Jochem Verbist
Optische Feedback
Aansturing van een OLED-verlichtingstegel m.b.v.
Academiejaar 2012-2013
Faculteit Ingenieurswetenschappen en Architectuur
Voorzitter: prof. dr. ir. Jan Van Campenhout
Vakgroep Elektronica en Informatiesystemen
Master in de ingenieurswetenschappen: elektrotechniek
Masterproef ingediend tot het behalen van de academische graad van
Begeleider: dr. ir. Ann Monté
Promotor: prof. dr. ir. Jan Doutreloigne
DANKWOORD i
Dankwoord
Deze masterproef vormt het sluitstuk van mijn opleiding Burgerlijk Ingenieur- Elektro-
techniek. Het was een zeer leerrijke en interessante ervaring, waarbij ik iedereen zou willen
bedanken die mee geholpen heeft om alles tot een goed einde te brengen. Het heeft wat
voeten in de aarde gehad maar we zijn er geraakt.
Eerst en vooral bedank ik mijn begeleidster, dr. ir. Ann Monte, voor de open-door policy
en het advies gedurende het ganse jaar. Daarnaast wil ik mijn promotor, prof. dr. ir. Jan
Doutreloigne, bedanken voor het aanreiken van het interessante onderwerp. Uiteraard mag
ir. Jindrich Windels niet ontbreken in deze lijst daar hij steeds bereid was een handje toe te
steken indien de SMD-componenten weer eens niet wilden luisteren. Verder dank ik mijn
moeder, familie en vrienden voor hun steun, aanmoedigingen en kritische opmerkingen
gedurende niet enkel dit acadamiejaar maar de volledige opleidingen. Tenslotte wil ik mijn
vriendin Amaryllis in de bloemetjes zetten omdat zij me altijd door dik en dun gesteund
heeft, ook als het allemaal even hopeloos leek.
Jochem Verbist, augustus 2013
TOELATING TOT BRUIKLEEN ii
Toelating tot bruikleen
“De auteur geeft de toelating deze masterproef voor consultatie beschikbaar te stellen en
delen van de masterproef te kopieren voor persoonlijk gebruik.
Elk ander gebruik valt onder de beperkingen van het auteursrecht, in het bijzonder met
betrekking tot de verplichting de bron uitdrukkelijk te vermelden bij het aanhalen van
resultaten uit deze masterproef.”
Jochem Verbist, augustus 2013
Driving an OLED-tile for general lighting byOptical Feedback
Jochem Verbist
Supervisor(s): Prof. dr. ir. J. Doutreloigne, dr. ir. A. Monte
Abstract—This article tries to implement an efficient OLED-driver in the
form of a Buck DC/DC-converter by using optical feedback as a compensa-
tion method for the OLED degradation. The proposed circuit was produced
on a PCB and tested.
Keywords— OLED, general lighting, DC/DC-converter, Optical Feed-
back, OLED degradation
I. INTRODUCTION
OL EDs or Organic Light Emitting Diodes have generated
an increasing amount of interest over the past few years
as they offers many advantages. In contrast to other types of
light emitters OLEDs aren’t a point source but rather a two di-
mensional lighting unit. They weigh very little and can be made
extremely thin. This makes them ideally suited for use in flexi-
ble applications. As it is a relatively young technology OLEDs
still suffer from some drawbacks. As a organic semiconductor
they can’t tolerate exposure to contact. Their lifetime - defined
as the time when the OLED luminance has fallen to a predefined
fraction of its initial luminance- remains quite short as the lumi-
nance degrades exponentially over time[1]. For general lighting
purposes this typically chosen at 50% (L50) or 70% (L70), as
mentioned in [2]. This life time can be expanded by lowering
the initial luminance at which the OLED is operated .
In this abstract we will propose a method based on optical
feedback to counteract the degradation in an OLED tile for gen-
eral lighting when driven by a DC/DC-convertor.
II. BUCK CONVERTER
The chosen commercially available Buck converter uses a
Constant-On-time (COT) control mechanism to regulate the cur-
rent through the load (the OLED). A current-regulated architec-
ture is preferred over a voltage-regulated one as the exponential
IV-characteristic of the OLED is very susceptible to fluctuations,
as minor deviations in the forward voltage constitute a relatively
large deviation in current. The feedback signal is fed to com-
parator instead of a difference amplifier as is typically the case
in other control mechanism. The DC/DC-converter regulates
the current valley: when the current sensed by a small resistor
drops beneath the reference voltage of the comparator, the IC
will turn the internal Power MOSFET back on for a predeter-
mined amount of time. After this time the switch opens and the
current through the inductor will decrease linearly, until the pro-
cess repeats itself. The PCB design will implement 2 versions
of the Buck converter: one with a 100kHz and one with a 1MHz
switching frequency.
III. LIGHT DETECTION
A. Photodiode monitoring with OpAmps
A photodiode was chosen as means to measure the emitted
light intensity. As the photodiode is a high-impedance source it
is usually monitored by a OpAmp circuit. We can distinguish
three different schemes
1. Photovoltaic: the light is measured as a voltage over the
diode by a common voltage amplifier, this results in a logarith-
mic dependency of the output to the photocurrent.
2. Photoconductive: the photodiode is reverse-biased and the
photocurrent is converted tot a voltage by means of an tran-
simpedance amplifier (TIA). This method achieve a good linear-
ity and a fast response time, but suffers from an additional noise
source (the leakage current of the diode) due to polarization.
3. Zero-bias: this method is a border case of the upper two types
as it produces an very linear output voltage through a TIA but re-
mains low noise because the TIA keeps the photodiode virtually
short circuited. As a consequence its response time is larger than
that of the photoconductive system which lowers the obtainable
bandwidth.
The zero-bias configuration was chosen a the proposed de-
sign values linearity and low noise, limited bandwidth isn’t a
drawback.
B. Stability
Although the TIA implementation seems quite straight for-
ward, one must take precautions to prevent the circuit from be-
coming unstable. A additional parallel capacitor Cf in the feed-
back path of the TIA can alleviate this problem. The minimum
value of the capacitor acts as a stability criteria and amounts to
Cf ≥
√
CIN
2πfGBWRf
(1)
where Rf is the feedback resistor, fGBW the frequency at which
the open-loop gain of the OpAmp equals 0dB and CIN the to-
tal amount of capacitance seen at the inputs of the TIA; in most
cases this approximately equals the (large) internal junction ca-
pacity of the photodiode.
IV. OPTICAL FEEDBACK DESIGN
The COT-architecture requires a minimum ripple of 25 mV on
the feedback signal as to prevent the Buck converter of becom-
ing unstable. A direct control of the FB pin by the TIA will most
likely result in signal which is phase shifted with respect to the
OLED current the control is prone to form of instability know
as sub-harmonically switching (i.e. 2 or more transitions per cy-
cle). To avoid this situation an alternative feedback method was
proposed and is represented in 1.
VTIA
RT
R1
Rf
Cf
VDIM
AV
TIA VLD
VFB
IL
Cout
CDCRLD
CLD RSNS
IO IC
AC-component
DC-component
RINT
Fig. 1. proposed OFB scheme.
The AC- and DC- prat of the feedback signal are generated
independently from each other and recombined at the feedback
pin of the Buck IC. The necessary minimum ripple component
is generated by feeding the OLED current through a small se-
rial sense resistance. Due to its purely real impedance the cor-
responding AC-signal will be perfectly in phase with the drive
current. Now the photodiode only has to produce a DC-voltage
corresponding to the average luminance, this removes possible
bandwidth demands and relaxes the design significantly. An
additional voltage amplifier following on the TIA reduces Rf
and/or implements a dimming functionality as the gain is made
adjustable. The remaining ripple in output is removed by a sim-
ple first order low pass filter. A additional resistor feeds the
DC-component to the FB pin and an DC-blocking capacitance
delivers the purely AC-component.
V. RESULTS
A. Degradation simulation
As the OLED degradation is a slow process (the used OLED
tile, a Philips Lumiblade GL55, for example has a L50 time of
10.000h) the luminance during a short period of time (< 1h) can
be assumed constant. This simplifies the verification of the OFB
mechanism greatly. We now only need to investigate the manner
in which the OFB is capable of maintaining a set drive current
when external current source adds or subtracts a certain amount
of current. A Keithley Source Meter Unit (SMU) was used to
provide current deviations up to ±100mA. The case in which
the SMU pulls additional current from the DC/DC-converter
corresponds tot the typical compensation scheme for a decay-
ing OLED, as a higher drive current is required to produce the
same luminance.
B. Measurements
Figure 2 and 3 show the error which remained in compensated
OLED current with respect to the initial set current value.
Both versions seem to deliver decent results as the maximal
remaining error stays ≤ 5, 4% for the 100 kHz and and even
≤ 1, 4% for the 1 MHz version. In absolute terms this amounts
to a maximal current deviation of ≤ 11mA for the 100 kHz
version and ≤ 2, 5mA.
6
4
2
0
2
4
6
120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120
[mA]
[%]
I = 250 mA
I = 350 mA
I = 450 mA
I = 150 mA
degradation current
err
or
in c
om
pensation c
urr
ent
Fig. 2. 100 kHz Buck converter: Error (in %) on the compensated OLED
current with respect to 4 different drive currents (150mA; 250 mA; 350mA
and 450mA) where the external current variations range from -100mA to
+100mA
140
190
240
290
1.5
1
0.5
0
0.5
1
1.5
120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120
I = 250 mA
I = 350 mA
I = 450 mA
I = 150 mA
[mA]
[%
]
degradation current
err
or
in c
om
pensation c
urr
ent
Fig. 3. 1 MHz Buck converter : Error (in %) on the compensated OLED cur-
rent with respect to 4 different drive currents (150mA; 250 mA; 350mA
and 450mA) where the external current variations range from -100mA to
+100mA
C. Efficiency
Another objective was to keep the total system as efficient as
possible in comparison to the standard electrical feedback ver-
sion. In a initial version a linear regulator was used to supply the
OpAmps what kept the losses high. Replacing this component
with a second smaller Buck converter boosted the efficiency to
the same level of that of the EFB versions as seen in table I.
TABLE I
OLED DRIVER EFFICIENCY
Topology η [%]
EFB 100 kHz 85,0
EFB 1 MHz 84,3
OFB 100kHz 85,1
OFB 1 MHz 84,4
VI. CONCLUSIONS
An efficient OLED-drive circuit using a DC/DC-Buckconverter
with an optical feedback mechanism to compensate to OLED
degradation was design, implemented and tested. The resulting
errors on the compensation were less than 5, 4% en 1, 4% for
the 100 kHz and 1 MHz switching versions respectively.
REFERENCES
[1] C. Fry, Physical mechanism responsible for the stretched exponentionaldecay behavior of aging organic light-emitting diodes, Applied PhysicsLetters, 2005.
[2] Philips Technology white paper, Un-derstanding power LED lifetime analysis,http://www.climateactionprogramme.org/images/uploads/documents/Philips-Understanding-Power-LED-Lifetime-Analysis.pdf, 2010.
INHOUDSOPGAVE iii
Inhoudsopgave
Dankwoord i
Toelating tot bruikleen ii
Extended abstract ii
Inhoudsopgave ii
1 Inleiding 1
1.1 Waarom zoeken naar nieuwe verlichtingsbronnen? . . . . . . . . . . . . . . 1
1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2
1.2.1 Voordelen van OLED’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4
1.2.2 Nadelen van OLED’s . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5
2 Probleemstelling 7
2.1 Nadruk op Optische Feedback . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10
2.2 Doel van de masterproef . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11
3 Karakterisatie OLED-tegel 12
3.1 IV-karkaterisitek . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
3.1.1 Dynamische weerstand rD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12
3.2 Degradatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
3.3 Warmtedissipatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
3.4 Spectrum . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16
4 Lichtdetectie 17
4.1 Basismethoden van lichtdetectie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17
4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval . . . . . . . . . . . . . . . . 17
4.2.1 Keuze voor fotodiode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19
4.2.2 Vervangschema fotodiode . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21
4.3.1 Openklemmodus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22
INHOUDSOPGAVE iv
4.3.2 Fotovoltaısche modus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23
4.3.3 Zero-Bias modus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24
4.3.4 Fotogeleidende modus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
4.3.5 Stabiliteit en haalbare bandbreedte . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26
4.4 Keuze fotodiode en OpAmp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
4.5 Fotostroom i.f.v OLED-stroom . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32
5 DC/DC-convertor 33
5.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
5.2.1 Spanningsregeling vs stroomregeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . 37
5.2.2 LM3402 van Texas Instruments . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38
5.2.3 Controlled-On-Time regeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
5.2.4 Ontwerpcyclus . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39
6 Ontwerp en implementatie 44
6.1 Algemeen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 44
6.2 Buck-ontwerp . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45
6.3 OFB-Design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47
6.3.1 Waarom rechtsreekse OFB-sturing weinig haalbaar is . . . . . . . . 47
6.3.2 Werkingsprincipe rimpelinkoppeling . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50
6.4 PCB-design . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
6.4.1 Layout . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54
7 Resultaten 60
7.1 Basiswerking . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
7.1.1 Basiswerking: 100kHz versie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60
7.1.2 Basiswerking: 1MHz versie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
7.2 Compensatie van OLED degradatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61
7.3 Efficientie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 64
8 Aanpassingen en verbeteringen 66
8.1 Digitale opmeting en aansturing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66
8.2 Temperatuurscompensatie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
8.3 OFB met een treshold . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67
8.4 Kost en efficientie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68
9 Besluit 70
Bibliografie 72
INLEIDING 1
Hoofdstuk 1
Inleiding
1.1 Waarom zoeken naar nieuwe verlichtingsbronnen?
De sector van de algemene verlichting heeft de laatste jaren een aantal grondige veranderin-
gen ondergaan. De laatste welbekende gloeilampen of peertjes beginnen na bijna 130 jaar
helemaal uit de woonomgeving te verdwijnen. Met de komst van spaarlampen (compacte
fluorescentielampen) nam de verkoop al een aantal jaren stilletjes af maar van een echte re-
volutie t.o.v. andere verlichtingsbronnen was nooit echt sprake. De consument bleef steeds
vrij aarzelend tegenover de spaarlampen omdat ze deze te duur, onveilig of lelijk vonden.
De terugval werd echter versneld doordat de Europese Commissie een verbod hief op de
import en productie van conventionele gloeilampen in de Europese Unie vanaf 2012. Ook
halogeenlampen die te veel energie verbruiken worden geleidelijk afgeschaft. Een conven-
tionele gloeilamp zette typisch maar 5% (ca.12 lm/W) van het toegeleverde vermogen om
in licht, de rest in warmte. Terwijl bijvoorbeeld een spaarlamp makkelijk 3-4 keer minder
elektrische energie verbruikt voor eenzelfde lichtvermogen.
De Europese commissie hoopt met deze verplichte overstap naar andere en nieuwere techno-
logieen tegen 2020 een equivalent van het jaarlijkse energieverbruik van 11 miljoen huishou-
dens te besparen alsook 15 miljoen ton minder aan broeikasgassen uit te stoten [1]. In 2005
bedroeg verlichting maar liefst 19% van de wereldwijde elektriciteitsconsumptie waarin de
huishoudens een aandeel van 31% hadden, of dus bijna 6% van de totale jaarlijkse energie-
consumptie. Om deze cijfers qua ordegrootte te duiden: de totale energieconsumptie van
verlichting in 2005 bedroeg 15% meer dan de energie geproduceerd in alle waterkracht- of
nucleaire centrales wereldwijd. De overeenkomstige CO2-uitstoot (fabricage en energiever-
bruik) is goed voor 70% van de globale uitstoot van persoonswagens [2, p.26].
1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 2
Niet alleen het verbruik van de verlichtingsbronnen moet zuiniger maar ook de wijze waarop
het licht uit de armatuur gekoppeld wordt kan efficienter. Zo zet een conventioneel ver-
lichtingssysteem amper 30% van de uitgezonden lumens per Watt om in nuttig omgevings-
verlichting die door de gebruiker ook daadwerkelijk ervaren wordt. De oorzaak hiervan is
te vinden in een combinatie van verliezen, gaande van vermogen dat verloren gaat in de
behuizing van lampen tot licht dat gericht wordt op oppervlakken waar dit niet nodig is
[2, p.40].
Met efficientere technologieen en slimmer gebruik van de geleverde energie zou het aandeel
van verlichting met bijna 2/3 teruggedrongen kunnen worden of een terugval van 19% naar
7% in de wereldwijde consumptie [3]. Het Internationaal Energie Agentschap (IEA) is iets
minder optimistisch maar schat een nog steeds aanzienlijke afname van 40%, of dus een
daling van 19% naar 11% [2, p.480]. De vermindering aan energieverbruik en met name
de bijhorende daling in CO2-uitstoot zijn dan de voornaamste drijfveren in de zoektocht
naar nieuwe lichtbronnen.
In de beginjaren van dit millennium moest een mogelijke daling in energieverbruik hoofd-
zakelijk komen van de compacte fluorescentielampen. Ze leveren typisch 70− 90lm/W en
hebben daarenboven een veel langer levensduur dan de oude gloeilampen. Toch bezitten
ze ook enkele belangrijke nadelen [4]. Zo bevat een spaarlamp typisch een - zij het kleine -
hoeveelheid kwik wat gevaarlijk is voor mens en milieu en dus een speciale afvalverwerking
van de kapotte exemplaren vereist. De aankoopprijs ligt ook gevoelig hoger (al is de prijs
per uur licht beduidend lager gezien de lange levensduur). Tot slot hebben ze last van een
kenmerkend opstarteffect: het duurt een aantal seconden tot de lamp haar volledig hel-
derheidsniveau bereikt heeft. De consument bleef hierdoor vrij terughoudend ten opzichte
van de nieuwe technologie, en de zoektocht naar efficiente alternatieven ging voort.
1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s
Sinds een aantal jaar weet een nieuwe technologie meer en meer haar intrede te vinden in
de huiskamers; solid-state lighting oftewel licht uit vaste materie (zijnde een halfgeleider).
De bekendste vorm hiervan is de Light Emitting Diode of LED, waarbij een voorwaartse
polarisatie van de pn-junctie aanleiding zal geven tot een elektrische stroom vanuit de anode
(p-zijde) naar de kathode (n-zijde). Wanneer een elektron een gat ontmoet, recombineren
de ladingsdragers en vallen ze terug naar een lagere energietoestand waarbij het verschil in
energie uitgezonden wordt in de vorm van een foton (waarvan de frequentie correspondeert
1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 3
met de bandgap aanwezig in de halfgeleider).
Zoals de naam het al zegt zijn OLED’s organische varianten van de meer gekende LED’s.
Beide zijn halfgeleiderlichtbronnen maar de diode structuur bij OLED’s wordt opgebouwd
uit een kathode en anode met daartussen 2 (of meer) organische lagen. Deze organische la-
gen hebben geleidingsgraden die van isolator tot geleider kunnen varieren, en worden daar-
door beschouwd als organische halfgeleiders. De functie van de valentie- en conductieband
wordt hierbij uitgevoerd door het hoogst bezette moleculair orbitaal (Highest Occupied
Molecular Orbital of HOMO) en laagst onbezette moleculair orbitaal (Lowest Unoccupied
Molecular Orbital of LUMO). Het verschil tussen beide energieniveaus wordt eveneens de
bandgap genoemd. Het mechanisme achter de lichtproductie in de junctie verloopt verder
erg gelijkaardig aan deze van de LED.
Figuur 1.1: Doorsnede van een tweelagen OLED structuur met een schematische voorstelling
van het OLED-werkingsmechanisme.
In de meest eenvoudige versie (zie figuur 1.1) worden enkel 2 organische lagen gebruikt, een
emmisielaag en een conductielaag. Als er spanning over de kathode en anode gezet wordt,
vloeit er elektrische stroom van de kathode naar de anode. Waarbij de kathode elektronen
aan de emmisieve laag geeft en de anode elektronen van de geleidende laag verwijdert.
Hierdoor blijven er positieve gaten achter in deze conductieve laag. Wanneer een negatief
elektron en een positief gat elkaar vinden, recombineren ze in een lagere energietoestand.
Hierbij wordt er licht uitgezonden in de vorm van een foton. Doordat de gaten in organisch
materiaal een iets grotere mobiliteit hebben, vindt de recombinatie van elektron en positief
gat plaats in de emmisieve laag.
1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 4
1.2.1 Voordelen van OLED’s
Zoals sectie 1.2 reeds aantoonde hebben LED’s en OLED’s een equivalente werking om tot
lichtproductie te komen. Toch onderscheiden OLED’s zich op een aantal gebieden duidelijk
van LED’s en andere lichtbronnen. Het grootste onderscheid en meteen ook mogelijks de
grootste innovatie ligt in de vorm. OLED’s zijn tweedimensionale bronnen, ze produceren
dus (relatief) uniform licht over een oppervlak. Bijna alle overige gekende verlichtingstech-
nologieen zijn grofweg puntbronnen. Denk maar aan LED’s, gloeilampen, spaarlampen,
TL-buizen,... Meestal brengt men een grote hoeveelheid zeer fijne puntbronnen bijeen op
een oppervlak om de illusie van een 2D-bron te wekken (cfr. LED-walls). Bij OLED’s is
dit niet nodig, al beperken de commerciele tegels zich nog tot oppervlaktes van om en bij
100 cm2 (bijvoorbeeld de nieuwste Philips Lumiblade OLED Panel[5][6]). Verder laat hun
productieproces het toe om de OLED’s erg dun (< 1 mm) en licht te maken, ideaal voor
gebruik in flexibele toepassingen (cfr. figuur 1.2) en in de luchtvaart-en auto-industrie,
waar elke gram telt.
Figuur 1.2: Voorbeelden van flexibele OLED-tegels.
Daar ze eigenlijk een soort plastic zijn kunnen ze in grote dunne lagen geproduceerd wor-
den, terwijl het groeien van grote lagen anorganische kristalstructuren zoals bij LED’s
typisch een stuk moeilijker is. Bovendien zijn OLED’s koude lichtbronnen; ze worden niet
heet tijdens activiteit (de temperatuur blijft typisch ≤ Tomgeving + 25C) . Dit laat toe
om ze rechtstreeks op bepaalde brandgevoelige oppervlakken zoals houten meubilair te
incorporeren, wat enorme mogelijkheden biedt voor interieurdesign. Daarnaast bezitten
ze een erg grote kijkhoek (tot 170 zonder dat er distorsie van het beeld optreedt) en een
zeer kort responstijd, wat interessant is in displaytechnologieen zoals dit bijvoorbeeld bij
LCD’s het geval is. Dit maakt ze ook erg interessant voor beeldschermtoepassingen. Grote
elektronica-concerns zoals Samsung en LG [7] zetten dan ook zwaar in op deze nieuwe
technologie voor het gebruik in displays (zie figuur1.3), waar de evolutie naar OLED’s
1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 5
bijgevolg een stuk verder gevorderd is dan bij de sector van de algemene verlichting.
(a) LGs gebogen 55 inch OLED-TV (b) De Samsung Galaxy S4
met OLED-beeldscherm
Figuur 1.3: Een aantal commercieel beschikbare OLED-toepassingen.
Tot slot bieden ze perspectief op zeer efficiente lichtproductie in termen van aantal lumen
lichtintensiteit per Watt elektrisch vermogen. Zo claimde Panasonic eind mei 2013 dat
ze de meest efficiente, 10 cm2 grootte, lichtbron ooit hadden gefabriceerd met output van
114 lm/W als ook een 25 cm2 versie met 110 lm/W [8]. Ter vergelijking: de meest efficiente
commercieel beschikbare LED’s of spaarlampen halen een gelijkaardig aantal lumen per
Watt. Al is de vergelijking tussen een commercieel en een laboratoriumproduct niet volledig
eerlijk te noemen, de tendens is duidelijk meer dan gunstig.
1.2.2 Nadelen van OLED’s
In de ingenieurswereld is het steeds geven en nemen, zodat met al deze voordelen ook
een aantal tekortkomingen gepaard gaan. Typisch voor een technologie die nog in de
kinderschoenen staat ligt de productiekost en dus ook de aankoopprijs voorlopig nog vrij
tot zeer hoog. Voor een OLED-paneeltje van bijvoorbeeld Philips 6× 6 cm betaalt een
consument een forse e120 [9]. Ook is er een bepaalde niet-uniformiteit tussen verschillende
OLED’s uit een zelfde batch door spreiding in het productieproces, tevens een kenmerk van
een nog jonge technologie. Verder zijn deze lichtbronnen wegens hun organische oorsprong
erg gevoelig aan contact met water, wat de prijs voor openluchttoepassingen door het
voorzien van geschikte afscherming opnieuw de hoogte in jaagt.
Maar veruit de grootste technologische hindernis bevindt zich in de beperkte levensduur,
gedefinieerd als de tijd waarop de huidige luminantie gezakt is tot op een bepaald fractie
1.2 Solid State Lighting: (O)LED’s 6
van de initiele luminantie bij een onveranderde aansturing. De luminantie van een lichtbron
duidt de lichtsterkte per oppervlakte-eenheid volgens een bepaalde kijkhoek in cd/m2. Het
is tevens de helderheid die een waarnemer ervaart, onafhankelijk van de afstand tot de
lichtbron. L50 en L70 zijn veruit de meest voorkomende versies van de levensduurbepaling
in de algemene verlichtingssector[10], ze duiden respectievelijk op een val naar 50% en
70% van de initiele luminantie. Als de te verwachten levensduur enkel in uren vermeld
wordt, dan hanteert de fabrikant typisch de L50 als bepaling. Merk op dat levensduur hier
een relatief arbitrair begrip is aangezien de lichtbron nog perfect licht kan geven na haar
levensduur, maar dit aan een (sterk) verminderde luminantie. In deel 3.2 meer over de
relatie tussen luminantie, aansturing en levensduur.
PROBLEEMSTELLING 7
Hoofdstuk 2
Probleemstelling
Wegens het grote potentieel van OLED’s om een revolutie in de verlichtingssector te veroor-
zaken, werd in oktober 2011 een 3-jarig Europees onderzoeksproject gestart met de naam
IMOLA, oftewel Intelligent light M anagement for OLED-on-foil Applications. Het basis-
concept bestaat uit de ontwikkeling van een interactief, modulair, flexibel, groot-oppervlak
OLED-verlichtingssysteem met een ingebouwde intelligente lichtregeling voor toepassingen
in de algemene verlichting en automobiel sector[11]. De nadruk ligt op de integratie en
design en niet zozeer op de OLED-technologie an sich. Concreet houdt dit in dat per
modulaire OLED-tegel een geıntegreerde driver voorzien wordt die op de achterkant van
de tegel (en in latere fase, folie) aangebracht wordt (zie figuur 2.1.
Keuze voor een Buckarchitectuur
Als voedingsspanning in het IMOLA-project werd 40V DC als compromis gekozen, omdat
dit voldoende efficient bereikbaar is vanuit zowel de 220V AC netspanning als de 12V DC
uit de autobatterij. Maar waarom niet gewoon de vereiste voorwaartse OLED-spanning als
ingangsspanning opgeven? De reden hiervoor is een relatief kleine voorwaartse spanningsval
(Vf ) die een enkel OLED-cel heeft. Om een paneel met meerdere OLED-modules te voeden
zal de totale stroomhoeveelheid in de toevoerlijnen naar en binnen dit paneel erg snel
oplopen. Om alle modules dan vanuit een gemeenschappelijke driver aan te sturen, moet
deze vlot enkele tientallen amperes stroom kunnen leveren. Dergelijke stroomwaarden
zouden tot enorme koperverliezen in de toevoerlijnen leiden en het is maar de vraag of de
metaalverbindingen in de flexibele folie hieraan zouden kunnen weerstaan.
Om dit probleem te vermijden werd daarom gekozen om te werken bij een veel hoger
spanningsniveau zodat de totale stroom met eenzelfde factor 40VVf
kan dalen, aangezien
het vermogen uiteraard ongewijzigd blijft. De 40V ’hoogspanning’ toevoer dient dan per
PROBLEEMSTELLING 8
Figuur 2.1: Schematische voorstelling een modulair opgebouwd verlichtingspaneel voor het
IMOLA-project waarbij een driverchip per OLED-cel geıntegreerd wordt op de
achterkant van de module.
module geconverteerd te worden naar de geschikte laagspanning Vf voor de OLED (zie
figuur 2.2). Hiervoor zal de driverchip in essentie een DC/DC-convertor in Bucktopologie
implementeren. De benodigde spoel zal ondanks de vooropgestelde schakelfrequentie van
10 MHz nog steeds 5− 10 µH bedragen. Te groot voor integratie in de chip en zal daarom
als planaire spoel mee op de achterzijde van de OLED-module aangebracht worden (zie
figuur 2.3).
PROBLEEMSTELLING 9
Figuur 2.2: Elektrische schema van de vermogenstoevoer in een modulair OLED-paneel voor
het IMOLA-project.
Figuur 2.3: Opbouw van een enkele OLED-module in het IMOLA-project.
2.1 Nadruk op Optische Feedback 10
2.1 Nadruk op Optische Feedback
Zoals eerder vermeld leidt de spreiding in het productieproces en de OLED-degradatie tot
niet-uniformiteit. Er is dus nood aan een feedback om dit te compenseren. De gekende
elektrische feedback (EFB) waarbij bijvoorbeeld de stroom door de OLED gemeten wordt
via een sense-weerstand en vergeleken met de instelwaarde (cfr. figuur 2.4), biedt hier
echter geen uitweg. Door de spreiding in productie en de slecht gekende evolutie van de
IV-karakteristiek naarmate de degradatie toeneemt (zie sectie 3.2), levert stroomregeling
geen garanties op de luminantie van de OLED. En dat is uiteindelijk wat telt bij een verlich-
tingsbron: de waargenomen lichtintensiteit. IMOLA wil dan ook optische feedback (OFB)
toepassen om zowel de voorgaande uniformiteitsproblemen te compenseren als rechtstreeks
de ware lichtoutput te regelen (cfr. figuur 2.5).
DC/DC-
convertorOLEDA
Rsensegewenste
stroom
gemeten
stroom
foutsignaal aangepaste
stroom
Figuur 2.4: Regeling van de stroom a.d.h.v elektrisch feedback
DC/DC-
convertorOLEDA
gewenste
helderheid
gemeten
helderheid
foutsignaal aangepaste
stroom
Lichtdetector
Figuur 2.5: Regeling van de lichtoutput a.d.h.v optische feedback
2.2 Doel van de masterproef 11
2.2 Doel van de masterproef
Het hoofddoel van deze masterproef is de demonstratie van een efficiente OLED-driver
vertrekkende van een off-the-shelf DC/DC-Buckconvertor waarbij optische feedback de in-
vloed van de OLED-degradatie compenseert. Omdat de nadruk op de OFB-regeling ligt,
werd gewerkt bij een ingangsspanning van 20V om de keuze in beschikbare buckconvertoren
niet te extreem te beperken. De principiele werking van het OFB-systeem moet uiteraard
onafhankelijk zijn van deze keuze, zodat het zonder veel moeite kan overgenomen of aange-
past worden voor andere ingangspanningen. De opheffing van de niet-uniformiteit tussen
verschillende OLED-tegels is moeilijk te controleren daar deze masterproef zich focust op
een enkele tegel, maar dit volgt normalerwijze rechtstreeks uit een goed werkend OFB-
mechanisme. Uiteindelijk werd zelfs gekozen voor een systeem waarbij de OFB niet enkel
een compensatie levert maar het volledig controlemechanisme van de DC/DC-convertor op
zich neemt.
KARAKTERISATIE OLED-TEGEL 12
Hoofdstuk 3
Karakterisatie OLED-tegel
3.1 IV-karkaterisitek
De belangrijkste eigenschap van de OLED is uiteraard zijn stroom-spanningskarakteristiek.
In figuur 3.1 staat het opgemeten IV-verband voor de gehanteerde OLED geplot. Het
kenmerkend exponentieel profiel van de stroom in functie van de spanning over een diode,
is ook hier duidelijk zichtbaar.
0
50
100
150
200
250
300
350
400
450
500
0 1 2 3 4 5 6 7 8
VOLED [V]
I OLE
D [m
A]
VOLED
IOLED
Figuur 3.1: IV-karakter van de gehanteerde OLED (Philips Lumiblade GL55).
3.1.1 Dynamische weerstand rD
De dynamsiche weerstand rD bepaalt de lastweerstand die OLED voor een aandrijfcircuit
vormt. Daar OLED’s een exponentieel IV-verloop hebben zoals we in 3.1 zagen, is rD
niet constant maar afhankelijk van de stroom die door de OLED loopt. We kunnen deze
3.2 Degradatie 13
bepalen door de raaklijn in het punt corresponderend met deze stroomwaarde te nemen.
Voor een instelstroom van bijvoorbeeld 350 mA vinden we:
∆V = VI=max − VI=0 = 7V − 6.58V
∆I = Imax − 0A = 0, 480A− 0A
→ rD =∆V
∆I= 875mΩ (3.1)
Hierbij tekenden we grafisch de raaklijn in het werkpunt en verlengden deze tot ze de
uiteinden van het werkingsgebied snijden in de punten (0, VI=0) en (Imax;VI=max) zoals te
zien in figuur 3.2.
5.8
6
6.2
6.4
6.6
6.8
7
7.2
0 100 200 300 400 500
OLED-stroom [mA]
OLE
D-s
pannin
g [V
]
Figuur 3.2: VI-curve met raaklijn in IOLED = 350mA ter afleiding van de rD.
3.2 Degradatie
Zoals in onderdeel 1.2.2 reeds werd aangegeven, is de degradatie in luminantie gerelateerd
met het aantal uren dat organische lichtbron reeds aan stond. Zoals gerapporteerd in
de literatuur [12][13] kan de luminantie L(t) van een OLED die met een constante stroom
aangedreven wordt, in goede benadering beschreven worden als een Stretched Exponentional
Decay (SED):
L(t) = L0 exp
[
−
(
tON
τ
)β]
met τ ∼1
L0
(3.2)
3.2 Degradatie 14
Waarbij L0 = L(0) de initiele luminantie voorstelt, tON het aantal uren dat de OLED
reeds licht uitzond en β ∈ [0, 1] een technologieparameter, die afhangt van de gebruikte
materialen en de specifieke opbouw van de OLED maar die constant blijft bij veranderlijke
L0. Om in staat te zijn algemene uitspraken te doen, maakt men echter vaak gebruik
van het ’enkelvoudige’ exponentieel vervalmodel. Dit is een limietgeval van de beschreven
functie in 3.2 waarbij β = 1.
Als we naar de verwachte degradatie zonder OFB kijken met β = 1, dan vinden we voor :
L(t) = L0 exp
[
−
(
tON
τ
)]
(3.3)
→ L(L50) = L0 exp
[
−
(
L50
τ
)]
=L0
2(3.4)
→ ln1
2= −
L50
τ(3.5)
→ τ =L50
ln 2(3.6)
Voor de gebruikte OLED bedraagt deze L50 volgens de datasheet 10.000u waarbij van
L0 = 4200cd/m2 als startluminantie vertrokken werd, zodat τ ≈ 14.427u bedraagt. Nu is
de degradatiecurve zonder OFB volledig gekend en geplot in figuur 3.3.
0 0.5 1 1.5 2 2.5 30
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
0.6
0.7
0.8
0.9
1
tijd [uren]
3.5 x 10
L50
L70
L/L
0
Figuur 3.3: Voorspelde degradatiecurve met aanduiding van de L50-en L70-tijd op basis van
een mathematisch model met enkelvoudig exponentieel verval.
3.3 Warmtedissipatie 15
Wat meteen opvalt, is dat de luminantie enkel degradeert als de OLED actief is en licht
produceert. Het inverse verband tussen τ en L0 (zie refSED) geeft aan dat de keuze van
L0 (en bijgevolg de corresponderende initıele instelstroom die door de OLED zal lopen) in
grote mate de leeftijd van de OLED bepaalt. Hoe hoger L0, hoe sterker de degradatie en
hoe sneller de L50 (of L(t) = L0/2) bereikt wordt.
Zelfs met de beschikbare mathematische verouderingsmodellen, dient men toch nog erg
lange metingen (typisch >1000 uren) te doen vooraleer men een geschikte fitting kan toe-
passen. Dit is voor een masterproef praktisch gezien weinig haalbaar, maar op zich is
dit geen al te grote belemmering. Het verval in luminantie over de tijd dient niet exact
gekend te zijn om deze door optische feedback te laten compenseren, waar dit voor een
standaard elektrische feedback wel het geval zou zijn. Zoals reeds aangehaald is dit net
de grootste troef van OFB. Bovendien geldt 3.2 enkel voor een constante aanstuurstroom,
terwijl deze net gradueel zou toenemen bij het voorgestelde feedbackmechanisme om zo de
lichtoutput constant te houden. Dit zal er voor zorgen dat het exponentiele verval zelf mee
versnelt. De luminantie blijft dan wel constant (voor de tijd dat de maximaal haalbare
compensatiewinst bereikt wordt) maar de OLED veroudert nadien sneller dan zonder opti-
sche compensatie. Uit dergelijke degradatiecurven zou dan een accurate schatting gemaakt
kunnen worden van de levensduurwinst door de OFB.
De gehanteerde OLED (een Lumiblade GL55 van Philips) had volgens de datasheet een
gemiddelde levensduur van 10.000u voor een stuurstroom van 390 mA. De maximale aan-
geraden stroom bedroeg 450 mA. Indien deze waarde niet overschreden mag worden, kan de
stroom maximaal met 15% toenemen en moet ze nadien constant blijven op deze waarde.
De aftakeling in luminantie slaat dan opnieuw (zij het versneld) toe. Of er een nettole-
venswinst geboekt wordt, hangt er vanaf of tOFB+ t0,5;versneld groter is dan de originele L50
zonder OFB.
3.3 Warmtedissipatie
Ook al is de OLED geen lichtbron die extreem heet wordt, toch dissipeert ze een duide-
lijk voelbare hoeveelheid energie als warmte. Zoals figuur 3.4 stijgt de warmteproductie
(gemeten met behulp van een thermokoppel) benaderend lineair met de stuurstroom.
3.4 Spectrum 16
25
30
35
40
45
50
55
0 100 200 300 400 500
stuurstroom [mA]
opperv
lakte
tem
pe
ratu
ur
[°C
]
Figuur 3.4: oppervlaktetemperatuur van de OLED-tegel i.f.v. de stuurstroom
3.4 Spectrum
De OLED-tegel is een diffuse lichtbron met een spectrale breedte (van 430 tot 750 nm)
die grofweg overeenstemt met het zichtbaar spectrum. Zoals figuur 3.5 uit de datasheet
van de Philips Lumiblade aantoont, wordt geen UV- of IR-straling gegenereerd. Dit is
een voordeel omdat we ons nu geen zorgen hoeven te maken dat de lichtsensor voor de
OFB zou reageren op onzichtbare spectrale componenten in het OLED-licht die uiteraard
geen invloed hebben op de intensiteit die een waarnemer ervaart. Indien de afwegingen
op de lichtsensor die in hoofdstuk 4 bestudeerd zullen worden het toelaten, kunnen we de
fotodiode dus zo kiezen dat ze enkel reageert op zichtbare straling.
350 400 450 500 550 600 650 700 750 800 850
golflengte [nm]
inte
nsite
it
Figuur 3.5: Het uitgezonden spectrum van de gebruikte OLED (Philips Lumiblade GL55) bij
kamertemperatuur en de aangegeven stuurstroom.
LICHTDETECTIE 17
Hoofdstuk 4
Lichtdetectie
4.1 Basismethoden van lichtdetectie
Om een optische feedback te implementeren moet een lichtinputsignaal omgezet kunnen
worden naar een elektrisch outputsignaal, dat dan verder in de regelkring kan gemeten of
verwerkt worden. Bovendien moet de outputwaarde mee schalen met het intensiteitsniveau
van de lichtbron. Dit in tegenstelling tot vele optische ontvangers die een digitaal input
(grofweg: licht vs geen licht) omzetten naar een digitaal elektrisch signaal (’1’ en ’0’).
Hiervoor zijn er een aantal verschillende transducers (signaalomzetters) die in aanmerking
komen. Fotogeleiders, weerstanden waarvan de resistiviteit afhankelijk is van de lichtinval,
hebben typisch een beperktere lineariteit en zijn daarom eerder geschikt als een binaire
lichtdetector. De meest gebruikelijke lichtsensoren zijn pn-junctiegebasseerde fotodetectors
zoals fotodiodes en fototransistors.
4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval
Laten we de licht-naar-stroomomzetting in pn-juncties toelichten door de fotodiode als
basisgeval te beschouwen. Een fotodiode kan (vereenvoudigd) beschouwd worden als een
pn-junctie met in parallel een stroombron ip die de lichtafhankelijkheid modelleert. Alge-
meen geldt dat:
i = i0
(
expqV
kT− 1
)
− ip (4.1)
4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval 18
waarbij i0 de sperstroom van de diode is, q de elementaire lading van een elektron, k
de constante van Boltzmann en T de absolute temperatuur. Merk op dat in principe de
stroombron ip ook spanningsafhankelijk is.
De fotostroom ip ontstaat doordat een invallend foton een elektron-gatpaar opwekt in
de pn-junctie. De heersende velden in de junctie zullen het elektron in de richting van
de n-type halfgeleider en de holte naar de p-type halfgeleider doen bewegen. Het zijn
hoofdzakelijk de fotonen die in het depletiegebied geabsorbeerd worden die ladingsparen
opwekken die bijdragen tot meetbare stroom, daar deze zeer snel gecollecteerd worden.
De fotonen die buiten het depletiegebied opgenomen worden, wekken ook wel elektron-
holteparen op maar deze hebben een veel grotere kans om te recombineren al vorens bij te
dragen tot de fotostroom. Voor een grote gevoeligheid (en snelheid) is het dus van belang
om zoveel mogelijk fotonen in het sperlaag te krijgen en ze daar te absorberen. Men
kan hiervoor bijvoorbeeld de breedte van het depletiegebied (en dus ook de oppervlakte)
vergroten door de junctie invers te polariseren, waardoor het netto aantal geabsorbeerde
fotonen er toeneemt. Of er kan een stukje intrinsieke halfgeleider aanbrengen tussen het p-
en n-materiaal. Aangezien de kans tot recombinatie er erg klein is, zullen de meeste fotonen
die op dit intrinsieke stuk halfgeleider invallen ladingsparen opwekken die bijdragen tot de
fotostroom. Dergelijke detectoren noemt men PIN-diodes (P -Intrinsiek-N ) en zijn ook erg
populair.
Fototransistoren hebben een relatief gelijkaardige werking: fotonen vallen in op de basis
van de bipolaire transistor, genereren een stroom die op haar beurt aanleiding zal geven tot
β keer grotere stroom in de collector. Net als bij gewone BJT’s kan een fototransistor ook
als Darlington geschakeld worden om nog zwakkere lichtintensiteiten te kunnen detecteren.
Fototransistoren beschikken doorgaans over een stuk lagere bandbreedte dan fotodiodes.
Eigenlijk zijn alle pn-juncties op zijn minst gedeeltelijk lichtgevoelig wat meestal als een on-
gewenst effect gezien wordt. In theorie (en ook in praktijk zoals figuur 4.1 duidelijk maakt)
kunnen standaard LED’s dankzij hun doorzichtige verpakking dus ook gebruikt worden om
lichtmetingen te doen. LED’s zijn hiervoor niet geoptimaliseerd maar voor lichtsignalen
met een relatief lage frequentie of voor het opmeten van omgevingslicht, kunnen ze een
aantrekkelijk en goedkoop alternatief bieden. Een interessant manier van werken (zie ook
figuur 4.1) bestaat erin de LED eerst gedurende een korte periode invers te polariseren
door ze bijvoorbeeld met een hooggedreven I/O-pin van een microcontroller te verbinden.
De LED is zo elektrisch equivalent aan een capaciteit in parallel met een lichtafhankelijke
stroombron. De inverse polarisatie zorgt ervoor dat de capaciteit tot een zekere waarde
4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval 19
wordt opgeladen. Vervolgens schakelen we de I/O-pin om naar inputmodus, waardoor
deze capaciteit terug kan ontladen met een snelheid die afhankelijk is van de hoeveelheid
lichtinval. Met een eenvoudige timer kan dan de grootte van de lichtstroom en dus het
ingevallen lichtvermogen met een relatieve nauwkeurigheid afgeleid worden.
I/O
Vcc
µC µC
IN
µC
Figuur 4.1: Voorbeeld van een LED die als fotosensor gebruikt wordt door aansturing met een
microcontroller
Ondanks deze vaak vergeten werking van een LED zijn er toch een aantal slimme toepas-
singen van dit bidirectioneel karakter te vinden (cfr. [14][15] in de bibliografie voor enkele
interessante voorbeelden).
4.2.1 Keuze voor fotodiode
Wegens de extra complexiteit die komt kijken bij de bidirectionele aansturing werd er in
deze masterproef geen gebruik gemaakt van een LED als lichtdetector. Het lijkt echter
wel interessant om te onderzoeken in hoeverre de OLED, in navolging van de LED, in
de toekomst zelf als lichtzender en -sensor zou kunnen gebruikt worden, maar dit valt
buiten het bereik van deze masterproef. Zowel fotodiodes als -transistoren zijn bruikbaar
om de beoogde functionaliteit te realiseren. Er werd voor een fotodiode gekozen omdat
ze ten eerste typisch een grotere bandbreedte hebben (al is in het uiteindelijke ontwerp
dit helemaal geen noodzaak meer), en ten tweede leken er in het algemeen ook meer
toepassingsvoorbeelden en literatuur beschikbaar te zijn dan voor fototransistoren.
4.2 Stroomgeneratie in pn-juncties door lichtinval 20
4.2.2 Vervangschema fotodiode
Om het gedrag van een Silicium-fotodiode beter te begrijpen, bestuderen we kort de com-
ponenten die aanwezig zijn in het elektrische vervangschema weergegeven in figuur 4.2.
ip id
i
RshCj
Rs
V
i
=V
Figuur 4.2: Elektrisch vervangschema van een fotodiode, bestaande uit de lichtafhankelijke
stroombron ip, een diode met donkere (lek)stroom id, de junctiecapaciteit Cj en
een serie- en shuntweerstand Rs en Rsh.
De stroombron ip kwamen we al eerder tegen en modelleert de lichtafhankelijkheid van de
sensor. De diode stelt de pn-junctie waarbij id de lekstroom (of donkere stroom) is die
door de junctie vloeit. Rsh is een zeer grote weerstand (orde 10-1000’en MΩ) en bepaalt
ruisstroom in de kortsluitstroom. De grootte correspondeert met de raaklijn aan de IV-
curve bij een spanning van 0V. Er geldt: hoe groter Rsh, hoe kleiner de ruisbijdrage en hoe
beter de performantie van de fotodiode. De serieweerstand Rs brengt de resistiviteit van
de contacten en het deel van het silicium dat zich niet in het ladingsruimtegebied bevindt
in rekening. In een ideale fotodiode zou deze component afwezig moeten zijn maar typische
waarden liggen rond de 10 a 1000 Ω. Tot slot fungeren de ’grenzen’ van het depletiegebied
als een parallelle-plaatcapaciteit die de junctiecapaciteit Cj genoemd wordt. Hoe breder
het ruimteladingsgebied, hoe kleiner deze capaciteit is.
Dynamisch gedrag
De reactiesnelheid van de fotodiode is afhankelijk van 3 factoren:
1. tdrift(ladingscollectietijd): De tijd die nodig is om ladingsdragers die in het depletie-
gebied gegenereerd werden of er naartoe gediffundeerd zijn in het p- of n-materiaal
te collecteren. Deze term is typisch erg klein (< 1ns).
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 21
2. tdif (de diffusietijd): de tijd die ladingsdragers die buiten het depletiegebied gegene-
reerd worden nodig hebben om naar het depletiegebied te diffunderen en deel uit te
maken van de fotostroom. Men kan tdif verkleinen door het ruimteladingsgebied te
vergroten.
3. tRC (RC-tijdsconstante): de tijd die nodig is om de capaciteit Cj (eventueel vermeer-
derd met andere parallelle, parasitaire capaciteiten zoals de ingangscapaciteit van
een OpAmp) op te laden of te ontladen met de stroom die door parallelschakeling
van Rsh met Rs en een externe lastweerstand RL vloeit.
De totale responstijd wordt verkregen door deze drie onafhankelijke bijdrages kwadratisch
te sommeren [16]:
ttotaal =√
t2drift + t2dif + t2RC (4.2)
Kort samengevat kan de reactietijd dus verkleind worden door de externe lastweerstand RL
te verkleinen wat tot een lagere tRC leidt en door de fotodiode achterwaarts te polariseren
zodat het depletiegebied toeneemt en tdif dus afneemt. Bovendien daalt hierdoor ook de
junctiecapaciteit wat tRC opnieuw doet dalen.
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps
Na de keuze voor een fotodiode als lichtsensor kan ook een geschikte meetopstelling na-
der onderzocht worden. Om te zorgen dat de fotodiode geen invloed ondervindt van de
overige elektronica die de gemeten stroom of spanning verder verwerken, wordt deze bijna
steeds voor een operationale versterker (OpAmp) geplaatst. Bovendien kan de OpAmp
het gegenereerde signaal gepast versterken tot een bruikbare waarde, wat geen overbodige
luxe is aangezien de gecreeerde fotostromen bij lage lichtintensiteiten typisch slechts enkele
microamperes bedragen .
Als we de stroom-spanningkarakteristiek (zie formule 4.2) van een fotodiode onder invloed
van belichting in figuur 4.3 bekijken, kunnen we hierin vier mogelijke werkingsgebieden
onderscheiden. In kwadranten 1 en 2 is er om evidente redenen geen lichtdetectie mogelijk.
Merk op dat bij toenemende belichting de IV-curves steeds lager komen te liggen door de
toenemende fotostroom ip in formule 4.2.
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 22
toenemende
belichting
V
I
12
43
geen
belichting
V
I
Figuur 4.3: Stroom-spanningscurves van een fotodiode voor toenemende belichting. De boven-
ste curve stemt overeen met de karakteristiek in volledige duisternis. De rode en
groene rechte duiden respectievelijke de openklem- en de zero-biasmodus aan.
4.3.1 Openklemmodus
Vout
R2
R1
Figuur 4.4: Fotodiode in openklemmodus met een niet-inverterende spanningsversterker.
Op de grens tussen het 1e en 4e kwadrant meet men de openklemspanning:
VOC =kT
qln
(
ipi0− 1
)
(4.3)
De logaritmische afhankelijkheid van VOC met de fotostroom ip zorgt ervoor dat de open-
klemspanningsmodus niet geschikt is om de invloed van de lichtintensiteit in een lineair
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 23
verband om te zetten. Bovendien is VOC wel lineair afhankelijk van de absolute tempera-
tuur T wat hier een extra nadeel vormt. Een voorbeeld van deze implementatie is te zien
in figuur 4.4.
4.3.2 Fotovoltaısche modus
Vout
R2
R1
RL
ip
Figuur 4.5: Fotodiode in fotovoltaısche modus met een niet-inverterende spanningsversterker.
In het 4e kwadrant (I < 0, V > 0) spreken we over fotovoltaısche werking. In deze modus
levert de diode netto elektrische energie af; dit is de functionaliteit van een zonnecel.
Voor metingen wordt de fotodiode in parallel met een lastweerstand RL geplaatst. Indien
RL >> Rsh zal de fotostroom een spanning VO opwekken over RL die op haar beurt de
fotodiode voorwaarts polariseert. De spanning is zo opnieuw een logaritmische functie van
de intensiteit, met voor limietgeval van RL = ∞ de relatie 4.3.1. Bovendien is Rsh een
relatief slecht gekende waarde die nogal durft verschillen binnen een batch van fotodiodes.
Om VO toch als lineair verband met de lichtinput op te meten, dient RL dus zo klein
mogelijk te zijn (op zijn minst RL << Rsh). Als we echter de belastingslijn V = −RLi in
het vierde kwadrant van in figuur 4.3 zouden uitzetten, dan zien we dat een kleine RL ook
zal resulteren in een erg kleine spanningswaarde. Dit probleem vraagt natuurlijk om een
OpAmp en een mogelijke implementatie hiervan is te zien in figuur 4.5. Dit werkt, maar
een nog interessantere oplossing bestaat erin de lichtinput niet als spanning over de diode
(evt. in parallel met een RL) op te meten maar als een stroom. Dit brengt ons echter bij
een ander limietgeval: de zero-biaswerking.
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 24
4.3.3 Zero-Bias modus
ip
Rf
Vout
= -Rf i
= Rf ip
Figuur 4.6: Fotodiode in zero-bias modus met transimpedantieversterker.
Op de grens tussen de fotovoltaısche en fotogeleidende werking ligt de zero-bias modus.
Door het circuit in figuur 4.5 om te vormen naar deze in figuur 4.6 loopt alle stroom
(indien de inputbiasstromen van de OpAmp verwaarloosbaar zijn) uit de fotodiode door
de weerstand Rf . Doordat de fotodiode geklemd wordt tussen de terminals van een Op-
Amp, is ze virtueel kortgesloten. Deze modus noemt men bijgevolg Zero-Bias ; Rf meet de
kortsluitstroom van de detector en is niet langer beperkt tot kleine waardes zoals bij de
fotovoltaısche modus. De OpAmp werkt dus als stroom-naar-spanningsomzetter of tran-
simpedantieversterker, meer over dit schijnbaar eenvoudige circuit in 4.3.5. Het equivalent
elektrische vervangschema van de fotodiode kan nu zonder veel verlies van precisie vereen-
voudigd worden tot een stroombron in parallel met een capaciteit. Deze modus benut zo
ten volle het extreem lineaire gedrag van de lichtstroom in een fotodiode. Bovendien is
door het wegvallen van de exponentiele in 4.2 de lekstroom id geelimineerd, waardoor ook
temperatuurafhankelijkheid sterk verminderd. Tot slot kan dit circuit voor relatief grote
Rf (kΩ orde) toch nog een redelijke bandbreedte halen (< een paar Mhz). Voor commu-
nicatietoepassingen met erg lage intensiteiten en/of hoge bandbreedtes is de reverse-bias
werking echter vereist.
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 25
4.3.4 Fotogeleidende modus
ip
Rf
Vout
= - Rf i
= Rf (ip - id)
-Vbias
Figuur 4.7: Fotodiode in fotogeleidende modus met een achterwaartse polarisatie van Vbias met
transimpedantieversterker.
Van zodra de fotodiode in figuur4.6 invers gepolariseerd wordt, belanden we in het 3e kwa-
drant (I < 0, V < 0) en spreekt men over fotogeleidende modus (zie figuur 4.7). Door de
negatieve biasspanning over de diode zet het depletiegebied van de junctie uit. Hierdoor zal
ook de grootte van de junctiecapaciteit Cj sterk afnemen, wat de reactiesnelheid ten goede
komt. Om het laatste restje snelheid uit de componenten te persen kiest men de negatieve
biasspanning zo groot als toegelaten. Vanaf een bepaald punt zal de diode doorslaan en een
veel grotere stroom produceren (aangeduid door de stippellijn in figuur 4.3 en gedefinieerd
als het moment waarop de lekstroom > 10µA wordt). In extreem snelle communicatie-
toepassingen gebruikt men zelfs speciaal hiervoor ontworpen avalanche-fotodiodes (in het
Engels afgekort tot APD) omdat ze instaat zijn voor kleine lichtintensiteiten zeer snel een
grote corresponderende stroom te ontwikkelen. Het grootste minpunt in fotogeleidende
modus is de toegenomen lekstroom als gevolg van de achterwaartse spanning. Deze stroom
vertoont ook nog eens een exponentiele afhankelijkheid met de absolute temperatuur; als
ruwe vuistregel stelt men dat de donkere stroom bij elke toename van 10 C verdubbeld.
Zoals de naam doet vermoeden vloeit nu ook in volledige duisternis een -zij het erg kleine-
stroom, wat een offset introduceert op het lineair verband tussen stroom en invallend licht.
Dit alles leidt tot een grotere ruisbijdrage dan in de overige circuits.
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 26
4.3.5 Stabiliteit en haalbare bandbreedte
Voorlopig werd in de gepasseerde OpAmpcircuits aangenomen dat dat deze zonder meer
correct werken. De transimpedantieversterker (TIA) waarbij stroom naar spanning wordt
geconverteerd, was hierbij een iets exotischer variatie op de typische spanningsversterkende
toepassingen die elke basiscursus elektronica behandelt. Op het eerste zicht is de werking
erg straightforward: de gegenereerde fotostroom kan niet in de minklem van de versterker
verdwijnen en loopt dus volledig door de feedbackweerstand Rf , waardoor een spanning
aan de uitgang komt te staan die gerefereerd is t.o.v. de plusklemspanning. Het verhaal
wordt echter een stuk ingewikkelder indien we dieper ingaan op de interactie tussen de
stroombron (de fotodiode) en de TIA.
Om de stabiliteit te bepalen berekenen we de ruisversterking (RV) die gerealiseerd wordt
door de feedback van het systeem. Hiervoor zullen we in de omgekeerde richting werken:
vertrekkende van de gekende oplossing, verklaren we hoe deze in zijn werk gaat en be-
rekenen we vervolgens de vereiste voorwaarde waaraan deze oplossing moet voldoen om
stabiliteit te verzekeren.
De oplossing is opvallend genoeg erg eenvoudig en bestaat uit het toevoegen van een vol-
doende grote parallelle capaciteit Cf in de feedbacktak.
Vereenvoudigd vervangschema
Om de ruisversterking RV af te leiden, maken we gebruik van het elektrische vervangschema
voor de fotodiode en een eerste orde benadering voor de ideale OpAmp. Aangezien we de
TIA uitsluitend in zero-bias of fotogeleidende modus met een achterwaartse polarisatie
tegenkomen, kunnen we het fotodiodevervangschema verder vereenvoudigen. De diode in
het schema spert steeds en kan dus weggelaten worden. Zoals eerder aangehaald is RSH erg
groot (minstens 10MΩ en typisch zelfs > 1000MΩ) zodat we de stroombron ip als ideaal
kunnen beschouwen en RSH ook achterwege kunnen laten. De serieweerstand RS is normaal
gezien klein (< 100Ω) waardoor we ook deze term in de verdere analyse zullen negeren. We
blijven dus over met een parallelschakeling van de stroombron ip en de junctiecapacieit Cj.
Zoals zal blijken speelt de capaciteit aan de ingang van de OpAmp een cruciale rol in de
stabiliteitsbepaling. De OpAmp heeft zelf echter ook een ingangscapaciteit Copamp die in
parallel staat met Cj. De totale geziene ingangscapaciteit aan de OpAmp-klemmen bestaat
dus uit Cj + Copamp en noemen we in wat volgt CIN . Figuur 4.8 toont het resulterende
circuit waarvoor de stabiliteitsvoorwaarde zal afgeleid worden.
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 27
Cj
Rf
Cf
Cin Vout
Zs
Zf
VinI
Ip
Figuur 4.8: Equivalent schema van de fotodiode met TIA circuit in zero-bias modus.
Transferfunctie en feedbackfactor
Om de transferfunctie in het Laplace-domein te bepalen voeren we een aantal notaties
in om de formules overzichtelijk te houden. De capaciteit CIN = Cj + Copamp vormt de
impedantie ZS en de impedantie in de feedbacktak gevormd door Rf en Cf noemen we Zf .
Met s = jω geldt dan
Zs =1
s (CIN)(4.4)
Zf =Rf
1 + sRfCf
(4.5)
Wegens de eindige openkringversterking (A <∞) gelden volgende formules voor de in- en
uitgangsspanning van het circuit met de conventies die in figuur 4.8 te zien zijn.
Vin = −Vout
AVout = −ZfI − Vin
= −ZfI −Vout
A(4.6)
De stroom I die door de feedbacktak loopt volgt uit de knoopuntwet van Kirchoff op de
minklem:
I = Ip +Vout
A Zs
(4.7)
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 28
Als we deze stroom nu substitueren in 4.6
Vout = −Zf
(
Ip +Vout
A Zs
)
−Vout
A
=−Zf Ip
1 +1
A
(
1 +Zs
Zf
)
kunnen we hieruit eenvoudig de transferfunctie Vout
Ipafleiden
Vout
Ip=
−Zf
1 +1
A β
met β =Zs
Zs + Zf
(4.8)
waarbij de kringwinst Aβ gevormd wordt door de openketenversterking A en de feedback-
factor β (zie figuur 4.9). Merk op dat voor ideale OpAmp met A =∞ deze bovenstaande
formule vereenvoudigd tot
Vout
Ip= −Zf = −
Rf
1 + sRfCf
(4.9)
Vandaar ook de naam transimpedantieversterker: de I-V-gain is gelijk aan de impedantie
die in de feedbacktak staat (in het ideale geval). Indien we nu de impedanties Zs en Zf
terug volledig uitschrijven, vinden we voor de feedbackfactor
β =
1
sCIN
1
sCIN
+Rf
1 + sRfCf
=1 + sRfCf
1 + sRf (CIN + Cf )(4.10)
Stabiliteitscriterium
In figuur 4.9 zien de het blokdiagram voor een algemeen negatief feedbacksysteem met
openketenversterking A en feedbackfactor β. Instabiliteit treedt op indien Aβ = 1 bij een
fasedraaiing van 180 volgens het Barkhausencriterium, we snijden het punt waarop Aβ = 1
dus liefst aan met voldoende fasemarge t.o.v. deze 180 draaiing om onvoorwaardelijke
stabiliteit te hebben. De openketenversterking A(s) van een OpAmp kan in eerste orde
benadering als volgt beschreven worden:
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 29
A(s) =AOL
1 +s
ωA
(4.11)
A
b
X Y
Figuur 4.9: Blokdiagram van een algemeen negatief feedbacksysteem met A de openkringwinst
en β de feedbackfactor.
Voor f >> fA (met fA typisch erg laag rond 1 Hz) daalt A(s) met -20dB/dec bij een
constante fasenaijling van 90. Het punt waarop de openkringversterking A(s) = 1 of
0 dB, is de versterkingsbandbreedte (in het Engels gain-bandwidth of GBW) die typisch
wordt opgegeven in de datasheet van de OpAmp. Of het systeem al dan niet kans op
oscilleren vertoont, hangt af van de ruisversterking (RV) in het systeem. De RV van een
feedbacksysteem bedraagt 1/β. Als we deze 1/β verder bestuderen a.d.h.v. formule 4.10,
zien we dat de capaciteiten CIN + Cf voor een nul in de transferfunctie zorgen. In de
meeste toepassingen zal Cf veel kleiner dan CIN blijken te zijn waardoor de toevoeging
van een parallelle Cf in de feedbacktak bijna geen invloed zal hebben op de ligging van
deze nul:
fz =1
2πRf (CIN + Cf )≈
1
2πRfCIN
voor CIN >> Cf (4.12)
Hierdoor zal 1/β voor f > fz stijgen met 20dB/dec bij een fasevoorijling van 90 (cfr. figuur
4.10). De kringwinst Aβ is logaritmisch gelijk aan het verschil tussen de open-kringwinst
As en de RV = 1/β.
logAβ = logA− log1
β= logA− logRV (4.13)
Instabiliteit treedt dus op als RV 180 in fase gedraaid is vooraleer de RV-curve de A-curve
snijdt in het Bodediagram weergegeven in figuur 4.10. Zonder Cf zou deze nul ervoor zorgen
dat bij het kruisen van 1/β met As de fasedraaiing bijna 180 zou bedragen (90 door A(s)
4.3 Fotodiodemonitoring met OpAmps 30
en 90 door de nul in RV), waardoor er mogelijks instabiliteit optreedt. Door een voldoende
grote Cf in de feedbacktak krijgt 1/β een pool bij waardoor de ruisversterking afvlakt
vooraleer deze A(s) snijdt. Maar hoe groot is ’voldoende groot’ precies? De gecreeerde
pool ligt op
fp =1
2πRfCf
(4.14)
AOL
0
vers
terk
ing [dB
]
log(freq) [Hz]
fz fp1 fp2 fp3 fGBW
Ruisversterking
(1/b)
1+CIN/Cf
Figuur 4.10: Bodeplot van de ruisversterking RV en de openketenversterking A(s) die elkaar
snijden.
Als we, zoals in figuur 4.10 aangeduid, fp te groot kiezen: fp = fp3, dan valt de pool
buiten de A(s)-curve en kan het circuit oscilleren. Als we fp te klein kiezen: fp = fp1,
hebben we overgecompenseerd en gaat een deel van de nuttige signaalbandbreedte verlo-
ren. De optimale positionering bevindt zich net op het snijpunt tussen A(s) en 1/β, of dus
fp = fp2. Aangezien deze A(s) even snel daalt als 1/β stijgt, vormen hun curves een gelijk-
benige driehoek met de frequenties tussen fz en fGBW als basis en met top op frequentie
fp2. De pool ligt dus precies in midden tussen beide frequenties. Daar een bodediagram
dubbel-logaritmisch ingedeeld is, is het midden tussen 2 frequenties niet het rekenkundige
gemiddelde maar het geometrisch gemiddelde:
fp2 =√
fz fGBW (4.15)
Simpele substitutie van de corresponderende waarden uit 4.12 en 4.14 leidt dan tot volgende
stabiliteitsvoorwaarde:
4.4 Keuze fotodiode en OpAmp 31
1
2πRfCf
<
√
fGBW
2πRf (Cf + CIN)(4.16)
≤
√
fGBW
2πRfCIN
voor CIN >> Cf (4.17)
→ Cf ≥
√
CIN
2πfGBWRf
(4.18)
De keuze van Cf legt meteen ook de maximale signaalbandbreedte van het circuit vast op
f−3dB =1
2πRfCf
=
√
fGBW
2πRfCIN
(4.19)
Om zoveel mogelijk nuttige bandbreedte over te houden en toch voldoende grote spannings-
signalen te hebben, implementeert men dus best een TIA met een relatief kleine versterking
(Rf ) gevolgd door een extra (breedbandige) spanningsversterker.
4.4 Keuze fotodiode en OpAmp
Bij de keuze van een geschikte fotodiode om de OFB te implementeren zijn een aantal zaken
van belang. Allereerst dienen ze een bruikbaar spectraal bereik te bezitten. De OLED
produceert diffuus wit licht met golflengtes binnen het zichtbare spectrum (∼ 450-670 nm
zie ook deel 3.4). Zoals hiervoor besproken is een kleine CIN gunstig voor de bandbreedte.
Tot slot moet de gevoeligheid liefst zo groot mogelijk zijn, zodat de versterking door Rf
geen al te grote waarden dient aan te nemen. In het eerste ontwerp vertrokken we van
de SFH206K die een spectraal bereik van 400-1100 nm had (met piekdetectiviteit op 850
nm) en een relatief kleine CIN = 72pF. De gegenereerde fotostromen waren ≥ 20µA voor
OLED-stromen groter dan 100 mA. Een Rf ≥ 1kΩ zorgt dus reeds voor een handelbaar
spannigssignaal (voor naversterking).
Oorpsronkelijk was het idee om de fotodiode het volledig dynamisch gedrag van de lichtout-
put te laten produceren. Daar de gebruikte DC/DC-convertor een minimale spanningsrim-
pel van 25 mV aan de feedbackpin vereist om stabiel te werken, moest de fotodiodestroom
dus instaat zijn dit signaal te kunnen reproduceren. Omdat de convertor bij frequenties
tussen 100 kHz - 1 MHz zou opereren, was een relatief breedbandige en voldoende gevoelige
fotodiodemonitoring vereist. Met dit in gedachte werd geopteerd voor de zero-bias werking,
4.5 Fotostroom i.f.v OLED-stroom 32
waarbij indien nodig kon overgestapt worden naar volledige fotogeleidende modus indien de
bandbreedte toch problemen zou opleveren. Zoals in deel 4.3.5 aangetoond, moet hiervoor
een OpAmp met een voldoende hoge GBW en voornamelijk lage inputbiasstromen en ruis-
gevoeligheid gekozen worden. Wij werkten met de OPA2356AID van TexasInstruments;
een MOSFET-gebasseerde versterker via spanningsfeedback met slechts 3 pA inputbias-
stroom, 3 pF inputcapaciteit bij een hoge GBW van 200 MHz. Aangezien het lichtsignaal
altijd > 0 zal zijn, kunnen we een enkelvoudige voeding gebruiken. We kozen een versie
met 2-in-1 package zodat de 2e OpAmp als breedbandige spanningsversterker kan gebruikt
worden.
4.5 Fotostroom i.f.v OLED-stroom
Om stroomproductie in de gekozen fotodiode te karakteriseren in functie van de OLED-
stroom (en dus luminantie), plaatsen we ze op de verlichtingsbron en dekken we ze af met
zwarte tape zodat er zogoed als geen omgevingslicht wordt doorgelaten. Vervolgens meten
we de fotostroom a.d.h.v. een Keithley 2401 Source Meter Unit (SMU) voor stijgende
OLED-stromen. Zoals in 4.11 te zien is, bekomen we in zeer goed benadering een lineair
verband.
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
0 100 200 300 400 500
IOLED [mA]
I fd [u
A]
Figuur 4.11: Fotostroom Ifd i.f.v. OLED-stroom Io voor de gekozen fotodiode SFH206K.
DC/DC-CONVERTOR 33
Hoofdstuk 5
DC/DC-convertor
5.1 Algemeen
Om van een hoge DC-voedingsspanning naar een lagere DC-spanning over te gaan zijn
er voor elektronicatoepassingen met een laag tot gemiddeld vermogen een aantal moge-
lijkheden. In toepassingen waar slechts werking in een kwadrant vereist is, of m.a.w. de
spanning over en stroom door de last hebben slechts een orienteringszin, behoren een een-
voudige zenerdiode die de uitgangsspanning klemt, een lineaire spanningsregelaar en een
schakelende convertor (Buck -convertor genaamd) tot de meest courante circuits. We maken
hier abstractie van geısoleerde DC/DC-convertoren die typisch bij iets hogere vermogens
gehanteerd worden en waarbij een transformator aan te pas komt. Het grote voordeel over
een gewone resistieve spanningsdeler -naast een veel lagere dissipatie- is dat deze schakelin-
gen een lijnregeling (de mate waarin de uitgangspanning of -stroom kan constant gehouden
worden bij variaties in de inputspanning) en een lastregeling (de mate uitgangsspanning-
of stroom kan constant gehouden worden bij variaties in de last) bezitten. De lineaire en
schakelende convertor gebruiken zelfs een actieve lastregeling via feedback.
Doordat vermogensefficientie, zeker in consumentenelektronica, een steeds belangrijker
aandeel in het designproces op zich neemt, is er een evolutie weg van traditionele lineaire
spanningsreglaars (bv. LM317) en naar schakelende convertoren. Door hun schakelende
werking zijn ze in staat veel hogere efficientiegraden te halen zeker bij grote verschillen in
in- en uitgangsspanning, terwijl de dissipatie in lineaire regelaars voor eenzelfde stroom
evenredig met de spanningsval stijgt. Als de beperkte rimpel die door de schakelende
convertor nog te groot blijkt te zijn dan kan eventueel een spanningsregelaar na de scha-
kelende regelaar gezet worden om zo het beste van de twee werelden te verkrijgen: erg
5.1 Algemeen 34
goede lijn/lastregeling en grote efficientie. Met de komst van verbeterde geıntegreerde
vermogenselektronica werden hogere schakelfrequenties mogelijk, zodat de grootte van de
inductor bijna evenredig kon dalen. Dit leverde zowel verkleinde fysische afmetingen als
een verminderde storing door te grote magnetische velden op. Ook konden de benodigde
capaciteitswaarden afnemen waardoor in sommige gevallen volledig keramische (ten nadele
van deels elektrolytische) implementaties mogelijk werden, wat de afmetingen, de efficien-
tie en de totale levensduur van het circuit verder ten goede kwam. Moderne commerciele
verkrijgbare Buck-convertoren hebben schakelfrequenties tussen de 25 kHz en 2 MHz. Ef-
ficienties van ∼ 80− 90% naargelang de toepassing zijn zeker niet onhaalbaar.
Werking Buck-convertor
Omdat dit een belangrijk deel van het totale design zal vormen, wordt kort de werking van
de Buck-convertor overlopen. Zoals in figuur 5.1 te zien is, staat in serie met de ingang van
het circuit een schakelaar (een vermogenstransistor) die de hoge ingangsspanning doorlaat
indien ze gesloten is en blokkeert indien ze open is. Zo ontstaat er een blokgolfspanning
over de diode die afwisselt tussen Vin en −Vd, de drempelspanning van de diode (zie ook
figuur 5.2). Een laagdoorlaatfilter, typisch als LC-filter geımplementeerd om geen ver-
dere vermogensverliezen in een eventueel resistieve component voor de last tegen te gaan,
middelt deze blokgolf uit naar een constant Vout op een kleine rimpel na.
Vin
Cin
L
D Cout
Last
SIs
ID
Vout
Figuur 5.1: Elektrische schema van een algemene Buckconvertor (zonder controlemechanisme)
met in het rood het stroompad tijdens tON en in het groen het stroompad tijdens
tOFF .
Via een controlemechanisme wordt Vout vergeleken met de gewenste waarde (typisch via
een spanningsdeler op de uitgang) en de duty cycle δ = tON/T aangepast. Indien Vout
te laag is zal de schakelaar S gesloten blijven en stijgt tON , indien de spanning te hoog
5.1 Algemeen 35
is opent S en daalt het aandeel van tON in de schakelperiode T . In steady-state bij een
onveranderlijke last hebben tON en tOFF uiteraard een constante waarde. Dit levert de
Buck-formule voor de uitgangsspanning:
Vout =tON
TVin = δ Vin (5.1)
Er zijn 2 algemene modi waarin de Buck kan opereren: Continious Current Mode (CCM)
of Discontinious Current Mode (DCM). Bij CCM wordt de ogenblikkelijke stroom door de
spoel nooit nul, voor DCM is dit voor een deel van de tOFF wel het geval. Er geldt:
CCM : IL,avg >IL,pp2
DCM : IL,avg <IL,pp2
Stroomverloop in CCM-regime
Het gedetailleerd stroomverloop in CCM werking, die typisch wordt nagestreefd wegens
efficienter, is weergegeven in figuur 5.2. Tijdens tON staat er een hoge spanning over de
spoel waardoor de stroom, getrokken uit de ingangsspanning, lineair toeneemt.
Door het na-ijlend karakter van de spoel dient er ook stroom te kunnen vloeien nadat
S uitschakelt. Een vrijloopdiode laat toe dat deze uit de massa getrokken wordt zonder
dat er stroom wegvloeit tijdens tON . Omdat de positieve spanning over de spoel nu in de
andere richting staat, zal deze stroom lineair afnemen tot S opnieuw aanschakelt en het hele
proces zich herhaalt. Merk op dat de stroom door de capaciteit dezelfde is als deze door
de spoel maar zonder DC-component (of dus met de horizontale stippellijn als referentie
op de 2e grafiek in figuur 5.2). Meestal is de vrijloopdiode een Schottky-diode. Wegens
hun lagere drempelspanning t.o.v. andere diodes veroorzaken ze minder vermogensverlies
tijdens stroomvoering. De Schottky-diode kan op zijn beurt vervangen worden door een 2e
vermogenstransistor met een lage RDSON , waardoor er nog minder vermogen gedissipeerd
wordt tijdens de vrijloopwerking. Het type met 2 vermogenstransistors noemt met een
synchrone Buck-convertor. Synchroon of asynchroon is een afweging tussen een lagere
warmtedissipatie en hogere efficientie aan de ene kant en een gestegen kost en complexiteit
wegens de vereiste complementaire aansturing van de extra vermogenstransistor aan de
andere kant.
5.1 Algemeen 36
ILpp
VSW
IL
IS
ID
IL,avg
VSW,avg
=
Vout,avg
t
t
t
t
tON tOFF
Vin
-VD
Figuur 5.2: CCM stroomverloop i.f.v de tijd in een algemene Buckconvertor waarbij Vin en Vout
de in- en uitgangsspanning, VD de diodedrempelspanning zijn en IL, IS , ID de
stroom door respectievelijk de spoel, schakelaar en diode aanduiden.
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 37
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor
5.2.1 Spanningsregeling vs stroomregeling
De algemene Buck-convertor zoals hiervoor beschreven en het bijhorende controlemecha-
nisme kan echter nog in 2 duidelijk verschillende versies uiteenvallen: een versie waar de
nadruk ligt op Vout zo constant mogelijk te houden en een versie waar de nadruk ligt op de
(gemiddelde) stroom Iout zo constant mogelijk te houden. Bij spanningsgestuurde Bucks
wordt de uitgangswaarde (Vout) typisch opgemeten via een resistieve spanningsdeler en
vergeleken met een referentiewaardespanning. Bij stroomgestuurde Bucks controleert men
stroom die door de last vloeit bijvoorbeeld via een kleine, seriele sense-weerstand om zo
opnieuw een spanning te hebben die met een referentie kan vergeleken worden. Typisch is
deze referentiespanning bij de spanningsversie een stuk hoger (bv. VFB,V = 1, 25V ) dan bij
de stroomversie (bv. VFB,C = 0, 2V ). Omdat bij deze laatste versie de volledige stroom die
door de last liep ook door de sense-weerstand gaat is het uiteraard voordeliger om een zo
laag mogelijke spanningsreferentie te hebben. De voelweerstand kan dan klein in waarde
(typisch ≤ 1Ω) blijven zodat de vermogendissipatie erin beperkt blijft.
Door de exponentiele I-V-karakteristiek van een OLED levert een kleine ∆V op de uit-
gangsspanning reeds een relatief groot verschil in de stroom en bijgevolg ook de luminantie
zoals te zien in figuur 5.3. De rimpel op de spanning dient dus best zo klein mogelijk te zijn.
Bovendien is de mate van onnauwkeurigheid door ∆V sterk afhankelijk van het gekozen
werkpunt. Voor een vast werkpunt lijkt dit nog doenbaar maar van zodra dit punt dient
aangepast te worden hetzij wegens een andere gewenste lichtoutput, hetzij ter compensatie
van de veroudering, wordt deze methode erg onpraktisch. Tot slot is ook geweten dat de
degradatie in de OLED zich niet enkel in luminantie manifisteert maar ook in een span-
ningstoename bij eenzelfde stroom. Indien de spanning over de OLED geregeld wordt, zal
de stroom voor een constante Vout een dalende functie zijn over tijd. Daardoor zal er naast
een daling in luminantie door de OLED-degradatie ook nog eens een daling in toegevoerde
stroom volgen vanwege het regelmechanisme wat de luminantie al helemaal doet aftakelen.
Stroomsturing is dus duidelijk een superieure keuze voor OLED-toepassingen.
Nu kan een spanningsgecontroleerde Buck zoals enkele application notes aanhalen (cfr.
[17]), ook om te vormen naar een stroomgestuurde versie door simpelweg een serieweerstand
tussen massa en last te zetten. Om het probleem van de hoge referentiespanning (en
dus hoge weerstandswaarde en dissipatie) tegen te gaan kunnen we de gemeten spanning
Vsns over de weerstand een offset geven, bijvoorbeeld door een spanningsdeler te plaatsen
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 38
0 1 2 3 4 5 6 7 80
50
100
150
200
250
300
350
400
450
500
550
I[m
A]
V[V]
60 mV ~ DV 0.9%
51 mA ~ DI 15%
Figuur 5.3: IV-karkateristiek van de gehanteerde OLED-tegel (Philips Lumiblade GL35) waar-
bij duidelijk te zien is dat een procentuele kleine spanningsvariatie tot een relatief
grote stroomvariatie leidt.
tussen een constante offsetspanning en Vsns over de sense-weerstand. Meestal is bij off-
the-shelf Buck zelfs een pin beschikbaar die verbonden is met de uitgang van een interne
spanningsregelaar. Een nadeel is echter dat de accuraatheid van de offset grotendeels
afhankelijk is van deze referentiespanning. LED-drivers zijn de meest courante toepassing
van stroomgestuurde DC/DC-convertoren.
5.2.2 LM3402 van Texas Instruments
Met al de voorgaande afwegingen in gedachte werd geopteerd voor een stroomgestuurde,
asynschrone Buck-convertor: de LM3402 van Texas Instruments. Het is een convertor
die een ingangsspanning tot 42V naar maximaal 6V kan terugbrengen voor een constante
outputstroom van 500 mA, en bij instelbare frequenties van < 50kHz tot > 1MHz. Bij
buckconvertoren die als (O)LED-drivers gebruikt worden zijn controlemechanismen geba-
seerd op hysteresis waarbij het stroomdal en/of de stroompiek gemonitord worden. Dit is
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 39
erg populair omdat regeling van de stroom door verlichtingsbron nu net is wat ons inte-
resseert, in tegenstelling tot de spanning die er over komt te staan. Zo ook bij de LM3402
die een stroomdalregeling voorziet. Omdat deze een zeer wezenlijke invloed had op het
verdere designkeuzes, wordt op het specifieke controlemechanisme meer in detail ingegaan.
5.2.3 Controlled-On-Time regeling
De LM3402 hanteert een Controlled-On-Time of COT-mechanisme met een comparator in
de feedbackkring i.p.v. een foutversterker zoals bv. bij veel alternatieve controlemechanis-
men Bucks. Dit zorgt ervoor dat de bandbreedte van de regelkring vrij hoog is en dat er
bijgevolg geen extra componenten vereist zijn om een frequentiecompensatie te voorzien
opdat de regelkring stabiel zou blijven. De COT regelt in deze chip de dalstroom die door
de inductor loopt. Het controlealgoritme is in figuur 5.4 in vereenvoudigde vorm weerge-
geven. Extra beveiligingen zoals onder meer een piekstroombeperking op de transistor van
735 mA of thermische uitschakeling van 10 periodes indien de temperatuur boven 165 C
stijgt, werden achterwege gelaten.
De dalstroom door de inductor wordt opgemeten door een sense-weerstand tussen last en
massa. De resulterende spanning wordt aan de ingang van een comparator gelegd die
deze met een referentiespanning van 200 mV vergelijkt. Van zodra de gemeten en dalende
spanning (want de comparatorwerking vind plaatst tijdens tOFF en dus bij een lineair
dalende stroom door de spoel) onder 200 mV zakt, schakelt de vermogenstransistor terug
aan en dit voor voorafbepaalde tijd tON -vandaar de naam. Als tON gepasseerd is, opent
de vermogenstransistor voor een minimale OFF-tijd van 300 ns waarna de comparator
opnieuw start met de dalende inductorstroom te volgen tot deze onder 200 mV zakt en het
volledige proces zicht herhaald.
5.2.4 Ontwerpcyclus
De duur van tON wordt bepaald door de ingangsspanning en een externe weerstand RON :
tON = 1, 34 10−10
RON
Vin
(5.2)
waarbij 1, 34 10−10 een constante is die afhankelijk is van de interne COT-architectuur en
opgegeven werd in de datasheet van de LM3402. De schakelfrequentie fSW ligt dan voor
een gekende VOUT (hier de voorwaartse spanning over de OLED vermeerderd met een 200
mV wegens de extra spanningsval over sense-weerstand) vast via
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 40
schakel
MOSFET aan
start tON timer
tON
afgelopen
?
schakel
MOSFET aan
FB-comparator
aan
VFB <
200 mV
?
start
J
N
J
N
Figuur 5.4: Vereenvoudigd controlediagram van de COT-werking in de LM3402.
fSW =Vout
1, 34 10−10 RON
=Vout
Vin tON
=δ
tON
(5.3)
Typisch is de keuze van tON en fSW een afweging tussen grotere afmetingen en hogere
minimale waardes voor de spoel en capaciteiten bij lage frequenties enerzijds, en een iets
lagere efficientie door toegenomen schakelverliezen maar kleinere componenten bij hogere
frequenties anderzijds. Al is dit niet absoluut, daar kleinere componenten meestal ook
kleinere verliezen genereren.
Een typische ontwerpcyclus loopt als volgt:
1. Kies een tON en leidt daaruit de fSW af (of omgekeerd) via 5.2 en 5.3.
2. De inputcapaciteit levert stroompulsen ter grootte van Io,avg als de vermogenstransis-
tor aan staat (tON), en wordt opgeladen door Vin wanneer deze af staat (tOFF ). Cin
wordt bepaald a.d.h.v. een minimale spanningsrimpel die ze moet kunnen weerstaan
tijdens tON (wanneer de stroom door de OLED uit de voedingsbron Vin afkomstig
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 41
is). Er wordt geadviseerd om minstens tweemaal de minimale waarde te plaatsen,
zijnde
Cin ≥ 2
Io tON
∆Vin,max
(5.4)
waarbij de spanningsrimpel ∆Vin,max als 5% - 10% van de maximale Vin gekozen
wordt.
3. De vrijloopdiode moet simpelweg bestand zijn tegen de Vin,max met extra marge voor
de schakelruis als de transistor aan staat, en voldoende grote stroomcapaciteit hebben
om de vrijloopstroom te leveren tijdens tOFF . Deze stroom bedraagt
ID,avg = (1− δ) Io,avg =
(
1−tON
TSW
)
Io,avg (5.5)
4. Zal er een Cout gebruikt worden? Zo niet legt de inductantiewaarde meteen ook
de rimpel door de OLED vast. Om deze rimpel te beperken zal inductor L dus
aanzienlijk moeten zijn. Zoja, mag de spoel een stuk kleiner zijn en de stroomrimpel
∆iL erin veel groter zijn. Rimpels tot ±30% van IO,avg zijn dan gebruikelijk. De
minimale inductantie bedraagt dan:
Lmin =Vin,max − Vout
∆iL tON (5.6)
De inductorstroom vormt een driehoeksgolf die loopt van IL,min = IL,avg−∆iL/2 tot
IL,max = IL,avg + ∆iL/2. De gemiddelde inductorstroom loopt volledig door de last
zodat: IL,avg = Io,avg.
Waarmee we meteen ook een ondergrens hebben voor de saturatiestroom en de DC-
stroom die de spoel moet aankunnen.
5. Voor een standaard elektrische feedback kan Rsns nu bepaald worden. We zullen zien
dat in het uiteindelijke ontwerp met optische feedback dit anders zal zijn. Omdat
het COT-controlemechanisme het dal van de inductorstroom (zijnde IL,min) regelt,
geldt er:
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 42
IL,min = IL,avg −∆iL2
=Vref
Rsns
−Vout tsns
L
→ Rsns =Vref L
IO,avg L+ Vout tsns − (Vin − Vout) tON/2(5.7)
waarbij Vref = 200 mV de referentiespanning van de feedbackcomparator is. Omdat
de comparator niet oneindig snel is, zal de stroom door de inductor nog licht verder
gedaald zijn dan 200 mV/Rsns voordat de vermogenstransistor terug aanschakelt.
tsns stelt deze delay voor en bedraagt typsich 220 ns.
t
IL,avg
DIL
IL,max
IL,min
Comparator
schakelt om:
tOFFtON
tsns
IL(t) = Vref / Rsns
Transistor
schakelt aan
DI = Vout tsns / L
IL(t)
Figuur 5.5: Stroomverloop in de spoel met aanduiding van extra stroomafname wegens de tijds-
vertraging tussen de comparator- en de transistoromschakeling.
6. Tot slot kunnen we de stroomrimpel door de OLED vastleggen door een geschikte
keuze van COUT . Als we naar het schema in figuur 5.6 kijken dan zien we dat we
∆iOLED kunnen afleiden als
∆iOLED =∆iL
1 + rDZC
(5.8)
met ZC = ESR +1
2πfSWCout
(5.9)
waarbij rD staat voor de dynamische weerstand van de OLED bij de gewenste DC-
instelstroom. De afleiding van rD werd in sectie 3.1.1 reeds besproken.
5.2 Keuze van een off-the-shelf Buckconvertor 43
DiL
ESR
RSNS
CO
DiC DiOLED
DiL
RD
Figuur 5.6: Schematische voorstelling van het AC-stroompad tussen de OLED’s dynamische
weerstand rD en de outputcapaciteit CO en haar equivalente serieweerstand (ESR)
ONTWERP EN IMPLEMENTATIE 44
Hoofdstuk 6
Ontwerp en implementatie
6.1 Algemeen
Bij het ontwerpen van een geschikte OFB-aansturing voor de OLED werden een aantal
algemeen keuzes en afwegingen gemaakt die hier kort opgesomd worden.
1. Het design zal op PCB(Printed Circuit Board)-niveau gebeuren zodat een demon-
strator kan vervaardigd worden. De fotodiode is dan ook een discrete component.
Omdat de nadruk ligt op het aantonen van een goed en effıcient werkende aansturing
a.d.h.v. OFB en niet op het ontwikkelen van een commercieel of esthetisch product,
werd deze sensor bevestigd op de bovenzijde van de OLED. Dat dit uiteraard een stuk
van het belichtignsoppervlak van de OLED inpalmt, levert hier dus geen bezwaar.
Een mogelijk nadeel is wel dat de package van de fotodiode nu in direct contact
staat met de OLED zodat deze (gedeeltelijk) mee zal opwarmen ten gevolge van de
warmteproductie van de OLED. Eventuele problemen die hierdoor kunnen ontstaan
zullen in hoofdstuk 8 met verbeteringen en aanpassingen kort aangekaart worden.
2. Het ontwerp wordt gebaseerd op een enkele verlichtingstegel zonder invloeden van
naburige OLED’s of andere verlichtingsbronnen. De fotodiode wordt daarom met
zwarte tape afgeschermd.
3. Indien mogelijk wordt de OFB-methode geımplementeerd voor een schakelfrequentie
van ∼ 100kHz en ∼ 1MHz, om zo de invloed van de schakelfrequentie op andere
systeemeigenschappen (zoals de OFB-werking en de totale efficientie) te kunnen ver-
gelijken.
6.2 Buck-ontwerp 45
4. Zoals sectie 2.2 in hoofdstuk 2 reeds aangaf, werd de ingangsspanning Vin voor de
dimensionering en de metingen op 20V gekozen. Bij het dimensioneren werd de
OLED-stroom gekozen op 350mA. Zo kan de OFB tot minstens 100mA extra door
de lichtbron pompen om de degradatie te compenseren vooraleer de aangegeven maxi-
male stuurstroom van 450mA uit de datasheet van de Philips Lumiblade GL55 bereikt
wordt.
5. De OFB moet ook in staat zijn om een analoge dimming uit te voeren zodat een
gebruiker de gewenste helderheid kan instellen. Dit levert bovendien een eenvoudige
controle op de basisfunctionaliteit van de OFB. We zouden hiervoor de feedback-
weerstand van de TIA regelbaar kunnen maken, maar dit is geen goede oplossing
omdat aanpassingen in Rf rechtstreeks invloed hebben op de BW en erger nog de
stabiliteit (cfr. formules 4.19 en 4.18). Daarom werd de gain van de breedbandige
naversterker aanpasbaar gemaakt d.m.v. een trimmer, wat de BW en stabiliteit van
de TIA ongemoeid laat.
Tot slot nog een opmerking over de keuze van het dielektricum voor de keramische capa-
citeiten in het vermogensgedeelte van het ontwerp. Er werden steeds componenten met
een X7R- of X5R-dielektricum dat bestand was tegen minstens 50V geplaatst. Dit om
een zo betrouwbaar mogelijke capaciteitswaarde te hebben aangezien deze door allerhande
zaken zoals biasspanning, temperatuursstijging en ouderdom beınvloed wordt, maar voor-
namelijk omdat ze tot de weinige soorten behoorden die een spanning van 50V kunnen
weerstaan en nog geen inductief karakter hebben voor frequenties van 1 MHz. Hoge span-
ningstoleranties en hoge frequenties zijn voor keramische capaciteiten moeilijke eisen om
met elkaar te verzoenen. Zeker indien we ook nog eens relatief hoge waarden (> 5µF)
zouden willen, worden de keuzemogelijkheden fel beperkt. In dergelijke gevallen moet dan
soms voor een versie met vrij grote footprint of parallelschakeling van meerdere kleinere
waardes geopteerd worden. Toch wordt voor een volledig keramische versie gekozen om-
dat ze meestal goedkoper zijn en een beduidend lagere dissipatie hebben (ESR typisch
< 10mΩ) in verhouding tot elektrolytische varianten.
6.2 Buck-ontwerp
Daar het ontwerp van de Buck-convertor grotendeels onafhankelijk van het OFB-design is,
wordt dit hier eerst kort overlopen. Dit zowel voor de 100 kHz versie (aangeduid met index
1 ) als 1 MHz versie (aangeduid met index 2 ) a.d.h.v. het stappenplan uit sectie 5.2.4.
6.2 Buck-ontwerp 46
1. De richtfrequenties liggen zoals aangegeven reeds vast ca. 100 kHz en 1 MHz. Hier
kan wat schommeling op zitten wegens het verband tussen fSW en Vout (zie formule
5.3) die van de OLED-stroom afhangt. Als we de IV-karakteristiek in 3.1 beschouwen,
kunnen we grofweg zeggen dat Vout = VOLED + 200mV ≈ 7V bij een stroom van ca.
350mA. Bijgevolg geldt dan
RON,i =7V
1.34 10−10 fSW,i
met i=1,2
We selecteren vervolgens nabije waardes RON,1 = 510kΩ en RON,2 = 51kΩ, wat voor
een tON,1 = 3, 42µs en tON,2 = 342ns zou moeten zorgen.
2. Met een ∆Vin,max = 1V (5% van Vin) wordt Cin,i ≥ 2
0,35A tON,i
2T, zodat Cin,1 ≥ 2, 4µF
en Cin,2 ≥ 0, 24µF. We kozen respectievelijk voor 10µF en 2µF om voldoende veilig
te zitten.
3. Ook voor de vrijloopdiode spelen we op veilig en nemen we een exemplaar Vbreak =
40V en If = 1A wat ruim voldoende zou moeten zijn daar de stromen zeker < 0, 5A
blijven voor ∼ 20V .
4. OLED’s zijn net als LED’s wel bestand tegen een kleine rimpel; 5-10% van IO,avg is
typisch aanvaardbaar. Dit vraagt echter om grote inductors en dus alle nadelen die
daarmee verbonden zijn. Er wordt dan ook geopteerd om een Cout te gebruiken om
de eisen op deze component te laten zakken. We laten een rimpel tot ±15%Io,avg of
≈ 100mA toe in spoel. Dit levert met
Li ≥20V − 7V
105mA tON,i (6.1)
een inductor die groter moet zijn dan 421µH en 42µH. Daar de inductantie typisch
10% kan schommelen spelen we op veilig door een iets grotere waarde dan Li aangaf te
kiezen. Voor L1 beperken we ons echter tot de eerstvolgende grotere standaardwaarde
omdat deze een maximaal stroomvoerend vermogen heeft dat reeds in de buurt van
de hoogste mogelijke stromen in het design begint te komen. Voor de L2 is dit dankzij
de kleinere inductantie echter geen probleem. We kozen daarom voor twee shielded
SMD-inductors met L1 = 470µH en L2 = 68µH.
5. Er werd ook een mogelijke omschakeling tussen EFB en OFB voorzien via een jumper
op de PCB, waarvoor we dus ook een senseweerstand voor de EFB moeten bepalen.
6.3 OFB-Design 47
Met formule 5.7 vinden we dan Rsns,E,1 = 653mΩ en Rsns,E,2 = 588mΩ. We kiezen
voor de naburige waardes van respectievelijk 680mΩ en 620mΩ zodat er waarschijnlijk
een kleine afwijking zal zijn op de beoogde Io,avg = 350mA, maar aangezien de EFB
eerder als referentie van een correcte basiswerking gebruikt zal worden kan dit weinig
kwaad.
6. Tot slot bepalen we Cout zodat ∆Io beperkt wordt tot minder dan 10% van Io,avg.
Via rD = 0, 875mΩ zoals in 3.1.1 bepaald en met vergelijkingen 5.8 en 5.9 volgt dan
ZC <rD
∆iL∆io
− 1
→ Cout,i <1
2πfSW (ZC − ESR)
Voor de 100 kHz versie dient Cout > 3, 42µF en we kiezen voor 4, 8µF bestaande
uit een kleine 0, 1µF (om de hoogfrequente ruiscomponenten ineens ook iets beter
te dempen) en een grote 4, 7µF capaciteit. Voor de 1 MHz versie gebruikten we
gemakshalve dezelfde Cout-combinatie die hierdoor redelijk wat overgedimensioneerd
is. We verwachten dan ook een erg lage rimpel (≤ 5mA) te zien.
6.3 OFB-Design
6.3.1 Waarom rechtsreekse OFB-sturing weinig haalbaar is
Na de dimensionering van de Buck volgt het OFB-design. Aanvankelijk bestond het idee om
de feedbackpin rechstreeks door de TIA-spanning (evt. na versterking) te laten aandrijven
(zie figuur 6.1). Hiervoor dient het OFB-signaal eenzelfde vorm te hebben als het signaal
bij EFB. Na enkele pogingen werd echter snel ondervonden dat dit veel complexer zou zijn
dan verwacht, zoals zal blijken uit de onderstaande opsomming.
1. Om de driehoeksgolf zo goed mogelijk te reproduceren aan de FB-pin zal de TIA
over een voldoende hoge bandbreedte dienen te beschikken. Maar zelfs met hoge BW
is uitgangssignaal te ’afgerond’. Nog veel problematischer is echter het faseverschil
tussen het punt waarop de stroom door de spoel minimaal is en het moment waarop
het FB-signaal zijn dal bereikt. Deze verschuiving wordt hoofdzakelijk veroorzaakt
door de Cout in parallel met de OLED die de stroomrimpel verkleint maar ook ver-
vormt. Bij EFB vormt dit geen probleem daar de de stroom door Cout zich na de
6.3 OFB-Design 48
Rf
TIAAVFB
Buck
IC
Cf
Figuur 6.1: Een rechtstreekse aansturing van de FB-pin a.d.h.v de uitgangsspanning van de
TIA.
OLED terug herenigt met Io (zie ook figuur 5.6) zodat Rsns wel degelijk de drie-
hoeksgolvige inductorstroom ziet. Hier is dit echter niet, zodat het faseverschil -zoals
ook verscheidene bronnen in de literatuur rapporteren [18] - leidt tot instabiliteit en
subharmonische gedrag in de vorm 2 of meerdere pulsen per schakelcyclus.
Figuur 6.2: Voorbeeld van een subharmonische schakelpiek.
Door gebruik van Cout is Io eerder sinusoıdaal en uit fase, maar de optie zonder is
weinig praktisch daar de inductor dan erg groot moet zijn om stroomrimpel in de
OLED te beperken. Bovendien bleef zelfs dan nog een lichte vervorming en fasever-
schuiving van het signaal bestaan. Deze is waarschijnlijk te wijten aan het dynamisch
gedrag van de fotodiode. Want ook al heeft deze een voldoende grote BW en korte
6.3 OFB-Design 49
trise toch was er steeds een (korte) tijd nodig vooraleer de fotodiode reageerde op
de puls. De reactie van de sensor wordt hier gedefinieerd als de tijd totdat het 10%
amplitudepunt bereikt wordt, zoals ook weergegeven in figuur 6.3 die gereproduceerd
werd uit [19] en waarin ook de invloed van de kleine bestaande vertraging tussen de
voorwaartse stroom door de OLED en de het uitgestraald lichtvermogen vervat zit.
t p t
t
0
0
10 %
90 %
100 %
t r
td
ton
t st f
toff
Iled
Ifd
tp
td
tr ton = td + tr
pulsduur
vertragingstijd
stijgtijd
turn-ontijd
ts
tf toff = ts + tf
opslagtijd
daaltijd
turn-offtijd
Figuur 6.3: Weergave van het dynamische gedrag van de fotostroom Ifd van een fotodiode als
reactie op stroompuls Iled door een lichtgevende diode.
2. Al zouden we kunnen proberen om zonder Cout en met een fors grotere L te wer-
ken, toch brengt dit weinig zoden aan de dijk. (O)LEDs kunnen wel een rimpel
dulden, toch zouden we deze liefst zo klein mogelijk houden, waardoor fotodiode-
TIA-schakeling wel erg gevoelig moet worden om een voldoende grote spaninnigsgolf
te produceren. Hiervoor zou een (stuk) grotere Rf en eventuele naversterking no-
dig zijn, wat de stabiliteitseis verstrengt en bijgevolg de BW verder beperkt: Cf zal
groter moeten zijn voor eenzelfde OpAmp zoals formule ?? aangeeft.
3. Een extra moeilijkheid is dat de DC-component van de lichtinval evenredig mee
versterkt indien we Rf en/of de naversterking vergroten, zodat de DC-component
van het FB-signaal te hoog komt liggen (> Vref = 200mV). Dit valt eventueel wel op
te lossen met een geschikte biasspanning aan de ingang van de TIA, maar daardoor
zal de fotodiode ook achterwaarts gepolariseerd worden zodat ze opnieuw ook iets
ruisgevoeliger wordt wegens de sterk temperatuursafhankelijke lekstroom die niet
langer uitgeschakeld is.
6.3 OFB-Design 50
4. Tot slot nog een kleine blik vooruit. Als de schakelsnelheden blijven toenemen wat
duidelijk het doel is (cfr. IMOLA met fSW = 1MHz)) dan wordt het TIA ontwerp
nog crucialer en veeleisender. Men zal dan meer en meer naar het hoogfrequente
gebied van de elektronica opschuiven zodat bijvoorbeeld relatief dure OpAmps met
hoge GBW-frequenties noodzakelijk worden.
Als we bovenstaande opsomming van moeilijkheden bekijken, is de conclusie eenvoudig:
een alternatieve OFB-methode is aangewezen.
6.3.2 Werkingsprincipe rimpelinkoppeling
Het probleem bij de rechtstreekse aansturing lag duidelijk in het reproduceren van een
voldoende groot AC-gedeelte van het gewenste FB-signaal dat bovendien in fase is met de
stroom IL door de spoel, zonder dat het DC-gedeelte hierdoor te veel beınvloedt wordt. De
voorgestelde methode tracht dit probleem op te lossen door de DC- en de AC-component
van het feedbacksignaal onafhankelijk van elkaar te creeren.
Figuur 6.4 geeft een overzicht van het circuit dat deze OFB-methode implementeert met
aanduiding van het AC- en DC-genererend gedeelte. De fotodiode met TIA en span-
ningsversterker leveren een DC-spanning die overstemt met de gemiddelde lichtoutput. De
AC-spanning, die zal fungeren als de minimaal vereiste rimpel (∆VFB > 25 mV) voor een
stabiele COT-werking, wordt gevormd door inductorstroom IL volledig door senseweer-
stand Rsns te laten lopen. uitsluitend het AC-gedeelte van dit signaal wordt ingekoppeld
naar de FB-pin door middel van een 0, 1µF capaciteit. Zo benutten we ten volle de voor-
delen van het optische (∼ DC) en het elektrische (∼ AC) deel van de FB: de EFB levert
een zuivere driehoeksgolf die in fase is met IL zodat stabiliteit gegarandeerd is, en de OFB
controleert de gemiddelde luminantie zodat de degradatie wordt gecompenseerd.
AC-component van het FB-signaal
De grootte van de senseweerstand Rsns is voor dit ontwerp enkel afhankelijk van de mini-
maal vereiste spanningsrimpel ∆VFB en de minimale inductorstroomrimpel ∆iL volgens
Rsns ≥∆VFB,min
∆iL,min
=25mV
Vin − Vout,max
L tON
(6.2)
Hierbij nemen we aan dat Vin vast ligt, zo niet dient de laagst mogelijke Vin genomen te
worden. Vout correspondeert met de gemiddelde OLED-stroom IO,avg. De kleinste rimpel
6.3 OFB-Design 51
VTIA
RT
R1
Rf
Cf
VDIM
AV
TIA VLD
VFB
IL
Cout
CDCRLD
CLD RSNS
IO IC
AC-component
DC-component
RINT
Figuur 6.4: Overzicht van het circuit dat de OFB implementeert d.m.v. van een gescheiden
generatie van de AC- en DC-component van het FB-signaal.
treedt op bij de hoogst mogelijke Vout (en dus ook IO). Hierbij komt nog de invloed van de
extra spanningsval Vsns,max over de senseweerstand bij maximale DC-stroom. Deze waarde
hangt echter zelf ook af van Rsns. Indien we al deze afhankelijkheden substitueren in 6.2
onstaat er een vierkantsvergelijking in Rsns. Slechts 1 van de 2 oplossingen is elektronisch
realistisch en levert:
Rsns ≥
[
(Vin − VF,max)−
√
(Vin − VF,max)2 −4 25mV L Io,max
tON
]
1
2Io,max
(6.3)
Als we deze waarden voor de 100kHz en 1MHz versies bepalen, vinden we:
Rsns,1 ≥ 268mΩ
Rsns,2 ≥ 389mΩ
Om zeker geen last te hebben van instabiliteit nemen we hierop wat marge en kiezen we
voor beide ontwerpen Rsns = 500mΩ. Er gaat zo wel wat efficientie verloren door dissipatie
in een licht overgedimensioneerde Rsns maar we spreken hier slechts over een extra ∼ 25mW
in het slechtste geval. Dit correspondeert met ongeveer 1% van het vermogen dat in de
OLED (Po = Vo Io ≈ 7V 350mA = 2, 45W) gedissipeerd wordt en richt dus geen al te
grote additionele verliezen aan. Bovendien ligt deze waarde nog steeds onder deze van
de volledige elektrische feedbackversie van de Buckconvertor (zoals berekend is stap 5 van
sectie 6.2).
6.3 OFB-Design 52
DC-component van het FB-signaal
De generatie van de DC-bijdrage tot het feedbacksignaal wordt nogmaals kort overlopen.
Het uitgezonden lichtvermogen van de OLED wordt door de fotodiode omgezet in een
lineair corresponderende stroom ip. De TIA converteert via de weerstand Rf deze stroom
naar een spanning Vp = Rf ip. Een volgende breedbandige niet-inverterende OpAmp kan
deze spanning dan nog verder versterken indien gewenst. Daarna wordt het signaal door
een eerste orde laagdoorlaatfilter gestuurd om zo enkel de DC-component van de gemeten
lichtintensiteit over te houden.
De gain van de 2e OpAmp is instelbaar gemaakt door middel van een regelbare weerstand
RT . Hierdoor kunnen we de gewenste lichtintensiteit varieren: meer gain geeft een grotere
DC-component waardoor de OLED-stroom langer mag dalen vooraleer de 200 mV refe-
rentie van FB-comparator bereikt wordt. Aangezien de tON vast ingesteld is door RON
(en een constante VIN), zal de stroom door de spoel en OLED, na aanschakelen van de
vermogenstransistor, niet even lang kunnen stijgen. De gemiddelde stroom door en de licht-
output van de OLED zal dus dalen. Analoog zal een lagere gain in een hogere intensiteit
resulteren.
De trimmer RT is zo gekozen dat de gain van≈ 1 tot 11 kan aangepast worden. In tegenstel-
ling tot het oorspronkelijke idee om het volledige FB-signaal door de fotodiode-schakeling
te laten regelen, hebben we nu enkel de het DC-signaal nodig, zodat de bandbreedte eisen
op de TIA volledig wegvallen. De stabiliteitsbepaling in deel 4.3.5 blijven echter nog steeds
geldig. Bij de keuze voor Rf moet nu enkel nog gekeken worden naar de minimaal en
maximaal te produceren uitgangsspanning van de TIA. Indien de 2e OpAmp als een span-
ningsvolger (gain=1) werkt, moet Rf de maximale stroom die door de fotodiode kan lopen
omzetten tot een spanning die iets is lager dan Vref = 200mV . Indien de OpAmp maxi-
maal versterkt bij een lage intensiteit moet een voldoende signaal > 200mV geproduceerd
kunnen worden. Er geldt
Ip,minRfAv,max > 200mV
Ip,maxRfAv,min < 200mV
zodat
200mV
Av,max Ip,min
< Rf <200mV
1 Ip,max
(6.4)
6.3 OFB-Design 53
Met de corresponderende waardes voor de fotostromen (uit de grafiek in figuur 4.11)
Ip,min = 10µA en Ip,max = 85µA volgt dan
20kΩ
Av,max
< Rf < 2, 4kΩ (6.5)
Dit levert meteen ook een voorwaarde op de minimale Av,max voor de 2e versterkertrap
Av,max >20kΩ
2kΩ
Als we de trimmerweerstand zo kiezen dat er een gain van 11 mogelijk is, zien we dat 2 kΩ
een geschikte keuze voor Rf is.
1818Ω < Rf < 2353Ω (6.6)
Om de fluctuaties op het signaal veroorzaakt door stroomgolf in de OLED uit het DC-
feedbackcomponent te filteren zal een eerste orde RC-laagdoorlaatfilter (LPF) waarschijn-
lijk ruim voldoende zijn. Met RLD = 1kΩ en CLD = 1µF ligt f−3dB op 160 Hz wat bijna 3
decades lager is dan dan de laagste schakelfrequentie van ∼ 100kHz (voor de 1 MHz versie
is dit dan zeker goed genoeg).
Tot slot moet enkel nog een bruikbare waarde voor de DC-blokkerende capaciteit aan Rsns
bepaald worden, zodat we vervolgens het samenspel van deze componenten (fotodiode,
TIA, naversterker, LDF, CDC en Rsns) kunnen testen. Als alles in orde lijkt kan dit
ontwerp dan naar een PCB overgezet worden.
We combineren deze taken door een aantal simulaties in LTspice IV (een vrij gebruiksvrien-
delijke en gratis beschikbare, spice-gebaseerde circuitsimulator van Linear Technologies) uit
te voeren (zie figuur 6.6). Aan de hand hiervan zien we dat er nood is aan een weerstand
(RINT ) tussen het LDF en de DC-blokkerende capaciteit, opdat de rimpel haar amplitude
blijft behouden. Uit een parametersweep blijkt dat waardes ≥ 1kΩ hiervoor geschikt zijn
(zie ook figuur 6.5). Deze weerstand beperkt de stroom die van CDC naar CLD vloeien
waardoor het AC-deel van de feedback niet gedempt wordt door de capaciteiten.
6.4 PCB-design 54
Figuur 6.5: Vergelijking van de spanning VFB (onderaan) en de stroom IC door CDC (bovenaan)
tussen een Rint = 10Ω (rood) en Rint = 1kΩ(blauw).
Figuur 6.6: Circuit waarop simulaties werden uitgevoerd in LTspice.
6.4 PCB-design
6.4.1 Layout
Om de werking in de echte wereld te testen werd een tweezijdig printed circuit board
(PCB) met een koperdikte van 35µm ontworpen (zie figuur 6.7). Daar testen op een bre-
adboardopstelling zelfs voor de standaard EFB-versie vaak onregelmatig of zelfs destructief
gedrag vertoonden, werd met name voor de Buckconvertor onderzocht hoe dit zou kunnen
voorkomen worden bij het PCB-ontwerp. Een zeer informatieve uiteenzetting omtrent de
layoutproblemen bij DC/DC-convertoren en in het bijzonder de Buckconvertor werd onder
meer gevonden in Troubleshooting Switching Power Converters: A Hands-On Guide[20].
Aan een aantal zaken werd met namen aandacht besteed en deze worden hieronder kort
geduid.
6.4 PCB-design 55
Figuur 6.7: Layout van het PCB-design bezien vanaf de componentlaag.
Kritische stroompaden
Het zijn voornamelijk de paden die relatief grote transities ondergaan (omdat ze plots
stoppen of starten stroom te voeren tijdens een tON/tOFF -overgang) die de hoogfrequente
stroomharmonieken dragen en het meest kritisch zijn. Ze veranderen op korte tijd van
stroomwaarde zodat er spanningspieken ontstaan via V = L dI/dt, die -ook al zijn ze
relatief klein- diep in het IC kunnen infiltreren waar ze de controle-elektronica kunnen ver-
storen en zo leiden tot onregelmatig gedrag. Buckregelaars met een geıntegreerde vermo-
genstransistor (zoals de LM3402) zijn typisch meer gevoelig aan storingspieken, omdat de
controlelogica dicht bij het vermogensgedeelte van de chip zit. Het schakelende knooppunt
dat transistor, diode en spoel met elkaar verbindt, is hier een IC-pin waarlangs mogelijks
ongewone hoogfrequente ruis de chip en het controlegedeelte kan binnendringen. Op fi-
guur 6.8 staan de stroompaden voor een algemene Buckconvertor aangeduid, waarin we
het kritisch pad kunnen afleiden uit het verschil tussen de tON - en tOFF -stroomvoering.
Aangezien Cin in het kritische pad voorkomt, is een goede ontkoppeling van de voeding
erg belangrijk. Buiten een voldoende grote capaciteit is het hier echter ook belangrijk om
een kleine (keramische) inputcapaciteit (bijvoorbeeld 100 nF) te voorzien die zo dicht als
mogelijk tegen het IC geplaatst wordt. Enerzijds om een zo zuiver mogelijk Vin aan de
chip door te geven met een slechts een erg beperkte invloed van hoogfrequente stoorcompo-
nenten en anderzijds om de inductantie L die gevormd wordt door het kritische pad sterk
6.4 PCB-design 56
Cin
L
D Cout
Buck
IC
Cin
L
D Cout
Buck
IC
Cin
L
D Cout
Buck
IC
stroompad tijdens tON
stroompad tijdens tOFF
Kritisch pad
Figuur 6.8: Voorstelling van de stroompaden tijdens tON en tOFF , waarbij de het verschil tussen
beiden het kritische stroompad vormt (de stroom hierin stopt of start abrupt tijdens
een tON/tOFF -overgang).
te minimaliseren. Verder ligt ook de vrijloop diode in dit pad waardoor de positionering
ervan eveneens cruciaal is om deze ongewenste spoelvorming tegen te gaan, en moet dus
opnieuw zo dicht mogelijk tegen het IC geplaatst worden.
Koperbanen vs -vlakken
Tot slot werd er nog opgelet om het kopperoppervlak van het schakelknooppunt klein te
houden, omdat deze zich als een antenne zou kunnen gaan gedragen indien voldoende
groot. Dit in tegenstelling tot de raad in vele datasheets om zoveel mogelijk brede baantjes
en kopervlakken te plaatsen, voornamelijk om de warmtedissipatie te verbeteren en de
resistiviteit van de paden te verminderen. Tijdens het testen bleek de warmtegeneratie
bijna verwaarloosbaar en indien de de paden die de grootste stromen voerden minstens
6.4 PCB-design 57
een paar millimeter breed gemaakt werden, viel er nog weinig extra efficientie te winnen
door uitbreiding tot kopervlakken. De aandacht werd dus verschoven naar het beperken
van antennevorming door kopervlakken die grote spanningsvariaties te verwerken krijgen.
Het enige spanningspunt waarin dit advies wel degelijk van tel is, is de massa. Om deze
reden werd de bottomlaag van het tweezijdige PCB gereserveerd voor de massa en werd
de routing tot een minimum beperkt. Uiteraard dienen de koperbanen wel steeds zo kort
mogelijk te zijn, anders kunnen ze zelf ook grote lussen vormen die als antennes werken.
Merk tot slot op dat de over het volledige bordoppervlak verscheidende VIA’s geplaatst
werden om overal een zuivere massa te hebben (zie figuur 6.7). De massapunten op de
componentzijde werden slechts erg beperkt met elkaar doorverbonden en zoveel mogelijk
rechtstreeks naar het grondvlak gestuurd a.d.h.v. nabijgelegen VIA’s. Dit om beınvloeding
door terugloopstromen afkomstig van verschillende onderdelen klein te houden.
Samenhangende gehelen
Er zijn 4 gebieden met een samenhangende functionaliteit te herkennen op de toplaag (zie
figuur 6.9).
Figuur 6.9: Aanduiding van de samenhangende delen in de PCB-layout.
1. (links) De DC/DC-Buckconvertorcicuit met centraal de IC met geıntegreerde switch.
2. (centraal) een LM317-spanningsregelaar voor het voeden van de OpAmps die nodig
zijn voor de OFB.
6.4 PCB-design 58
3. (rechtsboven) een 2e kleinere Buck die als efficienter alternatief voor de LM317 kan
dienen. Bij het bestukken werden een tweetal PCB’s voorzien van deze optie om de
invloed op de efficientie te kunnen vergelijken.
4. (rechtsonder) het OFB-gedeelte bestaande uit de TIA, variabele spanningsversterker
en de LPF.
Figuur 6.10: Afbeelding van de componentlaag van een onbestukte PCB.
Figuur 6.11: Afbeelding van de bottomlaag van een onbestukte PCB.
6.4 PCB-design 59
Figuur 6.12: Afbeelding van componentlaag van een bestukte 100kHz-PCB met lineaire span-
ningsregelaar.
RESULTATEN 60
Hoofdstuk 7
Resultaten
7.1 Basiswerking
Om de werking van het ontwerp te controleren wordt er eerst gekeken of het voorgestelde
circuit in staat is een degelijk feedbackmechanisme voor de Buckconvertor te verzorgen,
zodat deze stabiel en zonder subharmonische gedrag de OLED kan aansturen. Zoals te zien
in figuren 7.1 en 7.2 afkomstig van oscilloscoopmetingen, is dit inderdaad het geval. De
optisch regeling kan een ingestelde stroomwaarde ook erg constant houden zonder dat deze
wegdrift in een bepaalde richting; over een lagere periode beschouwd bleef de gemiddelde
OLED-stroom op ±1mA van haar oorspronkelijke instelwaarde.
7.1.1 Basiswerking: 100kHz versie
Als we naar de oscilloscoopscreenshots in 7.1 kijken, kunnen we vaststellen dat de 100kHz
versie correct werkt. Er is enkel een lichte afwijking op de voorspelde tON en fSW aangezien
voor Ron per vergissing een 56kΩ werd genomen i.p.v. berekende 51kΩ. Dit maakt echter
geen principieel verschil en daar de afwijking niet al te groot is zullen we dit de 100kHz-
versie blijven noemen.
We zien dat de OLED-rimpel met Cout duidelijk kleiner is dan zonder Cout waarvan de
grootte is in redelijke overeenstemming is met de theoretisch voorspelde waarde: 90mA
i.pv. de voorspelde 105mA. Met cout is de rimpel ca. 17mA en dus inderdaad minder dan
10% van Io,avg (of 35mA) zoals vooropgesteld.
7.2 Compensatie van OLED degradatie 61
(a) zonder Cout (b) met Cout
Figuur 7.1: EFB-golfvormen 100kHz versie: (geel) de spanning over de vrijloopdiode; (blauw)
de OLED-stroom; (groen) de feedbackspanning.
7.1.2 Basiswerking: 1MHz versie
Voor de 1MHz-versie vallen gelijkaardige conclusie te trekken uit de oscilloscoopscreenshots
in 7.2 als voor de 100kHz-variant. De stroomrimpel in de OLED werd ook hier sterk
verminderd door de Cout en bedraagt effectief nog maar 5mA zoals voorspeld.
(a) zonder Cout (b) met Cout
Figuur 7.2: EFB-golfvormen 1MHz versie: (geel) de spanning over de vrijloopdiode; (blauw) de
OLED-stroom; (groen) de feedbackspanning.
7.2 Compensatie van OLED degradatie
Nu de basisfunctionaliteit op punt staat, kunnen we onderzoeken of de OFB ook in staat is
om de OLED-degradatie te compenseren. In sectie 3.2 werd al besproken dat het praktisch
gezien onhaalbaar is om te wachten tot dit verval in luminantie zichtbaar of duidelijk
meetbaar wordt. Ook al is deze vrij groot t.o.v. verlichtingsLED’s toch is dit nog steeds
7.2 Compensatie van OLED degradatie 62
een erg traag proces: voor de gebruikte OLED ligt de L50 op 10.000u. We zullen deze
veroudering dus op een of andere manier moeten simuleren.
Simulatie van OLED-degradatie
Doordat de OLED-degradatie een erg traag fenomeen is, kunnen we deze over korte tijdsin-
tervallen (< 1u)zonder problemen als onbestaand beschouwen. De luminantie zal voor een-
zelfde stroom dus constant blijven. Dit vereenvoudigd het testen van de OFB-compensatie
drastisch. Indien we extern de stroom door de OLED zouden kunnen aanpassen hoeven we
enkel te kijken in welke mate het feedbackmechanisme in staat is de OLED-stroom terug
op zijn beginwaarde (zonder externe invloed) te regelen. Daarom wordt een Keithley 2400
Source Meter Unit (SMU) in parallel met de OLED geplaatst (met de +klem aan anode
en -klem aan de kathode van de OLED). We stellen de SMU in als (DC-)stroombron waar-
van de waarde varieerbaar is tussen −100mA en +100mA. Bij een positieve waarde duwt
de SMU extra DC-stroom door de OLED zodat in theorie de Buckconverter zijn stroom-
sturing met een gelijke hoeveelheid zou moeten laten zakken opdat de IO door de OLED
onveranderd blijft. Bij een negatieve waarde dient de Buck net meer stroom te leveren daar
deze deels in de SMU getrokken wordt. Deze situatie komt overeen met een degraderende
OLED daar deze eveneens meer stuurstroom vereist om een zelfde lichtoutput te kunnen
blijven leveren.
Degradatiecompensatie: 100kHz versie
In figuur7.3 staan de resultaten weergegeven voor de mate waarin het optisch feedbackme-
chanisme er in slaagde om de invloed van de degradatiestroom tegen te werken voor het
ontwerp bij 100kHz. De fout is uitgezet als de procentuele afwijking ten opzichte van de
instelstroom voor vier verschillende waardes: 150mA, 250mA, 350mA en 450mA.
Er zijn twee duidelijke tendensen te herkennen. Ten eerste naarmate de instelstroom kleiner
is, stijgt de procentuele fout. Het OFB lijkt meer moeite te hebben om stroomafwijkingen
te compenseren. Ten tweede zien we dat de afwijking in een min of meer lineair verband
staat met dedegradatiestroom geleverd door de SMU: grotere externe stromen veroorzaken
een toename van de fout, en omgekeerd. Tot slot kunnen we nog opmerken dat de OFB er
relatief goed in slaagt om variaties in de stroom (en dus luminantie) weg te regelen. Voor
150mA is het verschil ≤ 5, 4%, voor 250mA slechts ≤ 4, 4%, en voor 350mA en 450mA is
dit verder afgenomen tot respectievelijk ≤ 2, 2% en ≤ 1, 4%. In absolute termen schommelt
het verschil tussen 6 en 11mA voor de grootst mogelijke SMU-stroom (100mA).
7.2 Compensatie van OLED degradatie 63
6
4
2
0
2
4
6
120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120
degradatiestroom [mA]
com
pen
satiestr
oom
/ inste
lstr
oom
[%
]
I = 250 mA
I = 350 mA
I = 450 mA
I = 150 mA
Figuur 7.3: Grafiek met procentuele afwijking in de compensatiestroom t.o.v. vier verschillende
instelstromen (150mA, 250mA, 350mA en 450mA) in functie van de degradatie-
stroom.
Tabel 7.1: OFB resultaten 100kHz-versie
Io,set max. afwijking max. absolute afwijking
mA % mA
150 5,4 8,1
250 4,4 11
350 2,2 7,7
450 1,4 6,3
Degradatiecompensatie: 1MHz versie
In figuur7.4 staan de resultaten weergegeven voor de mate waarin het optisch feedback-
mechanisme er in slaagde om de invloed van de degradatiestroom tegen te werken voor
het ontwerp bij 1MHz. De fout is net als bij de 100kHz-versie uitgezet als de procentuele
afwijking t.o.v. de verschillende instelstromen.
Opnieuw kunnen met wat goede wil dezelfde tendensen als in in de 100kHz-versie waarne-
men. Al valt wel op dat de afwijkingen een stuk minder groot zijn, over alle instelstromen
gezien bedraagt de maximale fout nu nog amper 1, 4%. Voor de instelstroom waarop de
Buck ontworpen werd (nl. 350mA) blijft deze zelfs makkelijk binnen het 0,5%-interval. De
absolute fout blijft hier voor alle stromen zelfs ≤ 2, 5mA, wat slechts een klein verschil is.
Werken bij een hogere frequentie levert dus nog gunstigere resultaten. Vermoedelijk wordt
7.3 Efficientie 64
140
190
240
290
1.5
1
0.5
0
0.5
1
1.5
120 100 80 60 40 20 0 20 40 60 80 100 120
I = 250 mA
I = 350 mA
I = 450 mA
I = 150 mA
degradatiestroom [mA]
co
mp
en
sa
tie
str
oo
m / in
ste
lstr
oo
m [%
]
Figuur 7.4: Grafiek met procentuele afwijking in de compensatiestroom t.o.v. vier verschillende
instelstromen (150mA, 250mA, 350mA en 450mA) in functie van de degradatie-
stroom.
Tabel 7.2: OFB resultaten 1MHz-versie
Io,set max. afwijking max. absolute afwijking
mA % mA
150 1,4 2,1
250 1 2,5
350 0,5 1,8
450 0,4 1,8
dit veroorzaakt door de erg kleine rimpel op de OLED-stroom Io (wegens de overdimensi-
onering van Cout,2).
7.3 Efficientie
Indien we het elektrisch vermogen dat afgeleverd wordt aan de OLED beschouwen t.o.v.
het ingangsvermogen van het totale circuit, kunnen we de elektrische efficientie bepalen.
7.3 Efficientie 65
Deze wordt bepaald als
POLED = (Vo,avg − Vsns,avg) Io,avg = (6, 9V 0, 35A) = 2, 415W
Pin = Vin Iin
→ η =POLED
Pin
en samengevat in tabel 7.3. De OFB’s met een * erboven maakten gebruik van een 2e
Buckconvertor om hun OpAmps te voeden in plaats van een lineaire regelaar (een LM317).
Tabel 7.3: Efficientie van de OLED-drivers
Topologie Pin [W] η [%]
EFB 100kHz 2,84 85,0
EFB 1MHz 2,86 84,3
OFB 100kHz 3,08 78,3
OFB 1MHz 3,11 77,7
OFB* 100kHz 2,84 85,1
OFB* 1MHz 2,86 84,4
Merk op dat de efficientie voor de eerste 2 OFB’s een tiental procent lager ligt enkel en
alleen omdat ze gebruik maken van een inefficiente lineaire regelaar die maar liefst (samen
met de OpAmps) 380mW verbruikt. Indien we, als alternatief, de PCB van een (kleine)
2e Buckconverter voorzien om de OpAmps te voeden bedraagt het verbruik slechts 55mW.
Dit is slechts een fractie van de 380mW die de lineaire regelaar trok. Hierdoor lijkt de
OFB zelfs de achterstand op de EFB helemaal in te halen, zodat we kunnen stellen dat
ze nagenoeg een evengrote efficientie hebben. Uiteraard hangen aan de implementatie van
een 2e Buckconvertor ook andere afwegingen vast zoals kostprijs en plaats. In deel 8.4
wordt een derde mogelijke manier voorgesteld die met erg weinig additionele componenten
toch een relatief zuinig OpAmpvoeding zou kunnen realiseren.
AANPASSINGEN EN VERBETERINGEN 66
Hoofdstuk 8
Aanpassingen en verbeteringen
8.1 Digitale opmeting en aansturing
Een voor de hand liggende aanpassing zou een digitale gecontroleerde aansturing zijn.
De TIA-uitgang zou dan een door een analoog- naar-digitaalconverter (ADC) opgemeten
worden en een digitaal-nar-analoogconverter (DAC) zou dan de corresponderende DC-
spanningscomponent aan de feedbackpin kunnen leveren. Dit zou het mogelijk maken om
een vorm van intelligentie in de regeling te steken zodat bijvoorbeeld de helderheid digitaal
kan ingesteld worden via communicatie met de microcontrollor of zodat andere gegevens
zoals temperatuur, omgevingslicht via 2e fotodiode,... via een additionele sensor inputs
mee het lichtvermogen kunnen bepalen (zie figuur 8.1).
Rf
TIA
Cf
DAC ADC
DC-component
FB-signaal
µC
sen
sor
1
sen
sor
2
Tx/
Rx
Figuur 8.1: Vereenvoudigde voorstelling van een gedigitaliseerde aansturing via een ADC/DAC
omzetting in een microcontroller.
8.2 Temperatuurscompensatie 67
8.2 Temperatuurscompensatie
Ondanks het feit dat OLED’s lichtbronnen zijn die niet heet worden, kan hun oppervlak-
tetemperatuur toch tot 25C bij de omgevingstemperatuur uit stijgen zoals ook te zien
figuur 3.3. Ondanks zero-bias werking die de erg temperatuursgevoelige donkere lekstroom
van de fotodiode zou moeten neutraliseren, merken we toch dat de OFB nog relatief tem-
peratuursgevoelig is. We vermoeden dat deze afkomstig is door resterende temperatuurs-
afhankelijkheden in de fotodiode. Indien we deze afkoelde door er sterk op te blazen, kon
een daling in de OLED-stroom van 10-20 mA waargenomen worden. Een temperatuurs-
compensatiecircuit lijkt dus een interessante aanvulling voor de OFB.
Een rudimentaire thermische bescherming in de OFB zou bijvoorbeeld kunnen gerealiseerd
worden door in serie met de trimmer een PTC weerstand te plaatsen. Als de OLED of
de omgevingstemperatuur dan in bepaalde mate opwarmt zou de totale weerstandswaarde
in de tak toenemen waardoor de gain van de naversterker omhoog getrokken wordt. De
temperatuursverhoging zou zo een dimming-functionaliteit van de OFB gebruiken om de
stroom door de OLED te laten zakken.
8.3 OFB met een treshold
Het OFB-circuit dat nu geımplementeerd werd, houdt de luminantie in goede benadering
constant door bij veroudering extra stroom door de lichtbron te sturen. De gebuikte
OLED zou volgens de datasheet maximaal met 450mA gevoed mogen worden maar deze
beperking hebben we niet voorzien daar tijdens het testen bleek dat de OLED bestand was
tegen stromen van minstens 600 mA. Waarschijnlijk werd deze waarde vooropgesteld om
de L50-levensduur (corresponderend met een val in luminantie van 50%) voldoende hoog
te houden daar we in sectie 3.2 zagen dat aansturing bij een hogere luminantie (en dus ook
stroom) tot een sterke vermindering van het L50-tijdstip leidde.
Nu wordt een afwijking ogenblikkelijk bijgestuurd zodat de luminantie permanent een con-
stante waarde aanhoudt, nl. haar initiele waarde (L(t) = L0). Daar de stroom steeds hoger
en hoger dient te liggen om dit te realiseren zal de OLED ook een steeds steiler degrada-
tiecurve hebben, van zodra de maximale stroom bereikt wordt zal het verval dan ook veel
sneller optreden. Een alternatieve aansturingsmethode zou waarschijnlijk tot een langere
levensduur leiden ten nadele van een stabiele luminantie. In plaats van een ogenblikkelijke
compensatie, zou men de OLED ook kunnen laten degraderen tot ze bijvoorbeeld L80 be-
8.4 Kost en efficientie 68
reikt heeft en dan pas opnieuw bij te regelen tot de initiele luminantie, waarna de OLED
terug mag aftakelen tot L80 en het proces zich herhaalt. Hierdoor zou de luminantie een
soort golfpatroon vertonen t.o.v. de tijd (zie figuur 8.2).
L/L
0
1
0,5
0,8
tijd
maximaal leverbare stroom bereikt,
geen verdere compensatie mogelijk
Figuur 8.2: Voorstelling van het degradatiepatroon (genormaliseerd t.o.v. de initiele luminantie
L0) voor een OFB die wacht tot een tresholdwaarde (hier: L80-verval) bereikt
wordt.
De compensatiestroom die moet vloeien vanaf het ogenblik dat er terug bijgeregeld wordt
tot L0, zal dan in verhouding kleiner zijn dan deze die op datzelfde tijdstip door het
ogenblikkelijk OFB-ontwerp opgelegd wordt. De stuurstroom blijft zo per cyclus constant
en dus lager dan bij een onmiddellijke aanpassing, waardoor het verval ook minder snel zal
toenemen. Dit leidt dan hoogstwaarschijnlijk tot een verlenging van de totale levensduur.
De L80 waarde werd hierin gekozen omdat uit studies blijkt dat toeschouwers weinig of
geen verschil in intensiteit waarnemen zolang de degradatie minder dan 80% bedraagt, zelfs
indien de verlichtingsbron zich in een paneel met andere -eventueel nieuwe- exemplaren
bevindt [21].
8.4 Kost en efficientie
Om de totale efficientie te verbeteren kunnen we een aantal zaken voorstellen. We zagen
reeds dat het voeden van de OpAmps een punt was waar relatief wat vermogen in kon be-
spaard worden door van een lineaire regelaar over te schakelen naar een 2e kleine Buckcon-
vertor. Indien de OpAmps weinig stroom vereisen (< 20mA) kan deze door de Vcc-pin van
de (OLED-)Buckconvertor, die in verbinding staat met een interne 7V-spanningsregelaar,
geleverd worden. Zo kan de kost en het aantal componenten gedrukt worden. Wegens het
8.4 Kost en efficientie 69
oorspronkelijke idee om de FB rechtstreeks door TIA spanning te laten aansturen, zijn de
gebruikte OpAmps vrij duur wegens de hoge fGBW . In het huidige ontwerp is dit helemaal
niet meer van belang waardoor er voor een stuk goedkoper OpAmp kan geopteerd worden.
BESLUIT 70
Hoofdstuk 9
Besluit
OLED’s zijn een nieuwe soort verlichtingsbron die vele mogelijke voordelen biedt op alter-
natieve lichtbronnen. Het zijn oppervlakteverlichtingsbronnen die zeer dun en licht kunnen
gemaakt worden wat hen ideaal maakt voor gebruik in flexibele toepassingen. Ze kampen
echter nog met een aantal nadelen: er is een bepaalde mate van niet-uniformiteit tussen
verschillende exemplaren en ze lopen vrij snel een grote degradatie in luminantie op, wat
ook de levensduur beperkt. Deze masterproef had als doel om OLED-verlichtingstegel
aan te sturen a.d.h.v. een Buckconverter met behulp van optische feedback (OFB) ter
compensatie van deze OLED-degradatie.
Hiervoor werd een commerciele beschikbare Buckconvertor-IC gebruikt die een stroomstu-
ring realiseert via een Constant-On-Time-controlestructuur. Stroomsturing is de meest
interessante optie daar het IV-karakter van de OLED een exponentiele afhankelijkheid van
de stroom i.f.v de voorwaartse spanning vertoont. De lichtintensiteit van de OLED werd
opgemeten met een silicium fotodiode waarvoor een aantal mogelijke monitoringscircuits
onderzocht werden zodat de relatie tussen de lichtinval en fotostroom zo lineair mogelijk
was. De keuze viel hiervoor op een zero-bias configuratie met een transimpedantieverster-
ker(TIA), waarvoor zorg moest gedragen worden om deze stabiel te houden in de vorm van
een extra capaciteit in de feedbacktak van de TIA.
Daar het Controlled-On-Time-mechanisme van de Buck een minimale rimpel vereist om
stabiel te kunnen werken, was een rechtstreekse aansturing van de feedbackpin door het
fotodiodesignaal praktisch erg omslachtig (ondermeer door een faseshift tussen het FB-
signaal en de OLED-stroom, die tot subharmonische schakelingen van de vermogenstran-
sistor kon leiden). Daarom werd een ontwerp voorgesteld waarbij de DC- en de AC-
component van het feedbacksignaal afzonderlijk gegenereerd worden. De AC-compenent
BESLUIT 71
wordt gecreeerd via een serieel met de OLED verbonden sense-weerstand waardoor die een
spanning levert die perfect in fase is met de OLEDs-stroom. De DC-component hangt af
van de gemiddelde lichtintensiteit die de fotodiode opvangt, en deze kan geschaald wor-
den door de gain van de spanningsversterker volgend op de TIA aan te passen. Zo wordt
dus eveneens een dimming-functionaliteit voorzien. Om het ontwerp te testen werd een
PCB ontworpen waarbij extra aandacht werd besteed aan een zorgvuldige layout voor de
Buckconvertor.
Omdat de degradatie in OLED’s typisch een zeer traag proces is (een verval van 50% in
luminantie treedt op na 10.000u bij een constante stuurstroom), kan deze over een korte
tijdspanne als onbestaand beschouw worden zodat de werking van de OFB kan geverifieerd
worden door enkel naar de OLED-stroom te kijken. Het verval in luminantie werd gesimu-
leerd met behulp van een Source Meter Unit (SMU) die een bepaalde hoeveelheid stroom
nam of gaf aan de OLED. Er werd dan gekeken in welke mate het optische regelcircuit in
staat was de OLED-stroom alsnog constant te houden.
Het ontwerp werd in twee versies geımplementeerd: een bij 100kHz en een bij 1MHz.
Beide goed in staat om de afwijking t.o.v. de instelstroom weg te werken. De resulterende
gecompenseerde stroom had een maximale procentuele afwijking van ≤ 5, 4% voor de
100kHz-versie en ≤ 2, 5% voor de 1MHz-versie, en dit over 4 verschillende instelstromen
bekeken. Het vooropgestelde doel lijkt hiermee dus gehaald te worden.
Tot slot werden nog een aantal mogelijke verbeteringen voor het huidige design voorgesteld,
zoals een digitale regeling en een OFB die pas bijregelt van zodra een tresholdwaarde bereikt
wordt.
BIBLIOGRAFIE 72
Bibliografie
[1] Europese Commissie. Licht uit voor de gloeilamp. http://ec.europa.eu/news/
energy/090901_nl.htm, 2009.
[2] IEA/OECD. Light’s Labour’s Lost: Policies for Energy-efficient Lighting. IEA
Publications, 2010. ”http://www.iea.org/publications/freepublications/
publication/light2006.pdf.
[3] Lester R. Brown. World On the Edge: How to Prevent Environmental and Econo-
mic Collapse. W.W. Norton & Company, 2006. ”http://www.earth-policy.org/
datacenter/pdf/book_wote_energy_efficiency.pdf.
[4] OSRAM. Led and oled lighting. http://www.osram.com/osram_com/
tools-and-services/services/faq/ledoled-lighting/index.jsp, 2013.
[5] Philips Lumiblade product catalogus. Philips lumiblade OLED Panel GL350. http://
www.lighting.philips.com/main/lightcommunity/trends/led/lumiblade.wpd,
2013.
[6] Novaled persbericht. Cambrios partners with Novaled to produce 100 sqcm OLED ligh-
ting tile with new highly transparent electrodes. http://www.novaled.com/press_
news/news_press_releases/newsitem/cambrios_partners_with_novaled_to_
produce_100_sqcm_oled_lighting_tile_with_new_highly_transparent_el/,
2013.
[7] Yonhap News agency. LG display to increase spending on OLED.
http://english.yonhapnews.co.kr/techscience/2013/07/23/49/
0601000000AEN20130723007300320F.HTML, 2013.
[8] Persbericht Panansonic. Panasonic develops world’s highest efficiency white OLED for
lighting. http://panasonic.co.jp/corp/news/official.data/data.dir/2013/
05/en130524-6/en130524-6.html, 2013.
BIBLIOGRAFIE 73
[9] Philips. artwork oled paneel. https://www.lumiblade-shop.com/index.php/
uploadoled.html, 2013.
[10] Philips technology white paper. Understanding power LED lifetime ana-
lysis. http://www.climateactionprogramme.org/images/uploads/documents/
Philips_Understanding-Power-LED-Lifetime-Analysis.pdf.
[11] IMOLA consortium. Intelligent light management for OLED on foil applications (FP7-
IMOLA) project. http://www.imola-project.eu/, juni 2012.
[12] C. FAry, B. Racine, D. Vaufrey, H. Doyeux, and S. CinA. Physical mechanism
responsible for the stretched exponentional decay behavior of aging organic light-
emitting diodes. Applied Physics Letters - AIP, 2005.
[13] Stefaan Maeyaert. Integratie van PWM gebaseerde optische regeling voor emissieve
beeldschermen. PhD thesis, UGent, 2010.
[14] Jeff Han. Using an LED display bidirectionally to optically detect finger touches.
http://cs.nyu.edu/~jhan/ledtouch/index.html, 10 december 2012.
[15] Darren Leigh PaulDietz, William Yerazunis. Very low-cost sensing and communication
using bidirectional LEDs. http://www.merl.com/papers/docs/TR2003-35.pdf, 11
december 2012.
[16] UDT Sensors inc. Photodiode characteristics and application.
http://www.mech.northwestern.edu/mechatronics/datasheets/Optoelectronics/Photodiode-
UDT catalog.pdf, 22 november 2012.
[17] Application Note Analog Devices. Convert a Buck regulator into a smart LED
driver. http://www.analog.com/static/imported-files/tech articles/Convert-a-Buck-
Regulator-Into-a-Smart-LED-Driver-MS-2437.pdf, 6 maart 2013.
[18] P.Mattavelli K. Cheng, F. Yu. Analysis of pulse bursting phenomenon in contant-on-
time-controlled buck converter. IEEE transactions on industrial electronics, vol.58,
2011.
[19] Tech nical Paper Vishay Semiconductors. Measurement techniques.
http://www.vishay.com/docs/80085/measurem.pdf, 29 maart 2013.
[20] Sanjaya Maniktala. Troubleshooting switching power converters: a hands-on guide.
W.W. Norton & Company, 2010.
BIBLIOGRAFIE 74
[21] J. Nechesi Y. Akash. Detectability and accep-
tibility of illuminance reduction for load shedding.
http://www.lrc.rpi.edu/researchAreas/reducingBarriers/pdf/year3/DOEAppendixI.pdf,
2004.
Top Related