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FET Switch & Power

© Roland Küng, 2010

2

without quad. term

ohmic resistor

3

Review Bias Verstärker

21

2DDG

RR

RVV

+=

2tGSD )Vv(Ki −=

Datenblatt: K = 2.5 mA/V2, Vt = 2 V,

Wahl ID = 10 mA, VDS = 4 V, VDD = 12 V

RS = 300 Ω, R1 = 500 kΩ,

FET Typ?

VS = ?

VGS = ?

VG =?

VD = ?

RD = ?

R2 = ?

Check VDS > VGS - Vt

Lösung: NMOS-E, 3 V, 4 V, 7 V, 7 V, 500, 700 k, 4 V > 2 V ok

tGS VV >

4

FET als Schalter

PMOSVVv

NMOSVVv

tGSDS

tGSDS

−>

−<

DStGSD v)Vv(K2i −⋅= )Vv(K2

1

i

vr

tGSD

DSDS

−⋅==

Bedingung:

Gleichung:

oder

…heisst FET als niederohmigen Widerstand betreiben

5

FET als Schalter

PMOSVvv

NMOSVvv

tGSDS

tGSDS

−≥

−≤

DStGSD v)Vv(K2i −⋅= )Vv(K2

1

i

vr

tGSD

DSDS

−⋅==

Bedingung

Triode Range:

Gleichung:

oder

Design: Wähle vDS (kleiner Wert)

Berechne ID mit Vorgabe VDD und RD

Berechne VGS mit FET Gleichung (ohmic region)

Erzeuge VGS

VG

6

FET als Schalter

DNMOSVvv tGSDS −−≤

DStGSD v)Vv(K2i −⋅= )Vv(K2

1

i

vr

tGSD

DSDS

−⋅==

Bedingung

Triode Range :

Gleichung:

oder

Beispiel:

RD = 1 k, VDD = 5 V,

VDS = 0.1 V, K = 10 mA/V2, Vt = 3 V

ID = 4.9/1k = 4.9 mA

rDS = 20.4 Ω, VGS – Vt = 2.45 V

VGS = 5.45 V

VG = VGS + VS = 5.45 V

check Triode Range: 0.1 < 2.45 ok

VG

7

FET als Schalter

PMOSVvv tGSDS −≥

DStGSD v)Vv(K2i −⋅=)Vv(K2

1

i

vr

tGSD

DSDS

−⋅==

Bedingung

Triode Range :

Gleichung:

oder

Beispiel:

RD = 1k, VSS = 5 V,

VDS = -0.1 V, K = 10 mA/V2, Vt = -3 V

ID = 4.9/1k = 4.9 mA

rDS = 20.4 Ω, VGS – Vt = -2.45 V

VGS = -5.45 V

VG = VGS + VS = -0.45 V

check Triode Range: -0.1 > -2.45 ok

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CMOS Schalter/Logik

• Stufe invertiert den Eingangszustand

• Immer einer der beiden Schalter FET ist off

• Stromverbrauch im statischen Zustand praktisch NULL (10 nW)

• Im dynamischen Fall müssen die Kapazitäten der FET und der Last

umgeladen werden Stromverbrauch ca. 1mW/MHz

• Versorgungsspannungen von 0.75 V bis 15 V sind herstellbar

• Ausgang erreicht den maximalen Hub VDD

• Eingang ist sehr hochohmig (MΩ)

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NAND

NOR

N

N

P

P

10

Analog Schalter

Single Type

Dual Type (Transmission Gate)

Es muss sichergestellt sein,

dass FET im Triode Range arbeitet.

FET stellt dann Widerstand rDS dar

rDS nur für kleine Signalpegel konstant (vGS variiert!)

N und P leiten je nach Signalpegel verschieden

stark insgesamt ausgeglichener rDS

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Lineare Spannungsregler

Linearer Spannungsregler mit Z-Diode (Längsregler)

BJT:

VAUS = VZ – 0.7+ Erlaubt grössere Lastströme als IZT

- Nicht regelbar, nicht einstellbar

- VBE ungenau

- nur mit BJT empfohlen

+ VAUS+ VEIN

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Lineare Spannungsregler

Linearer Spannungsregler mit variabler Spannung (Längsregler): Familie 78xx

32

321ZAUS

RR

RRRVV

+

++=

VBE wird durch OpAmp ausgeglichen

• Statt BJT auch Enh. NMOS einsetzbar

• Max. OpAmp Ausgangsspannung = Vein

• VCE muss typ. ≥ 2 V sein (OpAmp Sättigung)

• Auch PNP oder PMOS

(OP-Eingänge vertauschen) LDO

VB < VOPmax < VEIN

VE = VB -0.7

+ VEIN+ VAUS

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LDO: Low Dropout Regler

Low-Dropout PNP Regulator Low-Dropout P-Channel MOSFET Regulator

• PNP-Transistor Betrieb im Sättigungsbereich

• PMOS FET Betrieb in der Ohmic Region

• Dropout typ. 0.3 – 0.7 V erreichbar

VB = VEIN - 0.7 < VOPmax

VC = VE -0.3

VG = VEIN - Vt < VOPmax

VD ≈ VS

E C S D

Für PNP, PMOS reicht die max. OpAmp Ausgangsspannung auch für

VOPmax = VInput

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Längsregler 78XX

(für negative Spannungen: 79X)

15

Längsregler Variabel

IO < 1.5 A

VREF = 1.25 V ± 50 mV

IADJ = 50..100 µA, Voltage & Load Variation < 5 µA

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Lab Längsregler

Q1, Q2: 2N2219

OP: uA741 an VIN, GND

D1: 4.7 V oder 5.1 V

VIN = 9…15 V,

10 µF on Board

IZ = 10 mA @ Vin = 12 V

R2 = 4.7 kΩ

VOUT = 9 V

RL = 22k, 2200, 820, 220 Ω

Kurzschlussstrom: 50 mA

Messen mit RL = 100 Ω, 0 Ω

Messen:

∆Vout = f(Vin)

∆Vout = f(RL)

Q2 stiehlt Basisstrom von Q1

uA741 ist kurzschlussfest: Imax=20 mA

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Schaltregler (Power)

Linearer Spannungsregler haben geringen Wirkungsgrad,

dafür ein Ausgangssignal ohne jeden Ripple

Wirkungsgrad sind aber wichtig für:

18

Schaltregler

Ansatz: Anstelle des linear betriebenen Transistors einen Umschalter benutzten

Buck Converter

(Abwärtsregler)

V0

V0=D·VS

VS

VS

engl. Switching Regulator, DC-DC Converter

Was ist zu

erwarten?

Mittelwert der

Rechteckspannung

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Buck Converter V/I Verlauf

Betrachtungsweise

LC als Mittelwert-Filter

20

Buck Converter

Diode ist in Sperrrichtung betrieben

Spannung über L ist VS-V0

Strom durch L nimmt linear zu

Energie wird in Induktivität gespeichert

Der Kondensator wird geladen

Cap. Current

Remember

dt

dvCi

dt

diLv

CC

LL

=

=

Betrachtung V/I

in Schalterphasen

Phase 1

21

Buck Converter

Strom durch L muss weiter fliessen in gleicher Richtung

Diode ist im Flussbetrieb (Schottky Diode verwenden)

Spannung über L springt von VS-V0 auf -V0-VD

Strom durch L nimmt linear ab

Induktivität gibt Energie an C weiter

Cap. Current

Betrachtung V/I

in Schalterphasen

Phase 2

Remember

dt

dvCi

dt

diLv

CC

LL

=

=

Note: Nutze Modell ideale Diode VD = 0

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Buck Converter

Zeitlich parallel zum Laden:

Sobald über C eine Spannung liegt fliesst ein Strom durch R

Die Kapazität wird entladen

Es stellt sich ein Gleichgewicht ein: Mittelwert der Rechteckspannung

V0 weist einen geringen Dreieck Ripple auf mit der Schatlfrequenz

Cap. Current

V0 = D·VS D = Tastverhältnis am Schalter, D = Ton/(Ton+Toff)

Betrachtung V/I

in Schalterphasen

Phase 2

23

Buck Converter

Realisierung mit Power FET und Schottky Diode

VS V0

iL springt nicht ! Gleichgewicht: Mittelwert iL = Laststrom Io

FET: Enh. PMOS (auch NMOS)

24

Buck Converter V/I Verlauf

VSVo

Vo = VDiode gemittelt

VDiode

25

Buck Converter Praxis

ohne Herleitung

(Richtwert)

D = Vout/Vin

Reservefaktor RF bei Lf verhindert Lücken und Sättigung von ILund zu hohe Stromspitzen im Switch

10...2RFIf

D)VV(RFL

os

outinf =

⋅

⋅−⋅=

f

2

sout

outf

Lf

)D1(

V

V

8

1C

−

∆=

• Regelung der Spannung über das Tastverhältnis D

• Ersetzen Diode durch zweiten Power FET

fs: Schaltfrequenz

Io: Laststrom

∆Vout: Ausgangs-Ripple

P-CH

N-CH

26

Buck Converter Beispiel

Schaltfrequenz fs = 50 kHz

Eingangsspannung Vin = 12 V

Ausgangsspannung Vout = 3 V

Wunsch Ripple ∆Vout = 0.1 V

Min. Ausgangsstrom I0 = 2 A

RF = 10

H225250000

25.0)312(10L f µ=

⋅

⋅−⋅=

D = Vout/Vin = 0.25 (25%)

F5225500001.08

75.03C

2f µ=µ⋅⋅⋅

⋅=

os

outinf

If

D)VV(RFL

⋅

⋅−⋅=

f

2

sout

outf

Lf

)D1(

V

V

8

1C

−

∆=

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Buck Converter: Regelung

Hauptvorteil für Schaltregler: Wirkungsgrad erhöhen

Hauptnachteil: Takt benötigt Puls-Breiten Modulator (PWM)

Takt-Ripple überlagert an Last

Prinzip Bild als Vergleich zu Linear Regler, Q1 ideal im Schalterbetrieb

28

a) Vin sinkt: Vout versucht zu sinken

b) Vin steigt: Vout versucht zu steigen

Vout = Vref (R1+R2)/R2 = D Vin

OpAmp in Gegenkopplung:

Praxis:

Anstelle OpAmp wird ein

komplexer Regler verwendet

Buck Converter: Regelung

Note: Q1, D1 ideal

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Beispiel Buck Converter Chip

C2

L1

D1

Buck IC

30

Boost Converter

Vo

Vo

VS

VS

Wunsch nach Versorgungsspannung ab Batterie mit geringer Spannung

Umbau

VS << V0

31

Boost Converter

VS

VS VS

Vo

VoVo

Strom steigt linear an

L lädt Energie auf

C liefert den gesamten Laststrom

Spannung über L springt auf VS-V0

Strom nimmt ohne Sprung linear ab

L entlädt Energie in C und R

dt

dvCi

dt

diLv

CC

LL

=

=

tL

vi SL =

32

VS

VS - Vo

(1-D)TSDTS

Boost Converter

Gleichgewicht erreicht wenn:

Mittelwert iL = Laststrom Iod.h. wenn Wechselsignalanteil von iL über eine Periode gemittelt Null ist

S0SSSo

Ts

0

oLooL T)D1)(VV(DTVIdt)t(vIIi −−++=+== ∫

D1

VV S

0−

=

Endzustand ?

33

Boost Converter: V/I Verlauf

VSVo

Vo = VSwitch Spitzenwert

Vswitch

34

Boost Converter

1-D = Vin / Vout

outs

0f

Vf

IDC

∆⋅

⋅=10...2RF

VIf

DVRFL

outos

2in

f =⋅⋅

⋅⋅=

Tool: http://www.daycounter.com/LabBook/BoostConverter/Boost-Converter-Equations.phtml

ohne Herleitung

(Richtwert)

fs: Schaltfrequenz

Io: Laststrom

∆Vout: Ausgangs-Ripple

P-CH

N-CH

Nie ohne Last !

Vout ∞

35

Boost Converter Beispiel

Schaltfrequenz fs = 50 kHz

Eingangsspannung Vin = 1.2 V

Ausgangsspannung Vout = 5 V

Wunsch Ripple ∆Vout = 0.2 V

Min. Ausgangsstrom I0 = 50 mA

RF = 10

H8765050.050000

76.02.110L

2

f µ=⋅⋅

⋅⋅=

D = (Vout-Vin)/Vout= 0.76 (76%)

F75.350000*2.0

050.076.0Cf µ=

⋅=

outs

0f

Vf

IDC

∆⋅

⋅=

outos

2in

fVIf

DVRFL

⋅⋅

⋅⋅=

36

fs automatic adaptive up to 1 MHz

Boost Converter Chip

37

Boost Converter: Applikation

Batteriespeisung

Solarzellen

+ hoher Wirkungsgrad

- Ripple mit Taktfrequenz überlagert

38

Klasse D Verstärker

Hohe

Gleichspannung

Audiosignal

Lautsprecher

Vom Buck Converter zum Audio Verstärker

Unterschiede: Tastverhältnis variabel

Strom aus Cf abziehen durch Last und nachladen über Buck

Lf, Cf als Filter für 20 kHz auslegen

Taktrate so hoch wie möglich

39

Klasse D Verstärker

N-CH und P-CH MOSFET

40

Klasse D Verstärker

High Power mit Feedback Regelung für Pout

41

Zusammenfassung

FET sind auch als Schalter vielseitig:

Digital Logik (CMOS) und Schalter für Analogsignale

|VDS| muss dafür viel kleiner VGS-Vt sein.

Dimensionierung: VDS vorgeben, ID bestimmen, VGS berechnen.

Lineare Spannungsregel zeigen ein sauberes Ausgangssignal,

weisen aber meist einen schlechten Wirkungsgrad auf.

Durch geschalteten MOSFET und Induktivität kann Energie von

Eingangsquelle in Ausgangsquelle gewandelt werden.

Tastverhältnis bestimmt Ausgangsspannung. typ. Wirkungsgrad > 90%

Nachteil: Ausgangssignal enthält Ripple und spektrale Störungen

Es gibt Abwärtswandler (Buck) und Aufwärtswandler (Boost) IC‘s bei denen

nur L und C extern zugeschaltet werden müssen

Ein Regelkreis sorgt für die korrekte Ausgangspannung

bei variabler Quelle und Last

42

Buck & Boost Lab

Berechnen und bauen sie nacheinander die folgenden getakteten Regler

und messen die interessanten Grössen heraus:

Variables D*, Vout, variable Last, Wirkungsgrad.

Buck: 8 VDC auf 4 VDC, Laststrom 200 mA (4 R‘s parallel), fs = 5 kHz, Ripple 100 mV

Boost: 1.5 V AAA Batterie auf 3 V, Last 1..2 LED parallel à 20 mA, fs = 5 kHz, Ripple 200 mV

P.S. Steckbrett schlecht geeignet, erlaubt nur fs = 5...20 kHz und qualitative Resultate. RF = 4 L- Wert: nur 10 mH und 20 mH vorhanden

P-Enh MOSFET: IRF9540 (Vt -2...-4 V), N-Enh MOSFET: IRF 510 (Vt 2…4 V), Diode: Schottky Power:1N5818

http://www.daycounter.com/Calculators/Switching-Converter-Calculator.phtml

Takt: 0V/8V Rechteck 50 Ω Generator *Einige Lab Geni erlauben nur fixes D= 0.5

P

NN