3
Review Bias Verstärker
21
2DDG
RR
RVV
+=
2tGSD )Vv(Ki −=
Datenblatt: K = 2.5 mA/V2, Vt = 2 V,
Wahl ID = 10 mA, VDS = 4 V, VDD = 12 V
RS = 300 Ω, R1 = 500 kΩ,
FET Typ?
VS = ?
VGS = ?
VG =?
VD = ?
RD = ?
R2 = ?
Check VDS > VGS - Vt
Lösung: NMOS-E, 3 V, 4 V, 7 V, 7 V, 500, 700 k, 4 V > 2 V ok
tGS VV >
4
FET als Schalter
PMOSVVv
NMOSVVv
tGSDS
tGSDS
−>
−<
DStGSD v)Vv(K2i −⋅= )Vv(K2
1
i
vr
tGSD
DSDS
−⋅==
Bedingung:
Gleichung:
oder
…heisst FET als niederohmigen Widerstand betreiben
5
FET als Schalter
PMOSVvv
NMOSVvv
tGSDS
tGSDS
−≥
−≤
DStGSD v)Vv(K2i −⋅= )Vv(K2
1
i
vr
tGSD
DSDS
−⋅==
Bedingung
Triode Range:
Gleichung:
oder
Design: Wähle vDS (kleiner Wert)
Berechne ID mit Vorgabe VDD und RD
Berechne VGS mit FET Gleichung (ohmic region)
Erzeuge VGS
VG
6
FET als Schalter
DNMOSVvv tGSDS −−≤
DStGSD v)Vv(K2i −⋅= )Vv(K2
1
i
vr
tGSD
DSDS
−⋅==
Bedingung
Triode Range :
Gleichung:
oder
Beispiel:
RD = 1 k, VDD = 5 V,
VDS = 0.1 V, K = 10 mA/V2, Vt = 3 V
ID = 4.9/1k = 4.9 mA
rDS = 20.4 Ω, VGS – Vt = 2.45 V
VGS = 5.45 V
VG = VGS + VS = 5.45 V
check Triode Range: 0.1 < 2.45 ok
VG
7
FET als Schalter
PMOSVvv tGSDS −≥
DStGSD v)Vv(K2i −⋅=)Vv(K2
1
i
vr
tGSD
DSDS
−⋅==
Bedingung
Triode Range :
Gleichung:
oder
Beispiel:
RD = 1k, VSS = 5 V,
VDS = -0.1 V, K = 10 mA/V2, Vt = -3 V
ID = 4.9/1k = 4.9 mA
rDS = 20.4 Ω, VGS – Vt = -2.45 V
VGS = -5.45 V
VG = VGS + VS = -0.45 V
check Triode Range: -0.1 > -2.45 ok
8
CMOS Schalter/Logik
• Stufe invertiert den Eingangszustand
• Immer einer der beiden Schalter FET ist off
• Stromverbrauch im statischen Zustand praktisch NULL (10 nW)
• Im dynamischen Fall müssen die Kapazitäten der FET und der Last
umgeladen werden Stromverbrauch ca. 1mW/MHz
• Versorgungsspannungen von 0.75 V bis 15 V sind herstellbar
• Ausgang erreicht den maximalen Hub VDD
• Eingang ist sehr hochohmig (MΩ)
10
Analog Schalter
Single Type
Dual Type (Transmission Gate)
Es muss sichergestellt sein,
dass FET im Triode Range arbeitet.
FET stellt dann Widerstand rDS dar
rDS nur für kleine Signalpegel konstant (vGS variiert!)
N und P leiten je nach Signalpegel verschieden
stark insgesamt ausgeglichener rDS
11
Lineare Spannungsregler
Linearer Spannungsregler mit Z-Diode (Längsregler)
BJT:
VAUS = VZ – 0.7+ Erlaubt grössere Lastströme als IZT
- Nicht regelbar, nicht einstellbar
- VBE ungenau
- nur mit BJT empfohlen
+ VAUS+ VEIN
12
Lineare Spannungsregler
Linearer Spannungsregler mit variabler Spannung (Längsregler): Familie 78xx
32
321ZAUS
RR
RRRVV
+
++=
VBE wird durch OpAmp ausgeglichen
• Statt BJT auch Enh. NMOS einsetzbar
• Max. OpAmp Ausgangsspannung = Vein
• VCE muss typ. ≥ 2 V sein (OpAmp Sättigung)
• Auch PNP oder PMOS
(OP-Eingänge vertauschen) LDO
VB < VOPmax < VEIN
VE = VB -0.7
+ VEIN+ VAUS
13
LDO: Low Dropout Regler
Low-Dropout PNP Regulator Low-Dropout P-Channel MOSFET Regulator
• PNP-Transistor Betrieb im Sättigungsbereich
• PMOS FET Betrieb in der Ohmic Region
• Dropout typ. 0.3 – 0.7 V erreichbar
VB = VEIN - 0.7 < VOPmax
VC = VE -0.3
VG = VEIN - Vt < VOPmax
VD ≈ VS
E C S D
Für PNP, PMOS reicht die max. OpAmp Ausgangsspannung auch für
VOPmax = VInput
15
Längsregler Variabel
IO < 1.5 A
VREF = 1.25 V ± 50 mV
IADJ = 50..100 µA, Voltage & Load Variation < 5 µA
16
Lab Längsregler
Q1, Q2: 2N2219
OP: uA741 an VIN, GND
D1: 4.7 V oder 5.1 V
VIN = 9…15 V,
10 µF on Board
IZ = 10 mA @ Vin = 12 V
R2 = 4.7 kΩ
VOUT = 9 V
RL = 22k, 2200, 820, 220 Ω
Kurzschlussstrom: 50 mA
Messen mit RL = 100 Ω, 0 Ω
Messen:
∆Vout = f(Vin)
∆Vout = f(RL)
Q2 stiehlt Basisstrom von Q1
uA741 ist kurzschlussfest: Imax=20 mA
17
Schaltregler (Power)
Linearer Spannungsregler haben geringen Wirkungsgrad,
dafür ein Ausgangssignal ohne jeden Ripple
Wirkungsgrad sind aber wichtig für:
18
Schaltregler
Ansatz: Anstelle des linear betriebenen Transistors einen Umschalter benutzten
Buck Converter
(Abwärtsregler)
V0
V0=D·VS
VS
VS
engl. Switching Regulator, DC-DC Converter
Was ist zu
erwarten?
Mittelwert der
Rechteckspannung
20
Buck Converter
Diode ist in Sperrrichtung betrieben
Spannung über L ist VS-V0
Strom durch L nimmt linear zu
Energie wird in Induktivität gespeichert
Der Kondensator wird geladen
Cap. Current
Remember
dt
dvCi
dt
diLv
CC
LL
=
=
Betrachtung V/I
in Schalterphasen
Phase 1
21
Buck Converter
Strom durch L muss weiter fliessen in gleicher Richtung
Diode ist im Flussbetrieb (Schottky Diode verwenden)
Spannung über L springt von VS-V0 auf -V0-VD
Strom durch L nimmt linear ab
Induktivität gibt Energie an C weiter
Cap. Current
Betrachtung V/I
in Schalterphasen
Phase 2
Remember
dt
dvCi
dt
diLv
CC
LL
=
=
Note: Nutze Modell ideale Diode VD = 0
22
Buck Converter
Zeitlich parallel zum Laden:
Sobald über C eine Spannung liegt fliesst ein Strom durch R
Die Kapazität wird entladen
Es stellt sich ein Gleichgewicht ein: Mittelwert der Rechteckspannung
V0 weist einen geringen Dreieck Ripple auf mit der Schatlfrequenz
Cap. Current
V0 = D·VS D = Tastverhältnis am Schalter, D = Ton/(Ton+Toff)
Betrachtung V/I
in Schalterphasen
Phase 2
23
Buck Converter
Realisierung mit Power FET und Schottky Diode
VS V0
iL springt nicht ! Gleichgewicht: Mittelwert iL = Laststrom Io
FET: Enh. PMOS (auch NMOS)
25
Buck Converter Praxis
ohne Herleitung
(Richtwert)
D = Vout/Vin
Reservefaktor RF bei Lf verhindert Lücken und Sättigung von ILund zu hohe Stromspitzen im Switch
10...2RFIf
D)VV(RFL
os
outinf =
⋅
⋅−⋅=
f
2
sout
outf
Lf
)D1(
V
V
8
1C
−
∆=
• Regelung der Spannung über das Tastverhältnis D
• Ersetzen Diode durch zweiten Power FET
fs: Schaltfrequenz
Io: Laststrom
∆Vout: Ausgangs-Ripple
P-CH
N-CH
26
Buck Converter Beispiel
Schaltfrequenz fs = 50 kHz
Eingangsspannung Vin = 12 V
Ausgangsspannung Vout = 3 V
Wunsch Ripple ∆Vout = 0.1 V
Min. Ausgangsstrom I0 = 2 A
RF = 10
H225250000
25.0)312(10L f µ=
⋅
⋅−⋅=
D = Vout/Vin = 0.25 (25%)
F5225500001.08
75.03C
2f µ=µ⋅⋅⋅
⋅=
os
outinf
If
D)VV(RFL
⋅
⋅−⋅=
f
2
sout
outf
Lf
)D1(
V
V
8
1C
−
∆=
27
Buck Converter: Regelung
Hauptvorteil für Schaltregler: Wirkungsgrad erhöhen
Hauptnachteil: Takt benötigt Puls-Breiten Modulator (PWM)
Takt-Ripple überlagert an Last
Prinzip Bild als Vergleich zu Linear Regler, Q1 ideal im Schalterbetrieb
28
a) Vin sinkt: Vout versucht zu sinken
b) Vin steigt: Vout versucht zu steigen
Vout = Vref (R1+R2)/R2 = D Vin
OpAmp in Gegenkopplung:
Praxis:
Anstelle OpAmp wird ein
komplexer Regler verwendet
Buck Converter: Regelung
Note: Q1, D1 ideal
30
Boost Converter
Vo
Vo
VS
VS
Wunsch nach Versorgungsspannung ab Batterie mit geringer Spannung
Umbau
VS << V0
31
Boost Converter
VS
VS VS
Vo
VoVo
Strom steigt linear an
L lädt Energie auf
C liefert den gesamten Laststrom
Spannung über L springt auf VS-V0
Strom nimmt ohne Sprung linear ab
L entlädt Energie in C und R
dt
dvCi
dt
diLv
CC
LL
=
=
tL
vi SL =
32
VS
VS - Vo
(1-D)TSDTS
Boost Converter
Gleichgewicht erreicht wenn:
Mittelwert iL = Laststrom Iod.h. wenn Wechselsignalanteil von iL über eine Periode gemittelt Null ist
S0SSSo
Ts
0
oLooL T)D1)(VV(DTVIdt)t(vIIi −−++=+== ∫
D1
VV S
0−
=
Endzustand ?
34
Boost Converter
1-D = Vin / Vout
outs
0f
Vf
IDC
∆⋅
⋅=10...2RF
VIf
DVRFL
outos
2in
f =⋅⋅
⋅⋅=
Tool: http://www.daycounter.com/LabBook/BoostConverter/Boost-Converter-Equations.phtml
ohne Herleitung
(Richtwert)
fs: Schaltfrequenz
Io: Laststrom
∆Vout: Ausgangs-Ripple
P-CH
N-CH
Nie ohne Last !
Vout ∞
35
Boost Converter Beispiel
Schaltfrequenz fs = 50 kHz
Eingangsspannung Vin = 1.2 V
Ausgangsspannung Vout = 5 V
Wunsch Ripple ∆Vout = 0.2 V
Min. Ausgangsstrom I0 = 50 mA
RF = 10
H8765050.050000
76.02.110L
2
f µ=⋅⋅
⋅⋅=
D = (Vout-Vin)/Vout= 0.76 (76%)
F75.350000*2.0
050.076.0Cf µ=
⋅=
outs
0f
Vf
IDC
∆⋅
⋅=
outos
2in
fVIf
DVRFL
⋅⋅
⋅⋅=
37
Boost Converter: Applikation
Batteriespeisung
Solarzellen
+ hoher Wirkungsgrad
- Ripple mit Taktfrequenz überlagert
38
Klasse D Verstärker
Hohe
Gleichspannung
Audiosignal
Lautsprecher
Vom Buck Converter zum Audio Verstärker
Unterschiede: Tastverhältnis variabel
Strom aus Cf abziehen durch Last und nachladen über Buck
Lf, Cf als Filter für 20 kHz auslegen
Taktrate so hoch wie möglich
41
Zusammenfassung
FET sind auch als Schalter vielseitig:
Digital Logik (CMOS) und Schalter für Analogsignale
|VDS| muss dafür viel kleiner VGS-Vt sein.
Dimensionierung: VDS vorgeben, ID bestimmen, VGS berechnen.
Lineare Spannungsregel zeigen ein sauberes Ausgangssignal,
weisen aber meist einen schlechten Wirkungsgrad auf.
Durch geschalteten MOSFET und Induktivität kann Energie von
Eingangsquelle in Ausgangsquelle gewandelt werden.
Tastverhältnis bestimmt Ausgangsspannung. typ. Wirkungsgrad > 90%
Nachteil: Ausgangssignal enthält Ripple und spektrale Störungen
Es gibt Abwärtswandler (Buck) und Aufwärtswandler (Boost) IC‘s bei denen
nur L und C extern zugeschaltet werden müssen
Ein Regelkreis sorgt für die korrekte Ausgangspannung
bei variabler Quelle und Last
42
Buck & Boost Lab
Berechnen und bauen sie nacheinander die folgenden getakteten Regler
und messen die interessanten Grössen heraus:
Variables D*, Vout, variable Last, Wirkungsgrad.
Buck: 8 VDC auf 4 VDC, Laststrom 200 mA (4 R‘s parallel), fs = 5 kHz, Ripple 100 mV
Boost: 1.5 V AAA Batterie auf 3 V, Last 1..2 LED parallel à 20 mA, fs = 5 kHz, Ripple 200 mV
P.S. Steckbrett schlecht geeignet, erlaubt nur fs = 5...20 kHz und qualitative Resultate. RF = 4 L- Wert: nur 10 mH und 20 mH vorhanden
P-Enh MOSFET: IRF9540 (Vt -2...-4 V), N-Enh MOSFET: IRF 510 (Vt 2…4 V), Diode: Schottky Power:1N5818
http://www.daycounter.com/Calculators/Switching-Converter-Calculator.phtml
Takt: 0V/8V Rechteck 50 Ω Generator *Einige Lab Geni erlauben nur fixes D= 0.5
P
NN
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