04-24 1613 HHMEQAuto Т rig / Bun Instruments

г.ч: 'errors i-Н/ lj- f fr.r-.4H-

Фиг.15 Ток и напрежение на един транзистор

На фигура 15 е показан токът през транзистора Ti и вградения му обратен диод и напрежението върху него. Както се вижда от фигурата тези времедиаграми не се различават от времедиаграмите при работа на резонансен

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 151 ДОКЛАДИ

инвертор с обратни диоди в режим с надрезонансна честота.

На фигура 16 е показан токът през транзисторът Ti и токът през дозиращият диод Dozl. Както се демонстрира след катотранзисторът се изключи, започва да провежда обратният диод, след това започва да провежда и ограничителният. Момента на включване на обратния диод зависи от системата за управление и параметрите на товара, а момента на отпушване на ограничителния диод от параметрите на товара и разпределението на капацитетите Ск и Си.

Фиг. 16 Ток през транзситор и ограничаващ диод

На фигура 17 е представен токът в диагонала на инвертора и токът през един от ограничителните диоди. От нея се доказва твърдението направено по-горе, че ограничителният диод провежда до края на полупериода.

Фиг. 17 Ток в диагонала и през дозиращ ОиоО

От фигура 18 до фигура 20 са дадени резултатите от експериментите при зареждане на два суперкондензатора, от захранващ източник, по схемата от фиг.1. Зарежданите суперкондензатори са два е различни капацитети - 50F и 33F. Стойностите са подбрани различни, за да се проследят свойствата на схемата.

На фигура 18 са показани осцилограми на токовете през двата суперкондензатора. По - големият ток протича през кондензатора е по големият капацитет, а по-малкият (вторият) през кондензатора с по-малкия капацитет

Фиг. 18 Зарядни токове през двата кондензатора

Поради голямата разлика между капацитетите на двата кондензатора, зарядните им токове не се изравняват в процеса на заряд, въпреки изравняване на напреженията върху тях. Напреженията върху зарежданитесуперкондензатори са показани на фигура 19.

Фиг. 19 Напрежения върху зарежданите кондензатори

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 152 ДОКЛАДИ

На фигура 20 са показани осцилограмите на токът през транзистора Т и токът през ограничителния диод Dozl.

НМ01022 (HW 0x10160031; 5W 04 522) 2015 О4-24 17.33 ННИРП_______________________________________________________________»utj ~'ч М-ип____________________________Instruments

ICHl Kim vs:________ CH2.50mVS t 378 tHr

Фиг.20 Ток през транзеитор и Оозиращ ОиоО

4. ЗаключениеПроведените симулационни и експериментални

изследвания на РИсОНКК, използван за зареждане и изравняване на напреженията на последователно свързани елементи за съхранение на енергията (суперкондензатори и акумулаторни батерии), потвърждават свойствата на схемата да изравнява напреженията в процеса на заряд. Също така доказват свойството да извършват едновременно заряд и изравняване на напреженията върху елементи със значително различаващи се характеристики.

Правилното оразмеряване на схемата и разпределението на кондензаторите Си и Ск могат да осигурят режим на работа на преобразувгеля е ограничение на напрежението върху комутиращия кондензатор. Това ограничава и максималните токове през приборите.

При определени режими на работа може да се постигне и режим на заряд е константна мощност.

БлагодарностиДокладът е разработен във връзка с

изпълнението на Договор № 142ПД0012-03„Изследване на преобразуватели на електрическа енергия с приложение в телекомуникациите“ - научен проект в помощ на докторанти, финансиран от НИС при ТУ - София.

ЛИТЕРАТУРА[1] Rahn Chrislopher D., Chao-Yang Wang, "Battery

Systems Engineering", John Wiley & Sons, Ltd, 2013, ISBN: 9781119979500

[2] Gamier L., Chatroux D., " Understanding the unbalancing of a battery pack to choose the best balancing solution", 2013 PCIM, 14-16 May 2013, Nuremberg, Germany, ISBN 978-3-8007-3505-1

[3] Jianfeng Liu, Cheng Luo, Haikuan Jiang. Zhiwu Huang. A Non-dissipative Controllable Charging Equalizer for Series Connected High-Capacity Super-capacitors Urban Rail Transport System, Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2014 IEEE, Pittsburgh, USA. 2014, pp.5901-5907.

[4] Madzharov N.D.. Resonant Power Supplies with Energy Dosing and PLL Control System, PCIM’08, Power Conversion, Numberg, Germany, 2008, pp. 266-271.

[5] Madzharov N.D.. Ilarionov R.T, "Battery Charging station for electromobiles with inverters with energy dosing", PCIM’11, Power Conversion, Nuremberg, Germany, 2011

[6] Mohan, Ned; Undeland, Tore M.; Robbins, William P., „Power Electronics - Converters, Applications, and Design (3rd Edition) ’, CD 2003 John Wiley & Sons.

[7] Юдов Д., В. Вълчев, “Полумостов DC/DC преобразувател ко мутиран, при нулево напрежение и нулев ток” - Осма национална научно-приложна конференция “Електронна техника-ЕТ'99, 23- 25.09.1999г., Созопол, том 4, 114-119.

[8] MING TANG, THOMAS STUART, Selective Buck-Boost Equalizer for Series Battery Packs. IEEE TRANSACTIONS ON AEROSPACE AND ELECTRONIC SYSTEMS VOL. 36, NO. 1 JANUARY2000, pp. 201-211.

19] Nasser H. Kutkut, Deepakraj M. Divan, Donald W. Novotny, Charge Equalization for Series Connected Battery Strings,’ IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS. VOL. 31, NO. 3. MAY/JUNE 1995, pp 562 - 568.

[10] Chol-Ho Kimt, Hong-Sun Parkt, Chong-Eun Kimt, Gun-Woo Moont, Joong-Hui Leet, Jeon Keun Oht, Charge Equalization Converter with Parallel Primary Winding for Series Connected Lithium-Ion Battery strings in HEV, Power Electronics, 2007. ICPE '07. 7th Internatonal Conference on 22-26 Oct. 2007, Daegu Korea, pp. 795 - 800.

[11] Градинаров H„ Н.Хинов, Д.Арнаудов “Анализ на инвертори с ограничаване на напрежението върху ко мутиращите индуктивности”, Списание “Е+Е”, 7-9, 2001г, стр.45-49.

[12] Маджаров Н„ Дисертация за придобиване на образувателна и научна степен „доктор”, ’’Изследване и разработка на автономни инвертори с дозиране на енергията за електротехнологията”, ТУ-Габрово, 1997 г.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 153 ДОКЛАДИ

Изследване на случаен тестов сигнал, генериран за целите на криптографията

Георги ПЕТРОВ*, Мартин ИВАНОВ**

* Нов български университет, департамент Телекомуникации, 1618 София, България, бул. „Монтевидео“ 21, бл. 2, e-mail: gpetrov@nbu.bg

** Нов български университет, департамент Информатика, 1618 София, България, бул. „Монтевидео“ 21, бл. 2, e-mail: mivanov@nbu.bg

Резюме. Настоящият доклад представя методика на спектрално и вероятностно статистическо изследване на случайно генериран сигнал получен от полупроводников шумов генератор. чието предназначение е да послужи в процеса на генериране на цифрови ключове за нуждите на криптографията. Разгледана е последователността на обработката на сигнала, премахването на нежелани брумове, техники ползвани за допълнителна ранбомизация на сигнала и пост обработката му. ползването на двойки генератори. Пребставени са експериментални резултати и е коментирано бъдещо развитие и области на приложение.

Abstract. In this article authors present the methodology for spectral and statistical signal processing of a random signals generated by the semiconductor noise generator. The processed signal is used for the needs for digital cryptography. We describe the sequence for digital signal processing, removing of unwanted parasitic signals, different techniques used for additional randomization and post processing. Also problems related to common mode signal rejections (power line and RF interference) with the use of paired generators is also described. Experimental results are presented and future development and application areas of interest are discussed.

УводЦелта на тази публикация е да бъде описана

оригинална методика за предварителна обработка на случаен тестов сигнал, генериран от полупроводников шумов генератор, използван за нуждите на криптографията. Някои основни методики в процесите на пост обработка също са обсъдени.

Сигурният обмен на цифрови данни зависи основно от качествата на използваните алгоритми за шифриране. Масово ползваните днес методи се базират на частен и публичен ключ [1]. Същественият проблем в този подход е относителното слабото място на системата за криптиране, а именно техниките за отгатване \ опериране на псевдо кодове, ползвани от злоумишлен дигитален „взлом“. Тъй като съвременните компютърни системи, клъстери и графични ускорители (GP-GPU) позволяват за

сравнително малко пари човек да се оборудва с огромен изчислителен ресурс [2], правят необходимостта от разработка на средства и техники за генериране на „наистина“ случайни цифрови ключове особено осезателна. На пазара са известни редица USB базирани периферни устройства, т.нар. Crypto Box [3], чрез които потребителите могат да генерират сравнително надеждно последователности от случайни поредици битове, които да бъдат ползвани от съответните програми за шифриране, като основи на защитните им кодове. Независимо от тяхната сложност, повечето модели използват полупроводникови шумови генератори(транзисторни или диодни [4]), а допълнителни стандартни техники за рандомизация на получените данни и отстраняване на синфазни шумове и сигнали от електромагнитни смущения биват използвани.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 154 ДОКЛАДИ

Идеята е да бъде създадена методика за запис, анализ и обработка на шумоподобни сигнали, генерирани от базови схеми шумови генератори, като така бъде възможно сравняването и визуализацията на параметрите на тези шумоподобни генератори. Болшинството описани техники обхващат етапите на анализ на генерираните цифрови последователности от подобни генератори на случайни кодове, но не засягат методики за обработката на аналоговия сигнал. В процесите на генериране на подобни шумови сигнали често срещани са редица смущения, чието ненавременно детектиране и отстраняване би създало предпоставки за компрометиране работата на т.нар. Crypto Box устройства. Също така, като допълнителен резултат от предложената методика, е възможността генерираните шумоподобни сигнали да бъдат ползвани за обучението на студенти по дисциплини свързани с цифровата сигнална обработка. аудио обработката и статистическата сигнална обработка.

Базова постановкаВ процесът на разработка на описаната по-долу

методика сме се спряли на максимално опростен модел, чрез който става възможно експерименталното приложение на редица алгоритми за анализ и обработка на сигналите, без това да ни ангажира е поддръжката и реализацията на сложен високоскоростен цифров хардуер (което не е обект на настоящото изследване). За целта набор от полупроводникови шумови генератори сс свързва към звуковия адаптер на персонален компютър, като така получения цифров!гзиран сигнал е е резолюция 16 бита, а скоростта на дискретизация е 44100KHz стерео. Ползването на по-прецизни High Resolution аудио карти щс позволи въвеждането на сигнал е честота на дискретизация до 192KHz и ефективна резолюция до 24 бита.

Избраният подход за цифровизиране на тестовия сигнал е елементарен, и има своите недостатъци по отношение на бързодействието на подобна система. В същото време подобен шумов генератор може да бъде свързан към почти всеки дигитален компютър (лаптоп, таблет или смартфон), като така отпада необходимостта от писането на специализирани защитени драйвери, софтуер на ниско ниво и т.н. отпадат. Същевременно прецизността на подобна система за събиране на данни е достатъчно висока и често

се ползва за нуждите на измерванията [5]. Използваният генератор реализира едноканална схема (моно) (9], което в значителна степен налага допълнителната цифрова сигнална обработка на сигнала след записа му.

Предварителен анализ на сигналаСигналът от шумовия генератор се записва в

wave аудиофайли без компресия. Ефективната честотна лента на сигнала е 20Hz-22KHz 2xl6bit. като сигналът може да е записан моно или стерео. Използваме стандартни некомпресирани файлове, за да бъде опростена техниката на запис на сигнала и последващата му обработка чрез библиотеки за четене на аудио файлове. Предварителната обработка има за цел да открие доминантни хармоници на периодични сигнали и брумовс, които да бъдат отстранени (най-често това е мрежов брум 50-60Hz и хармоници от импулсни захранвания).

Статистически анализ на сигналаСтатистическият анализ на изследвания сигнал

включва следните етапи:1. Първичен статистически анализ, включващ

получаването на основни описателни статистики и проверка на статистическото разпределение на стойностите на ситната.

2. Построяване на автокорелационна и частна автокорелационна функция на сигнала.

3. Спектрален анализ на сигнала.4. Статистическият анализ на сигнала е

изпълнен с модулите на специализирания софтуерен пакет Statistica 10 на StatSoft.

Резултатите от първичния статистически анализ са показани в табл. 1.

Таблица 1. Резултати от първичния статистически анализ на сигнала.

№ Статистика Стойност1 . Брой на наблюдаваните стойности 2621442 . Математическо очакване 0.0000013. Минимална стойност 0.6597294. Максимална стойност 0.7499085. Средно квадратично отклонение 0.141297

Хистограма със статистическото разпределение на стойностите на сигнала е показана на фиг. 1 (ляво), а на фиг. 1 (дясно), е изобразена диаграмата NPB (Normal Probability Plot) - „нормална вероятностна графика”.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 155 ДОКЛАДИ

Фиг. 1. Хистограма и нормата вероятностна графика.

Показаните графични резултати и резултатите от статистическата проверка (използван е критерия на Колмогоров - Смирнов и стойност на статистиката d = 0.00149 ) дават основание да се приеме, че разпределението на стойностите на сигнала се апроксимира добре от нормално разпределение с параметри, определени от първичния статистически анализ: N(0,000001.0,141297). Автокорелационната и частната автокорелационна функция на сигнала, изчислени с лаг k =1,..., 500 са показани на фиг.2 (ляво), и съответно на фиг. 2 (дясно).

Фиг. 2. Графика на автокорелационната функция на сигнала и частната автокорелационна функция.

Графиките на автокорелационната и частната автокорелационна функции [6], [7], [8] показват неблагоприятния ефект от проникването на високи хармоници на честотата на мрежовото захранване в сигнала - дори и след опитите паразитното им присъствие да бъде филтрирано. Независимо от този проблем, може да се приеме, че затихването на стойностите на двете функции в показаните графики с нарастването на лага е достатъчно бързо и, че стойностите на сигнала имат пренебрежимо ниска корелация във времето. Спектралният анализ на сигнала е изпълнен като стандартен фу рие ров анализ с модула Spectral (Fourier) Analysis на продукта Statistica. Поради значителния обем на графичните резултати за илюстрирането им тук са отделени само два

подинтервала: [0.090f, 0.122f] и [0.244f, 0.274f], където f е честотата на отчитане на сигнала (44.1 kHz) като на фиг. 3 (ляво), и фиг. 3 (дясно). - са показани съответно тези за спектралната мощност (периодограма), а на фиг. 4 (ляво), и фиг. 4 (дясно). - тези за спектралната плътност .

Фиг. 3. Периодограма на сигнала за интервала [0.090f 0.122/] и периодограма на сигнала за интервала

[0.244/. 0.274/]

м иш :•* iw 1ч &«1 :<ч lot t» ш ш и ш ш и« ш in tn

Фиг. 4. Графика на спектралната плътност в интервала [0.090/ 0.122/] и графика на спектралната

плътност - [0.244/ 0.274/].

Графиките от фиг. 3 и фиг 4 са получени слсд осредняване на стойностите от спектралния анализ с тегловна функция на Хеминг (т нар.„прозорец” на Хеминг) [6]. Резултатите от спектралния анализ потвърждават наличието на отделни паразитни хармоници на мрежовата честота в изходния сигнал, но като цяло честотния спектър е равномерно разпределен в изследвания диапазон и това дава основание, че след отстраняване на паразитните хармоници сигналът може да се приеме за достатъчно добро приближение на гаусовия бял шум. Този извод допълнително се потвърждава и от статистическото разпределение на стойностите на периодограмите в спектралния анализ (показано на хистограмата от фиг.5 ), което се апроксимира достатъчно добре с експоненциално разпределение (d-статистика на Колмогоров- Смирнов 0.1358).

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 156 ДОКЛАДИ

Soecird anaVsw. SIGNAL

No. ol cases 262144 FeT*f K«p». 20.00 ВдгНвИ K-S Ct ,'356

1.4E5

1.3E5

1.2E5

1.1E5

1E5

90000

g 8CDC0

■3 70000

5 60000

50000

40000

30000

20000 10000

0-0.1 0,0 0.1 0.2 0.3 0,4 0l5 06 Q7 QB 09 1.0Spectrogam vAes («<-ЬоиоЛгу| Exponent.

Фиг. 5. Хистограма на разпределението на стойностите е периодограмата.

ЗаключениеОт извършените експерименти може да се

заключи, че така подбраният математически апарат за статистически и честотен анализ на сигнала от шумов генератор записан през звуковата карта на компютъра може да послужи, като изходен сигнал при генерирането на бинаризирана поредица от стойности подходяща за по-нататъшни изследвания за приложение за нуждите на криптографията. Постановката използва един единствен неекраниран шумов генератор. Заключението на авторите, е че за минимизиране влиянието на мрежовия брум и синфазни смущения следва да се работи с двойка шумови генератори, добре екранирани и с отделно батерийно захранване (не изведено от USB порта на компютъра). При това ще се минимизира влиянието на мрежовия брум, като сигналите ще бъдат записани, като стерео аудиосигнал и след това ще бъде ползван субстракционен и диференциален метод за отстраняване на най- силните хармоници. Също така различни техники за обработка на бинаризирания сигнал ще бъдат ползвани за допълнителна рандомизация

ЛИТЕРАТУРА[1] Salomaa, Arto. Public-key cryptography. Vol. 23.

Springer Science & Business Media. 1996.

[2] Bakker, Marcus, and Roel Van Der Jagt. "GPU- based password cracking." University of Amsterdam. System and Network Engineering. Amsterdam. Research(2010): 7.

[3] Nilima Yadav, SarveshTanwar, Implementation of White-Box Cryptography in Credit Card Processing Combined with Code Obfuscation, International Journal of Computer Applications (0975 - 8887) Volume 70- No.2, May 2013

[4] David Eather, Random Number Generation with a Simple Transistor Junction Noise Source, (Version 1 Revision 2. 22 June 2004)

[5] Тодоров Д., RLC-метър изграден на базата на използването на звуковата карта на PC, Електроника 2010 доклади.

[6] Pollock D.S.G., A Handbook of Time-Series Analysis, Signal Processing and Dynamics, The

[7] University of London UK. ACADEMIC PRESS, 1999. Gray Robert M„ Lee D. Davisson , An Introduction to Statistical Signal Processing. Cambridge University Press., 2004.

[8] Brockwell Peter J„ Richard A. Davis, Introduction to Time Series and Forecasting, Second Edition, Springer- Verlag, 2002

[9] Random Number Generation with a Simple Transistor Junction Noise Source. (Version 1 Revision 2. 22 June 2004), David Eather

гл. ас. д-р Георги Петров - НБУ. Оепартамент Телекомуникации, магистър по телекомуникации - 2005г., доктор комуникационна и компютърна техника

2014г. Област на научни интереси - GP-GPU, системи за измервания, цифрова сигнална обработка.

Тел.: 0897743155 e-mail: gpetrov anbu.bg

гл. ас. д-р Мартин Иванов - НБУ, Оепартамент Информатика, завършил TS' - София през 1978 г. завършил магистърска степен по Приложна математика и информатика към ЦПМ при ТУ-София 1979 г. Докторска степен - 1991 г. Работи по проблемите на интелигентна обработка на Оанни. оптимизация и мебелиране на технологични процеси, приложение на изкуствения интелект в инженерните изследвания, методология на програмирането. Java- технологии, програмиране за мобилни устройства.

Тел.: 02 8110610 e-mail: mivanov@nbu.hg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 157 ДОКЛАДИ

Превенция на злоупотреби с прихванати разговори в GSMтелефонни мрежи

Йордан НЕ ШЕВ

Технически Университет София, Факултет по Електроника, 1797 София, България, бул. „Кл.Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: iordann@mail.bg

Резюме. Тази статия предлага методология, която значително намалява риска от нерегламентирано подслушване на телефонни разговори, осъществявани чрез мобилната комуникационна мрежа GSM, отчитайки законодателството на Република България. Направен е опит да се идентифицират всички слаби точки в съществуващата схема за събиране на информация със специални разузнавателни средства и е предложена адекватна защита на всяко ниво. Съставена е блокова схема на взаимодействие между държавните органи и техните служители, така че да се гарантира защита на информацията, личната отговорност за спазване на законите, минимизиране на човешкия фактор при обработване на информацията и броят на лицата, имащи достъп до секретна информация.

Abstract (Iordan Neshev). This paper describes a methodology that significantly reduces the risk of illegal voice interception in mobile GSM networks taking into account the legislation of Republic of Bulgaria. An attempt was made to identify as much as weaknesses as possible which exist in the present method for data acquisition using specialized inteligence means and appropriate countermeasures at every level were suggested. A block diagram of the interaction between state authorities and their employees was composed. It guarantees the security of the information, the personal responsibility, minimizes the operator’s figure in the processing of the information and the number of individuals which can access the secret data.

В последно време все по-често ставаме свидетели на значителни политически и крими­нални събития, свързани със злоупотребата със Специални разузнавателни средства (СРС). Най- често те се използват за незаконно придобиване на информация за политици, престъпни структури, журналисти и други обществени фигури, като се създават предпоставки за изнудване, потискане на свободата на словото [1], индустриален шпионаж, нарушаване на личното пространство на гражданите и други престъпления. В редки случаи изтичането на такава информация в посока към обществото може да се смята за положително събитие, но в по-голямата си част злоупотребите със СРС са в негов ущърб.

Тази статия предлага методология за превенция на нерегламентираната употреба на СРС за подслушване на телефонни разговори, провеждани чрез обществената мобилна телекомуникационна

мрежа GSM.Предимство на методологията е нейната

адаптивност към промени в законодателството - лесно е да се добавят, премахват и преместват звена в схемата, както и да се променя тяхната роля и пълномощия. Тази способност е изключително важна, тъй като в близкото минало законовата уредба беше променяна многократно и това се превръща в тенденция.

Използвани данниСпоред настоящото законодателство (януари,

2015 г.) [2] изпълнител на операциите е Държавна агенция „Технически операции” (ДАТО), а заявителите са ограничен кръг от служби на МВР, Държавни агенции (ДАНС и НРС), служби на Министерството на отбраната (МО) и на съдебната власт.

Действието протича в следния ред: заявителят

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 158 ДОКЛАДИ

изпраща искане за разрешение за използване на СРС до компетентен съд и след получаването му, председателят на ДАТО разпорежда начало на мероприятието. Сформира се екип от служители, които провеждат техническата операция.

Този екип е едно от най-слабите звена във веригата, тъй като то има непосредствен достъп до техниката за подслушване. Операторът може да скрие съществена информация или да предупреди следеното лице.

Подробностите за техническите възможности на конкретната апаратура, с която разполага ДАТО към настоящия момент, са слабо известни. Информацията е малко и не може да бъде потвърдена от обществено достъпни официални източници. Могат да се систематизират косвени предположения за специфичните й възможности на базата на многобройни публикации и интервюта на официални лица, както и на теч на информация към средствата за масово осведомяване.

Това, което може със сигурност да се твърди, е че един от модулите й е т.нар “IMSI catcher”. Той симулира базова станция (BS) и осъществява първата стъпка към поемането на контрол над мобилния телефон на лицето от оперативен интерес. Процедурите и необходимата техника са обект на многобройни и дългогодишни изследвания на множество автори. Известен и уважаван специалист в тази област е Karsten Nohl.

Проучването сочи, че на пазара се предлагат средства с широк спектър от способности. Водещи производители в тази област са Septier [3], Pentek[4], Mocana [5], Gamma Group [6] и други.

ИСКАНЕЗА ИЗПОЛЗВАНЕ

НА СРС

РАЗРЕШЕНИЕ ОТ КОМПЕТЕНТЕНсъд *

РАЗПОРЕЖДАНЕ ОТ МИНИСТЪРА НА ВЪТРЕШНИТЕ

РАБОТИ

♦СДОТО мвр ДИРЕКТОР

4СДОТО-МВР СДОТО МВР СДОТО МВР

НАЧАЛНИК ОТДЕЛ

4 4РЕЗУЛТАТ ЕКИП

TСДОТО-МВР

ДОКЛАДСДОТО-МВР БЕЗ РЕЗУЛТАТ

ИЗПРАЩАНЕ КЪМ ЗАЯВИТЕЛЯ

Фиг. 1.

За целите на тази статия е необходимо да се знае само следното: апаратурата е мобилна, разполага се в превозно средство близо до обекта на подслушване и се управлява от оператор, който преценява дали текущия разговор има отношение

към заданието или не. В първия случай разговорът се записва и се изпраща към заявителя на операцията. Във втория - информацията се унищожава.

Операторът може да работи на място в превозното средство или дистанционно от оперативния център на ДАТО.

АлгоритъмФиг.1 описва последователността от действия

при мероприятия, изискващи използване на СРС така, както е била регламентирана към 2012 г. Фиг.2 [7] съдържа блоковата схема напредложената методология. От началото на 2015 г. МВР отпадна като междинно звено и сега е заявител като всяка друга служба, но в настоящата статия се приема, че МВР все още участва по същия начин във веригата за да се демонстрира по-сложния случай на взаимодействие.

Методологията разчита на последно поколение криптографски методи, включващи симетрични (AES) и асиметрични (RSA) алгоритми.

За да се гарантира сигурността иавтентичността на информацията, която се обменя между обектите в схемата, се използват съвременните криптографски методи.

Всеки обект в схемата (служителите, инсти­туциите, техниката за подслушване), разполага със своя двойка публичен и частен ключ. Публичните ключове са известни на всички участници, а частните трябва да бъдат запазени в тайна само за притежателите им. Ключовете са необходими (1) за изграждане на защитени от прихващане и манипулиране информационни канали, (2) за генериране на електронен подпис, удостоверяващ произхода, автентичността и целостта на съобщенията и (3) за криптиране на съдържанието на документите.

При изграждане на защитения комуникационен канал двете страни използват двете двойки публичен и частен ключ за да се авторизират една пред друга чрез алгоритми, базирани на асиметрични ключове (RSA). Когато идентичността на страните бъде потвърдена, те договарят сесиен ключ за симетричен алгоритъм (AES) за криптиране на обменяната информация. За да се гарантира равномерното (нормалното) разпределение на стойностите на ключовете е необходимо да се използва качествен генератор на случайни числа (RNG). Сесийният ключ се използва еднократно.

Физически лица

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 159 ДОКЛАДИ

Вески служител разполага е електронна лична карта, е вграден SAM модул (Security Access Module), наричан още криптопроцесор.

Криптопроцесорите съдържат класически процесорни ядра (например 8051). относително малко количество RAM и Flash EEPROM, както и специализирани периферни модули, оптимизирани да изпълняват криптографски операции - криптиране и декриптиранс със симетрични (DES, 3DES, AES, ...) и асиметрични (RSA) алгоритми, генериране на двойки публичен-частен ключ, проверка и генериране на електронен подпис, надеждно съхраняване на ключове и др.

Flo време на еднократната процедура за псрсонализиране на картата криптопроцесорите генерират двойка публичен и частен ключ, като съобщават само публичния. Частният се съхранява в тях и остава в тайна дори за притежателя на личната карта, в която е вграден SAM модула.

Съвременните криптопроцесор и могат да изпълняват и Java приложения (аплети). Тази функционалност с особено полезна, тъй като могат да се изпълняват едновременно няколко приложения, като всяко едно от тях няма достъп до данните на останалите, което е предпоставка за повишаване на сигурността на една система.

До известна степен SIM картите могат да се класифицират като специализиран крипто­процесор. но изпълняващ други криптографски алгоритми (като А5/1) и съдържащи много други специализирани периферни модули. Тези карти, както и дебитните и кредитните карти с чип, са

може би най-масово разпространеното приложение на криптопроцесорите.

ЗвенаПредложеният метод изисква всяко звено в

схемата (заявител, съд. ДАТО. мобилна техника и др.) да има собствена система за сигурност, включваща специализиран апаратен модул - HSM (Hardware Security Module [8], напр. [9|). Ь1сговата основна роля с да гарантира съхранението на криптографските ключове и да организира архивирането, сигурността и обмена на информацията, както в рамките на звеното, така и при взаимодействието му с останалите звена. По този начин сс автоматизират процесите, което ускорява работата, намалява човешкия фактор и значително стеснява кръга от лица. имащи достъп до секретната информация. Всеки служител провежда обмен на информация само с HSM на своето ведомство, с изключение на оператора, който освен с HSM на ДАТО. работи и с този, монтиран в мобилната техника.

Поток на информацията на ниво {веноВсяко физическо лице (съдия, министър,

началник отдел, оператор и др.) използва личния си SAM модул за да криптира и подписва документацията когато с необходимо да се предприеме някакво действие, като събитието се записва в дневник (логфайл) на сървъра. Авторизирането на служителя намалява човешкия фактор в сигурността до минимум и гарантира

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 160 ДОКЛАДИ

личната отговорност. Така вероятността за изтичане на поверителна информация намалява значително.

Лицето инициира комуникационна сесия със съответния HSM модул, като спазва посочения по- долу стандартен метод за изграждане на защитени комуникационни канали в незащитена и уязвима среда, каквато е локалната мрежа в рамките на едно ведомство.

Обмен на информация между звенатаВсяко звено обменя информация със съседното

като изгражда комуникационни канали чрез дефинирания в следващата точка метод. Обменът на информация между двете звена е аналогичен на този, използван между ведомствен HSM и съответните служители, като процесът е автоматизиран и практически документът достига получателя в рамките на няколко секунди. За целите на архивирането този документ се съхранява в електронна криптирана база данни, управлявана от съответния HSM модул. Тъй като получателят е HSM на другото ведомство, документът не преминава през деловодството на иницииращата страна, от където би могла да изтече информация, а се доставя директно на лицето, което е упълномощено да го обработи.

Провеждане на мероприятиетоПървата стъпка е изискване на разрешение от

компетентен съд. За целта заявителят съставя искането в текстов вид. Длъжностно лице в службата чрез частния си ключ генерира цифров подпис, прикрепя го към съобщението и след това го криптира с публичния ключ на собствения ведомствен модул - HSM-Заявител (HSM-З). Така заявката е защитена от прихващане и манипулиране при преминаване през ведомствената локална мрежа.

HSM-З декриптира и проверява автентичността на документа, след което го архивира в собствена база данни.

След това HMS-3 подписва заявката със своя частен ключ и я криптира с публичния ключ на Министерството на правосъдието (МП). По този начин се гарантира, че криптограмата не може да бъде дешифрирана или манипулирана при преминаването й от първото ведомство към второто.

HSM-МП декриптира изпратената му заявка и я архивира в криптиран вид в собствената база данни. След като бъде определен съдията, който трябва да разгледа искането, HSM-МП подписва

заявката с частния си ключ и я криптира повторно с публичния ключ на съдията, след което му я изпраща. Единствено получателят може да разбере съдържанието на документа, тъй като само той разполага с необходимия частен ключ.Документът е надеждно защитен от административния персонал в деловодството или в самата информационна система на МП, което предотвратява потенциалния теч на информация от там.

Съдията разглежда заявката, мотивира решението си и по подобен начин го изпраща обратно към HSM-МП. Ако заявката е отхвърлена, HSM-МП по посочения вече начин изпраща решението на съдията към HSM-З, след което тя достига до служителя на заявителя, също толкова защитена, както и преди. Ако заявката е одобрена, нареждането се изпраща до упълномощено лице в МВР, спазвайки методологията за комуникация между звената и между HSM-MBP и съответния служител.

Според посочените правила за вътрешно­ведомствена комуникация, първият получател на заявката в МВР (обикновено това е министърът на МВР или главният секретар) съставя документ със заповед до ръководител на по-ниско ниво, който трябва да сформира екип за провеждането на оперативно-технически действия.

Този екип е най-слабото звено и затова се нуждае от най-много внимание за да бъде постигната целта на предложената методология.

Необходимо е да се води неразрушим и защитен от подправяне дневник (логфайл) с всички действия, предприети от оператора. Преди апаратурата да бъде активирана, той е задължен да се идентифицира пред вградения в мобилната техника HSM, използвайки личната си карта със SAM модул.

Ако е възможно, е редно информацията за действията на оператора, освен да бъде записвана локално, да бъде и изпращана в реално време до сървър.

За постигане на максимална степен на защита от изтичане на информация през оператора, е необходимо техниката за подслушване да не му предоставя информация (т е. глас) в чист вид. За целта фирмата-производител трябва да деактивира гласовия декодер на изхода на апарата и да го замени със специализиран криптографски модул. Този модул ще използва ключ за асиметричен алгоритъм, който е предварително предоставен от заявителя. За да бъде защитен този ключ при преминаването на информацията през всички

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 161 ДОКЛАДИ

звена, той трябва да бъде криптиран с публичния ключ на мобилната техника.

Операторът ще има достъп до криптограмите на модула, но за него те ще са безполезни, тъй като не разполага е използвания за криптирането им симетричен ключ.

След като телефонният разговор бъде записан в криптиран вид, служител на МВР изготвя доклад и го изпраща до заявителя, като използва всички правила за взаимодействие между звената.

Криптирания телефонен разговор достига до заявителя, след което той (или по-точно неговия HSM) го декриптира.

Ако техниката има възможност да обработва прихванатия от GSM мрежата гласов трафик в реално време, повторно криптирания гласов канал също би могъл да бъде препредаван към заявителя незабавно.

Още по-висока степен на контрол може да се постигне, ако се въведе следната модификация на методологията: ключът за мобилната техника се генерира не от заявителя, а от съда. Съдът декриптира разговора и, ако прецени, че той има отношение към престъплението, изпраща въпросният разговор към заявителя, като от съображения за сигурност използва друг ключ.

Провеждане на мероприятието без предварително разрешение от съдия

Когато има непосредствена опасност за националната сигурност или за извършване на тежки умишлени престъпления, СРС могат да се използват преди получаване на разрешение от компетентен съд [2]. В този случай упълномощена структура на МВР издава разрешението и генерира ключа за криптиране на гласовия трафик. Този ключ се изпраща на всички останали звена, които имат отношение към съдържанието на разговора и най-вече на оператора и на заявителя, за да могат да предприемат необходимите действия незабавно.

Бъдеща работаВ бъдещето се очаква да бъдат открити

възможно най-много фирми-производители на техника за прихващане и записване на разговори, да се направи сравнение на продуктите е тези на конкурентите им и да се анализира приложимостта на разработената в тази статия методология към всеки от тях. След това ще бъдат предложени модификации в структурните схеми на апаратурата с цел адаптиране към предложената методология.

Статията е съставена е презумпцията, че мобилната мрежа е от второ поколение (GSM 2G). Най-вероятно характеристиките на мрежите от трето (3GPP) и четвърто (LTE) поколение ще наложат някои промени. Тази хипотеза следва да бъде анализирана.

Също така, ще бъдат проучени още от известните инциденти в сигурността на имащите отношение към дейността държавни органи и, ако се налага, ще се внесат корекции в методологията. Например имало е случай, в който служител на ДАТО срещу заплащане е предоставял информация дали има искания за прилагане на СРС срещу определени лица. Друг, по-известен случай, е делото „Галерия” на ДАНС [1]. Мотивът за откриването му беше присъствието в медиите на класифицирана информация, касаеща дейността и служителите на ДАНС. Делото беше компрометирано и впоследствие прекратено без повдигнати обвинения, но останаха съмненията за злоупотреба е придобитата информация.

ЗаключениеВ статията беше предложена методология за

провеждане на законово регламентирано прихващане и записване на телефонни разговори в мобилната мрежа GSM. Основната цел е превенция на злоупотреби при използването на специални разузнавателни средства (СРС), строг контрол върху личната отговорност на всяко длъжностно лице и защита на класифицираната информация.

ЛИТЕРАТУРА[1] Информационно дело „Галерия”, ДАНС, 2008 г.[2] Закон за Специалните разузнавателни средства

(ЗСРС)[3] Septier Communication Limited, www.septier.com[4] Pentec Inc, www.pentek.com[5] Mocana Corporation, www.mocana.com[6] Gamma Group, www.gammagroup.com[7] в. „Труд”, 24.08.2013 r.[8] SafeNet, Hardware Security Modules (HSMs),

www.safenet-inc.com/data-encryption/hardware-security- modules-hsms/

[9] ADYTON Hardware Security Module, Worldline, https://terminals.worldline.com/index/

en US/6410711/6412911/ADYTON.htm

Маг. инж. Йордан Нешев- докторант в ТУ-София. Работи по проблемите на сигурността на вградени системи, както и разработката на различни продукти в сегмента за потребителска електроника

e-mail: iordann@mail.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 162 ДОКЛАДИ

Определяне на работните параметри на широколентов хендовър, реализиран със схема с общи приоритети

Екатерина ОЦЕТОВА - ДУДИН*, Елена ИВАНОВА** и Димитър РАДЕВ***

* ВУ „Колеж по телекомуникации и пощи”, 1700 София, Акад. Ст. Младенов 1, e-mail: eotsetova@hctp.acad.bg*, dradev@hctp.acad.bg***

** РУ „Ангел Кънчев“, Русе, Студентска 8, e-mail: epivanova@uni-ruse.bg**

Резюме. Прехвърлянето на сигнала при движение на мобилния потребител оказва значително влияние върху производителността на системата. Поради тази причина към хендовъра се налагат строги изисквания към вероятностите параметри на качеството на обслужване. В доклада е представена схема на широколентов хендовър с две опашки и общи приоритети. Проведени са симулационни изследвания с различни трафични системи от марковски, полумарковски и немарковски тип, като са определени ефективни стойности на работните параметри на схемата, при които прехвърлянето на сигнала се осъществява с минимални загуби, като вероятностните параметри на качеството на обслужване са редките събития.

Abstract. The transfer of signal during the movement of the mobile user has a significant impact on system performance. Therefore, the handover has to meet strict requirements in terms of probability parameters of the service quality. The report represents a scheme of broadband handover with two tails and common priorities. Based on the conducted simulation experiments with different types of traffic systems are defined effective operational parameters of handover, where the transfer of the signal is carried out with minimal losses, as probabilistic parameters of quality of service are rare events.

УводВ клетъчните радиомрежи от приоритетно

значение е поддържане на непрекъсната свързаност при движение на мобилните потребители, паралелно с гарантиране на качеството на обслужване [10].

Планирането и проектирането на клетъчните мрежи е свързано със създаване на трафични модели за прехвърляне на сигнала, в рамките на които се извършва оценка на вероятностните параметри на качеството на обслужване и оценка на вероятността за настъпване на редки събития[7].

Към широколентовия хендовър, като основно място за настъпване на блокирани повиквания, се налагат строги изисквания към вероятностите параметри на качеството на обслужване, които не трябва да надвишават стойност, по-голяма от 106, което ги класифицира като редки събития.

Симулацията на редки събития изисква

значителен разход на време и компютърни ресурси [8,4], което налага разработването на нови методи и подходи за симулация на редки събития.

Методиката на изследванеВ [1] е предложена методика за изследване на

редки събития, съчетаваща аналитичните методи за изграждане на математическия модел, описващ процеса на прехвърляне на сигнала със симулационен метод за провеждане на експерименталните изследвания. Комбинирането на тези подходи позволява определянето на количествените характеристики описващи системата при различни стойности на входните параметри [9].

В доклада е използвана схема на широколентов хендовър с две опашки, осигуряваща четири приоритета при прехвърляне на сигнала в широколнетови клетъчни радио мрежи (фиг.1).

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 163 ДОКЛАДИ

c

P2

Ar[I]

Ьш

CcR

N c n

Ncr

Nn

Nn+ i

(?R-C

Ar[I ] - CcR■ M r

P5

Or

9r

Qn ~ Cn

P4

Лм[1] - CcnM n

(?NNcn

Ncr

Nn

P3

Ф[1]

Nn

Nn+ i

N

Nn+ i

N

Фиг. 1. Симулационен модел па хенбовър, реализиран със схема с общи приоритети

В разгледаната схема най-висок приоритет на обслужване имат гласовите повиквания вопашката на хендовъра q^. Втори приоритет притежават пакетите с данни. очакващиобслужване в опашката на хендовъра с/\. Трето ниво на приоритет на обслужване притежават новопостъпилите гласови повиквания. Най-нисък приоритет притежават новопостъпилите пакети с данни [2].

Методика се основава на:

• Създаване на симулационен модел на хендовър. реализиран със схема с общи приоритети.

• Разработване на симулационен алгоритъм, за определяне броя на блокираните новопостъпили повиквания в каналите на

164ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® ДОКЛАДИ

базовата станция и броя на препълванията в опашките на хендовъра.

• Програмно осигуряване на симулационната процедура.

• Провеждане на многофакторен регресионен анализ за определяне на математическия модел на прехвърляне на сигнала и оценка на вероятностните параметри на симулационния модел, при които се очаква поява на редки събития.

• Провеждане на симулационни експерименти и определяне на ефективни работни параметри на симулационния модел за поява на редки събития.

Програмно осигуряванеВъз основа на предложените симулационни

модели на прехвърляне на сигнала в широколентов хендовър е разработена web базирана програма.

За релизиране на тази програма е използван скриптов език РНР със синтаксис, базиран на езиците С и Perl, чрез платформа, използваща API (Application Programming Interface). Таз web базирана форма с достъпна за използване от потребители на адрес:htto://htco.vuzf.bg:8080/indcx-v8.php.

Управляеми параметриВероятностите за възникване на необслужени

повиквания в широколентов хендовър са редки събития със стойности, по-малки от 10'6 [3.5] При изследването им чрез симулационно моделиране от особено значение е определянето на влиянието, което оказват управляемите параметри върху тяхното изменение.

Управляемите параметри за един симулационен модел са тези, които определят приоритетните нива на заемане и обслужване на каналите в базовата станция. С цел да бъдат избегнати линейни зависимости се прибягва към представянето им в относителни единици.

Въз основа на представения симулационния модел са определени следните управляеми параметри задаващи относителния дял:

• на каналите, резервирани за новопостъпили пакети с данни A :у/А;

• на каналите, резервирани за новопостъпили гласови повиквания Ncr/N;

• на каналите, резервирани за пакетите с данни, очакващи обслужване в опашката на хендовъра за пакети от данни An/A.

• отношението между дължината на опашката за трафик на данни и общия брой на каналите в базовата станция M--JN:

• отношението между дължината на опашката за гласови повиквания и общия брой на каналите в базовата станция - Mr/A.

За правилното функциониране на симулационния модел е необходимо да бъде спазено отношението между каналите на базовата станция: Acn < Асм < An < А.

Многофакторен регресионен анализЗа определяне на диапазоните на изменение на

управляемите параметри в широколентов хендовър, представен със схема с общи приоритети са използвани следните входни параметри:

• общ брой канали в базовата станция А = 100,• канали в базовата станция, резервирани за

новопостъпили пакети с данни ACn,• канали, резервирани за новопостъпили

гласови повиквания Ncr,• канали, резервирани за пакети с данни,

очакващи обслужване в опашката на хендовъра за трафик на данни An,

• дължина на опашката за трафик от данни Му.• дължина на опашките за гласови повиквания

Mr,

• брой итерации п = 1 000 000.

Изходните параметри на симулационния модел са броя на блокираните новопостъпили гласови повиквания Ане броя на блокираните новопостъпили пакети от данни b lN, броя на препълванията в опашката за гласови повиквания Ъ и опашката за пакети от данни by.

За да бъдат определени изходните реакции на симулационния модел на широколентов хендовър, реализиран със схема с общи приоритети: Y\ = buy, Y2 = A ® . Y3 = by и I 4 = Ьм са използвани управляемите параметри: Xj = Ncy/N, X2 = Acr/A, X3 = Ny/N, X4 =My/N и X5 =Mr/A

Въз основа на проведени симулационни опити с малка симулационна извадка са определени нивата на вариране на управляемите параметри в кодиран вид, които са представени в табл. 1.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 165 ДОКЛАДИ

Таблица 1

Ниво - управляеми параметри

Уп )авляеми параметриXi Х 2 *3 JC4 х5

Долно од 0,2 0,4 0,5 0,5

Средно о,з 0,5 0,7 3 2

Горно 0,6 0,7 1 7 4,5

При планиране на експеримента е използван композитен план В5, който включва 42 симулационни експеримента при изменение на нивата на променливите в кодиран вид [6].

Проведен е многофакторен регресионния анализ за определяне на стойностите на реакциите на модела - 7i, У2, Уз и У4 при изменение на управляемите параметри на симулационния модела, при коефициент на значимост а = 0,05. Проведени са изследвания е марковски тип трафична система с натоварване на входа 1,5 пъти по-голямо от броя на каналите в базовата станция N.

Получените резултати от проведения анализ са представени в табл. 2.

Таблица 2Изходниреакции

Управляеми параметриXi Х 2 х3 Х4 х5

Y\ = 0,25 0,4 0,45 0,85 5 3,5У2=0,16 О Д 0,5 0,4 4 2,8

Уз = 0,25 0,5 0,6 0,95 8,5 2,8

74= 0,15 0,2 0,6 0,7 6 3

С така определените диапазони на изменение на управляемите параметри се очаква поява на редки събития.

Симулационни резултатиЗа да бъдат оценени като редки събития

вероятностните параметри на качеството на обслужване при прехвърляне на сигнала в широколентов хендовър са проведени експерименти с различен тип трафични системи.

Проведените експерименти са с 10 000 000 итерации в диапазоните на изменение на управляемите параметри определени при оценката на вероятностните параметри с многофакторен регресионен анализ.

От направените симулационни изследвания може да се заключи, че вероятностните параметри - вероятност за блокиране на новопостъпили пакети от данни Pon, вероятност за блокиране на новопостъпили гласови повиквания Por, вероятността за препълване на опашката на хендовъра ( c j . ) Pn и вероятността за препълване на опашката за гласови повиквания (<уи) Pr достигат стойности, по-малки от 1011 при едновременно изпълнение на следните зависимости:

• опашка за гласови повиквания Mr, която е три пъти по-голяма от общия брой на каналите в базовата станция;

• опашка за трафик на данни Mn - шест пъти по-голяма от N;

• каналите, резервирани за новопостъпили пакети от данни TVcn заемат от 0,3 до 0,4 от N;

• каналите, резервират за новопостъпили гласови повиквания TVcr са 0,6 от N;

• каналите, резервирани за пакети от данни, очакващи обслужване в опашката на хендовъра за трафик на данни TVn е 0,9 от N.

Полумарковски тип телетрафична системаПроведени са симулационни изследвания със

полумарковски тип трафична система от тип M/Geo/2/N.

Резултатите от симулационните експерименти показват, че вероятностите за настъпване на необслужени повиквания поради препълване на опашките на хендовъра и блокиране на новопостъпили завки (гласови повиквания и пакети е данни ) достигат стойности по-малки от 10-8 при

• опашка за гласовите повиквания с дължина Mr, която е 2,5 пъти по-голяма от общия брой на каналите в базовата станция N;

• опашка за трафик на данни с дължина Mn - пет пъти по-голяма от N;

• канали, резервирани за новопостъпили пакети от данни TVcn заемат от 0,2 от общия брой на каналите N;

• каналите, резервирани за новопостъпили гласови повиквания TVcr заемат от 0,55 от N;

• каналите TVn, резервирани за пакети от данни, очакващи обслужване в опашката на хендовъра за трафик на данни, заемат 0,7 от общия брой на каналите в базовата станция.

Немарковски тип телетрафична системаПроведени са експерименти с телетрафична

Марковски тип телетрафична система

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 166 ДОКЛАДИ

система от немарковски модел с геометричен, Парето и Гаусов закон на разпределение на входящите потоци и обслужването на каналите в базовата станция с равномерен и Гаусово закон на разпределение.

Симулационните зависимости между вероятностите за възникване на блокирани повиквания и управляемите параметри в използваната схема са представени на фиг.2, фиг.З, фиг.4 и фиг.5.

Фиг.2. (''имулационни зависимости между IgPx, MmIN и Ncn/N

Фиг.З. Симулационни зависимости между lgPR Mr/N и Ncr/N

Фиг. 5. С ’имулационни зависимости между IgPuR. Л /д/Л и Л сд/Л

Резултатите от проведените симулационни изследвания показват, че вероятностите за възникване на необслужени повиквания достигат стойности, по-малки от 10"7 при:

• опашка за гласови повиквания Mr - 2,8 пъти по-голяма от N;

• опашката за пакети от данни с дължина Мк - 5,5 пъти по-голяма от N;

• каналите, резервирани за новопостъпили пакети от данни Nr>; заемат от 0,2 до 0.5 от N;

• каналите, резервирани за новопостъпили гласови повиквания TVcr заемат 0,5 от N;

• каналите 7V;;. резервирани за пакети от данни, очакващи обслужване в опашката на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 167 ДОКЛАДИ

хендовъра за трафик на данни заемат от 0,7 до 0,9 от N.

ЗаключениеДоброто покритие и гарантиране на качеството

на обслужване е от първостепенно значение за функционирането на клетъчните радиомрежи.

В доклада е разгледано прехвърлянето на сигнала чрез използване на схема с две опашки, осигуряваща четири нива на приоритет - т.н. схема с общи приоритети. Използвана е собствена методика за симулационно изследване и оценка на вероятностните параметри на качеството на обслужване.

Проведени са симулационни експерименти със схеми с марковски, полумарковски и немарковски тип. Определени са ефективни стойности на управляемите параметри. При тези параметри необслужените заявки, възникнали поради блокиране на повиквания в каналите в базовата станция и препълвания на опашките на хендовъра са по-малки от 10"1и, което ги класифицира като редки събития.

ЛИТЕРАТУРА[1] Оцетова-Дудин Е. Методика за симулационно

изследване на редки събития в широколентов хендовър, реализиран с приоритети, Годишник на В У КТП, том I, стр. 5-9.

[2] Оцетова-Дудин Е., Иванова Е., Радев Д. Симулационен алгоритъм за определяне на вероятностните параметри на качеството на обслужване в широколентов хендовър, реализиран със схема с общи приоритети. Сборник научни трудове на Русенски Университет, том 53, сесия 3.2, 2014, стр. 65- 69.

[3] Bhowmik, В. A Comparison Study on Selective Traffic Models with Handoff Management Scheme for Wireless Mobile Network Infrastructure, MECS’13, vol. 02, 2013, pp. 66-72.

[4] Оцетова-Дудин, Е., Радев, Д. Аналитичен модел на широколентов хендовър в мобилни клетъчни мрежи. Сборник научни трудове на Русенски Университет, том 52, серия 3.2, 2013, стр. 78-83

[5] Pang, С., Lin, Y. Comparing soft and hard handoffs, IEEE Transactions on Vehicular Technology, vol. 49(3), 2012, pp. 792-798.

[6] Митков, А. Теория на експеримента, Дунав прес, Русе, 2011.

[7] Radeva, S., Radev, D. Modeling of Handover Priority Schemes for Broadband Wireless Networks, International Journal of Applied Research on Information Technology and Computing, vol. 1(3), 2010, pp. 322-335.

18] Juneja, S., Shahabuddin, P. Rare event simulation techniques, An introduction and recent advances. Simulation, ed. S. G., Henderson and B. L. Nelson, Handbooks in Operations Research and Management Science, Amsterdam, Chapter 11, pp. 291-350, 2006.

[9] Krose, D., Rubinstein, R. The Transform Likelihood Ratio Method for Rare Event Simulation with Heavy Tails, Queuing Systems, vol. 46, 2004, pp. 317-351.

Ac. д-р инж. Екатерина А. Оцетова - ДудинВиеше Училище „ Колеж по телекомуникации и пощи “ София, завършила ТУ София 1992г, доктор в научна специалност компютърна и комуникационна техника 2015г, работи в областта на изучаване и симулации на редки събития, програмиране и електронното обучение.

тел. 0878899111 e-mail: eotsetova ahctp.acad.bg

Гл. ас. д-р инж. Елена Пламенови ИвановаРусенски Университет “Ангел Кънчев" Русе, завършила РУ “Ангел Кънчев“ 2001г, доктор в научна специалност компютърна и комуникационна техника 2013, работи в областта на изучаването на редки събития, симулация и изследване на блокировки в мобилните системи,

тел. 0893389202 e-mail: epivemova duni-ruse.bg

Проф. дтн инж. Димитър Радев Виеше Училище „Колеж по телекомуникации и пощи “ София, завършил РУ “Ангел Кънчев“ 1984г., доктор в направление автоматизация на производството 1997г.,доктор на техническите науки - Приложение на принципите и методите на кибернетиката в различни области на науката 2006?., професор в научна специалност теоретични основи на комуникационната техника 2008г, работи в областта на телекомуникационните системи и телетрафичното проектиране, тел. 0886430105 e-mail: dradeviahclp.cad.h<e

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 168 ДОКЛАДИ

Оценка за устойчивост на криптографската защита

Иван ИВАНОВ*, Стела ВЕТОВА**

* Колеж по телекомуникации и пощи - София, 1700 София, България, ул. „Акад. Ст. Младенов" 1, e-mail: ivanivanov@hctp.acad.bg

** Българска академия на науките, 1113 София, e-mail: vetova.bas@gmail.com

Резюме. В статията се представя оценката за устойчивостта на криптографската защита, която има количествено изражение - теоретична цифрова устойчивост. Тази оценка има значение преди всичко за теоретично оценяване на криптографския алгоритъм, но може да се използва и от потребителя за ориентиране по отношение на качеството на криптографския алгоритъм.

Теоретичната цифрова устойчивост е оценка, която се дава при условие, че криптографският алгоритъм е качествен и не може да бъде преодоляван чрез ускорени атаки за криптоанализ, а само чрез методи на “грубата сила ”.

В действителност зломисленика няма информация единствено за конкретния ключ за взаимодействие, който е използван при шифрирането. Следователно криптоанализът се свежда до търсене на използвания ключ по метода на грубата сила т. е. чрез използване на всички ключове за взаимодействие.

Sustainability assessment of cryptographic protection (Ivan Ivanov, Stella Vetova). The article presents an assessment of the sustainability of cryptographic protection that has quantified - theoretical digital sustainability. This assessment is important primarily for theoretical evaluation of the cryptographic algorithm, but can be used by the user for guidance regarding the quality of the cryptographic algorithm.

The theoretical digital sustainability is an assessment that is given on condition that the cryptographic algorithm is qualitative and cannot be overcome by accelerated attacks cryptanalysis, hut only by the methods of "brute force".

In fact, wrongdoer has no information for this key interaction that is used for encryption. Therefore, cryptanalysis is reduced to searching the key used in brute force; that is, using all the keys

for interaction.

УводУстойчивостта на криптографската защита се

оценява с продължителността на дейностите за пълното преобразуване т. е за разрушаване на съдържанието на информацията. Доколкото криптографската защита се осъществява с блокови и поточни криптографски алгоритми, конкретните реализации на които са еднозначно определени от ключовете на взаимодействие, то целта на криптоанализа се свежда до откриване на тези ключове за взаимодействие, които са използвани при шифрирането.

В литературата съществуват две основни категории методи (подходи) за криптоанализ [1],

И:• Криптоанализ чрез последователно

изпробване на множеството от ключове за взаимодействие по метода "проба-грешка” (метод на грубата сила).

• Ускорени атаки за криптоанализ при които се използват несъвършенство, слабости и израждания на алгоритмите, използвани при криптографската обработка. За отбелязване е, че са известни много частни и общи методи за ускорени атаки.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 169 ДОКЛАДИ

Оценката на шифровата устойчивост ще бъде разгледана само за методите от първата категория, тъй като методите от втората категория имат твърде конкретен и най-често частен характер и не винаги са възможни.

От гледна точка на потребителя на практика са се оформили две комплексни оценки за устойчивост на криптографската защита [3],[4]:

• Гарантирана криптографска защита;• Негарантирана криптографска защита.Безспорно тези оценки имат количествено

изражение, и са много важни за потребителя.Гарантирана устойчивост е налице, когато

криптографската защита не може да се преодолее чрез криптоанализ в необозрими срокове от време (стотици, хиляди години). Такава криптографска защита потребителят може спокойно да използва за защита на информация от всички нива на конфеденциалност, включително за всички нива класифицирана информация (поверителна, секретна и строго секретна).

При негарантираната устойчивосткриптографската защита може да се преодолее чрез криптоанализ в обозрими срокове от време, близки до сроковете за достоверност на информацията. Такава криптографска защита може да се използва за по-неотговорна информация.

Определянето на тези комплексни оценки се извършва след обстойно изследване на криптографския алгоритъм за защита от компетентни органи, лаборатории, научни звена и организации. Съгласно Закона за защита на класифицираната информация, комплексното оценяване на криптографските методи и средства за защита се възлага на националния орган - Служба за защита на средствата за свръзка към МВР.

МетодСъществува и друга оценка за устойчивостта на

криптографската защита, която има количествено изражение - теоретична цифрова устойчивост. Тази оценка има значение преди всичко за теоретично оценяване на криптографския алгоритъм, но може да се използва и от потребителя за ориентиране по отношение на качеството (нивото) на криптографския алгоритъм (криптографското оборудване).

Теоретичната цифрова устойчивост е оценка, която се дава при условие, че криптографският алгоритъм е качествен и не може да бъде преодоляван чрез ускорени атаки за криптоанализ,

а само чрез методи на “грубата сила”.Оценката на теоретичната цифрова

устойчивост се прави при наличие на следните важни предпоставки (обстоятелства), които са много благоприятни за дейностите при криптоанализа, осъществявани от зломисленика (противника):

• Предполага се, че при криптоанализа се разполага с пълна информация относно криптографския алгоритъм и неговата конкретна реализация, включително се разполага и с криптографско оборудване, функциониращо в съответствие с този алгоритъм и необходимата документация на същото. Реалността на тази предпоставка е аргументирана и обоснована като се има предвид възможностите на агентурното разузнаване [5];

• Подготвена и проверена е цялостната технология за криптоанализ на криптоалгоритъма. Това означава изградена техническа база, създадено конкретно програмно осигуряване и разработен план за атакуване на криптоалгоритъма [5].

• Разполага се със запис на информационен масив от шифрираната информация с достатъчно голям обем и допълнителна обща информация за комуникационното направление, в което е прихваната (записана) шифрираната информация (потенциално възможни абонати, предполагаеми цели на информационния обмен и други [6]).

• Разполага се с кратка извадка явна информация от записания шифриран информационен масив. Осигуряването на такава извадка явна информация е възможно. Това може да се осъществи от поставени лица или като се използват типовите начални части на информацията при документален обмен - антетки, обръщения и други [6].

В действителност зломисленика (противника) няма информация единствено за конкретния ключ за взаимодействие, които е използван при шифрирането. Следователно криптоанализът се свежда до търсене на използвания ключ по метода на грубата сила т. е чрез използване на всички ключове за взаимодействие.

Най-обща схема на технологията за криптоанализ е показана на фиг. 1 [7].

Проверката на всяка проба се осъществява чрез сравнение за еднаквост на дешифрирания при криптоанализа информационен масив с извадката явна информация.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 170 ДОКЛАДИ

Изследвангригттографски

алгоритъм

Програмно осигуряване за криптоанализ

Извадка явна информация

Шифриранинформационен

масив

ДА Истинскиключ

Фиг. 1. ()вща схема на технологията за криптоанализ.

Експерименталното изследване на цифровата устойчивост на криптографски алгоритъм е дейност, която изисква много време и съществени материални, интелектуални, финансови и други разходи. Поради това се използва само в редки случай, когато това се оправдава (целта е много важна).

Доколкото при методите за криптоанализ на грубата сила се извършва последователно изпробване на ключовете за взаимодействие от множеството {Ki} с размер N - ключа, то за оценка на устойчивостта на криптографеките алгоритми може да се използва и следната формула: за средното време за разкриване на ключа за взаимодействие

(1)Т =—NTycm 2 пр

където Тпр е времето за извършване на проба за разкриване на един ключ за взаимодействие

(2)

rji _ " оР

’ пр « ° mm Вкъдето пор е количеството машинни операции

за обработка на lbit информация, Smin [bit] - минимална дължина на явната извадка, а В [маш. onep./s] е бързодействието на обработката в техническата база за криптоанализ.

След заместване на (2) в (1) се получава:

(3)

1 N"opS min

2 В ,и

Таблица 1

В,on/s

N, бр. Туст,

ГОДИНИв,

on/sN,6p. Туст,

години

108 3,4*1038 5,57*1077 1010 3,4*1038 5.56 *1 о25

1,46*1048 2,43*1037 1,46*1048 2,43*1035

2,70*1067 4,5*1056 2,70*1067 4,5*1054

4,97*1086 8,28* И)75 4,97*1086 8,28*1073

9Д7*10105 1,53*1095 9Д7*10105 1,53 *1093

В,on/s

N, бр. Туст,

ГОДИНИ

1015 3,4*1038 5,56*1 П7П

1,46*1048 2,43*103°2,70*1067 4,5*10'"4,97*1086 8,28*10°8

9Д7*10105 1,53*1088

В,on/s

N, бр. Густ,

годинив,

on/sN, бр. Туст,

ГОДИНИ

10“° 3,4*1038 5,56* ю15 1030 3,4*1038 5,56 *105

1,46*1048 2,4 3 * 102 5 1,46*1018 2,43*1015

2,70*1067 4,5* 1044 2,70*1067 4,5*1034

4,97*1086 8,28*10"3 4,97*1086 8,28 *1053

9Д7*10105 1,53*1083 9,17*10103 1,53*1073

Тъй като за съвременните криптографски алгоритми е много голяма величина, то по-удобно е да бъде определена в години. Тогава се получава (табл. 1)

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 171 ДОКЛАДИ

___ Nn sTvcm*---- 10 1 -\?OdUHll\

(4) bBHa фиг. 2, c показана зависимостта на

теоретичната цифрова устойчивост, количеството ключове за взаимодействие N при nopSmin=105 и различни значения на бързодействието на обработката В = 108 оп/s; 1010 оп/s; 1015 оп/s; 1020 оп/s; 1030 on/s.

Количеството ключове за взаимодействие N, са определени по формулата:

(5) N = 2к, [бр],Където к е дължината на използвания от

криптографскпя алгоритъм основен ключ.

Фиг. 2. Графики иа зависимостта при различни значения на бързоОеиствието на обработката В.

ИзводиРезултатите показани на фиг. 2 показват, че при

значения N>1030 теоретичната цифрова устойчивост е много голяма > 101и години, дори за бързодействие на обработката при криптоанализа 1015 on./s, която понастоящем не може да се реализира. Следователно количеството на ключовете за взаимодействие N>1030, което се осигурява при дължина на същите Ькл>128 bit дава възможност за осигуряване на гарантирана устойчивост на криптографската защита.

ЗаключениеВ днешно време, с постоянното нарастване на

изчислителната мощ на компютърната техника (4-^-5 GHz процесори), възможността за паралелна обработка, наличието и възможността за създаване на специализиран софтуер за криптоанализ, натрупаният като цяло опит и умения в областта на криптоанализа, е задължително потребителите на системи или алгоритми за криптографска защита, да следят и да бъдат информирани за криптографската устойчивост на същите.

Предимството на предложеният метод за

определяне на теоретичната цифрова устойчивост, е получаването в явен вид на качеството (нивото) на криптографския алгоритъм (криптографското оборудване), като се вземат на предвид: количеството ключове за взаимодействие N, количеството машинни операции и минималната дължина на явната извадка nopSmin и различни значения на бързодействието на обработката В, без да е необходимо много време и съществени материални, интелектуални, финансови и други разходи.

Предложената схема на технологията за криптоанализ, направеното описание и адаптираните формули за конкретния метод, могат да се използват за създаване на приложна система за криптоанализ.

На базата на настоящата статия, може да се направи заключението, че минималната дължина на криптографския ключ, независимо от използвания алгоритъм, за осигуряване на гарантирана устойчивост на криптографската защита, трябва да бъде >128 bit.

Литература[1] Bauer, F.L. Decrypted secrets methods and maxims

of cryptology, Springer, 2007.[2] . Joye, M., M. Tunstall. Fault analysis in

cryptography, Springer, 2012.[3] . Столлингс В. Криптография и защита сетей-

принципм и практика, 2-е издание. М., 2001.14]. Schneier В., Appliet Cryptography Protocols,

Algorithms, and Source Code in C, Wiley, 2013.[5]. Ferguson, N., Schneier, B., Kolmo, T. Cryptography

Engineering: Design Principles and Practical Applications, Wiley, 2010.

16] . Соколов А. В., Шаньгин В. Ф. Защита информации в рзпределеннх корпоративньгх сетях и системах. Изд. “ДМКПресс”, М., 2002.

17] . Иванов И. Д. Ръководство за лабораторни упражнения по сигурност и защита на информацията и администриране и защита на комуникационни и компютърни мрежи. Изд. ВУ КТП, София 2013.

Ас. инж. Иван Иванов - преподавател в Колеж по телекомуникации и пощи. завършил Технически Университет-София през 1998. Работи в областта на информационна и мре.това сигурност и криптографски методи и алгоритми.

e-mail: ivanivanov(a)hcip.acad./>е Инж. Стела Ветова завършила Технически

университет-София през 2001. Работи в областта на информационните технологии и защита на бази данни

e-mail: vetova.bas&smail com

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 172 ДОКЛАДИ

Приложение на метода на компресирани косинуси за синтез на линейно-фазови цифрови филтри с минимизация на

апроксимационната грешка

Петър СТОЯНОВ АПОСТОЛОВ*

* Югозападен университет „И. Рилски“, Технически факултет - KKTT, ул. Иван Михайлов 66, 2700 Благоевград, e-mail: p_apostolov@abv.bg

Резюме. В статията е разгледан синтез на линейно-фазов цифров филтър. Синтезът се основава на нов апроксимационен метод на компресирани косинуси. За нуждите на синтеза е дефиниран тригонометричен полином от четвърти ред. Изведени са аналитични зависимости за определяне на параметрите на полинома. Дефинирана е тегловна функция с минимизация на апроксимационната грешка. Приведен е пример за синтез на линейно-фазов цифров филтър. На основата на сравнителен анализ с филтри на Паркс и Маклилън е демонстрирана по- добрата селективност на филтрите с новия апроксимационен метод.

Application of the method of compressed cosines for linear-phase digital filter synthesis with a minimal approximation error (Peter Apostolov). In the article, synthesis of linear-phase digital filter is discussed. The synthesis is based on a new approximation method with compressed cosines. In relation to the synthesis a fourth order trigonometric polynomial is defined. Analytical relationships to determine the polynomial parameters are derived. Weighting function with approximation error minimization is obtained. An example of linear-phase digital filter synthesis is shown. Based on comparative analysis with Parks-McClellan filters, the improved compressed cosines filter selectivity is demonstrated.

УводВ [1, 2] е разгледан нов апроксимационен метод

на компресирани косинуси за оптимално приближение на идеална предавателна функция на нискочестотен филтър

(1) D ( x )1,х е [0,0.5] 0,х е (0.5,l]’

където х е нормирана честота. Апроксимацията се извършва с тригонометричен полином от четвърти ред с коефициенти bk 2

(2) P4(x) = E**cos[(fc-l)?>(x)].k=1

Аргументът на косинуса съдържа модулираща функция с S-образна графика, която компресира осцилациите на косинуса в средата на дефиниционната област, т. е. в областта на прехода единица - нула.

(3) <p(x) = -y[erf(/?(2x-l)) + l],

където erf (.) е интегрална гаусова функция на грешката.

Параметърът /3 променя наклона на S-кривата, а от там и гъстотата на осцилациите. В резултат на това с полином от четвърти ред се поучава апроксимация, която има уникално свойство: чрез параметъра /? може да се редуцира отскокът на функцията (грешката на апроксимацията е), без да се променя широчината на преходната лента Дх = х2 - х,, както е показано на фигура 1.

Настоящата статия е продължение на изследванията, основани на аналитичните резултати публикувани в [3], при синтез на линейно-фазови (FIR) цифрови филтри.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 173 ДОКЛАДИ

Magnitude Response

Фиг.1. Лпроксимации c компресирани косинуси при постоянна широчина на транзитната лента

Синтез на линейно-фазов цифров филтър с минимизация на апроксимационната грешка.

С полинома (2) не може да бъде реализиран цифров филтър във времевата област, тъй като до момента не е известно техническо средство, което да реализира не линейната фазова функция q>{x).По тази причина е подходящо да се използва филтрация в честотната област по метода „синтез по дискретно зададена честотна характеристика” [4, 5]. Методът се състои в следното: изчислява се тегловна функция от N стойности (дискрети) на полинома (2), който е амплитудно-честотната характеристика (АЧХ) на филтъра; филтрацията е резултат от конволюция между дискретно преобразуване на Фурие на входния сигнал и тегловната функция

В [3] е предложена тегловна функция, която води до значително намаление на изчисленията при филтрация. На фиг. 2 е показана апроксимация на идеална предавателна функция с полином от четвърти ред. Апроксимацията има само два екстремума. В големи участъци на дефиниционния интервал тя е константа. В лентата на пропускане е равна на 1 - е, а в лентата на задържане на е. При практическата реализация на филтри е е много малко число. Например при затихване в лентата на задържане от -80dB, s = 1е - 4. Следователно може да се приеме, че голяма част от стойността на функцията в лентата на пропускане е единица, а в лентата на задържане - нула. Това обстоятелство води до многократно намаление на изчисленията. За да се реализира филтрация на сигнала е необходимо да се извърши конволюция само на честотите в транзитната (преходната) лента, определена от точките А п В на Фиг.2.

Фиг. 2. Приближение с минимизация на апроксимационната грешка

Останалите честоти от лентата на пропускане се прехвърлят директно в изходния буфер (все едно са умножени с единица), а тези от лентата на задържане се приемат за равни на нула. По този начин тегловната функция се свежда до графиката с плътна черна линия. Тази тегловна функция е по- близка до идеалната предавателна функция от апроксимиращия полином, тъй като в интервалите [0, xi] и [В, 1] апроксимационната грешка s = 0 .

Ще бъде изчислен нискочестотен филтър от ред L, с нормирана транзитна честота 0.5, широчина на транзитната лента Ах = 0.02, минимално затихване в лентата на задържане DS = -80 dB. В 13] са изведени емпирични формули за определяне на параметъра /? в зависимост от широчината на транзитната лента Ах и затихването DS.

—a. -Ja0 2 - 4а. (а, + \DS 2|)(4) р= V ~------------------ ^_J-----------— = 49.3447 ,

2а,

За стойности на транзитната лента в интервала 0.1 < Ах <0.25 коефициентите а се определят от равенствата:

(5) а, = -14.037АХ5 +0.8484Дх- 0.0579;

(6) а2 = 21.7084Ат2 -30.3812Дх +0.405 ;

(7) а3 = -35.5832Дх2 +9.6473Ах-5.8781,

а за интервала 0.001 ^ Ах < 0.1:

(8) а, =-10.9979Ах2 -0.00036Ах + 4.75645е-07;

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 174 ДОКЛАДИ

(9) a2 = -24.3586Дх2 + 3.6226c - 05;

(10) <jf3 = 0.9189Ax- 5.2528.

От (4), (8), (9) и (10) се получава ft = 49.3447 .След равновълнова апроксимация е алгоритъм

на Ремез се определят следните коефициенти на полинома:

(11) \ =0.5;Ь2 = 0.5656;Ь4 =-0.0657;Ъг =Ь5 = 0.

Две най-близки до транзитната лента честоти х\ и В = х2, за които апроксимиращият полином е

равен на единица и нула, се определят от решенията на кубичното уравнение [3](12) 4b4R3+(b2-3b4)R-0.5 = 0,където R = cos <р{х) . Уравнението има три реални

корена:

(13) Д, = 0.9723; Д2 = 0.9953; Д, =-1.9675.

За разглеждания пример L = 389.На фигура 3 са показани амплитудно-

честотната и фазово-честотната характеристики на синтезирания филтър без минимизация на апроксимационната грешка.

Magnitude (dB) and Phase Responses

Normaized Frequency (xit rad/sample)

Фиг. 3. Амплитудно-честотна, фазово-честотна характеристика (с прекъсната линия)

Дз се отхвърля, тъй като cos ($>(х)) е [-1,1] • От останалите два, за х\ се приема този, който има по- малка стойност Д, = cos(^(x'j)) = 0.9723 . Така за X] се получава

1 г 2 >(14)х. =—erfinvl —агссовД -1 1 + 0.5 = 0.4897,

2Д V я- )

където erfmv(.) е обратна интегрална гаусовафункция на грешката. Стойността на х\ може да бъде определена програмно с Matlab функцията:

xl=find(y >= 1, 1 , 'last')/N;

където у е масив от N стойности на полинома (2).Поради симетрията стойността на точката

В - ху. за която апроксимиращият полином е равен на нула, се определя от

(15) В = х2 = 1 - Xj =0.5103.

В метода на дискретно зададена честотна характеристика от изключително значение за селективността на филтъра е броят на дискретите в преходната лента между точките А и В. Желателно е те да са по-голям брой. Това изискване, приложено към метода на компресирани косинуси, дава задоволителни резултати при ред (дължина) на филтъра.

(16) L > intDS

. Щ В - А ) J

Импулсната характеристика на филтъра се получава от АЧХ с обратно дискретно преобразуване на Фурие.

Сравнителен анализ с филтри на Паркс и Маклилън (Р&М)

Филтрите на Р&М се синтезират с равновълнова апроксимация. Доказано е, че при еднаква входна спецификация те имат най-добра сслективност, в сравнение със съществуващите до момента апроксимационни методи за синтез на цифрови F1R филтри. За постигане на зададената сслективност с необходим филтър на Р&М от 461 ред. На фигура 4 са сравнени АЧХ на двата филтъра в областта на преходната лента.

Mogrttude Resnnfwe (dB)

Фиг. 4. ('равнение на АЧХ на филтри с компресирани косинуси и Р&М (с прекъсната линия)

От фигурата се вижда, че при еднаква

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 175 ДОКЛАДИ

спецификация, филтърът с компресирани косинуси е от по-нисък ред - 389 спрямо 461. Освен това е очевидно, че има по-стръмна характеристика в преходната лента. Това може да бъде оценено от фигура 5, където са сравнени стръмностите в средата на преходната лента (ниво -6dB).

Mayriuie Response (dB)

Фиг. 5. Към оценка на стръмността на характеристиките е преходната лента

От измерените стойности се вижда, че стръмността на характеристиката на филтъра с компресирани косинуси е 1.2103 пъти по-висока.

Селективните свойства на филтъра с компресирани косинуси се подобряват многократно с минимизация наапроксимационната грешка. На фигура 6 е направено сравнение на АЧХ с филтър на Р&М в областта на преходната лента.

Mmrtutte Rfispr-rs» (ifi)

Фиг. 6. Сравнение на АЧХ на филтър с минимизация нагрешката и филтър на Р&М (с прекъсната линия)

При еднакви входни спецификации с минимизация на грешката се постига увеличение на затихването в лентата на задържане над 46dB.

ЗаключениеС метода на компресирани косинуси се

синтезират филтри с по-висока селективност от тези по метода на Р&М. Това се дължи на по- високата стръмност на апроксимиращата флшкция в преходната област, което е резултат от компресията на косинуса с модулираща функция.

Недостатък на метода е, че до момента липсват технически средства за реализиране на модулиращата нелинейна фазова функция (3) във времевата област. Филтрацията може да се извършва само в честотната област като се използва дискретно преобразуване на Фурие.

ЛИТЕРАТУРА11] Апостолов, П. С. Математически приближения

с компресирани косинуси и техни приложения. Акад. издателство „Проф. М. Дринов“, 2012.

[2] Apostolov, Р. S. Method for FIR filter design with compressed cosine using Chebyshev’s nonn. Signal Processing Elsevier. Vol. 91. Issue 11. pp. 2589-2594, Nov. 2011.

[3] Апостолов П. C. Нови аналитични зависимости свързани е апроксимационния метод на компресирани косинуси. Телеком‘2014, 23-24 октомври 2014, НТС. София, стр. 56-63.

[4] Rabiner, L., В. Gold, С. McGonegal. An approach to the approximation problem for nonrecursive digital filters. Audio and Electroacoustics, IEEE Transactions on (Volume: 18. Issue: 2). 1970. pp. 83-106.

[5] Lynn P. A. Frequency sampling filters with integer multipliers. Introduction to Digital Filtering, Bogner R. E. and Constantenides A.G. (cds). 1975, New York: Wiley. 1975.

Дои. дтн Петър C. Апостолов - е завършил факултета по радиоелектроника на ТУ София през 1931г. Близо 30 години е научен сътрудник, конструктор на радио-електронна апаратура в Институт за специална техника на МВР. Защитава докторски дисертации в областите „ Теоретични основи на комуникационната техника“ (2006) и ..Радиоприемна и радиопредавателна техника“ (2010). Отговорен конструктор е на над 30 научно-приложни разработки в областта на комуникационните средства. Автор е на научна монография в областта на нови приложни апроксимационни методи, учебник по разпространение на електромагнитните вълни, и над 100 публикации в научни списания и научни форуми у нас и в чужбина.

тел.: e-mail: р apostolov а abv.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 176 ДОКЛАДИ

Оценка на качеството на обслужване при предоставяне на услугата VoIP

Сеферин МИРЧЕВ*, Гергана ДИНОВСКА*, Георги ГЕОРГИЕВ**

* Технически Университет София, Факултет по Телекомуникации,София 1000, България, бул. „Кл. Охридски“ 8, бл. 1, e-mail: stm@tu-sofia.bg

**Висше училище „Колеж по телекомуникации и пощи”, Студентски град, София, ул. „Акад. Стефан Младенов” № 1, тел.02 806 21 37, e-mail: goshko.georgiev@gmail.com

Резюме. VoIP е една от атрактивните услуги в реално време. Тя поставя строги изисквания при доставката на пакетите, съдържащи говор. Качеството на обслужване при услугата VoIP зависи от много фактори като: широчина на честотната лента, закъснение, джитер, загуби на пакетите, тип на кодека и др.

Оценката на качеството на обслужване при предоставяне на услугата VoIP се осъществява чрез симулация с обектно-ориентиран инструмент за планиране, моделиране и изпълнение на мрежовите комуникации, протоколи и устройства OPNET.

В доклада са описани накратко архитектурата и принципа на работа на VoIP мрежите, методите за оценка на качеството на обслужване при предоставяне на услугата VoIP, различните алгоритми за кодиране на говора и различните начини за управление на трафичните потоци. Симулирана е мрежа, предоставяща VoIP услуги, проведени са експерименти, оценено е качеството на обслужване и са дадени препоръки за подобряване на предлаганата услуга.

Quality of service evaluation in providing the VoIP service (Seferin Mirtchev, Gergana Dinovska, Georgi Georgiev). VoIP is one of attractive services in real time. It sets stringent requirements for the delivery ofpackages containing speech. Service quality in VoIP depends on many

factors such as: bandwidth, delay, jitter, packet loss, type of codec, etc.

Evaluation of service quality in the provision of the VoIP services is carried out by simulation with object-oriented tool for planning, modeling and implementation of network communications, protocols and devices OPNET.

In the paper is briefly described the architecture and operation of VoIP networks, the methods for assessing the quality of service in providing the VoIP service, the various coding algorithms of speech and the different ways of managing traffic flows. A network providing VoIP services is simulated, experiments are carried out, a quality of service is evaluated and recommendations for improving the offered service are given.

УводIP телефонията (Voice over Internet Protocol -

VoIP) е една от атрактивните услуги в съвременните телекомуникационни мрежи. Тя изисква строги нива на качеството на обслужване и доставка на пакетите е говор в реално време. Качеството на обслужване (QoS) при VoIP

услугите зависи от много фактори като: широчина на честотната лента (bandwidth), закъснението в една посока (one way delay), колебания на закъсненията (джитер) (jitter), процент на загуба на пакетите (packet loss rate), тип на кодека и др.

VoIP се превърна в една от широко разпространените технологии в наши дни. С предимството за значително намаляване на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 177 ДОКЛАДИ

разходите за комуникация, все повече и повече организации са готови да приемат VoIP приложенията, но качеството на обслужване в IP мрежите все още не е гарантирано.

В [7] се описват подробно обективните и субективните фактори, определящи качеството на VoIP услугата. Представен е модифициран модел на Е-модела. С експериментални резултати е потвърдено предложеното подобрение на Е- модела, така че по-добре да се оценяват възприятията на VoIP от абонатите. Загубата на пакети, джитерът и закъснението са най-важните параметри за измерване на разговорния трафик в мрежата. В [9] е представено проучване на отделните ефекти на различни параметри на трафика и е оценен джитера на различни потоци на мултиплексиран разговорен трафик при различни характеристики на IP маршрутизатора. В[6] е представено проучване на VoIP със симулационни модели. Обсъждени са въпроси свързани с развитието на VoIP, като характеристиките на VoIP трафика и изискванията за QoS. В [4] се оценяват закъснението и загубите в големи опорни мрежи. Показва се, че има значителен брой пътища в опорната мрежа на Интернет, които могат до доведат до лоши резултати.

VoIP е една от ново възникващите технологии за комуникации, при която всеки може да се свърже с когото пожелае по света, използвайки подходящ доставчик. Поради предимствата, функционалността и увеличаващия се брой доставчици цената пада все повече. Основният проблем на предоставената услуга е качеството на обслужване и сигурността. В този доклад са разгледани едни от най-често използваните техники за кодиране на говора (G.711, G.723, G729) и са оценени различните дисциплини на обслужване на опашките. Чрез избраната програма за провеждане на симулации са направени изследвания, които показват най-добрата дисциплина на обслужване на опашката и най- подходящите схеми за кодиране на говора. Оценени са основните параметри, от които зависи QoS - загубите на пакети, джитера и закъснението от край до край. Резултатните от тези изследвания могат да се използват при проектиране на VoIP мрежи.

VoIP услугаПри VoIP имаме предаване на говор в реално

време между две или повече страни през интернет мрежа чрез пакетна комутация. Тя се основава на набор от препоръки и протоколи за управление на

предаването. Приложенията на VoIP се базират на два основни типа архитектури на основата на протоколите Н.323 и SIP [2]. Н.323 е набор от протоколи за говор, видео и данни върху пакетно- базирана мрежа. SIP е контролен сигнален протокол от приложния слой за създаване, модифициране и прекратяване на сесии с един или повече участника. Независимо от различията между тях базовите архитектури и при двата протокола са еднакви. Те се състоят от три основни логически компонента: терминал,сигнален сървър и шлюз. Различават се по специфичните начини на кодиране на говора, транспортните протоколи, протоколите за сигнализация, медийния шлюз и управлението на медийния шлюз.

VoIP е една от най- чувствителните технологии по отношение на качеството и изисква строги нива на QoS, които зависят от много параметри като широчина на честотната лента, закъснение в една посока, джитер, вид на кодека, дължина на гласовите данни, размер на буфера и др.

За пренасяне на пакетите през интернет мрежата се използва протоколния стек RTP/RTCP/IP/UDP (Real-time Transport Protocol, Real Time Control Protocol, Internet Protocol, User Datagram Protocol).

Методи за оценяване на качеството на предавания разговорен сигнал

Оценката на качеството на предавания разговорен сигнал може да стане чрез използването на обективни или субективни подходи. Общоприетият метод за субективно измерване на качеството на речта е MOS (Mean Opinion Score) - оценка на разбираемостта на говора [3].

Невъзможността за използване на MOS в реална работна среда налага създаването на обективен метод за анализиране качеството на речта - PESQ (Perceptual Evaluation of Speech Quality). PESQ е стандарт на ITU, описан в публикация Р.862, измерващ изкривяванията на разговорния сигнал при преминаването му през VoIP мрежа. Въпреки сравнително добрите резултати съществуват случаи, в които PESQ дава висока оценка на разговори с лошо качество и обратно.

Друг стандарт на ITU, известен като Е модел (R -фактор), е G.107. Този модел отчита характеристиките при възприемане на речта и дава оценка на качеството й, варираща между 0 и 100. Например, практически възможните стойности при оценяване на кодека G.711 са между 50 и 94.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 178 ДОКЛАДИ

Формулата за тяхното изчисляване е R=Ro-Is-Id- Ie+A, където: Ro е критерий, формиран от силата на звука; Is е фактор, отнасящ се до понижаване на качеството по време на речта; Id е фактор, отнасящ се до деградация на качеството в резултат на закъснение на речта; 1е отразява негативно влияние на мрежовите устройства; А е фактор, определящ преимуществото. Е моделът е лек подход, независещ от размера на тестваната мрежа, даващ възможност за извършване на периодични проверки на качеството на речта по време на разговор.

Симулационно моделиране на VoIP услугаСофтуерните симулации се използват все по-

успешно и надеждно. Много от предлаганите протоколи и хардуерни решения се тестват предварително в софтуерна среда преди да бъдат реализирани. Няколко са предимствата при използването на програми за симулация: по-малко време за развойна дейност на новият хардуер; възможност за експериментиране при различни сценарии на съчетанието хардуер-софтуер; понижаване на разходите; установяване на евентуални проблеми в хардуера и в софтуера

преди действителното им изграждане. Една от тези програми за симулация е OPNET [1,5]. Тя се използва от много престижни организации, университети и учени. Чрез OPNET се решават тежки проблеми като ефективно симулиране на големи системи, анализиране и подобряване на параметрите на мрежите.

В този доклад се използва симулационната програма OPNET IT Gum Academic Edition 9.1.A. Това е обектно-ориентиран инструмент за планиране, моделиране и изпълнение на мрежовите комуникации, протоколи и устройства. OPNET има редица модели за елементи на мрежата, което дава възможност за редица реални мрежови конфигурации. Това прави симулациите в OPNET много близки до тези в реална среда, което дава възможност за задълбочени проучвания.

Изграждане на топология на мрежатаТипична мрежова топология на малка компания

е представена на фигура 1 [6]. Тази топология е реалистична и лесно може да бъде приспособена за средна или голяма компания.

Router

■Database

ser/er

MullimetiaPCs

VoIPGateway

Switch 2 raPSTN

Floor 3 E Mail HTTPservw wcver cache

aaMJtuTi&dia

PCs Workgroup Pnnte* setver servw

Фиг. 1. Мрежова топология c VoIP компоненти [6]

Мрежата е Етернет-базирана и има два комутатора, свързани чрез маршрутизатор. Първият комутатор свързва станциите на етаж едно и две и два сървъра, докато комутатор две свързва станциите на етаж три и четири сървъра. Всеки етаж е обособен като отделен LAN, в който работните станции са свързани със сървър и

принтер. Мрежата се възползва от VLAN технологията, за да може да бъде изолиран мултикаст и броудкаст трафика. Като цяло има пет VLAN мрежи. Комутатор едно е организиран така, че да има три VLAN-a. Първият VLAN е обособен за сървърите, вторият включва станциите на етаж едно и съответно третият VLAN е за станциите на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 179 ДОКЛАДИ

етаж две. На комутатор две са обособени два VLAN, един за сървърите и втори за сървърите на третия етаж. Всички връзки са Етернет 100 Mbps пълен дуплекс, освен връзките свързващи етаж едно, две и три - Етернет 100 Mbps полудуплекс.

Когато въвеждаме нова услуга в мрежата, като VoIP, трябва да се характеризира нейния трафик, изискванията за QoS, както и всички допълнителни елементи или устройства. За да се добави администратор на шлюза (gatekeeper), трябва да бъде добавен нов възел. Този нов възел трябва да поддържа сигнализацията за създаване, прекратяване и разрешаване на всички VoIP комуникации. Също така VoIP шлюзът е отговорен за това да се справя с повикванията идващи от други мрежи. Той трябва да конвертира идващите повиквания от мрежите с канална комутация (PSTN) към VoIP и обратно. Поставянето на тези основни възли за VoIP мрежата е съществен проблем от проектирането на една мрежа. Мястото им в мрежата е от съществено значение. Друго изискване, което поставя VoIP мрежата, е наличието на VoIP терминал. Това може да са VoIP телефони или обикновен компютър, който е съвместим със VoIP приложенията.

Изследване на VOIP мрежа чрез симулиране на сценарий

Разглежданият сценарий представя две отдалечени локални мрежи, свързано посредством интернет. Оценяват се различните начина за кодиране и различните дисциплини на обслужване на опашките. Тази топология пресъздава архитектурата на телекомуникационната мрежа на една компания, която има клонове в различни страни. Заедно с приложенията за разговорни услуги се поддържат и други, които правят мрежата по-сложна. За да се постигне максимална реалистичност на постановката, към мрежата се добавят и следните услуги: HTTP, Email, FTP и Database access.

Основната задача е да се изследват различните техники за кодиране на говора и различните дисциплини на обслужване на опашките и да се покаже как те влияят върху качеството на обслужване. Приложените кодеци са G.711, G.723, G729.

G.711 се използва по подразбиране от всички производители, както при VoIP оборудване, така и в телефонната мрежа. Този стандарт не прилага компресия на гласовия поток, като честотната лента, необходима за една връзка, е 64 Kbps. G.729

е втория най-разпространен кодек и дефакто стандарт при предаване на глас във WAN среда. След прилагане на компресиращия алгоритъм един разговор, кодиран с G.729, заема поток от 8 Kbps, като качеството на говора е незначително по-ниско от това на G.711. G.723 е стандарт, някога препоръчван при необходимост от голяма компресия на данните. Потокът заеман от обаждане, кодирано с G.723, е 6.3 или 5.3Kbps. Тъй като качеството на говора е значително по- ниско спрямо това на G.729, въпреки необходимата по-малка честотна лента, този кодек не се използва често.

Също така дисциплините на обслужване на опашките: първи на входа първи на изхода

(FIFO - First-In First-Out), приоритетно обслужване (PQ - Priority Queuing) и обслужване с равноправно разпределение на теглото (WFQ

- Weighted Fair Queueing) се използват при различните кодеци [8].

Със симулиране се показва влиянието на различните кодеци и дисциплини на обслужване върху натоварването на мрежа, която поддържа и пренос на говор.

На фигури 2 и 3 е представено оформлението на мрежата за разглеждания сценарий.

Офис София и Офис Ню Йорк са двата клона на компанията. Потребителите и от двата клона комуникират помежду си. Всяка една работна станция поддържа FTP, Database access, сърфиране в мрежата, електронна поща, а също така и VoIP. Всеки един от офисите, респективно в София и Ню Йорк, разполагат с два етажа, като на всеки етаж има разположени по 5 работни места. В офиса в София са разположени сървърите за електронната поща и базата с данни, а в Ню Йорк тези за http връзка и трансфера на данни. Имаме три използвани комутатора, за двата етажа и един за сървърите. Моделът на комутаторите,използвани за представената топология, са CISCO от серия 4000. Маршрутизаторите са също CISCO от серия 3640. Връзките навсякъде са 100 base Т, като само връзките между главнитемаршрутизатори към интернет са DS1. Трите възела, показани на фиг.2 се използват за конфигуриране на процесите в мрежата и за предоставянето на различни приложения.

Получени резултати и анализ.Изпратени и получени разговорни пакетиНа фигури от 4 до 8 е представена

интензивността на предаване и на приемане на пакети. Колкото по-близки са тези стойности,

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 180 ДОКЛАДИ

толкова по-ефикасна е една мрежа. При формиране на опашката - FIFO, PQ. WFQ.изследването са използвани следните кодеци Графиките представят изпратените пакети заG.711, G.723. G.729 с различни начини за секунда.

Atlantic Оееаг

Indian-Ocean

IS—HPАЖ.ЮАТ10НDEFINITION

Application^ configuration

Qos Parameters

Pacific Ocean

APPL

PROFILEипмпомProfile_conhguration

Фиг.2. Разположение и конфигуриране на мрежата

Фиг.З. Офис София

Загубените пакети не трябва да надвишават няколко процента. При FIFO опашките виждаме, че имаме дори спадове от загуба на 1000 пакета от

изпратени 10000, което може да доведе до значително влошаване на качеството на разговора Най-ефикасен е PQ методът, като при него почти

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 181 ДОКЛАДИ

няма загубени пакети или загубите са под 5 %. Най-добри резултати се наблюдават с G.711 и G.723 и приоритетно обслужване на опашката. Анализът показва, че шумът, добавен в тази мрежа, е много по-малко в сравнение с останалите и това я прави по-ефикасна. Тъй като мрежата е проектирана основно за предаване на говор, при PQ имаме най-задоволителни резултати, тъй като разговорните пакети се предават с приоритет. При WFQ по-бързо се обслужват опашките, които имат по-малък размер. В резултат разговорните пакети се обработват равноправно с останалите. За всяка една опашка се отделя еднаква честотна лента, независимо от големината Й. Това е причината в нашия случай WFQ да не е толкова ефективна.

■ Voice. I rathe bent (packeU/secJ■ Voice.Traffic Received (pocket$y$©c)

12 500

•a itguruФиг.б. Изпратен и получен трафик G. 711-WFQ

С <tgur\j I 1<3|цI Voice Traffic Sen» (packe<s/sec)

Фиг.4. Изпратени и получени пакети G. 711- FIFO

Фиг.З. Изпратен и получен трафик G. 711-РО

Фиг. 7. Изпратен и получен трафик G. 723-РО

а 'tgi.ru I | е)■ Voice Т laffc Sent (packets/1 sec)

Фиг.8. Изпратен и получен трафик G. 729-PQ Закъснение от край до край

182ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® ДОКЛАДИ

Закъснението от край до край е интервалът от време, за който пакетът достига до своя получател. Ето защо колкото по-малка е тази стойност, толкова по-ефикасна е мрежата. За мрежа, която предава гласови данни, то не трябва да надвишава 150 ms. На фиг.9 и 10 е показано закъснението, при различни схеми на кодиране на говора и различни дисциплини на обслужване на опашките.

резултати. В нашия случай това е PQ. От фигурите може да се види, че най-задоволителни резултати имаме при G 711. Трябва да отбележим също, че в нашата мрежа не се наблюдава закъснението, причинено от Медия шлюза и Медия шлюз контролера. Закъснението от тези източници, също трябва да се има предвид, като то може да достигне до 53 ms.

□ Voice Packet Fnd-to-End Delay (*ec)

■ G711 FIFO■ Г.711 PQ a G711_WFQ

Voic-e.Peckel Erid-lo-EmJ Delay |тес)

0,100

~V~2m ---1----- 1------1-2m 16* 2m 32j

Фиг.9. закъснение от край до край ( 1 . 7 I I

G Voice.Packet EnO-to-End Delay fsee)

Фиг.10. Закъснение от край до край -G.711, G723,(1729 опашки с приоритети

От тях се вижда, че при нито един от случаите нямаме по-висока стойност от препоръчителната. Най-добри резултати се наблюдават при формиране на опашките с приоритети, където стойностите са пренебрежимо малки. За да определим най-добрата комбинация от начина на генериране на трафичните потоци и схема за кодиране на глас, сравняваме различните начини на формиране на опашки, които са дали най-добри

ДжитерНа фиг.11 и 12 са показани колебанията на

закъсненията (джитера) в изследвания сценарий.

^2 Voice. Packer Delay Variation

■ IS Л 1_FIFQ■ G711_PQ m G711_WTQ

Voice Packet Delay Variation

O.UWJU j... 1m 44s

I2m

Фиг.11.Джитер- G. 711

S Voice Packet Delay Variation I EW■ G711 PQ■ G72 J PQ • G 72CJ PQ

Voice Packet Delay Variation

—I2m

Фиг. 12. Джитер- G. 711,G723,G729 - опашки c приоритети

Разгледаните случаи показват, че дори и при FIFO дисциплина на обслужване на опашките границата от 50 ms не се преминава при нито един от сценариите. Имаме най-добри резултати при

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 183 ДОКЛАДИ

формирането на опашки с приоритети. На графиката на фиг.12 е показано сравнение на кодеците, когато се избира дисциплина на обслужване водеща до най-добър резултат. Във всеки един от случаите това е PQ. От тази фигура виждаме, че най-добри резултати имаме при кодек G.711, което е и очаквано, тъй като при него имаме най-малко компресиране на данните. Въпреки това трябва да се отбележи, че този кодек изисква и доста по-голяма широчина на честотната лента, което трябва да се вземе предвид при проектирането на мрежата.

ЗаключениеВ тази статия е оценено качеството на

обслужване при VoIP мрежите, чрез изграждане на подходящ сценарий, който се симулира чрез OPNET IT Guru Academic Edition 9.1.A.

Проектирана е мрежова топология, подходяща за свързаност през Интернет на два отдалечени офиса. Направени са симулации с различни кодеци при различни дисциплини на обслужване на опашките. Получените резултати са представени в графичен вид и е направена оценка на QoS на мрежата. Според направените изследвания най- добрата дисциплина на обслужване на опашките при предаване на говор е приоритетното обслужване. При нея се наблюдават най-малък брой загубени пакети, най-ниски стойности на джитера и на закъснението от край до край. Кодекът G.711 е с най-добри стойности на параметрите на QoS.

За да бъде подобрено QoS, не може да се прибегне до скъпи методи, като скъпо оборудване. Трябва да бъде запазена основната идея на IP телефонията, а именно да е една от най-евтините технологии за комуникация. Мрежовите инженери трябва да намерят интелигентни начини за подобряването на QoS. Поради тази причина има различни методи за изследване на поставените проблеми. Една от възможностите е да се направи симулация на проектираната мрежа и да се оценят

възможните етапи за подобряването на предоставената услуга.

За бъдеща работа по темата могат да се оценят различни топологии, да се симулират реални мрежи и да се направят тестове за качеството, което се предоставя. Интерес представлява и предоставянето на услугата VoIP през безжични мрежи.

ЛИТЕРАТУРА

[1] Ahmed М., A. Litchfield, S. Ahmed. VoIP Performance Analysis over IPv4 and IPv6. I. J. Computer Network and Information Security, 2014, pp. 43-48.

[2] Hartpence B. Packet Guide to Voice over IP, Bruce. O'Reilly, 2013.

[3] Islam M., S. Mehdi. How Different QoS Mechanisms Affect VoIP QoS Metrics. School of Information Science, Computer and Electrical Engineering ,Halmstad University,Technical Report, ШЕ1070, June 2010.

[4] Markopoulou A., F. Tobagi, J. Karam. Assessing the Quality of Voice Communications over Internet Backbones. IEEE/ACM Transactions On Networking (TON), Vol. 11, Issue 5, 2003, pp. 747-760.

[5] Pan Y., J. Chung, Z. Zhang. Analysis of Performance of VoIP over Various Scenarios OPNET 14.0. ENSC 427 Communication Networks project, Final Report, Group 11. 2012.

[6] Salah K., A. Alkhoraidly. An OPNET-based simulation approach for deploying VoIP. International Journal of Network Management, Vol. 16, Issue 3, 2006, pp. 159-183.

[7] Takahashi A., H. Yoshino, N. Kitawaki. Perceptual QoS Assessment Technologies for VoIP. IEEE Communications Magazine, Vol. 42, Issue 7, 2004, pp. 28- 34.

[8] VoIP Technologies. Edited by Shigeru Kashihara, InTech, Vienna, Austria, 2011.

[9] Zheng L., L. Zhang, D. Xu. Characteristics of network delay and delay jitter and its effect on voice over IP (VoIP), ICC 2001 IEEE International Conference, Vol.1, 2001, pp. 122-126.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 184 ДОКЛАДИ

Измерване и оценка на параметрите на трафика при предоставяне на услугата VoIP

Георги П. ГЕОРГИЕВ*, Сеферин Т. МИРЧЕВ**

*Висше училище „Колеж по телекомуникации и пощи”, Студентски град, София, ул. „Акад. Стефан Младенов” № 1, тел.02 806 21 37, e-mail: goshko.georgiev@gmail.com

**Катедра „Комуникационни мрежи”, Технически университет - София 1000, бул. Климент Охридски, № 8, тел. 02 965 22 54 e-mail: stm@tu-sofia.bg

Резюме. В доклада са измерени н анализирани основните параметри на трафика при използване на VoIP технологията. Обърнато е внимание какви са основните причини за влошаване на качеството на услугата. Направени са измервания на мрежата като са проследени: използваемостта на портовете от определен протокол, видовете протоколи, генерираната информация и размера на пакетите. Посредством софтуер са направени апроксимации, отнасящи се до големината на пакетите и интервалите между постъпванията на пакетите. Показани са предимствата на реалните експерименти пред симулационното изследване.

Abstract. Traffic parameters measurement and evaluation in the provision of VoIP service. (Georgi Georgiev, Seferin Mirtchev). In this paper are measured and analyzed the basic parameters of traffic when using VoIP technology. Attention is paid to what are the main reasons for deterioration of quality of service. We have measured the network and have monitored: the usability of ports of a certain protocol, the types of protocols, the generated information and the size of the packages. Through software approximations are made relating to the size of the package and the intervals between incoming packets. It is shown the advantage of real experiments to the simulation study.

I. Увод

През последните години има тенденция да се използва интернет мрежата за гласови комуникации във реално време. VoIP е технология, която позволява да се пренася „глас“ през интернет или други мрежи с комутация на пакети. Традиционната телефонна комутируема мрежа пренася разговорната информация чрез комутация на канали. Много VoIP приложения съществуват в интернет: Skype, Viber, Tango и Yahoo messenger. Тези приложения осигуряват добро качество и безплатни разговори. При използване на VoIP технологията аналоговият разговорен сигнал се преобразува в цифров, компресира се и се разделя на поток от IP пакети за предаването в мрежата. За кодирането на сигнала са стандартизирани много кодеци. Най- разпространениге от тях са G711, G722, G723, G726, G728, G729A и други. Всеки един от тях е с

различно качество на звука, широчина на честотната лента и закъснения [2]

Ключова методология за разбиране на телекомуникационната технология и сложността на интернет е чрез наблюдение на характеристиките на трафика. Това кара изследователите да правят трафични измервания за големи периоди от време и да анализират получените резултати. Основните усилия са насочени към наблюдението на целия трафик, а интересът към конкретния VoIP трафик е от последните години [1]

Има два основни подхода (метода) при измерването на този трафик. Единият е активен, който може да се реализира като на определен брой компютри се инсталират приложения за VoIP, които генерират информация, и се наблюдава поведението на мрежата. Другият подход е пасивен, тоест само наблюдаваме трафика в мрежата, но не можем да контролираме

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 185 ДОКЛАДИ

броя на абонатите, интензивността на постъпване и продължителността на разговорите.

За предаване на VoIP и мултимедийни приложения се използва UDP протоколът на транспортно ниво. Заради по-малкия обем служебна информация, която носи в себе си, той е и по-ненадежден. По-малкия обем служебна информация и отсъствието на препредаване водят до значително по-малко натоварване на мрежата. Протоколът RTP\RTCP също може да се използва, но при него служебната информация е намалена и той също е ненадежден.

При стандартизирането на VoIP технологията са водещи две организации: ITU-T и IETF. Те са стандартизирали много типове протоколи, които се използват за предаване на VoIP [3].

II. Актуалност на проблемите при ползване на VoIP услуга

Много автори са изследвали параметрите на качеството на обслужване, използвайки различни класификации в различни типове мрежи. Голям интерес при изследванията представлява преминаването на пакетите от наземна мрежа 802.3 в безжична WiFi 802.11. Някои автори обсъждат ефекта на handoff механизма върху VoIP трафика при комутируемите IP мрежи. Трябва да се отбележи, че качеството на услугата зависи от използваните аудио кодеци. Повечето измервания са разположени на малки територии и не се отчитат проблемите в глобалната мрежа (например предаване на различни континенти) [2].

Ключово за тази технология са закъсненията на пакетите, затова трябва да бъдат направени точни измервания, но системата е сложна и трябва да се отчита влиянието на много фактори. В резултат извършването на много точни измервания с трудна задача 14 ]. Един от методите за точни измервания е да следим закъснението от момента на изпращане на пакет до момента на получаването му, но това не с добра идея. ако се вземе впредвид. чс трудно могат да се синхронизират часовниците в приемна и предавателна станция.

Качеството на IP разговора, освен от закъсненията, джитера и загубите се влияе и от:

- Нивото на шума;- Изкривявания на сигнала;- Нивото на сигнала - прекадено силен или слаб

сигнал:- Ехо (отразен) сигнал;- Непълна реч (накъсване на речта):- Други.

При изследване на качеството на разговора имаме три основни категории за оценка:

1. Качесто при слушане - Отнася се за качеството на звука, който се чува по време на разговор.

2. Качество на разговора - Отнася се за това как потребителите оценяват качеството на разговора въз основа на тяхната способнос т да общуват. Това включва ехо или трудности, свързани със закъсненията;

3. Качество на предаване - Това е качеството на мрежовата връзка, използвана за пренасяне на разговорния сигнал 16 ].

Нека разгледаме някои фактори, определящи различията между симулационните изследвания и експерименталните измервания на VoIP трафика:

V Размер на въвеждащата дума на пакета (preamble) - Много симулационни средства (инструменти) използват дълъг размер на въвеждащата дума, докато съвременните мрежови карти за безжичен достъп използват къс вариант на въвеждащата дума за по-добра ефективност. В резултат на късата въвеждаща дума и на подобрените радио-честотни технологии се повишава капацитетът на VoIP с 25%.

% Контрол на скоростта на предаване - По принцип тя е фиксирана при симулационните изследвания, за да се избегне ефектът на алгоритмичния контрол. Все пак такъв алгоритъм за контрол се използва по подразбиране в безжичните мрежови карти, което понижава капацитета на каналите.

V Времето за предаване на VoIP сигнали от различните източници - При този параметър се следи, кога е изпратен пакета от подателя и кога е пристигнал в приемника. При симулационно изследване този параметър се задава и не може да се оцени реалнаСТОЙНОСТ.

V Сканиране на точките за достъп - Рамки със запитвания и отговори се обменят при сканиране за точките за достъп, чрез които се осъществява предаване. Такива рамки не се обменят при симулационни изследвания, освен ако не е намесена мобилност. В реалните мрежи тези рамки се обменят, не само когато се предава информация.

V Време до следващ опит за връзка - При 802.11 имаме и дълго и късо време до следващия опит. Краткият опит се използва при предаване на RTS\RTC (Request to Send

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 186 ДОКЛАДИ

and Clear to Send) рамки чиито размери са по-малки от най-високата стойност при RTS. Дългият опит се използва при останалите пакети.

V Размер на мрежовия буфер в точките за достъп - Когато една точка за достъп получава много пакети от системата за разпределение и безжичния канал е запълнен, буферът на тази точка за достъп се запълва и пакетите се отхвърлят. Тук размерът на буфера влияе на загубата на

пакети, а също така и на закъснението от точка до точка [5 ].

III. Експериментални изследвания

Изследват се две аналогични локални мрежи (фиг.1), които използват услугата VoIP. Средството за гласово и визуално предаване е Skype. Те са свързани посредством Internet, предоставен от един и същ интернет доставчик.

КОИ/ГАТОР

МАРШРУТИЗАТОР

МАРШРУТИЗАТОРМОБИЛНА СТАНЦИЯ

МОБИЛНА СТАНЦИЯ1ЧЕН МАРШРУТИЗАТОР

БЕЗЖИЧЕН МАРШРУТИЗАТОР

ТЕЛЕВИЗОРТЕЛЕВИЗОР

СОФТУЕРНИ ПРОТОКОЛНИ

АНАЛИЗАТОРИ 1 CAPSA 7 FREE 2 WIRESHARK

СОФТУЕРНИ ПРОТОКОЛНИ

АНАЛИЗАТОРИ 1 CAPSA 7 FREE

2 WIRESHARK

РАБОТНА СТАНЦИЯ РАБОТНА СТАНЦИЯ

Фиг. 1. Структура на мрежата

Локалните мрежи са съставени от:Маршрутизатор, свързващ локалните мрежи към интернет;Комутатор, осъществяващ разпределението на пакетите вътре в локалната мрежа, Безжичен маршрутизатор, свързващ двете работни станции;Мобилна станция (в този случай свързана посредством кабел);Стационарна работна станция:Цифров телевизионен приемник (Set Тор Box);Телевизор, използващ услугата IPTV.

Следенето на пакетите се извършва между двата компютъра и не включва предаването на пакетите от IPTV услугата. Въпреки това трябва да се отбележи допълнителното натоварването върху изчислителна мощ на комутатора, което се причинява при работата на телевизора.

Измерванията, които се извършат са:1. Наблюдаване на работата на UDP

протоколите и на заеманите от тях портове;2. Сравнение и анализ на генерирания трафик

при използването на услуга за пакетно пренасяне на глас и мултимедия;

3. Наблюдение на размера на пакетите и на интервалите между моментите на постъпване на пакетите:

Случайните величини, които се апроксимират със стандартни разпределения с помощта на програмата EasyFit, са:

V Разпределение на големината на пакетите;V Разпределение на интервалите между

моментите на постъпване на пакетите.Чрез тези измервания и оценки се изследва

работата на мрежата, нейната натовареност и възможността и за предаване на глас и мултимедия.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 187 ДОКЛАДИ

На фиг.2. е показана използваемостта на различните протоколи за предаване.

Top Application Protocols by Bytes

2.75 GB 2.19 GB 1.64 GB 1,09 GB

560,09 MB 0,00 B

Qj UDP - Other □ HTTP □ BitTorrent Д LLMNR ■ TCP - Other □ RTF' [_] DNS □ HTTPS П 55DP И MDN5

Фиг. 2 Използваемост на различните протоколи за предаване

Протоколът на транспортно ново, който се

използва най-много за предаване е UDP. Общо предадената информация за времето на изследването (един час) е 2.91 GB. Вижда се, че 93.8% (2.73GB) е генерираният трафик от VoIP услугата. Средната скорост на предаване е 0.8 Mb/s, а средната скорост за предаване с UDP протокола е 0.75 MB/s. Вижда се, че по време на опита мрежата се използва изключително за гласови комуникации, но по-обема на трафика се подразбира, че това е била мултимедийна връзка.

Вижда се. че при UDP обемът на предадената и приетата информация по отделните портове е от порядъка над 5 GB (фиг.З), докато при TCP е не повече от 300 MB (фиг.4.). Предадената информация чрез TCP дори не се вмества в първите 10 порта по натовареност.

Global - Top Port by Total Traffic

2,530,290 - 2,024,232- 1,518,174 - 1,012,116-

506,058 - 0-1—1!

□ UDP- 50294 □ UDP- 15722 □ UDP-55851 (3 UDP-21970 3 UDP- 19251 Щ UDP-56190 3 UDP-15816 n UDP- 55560 a UDP- 26415 ■ UDP-44775

Фиг. 3. Общ l 'DP трафик no портове

Global - Top TCP Port by Total Traffic

37,160

29,728

22,296

14,864

7,432

0Cl 443 HI 49137 HI 26415 Cl 5Q934

П 61761 H 63287 □I 61552

П 50294 Л 80 H 12608

Фиг. 4. Общ TCP трафик no портове

Интересен момент от изследването е закъснението на пакетите. Това е и основния показател за правилното функциониране на мрежата. J 1ри този тип връзки много важно е нормалното функциониране на IP мрежата, тъй като ако се влоши качеството на обслужване,

започват да се получават “накъсвания” на говорния или визуалния сигнал. Можем да получим липса на думи или временна загуба на картина.

Направена е апроксимация с помощта на програмата EasyFit. Използва се избрана извадка от 5000 пакета. Показано е разпределението на интервалите при постъпване на следващ пакет (фиг.5). За апроксимация се използва гама разпределение, на което програмата определя най- добър ранг Това означава, че реалното разпределение на интервалите е много близко до гама разпределението.

При апроксимацията е направено сравнение (автоматично от програмата EasyFit) между критериите Колмогоров- Смирнов, Андерсън- Дарлинг и Кси- квадрат, като най- добрият ранг е при Кси- квадрат. Нека да посочим и стойностите на коефициентите на гама разпределението, определени при апроксимацията а=2.6573,

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 188 ДОКЛАДИ

0=1.1497, y=0.

Фиг.5. Разпределение на интервалите между моментите на постъпване на пакети и апроксимация с гама разпределение

Трябва да се отбележи, че интервалите при постъпване на пакетите по х се измерват в милисекунди. Както се вижда (фиг.5.) от апроксимацията най-много пакети са постъпили след интервал от около 1ms. Вероятността за интервали от порядъка на 5 ms също е сравнително голяма. Сравнително малките колебания на интервалите е типично за услугите в реално време, каквато е VoIP, което показва доброто функциониране на мрежата. Различният резултат би показал наличие на проблем в мрежата и необходимост от оптимизация за повишаване на качеството на обслужване.

Изследвано е и разпределението на размерите на пакетите (фиг.6).

Global - Pkt Size Distribution

1,994,890 - 1,595,912 -

1,196,934- 797,956 -

398,978 - 0-\л =64 я 128*255 QI 512-1023 □ >=1518

Н 65-127 □ 256-5 11 Д 1024-1517

Фиг.6. Разпределението на размерите на пакетите

Въз основа на тези данни с EasyFit е направена апроксимация (фиг.7). Дискретното бета разпределение е подредено с най- висок ранг. Тук Кси- квадрат подхода е неприложим. Като с критерия на Андерсан- Дарлинг се получава най- добрия възможен ранг.

Стойностите на коефициентите на бета разпределението, използвани при този подход са:

а1 =0.28454, а2 = 0.27087, а 45 Ъ 1480.7. Ако заключим за максималния размер на пакета по коефициента Ь=1480.7, това означава, че няма по голям размер от тази стойност, но според фиг.6 това въобще не е така. На нея се виждат измерени стойности на пакети с размер >= на 1518 байта. При самата апроксимация тази стойност не се отчита, защото честотата на поява (вероятността за пакети с този размер е малка) и нс се отчита от програмата.

Фиг. 7. Разпределение на размера на пакетите и апроксимация с вета разпределение

След като е получен този резултат (фиг. 7.) можем да заключим, че имаме двумодално разпределение на размера на предаваните пакети в мрежата.

IV. ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Проведени са измервания върху локални мрежи, които използват VoIP услуга. Анализирани са случайните процеси при предаване на пакетите на приложно ниво. Показано е на кои портове какъв трафик се генерира. Установено е, че мрежата използва UDP протокола за предаване на VoIP информация. Направени са апроксимации на данните снети от мрежата и са установени разпределението на размера на пакетите и на интервалите между моментите на постъпване, съответно гама и бета разпределение. Посочени са основните проблеми при IP мрежите, конто предоставят гласови и мултимедийни услуги.

V. ИЗПОЛЗВАНА ЛИТЕРАТУРА

[1] Birke, R., МеШа, М., Petracca, М., Rossi, D Understanding VoIP from Backbone Measurements. INFOCOM 2007. 26th IEEE International Conference onComputer Communications. IEEE. 6- 12 may 2007. Pages 2027 - 2035.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 189 ДОКЛАДИ

[2] Ali M. Alsahlany. Performance analysis of voip traffic over integrating wireless lan and wan using different codecs. International Journal of Wireless & Mobile Networks (IJWMN) Vol. 6, No. 3, June 2014. Pages 79- 89.

[3] Floriano De Rango, Tropea, M., Fazio. P„ Marano.S.„ Overview on VoIP: Subjective and ObjectiveMeasurementMethods. 1JCSNS International Jour 140 ual of Computer Science and Network Security, VOL.6 No. IB, January 2006. Pages 140- 153.

|4J Mohammed M. Alani. Mathematical Approximation of Delay in Voice over IP. International Journal of

Computer and Information Technology (ISSN: 2279 - 0764) Volume 03 - Issue 01, January 2014. Pages 78- 82.

151 Shin, S., Schulzriime, H., Experimental Measurement of the Capacity for VoIP Trafic in IEEE 802.11 WLANs. IEEE Infocom. Anchorage, AK. USA 2007. Pages 2018-2026.

[6] Telchemy Application Notes. Title: Voice Quality Measurement. Series: Voice over IP PerformanceManagement. Nov. 2014.

link: http://www.telchemv.com/application

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 190 ДОКЛАДИ

Проектиране на лентово-пропускащ филтър със свързани

полувълнови микролентови резонатори на 1.8 GHz

Филип АТАНАСОВ * и Живко КИСЬОВСКИ ** СУ „Св. Кл. Охридски”, Физически факултет, бул. Дж. Баучър 5, BG 1164 София, България,

e-mail: ph_atanasov@phys.uni-sofia.bg

Резюме Лентово-пропускащите филтри са важен компонент от съвременните безжични комуникационни системи. Основна причина за тяхното приложение е необходимостта от филтрирането на сигналите в тясна честотна лента. За осъществяване на измерването на нивото на сигналите в LTE мрежите в България се изисква използването на теснолентов филтър в обхвата 1.8 GHz. В настоящата работа е представено проектирането и реализацията на микролентов пропускащ филтър на базата на паралелно свързани микролентови линии. Измерени са основните параметрите на филтъра - лента на пропускане и S-параметри. Направено е сравнение между измерените резултати и получените теоретично.

Abstract Band-pass filters are an important component of modern wireless communication systems. The main reason for their application is the need for filtering signals in a narrow bandwidth. For carrying out the measurement of the level of signals in LTE networks in Bulgaria is required the use of a narrowband filter in the 1.8 GHz frequency band. In this work is presented the design and implementation of a microstrip coupled line pass filter. The main parameters of the filter are measured - bandwidth and S-parameters. A comparison between the measured and the theoretical results is presented.

УводИзграждането на широколентови безжични

мрежи е ключов въпрос в настоящото развитие на съвременните комуникационни системи. Забелязва се тенденцията, че нараства необходимостта от увеличаване на капацитета и производителността на мобилните мрежи. Безжичните комуникационни мрежи работещи по стандарта Long Term Evolution (LTE) предлагат високоскоростни широколентови услуги [1] Измерването на нивото на сигналите в LTE мрежите е важен компонент в процеса на разгръщане и оптимизация на мрежата. Осигуряването на достатъчно високо ниво на сигнала в LTE мрежата гарантира на потребителите надеждно покрити, висок капацитет на мрежата и качество на услугите. За осъществяване на измерването на нивото на сигналите в LTE мрежите в България е необходимо да се използват теснолентови филтри

в обхвата 1.8 GHz. В настоящата работа е представено проектирането и реализацията на теснолентов пропускащ филтър на базата на паралелно свързани микролентови линии.

Лентово-пропускащи филтри на базата на паралелно свързани микролентови линии

Чрез използването на конструктивни елементи на базата на микролентови линии (капацитети и индуктивности), както и микролентови резонатори могат да се проектират различни типове филтри [2]. Лентово-пропускащите филтри се реализират посредством отворени или дадени на късо в края отрязъци от микролентови линии, свързани помежду [3].

На фиг. 1 е представена обобщена структура на лентово-пропускащ филтър на базата на паралелно свързани полувълнови микролентови резонатори. Звената на филтъра са отворени в края полувълнови отрязъци от двойки свързани микролентови линии, като дължината на участъка

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 191 ДОКЛАДИ

за връзка I е приблизително равна на Л/4 [4]. Конструктивният елемент на филтъра е двойка свързани, отворени в края микролентови линии, които работят като четириполюсник. Лентово- пропускащият филтър се формира от паралелно свързани полувьлнови микролентови резонатори, които са разположени така. че съседните резонатори са успоредни един на друг. като микролентовите линии се припокриват на половината от дължината си [5].

• ••

и

FBW е относителна честотна лента и се изразява чрез [6]:(5) FBW =

О>0Където оо0 е централната честота на филтъра.

(jo-l и оо2 са съответно долна и горна ъглова гранична честота.

За реализиране на J инвертирагцата матрица, характеристичните импеданси при четно и нечетно възбуждане на свързаните микролентови резонатори се определят от |6|:

(6) (Z0e)j,j+1 - Yo1 + lj.j + i

Yo+ (2u±iY

V Y0 У

(7) (Z0o)j,j + 1 — Yo1- fiLiiiV

Yo V Y „;

като j = 1 до n.Предимствата на лентово-пропускащия филтър

е паралелно свързани микролентови резонатори са малките размери, относително голямото разстояние между резонаторите, което облекчава технологичната изработка на схемата и осигурява високата стръмност на амплитудно-честотната им характеристика (АЧХ).

Фиг.1. Обобщена структура на лентово-пропускащ филтър на базата на паралелно свързани полувьлнови

микролентови резонатори

За проектиране на ленвото-пропускащият филтър със свързани полувълнови микролентови резонатори сме използвали следното уравнение [6]:

]01 п FBW(1) — =----------------------------------------------------

Уо л| 2 5051

У/1+1 7Г FBW 1(2) -------------------------------------------------------------

2 д/5y5y+i

като j с от 1 до и — 1

Jn,n+i __ I л FBW

Fq yj 25п 5п+ 1

Проектиранеснтово-пропускащият филтър. който

проектирахме с за обхвата 1.8 GHz. тъй като този обхват сс използва за разгръщането на LTE мрежи в България. Целта, която си поставихме е да проектираме и изработим теснолентов филтър за 1.8 GHz. като този филтър щс бъде използван за измерване на нивото на сигналите в downlink в LTE мрежа. Избраната от нас топология за филтъра е използването на свързани полувълнови микролентови резонатори. които дават максимално плоска АЧХ в областта на пропускане. При проектирането на филтъра за централна честота избрахме 1852 MHz п честотна лента 30 MHz. Другите използвани параметри за проектиране на филтъра са посочени в таблица 1:

Изчисленията за характеристичния импеданс на свързаните полувълнови резонатори с четно и нечетно възбуждане са извършени посредством уравнения (6) и (7):

където go-gi ■■■ gn са коефициенти определени в зависимост от прототипа на филтъра.Jjj+i са характеристични адмитанси наинвертиращата J матрица.

К0 с характеристичният адмитанс нанатоварените линии:

(4) Ъ = j zo

С^Ое)о,1 = С^0е)з,4 = 84,94 П

(^0e)l,2 = (Z0e)2,3 = 75,35 П

(^оо)од = (-^0о)з,4 = 65,59 П

(Zoo)i,2 = (^00)2,3 = 72,69 12

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 192 ДОКЛАДИ

Таблица 1 Параметри при проектирането

Ред на филтъра 3Честота 1.8 GHZ8г, FR4 4,34Дебелина на подложката 1,5 mmДебелина на медното покритие 35 pmLoss tangent 0,025Честотна лента на пропускане 30 MHz

K«t. iota: «в]

Fifq

На фиг.2 е представената принципна схема на микролентовия филтър, който проектирахме. Филтърът се състои от 3 паралелно свързани полувълнови микролентови резонатори.

Фиг.2. Схема на три женен микролентов филтър

Пресметнатите стойности за дължините и ширините на микролентовите линии, както и разстоянията между тях са представени в таблица2:

Таблица 2 Изчислени стойности за параметрите на микролентовите линии

n Wn [mml Sn [mm] Ln |mm]1 1,28 1,76 22,962 1,33 6,62 22,8

В процеса на проектиране на филтъра използвахме софтуерният продукт Ansoft Designer за симулиране на S-параметрите на този тип филтър.

Фиг.З. Параметри от симулацията

На фигура 3 са представени теоретичните стойности за RL = ZOlogS^ и IL — 201ogS2i,от която се вижда наличието на плоска АЧХ в областта на пропускане.

Резултати от проведените измервания

Изработихме прототип на лентово-пропускащ филтър със свързани полувълнови микролентови резонатори за обхвата 1.8 GHz. Към филтъра поставихме SMA конектори със съпротивление 50 Q. Измервателната апаратура, която използвахме за определяне на S-параметрите е векторен анализатор на вериги VIA Echo 2500, работещ в честотния обхват от 4 MHz до 2.5 GHz. Процедурата по измерване на S-параметрите включва първоначално калибриране на уреда за обхвата на измерването и нулиране на влиянието на свързващите кабели.

.95

.90

85

,80

.75

.70

65

60

.55

,50

.45

,40

,35

.30

,25

,20

S11

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 193

Фиг.4 Измерена стойност на S11 за лентово- пропускащия филтър

ДОКЛАДИ

На фиг.4 и фиг.5 са представени в графичен вид съответно резултатите от измерването на параметърът S11 и Return Loss за лентово- пропускащия филтър в обхвата 1.8 GHz.

Return loss [dB]

Frequency (MHz)

Фиг.5. Измерена стойност на Return Loss за лентово- пропускащия филтър

От получените резултати при измерването на параметрите на реализираният лентово-пропускащ филтър със свързани полувълнови микролентови резонатори се забелязва, че централната честота на е 1824MHz и честотната лента на ниво - 3 dB е 90 MHz. Наблюдава се отместване на централната честота с 25 MHz от теоретично изчислената към ниските честоти. Честотната лента се е разширила почти 3 пъти спрямо теоретичната. Това налага оптимизиране на филтъра по отношение на

неговия ред, избрания материал за изработка и вида и начина на поставяне на SMA конекторите.

Заключение

Проектиран е лентово-пропускащ филтър с паралелно свързани микролентови резонатори за 1.8 GHz. Изчислени са параметрите на филтъра и са представени теоретичните резултати на S- параметрите. Изработен е прототип на лентово- пропускащият филтър. Измерени са S11 и Return Loss за получения филтър. Направен е анализ за получените теоретични и експериментални резултати.

ЛИТЕРАТУРА[1] Guillaume de la Roche, Andres Alayon Glazunov,

Ben Allen, LTE-Advanced and Next Generation Wireless Networks-Cliannel modelling and Propagation, John Wiley and Sons Ltd, 2013.

[2] John T. Taylor and Qiuting Huang, “CRC Handbook of Electrical Filters”, CRC Press, 1997.

[3] S. Seghier, N. Benahmed. F. T. Bendimerad, N. Benabdallah, “Design of parallel coupled microstrip bandpass filter for FM Wireless applications”. Sciences of Electronics, Technologies of Information and Telecommunications (SETIT), 6th International Conference, 21-24 March 2012.

[4] R.Mongia, P. Bhartia and I. J. Bahl, “RF and Microwave Coupled-line Circuits”, 2nd ed.. Arlech House, Boston, 2007.

[5] D.M.Pozar, “Microwave Engineering,” Wiley &Sons Inc., 2012.

[6] JiaShen G.Hong & M.J.Lancaster, “Micro strip Filters for RF/Microwave Applications”, John Wiley &Sons Inc., 2001.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 194 ДОКЛАДИ

Изследване на компютърни атаки от тип

„отказ на обслужване“

Ивайло НИКОЛОВ*

* Технически университет Габрово, Факултет Електротехника и електроника, 5300 Габрово, България, ул. „Хаджи Димитър“ 4, e-mail: nikolov_i@mail.bg

Резюме. Настоящият доклад има за цел да изследва и анализира някои компютърни атаки от тип „ отказ на обслужване “ за целите на информационната и комуникационна сигурност. Представена е кратка теоретична обосновка на поставения проблем. Реализирана е опитна постановка на проблема в експериментални условия. Направени са някои изводи относно повишаване на информационната и комуникационна сигурност при използване на системи за управление на съдържанието. Настоящата разработка може да бъде използвана при оптимизиране нивото на сигурност както при различни системи за управление на съдържанието, като и за решаване на конкретни проблеми, свързани с атаки от типа „ отказ на обслужване “.

Research of "Denial of Service" Type of Computer Attacks (Ivaylo Nikolov) This report aims to analyze the computer attacks classified as “denial of service" type, considering the need of information and communication security. A brief theoretical background of the main issue is presented. An empirical formulation of the issue in experimental conditions is also examined. This report gives some conclusions on enhancing information security using Content management systems. The present research can be applied in processes for optimization of the level of information security, as well as in various content management systems and in solving specific problems related to the attacks of the “denial of service” type.

УводУправлението на информационната сигурност

се основава на задълбочено изследване и анализ на рисковете за компютърните мрежи и системи, използващи Интернет като основна среда за комуникации. Осигуряване на сто процентова защита на уеб сървърите в Интернет от потенциални заплахи за информационната и комуникационна сигурност е невъзможно. Надеждното функциониране на съвременните комуникационни мрежи се базира на резултатите от изследванията в областта на информационната и комуникационна сигурност. Развитието на Интернет, като основен елемент от комуникационната инфраструктура в световен мащаб, се оказва невъзможно без реализацията на ефективни механизми за информационна защита,

включително защита от Интернет атаки и механизми за тяхното предотвратяване.

Целта на настоящия доклад е да изследва и анализира някои компютърни атаки от тип „отказ на обслужване“ за целите на информационната сигурност

Осигуряването на информационна сигурност е съвкупност от процеси, които се базират върху изследванията и анализа на информацията, при нейното събиране, съхраняване, обработка и разпространение.

Натрупания опит по отношение на възможностите за осъществяване на нерегламентиран достъп и злоупотреба е информация е отправна точка за редица научни изследвания на анализатори, научни работници и програмисти.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 195 ДОКЛАДИ

Цел на изследванетоЦелта на изследването е чрез симулиране на

атака от тип „отказ на обслужване“ в експериментални условия, да бъдат анализирани използваните ресурси на системата с оглед установяване на минимално допустимите изисквания за комуникационна и информационна сигурност. Изследване с цел проследяване на използваните ресурси, като процесорно време, капацитет на канала и дисково пространство, при симулиране на атака, ще предостави достатъчно аргументи за извеждане на основни изводи за осигуряване на по-вискока степен на комуникационна и информационна сигурност на уеб базираните системи.

Резултатите от настоящата разработка могат да бъдат отправна точка за по-нататъшни изследвания в областта на информационната и комуникационна сигурност и по-специално при изследване и анализ на атаките от тип „отказ на обслужване“ и тяхното противодействие.

Теоретични сведенияЕдна от най-популярната и ефективна по

отношение на злонамерени действия върху мрежовите компютри в Интернет е атаката от типа „отказ на обслужване” (от англ. Denial of Service - DoS). Целта на атаката от тип DoS се състои в пълно или частично излизане от строя на уеб приложенията, което лишава интернет потребителите от възможността да използват неговите услуги [3]. Създаването на такива условия, при които легитимните потребители на системите не могат да получат достъп до предоставяните ресурси или техния достъп е затруднен [1] е най-честия подход при реализиране на атаки от типа „отказ на обслужване”. Атаките от типа „отказ на обслужване” не водят до разрушаване на данните [2], но за връщане в нормално състояние обикновено е необходимо рестартиране на използваните системи и устройства. Характерно за DoS атаките е, че те се извършват върху конкретен хост в Интернет от един източник. Използването на множество източници за осъществяване на атака от тип „отказ на обслужване“ се нарича DDoS (от англ. Distributed Denial of Service) или разпределена атака за отказ от обслужване. В световен мащаб атаките от тип DDoS през четвърто тримесечие на 2014 са с 90 % повече в сравнение със същия период на 2013 г. [5].

Съгласуването на няколко десетки или стотици хиляди машини за осъществяване на атака срещу

конкретен хост е автоматичен процес, основаващ се на заразяване с вируси на потенциални компютри, които да извършват атаката в конкретен момент. Вирусите са от тип ,,bot“, като по този начин се създава мрежа от ботове, наречена botnet. Пълен или частичен отказ на обслужване се постига чрез заемане на 100 % от капацитета на канала, процесорно време или налично дисково пространство.

Въпреки наличието на редица класификации на DoS и DDoS атаките, атакуващите компютри бихме могли да разделим на два вида, взависимост от техния статус в Интернет. Едните са персонални компютри (заразени PC), които присъстват в мрежата чисто като Интернет потребители, а другите са уеб хостове (Заразена CMS), на които в общия случай е инсталирана система за управление на съдържанието. Първите се превръщат в атакуващи компютри посредством заразяване с вируси от типа DDoS:Win32/Dofoil.A, Win32:Malware-gen, Trojan-DDoS.Win32.Agent, a вторите поради наличие на пропуски в използваните системи за управление на съдържанието с вируси от типа Linux.DnsAmp, MyDoom Worm или Pingback за WordPress.

Към атаките от типа „отказ на обслужване“ се причисляват UDP наводнения (UDP floods), ICMP наводнения (ICMP floods), както и други наводнения целящи запълване на капацитета на канала с фалшифицирани пакети от данни. Скоростта на запълване се измерва с бита за секунда или в брой пакети за секунда при SYN наводнения (SYN floods), фрагментирани пакетни атаки, PING на смъртта (Ping of Death), Smurf DDoS и други.

Атаките от типа SYN floods се основават на подход, наречен „трикратно ръкостискане“ (three- way handshake) [4]. Използването на легален начин за установяване параметрите на комуникацията между две компютърни системи като размер на буфера, първоначален пореден номер, максимален размер на сегмент и т.н., може да бъде манипулирано чрез изпращане на множество SYN заявки към атакувания хост и пренасочване към несъществуващи IP адреси на отговорите ACK/SYN на атакувания хост. Наводняването с голям брой SYN заявки от множество атакуващи хостове води към временна невъзможност от обслужване на легални заявки от останалите потребители на атакувания хост.

На фиг. 1 е показна принципна схема на DDoS атака, в която участват компютъри наиндивидуални Интернет потребители (обозначено

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 196 ДОКЛАДИ

като заразено PC) и други, в общия случай управлявани в резултат на пропуски в използваната система за управление на съдържанието (Заразени CMS). Тези системи са за предпочитане при организиране на атаки от типа „отказ на обслужване”, тъй като само за Joomla по данни на официалния уеб сайт те са над 50 млн. сайта в световната глобална мрежа. Важно е да отбележим, че статични сайтове не подлежат на заразяване и не би могло да бъдат използвани като „зомби” компютри за осъществяване на атаки от тип „отказ на обслужване”. От друга страна използването на както и да било друг вид уеб хостове за реализиране на атака би било сравнително по-трудно и не дотолкова ефективно в сравнение с използването на заразени CMS.

Атакуван хост

Заразена CMS◄-----------------

Заразено PC◄---------------------

Заразена CMS•4-----------

Заразена CMS

Управление на атаката

Фиг. I. Принципна схема на DDoS атака

Експериментална постановкаЗа реализиране на атака от типа „отказ на

обслужване“ в експериментални условия е използван споделен хостинг на сървър HP ProLiant DL580 G5 Rack Mount 4U със следните параметри:

4х Intel Xeon Quad Core E7340 2400Mhz 8MB64GB FB-DIMM DDR2 ECC4 6p. 146 GB 10000 rpm SAS 2.5"PSU 4x 1200W

За целите на изследването хостинг плана е ограничен до използването на виртуална памет в размер на 1024 MB, брой процеси 60 и дисково пространство 50 GB с неограничен месечен трафик.

За целите на изследването е разрешен достъпа на уеб ботове за обхождане съдържанието на системата.

Симулирана е атака от тип „отказ на обслужване“ чрез обхождане на уеб съдържанието с приблизителна продължителност от тридесет минути, през което време е наблюдавана натовареността на процесора и ангажираната памет на хоста. Анализиран е уеб bot за обхождане съдържанието на CMS Joomla 2.5.20 параметри, посочени в таблица 1.

Таблица 1Параметри на използваната система за управление на

съдържанието Joomla 2.5.20

Setting ValueРНР Built On Linux 2.6.18-471.3.1#1

Database Version 5.5.40-cll

Database Collation utf8_general_ci

PUP Version 5.2.17

Web Server Apache

Webserver PHP Interface cgi-fcgi

Joomla! Version Joomla! 2.5.20 Stable

Joomla! Platform Joomla Platform 11.4.0

Резултатите от експеримента са показани на фиг. 2.

Резултатите показват, че по време на експеримента ресурсите на процесора, предоставената виртуална памет и брой процеси са ангажирани на 100 %. Регистрирани саприблизително 204 неизправности, което е показателно, че при равни други условия атака от тип „отказ на обслужване“ е в състояние да доведе до временна невъзможност за обработка на легалните заявки към уеб хоста.

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 197 ДОКЛАДИ

CPU Usage

Фиг.2. Използвани ресурси

На фиг. 3 е показано в табличен вид потреблението на ресурси в периода на проведения експеримент.

C P U __________ v M E M ( M B )■ F r o m " Т о ■ а ■ m ■ I " а ■ ш ■ !

Фиг. 3. Потребление (('PU, vME&I)

ИзводиВ резултат на реализираната в експериментални

условия атака, бихме могли да изведем следните изводи:

Първо: Атаките от типа „отказ на обслужване" са в състояние да предизвикат временна невъзможност за предоставяне на услуги на легалните Интернет потребители от страна на атакувания хост. Предотвратяване на такова

състояние е възможно чрез използване на SYN Cookies механизъм.

На първо място за установяване наличието на SYN flood атака могат да бъдат използвани стандартни средства като командата netstat.

Установяване на количеството може да бъде реализирано по следния начин:

netstat -n -tep | grep SYN RECV | wc -1

За начало е достатъчно да бъде установена стойността на параметъра tcp_syncookies, той трябва да бъде равен на 1.

cat /procsys/net/ipv4/tcp_syncookies

1По подразбиране в новите дистрибуции този

параметър винаги е включен. Използването на механизма SYN cookies е един начин за справяне с TCP SYN floods атаките. Включването в SYN/ACK на специално генерирано число въз основа на IP адреса, портовете на източника и получателя, както и времето за изпращане на пакета, гарантира легалността на хоста инициатор. Тъй като атакуващия хост никога няма да получи тези пакети и следователно няма отговори на тях, сървъра ще отклони всички заявки които не съответстват на наличните в SYN cookies.

За целите на изследването на наблюдавания уеб бот за анализиране на съдържанието е предоставен съответен достъп до ресурсите на системата.

Второ: За нуждите на изследването епредоставен достъп на наблюдавания уеб бот. В реални условия атаката е възможно без предоставяне на достъп чрез използване на механизми като Pingback.

Pingback DDoS атаките се основават на използването на XML-RPC интерфейса в системите за управление на съдържанието WordPress. XML-RPC интерфейса се използва за автоматични публикации на съдържание и проследяване в уеб сайта от системи като Eudora, Thunderbird, TextMate и други. Pingback функцията служи за проследяване на налични обновления на съдържанието в сайта. Атаката се осъществява чрез пренасочване на http заявките (POST request) към атакувания хост. По този начин чрез привидно легално използване на множество системи за управление на съдържанието, се постига DDoS атака с непредвидим резултат за атакувания хост в Интернет.

Отстраняване на възможността уеб сайтове с инсталирана система за управление насъдържанието WordPress да се превърнат в„зомби“ атакуващи системи при реализиране на

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 198 ДОКЛАДИ

DDoS атаки може да бъде избегнато чрез лишаване от упомената функционална възможност за автоматично публикуване на съдържание или с други думи изтриване на файла xmlrpc.php. Алтернативен вариант е вграждането на различни филтри, които да елиминират възможността от използването им по нерегламентиран начин.

Други популярни системи за управление на съдържанието като например инсталираната за нуждите на експеримента Joomla, и Drupal, също използват pingback за различни функции като SEO оптимизация на сайта и автоматично публикуване на съдържание, което създава предпоставки за потенциалното им използване като атакуващи сайтове при реализиране на DDoS атаки.

Трето: Основавайки се на данните, получени в резултат на проведения експеримент, както и на публикации [5, 7] в медийното пространство, бихме могли да стигнем до извода, че атаките от тип „отказ на обслужване“ са сред най-опасните заплахи за информационната и комуникационна сигурност в Интернет. Научната общност е изправени пред решаването на един от най- съществените проблеми за нормалното функциониране на разположените в Интернет хостове. Научните изследвания и анализите в областта на информационната и комуникационна сигурност са единствения начин за противодействие на Интернет заплахите чрез систематизиране на методи и средства за осигуряване на минимално ниво на сигурност, гарантираща нормално функциониране насистемите и устройствата в световната глобална мрежа.

ЗаключениеНаучните изследвания в областта на

информационната и комуникационна сигурност са резултат от необходимостта от изграждане и внедряване на надеждни решения за нормално функциониране на системите и устройствата в Интернет пространството. В процеса наудовлетворяване потребностите на интернет потребителите, информационната сигурност трябва да се разглежда като неразделна част от разработката и внедряването на надеждни системи и устройства, гарантиращи минимално ниво на информационна и комуникационна сигурност на уеб хостовете и Интернет потребителите.

Научната общност е изправена пред решаването на редица проблеми свързани с практическото осигуряване на информационна и комуникационна сигурност на системите които събират, обработват,

съхраняват и разпространяват информация. С нарастването обема на информацията в световен мащаб, изискванията към нейното опазване от нерегламентиран достъп и злоупотреба с информация се увеличават. Научните изследвания са насочени предимно към разработката на нови информационни технологии и системи, които в съвременното информационно общество трябва да бъдат съпроводени с щателен анализ и систематизиране на информационните и комуникационни процеси с оглед предотвратяване на нерегламентиран достъп и злоупотреба с информация.

Един от задължителните елементи за функционирането на Интернет хостовете е обезпечаването със сигурност на информацията по отношение на евентуална злоупотреба и осъществяването на нерегламентиран достъп до ресурсите на информационните системите.

Настоящата разработка може да бъде използвана както при оптимизиране нивото на информационна и комуникационна сигурност при различни системи за управление на съдържанието, така и за решаване на конкретни проблеми, свързани с атаки от типа „отказ на обслужване“.

ЛИТЕРАТУРА[1] Большев, А Яновскии, Модель системи

обнаружения атак отказа в обслуживании на основе метода опорних векторов, Известия СПБГЗТУ „ЛЗТИ”, 4’ 2008, стр. 25

[2] Додонов, А, Ландз Д., Организация сети информационннх прокси-серверов, Информационно- аналитичнмх систем для обработки данних, Киев, Украйна, 2006, стр. 26

[3] Сорокин, С., Математические основи компьютерной безопасност, Прикладная дискретния математика, 2014, стр. 54

[4] Стоицов, Г., Компютърни мрежи и комуникации, ГГУ „Паисий Хилендарски“, 2013

[5] http://www.stateoftheintemet.com/resources-web- security-2014-q4-intemet-security-report.html, посетен на 18.04.2015 г.

[6] https://isc.sans.edu/forums/diaiy/Wordpress+Pingb ack+DDoS+Attacks/17801, посетен на 18.04.2015 г.

[7] http://blog.blacklotus.net/2015/03/survey-report- majority-of-service.html, посетен на 18.04.2015 г.

Ивайло Д. Николов — докторант в катедра „Комуникационна техника и технологии“ на Технически университет - Габрово.

Тел.: 0882114289 e-mail: nikolov ifcbmail.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 199 ДОКЛАДИ

Отворен модел в обучение на специалисти по ИКТ

Георги ПЕТРОВ, Антони СЛАВИНСКИ,Иван БОГОМИЛОВ, Биляна ВЕНКОВА

Нов български университет, департамент Телекомуникации,1618 София, България, бул. „Монтевидео“ 21, бл. 2,

e-mail: gpetrov@nbu.bg, aslavinski@nbu.bg, ibogomilov@nbu.bg. bbenkova@nbu.bg

Реноме. Настоящият доклад представя възможностите за създаване на отворен образователен модел за обучение на мрежови инженери, прилаган от Нов български университет в департамент Телекомуникации. Представени са общите предпоставки довели до въвеждането на новия модел на обучение, необходимостта на бизнеса от кадри с широк профил в областта на телекомуникационния инженеринг, както и спецификата на конкуренцията на пазара на услуги в сферата на висшето и професионално обучение.

Abstract. In this article authors present opportunities to create open educational format for training of professional network engineers applied by the New Bulgarian University in the Department of Telecommunications. The general prerequisites led to the introduction of the new training model, the need of business executives from a wide profile in the field of telecommunications engineering, as well as the specifics of the competition in the market of services in the field of higher education and vocational training are presented..

УводДинамиката на пазара на виеше образование

изисква от доставчиците на образователни услуги, каквито са университетите и частните фирмени академии, непрекъснато да се адаптират към повишаващите се изисквания на пазара на труда. Един от най-динамичните образователни пазари е този в света на електронните технологии и в частност телекомуникациите и мрежите. До момента не е известен по-променящ се и бързо развиващ се пазар от този на ИКТ услугите и технологиите. Бързото навлизане на интернет в бита и бизнеса, преминаването от телеком към дейтаком услуги неминуемо преобърна както пазара на приложения и оборудване, така и пазара на високотехнологични адаптивни кадри.

Бихме могли да направим опит за сравнение на телеком пазара на труда с възможностите и перспективите, които предоставя въвеждането на технологиите за гъвкаво производство и бързо разработване в света на материалното

производство (механика, електроника, авионика и т.н.) след въвеждането на компютърните системи за проектиране и симулиране, като ние предполагаме, че следващият бум в тази сфера ще се основава на технологиите на обемния 3D печат. Независимо от тези възможности, които ще бъдат предоставени към класическите инженери, както и повишеното търсене на кадри в сферата на роботиката, информатиката и биотехнологиите, основното свързващо звено между всички тези специалисти, бизнеси и потребители ще остава и уверено ще се развива е именно телекомуникационния пазар.

Без значение от степента на интеграция на съвременното производство и услуги уверено можем да твърдим, че потребността от IT кадри в сферата на изграждането и поддържането на съвременни жични и безжични, а и социални, мрежи и мрежови архитектури стремително ще расте.

Наред с тези тенденции в България, а и в други

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 200 ДОКЛАДИ

развиващи се страни, особено звено от бюджета и постъпленията на работещите ще заема IT бизнеса свързан с изграждането, управлението и поддържането на високоскоростни, сигурни и надеждни телеком услуги. Кратка справка в тази посока показва, че за последните 8-9 години в България степента на заетите, високоплатени кадри (с месечни заплати между 1200-1800 лв, и мениджмънт специалисти 1500-2500 лв.) драстично се увеличи. Именно поради това ние апелираме, а и следва да бъде обърнато особено внимание върху предоставянето на подходящи оптимални условия, финансиране за развитието на младите специалисти в сферата на поддръжката, изграждането, управлението и планирането на съвременни телеком мрежи. Основната теза, която застъпваме, е как чрез подходящи реформи, касаещи структурния модел на висшето образование и с минимални загуби да се създадат перспективи за подготовката и развитието на огромен брой IT специалисти, които да станат съществен фактор в повишаването на жизнения стандарт в България чрез въвеждането на отворен образователен модел [1].

Необходимост от промяна на образователния модел

Основната отправна точка, която способства развитието на концепцията за преструктуриране и отваряне на образователните програми по телекомуникации на НБУ, е заимствана от основния тезис на С. Christensen и Н. J. Eyring, “The Innovative University: Changing the DNA of Higher Education” [2], като са отразени спецификите на образованието по ИКТ в България, наличната нормативна и технологична база на университета и необходимостта от тясна колаборация с бизнеса.

Същественият проблем на болшинството университети се основава на идеята за монолитност на образователния процес. И в действителност съвсем до скоро икономиката имаше нужда от тясно профилирани специалисти, например: металурзи, енергетици, радиоинженери, биотехнолози и т.н. Постепенно чрез въвеждането на гъвкавите технологии в производството мениджърите на повечето компании (в началото свързани с автомобилната [3], а в последствие с ИКТ индустрията), бидейки вече в един глобален пазар, съзряха нуждата от промяна по отношение

на изискванията към работната сила.Обслужването на един планов пазар или

концентриран модел на производство в големи конгломерати през 60 и 70те години, частично способства за проявилите се икономически тенденции и кризи през 90те [4]. За този период обаче университетите като институция, имаща ексклузивни правомощия, регламентирани от националното законодателство в световен мащаб, не направиха съществено много, за да способстват за обучението на адаптивни широкопрофилни специалисти. И това не е само наша констатация. Един елементарен преглед на учебните програми в България (и в чужбина) показва, че всички промени в университетските програми по технологии (говорим специално за ИКТ, но изложените идеи биха намерели известно приложение и в други сфери) касаят само т.нар. надграждащ технологичен блок на обучението. Така например в световен план все още масово се ползва образователния модел, базиран на фундамент от знания по математика, физика, механика, електротехника и химия, прилаган равноправно и едновременно във всички учебни направления за инженери. Съзнавайки, че тук бихме получили сериозна съпротива именно от хабилитирания преподавателски състав, ангажиран именно в този „фундаментален“ блок от архитектурата на инженерното образование, ние бихме по-скоро желали да представим темата като една отворена дискусия. Правим това без да ангажираме когото и да било с предлагания, и за момента успешно прилаган в НБУ, модел за обучение на мрежови инженери.

Една от основните предпоставки, които правят класическият модел на образование днес, е социокултурното разнообразие и процесите на миграция на огромни маси от хора както вътре в страната, така и в международен план. Само до преди 15 години в България, а и в други отворени страни, беше почти невъзможно да се открият кандидатстудентски позиции за хора неотговарящи на определени държавно регламентирани входни критерии. Тези критерии естествено би следвало с ръка на сърце да признаем, че бяха въведени изкуствено от плановия модел на управление, производство и т.н., като всички опити за промяна намираха сериозен отпор. Предположенията, че почти всички ученици, завършващи средното си образование или средно-специалното си

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 201 ДОКЛАДИ

образование, имат едни и същи знания и умения на неговия изход, вече са тотално погрешни. Така например ние не можем да очакваме, че един ученик от техникум по механика днес би имал същите познания по хуманитарни дисциплини, както например един ученик, завършващ математическа гимназия или едно дете, завършващо гимназия по изкуствата. А и това е естествено, тъй като моделът на държавно управление в сферата на основното и средно образование и до момента се старае да създава унифицирани по отношение на своите представи и знания ученици. И тук възниква същественият проблем при имплементирането на монолитния университетски модел на образование, където се предполага, че всички студенти имат едни и същи входни компетенции. Този подход противоречи ни основни принципи за отвореност на образованието. Това инкапсулиране на отделните специалисти в затворени професионални и научни области категорично пречи на съвременния пазар на труда. То не само се явява в нарушение на основно право на образование от дял II: свободи от „Харта на основните права“ [5] и конвенцията за човешките права [6], но и способства за формирането на огромни маси изхвърлени от икономическия живот (т.нар. losers) граждани, които непрекъснато понижават своя стандарт на живот.

Възможности от прилагането на „вертикалния модел“ в преструктурирането на университетските програми по ИКТ

Въвеждането на вертикалната иновация [7] при промяна на архитектурата на университетските образователни програми в сферата на ИКТ е възможно поради спецификите на този пазарен сегмент, но би могло да послужи като отправна точка и при реформирането на други образователни направления. Основата на моделът е в презумпцията, че всеки човек независимо от входното ниво на своите знания и умения би следвало да може да премине такъв курс на обучение, който да бъде достъпен за него и да муосигури, повишаващи се възможности ипоетапното увеличаване на жизненият мустандарт. ИКТ сферата и по-конкретно ваутсорсинга на мрежовите технологии иподдръжка е един пример на индустрия, която осигурява тези възможности пред всички, които желаят да се развиват в сектора на високите

технологии и услуги.Вертикалната иновация се състои в

прилагането на отворения модел на образование по специфичен начин, адаптиращ го към класическия образователен формат. Предвид непрестанното развитие на технологиите през годините редица фирми, осъзнавайки невъзможността на университетите да адаптират своите програми, достатъчно бързо създадоха редица вътрефирмени академии. Добри примери за това са: Cisco, Microsoft, VMWARE и др. Този подход позволи на хората, желаещи да получат шанс за кариера в IT индустрията, да започнат от самото начало без това да им налага необходимостта от университетско образование. Конкретно в сферата на аутсорсинга на услуги и поддръжка на мрежи и системи този подход, съчетан с вътрефирменото обучение, позволява на един специалист да се изгради буквално от нулата.

Едновременно с това съществуват редица работни позиции, които имат претенции към това назначаваните на тях кадри да притежават виеше инженерно образование. Вертикалният модел ни позволява да адаптираме отделни структурни технологични елементи от индустрията, като фиксирани и безжични мрежи, софтуер, сигурност и защита на информацията съвместно с академичния фундамент като математика, физика, цифрови системи и мрежи и т.н. Основната разлика с монолитния подход на класическото образование е в адаптивността на модела. Така например хора с различно базово ниво могат чрез подходящите средства на онлайн иновацията да получат достъп до образователно съдържание и тренировка достатъчно добра и изчерпателна, за да не чувстват недостиг на общи знания и умения в тяхната работа с конкретните технологии. Същевременно този подход ни дава възможност да съществуваме като допълващо звено на добилите популярност вътрефирмени академии, като така утвърдим, вместо да пренебрегнем ролята на университета при организацията на процесите по непрекъснато усъвършенстване на кадрите и тяхната преквалификация, без това да е съпроводено с монотонността на класическия учебен модел.

Специалисти, потребни на пазара на аутсорсинг мрежови услуги

Развитието на аутсорсинг пазара създаде предпоставки за появата на нов тип професии

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 202 ДОКЛАДИ

като: бизнес архитект, специалист данни, архитект социални мрежи, експерт по безжични и мобилни технологии, разработчик на мобилни и вградени приложения, облачен архитект, специалист по сигурност, специалист по виртуализация, мрежов инженер, мрежов анализатор, поддръжка I, II, II клас, инженери по качеството и тестването на приложения и др. (по данни на IDG News Service). Когато говорим за аутсорсинг, естествено не бива да неглижираме пазара на софтуерни продукти, където също има сериозна потребност от специалисти по отдалечена поддръжка и системен софтуер. Следва да се отбележи, че заплатите в ИКТ сектора у нас са съществени. Така например в софтуерната индустрия не рядко се срещат месечни заплати от над 10,000 лв., болшинството от шефовете в ИКТ компаниите с над 20-30 служители достигат заплати от над 5000 лв., като средната заплата е между 1800 и 2600 лв. По данни от БАСКОМ за последните 3 години заплатите в този сектор са нараснали с над 9%. Друго интересно е, че все още в над 90% от случаите при назначаване на кадри се запазва тенденцията да се наемат студенти от ТУ-София или СУ-София. В условията на тази конкуренция частните университети се налага да адаптират своите образователни програми, така че да доближат придобитите компетенции максимално до потребностите на пазара на труда. Важно е да се отбележи, че редица служители на ИКТ компании, завършили бакалавърска степен в ТУ- София, предпочитат да записват магистърски програми в НБУ, като така по-добре съчетаят настоящата си професионална ангажираност с учебния процес.

Друга много важна тенденция е засилване интересът на жените към позиции в сферата ИКТ като основна квалификация или преквалификация по необходимост, а също така и повишен интерес от страна на фирмите към назначаването на жени, притежаващи IT умения и сертификати. През 2012 г. общият брой на жените е около 12% от заетите в ИКТ индустрията, а през 2014 г. вече над 35% от заетите са жени.

Като пример може да се посочи, че през 2012 г. общият брой на служителите, наети в ИКТ аутсорсинг сектора при фирмите с над 30 служители, превишава 8900 души. Средномесечният сумарен доход на тези граждани е надвишавал 12,000,000 лв. Друга важна особеност на ИКТ сектора за 2014 г. е, че

приходите надвишават 1.4 милиарда лева, като 90% от заетите са под 30 години. През 2014г. средната заплата в ИКТ индустрията достигна 3500лв., като така средно месечният сумарен доход на заетите в аутсорсинга достига 31,000,000 лв. [8].

Ако анализираме тези тенденции, можем да предположим, че към 2016г. около 45% от работещите в сектора ще са жени, а около 30% - студенти. Също така нарастващите трендове в търсенето на кадри както и миграцията на центрове за обслужване от Централна Европа в България ще повишат средно годишната потребност на ИКТ и софтуерни кадри с около 5 до 15 хиляди в следващите няколко години. Това означава, че университетските програми следва да се адаптират към отворения модел на образование, като така засилят своята позиция сред младите хора, но и позволят те да набират технологични знания и умения от други сертификационни програми и частни вътрефирмени академии. Тук от особено значение е и въвеждането на практиката, ползвана в ЕС, да бъдат признавани придобити по време на работата компетенции като неразделна част от етапите на начална подготовка на висшите кадри по мрежово инженерство. Друга важна инициатива следва да бъде поета от държавата, като например студенти, учащи първа или втора специалност, получат преференциални условия по кредитиране на своето образование, като така сумарният обем на началния кредит за първите 4 семестъра от следването им нарасне на до 5000лв. на семестър, а на всички нуждаещи се бъде осигурен равноправен достъп до общежитие, учебни ресурси и др. Това ще позволи на младите мрежови и софтуерни експерти да получат максимално бързо нужната академична и съпътстваща специализация и квалификация, като веднага след приключването на първия двугодишен етап на следването си станат активни участници на икономическия пазар и съществено повишат своят стандарт на живот. Тези над 15,000 кадри, работещи в сферата на ИКТ у нас и по- специално софтуерната и мрежова индустрия, осигуряват не малка част от бюджета, ползван за директно потребление на стоки и услуги. Отвореният модел на образование например ще позволи чрез осигуряването на съвместни методи за съфинансиране един специалист, учещ в държавен университет, да придобива допълнителна квалификация и в частен

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 203 ДОКЛАДИ

университет, а също така и в частни професионални академии. Основният фактор тук е осигуряване на високо качество [10] и интензификация на учебния процес. При това в първите две години от следването трябва да се наблегне не само над академичния фундамент, но и над мултикултурното и мултидисциплинарно обучение.

Иновации в сферата на ИКТ и образованието

Нееднократно в литературата се посочват примери как държави като: САЩ, Япония, Корея и Китай реализират икономическото чудо [9] чрез изграждането на високотехнологични иновативни паркове и производства. Същността на всеки един подобен модел се изразява в осигуряването на подходящи условия за работа и финансиране, регулаторна рамка, гарантираща равноправното участие на образователните институции (академии и университети), бизнеса, ангажиран в производството и визионерството по отношение на дългосрочното стратегическо планиране на икономиката.

Що се касае до България, предвид възможностите, които аутсорсига предоставя в намирането на високоплатена работа, можем да очакваме че поколението от следващи ИКТ специалисти ще има налични условия и интегрален know-how капитал за реализация и участие във вече по-сериозни производства в сферата на услугите и технологиите. Предвид това университетите, базирайки се на отворения модел, следва да предвидят необходимостта от непрекъснато развитие на своите учебни програми, така че да подсигурят сигурен дългосрочен подход в обучението на ИКТ специалисти и мрежови инженери. Само чрез този непрекъснат процес на вазимосътрудничество университетите ще могат да затвърдят своята позиция по отношение на това техни студенти да продължават своята квалификация при тях, а не предпочитайки други алтернативи, които самообучението предлага.

Наред с това част от кампанията по привличане на вече утвърдени специалисти от бизнеса може да бъде организацията на съвместни иновационни проекти, които да агрегират достатъчно потенциал за последващо интегриране и на високо­технологични производства, базирани на новите технологии в електронната индустрия. Тук не

следва отново сляпо да се следват краткосрочни пазарни тенденции по отношение на технологичната специфика, като например Java или Cisco специализацията от миналото. Университетите, бидейки иновативни центрове, които работят с R&D компании, много от които ще бъдат основани от техни възпитаници с вече натрупан опит в сферата на електронните технологии, ще трябва да оформят онова дългосрочно планиране на образователните политики, което локалните и фирмени академии, следейки краткосрочните пазарни трендове, не могат да предвидят. Именно чрез имплементацията на отворения образователен модел и онлайн иновацията в обучението, това ще стане възможно. Като в този процес ние следва да очакваме засилваща се роля на университетите при изграждането на националната стратегия за устойчиво технологично развитие, които ще работят съвместно с множество международни и локални частни академии и сертификационни центрове.

ЗаключениеМожем уверено да твърдим, че сега повече от

всякога е настъпил моментът, в който отварянето на университетските академични програми към външния свят, другите конкурентни обучителни инициативи и бизнес потребностите може да бъде стартирано. На пазара на труда има над 30,000 висококвалифицирани специалисти имащи вече съществен опит и умения придобити в периода им на пребиваване в чужди компании, за момента от сферата на аутсорсинга, които в даден момент ще имат необходимост от системно планирана преквалификация. Също така трендовете на този пазар, съчетано с възможностите, които предоставят съвременните иновации, реализация на които могат да бъдат високотехнологични паркове и R&D центрове, основани и ръководени от алумни с необходимия професионален опит, ще позволят ИКТ сектора да стане основен дял при формирането на БВП (до около 25% съвместно с нововъзникващите производства). Нека тенденцията на спад от 2008 г. насам, когато делът на ИКТ беше около 10% от БВП, с днешните около 6-8% бъде прекратена. Можем да подложим на обсъждане и нуждата от целенасочена държавна политика тук, а тя е не само в осигуряването но подходяща бизнес среда. По- скоро това следва да бъде целенасочена политика

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 204 ДОКЛАДИ

в създаването на условия за развитие на отворения образователен модел във висшето ипрофесионално образование, който да сереализира чрез създаването и онлайн интеграцията на разнообразни учебни програми от държавни и частни университети в единна онлайн среда. Тези програми, които да бъдат максимално близки до потребностите на пазара на труда, като по този начин се засилва ролята на университетите в дългосрочното планиране и осъществяване на устойчив високотехнологичен растеж на страната, а и задоволяване на 20% предвиждано повишаване на търсенето на ИКТ кадри в следващите 5 години.

Настоящият доклад представя част от резултатите по проект: „Подобряване наинтердисциплинарните умения ивзаимодействието с бизнеса на специалистите по телекомуникации“ договор №BG051P0001- 3.1.07-0062, финансиран от МОМИ по ОПРЧР.

ЛИТЕРАТУРА[1] Guidelines for Open Educational Resources (OER)

in Higher Education. UNESCO, 2011.|2] C. Christensen, H.J.Eyring, “The Innovative

University: Changing the DNA of Higher Education”, Harvard University, Brigham Young University-Idaho, 2011.

[3] Лий Якока, Къде изчезнаха лидерите?, 2012г.[4] Л.Търоу, “Бъдещето на капитализма”, 2000г.[5] Хартата на основните права в ЕС, Съвета на ЕС[6] Конвенция за човешките права, ООН[7] G. Petrov, V. Kadrev, A. Stancheva, T. Stefanova,

F.Andonov, “Vertical Innovations Necessary for Incresing

the Accessibility of ICT Academic Programmes”, Machines, Technologies, Materials. International Virtual Journal, Scientific Technical Union of Mechanical Engineering, ISSN 1313-0226 year VIII Issue 5 / 2014

[8] http ://www. economy ,b a. „3500 лв. е била средната заплата в софтуерния сектор у нас през 2014“

[9] X. Кисинджър, “За Китай”, 2012[10] Р.Пейчева-Форсайт, Осигуряване на качеството

на електронното дистанционно обучение на етапа на неговото проектиране и въвеждане във висшето образование, V Национална конференция по електронно обучение във ВУ, 2013.

гл. ас. д-р Георги Петров - НБУ. Оепартамент Телекомуникации, Област на научни интереси, обучение по ИКТ, цифрови системи и мрежи, иновации. Тел.: 0S97743155 e-mail: gpetrovTO/ihu.hg

проф. Антон и Славински - НБУ, департамент Телекомуникации, завършил ТУ - София. Работи в областта на телекомуникациите и ИКТ, по проблемите на информационното общество, мрежовите архитектури и иновациите.Тел.: 02 8110610 e-mail: aslavinski апЪи.Ъя

доц. д-р Иван Богомилов - НБУ, Оепартамент Телекомуникации, завършил ТУ - София. Рсюоти в областта на космическите изследвания, IPv6 мрежите, управлението на ИКТ проекти и иновациите.Тел.: 02 8110610 e-mail: ibogomilov(a>nbu.hg

инж. Биляна Бенкова - НБЬ, Оепартамент Телекомуникации, завършил НБУ. Работи в областта на образованието, управлението на ИКТ проекти.Тел.: 02 8110610 e-mail: bbenkovafcbnbu.bg

ФОРУМ ЕЛЕКТРОНИКА 2015® 205 ДОКЛАДИ

* * ПГ ОПЕРАТИВНА ПРОГРАМА „РАЗВИТИЕ НА ЧОВЕШКИТЕ РЕСУРСИ” 2007-2013 МИНИСТЕРСТВО НА ОБРАЗОВАНИЕТО И НАУКАТА

Европейски съюз Европейски социален фонд

Проект BG051P0001-3.1.07-0048 „Актуализиране на учебните планове и програми на специалностите във ФЕТТ, ФТК и МТФ на ТУ-София и създаване на нова съвместна магистърска

специалност в съответствие с потребностите на пазара на труда”

В рамките на проекта преподавателите от Факултета по Електронна техника и технологии (ФЕТТ), съвместно с партньорите, направиха проучване на основните тенденции в обучението по електроника във водещи университети в света и на изискванията на пазара на труда в България.

В резултат бяха актуализирани учебните планове за ОКС „бакалавър“ и ОКС „магистър“ по специалност „Електроника“. Акцентира се върху проектирането и приложението на съвременните програмируеми електронни устройства и системи. Увеличени са часовете за изучаване на английски език. Въведени са нови практикуми по програмиране на микроконтролери, програмиране на системи с отворен код, по приложение на графични програмни среди и конструиране на електронна апаратура.

Актуализирани са всички учебни програми на четирите специализиращи модула: „Електронниуреди и системи“, „Биомедицинско инженерство”, „Силова електроника” и „Микроелектроника”

В резултат от обучението по новите учебни планове и програми, младите специалисти ще получават съвременна теоретична и практическа подготовка в областта на електронните и информационните технологии.

Утвърждаването на електрониката като ключова технология в информатиката, комуникациите и енергетиката; в машиностроителната, химическата, хранително-вкусовата и военната промишлености; в здравеопазването и медицината; в банковото и финансовото дело; в транспорта, селското стопанство и туризма, гарантира широко поле за професионална изява на специалистите в тази област.

От учебната 2014/2015 година във ФЕТТ е въведена и новата магистърска специалност „Микротехнологии и наноинженеринг“, което беше една от целите на проекта. Тя е съвместна между ФЕТТ, ФТК и МТФ, и е предназначена за завършилите ОКС "бакалавър” по професионални направления 5.2. Електротехника, електроника и автоматика; 5.3. Комуникационна и компютърна техника; 5.1. Машинно инженерство и 5.13. Общо инженерство.

Студентите, завършили специалността, получават професионална квалификация магистър-инженер по микротехнологии и наноинженеринг към ФЕТТ.

Основните дисциплини в учебния план са свързани с технологична реализация на микросистеми за приложение в електрониката, комуникациите и индустриалните технологии, като са обхванати и методите за тяхното автоматизирано проектиране и симулиране, както и за методите за тестването им. Бъдещите магистри ще избират специализация между модули “Моделиране на микро- и наносистеми", “Технологични основи на микро- и наноситемите" или “Изпитвания на микро- и наносистеми”. В допълнение на студентите е предоставена възможност за гъвкав избор измежду 12 избираеми дисциплини според техните интереси. Новата специалност залага на проектно ориентирани програми с преобладаващ дял на лабораторните упражнения над лекциите.

Предвидени са посещения на сту дентите във водещи фирми от областта, където да се запознаят с реална производствена среда и с изискванията и стандартите при серийно производство на микроелекгронни и микромеханични компоненти за различни приложения. Ще бъдат канени експерти от индустрията, които да представят съвременни решения при реализацията на микроелектронни компоненти.

Завършилите инженери ще могат да се реализират в областта на „високите технологии" като проектанти, технолози, тестови инженери, изследователи и експерти в управленчески, маркетингови и научноизследователски институти и организации.

Приемът и обучението по новите учебни планове и програми започна от учебната 2014/2015 г. Повече информация за проекта се намира в сайта http://aups.tu-sofia.ba

Инвестира във вашето Въдещ!

■ ■ ■

MelexisMicroelectronic Integrated Systems

„Мелексис" е международна, инженерна компания c присъствие в 12 локации по света: България, Белгия, Германия, Украйна, САЩ, Италия, Франция, Швейцария, Китай, Япония, Филипините.

Специализирана в проектиране и тестване на интегрални схеми, компанията предос­тавя високотехнологични решения в областта на микроелектрониката. Създадена е през 1989 г. в Белгия, а през 2000 г. стъпва и на българския пазар. В България, Мелексис разполага с развойна и производствена база, в която работи екип от над 250 души. На глобално ниво екипът наброява вече 1000.

В последните години високотехнологичната индустрия бележи голям ръст и се раз­вива с високи темпове. Като част от този пазар Мелексис се стреми към една от първите позиции в областта на иновациите. Компанията поддържа едно от най-ви­соките нива на инвестиции в развойна дейност.

От 2000 г., когато Мелексис стъпва в България, са създадени над 40 нови продукта в областта на микроелектрониката от екипа в София. А през 2014 г. компанията е наградена за „Най-успешна иновативна фирма" от Българската-Търговско Промиш­лена Палата.

Мелексис притежава поредица иновативни продукти и разработени технологии, които са въведени като "първи в света":

2011 г. - първият в света Time of Flight camera сензор (намира приложение в сис­теми за разпознаване на жестикулации (игрални конзоли) и 3D визуализация.)

2011 г. - първото в света Automotive qualified NFC (Near Field Communication) реше­ние, квалифицирано по автомобилните стандарти. Освен това намира приложение в битовата електроника (телефони, вендинг машини и т.н.)

2011 г. - първото в света Fully Integrated Passive Entry решение (напълно интегри­ран имобилайзер/транспондер)

2010 г. - първото в света Automotive single chip Sensorless BLDC решение (контро­лер за управление на безчетков постояннотоков двигател, без вграден сензор; ква­лифициран по автомобилните стандарти за качество)

2007 г. - първият в света Intelligent Integrated Infrared Thermometer (интелигентен, напълно интегриран инфрачервен термометър.)

2005 - първият в света Triaxis® Magnetic sensor (датчик за магнитно поле по 3 оси; намира широка употреба в автомобилната индустрия и битовата електроника)

2004 - първата в света Single Chip Smart LIN (Интелигентен LIN/локална интерко- некторна мрежа/ интерфейс)

1996 - първият в света Programmable Linear Hall (програмируема интегрална схема с линеен изход, показващ силата на приложеното магнитно поле)

www.melexis.com

ТЕХНИЧЕСКИ УНИВЕРСИТЕТ - СОФИЯ

Техническият университет - София (ТУ-София)е най-големият учебно- научен комплекс в България в областта на техническите и приложните науки, съхранил в себе си добрите традиции във висшето образование, заложени от неговите създатели.

г- Основан през 1945;

> 14 факултета;

> 3 департамента;

> Повече от 15 000 студенти редовно обучение, около 2500 задочно и много докторанти и пост докторанти.

ОБУЧЕНИЕ

В Техническия университет се обучават студенти, български и чуждестранни, редовно, задочно и дистанционно в три образователно- квалификационни степени и една образователна и научна:

- Професионален бакалавър - 180 кредита, срок на обучение 3 години, завършва с полагане на държавен изпит;

- Бакалавър- 240 кредита, срок на обучение 4 години, завършва с разработване и защита на дипломна работа;

- Магистър - 75 кредита, срок на обучение за студенти с бакалавърска или магистърска степен - 1,5 години, завършва с разработване и защита на дипломна работа;

- Доктор -срок на обучение в зависимост от формата, завършва с разработване и защита на дисертационен труд.

София 1000, бул "Св Климент Охридски” 8, тел : 02/ 965 21 11, факс: 02/ 868 32 15, www.tu-sofia.bg

Техническият университет - София извършва значителна научна и научно- приложна дейност, провеждана от преподаватели и студенти в сътрудничество с фирми като Сименс, Ериксон, Майкрософт, Даймлер/Крайслер и др.

МЕЖДУНАРОДНИ ВРЪЗКИ

Техническият университет - София поддържа интензивни връзки с повече от 50 висши училища в Европа, Азия, Северна Америка и Африка. Университетът членува в реномирани европейски и световни организации, участва в множество проекти по програми на Европейския съюз, ЮНЕСКО и НАТО.

Институционална акредитация на Технически университет - София - Решенията на Съвета за акредитация на 14 юни 2012:

Техническият университет - София е присъдена институционална акредитация с обща степен на всички критерии 9,50 (девет цяло и пет десети).

Акредитацията се присъжда за срок от 6 години във връзка с разпоредбите на член 79 (4) от Закона за висшето образование

Общия брой студенти, включително докторанти е над 20 000

Контакти:

www.tu-sofia.bg бул. “Климент Охридски”, 8

София, 1000

ФАКУЛТЕТ ПО ЕЛЕКТРОННА ТЕХНИКА И ТЕХНОЛОГИИ

Факултетът по електронна техника и технологии (ФЕТТ) е лидер в обучението и научните изследвания в областта на електрониката на национално ниво. ФЕТТ е един от базовите факултети на Технически университет - София. Той включва четири катедри - „Електронна техника”, „Микроелектроника”, „Силова електроника” и „Химия”.

Във ФЕТТ се предлага съвременно обучение с признато качество (акредитации на национално и международно ниво като например световната професионална инженерна организация Institution of Electrical Engineering, Лондон, Великобритания) по специалността „Електроника” за получаване на степените „бакалавър”, „магистър” и „доктор”.

Обучението във ФЕТТ е в съответствие с най-новите постижения в областта на електрониката, както и с образователни и изследователски програми на водещи европейски университети в Англия, Германия, Франция, Холандия, Италия, Белгия и други страни. Учебните планове включват фундаментални и специализирани курсове за бакалавърски и магистърски степени с обучение в областта на математика, физика, химия, полупроводникови елементи и интегрални схеми, електротехника, материалознание, аналогова, цифрова и микропроцесорна схемотехника, микроелектроника, мощни електронни преобразуватели на енергия, компютъризирани системи, автоматизирани системи за проектиране, технологии на електронното производство, медицинска електроника, ядрена електроника, контрол и измерване, надеждност, сензори, нанотехнологии и др. Завършилите специалност „Електроника” във ФЕТТ са много добре приети от работодателите в България и чужбина, поради придобитите широкопрофилни знания и професионални умения. Обучението по „Електроника” дава широка основа от теоретични знания и практически умения за разработка, производство и приложение на електронния хардуер в областите: Енергетика; Отбрана; Комуникации; Химия; Транспорт; Лека промишленост; Медицина; Земеделие и др.

Специалността „Електроника” включва четири направления: „Електронни уреди и системи”, „Биомедицинско инженерство”, "Силова електроника” и „'Микроелектроника”.

За контакти:ТЕХНИЧЕСКИ УНИВЕРСИТЕТ - СОФИЯ, бул. „Климент Охридски” №8 ФАКУЛТЕТ ПО ЕЛЕКТРОННА ТЕХНИКА И ТЕХНОЛОГИИ

ФАКУЛТЕТНА КАНЦЕЛАРИЯ: СТУДЕНТСКА КАНЦЕЛАРИЯ:тел: +359-2-965-22-20; +359-2-965-35-01 тел: +359-2-965-30-63, кабинет: 1331,факс: +359-2-965-22-20, кабинет: 1332а E-mail: fett-k@tu-sofia.bgE-mail: adi@ecad.tu-sofia.bg Интернет: http://www.fett.tu-sofia.bg

Федерацията на научно-техническите съюзи (ФНТС) в България, или Федерацията, е творческо- професионално, научно - просветно, неправителствено, неполитическо сдружение с нестопанска цел на юридически лица - съсловни организации, регистрирани по ЗЮ/1НЦ, в които членуват инженери, икономисти и други специалисти от областта на науката, техниката, икономиката и земеделието.

ФНТС е съучредител и член на Световната федерация на инженерните организации (WFEO).

ФНТС членува и в Европейската федерация на националните инженерни асоциации (FEANI), ФНТС е член на Постоянната конференция на инженерните организации от Югоизточна Европа /С0.Р.1.С.Е.Е./, Глобалният Договор на ООН, Европейски млади инженери (EYE).

W F E O / F M O I

Световната федерация на инженерните организации GO П /

Европейската федерация на националните инженерни асоциации

European Young Engineers

Европейски Млади Инженери

ФНТС осъществява двустранно сътрудничество със сродни организации от редица страни.

ФНТС обединява 19 национални сдружения - научно-технически съюзи /НТС/ и 34 териториалнисдружения - ТС на НТС, в които членуват над 15000 специалисти от цялата страна.

ДЕЙНОСТИ:

• Организиране на научно-технически прояви - конгреси, конференции, симпозиуми, семинари, кръгли маси, дискусии, изложби, консултации и др.;

• Изготвяне на становища и участие с експерти в разработване на проекти на закони, правилници, наредби, програми и др. нормативни документи, свързани с развитието на науката, техниката и технологиите;

• Нормативно, организационно и методическо осигуряване и провеждане на квалификационна дейност;

• Развитие на научно-техническа информационна система и пропагандиране на научно- технически постижения;

• Проучване, разработване и решаване на конкретни задачи, свързани с развитието на отделни отрасли, региони и дейности, подпомагане на малкия и среден бизнес и внедряване на съвременни технологии и ноу-хау;

• Осъществяване на взаимноизгодно сътрудничество със сродни организации у нас и в чужбина;

• Провеждане на конкурси и стимулиране на творческите изяви на специалистите и преди всичко на младите хора;

• Организиране на посещения на панаири и технически обекти, поддържане на информационно - библиотечни центрове и видеотеки с научно-технически филми;

• Специализирана издателска дейност.

Адрес: ул. "Г.С.Раковски" №108, София, 1000; http://www.fnts.bg

UNION OF ELECTRONICS. ELECTRICAL ENGINEERING AND TELECOMMUNICATIONS ГСЕЕС1СЕЕС

1000 Sofia, BULGARIA

fax: +(359) 2 987 9360

108 Rakovski St. tel: +(359) 2 987 9767

http://ceec.fnts.bg e-mail: ceec@mail.bg

UNION OF ELECTRONICS, ELECTRICAL ENGINEERING AND COMMUNICATIONS/СЕЕС/

Member of theFEDERATION OF SCIENTIFIC AND TECHNICAL UNIONS IN BULGARIA /FNTS/

The Bulgarian Union of Electronics, Electrical Engineering and Telecommunications /СЕЕС/ is a national scientific-technical, non-governmental, non-political, and non-profit creative and professional association - part of the civil society in the Republic of Bulgaria. СЕЕС is an active member of FNTS.

СЕЕС, in the form of professional association, has existed under various names ever since 1936. At first as a division of Electrical Engineering in the National organization of the Bulgarian Engineers and Architects /BIAD/ and later on as an independent national scientific-technical union of the electrical engineers, scientist and telecommunication specialists within the FNTS. Under its present name, "Union of Electronics, Electrical Engineering and Telecommunications /СЕЕС/", it has existed since 1982.

СЕЕС is a member of the Convention of National Societies of Electrical Engineers in Europe /EUREL/.

СЕЕС office is at: 1000 Sofia, BULGARIA, 108 "Rakovski" Street© +(359) 2 987 9767, e-mail: ceec@mail.bg, http://ceec.fnts.bg

The main goals and objectives of СЕЕС are:• To unite the efforts of its members, facilitate the creation of better

environment for their creative and professional development, as well as to provide more efficient participation in the process of formation of the Bulgarian civil society, acting as a consulting body and government corrective in the areas of the science and economics

• To promote the interests of its members when dealing with the governmental and local institutions

• To enhance and expand its international contacts and develop mutually helpful collaborations with similar associations in Bulgaria and abroad

• To help in the improvement of the scientific and professional qualifications of its members by organizing conferences, workshops, discussions, as well

as by collecting and dissemination of scientific and technical information, and establishment of in-house publishing activity

• To raise the prestige of the electrical engineering, electronics and telecommunication technologies in the civil society, to raise awareness of these professions with regards to state and local institutions, and help in forming positive public opinion towards continuous lifelong learning

СЕЕС has structures in all major cities in Bulgaria. Members of СЕЕС are more than 1200 certified engineers, scientists from the Technical Universities and the Bulgarian Academy of Sciences, specialists and managers in factories and firms, students and post-graduate students, organized in clubs and national scientific- technical divisions, devoted to the electrical engineering industry, electronics, telecommunications, electromagnetic compatibility, acoustics, etc. The corporate members include more than 50 firms, establishments and organizations.

СЕЕС organizes regular international and national scientific-technical events, such as the International Symposium on Electrical Apparatus and Technologies "SIELA", the International Conference on Electrical Machines, Drives and Power systems "ELMA", the International Conference "TELECOM", the International Conference on e-beam technologies "EBT", the National conference with extensive international participation "ACUSTICS", seminars on Earth-Sun interactions, etc.

Using its Business (professional experts) clubs, СЕЕС organizes company presentations, and discussions on economics, scientific and technical topics of interest to the community.

For over half a century СЕЕС has been the publisher of the peer-reviewed monthly science journal "ELECTROTECHNICA+ELECTRONICA" - "E+E". The website of the journal is at http://epluse.fnts.bg

СЕЕС maintains regular contacts with similar organizations abroad. For over ten years СЕЕС has had a signed agreement with VDE - the Union of German Engineers in the field of the Electrical Engineering, Electronics and Informatics. There are strong links and productive cooperation with the Association of Polish Electrical Engineers /SEP/, with close contracts lasting over a decade. There is an ongoing constructive exchange of information and best practises with parallel organizations from Romania, Russia, Macedonia, etc.

СЕЕС has a long-term agreement for cooperation with IEEE, and all international conferences organized by СЕЕС are supported and partially sponsored by IEEE.

СЕЕС puts extensive efforts in collaborating with the Bulgarian Association of Electrical Engineering and Electronics.

WWW.IEEE.org

About the IEEEThe IEEE (Eye-triple-E) is a non-profit, technical professional association of more than 360,000 individual members in approximately 175 countries. The full name is the Institute of Electrical and Electronics Engineers, Inc., although the organization is most popularly known and referred to by the letters l-E-E-E.Through its members, the IEEE is a leading authority in technical areas ranging from computer engineering, biomedical technology and telecommunications, to electric power, aerospace and consumer electronics, among others.Through its technical publishing, conferences and consensus-based standards activities, the IEEE

• produces 30 percent of the world's published literature in electrical engineering, computers and control technology,

• holds annually more than 300 major conferences and• has nearly 900 active standards with 700 under development.

The benefits of IEEE membership include these offerings:• Membership in one or more of 37 IEEE Societies and four Technical Councils spanning the range of electrotechnologies and information technologies

• More than 300 local organizations worldwide for member networking and information sharing

• Educational opportunities to ensure engineers' technical vitality• More than 1,150 student branches at universities worldwide• Public advocacy for U.S. member interests, and for women in engineering

and ethics• Special cost-saving and value-added benefits for MEMBERS ONLY• Prestigious awards and recognition of technical and professional

achievements• Opportunities for volunteering, leadership and participation in a variety of

IEEE activitiesElectronic commerce with the IEEE through a variety of Web-based

Services

25 YEARS OF INNOVATIONS

Antelope Audioa r lmag

k • ty

WHO WE ARE

We are a manufacturer of high-end professional and home audio devices. Our products play a major part in leading recording, mixing and mastering studios,

live show rigs and post-production facilities around the globe.

&WHAT WE DO

Our product portfolio ranges from audio and video master clocks, analog to digital and digital to analog

converters, to audio interfaces, microphone preamps and analog signal processors. We cover all processes of

audio production, providing a coherent signal flow

Digital Clarity Analog Warmth

Antelope Audio utilizes Igor Levin's considerable

experience in digital audio, replete with multiple innovations and accolades.

{ proprietary clocking and jitter management

technologies}

{ pioneer in the adoption of Atomic clock generators

for audio purposes}

{custom-designed digital and analog circuits }

{high-speed custom USB chip and drivers}

{world's first 1U 32-channel audio interface }

{world's first multi-channel portable interface with 12 mic pres }

o $OUR CLIENTS

Our clients' list includes multiple Grammy and Oscar award-winning sound engineers, who work with artists

such as Red Hot Chili Peppers, Coldplay, Depeche Mode, U2, Chick Corea, Mariah Carey to name a few and on

Hollywood blockbusters such as Avatar, The Dark Knight Rises and Interstellar.

Our products play an important role in the live set ups of artists such as Stevie Wonder, Rihanna, Jay-Z,

Justin Timberlake and Korn.

GDRION" Orion32 is a 32-channel A/D & D/A converter and audio master clock, supporting both MADI and USB interfaces, clocked by Antelope's renowned 64-bit Acoustically Focu Clocking (AFC) technology.

32-channel AD/DA Converter and Master Clock

DIO Zen Studio is the portable audio interface with the most comprehensive analog and digital I/O. It features a total of 38 simultaneous input and 32 output channels plus 24 simultaneous I/O channels on USB.

<zen£jVmo

LJklU* • • •

* ^ УШ1 Л

Professional Portable Audio Interface with 12 Mic Pres\ A ' V / W 4 V ^ Y T i / J y

Pure2 is a mastering-grade 24/192 kFIz AD/DA 2-channel converter and master clock that Includes a relay-controlled volume attenuator. It utilizes pristine analog circuitry, driven by a proprietary multi-stage linear power supply for unsurpassed digital clarity and analog realism.

Mastering AD/DA Converter & Clock

03LIPSE 384Eclipse 384 is an advanced 384 kHz A/D & D/A converter clocked by Antelope’s renowned 64-bit AFC technology and a flexible monitoring system. It provides mastering and mixing engineers an unprecedented level of productivity, sound quality and ease of use.

Professional Stereo AD/DA and Master Clock

n t e l o p e 6 PapaYoan Pavel IIsq, 1164Sofia Tel.: +359 2 43 91 548 Email: hr@antelopeaudio.com

www.AntelopeAudia.com

For those refusing to accept compromises in audio quality there is the Isochrone 10M - a Rubidium Atomic Reference Generator based on real atomic technology. The 10M is designed specifically to appeal to the most discerning audiophiles and audio professionals.

Rubidium Atomic Clock

Trinity is the best-sounding and most versatile Master Clock available anywhere. Installed in some of the most prominent audio and post production facilities around the globe, Trinity is in the roots of a great percentage of contemporary music and movie productions. Trinity is also an integral component of some of the largest live concerts and events nowadays.

Universal High Definition Master Clock

SATORISatori is a true analog monitoring controller and summing system, providing clean, transparent and coherent audio processing. The relay-based attenuator, four independent headphone amps, various talk back options and a plethora of stereo effects make it a perfect fit for any studio.

High-End Monitoring Controller

MP32 is a 32-channel console-grade microphone preamp with integrated software remote control and Antelope Audio's exciting new approach to analog circuit design. We designed MP32 to be a perfect match for our top-selling audio interface Orion32.

Antelopewww.AntelopeAudio.com

6 Papa Yoan Pavel II sq, 1164 Sofia Tel.: +359 2 43 91 548 Email: hr@antelopeaudio.com

AQ Magnit AD

AQ Magnit is part of AQ Group, Business area Inductive components. Our business is production, we have a long term view and we fully commit ourselves to live up to

cutomer expectations for quality, delivery, performance, technological development and service.

Production

Customer-driven manufacturingOur factories in Bulgaria, China and India constitute modern facilities with effective customer-driven production groups. “Customer-driven” means that production is adapted to the customer's demands.

Applications

• Traction and auxiliary drives for trains• Dry transformers and inductors• Low/medium voltage industrial converters• Relay protection systems• Equipment for process automation• Power supplies

Services

AQ Inductive Components offers a high level of service with a number of developed services:• Product development• Calculations •CAD• FE electrical and mechanical analysis• Prototype production• Contract manufacturing in accordance with the customer's specifications• Electrical measurements• Type and routine tests in accordance with EN/IEC standards• Environmental tests (in collaboration with external laboratories)• Repairs

WE ARE RELIABLE

CustomerFocus

Simplicity

Entre- Costpreneurial Efficiency

business

Courageand

Respect

Certification

Ensuring high quality products and driving for Continuous improvement of processes and practices, we have certi­fiedour activities with the following Standards:• EN ISO 9001/2008• IRIS• EN 15085-2 CL1• EN 3834-2

www.aqg.se

ft И r AQ Magnit AD QQ

AQ Magnit is part of AQ Group, Business area Inductive components. Our business is production, we have a long term view and we fully commit ourselves to live up to cutomer expectations for quality, delivery, performance, technological development and service.

Production

Customer-driven manufacturingOur factories in Bulgaria, China and India constitute modern facilities with effective customer-driven production groups. ‘Customer-driven” means that production is adapted to the customer's demands.

Applications

• Traction and auxiliary drives for trains• Dry transformers and inductors• Low/medium voltage industrial converters• Relay protection systems• Equipment for process automation• Power supplies

Services

AQ Inductive Components offers a high level of service with a number of developed services:• Product development• Calculations •CAD• FE electrical and mechanical analysis• Prototype production• Contract manufacturing in accordance with the customer's specifications• Electrical measurements• Type and routine tests in accordance with EN/IEC standards• Environmental tests (in collaboration with external laboratories)• Repairs

Certification

WE ARE RELIABLE

Ensuring high quality products and driving for Continuous improvement of processes and practices, we have certified our activities with the following Standards:• EN ISO 9001/2008• IRIS•EN 15085-2 CL1• EN 3834-2

www.aqg.se

DATECSФирма Датекс е създадена през 1990 от група научни работници от

Института по Приложна Кибернетика при Българската Академия на науките.Началото бе поставено с първите шрифтове на кирилица във формат PostScript през 1990 г., с първия лазерен принтер е вградени шрифтове на кирилица през 1991 г., и е първата професионална програма за пълна поддръжка на кирилица в средата на MS Windows - Flex Type - през 1992 година. През 1996 г., Съветът за сигурност и Сътрудничество в Европа прие Flex Type 2.0 за стандарт в своите програмни продукти за комуникация, а през 1997 Microsoft закупи лиценз от Датекс за разпространение на програмата за сричкопренасяне и проверка на правопис - FlexWord. Днес, повече от 95% от компютрите в България и много от тези в Европа и САЩ, ползват кирилица е помощта на Flex Type или FlexWord.

През 2001 г. беше разработена и въведена Система за Тотално Управление на Качеството, отговаряща на стандарта ISO 9001:2000. В края на 2001г. ДАТЕКС ООД покри изискванията на стандарта ISO 9001:2000 и премина успешна сертификация. През 2008 година Фирмата се ресертифицира по новата версия ISO 9001:2008, а през 2013 г. по БДС ISO/IEC 27001.

Фирма Датекс е коректен партньор на няколкостотин свои представители в страната и (няколко десетки) в чужбина.

Адрес: България, София 1784,Цариградско шосе 115А

Президент: Николай Илиев 02 816 56 50 nik@datecs.bg

Изпълнителен директор: Пенчо Илиев02 816 55 55pencho@datecs.bg

68, Bratya Bakston blvd. 1618 Sofia BULGARIA

—Тел: +359/2 850 0430

+359/2 850 0431+359/2 955 9303

Факс: +359/2 955 9189

www.balkantel.net

BALKAN^cmmunciiions 3 MAJOR PROJECTS

■/ MINISTRY OF DEFENCE, REPUBLIC OF BULGARIA: Deployment of Comm uni call on, information and Navigation infrastructure for ensuring surveillance, control and support of the forces providing for the air sovereignty of the Republic of Bulgaria (first stage) in accordance with NATO standards for Air Policing; Ensuring of real-time, secure data exchange by using modern communication and information systems during normal operations and in situations of crisis, disasters and accidents; Network Management Software

s NATIONAL RAILWAY INFRASTRUCTURE COMPANY: Rehabilitation of signaling and telecommunications along the section Sofia- Kariovo: replacement and modernization of signaing equipment and devices within tie stations, station-to-station areas and level crossings:

✓ NATIONAL RAILWAY INFRASTRUCTURE COMPANY : Rehabiitation of the railway track along the section Plovdiv- Boifgas Rehabilitation of the railway track with a total length of almost 300 km and moderrezation of the signaling Balkantel Ltd. is an officially nominated subcontractor of the main executor of the project The project scope encompass design, factory acceptance tests (FAT) civti worfcs. setting up. test and commissioning;

✓ MINISTRY OF DEFENCE. REPUBUC OF BULGARIA: NATO / ICAO FLIGHT INSPECTION SYSTEM ON L410 AIRCRAFT Equipping of L-410 Aircraft with fully Automatic Navaids Flight Inspection System. The project induded delivery installation systi integration and putting into operation of flight checks system for the ground communication, information and navigation systems ('

BALKAN av" Balkantel is an Engineering. Procurement. Contracting

and Manufacturing company founded in 1990 and specialized in telecommunications, radio transmission and broadcasting, control and surveillance systems, air navigation, railway signalling and safety, precision calibration & measurement equipment.

V The company has established itself as a major supplier, system integrator and contractor of “turn-key" projects implementing a lot of significant telecom infrastructureprojects of national importance.

■S Balkantel has been awarded long-term maintenancecontracts ensuring the life-time operation of the equipment and systems

Over the years of operation on the Bulgarian market, BALKANTEL has built a solid reputation as one of the main contractors and suppliers for large size customers such as:

* the Bulgarian Telecommunication Company ■ National DON project, eastern optical ring with more than 1400km for data and voice transmission

/ the Bulgarian Ministry of Defense* the Ministry of Transport, information technology and communications

s the Bulgarian Air Traffic Service Authority ■ project for national transmission system between airports for voice, data and navigation information

✓ the National ElectricalCompany

* the Nuclear Power Plant “Kozloduy ”

* the National Company of Radio & TV Stations Realization of a “turn key” project for development of 15GHz RRL Microwave network for the segments: ATSA Sofia-ChemiVrah; ChemiVrah-Sofia Airport; Sofia Airport-Ministry of Transport; Sofia-Airport-Boyana; Sliven Karandila area-Varbitsa; Varna - Varna Airport

* State Agency for Metrology and Technical Surveillance✓ State Agency of Civil Protection

* Bulgarian National Television; Private Radio and TV Stations

J Terem “Khan-Krum!'Targovishte plant

✓ Other projects

BALKANTEL Ltd. has a leading position on the Bulgarian market and excellent recommendations resulting from its high professionalism, reliability, precision and effectiveness, high service quality, customer-oriented services, superior variety of services, equipment ana solutions.

BALKANTEL Ltd. is maintaining an Integrated Quality Managing System, certified according to standards ISO 9001:2008, ISO 14001:2004, OHSAS18001:2007, AQAP 2110 and is applying it for complete satisfaction of our customers demands and needs.

MAIN ACTIVITIES AND RESPONSABILITIES

S Delivery of wide range of specialized telecommunication and navigation equipment and technology, security systems for railway transport, surveillance systems;S Installation and integration of a wide range of telecommunication, IT and electronic equipment; navigation systems; railway signaling and security systemsS Installation and integration of related infrastructure facilities - shelters, towers, power supply;S Site Su rvey and Site Acceptan ce s upport, trai ni n g cours es;S Control and periodically testing of telecommunication and navigation equipments;S Repair an d M ai ntenan ce of telecomm un icati on an d electroni c equ ipment;S Two measurement labs for control and repair services;S Other su pport en g in eerin g activities;S Design, development and validation of software products;S Development and promotion of innovation technologies;•S Design of communication devices and interface;•S Consulting on renewable energy projects;S Consultingontelecommunicationsand railway signaling;

BALKANlili

•ллш

/IsymtekJ A NORDSON COMPANY

HELLERш

TECHNOLOGYCRTJ П1ЧQ rJtJJf

HumiSeafСчш* Sp*dUly CwlJngt

/^TEBT1

Дистрибутор на оборудване и материали от водещи световни производители за монтаж, почистване и лакиране на печатни платки -

от производството на прототипи и ремонт до високоскоростни автоматични линии

KesterASSC0N

S Y S T E M T E C H N I K

ElAUTOTROniK^ / ^inf#vunlra« I# фт

TWSAUTOMATION

PACEОПИТ И ТРАДИЦИЯ - ПОВЕЧЕ ОТ 35 ГОДИНИ СМЕ ВОДЕЩИ В БРАНША

АМТЕСТ ЕООД, 1421 София, бул. „Арсеналски“ № 81, вх. В, тел.: 964 1930, факс: 963 1566, e-mail: office@amtest.bg, www.amtest.bg

“ОПТИКС" предлага развитие и професионална реализация на млади инженерни специалисти

„ Оптикс“ АД предлага много добри възможности за професионална реализация.

Компанията е специализирана в конструирането и производството на оптични, оптикомеханични и оптикоелектронни възли и изделия с военно и гражданско предназначение.

Прилагайки компетентно съвременните технологии, компанията извършва целия производствен процес - от проектиране и реализиране на прототипи до серийно производство на елементи, възли и уреди.

Ние Ви предлагаме:- обучение от опитни специалисти в оптичното производство и най-

иновативните технологии в областта;- професионално развитие и възнаграждение, обвързано с постигнатите

резултати и натрупан опит;- съвременна работна среда, оборудвана с модерни съоръжения и апаратура; стажантски програми.

Ако сте мотивирани, инициативни и организирани специалисти или Ви предстои дипломиране и искате да изградите бъдещата си професионална кариера се присъединете към нас като изпратите Вашата кандидатура на адрес: hr@optixco.com.

ОПТИКС АД4500 Панагюрищеул. "Захари Стоянов" №65Тел: 0357 64 125Факс: 0357 63 097E-mail: hr@optixco.comweb: www.optixco.com

2000 гр. Самоков ул. Преспа №18, www.samel90.com

MSol ut ionsОбши данни:

Наименование на фирмата: ММ Солушънс АД

Адрес:гр. София, ул. „Тинтява“ № 15-17

Собственик, ЕИК, ДДС номер: МОЛ: Николай Даскалов, ЕИК: 200530709, ДДС

№BG200530709

Е - майл адрес: ndaskalov@mm-sol.com

Служебен / мобилен телефон:02/868 91 86

Факс: 02/868 91 86

Кратко фирмено представяне:

ММ Солушънс АД е българска софтуерна компания създадена през 2001 г. в гр. София.

Компанията има дългогодишен опит в разработването и поддържането на софтуер за

мобилни телефони, таблети, навигационни системи и други устройства.

Фирмата има трайно партньорство с едни от най-големите производители на чипове и

мобилни устройства - Texas Instruments, QualComm, Samsung, HTC, LG, Motorola, Huawei и

много други.

В стремежа си да бъде конкурентен представител в своята пазарна ниша ММ Солушънс АД

е изградила екип от висококвалифицирани софтуерни инженери. Към момента в

Компанията работят 200 служители.

Интернет адрес: www.mm-sol.com

Лице за контакт от страна на фирмата:

Трите имена: София Медникарова

Заемана позиция: Човешки ресурси

Адрес:.гр. София, ул. „Тинтява“ № 15-17

Е - майл адрес: smednikarova@mm-sol.com