GENİŞ BANTLI ENERJİ HASATLAMA DEVRELERİNİN TASARIMI …

T.C.

SÜLEYMAN DEMİREL ÜNİVERSİTESİ FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ

GENİŞ BANTLI ENERJİ HASATLAMA DEVRELERİNİN TASARIMI VE GERÇEKLENMESİ

Ömer KASAR

Danışman Doç. Dr. Mesud KAHRİMAN

DOKTORA TEZİ ELEKTRONİK VE HABERLEŞME MÜHENDİSLİĞİ A.B.D.

HAZİRAN 2019

ii

© 2019 [Ömer KASAR]

i

İÇİNDEKİLER

Sayfa

İÇİNDEKİLER ............................................................................................................. i

ÖZET........................................................................................................................... iii

ABSTRACT ................................................................................................................. v

TEŞEKKÜR ............................................................................................................... vii

ŞEKİLLER DİZİNİ ................................................................................................... viii

ÇİZELGELER DİZİNİ ............................................................................................... xi

SİMGELER VE KISALTMALAR DİZİNİ .............................................................. xii

1. GİRİŞ ....................................................................................................................... 1

1.1. Radyo Frekansları ile Enerji Hasatlama İşlemine Genel Bakış ....................... 1

1.1.1. Enerji hasatlama teknikleri ....................................................................... 2

1.2.1. Radyo frekansı sinyallerinden enerji hasatlamaya değer mi?................... 3

1.3.1. Ticari ürün olarak enerji hasatlama .......................................................... 4

1.2. Frekans Aralıklarına göre Enerji Hasatlama Devreleri .................................... 4

1.2.1. Tek bant ve çift bant EH uygulamaları ..................................................... 6

1.2.2. Ultra geniş bant Wilkinson güç Toplayıcılar ve EH uygulaması ............. 7

1.3. Tez Bölümleri ................................................................................................... 9

2. TASARIM VE DEĞERLENDİRME PARAMETRELERİ .................................. 12

2.1. Enerji, Güç ve Güç Aktarımı .......................................................................... 12

2.2. Doğrultma ....................................................................................................... 14

2.3. Giriş Gücü ...................................................................................................... 15

2.4. Çıkış Gerilimi ................................................................................................. 16

2.5. Güç Dönüştürme Verimi (GDV) .................................................................... 17

2.6. Yük Direnci Analizleri ................................................................................... 19

2.7. Frekans ve bant genişliği ................................................................................ 21

2.8. Empedans Kavramı ve İletim Hattı ................................................................ 22

2.9. Yansıma ve İletim .......................................................................................... 24

3.DICKSON DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE TEK FREKANS

UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI ................................................................. 26

3.1. Temel Dickson Doğrultucu Devre Tasarımı, Katman Sayısı ve Yük Direnci

Analizi ............................................................................................................ 26

3.2. Toplu Elemanlarla Tek Frekans Uyumlandırma ve Enerji Hasatlama

Uygulaması ..................................................................................................... 34

3.3. Tek saplama uyumlandırma ve Enerji Hasatlama Uygulaması ...................... 40

4. GREINACHER DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE ÇİFT BANT

UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI ................................................................. 47

4.1. Temel Greinacher Doğrultucu Devre Tasarımı .............................................. 47

4.2. Çift Bantlı 1800 ve 2400 MHz’de Çalışan Greinacher Doğrultucu Tasarımı 51

4.3. Çift Bantlı 900-2950 MHz’de Çalışan Greinacher Devre Tasarımı ............... 53

5. ULTRA GENİŞ BANT EMPEDANS UYUMLANDIRMA VE

WILKINSON GÜÇ BÖLÜCÜ DEVRESİ TASARIMI ....................................... 57

5.1. Çok Katmanlı Empedans Uyumlandırma ve Çoklu Yansımalar Teorisi ....... 57

5.2. Chebyshev Empedans Uyumlandırma Tekniği: ............................................. 60

5.3. Ultra Geniş Bantlı Wilkinson Güç Bölücü Tasarımı ...................................... 62

6. CHEBYSHEV EMPEDANS UYUMLANDIRILMIŞ İKİ GİRİŞLİ

WILKINSON GÜÇ TOPLAYICI DEVRE İLE ENERJİ HASATLAMA

UYGULAMASI .................................................................................................... 70

ii

6.1. Wilkinson Güç Toplayıcı Devresi ile Greinacher Doğrultucu Devre

Uygulaması ve Ultra Geniş Bant Analizi ....................................................... 70

6.2. Farklı Frekanslarda Giriş Gücü Uygulaması .................................................. 72

7. SONUÇLARIN TARTIŞILMASI VE DEĞERLENDİRMELER ........................ 88

7.1. Ölçüm ve Grafiklerin Değerlendirilmesi ........................................................ 88

7.2. Dickson doğrultucu devresi ve tek bantlı EH uygulamaları ........................... 90

7.3. Temel Greinacher Devresi ve Çift Bantlı EH Uygulamaları ......................... 91

7.4. Chebyshev Uyumlandırmış Üç katmanlı Wilkinson Güç Bölücü .................. 91

7.5. Ultra-Geniş bant WGT-Greinacher Devresi ................................................... 92

7.6. Tüm tasarımlar için elde edilen kazanımlar ve değerlendirmeler .................. 93

KAYNAKLAR .......................................................................................................... 95

EKLER ..................................................................................................................... 100

Ek-1 Watt-dBm dönüştürme hesabı .................................................................... 100

Ek-2 Çıkış Gücü ve GDV Hesaplama İşlemlerine Ait MATLAB Kod Parçacığı

...................................................................................................................... 101

Ek-3 Karakteristik Empedansa Göre Hattın Genişliğinin Belirlenmesi .............. 104

Ek-4 Kılavuzlanmış Dalga Boyu Hesaplaması ................................................... 106

ÖZGEÇMİŞ ............................................................................................................. 107

iii

ÖZET

Doktora Tezi

GENİŞ BANTLI ENERJİ HASATLAMA DEVRELERİNİN TASARIMI VE

GERÇEKLENMESİ

Ömer KASAR

Süleyman Demirel Üniversitesi

Fen Bilimleri Enstitüsü

Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği Anabilim Dalı

Danışman: Doç. Dr. Mesud KAHRİMAN

Bu çalışmada, ortamda bulunan kaynaklardan yayılan Radyo Frekansı (RF)

sinyallerin gücünü dönüştürerek doğru akım ve gerilim (DC) elde eden devreler

tasarlanmış ve üretilmiştir. Bu amaçla tek bant, çift bant ve geniş bant enerji

hasatlama (EH) çalışmaları yapılmıştır. Enerji hasatlama devrelerini istenilen

frekanslarda çalıştırmak için, devrelerin girişlerine empedans uyumlandırma

teknikleri uygulanmıştır. Doğrultucu olarak literatürdeki en çok kullanılan enerji

hasatlama devrelerinden olan Dickson ve Greinacher devreleri kullanılmıştır. Bu

devreler üzerinde farklı empedans uyumlandırma teknikleri kullanılarak istenilen tek

bant, çift bant ve ultra geniş bant (UGB) frekans aralıklarında çalışması sağlanmıştır.

İlk olarak 1,0 GHz frekansında çalışan Dickson doğrultucu devrenin girişine, toplu

elemanlarla empedans uyumlandırma tekniği (L Uyumlandırma) uygulanarak 0,54

GHz’de çalışması sağlamıştır. Ardından, Dickson doğrultucu devresine Tek Saplama

uyumlandırma tekniği uygulanarak 0,54 GHz frekansında enerji hasatlama

yapabilmesine çalışılmıştır. Tasarlanan devrelerin -30 dBm’den +20 dBm’e kadar

değişen giriş güçlerine karşılık çıkış gerilimi, güç dönüştürme verimi (GDV) analizi

yapılmıştır. Bu tasarımda GDV yaklaşık % 73 olarak ölçülmüştür. Tespit edilen en

yüksek çıkış veriminin elde edildiği güç değeri için, devrenin yük direnci parametrik

olarak analiz edilmiş ve en uygun tasarım parametreleri belirlenmiştir.

Daha sonra, literatürde örnekleri bulunan temel Greinacher doğrultucu devre

tasarlanmış ve bu devrenin çift bantlı EH uygulamaları gerçekleştirilmiştir. Temel

Greinacher doğrultma devresi 2,45 GHz frekansında çalışmaktadır. Greinacher

devre yapısı değiştirilerek giriş kollarına, uzunlukları ve açıları birbirinden farklı iki

adet radyal saplama yerleştirilmiştir. Çift bantlı ve tek girişli olarak tasarlanan

devrelerden birincisi 1,8 ve 2,4 GHz frekanslarında çalışmaktadır. Bu frekanslardaki

en yüksek GDV değeri benzetim ortamında; sırasıyla % 64 ve % 58 olarak tespit

edilmiştir. İkinci devre ise 0,9 ve 2,95 GHz frekanslarında çalışmaktadır. Yine bu

frekanslarda maksimum GDV % 46 ve % 28 olarak hesaplanmıştır.

Geniş bant EH devresinde kullanmak üzere kullanılmak üzere bir Wilkinson güç

bölücü devre (WGB) tasarlanmıştır. Geniş bantlı çalışabilmesi için, WGB’nin iki

koluna da üç katmanlı Chebyshev empedans uyumlandırma tekniği uygulanmıştır.

Merkez frekansı 2,2 GHz olarak tasarlanan güç bölme devresinin; yansıma, iletim ve

iv

izolasyon parametreleri birlikte değerlendirilmiştir. WGB devresi 0,4 − 3,4 GHz

aralığında çalışmaktadır ve 3,0 GHz bant genişliğine sahiptir.

Tasarlanan ultra geniş bantlı Wilkinson güç bölücü devresinin tersinir çalışabilme

özelliğinden faydalanılmıştır. WGB devresi, iki farklı koldan gelen RF gücü

toplayarak birleştiren ve tek bir çıkış koluna aktaran Wilkinson güç birleştirme

devresi (WGT) olarak kullanılmıştır. Bu devrenin tek çıkış kapısına Greinacher

doğrultma devresine uygulanmıştır. Böylelikle farklı RF güçler, tek bir doğrultucu

devre yardımıyla DC akım ve gerilime dönüştürülebilmektedir. Yeni oluşan devreye,

WGT-Greinacher EH Devresi adı verilmiştir.

WGT–Greinacher devresi, geri dönüş kaybı ve izolasyon katsayısının -10 dB’nin

altına indiği üç farklı bantta çalışmaktadır. Bunlar 0,4 − 0,81 GHz, 1,54 − 1,84

GHz ve 2,2 − 2,89 GHz aralıklarıdır. Bu haliyle UGB bir EH devresi olduğu

değerlendirilmiştir. Tasarlanan WGT-Greinacher devresinin UGB olarak enerji

hasatlayabildiğini göstermek amacıyla 𝑅𝐹𝑖𝑛1 ve 𝑅𝐹𝑖𝑛2 girişlerine, çalıştığı frekans

bantlarındaki seçilen frekanslarda sinyaller uygulanmıştır. Uygulanan sinyal çiftleri;

540-2700 MHz, 540-2450 MHz, 540-1800 MHz ile 800-2700 MHz, 800-2450 MHz,

800-1800 MHz biçimindedir.

Tüm giriş frekanslarında -30’dan +20 dBm’e kadar giriş gücü değerleri için çıkış

gerilimi ölçümü ve güç dönüştürme verimi hesabı yapılmıştır. Ayrıca en yüksek

verimin elde edildiği giriş gücü değeri için yük direncinin parametrik analizi

yapılmıştır. Sonuçta, iki girişli WGT-Greinacher devresinde en iyi şartlarda, en

yüksek 70,5 GDV ve 1,65 V çıkış gerilimi elde edilmiştir.

Tüm enerji hasatlama devrelerinin GDV, çıkış gerilimi ve yük direnci analizleri ve

UGB Wilkinson güç bölücü devre tasarımının bant genişliği literatürdeki benzer

çalışmalar ile karşılaştırılmıştır. Özgünlükleri ve üstünlükleri detaylı olarak

belirtilmiştir.

Anahtar Kelimeler: Enerji hasatlama, UGB empedans uyumlandırma, Greinacher

doğrultucu devre, Dickson doğrultucu devre, Wilkinson güç toplayıcı, L

uyumlandırma, Saplama uyumlandırma, Chebyshev empedans uyumlandırma.

2019, 109 sayfa

v

ABSTRACT

Ph.D. Thesis

DESIGN AND IMPLEMENTATION OF BROADBAND ENERGY

HARVESTING CIRCUITS

Ömer KASAR

Süleyman Demirel University

Graduate School of Natural and Applied Sciences

Department of Electronics and Communication Engineering

Supervisor: Assoc. Prof. Dr. Mesud KAHRİMAN

In this study, the circuits that produce direct current and voltage (DC) by converting

the power of the Radio Frequency (RF) signals radiated from the sources are

designed and manufactured. For this purpose, single band, double band and ultra-

wide band energy harvesting (EH) studies were performed. In order to operate the

energy harvesting circuits at the desired frequencies, impedance matching techniques

have been applied before the rectifier circuits.

Dickson and Greinacher circuits, one of the most widely used energy harvesting

circuits in the literature, were used. It is provided to operate on the desired single

band, dual band and ultra-wide band (UWB) frequency ranges using different

impedance matching techniques on these circuits.

First, lumped impedance matching technique (L Matching) was applied to the input

of the Dickson rectifier circuit operating at 1.0 GHz frequency. And it worked at 0.54

GHz. Then, a Single Stud Matching technique was applied to the Dickson rectifier

circuit due to the energy harvesting at a frequency of 0.54 GHz was performed. The

output voltage, power conversion efficiency (PCE) analysis was performed for input

circuits ranging from -30 dBm to +20 dBm. In this design, PCE was measured at

about 73%. The load resistance was analyzed parametrically for the power value at

which the highest output efficiency was determined. And the most appropriate design

parameters are determined.

In the literature, a rectifier circuit which is the Basic Greinacher circuit was designed

and dual band EH applications were performed. Basic Greinacher the rectification

circuit is working at 2.45 GHz frequency. By changing the Greinacher circuit

structure, two radial stubs are placed on the input arms, different lengths and angles.

The first of the circuits designed as double-band and single-input operates at

frequencies of 1.8 and 2.4 GHz. The highest PCE values were simulated at 64% and

58%, respectively. The second circuit operates at 0.9 and 2.95 GHz frequencies.

Again at these frequencies, the maximum PCE was calculated as 46% and 28%.

A Wilkinson power divider circuit (WPD) is designed for use in the broadband EH

circuit. In order to the broadband operation, three layers of Chebyshev impedance

matching technique were applied to both branches of WPD. It is determined that the

vi

power divider circuit designed as 2.2 GHz at the center frequency works in the 0.4-

3.4 GHz range when the reflection, transmission and isolation parameters are

evaluated together. And the circuit has a bandwidth of 3.0 GHz.

The designed (UWB) Wilkinson power divider circuit has the ability to work

reversibly (duality). The Wilkinson power combiner circuit (WPC), which collects

and transfers RF power from two different branches to a single output arm, is applied

to the Greinacher rectifier circuit. Thus, different RF powers, DC current and voltage

can be obtained by means of a single rectifier circuit. The newly formed circuit is

called the WPC-Greinacher EH Circuit.

The WPC-Greinacher circuit operates on three different bands, with return loss and

isolation down to -10 dB. These are 0.4-0.81 GHz, 1.54-1.84 GHz and 2.2-2.89 GHz.

In this state, the UWB is thought to be an EH circuit. In order to show that the

designed WPC-Greinacher circuit can harvest energy as UWB, the 𝑅𝐹𝑖𝑛1 and 𝑅𝐹𝑖𝑛2 are signaled at the selected frequencies in the frequency bands in which it operates.

The input gates of the two input WPC-Greinacher circuits were implemented by

selecting frequency pairs of 540-2700 MHz, 540-2450 MHz, 540-1800 MHz and

800-2700 MHz, 800-2450 MHz, 800-1800 MHz.

Output voltage measurement and power conversion efficiency were calculated for

input power values from -30 dBm to +20 dBm at all input frequencies. In addition,

the parametrical analysis of the load resistance was performed for the input power

value where the highest efficiency was obtained. As a result, in the best conditions of

the two input WPC-Greinacher circuit, the highest 70.5% PCE and 1.65 V output

voltage were obtained. The PCE, output voltage and load resistance analyzes of all

designed energy harvesting circuits and the bandwidth of the UWB Wilkinson power

divider circuit design are compared with the previous similar studies in the literature.

Their originality and superiority are detailed.

Keywords: Energy Harvesting, UWB impedance matching, Greinacher rectifier,

Dickson Rectifier, Wilkinson power combiner, L matching, Stub matching,

Chebyshev impedance matching

2019, 109 pages

vii

TEŞEKKÜR

Doktora sürecimin en kritik noktasından itibaren beni öğrenciliğe kabul eden, en

yıpratıcı ve zorlu zamanlarda sahip çıkan ve destek olan çok kıymetli danışmanım

Doç. Dr. Mesud KAHRİMAN’a teşekkür ederim. Kendisi hem tez konumun

seçiminde ve daha sonraki süreçlerde yönlendirmeleriyle bana destek oldu, hem de

akademik çalışma yapma ve yayımlama konusundaki engin bilgi birikimi ile bilimsel

çalışma yapmayı öğrenmemi sağladı.

Tez İzleme Komitesi toplantılarında değerlendirmeleri ile yol gösteren Tez İzleme

Komitesi üyeleri Prof. Dr. Selçuk HELHEL ve Dr. Öğr. Üyesi Ufuk ÖZKAYA’ya

teşekkür ederim.

Bana doktora imkânı sağlayan ve lisansüstü eğitim için görevlendiren üniversitem

Artvin Çoruh Üniversitesi’ne teşekkür ederim. ÖYP kapsamında görevlendirildiğim

Süleyman Demirel Üniversitesi Elektronik ve Haberleşme Mühendisliği Bölümü’nün

personeline, özellikle araştırma görevlisi dostlarıma teşekkür ederim.

Doktora çalışmamın ölçümlerini gerçekleştirdiğim Akdeniz Üniversitesi Endüstriyel

ve Medikal Uygulamalar Mikrodalga Araştırma Merkezi Müdürlüğü’ne (EMUMAM

Proje No: DPT 2007K120530) ve Arş. Gör. Atalay KOCAKUŞAK’a teşekkür

ederim.

Kendisi ile beraber çalışmaktan keyif aldığım kadim dostum, yakın arkadaşım,

ekibimizin sacayağı olan Arş. Gör. Mahmut Ahmet GÖZEL’e çok teşekkür ederim.

Ayrıca tez, ders ve yeterlik sınavı süreçlerinde birbirimizin derdiyle dertlendiğimiz,

aynı yükleri beraber omuzladığımız çok kıymetli arkadaşım Mustafa GEÇİN’e de

teşekkür ederim.

Her görüşmemizde tezimin ne aşamada olduğunu sorup hayır dualarını eksik

etmeyen anneme, babama, kayınvalideme, ağabeyime ve kardeşlerime kısacası geniş

aileme ayrıca teşekkür ederim. Onlar ki bu güne kadar tüm sınavlarımda

muvaffakiyetime maddi manevi destek oldular; bu doktora payesinde başından

sonuna kadar onların imzası olduğuna inanıyorum. Dahası, onların haklarının

ödenemeyeceğini düşünüyorum.

Tezimin her aşamasında, her sıkıntıda ve aksaklıkta desteğini hep hissettiğim kişiye;

sabrına, desteğine, beni gayrete teşvik etmesine, bu tezimi ithaf ettiğim sevgili eşim

Kübra’ya çok teşekkür ederim. Tabii ki gözümün nuru yavrularım Arif ve İkra

Eslem’e de...

Ömer KASAR

ISPARTA, 2019

viii

ŞEKİLLER DİZİNİ

Sayfa

Şekil 1.1. (a) tek bant ve (b) çift bant ve (c) geniş bant RF güç hasatlama devreleri ..... 6

Şekil 2.1. Doğrultucu devre topolojileri a) Cockroft Walton b) Dickson c) Villard

ve d) Greinacher RF ten DC’ye doğrultucu devreleri .................................. 15

Şekil 2.2. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık çıkış

gerilimi değişimi ........................................................................................... 17

Şekil 2.3. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık GDV grafiği ... 18

Şekil 2.4. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direnci değerlerine

karşılık çıkış gerilimi grafiği ........................................................................ 20

Şekil 2.5. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direncine karşılık

GDV grafiği .................................................................................................. 21

Şekil 2.6. Bant genişliği ve kesim frekansları ............................................................... 22

Şekil 2.7. Bir mikrodalga iletim hattının şematik gösterimi ......................................... 23

Şekil 3.1. Tek ve üç katman Dickson doğrultucu devre şeması.................................... 27

Şekil 3.2. Doğrultucu devrelerin uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b) ................... 28

Şekil 3.3. Tek katman ve üç katman devrenin geri dönüş kaybı................................... 29

Şekil 3.4. Dickson doğrultucu devrelerin GDV grafiği ................................................ 30

Şekil 3.5. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi grafiği .................................... 31

Şekil 3.6. Dickson doğrultucu devrelerin GDV-yük direnci grafiği ............................. 32

Şekil 3.7. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi-yük direnci grafiği ................ 32

Şekil 3.8. Üç katmanlı Dickson Doğrultucu Devresinin Ölçüm Düzeneği................... 33

Şekil 3.9. Dickson doğrultucu Devrelerin Zaman Domeni Tepkisi .............................. 34

Şekil 3.10. Temel Dickson devresinin frekansa göre empedans grafiği ....................... 35

Şekil 3.11. L uyumlandırma tekniğinin temel devre şeması ......................................... 36

Şekil 3.12. Toplu elemanlarla (L) Uyumlandırılmış Dickson Doğrultucu devresi ....... 37

Şekil 3.13. L uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı grafiği ................................ 38

Şekil 3.14. L uyumlandırılmış devrenin verim-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş

gücü grafiği ................................................................................................ 39

Şekil 3.15. L uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci ve çıkış gerilimi-yük

direnci grafiği ............................................................................................. 40

Şekil 3.16. Tek saplama uyumlandırma için Smith abağı çözümü ............................... 41

Şekil 3.17. Tek saplama ile uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devresinin

uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b) .................................................... 42

Şekil 3.18. Tek saplama ile uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı ..................... 43

Şekil 3.19. Geri dönüş kaybını gösteren Smith abağı grafiği ....................................... 43

Şekil 3.20. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği ... 44

Şekil 3.21. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin GDV-giriş gücü grafiği ............... 45

Şekil 3.22. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-yük direnci

grafiği ......................................................................................................... 45

Şekil 3.23. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci grafiği ........... 46

Şekil 4.1. Genel Greinacher devre şeması .................................................................... 47

Şekil 4.2. Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve devrenin

gerçeklenmiş hali (b) .................................................................................... 48

Şekil 4.3. Greinacher devresinin geri dönüş kaybı grafiği ............................................ 49

Şekil 4.4. Greinacher devresinin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği ................................ 50

Şekil 4.5. Greinacher devresinin giriş gücü-verim grafiği ............................................ 50

Şekil 4.6. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresi ..................................................... 51

Şekil 4.7. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği ......... 52

ix

Şekil 4.8. Çift bantlı doğrultma devresinin GDV-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş

gücü grafiği ................................................................................................... 53

Şekil 4.9. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve


Şekil 4.10. Çift bantlı doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği .......................... 55


gücü grafiği ................................................................................................ 56

Şekil 5.1. Çok katmanlı empedans uyumlandırma devresinde hatların

empedansları ................................................................................................. 58

Şekil 5.2. İlk 4 Chebyshev Polinomuna ait grafikler .................................................... 61

Şekil 5.3. Çeyrek Dalga Uyumlandırma ile üç Katman Chebyshev Uyumlandırma

Tekniğinin Bağıl Bant Genişliklerinin Karşılaştırılması .............................. 62

Şekil 5.4. Çok katmanlı WGB devresinin genel devre şeması ..................................... 63

Şekil 5.5. Çok Katman Wilkinson Güç Bölücü Devresi için tek (a) ve Çift (b) mod

analizi ........................................................................................................... 65

Şekil 5.6. Chebyshev empedans uyumlandırılmış WGB’nin boyutları (a) devrenin


Şekil 5.7. Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapıdaki yansıması (𝑆11

grafiği) .......................................................................................................... 66

Şekil 5.8. Wilkinson güç bölücü devresinin ikinci kapıdaki yansıması (𝑆22 = 𝑆33

grafiği) .......................................................................................................... 67

Şekil 5.9. Wilkinson güç bölücü devresinin iletim katsayısını (𝑆21 grafiği) ............... 68

Şekil 5.10. Wilkinson güç bölücü devresinin izolasyon katsayısı (𝑆32 grafiği) .......... 69

Şekil 6.1. WGT-Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve

devrenin gerçeklenmiş hali (b) ..................................................................... 71

Şekil 6.2. Tasarımın Çalışma Frekans Aralıkları .......................................................... 72

Şekil 6.3. İki Girişli WGT-Greinacher devresinin ölçüm düzeneği.............................. 73

Şekil 6.4. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş

gücü-çıkış gerilimi grafiği ............................................................................ 74



Şekil 6.6. 540 MHz e 2700 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-

çıkış gerilimi grafiği ..................................................................................... 76







Şekil 6.10. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-

giriş gücü grafiği ........................................................................................ 80









x



Şekil 6.16. Toplam Verimi-RF Giriş Gücü Grafiğinin Perspektif Görünüşü ............... 86

Şekil 6.17. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Çıkış Gerilimi Grafiği ................................ 86

Şekil 6.18. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Toplam Verim Grafiği ................................. 87

Şekil Ek-3.1. İletim hattının genişliği ve yüksekliği ................................................... 104

Şekil Ek-3.2. İletim hattı genişliğine göre karakteristik empedansı ........................... 105

xi

ÇİZELGELER DİZİNİ

Sayfa

Çizelge 3.1. Temel Dickson devresinin boyutları ve özellikleri ................................ 28 Çizelge 3.2. L uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devrenin boyutları ve

özellikleri .............................................................................................. 37 Çizelge 4.1. Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri .......................... 48 Çizelge 4.2. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri ......... 52 Çizelge 4.3. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri ......... 54 Çizelge 7.1. Tasalanan tüm devrelerin frekansları ve kapsadıkları iletişim bantları . 89 Çizelge 7.2. Dickson doğrultucu devrelerin önceki çalışmalarla karşılaştırılması .... 90 Çizelge 7.3. Önerilen WGB Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla

Karşılaştırılması .................................................................................... 92 Çizelge 7.4. Önerilen WGT-Greinacher Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla

Karşılaştırılması .................................................................................... 93 Çizelge Ek-1.1. Güç dönüşüm listesi ....................................................................... 100

xii

SİMGELER VE KISALTMALAR DİZİNİ

AC Alternatif Akım

B Suseptans

BG Bant Genişliği

C Kapasitör Sığası

DC Doğru Akım

𝐷𝑟 Yönlülük

DVB-T Sayısal Karasal Televizyon Yayını

EH Enerji Hasatlama

EM Elektromanyetik

f Frekans

Hz Hertz

I Akım

L Endültans

P Güç

𝑃𝐺𝑖𝑟𝑖ş Giriş Gücü

GDV Güç Dönüştürme Verimi

R Yük direnci

𝑅𝑎 Alıcı-Verici Mesafesi

RL Geri Dönüş Kaybı

RF Radyo Frekansı

RF EH Radyo Frekansı ile Enerji Hasatlama

S Saçılma Paraetresi

s saniye

T İletim

𝑇𝑁 Chebyshev Polinomları

X Reaktans

t Zaman

UGB Ultra Geniş Bant

UGB-WGB Ultra Geniş Bant Wilkinson Güç Bölücü

V Gerilim

VO Çıkış Gerilimi

VSWR Duran Dalga Oranı (Gerilim)

W Enerji

WGT Wilkinson Güç Toplayıcı

WGB Wilkinson Güç Bölücü

Z Empedans

𝑍0 Karakteristik Empedans

𝑍𝐿 Yük Empedansı

𝛾 Yayılma Sabiti

𝜆 Dalga Boyu

Γ Yansıma

β Faz Sabiti

θ Dalga Boyu Olarak Hat Açısı

ℓ İletim Hattı Uzunluğu

𝜖𝑟 Alttaş Malzemenin Dielektrik Geçirgenliği

𝛿 Güç Bölme Oranı

1

1. GİRİŞ

1.1. Radyo Frekansları ile Enerji Hasatlama İşlemine Genel Bakış

Günümüzde, özellikle yaşam alanlarında, pek çok farklı frekansta elektromanyetik

(EM) dalgalar ortamda sürekli bulunmaktadır. Bu da EM dalgaların neredeyse her an

her ortamda bulunduğunu göstermektedir. Örneğin baz istasyonlarından yayılan cep

telefonu sinyalleri GSM 1800, yine baz istasyonlarından kablosuz internet için

EDGE, 3G, 4.5G vb. gibi haberleşme sistemlerinden yayılan sinyallerin taşıdığı

güçler, veyahut bina içlerinde kablosuz modemlerden yayılan ISM bandından

sinyallerin sahip oldukları güçler anlık olarak ortamda bulunan EM dalgalara

örneklerdir. Bunun yanında sayısal televizyon yayınları (DVB-T) ve FM radyo

dalgaları bu sinyaller arasındadır. Dikkat edildiğinde ortamda bulunan EM dalgalar

(Radyo Frekansı ‘RF’) pek çok farklı frekansa sahiptirler. Ayrıca kullanım alanlarına

göre pek çok farklı güç aralığında olabilmektedir (Kasar vd., 2019).

Modern dünyanın ve teknolojinin gelişimiyle paralel olarak, günümüzde kullanılan

cihazlar da gelişmektedir. Cihazların gelişmesi; enerji kayankları ihtiyacını

artırmaktadır. Enerji hasatlama devreleri de elektronik devrelerin ve cihazların

ihtiyacı olan güç ve enerjiyi sağlamada anlık ve (yerine göre) sürekli çözümler

sunmaktadır (Penella ve Gasulla, 2011).

Ortamda mevcut olarak bulunan bu RF güçler, çeşitli elektronik devre ve cihaz

uygulamalarında kullanılmak üzere enerji toplayıcı devrelerce alınır, doğrultularak

doğru akım ve gerilim (DC) elde edilir. İhtiyaç olan enerjiyi, ortamdaki RF sinyal

kaynaklarından temin etme işlemine RF Enerji Hasatlama (RF Energy Harvesting)

adı verilir (Balanis, 2005; S. Kim vd., 2014; Penella ve Gasulla, 2011). Enerji

hasatlama günümüzde oldukça popüler bir işlemdir. Batarya ve benzeri enerji

depolama hücrelerinin yerine enerji hasatlama devreleri oldukça yaygınlaşmaya

başlamıştır. Gerek akademik gerekse endüstriyel çalışmalar elektronik cihazların

ihtiyacı olan enerjiyi temin etmede enerji hasatlama yöntemlerinden çokça

faydalanmaya başlamışlardır. Çünkü bataryalar, hem ağır ve hantal olduğundan, hem

de hacimsel olarak çok yer kapladığından (uygulamalara göre) kullanışsız olmaya

başlamıştır. Hem kısa zamanlarda yeniden doluma ihtiyaç duymaktadır, hem de

2

pillerin kullanım süreleri sınırlıdır. Buna karşın ortamdaki EM dalgalar ve

haberleşme sinyalleri devamlılık arz etmektedir. Bu yönüyle enerji hasatlama işlemi

pek çok yönden avantaj sağlayacaktır. Hem batarya ve benzeri kaynaklara olan

ihtiyacı azaltacaktır, hem de bakımı kolay, ömrü uzun ve depolama gerektirmeyen

yeni bir enerji kaynağı sağlayacaktır (S. Kim vd., 2014).

1.1.1. Enerji hasatlama teknikleri

Genel olarak EH devreleri, ortamdaki enerjinin doğru akım ve gerilime

dönüştürülmesini temel almaktadır. Literatürde, RF’ten farklı enerji çeşitlerini

dönüştürerek enerji hasatlama yapan yöntemler de bulunmaktadır. Temiz enerji

sınıfında sayılabilecek bu başlıca enerji hasatlama teknikleri; güneş (solar), ısıl

(termal) ve titreşim (piezzo) enerjileridir (S. Kim vd., 2014).

Enerji hasatlama tekniklerinin kullanım alanları ve koşulları göz önüne alındığında

RF enerji hasadının diğer üç tekniğe göre avantajları ve dezavantajları

bulunmaktadır. Söz gelimi, güneş enerjisinden elde edilen güç yoğunluğu göreceli

olarak yüksektir. Fakat güneşten faydalanma süresi mevsime ve konuma göre

değiştiğinden bu enerji türü sürekli değildir. Bundan dolayı ya güneş enerjisi anlık

tüketilecek veyahut depolama birimleri ile beraber kullanılacaktır. Buna karşılık

taşıdığı yüksek enerji yoğunluğu güneş enerjisini EH süreçleri arasında reddedilemez

bir konuma çıkarmaktadır (S. Kim vd., 2014; Z. Liu vd., 2015).

Titreşime duyarlı malzemelerden (piezoelektrik) elde edilen enerjinin güç yoğunluğu

güneş kadar olmasa da göreceli olarak yüksektir. Fakat titreşim enerjisi için de anlık

titreşim kaynağı ve tetikleme gerekecektir. Dolayısıyla bu teknik de sınırlı kullanım

koşullarında geçerlidir (Z. Liu vd., 2015).

Literatürde termal enerji dönüşümü, sürekli olmasının yanında ani ısıl değişimlerden

çok etkilenen ve kırılgan (kayıpları çok olan) özelliğe sahip bir hasatlama türü olarak

gösterilmiştir. Ayrıca termal enerjinin, anlık olarak elektrik enerjisine dönüştürecek

sistemler pratik olmadığından DC elde edilmesinde kullanımına nerdeyse hiç ihtiyaç

duyulmamıştır (S. Kim vd., 2014).

3

Ortamdaki iletişim sinyallerinden doğru akım ve gerilim elde etme işlemi RF enerji

hasatlama sürekli yayılan enerjinin hasatlanması işlemine dayanır. Bu yönüyle

sürekli bir enerji kaynağı olduğu söylenebilir. Düşük maliyetli ve hafif devre

elemanları ile gerçeklenebilen bir yöntemdir. Bu yöntemin en büyük dezavantajı

dönüştürebildiği güç yoğunluğunun düşük olmasıdır. Ayrıca bu güç yoğunluğunun

kaynaktan uzaklaşılan mesafeye göre azalmasıdır.

1.2.1. Radyo frekansı sinyallerinden enerji hasatlamaya değer mi?

RF enerji hasatlama devrelerinin avantajları ve dezavantajları göz önüne alındığında,

cevaplanması gereken ilk soru, “Buna değer mi?” olacaktır. Bu kadar düşük ve

haberleşme sinyal kaynaklarına (baz istasyonu, röle vs.) olan uzaklığa göre değişen

güç yoğunluğuna rağmen (0,2-1000 nW/cm2) kullanılabilirliği değerlendirilmelidir.

Bu soruya bir RF mühendisi olarak verilecek cevap “bu seviyelerde güç

tüketebilecek cihazlar varsa neden olmasın…” olmalıdır. Çünkü ortamda (kullanılsın

veya kullanılmasın), anlık (sürekli), ucuz ve kolay ulaşılabilen bir enerji

bulunmaktadır (Z. Liu vd., 2015).

Literatürdeki enerji hasatlama devreleri, enerji alma mesafelerine göre yakın alan ve

uzak alan EH devreleri olarak ikiye ayrılır. Yakın alan EH uygulamaları çoğunlukla

biyomedikal uygulamaları ve giyilebilir teknolojiler için önerilmektedir. Örneğin ilk

akla gelen uygulama kalp pili için güç aktarma devresi uygulaması olacaktır. Buna

benzer pek çok uygulama alanı ‘kaliteli yaşam’ ve ‘tıpta ilerleme’ bağlamında

düşünülebilir. Ayrıca giydiğimiz bir giysinin üzerindeki sensörleri EH devreleri ile

besleme çalışmaları olabilecektir (Collado ve Georgiadis, 2013).

Öngörülen uzak alan EH uygulamalarına örnek, elektrik kaynağına yakın olmayan

mesafelerde ve uzaktan algılama (remote sensing) uygulamaları için güç aktarımı

çalışmalarıdır (Song vd., 2016). Literatürde kendi kendine devam edebilen (stand-

alone) RF enerji devrelerinin uzak alan uygulama alanları üzerine çalışmalar

yoğunlaşmaya başlamıştır (S. Kim vd., 2014). Düşük akım ve gerilimlerde çalışan ve

düşük güç tüketen uzak alan uygulamalardan bazıları; düşük güç sensör

uygulamaları, nesnelerin interneti (IoT) uygulamaları, mikro işlemci tabanlı sensör

platformları ve düşük güç tüketen gömülü devrelerdir (Z. Liu vd., 2015).

4

1.3.1. Ticari ürün olarak enerji hasatlama

Hal-i hazırda radyo frekansları ile enerji hasatlama (RF EH) işlemi laboratuvar

ortamında ve geliştirme aşamasındadır. Ticari ürün olarak enerji hasatlama devreleri

tasarım ve geliştirme aşamasında olduğu değerlendirilmektedir. Henüz mevcut güç

yoğunlukları için yeterli verim elde etme çalışmaları akademik olarak devam

etmektedir. Ayrıca EH konusunda yerleşmiş bir standart oluşturma süreci

bulunmamaktadır (Song vd., 2016). Endüstriyel piyasaya çok yeni sürülmüş bulunan,

entegre EH devreleri olsa da kabul görmüş ‘Al-Kullan’ ürünler henüz elektronik

marketlerde yerini alamamıştır (S. Kim vd., 2014). İlerleyen zamanlarda enerjisini

ortamdan alan ve herhangi bir batarya ve depolama elemanına ihtiyaç duyulmayan

gömülü EH devrelerinin veya sensörlerin ticarileşmesi ve yaygınlaşması

beklenmektedir.

Yaygınlaşmaya başlayan literatür çalışmalarından birisi de EH devrelerinin birlikte

kullanımdır. Son zamanlarda ‘hibrit enerji hasatlama devreleri’ de çalışılmaya

başlanmıştır. Uygun güç yönetim ünitelerinin sağladığı olanaklarla iki veya daha

fazla EH tekniğinin birlikte kullanılması (örneğin güneş enerjisi ve RF enerji),

ilerleyen zamanlarda ticari olarak piyasaya sürüleceği değerlendirilmektedir (Collado

ve Georgiadis, 2013).

1.2. Frekans Aralıklarına Göre Enerji Hasatlama Devreleri

RF enerji hasatlama işlemi, alınan RF güçten, uyumlandırma ve doğrultma devreleri

yardımıyla elde edilen DC gücü, çalıştırılacak cihazın güç besleme girişine aktarma

süreçlerini içerir. RF enerji hasadında kullanılan doğrultma devreleri, temel

elektronik devre yapılarının pek çok farklı uygulamalarından biridir (Devi vd., 2012;

H. Liu vd., 2014; Mansour ve Kanaya, 2018; Penella-López ve Gasulla-Forner,

2011). Literatürde, ortamdan RF enerji hasatlamak için pek çok devre önerilmiştir

(Ali vd., 2014; Belen, 2018; Palazzi vd., 2018; Partal vd., 2015; Shieh ve Kamarei,

2018). Bu çalışmada, en çok bilinenlerinden iki tanesi Greinacher ve Dickson

doğrultma devreleri kullanılmıştır. Bu devrelerde düşük akım ve gerilimlere cevap

verebilen Schottky diyotlarını kullanılmıştır. Bu doğrultucu devreler çıkıştaki yük

5

direnci üzerinde yüksek güç dönüştürme verimi (GDV) ve DC gerilim elde

edilmesini sağlamaktadır (Belen, 2018; P. Kim vd., 2013; Mousa Ali vd., 2017).

Bir mikrodalga devrede, yansımanın olmaması veya minimum olması empedans

uyumunun bir göstergesidir (Balanis, 2005). Alıcıdan (anten vs.) alınan sinyal,

doğrultucu devreye gelmeden önce yansıma, duran dalga vb. kayıpları en aza

indirmek için uyumlandırma devresine gelir. Sinyalin frekansı uyumlandırma

frekansı ile aynı ise yansıma seviyesi düşer ve daha fazla güç taşıyan sinyal

doğrultucu devreye girer (Kasar vd., 2019).

Alınan bir EM dalganın bozulmaya ve zayıflamaya uğramaması için uyumlandırma

katmanı çok önemlidir. Son zamanlarda tek frekansta, çoklu frekanslardaki

uygulamaların yanında geniş bantlı enerji hasatlama çalışmaları önemi artırmıştır

(Costanzo ve Masotti, 2016; Lin vd., 2017). RF enerji hasadı son zamanlarda çokça

çalışılan güncel konulardan biridir (Adam vd., 2016; Gozel vd., 2019). Şekil 1.1’de

tek bant, çift bant ve geniş bant enerji hasatlamada devrelerinin genel şeması ve

empedans uyumlandırmanın bu işlemdeki yeri görülmektedir.

(a)

(b)

6

(c)

Şekil 1.1. (a) tek bant ve (b) çift bant ve (c) geniş bant RF güç hasatlama devreleri

Görüldüğü gibi EH devreleri, ya bir tek frekanstaki (örneğin DVB-T) sinyallerden

DC üretecek, ya iki iletişim bandını kapsayacaktır, ya da geniş bir frekans aralığını

kapsayacaktır. İşte, RF enerji hasatlama işleminde varılmak istenen nokta da daha

geniş frekans bandını kapsayan ve aldığı sinyalin gücünü daha yüksek bir verimle

DC yüke aktaran böyle doğrultucu devreler tasarlamaktır (Adam vd., 2016; Chaour

vd., 2017).

1.2.1. Tek bant ve çift bant EH uygulamaları

“Geniş bantlı enerji hasatlama devrelerinin tasarımı ve gerçeklenmesi” başlıklı

doktora tez çalışmasının amacı, ortamda bulunan kaynaklardan yayılan Radyo

Frekansı dalgalarının gücünü dönüştürerek doğru akım ve gerilim elde eden devreleri

modellemek, tasarlamak ve üretmektir. Daha genel bir ifade ile bu çalışmanın amacı

geniş haberleşme frekanslarının olduğu bir spektrumda ve geniş güç aralıklarında EH

devrelerinin modellenmesi, tasarlanması ve üretilmesidir. Bu amaçla tek bant, çift

bant ve geniş bant çalışmalar yapılmıştır.

Enerji hasatlamanın temel yapı taşlarından olan alıcı, uyumlandırıcı, doğrultucu ve

(yüke) aktarıcı katmanlar ayrı ayrı analiz edilmiş ve istenilen frekanslarda tek bant,

çift bant ve geniş bantlarda enerji hasatlama devreleri tasarlanmıştır. Ayrıca

geliştirilen devrelerin değerlendirilmesi RF EH parametrelerine göre yapılmıştır.

Bu çalışmanın ilk kısımlarında mevcut var olan enerji hasatlama devrelerinin

çalışmaları literatürdeki örneklerine benzer olarak tasarlanmış ve üretilmiştir. Alınan

Radyo Frekansı sinyalleri temel Dickson doğrultucu devresi ile hasatlanmıştır. Tek

7

katman ve üç katman olarak tasarlanan devreler 1,0 GHz frekansında çalışmaktadır.

Bu frekansta çıkış gerilimi, güç doğrultma verimi ve yük direnci analizi yapılmıştır.

Tasarlanan aynı üç katmanlı Dickson doğrultma devresine tek frekans için empedans

uyumlandırma teknikleri uygulanmıştır. Yine aynı şekilde gerilim, verim ve yük

analizi yapılmıştır. Toplu elemanlar ile (‘Lumped’-L matching) empedans

uyumlandırma ve tek saplama (stub) empedans uyumlandırma tekniklerinin etkisi

gözlemlenmiştir. Burada EH devresinin girişine, seçilen bir frekansta (DVB-T 540

MHz sayısal karasal televizyon yayını) uyumlandırma yapılabileceği gösterilmiştir.

Doktora çalışmasının ilerleyen kısımlarında örnek bir Temel Greinacher EH devresi

tasarlanmıştır. Bu tasarım empedans uyumlandırma olmadan 2,45 GHz ISM

bandında çalışmaktadır. Yine bu frekansta çıkış gerilimi ve GDV analizi yapılmıştır.

Ardından Greinacher devresi tek giriş kapılı ve iki farklı frekansta uyumlandırma

yapılacak şekilde değiştirilmiştir. Devreye iki adet, farklı açı ve uzunluklarda radyal

saplama eklenmiştir. İki frekansta rezonansa gelmesi için de radyal saplamaların

uzunlukları, açıları ve devre üzerindeki konumları parametrik olarak düzenlenmiş ve

konumlandırma buna göre yapılmıştır.

Değiştirilmiş Greinacher devresi ile iki farklı alttaş malzeme kullanılarak iki farklı

çift bant uygulaması yapılmıştır. Birinci uygulama Arlon AD1000 alttaş malzeme ile

tasarlanmış, 1,8 GHz ve 2,4 GHz frekanslarında enerji hasatlama yapılmıştır. İkinci

çift bant tasarımda FR4 malzeme kullanılarak 0,9 GHz ve 2,95 GHz frekanslarda

enerji hasatlama yapılmıştır. İki tasarımda da çıkış gerilimi ve GDV analizi

yapılmıştır.

1.2.2. Ultra geniş bant Wilkinson güç toplayıcılar ve EH uygulaması

Elektronik devre ve sistemlerde güç aktarma (bölme ve birleştirme) problemi temel

devre ve sistem özelliklerinin çalışmasını karakterize eden en önemli

parametrelerden biridir (Amjad vd., 2018; Song vd., 2017). Giriş gücünü çıkış kol

sayısı kadar eşit veya eşit olmayarak bölen en az 3 kapılı mikrodalga devre

elemanlarına güç bölücüler denir. Wilkinson Güç Bölücü ise çıkış kapıları

8

(empedans olarak) uyumlu yapıldığında kayıpsız veya çok düşük kayıplı olma

özelliğine sahip bir devredir (Gharehaghaji ve Shamsi, 2017; Pozar, 2006).

Bu çalışmada EH devrelerinin, birden çok iletişim sisteminden aynı anda ortamdaki

sinyallerin güçlerini hasatlayan bir geniş bant devre önerilmiştir. Bu amaçla

Wilkinson güç bölücü (WGB) devresinin geniş bantlı tasarımı, Greinacher

doğrultucu devresinin girişine uygulayarak enerji hasatlamada kullanılabilirliği

değerlendirilmiştir

WGB, literatürde genellikle tek bir merkez frekans değeri için tasarlanan dar bantlı

yapılardır. Tasarımın geniş bir frekans aralığında çalışabilmesi için WGB çıkış

kolları üzerinde uygulanan Empedans uyumlandırma işleminin geniş bantlı olması

gerekmektedir (K.-K. M. Cheng ve Law, 2008; Eghlidi vd., 2006; J. Kim ve Lee,

2017). Mikro şerit iletim hatlarında yapılmış pek çok, katmanlı ve geniş bantlı

empedans uyumlandırma tekniği mevcuttur (Eghlidi vd., 2006; Hawatmeh vd., 2017;

Honari vd., 2016). Çok katmanlı uyumlandırma sonucunda daha büyük bant genişliği

ve daha düşük yansıma karakteristiği elde edilebilmektedir (Antoniades ve

Eleftheriades, 2005). Bu çalışmada önerilen bir yenilik WGB devresinin geniş bant

olarak tasarlanması için Chebyshev geniş bant empedans uyumlandırma tekniğinin

kullanılmasıdır. Mikrodalga devrelerde Chebyshev polinomları ile modellenen

empedans uyumlandırma tekniği literatürde pek çok ultra geniş bant (UGB)

çalışmasına eşlik etmiştir. Bu çalışmada da üç katmanlı WGB tasarımının, çıkış

kapılarındaki empedans uyumlandırma işlemi, tek çift mod analizi ve katmanlı WGB

tasarımındaki izolasyon dirençleri Chebyshev Polinomu kullanılarak hesaplanmıştır.

Wilkinson güç bölücüler, giriş gücünü iki kola paylaştırmasının yanında, çift

yönlülük (duality) prensibine göre iki koldan gelen güçleri de tek bir kolda

birleştirebilmektedir (Moulay ve Djerafi, 2018). Bu amaçla kullanıldığında

Wilkinson Güç Birleştirme devresi (WGT) adını alır. Bu özelliği sağlamasında en

önemli parametre, giriş ve çıkış kapılarının birbirlerinin yerine kullanılmasıdır.

Yani çıkış kollarının giriş, giriş kapısının da çıkış olarak kullanılabilmesidir. Çünkü

pasif mikrodalga devreleri tersinir özelliktedir (D. Lee vd., 2016). Bu özelliği

kullanabilmenin şartı, giriş güçlerinin birbirini etkilememesi için izolasyon

parametresinin yüksek olmasıdır. Literatürde güç birleştirme devreleri yaygın olarak

9

kullanılmaktadır (Moulay ve Djerafi, 2018). (Kasar vd., 2018; Moulay ve Djerafi,

2018).

WGT’nin iki eşit girişinden gelen güçlerin tek bir girişten birleşerek çıkması bu tez

çalışmasında çoklu girişli enerji hasatlama devresine ilham olmuştur. WGT

devresinin güç birleştiren (çıkış) kapısına Greinacher RF doğrultucu eklenmiştir.

Böylelikle geniş bantlı ve çok girişli bir EH devresi meydana gelmiştir. WGT-

Greinacher enerji hasatlama devresinin çıkış kapısına doğrultucu devre eklendiğinde

frekans çalışma aralığında biraz düşme olmuştur. Fakat Chebyshev polinomları ile

geniş bantlı uyumlandırılmış olmasından dolayı yine de UGB olarak çalıştığı

görülmüştür.

1.3. Tez Bölümleri

Bu çalışmanın ikinci başlığının altında, enerji hasatlama işleminde temel süreçler ve

parametrelerin tanımı işlenmiştir. Enerji ile güç arasındaki ilişki ve güç aktarım

problemi teorisiyle birlikte verilmiştir. Enerji hasatlama devrelerinin en temel

yapıları olan doğrultma devrelerinin genel özellikleri, EH işlemlerinde giriş ve çıkış

parametrelerinin neler olduğu detaylı olarak anlatılmıştır.

Empedans ve empedans uyumlandırma kavramları, frekans ve bant genişliği

analizleri de ikinci kısımda yer alan konulardır. Kısacası ikinci kısım tez

çalışmasının kapsamının ve yönteminin ortaya konulduğu başlıktır.

İlk enerji hasatlama devrelerinin gerçeklendiği ve tasarım parametrelerinin fiziksel

olarak vücut bulduğu aşama üçüncü bölümdür. Bu kısımda, tek katman ve üç katman

Dickson Doğrultma devreleri tasarlanmış, GDV, çıkış gerilimi ve yük direnci analizi

yapılmıştır. Ardından seçilen bir frekans için, bu devrenin girişine iki farklı

empedans uyumlandırma tekniği ayrı ayrı uygulanarak ilk frekans analizleri burada

yapılmıştır.

Dördüncü kısımda bir Temel Greinacher Doğrultma devresi tasarlanmış ve çalıştığı

ISM bandında çıkış gerilimi ve GDV analizi yapılmıştır. Ayrıca bu devrenin giriş

kısmı değiştirilerek (modified Greinacher) çift bantlı bir enerji hasatlama devresi

10

haline getirilmiştir. İki ayrı tasarım oluşturulmuş ve yeniden çıkış gerilimi ve GDV

analizleri yapılmıştır.

Bu çalışmanın beşinci bölümünde, geniş bant empedans uyumlandırma tekniklerinin

genel yaklaşımları belirtilmiş, Chebyshev polinomları ile empedans uyumlandırılmış

üç katmanlı Wilkinson güç bölücü devresi tasarlanmıştır. Saçılma (S) parametreleri

analizi yapılmıştır. Giriş ve çıkış yansıması, iletim ve izolasyon parametreleri dikkate

alınarak bant genişliği belirlenmiştir. Ayrıca Wilkinson güç bölücü devrenin tek-çift

mod analizi ve izolasyon dirençlerinin hesaplanması da bu bölümde yer almaktadır.

Altıncı bölümde Wilkinson güç bölücü devresinin tersinir çalışabilirliğinden

faydalanılarak, güç birleştirme devresi olarak Greinacher doğrultma devresine

uygulanmıştır. Yeni oluşan WGT-Greinacher EH devresi üzerinde iki farklı RF giriş

kapısı bulunduğundan; farklı frekanslarda giriş güçleri uygulanarak devrenin toplam

verimi ve çıkış gerilimi benzetim programı ile analiz edilmiş ve gerçeklemiştir.

Yedinci ve son bölümde tez çalışması kapsamında yapılan tüm tasarımların

çalıştıkları iletişim bantlarına yer verilmiştir. Tüm devrelerin performansı, tasarım

parametrelerini sağlaması bakımından değerlendirilmiştir. Bilime kattığı özgün değer

bakımından literatürde daha önceden yapılmış çalışmalar ile karşılaştırılmıştır. Devre

dizaynında ve ölçümünde elde edilen bilgi birikimleri detaylı listelenmiştir.

Tüm tez çalışması boyunca önemli görülen ve en kritik işlemler için temel oluşturan

eden bazı teorik hesaplamalar bulunmaktadır. Bunların bir kısmı tez bölümleri içinde

uygun yerlerde belirtilmiştir. Bunun yanında bir kısmı da detaylı işlem ve

matematiksel hesaplamalar olduğundan tez çalışmasının akışına uymamaktadır.

Önemli olmasına rağmen tez kurgusunu bozan bazı teorik hesaplama ve denklemler

“Ekler” kısmına yazılmıştır.

Baskı devre ve lehimleme kayıplarından dolayı, güç dönüştürme verimi çıkış gerilimi

üzerinde benzetim ile ölçüm sonuçları arasında küçük farklılıklar bulunmaktadır.

Yine de tasarım sonuçları ile anlamlı olacak şekilde bir paralellik olduğu

görülmektedir. Ayrıca, GDV ve çıkış gerilimi için ölçümler, giriş gücünün +7

dBm’e kadar olduğu değerlere kadar yapılmıştır. Benzetim ve ölçüm sonuçları

11

birbiri ile tuttuğundan bu güç değerinden sonra ölçüm işlemi yapılmamıştır. Fakat

enerji hasatlama işleminde giriş gücü-verim mekanizmasının anlaşılması için

benzetim +20 dBm’e devam ettirilmiştir.

Hazırlanan Dickson ve Greinacher EH devrelerinin ölçümlerinde, 0-1000 MHz

arasında +7dBm’e kadar güç çıkışı veren Techtronic marka sinyal üreteci

kullanılmıştır. Ayrıca daha yüksek frekanslardaki sinyal girişleri için 43,5 GHz’e

kadar sinyal üretebilen Rohde Schwarz marka SMF100A sinyal üreteci

kullanılmıştır. Devrelerin S parametreleri ölçümü, 0-6 GHz arasında ölçüm yapabilen

Rohde Schwarz FSH6 spectrum-network analyzer cihazında yapılmıştır. Tüm

tasarımlar, sonuçlar ve değerlendirmeler literatürdeki çalışmalar ile karşılaştırılmış

ve tasarımların özgünlükleri vurgulanmıştır.

12

2. TASARIM VE DEĞERLENDİRME PARAMETRELERİ

Bu bölümde, EH çalışmalarının teorik altyapısını oluşturan kavramlar ve tanımlara

yer verilmiştir. Enerji ve güç arasındaki ilişki, enerji hasatlamada maksimum güç

aktarımı probleminin yeri değerlendirilmiştir.

Temel bir EH devresi doğrultma, uyumlandırma ve aktarma devrelerinden

oluşmaktadır. Enerji hasatlama işleminde en çok kullanılan doğrultucu devre

tasarımlarına yer verilmiştir. Doğrultucu devre tasarımında, giriş ve çıkış

parametrelerinin teorik hesaplamaları da burada bulunmaktadır. Bu parametreler giriş

gücü, çıkış gerilimi ve çıkış gücü, yük direnci, güç dönüştürme verimidir.

Bir RF EH devresi, ortamda (havada) yayılan iletişim sinyallerini yakalar, doğru

akım ve gerilime dönüştürür ve kullanılacak cihaza aktarır. Bunun olması için de EH

devresinin o iletişim bandında yansımasının minimum olması gerekmektedir.

Yansımanın olmaması veyahut düşük olması empedans uyumunun bir ölçüsüdür. Bu

bölümde empedans uyumu, yansıma, iletim ve bant genişliğinin tanımlarına ve EH

uygulamalarındaki temel hesaplamalarına yer verilmiştir.

2.1. Enerji, Güç ve Güç Aktarımı

Birim zamandaki ortalama güç akışına “enerji” denir. Enerji hasatlama aynı zamanda

güç hasatlama olarak da ifade edilebilir. Enerji ile güç arasındaki ilişki (2.1)’den

kolaylıkla anlaşılacaktır (Cheng, 1993).

W = P × t (2.1)

Burada W enerjiyi ifade eder, birimi Joule’dür. Güç sembolü olan P’nin birimi

Watt’tır. t ise zaman birimidir (saniye). Dolayısıyla eğer zaman kavramından

bağımsız olarak anlık ifade edilmek gerekirse güç ifadesi daha doğru olacaktır. Bu

çalışmada EH kavramı, güç hasatlama işlemi ile aynı anlamda ve zamandan bağımsız

(anlık) olarak kullanılmıştır.

Güç hasatlama devrelerinin en büyük problemlerinden birisi verimdir (S. Kim vd.,

2014). Verim, genel olarak giren gücün çıkan güce oranı olarak ifade edilebilir. RF

13

enerji hasatlama, ortamda var olan enerjinin ne kadarının DC’ye dönüştürüldüğünü

değerlendirir. Buna RF’ten DC’ye dönüştürme verimi de denilebilir. Dönüştürme

verimi, farklı giriş gücü değerleri için değişim gösterebilmektedir. Örneğin aynı

frekansta 0 dBm için %35 olan verimlilik elde edilirken, -25 dBm giriş gücü için

verim % 60 olabilmektedir.

Dönüştürme verimliliğinin yüksek olması için DC’ye aktarılan gücün maksimum

seviyede olması gerekir. Bu konu bir maksimum güç aktarımı (Pmaks) problemidir,

(2.2)’de maksimum güç aktarımını veren ifade yer almaktadır (Pozar, 2006).

𝑃𝑚𝑎𝑘𝑠 =1

2|𝑉𝑔|

2 1

4×𝑅0 (2.2)

Burada 𝑉𝑔 giriş gerilimi, 𝑅0 ise yük direncidir (Yarman, 2008). Fiziksel olarak yük

empedansı karmaşıktır (kompleks). Fakat maksimum güç aktarımı durumunda

empedansın reaktif kısmı sıfır olacağı için sadece reel (direnç) değer kalır.

Dolayısıyla paydadaki 𝑅0 ifadesi resistiftir (Yarman, 2008).

Enerji hasatlama işleminin başlangıcı, bir ortamda iletilen elektromanyetik dalganın

alıcı anten tarafından alınması olarak kabul edilebilir. Burada, kablosuz güç

aktarımının ilkeleri geçerlidir. Sinyal iletiminin en önemli ilkesi Friis Denklemidir ve

(2.3)’de verilmiştir (Stutzman ve Thiele, 2012).

𝑃𝑟

𝑃𝑡= 𝑒𝑟 × 𝑒𝑡 × (1 − |Γ𝑟

2|) × (1 − |Γ𝑡2|) × (

𝜆

4𝜋𝑅𝑎)2

× 𝐷𝑡 × 𝐷𝑟 × 𝜌 (2.3)

Burada, 𝑃𝑡 verici antenden çıkan güç, 𝑃𝑟 alıcı antene giren güç, 𝐷𝑟 ve 𝐷𝑡 maksimum

yönlülük, 𝑒𝑟 ve 𝑒𝑡 alıcı verici verimliliği, Γ𝑡 ve Γ𝑟 alıcı ve verici antenlerdeki

yansıma katsayısı, ρ polarizasyon kayıp faktörü, 𝜆 iletilen/alınan işaretin dalga

boyunu, 𝑅𝑎 ise kaynakla alıcı arasındaki mesafeyi ifade eder (Stutzman ve Thiele,

2012).

Alıcıdan (anten) alınan ve girişi uyumlandırılan RF sinyal tam dalga doğrultucuya

aktarılarak pozitif ve negatif alternansları (yarım periyodları) doğrultulur. Doğrultma

14

işleminde, RF sinyalin alternanslarından kaynaklanan dalgalanmalar alçak geçiren

filtrelerden geçirilerek doğru akım ve gerilim elde edilir. Elde edilen DC, çıkıştaki

yüke aktarılarak uygulamalarda kullanılabilir (Song vd., 2017).

2.2. Doğrultma

RF enerji hasatlama işleminin en önemli parçası doğrultucu devredir. Alternatif

akımı (AC) doğru akıma çeviren devrelere doğrultucu devreler denir. Doğrultma

devreleri, temel elektronik devre yapılarının pek çok farklı uygulamalarından biridir

(Boylestad vd., 2002).

Alternatif akım gibi davranan iletişim sinyalinin gücü, doğrultucu devreye aktarılır.

Böylelikle RF sinyalin periyodikliği ve dalgalanması giderilir ve çıkışta doğru akım

ve gerilim elde edilir. Alınan sinyal genliğinin daha düzgün doğru akım ve gerilim

elde edilmesi ve çekilen akım miktarına ve yük direncine bağlı olarak daha yüksek

çıkış gerilimi değerlerine ulaşılması hedeflenir. Bunun için çeşitli RF doğrultma

topolojileri literatürde sıklıkla kullanılmaktadır Hatta bu doğrultucu devreler ile

doğrultma işi birden fazla kere tekrarlanarak çok katmanlı doğrultma yapılan

uygulamalar da mevcuttur (Chaour vd., 2017; S. Kim vd., 2014; Park vd., 2014). Çok

katmanlı doğrultma işleminin temel amacı, ters gerilimlenen diyot üzerinden aşırı

akım geçmesini önlemek ve akımın fazlasını diğer katmandaki kollara dağıtmaktır.

Literatürde sıklıkla karşılaşılan çok katmanlı RF doğrultma topolojilerinin

önemlilerinden olan Dickson, Cockroft-Walton, Villard ve Greinacher doğrultucu

devreleri Şekil 2.1’de verilmiştir (Collado ve Georgiadis, 2013; Mousa Ali vd.,

2017).

Bu çalışmada kullanılan HSMS-285C Schottky diyotunun Spice parametreleri

sırasıyla RS = 25 Ω seri direnç Cj = 0.18 pF eklem kapasitesi, Ib = 3x10−6 A

besleme doyum akımı, Is = 3x10−6 A doyum akımı ve Is = 3x10−4A ise besleme

akımıdır (Kasar vd., 2019).

15

Şekil 2.1. Doğrultucu devre topolojileri a) Cockroft Walton b) Dickson c) Villard ve

d) Greinacher RF ten DC’ye doğrultucu devreleri

Tüm bu devrelerin ortak özellikleri, girişte RF gücü alarak çıkışta DC bir potansiyel

farkı meydana getirmeleridir. Enerji hasatlama devreleri ve çalışma performansı bazı

parametrelere göre değerlendirilir. Bunlar giriş gücü, çıkış gerilimi, güç dönüştürme

verimi ve yük direncidir (Kasar vd., 2019).

2.3. Giriş Gücü

Enerji hasatlama devrelerinde doğrultucu girişinden devreye giren güce giriş gücü

(𝑃𝑖𝑛 veya 𝑃𝑔𝑖𝑟𝑖ş) denir. RF enerji hasatlama uygulamalarında 𝑃𝑔𝑖𝑟𝑖ş, genellikle düşük

güçleri ifade etmek için dBm (desibel mili) birimine dönüştürülür. Güç işlemlerinde,

logaritmik bir ifade kullanmak hesaplamalar açısından daha fazla sadelik

sağlamaktadır. Matematiksel işlemlerde çarpma, logaritmada toplama anlamına

16

geldiğinden işlemler kolaylaşmaktadır. Denklem (2.4) logaritmik güç ifadesinin reel

güçten (Watt) nasıl hesaplanacağını göstermektedir (Pozar, 2006).

𝑃(𝑑𝐵𝑚) = 10 ∙ log10(1000 ∙ 𝑃(𝑊) 1𝑊⁄ ) (2.4)

Güç birimi Watt’tır. Burada logaritma dönüşümü yapıldığında logaritmik olarak

“dBm” şeklinde ifade edilir. dBm güç ifadesinden reel güç ifadesine dönüşüm işlemi

(2.5)’te verilmiştir (Pozar, 2006).

𝑃(𝑊) = 1𝑊 ∙ 10(𝑃(𝑑𝐵𝑚) 10⁄ )/1000 (2.5)

Bu çalışmada kullanılan 𝑃𝑔𝑖𝑟𝑖ş =-30 dBm’den +20 dBm’e kadar giriş güçlerinin

dBm-Watt dönüşüm listesi Çizelge Ek-1’de verilmiştir.

2.4. Çıkış Gerilimi

Doğrultucu devreler, girişte uygulanan RF güce karşılık, çıkıştaki yük direncinin

üzerinde DC gerilim oluşmasını sağlamaktadır. Yük direnci üzerindeki gerilim,

direnç değerine göre değişebilmektedir. Buna karşılık devrenin doğrultabileceği güç

miktarı sınırlı olduğundan dolayı artan direnç değerine göre gerilim artsa da direnç

üzerinden geçen akım miktarı düşmektedir. Bunun nedeni akım- gerilim arasındaki

ilişkidir ve Denklem (6)’da verilmiştir (D. Cheng, 1993).

𝑉 = 𝐼 × 𝑅 (2.6)

Burada V devrenin ürettiği DC potansiyel fark, I dirençten geçen akım ve R de yük

direncidir. Şekil 2.2’de örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık

çıkış gerilimi değişimi verilmiştir.

17

Şekil 2.2. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık çıkış gerilimi

değişimi

2.5. Güç Dönüştürme Verimi (GDV)

Elde edilen DC gücün, RF giriş gücüne oranına “RF’ten DC’ye dönüştürme

verimliliği” ya da “doğrultma verimi” denir (Park vd., 2014). Bu dönüştürme verimi,

literatürde en çok değerlendirilen parametrelerinden biridir. Farklı giriş güç

değerlerine GDV verimliliği de farklı olmaktadır. Doğrultma verimini veren ifade

(2.7)’de görülmektedir.

GDV =Hasatlanan güç

RF giriş gücü=

PDC

Pin=

VDC2

Pin×RL (2.7)

GDV verim ifadesi olduğundan sıfır ile bir arasındadır (0 ≤ 𝐺𝐷𝑉 ≤ 1). Fakat GDV

değeri genellikle yüzdelik olarak ifade edilir. Bu nedenle GDV değeri 100 ile

çarpılır. Yüzde GDV hesabı (2.8)’de verilmiştir (Bae vd., 2017).

GDV (%) =Hasatlanan güç

RF giriş gücü× 100 =

PDC

Pin× 100 (2.8)

18

Burada 𝑃𝐷𝐶 EH devresinin çıkışından elde edilen güçtür. 𝑃𝑖𝑛 devreye giren RF gücü

ifade eder. 𝑉𝐷𝐶, çıkıştaki DC gerilimi ve 𝑅𝐿 ise üzerine gerilim düşen yük direncini

temsil eder. Sinyal jeneratöründen alınan giriş gücü 𝑃𝑖𝑛 eğer dBm cinsinden ise,

GDV hesabında kullanmak için reel güç değerine dönüştürmek gerekir. Bunu için

(2.5)’ten faydalanılabilir. Çıkış gücünün hesaplanması, çıkış gerilimi ve yük

direncine bağlıdır. Bu da (2.9) yardımıyla yapılabilir (Mousa Ali vd., 2017).

𝑃𝐷𝐶 =𝑉𝐷𝐶

2

𝑅𝐿 (2.9)

Burada çıkış gücü, 𝑉𝐷𝐶’ye bağlı ikinci derece bir denklem olduğundan, DC gücün

logaritmik (dBm) olarak hesaplanması istendiğinde (2.10) kullanılır (Pozar, 2006).

𝑃𝐷𝐶(𝑑𝐵𝑚) = 10 ∙ log10(1000 ∙ 𝑃𝐷𝐶(𝑊) 1𝑊⁄ ) (2.10)

Şekil 2.3’te örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık GDV grafiği

verilmiştir.

Şekil 2.3. Örnek bir enerji hasatlama devresinde giriş gücüne karşılık GDV grafiği

19

Ölçüm ve benzetim sonuçlarından alınan giriş gücü ve çıkış gerilimi bilgisinin çıkış

gücü ve GDV’ye dönüştürme ve grafik oluşturulmasına ait MATLAB programı kod

parçacığı Ek-2’de verilmiştir. Tüm tez çalışması boyunca, çıkış gücü ve GDV bu

hesaplama kullanılarak yapılmıştır.

2.6. Yük Direnci Analizleri

RF doğrultucu devrelerde bakılması gereken parametrelerden birisi de yük direncidir.

Çünkü enerji hasatlama uygulamalarında, doğru akım ve gerilimin uygulanacağı yük

direnci, çalışma gerilimini doğrudan etkilemektedir (Penella-López ve Gasulla-

Forner, 2011). Doğrultma devresi çıkışından elde edilen gerilim değeri, çıkış

direncinin büyüklüğü arttığında artmaktadır. Enerji hasatlama devrelerinin gerçek

kullanım alanlarında bu yük dirençleri, enerji ihtiyacı karşılaşılacak sensörleri ve

cihazları temsil etmektedir (Collado ve Georgiadis, 2013). Doğrultucu devrelerden

daha yüksek akım ve gerilim elde edilmeye çalışılmasının amacı, bu sensör ve

devrelerin doğrusal çalıştığı eşik sınırlar olan ‘anma akımı’ ve ‘anma gerilimi’

seviyelerinde enerji beslemesi sağlayabilmektir. Genellikle yük dirençlerinden önce

enerjiyi depolamak veyahut gerilimi belirli seviyelerin üstünde tutmak amacıyla şarj

tankı adı verilen ve kapasitör görevi gören küçük devre elemanları kullanılır (Devi

vd., 2012). Fakat bu çalışmada, yük dirençleri doğrudan sensörleri ve cihazları temsil

ettiğinden buna ihtiyaç duyulmamıştır.

Şekil 2.4’te örnek bir enerji hasatlama devresinin, sabit bir giriş gücü için değişen

yük direnci değerlerine karşılık çıkış gerilimi grafiği görülmektedir. Burada çıkış

gerilimi, yük direncinin artmasıyla artmakta ve bir doyum sınırına ulaştığı

görülmektedir. Bu sınır, doğrultucu devrenin DC’ye dönüştürebileceği akım

miktarının sabit olmasıyla açıklanabilir.

20

Şekil 2.4. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direnci değerlerine

karşılık çıkış gerilimi grafiği

Şekil 2.5’te de örnek bir enerji hasatlama devresinin, sabit bir giriş gücü için değişen

yük direnci değerlerine karşılık GDV (%) grafiği görülmektedir. Burada GDV, yük

direncinin artmasıyla artmakta ve bir maksimum sınırına ulaşmaktadır. Ardından da

düşme eğilimine geçmektedir. Maksimum sınırdan sonra düşmesi, doğrultucu

devrenin DC’ye dönüştürebileceği akım miktarının sabit olması ve hesaplamada

artan yük direncinin paydada yer almasıyla açıklanabilir.

21

Şekil 2.5. Örnek bir enerji hasatlama devresinin, değişen yük direncine karşılık GDV

grafiği

2.7. Frekans ve bant genişliği

Bir elektronik devrede bant genişliği, devrenin istenilen performansı sağladığı

frekans aralığı olarak tanımlanır (Boylestad vd., 2002). Bu frekansın alt ve üst

sınırları, istenilen uygulamalar için yeterli koşulları sağlamasında gerekli minimum

koşullardır. Enerji hasatlama devrelerinde bant genişliği, alınan RF sinyalin

doğrultucu devreye, eşik genlik değerleri içinde iletilebildiği, alt kesim (𝑓𝑎𝑙𝑡) ve üst

kesim (𝑓ü𝑠𝑡) frekansları arasında kalan frekans aralıklarıdır. (2.11)’de ifade

edilmiştir.

𝐵𝐺 = 𝑓ü𝑠𝑡 − 𝑓𝑎𝑙𝑡 (2.11)

Geniş bant kavramı, merkez frekansı ile orantılı olarak göreceli bir kavramdır. Bir

mikrodalga devrenin bant genişliği tanımlanırken uygulama alanlarına göre dar bant,

geniş bant ve ultra geniş bant gibi tanımlamalar yapılmıştır (Yarman, 2008). Ayrıca

22

bir tasarım parametresi olarak yüzde bant genişliği diye bir parametre tanımlanmıştır.

Yüzde bant genişliği denklemi (2.12)’de gösterilmiştir.

𝐵𝐺 (%) =𝑓ü𝑠𝑡−𝑓𝑎𝑙𝑡

𝑓𝑚𝑒𝑟𝑘𝑒𝑧× 100 (2.12)

Burada 𝑓𝑚𝑒𝑟𝑘𝑒𝑧 alt kesim ile üst kesim frekanslarının aritmetik ortası veya

yansımanın minimum olduğu kesim frekansı olarak kabul edilebilir (Balanis, 2005).

Şekil 2.6’da bant genişliğini (BG) anlatan genel bir grafik görülmektedir. ITU-R

standartlarına göre ultra geniş bant tanımı merkez frekansı etrafında en az 500 MHz

bant aralığı bulunan veya merkez frekansına oranla % 20 bant genişliğini sağlayan

sistemler ultra geniş bantlı kabul edilebilir (Lu vd., 2015).

Şekil 2.6. Bant genişliği ve kesim frekansları

2.8. Empedans Kavramı ve İletim Hattı

Bir hattın empedansı, yapısından, durumundan veya konumundan dolayı sahip

olduğu reel veya sanal ya da hem reel hem de sanal omik değeridir. Empedans (2.13)

de olduğu gibi hem reel hem de sanal değere sahiptir yani karmaşıktır (kompleks).

23

𝑍 = 𝑅 + 𝑗𝑋 (2.13)

Burada “Z” empedans, “R” empedansın reel kısmı rezistans ve “X” de empedansın

sanal kısmı yani reaktansıdır (Caron, 1993).

Üç çeşit empedans kavramı vardır; bunlar karakteristik empedans, giriş empedansı,

yük empedansıdır. Bir iletim hattının karakteristik empedansı, hattın herhangi bir

noktasındaki gerilimin akıma oranıdır ve “𝑍0” ile temsil edilir. Dolayısıyla frekans

değiştikçe karakteristik empedans değeri de değişmektedir (Balanis, 2005).

Yük empedansı bir devrenin çıkış terminalleri arasında görülen empedans değeridir

ve “𝑍𝐿” ile gösterilir. Giriş empedansı ise “𝑍0” karakteristik empedansına ve “𝛾”

yayılma sabitine sahip bir iletim hattının, yükten “−ℓ” kadar uzaktaki terminalleri

arasında görülen empedans değeridir ve “𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş” olarak ifade edilir (Pozar, 2006).

Yayılma sabiti aynı kalmak koşulu ile iletim hattı boyunca “ℓ” kadar gidildikçe

hattın karakteristik empedans ve yük empedansı değişmezken giriş empedansı

değişmektedir. Bu, kayıpsız bir ortam için tanımlanan giriş empedansı denklemi

(2.14)’ten rahatlıkla anlaşılabilir (Pozar, 2006).

𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 𝑍0𝑍𝐿+𝑗𝑍0𝑡𝑎𝑛𝛽ℓ

𝑍0+𝑗𝑍𝐿𝑡𝑎𝑛𝛽ℓ (2.14)

Burada 𝛽 iletim hattının faz sabitidir. Şekil 2.7’de karakteristik empedansı 𝑍0 olan ℓ

boyunda kayıplı bir iletim hattı şematik olarak gösterilmiştir. Hattın sonunda 𝑍𝐿 yük

empedansı, yükten “−ℓ” kadar uzakta da terminaller arasından görülen 𝑍𝑖𝑛 giriş

empedansı bulunmaktadır.

Şekil 2.7. Bir mikrodalga iletim hattının şematik gösterimi

24

Bir iletim hattı, karakteristik empedansına göre fiziksel olarak gerçeklendiği devrede

belirli bir genişliğe sahiptir. Bu genişlik kullanılan malzemenin dielektrik

özelliklerine, kalınlığına, yapısına (düzlem vs.) göre değişiklik göstermektedir.

Düzlemsel mikro şerit iletim hatlarında, iletim hattı karakteristik empedansı

hesaplaması ve iletim hattının genişlik-karakteristik empedansı grafiği ve

hesaplaması Ek-3’te ayrıntılı olarak verilmiştir (Oliner vd., 2007).

Empedans uyumlandırma işlemleri genellikle çalışılan merkez frekansına göre

yapılır. Mikrodalga devrelerde, eğer bir alttaş malzeme üzerinde bir devre

oluşturulacaksa, iletim hattının kullanılan malzeme üzerinde ilerleme hızı ve dalga

boyu bilinmelidir. Çünkü devrenin üst kısmı hava (serbest uzay) olacağından

malzemenin ‘etkin dielektrik sabiti’ değişir. Değişen bu dalga boyuna ‘kılavuzlanmış

dalga boyu’ denir (Balanis, 2005; Stutzman ve Thiele, 2012). Kılavuzlanmış dalga

boyu ve etkin dielektrik sabiti hesaplamalarına Ek-4’ten ulaşılabilir.

2.9. Yansıma ve İletim

Herhangi bir ortamda (kayıplı, kayıpsız, serbest uzay, iyi iletken) yayılan bir EM

dalga, ortam arakesitinden başka bir ortama geçtiğinde dalganın bir kısmı ikinci

ortama iletilir, bir kısmı da geldiği ortama geri da yansır (D. Cheng, 1993). Enerji

hasatlama devresinde iletim hattı birinci ortam ve doğrultucu devre de ikinci ortam

olarak düşünüldüğünde, gelen elektromanyetik dalganın doğrultucu devreye aktarılan

kısmına iletilen EM dalga denir. Kaynaktan gelen dalganın kaynağa (birinci ortama)

dönen kısmına da yansıyan EM dalga adı verilir. Gelen elektromanyetik dalganın ne

kadarının yansıdığını gösteren parametre de yansıma katsayısı olarak adlandırılır

(Balanis, 2012).

Genlik cinsinden yansıma katsayısının logaritmik değeri geri dönüş kaybı (return

loss) olarak adlandırılmaktadır. Denklem (2.15)’te geri dönüş kaybı (RL) hesabı

verilmiştir. Teorik olarak geri dönüş kaybı pozitiftir. Fakat literatürdeki

uygulamalarda bu ifade bir kayıp değerini ifade ettiği için grafiklerde negatif olarak

gösterilmiştir (Oliner vd., 2007; Stutzman ve Thiele, 2012). Bu çalışmada da geri

dönüş kaybı ifadesi pozitif olarak hesaplanmış olmasına rağmen grafiksel

gösterimlerde negatif katsayılı olarak belirtilmiştir.

25

𝑅𝐿 = −20 log|Γ| dB (2.15)

Geri dönüş kaybı aynı zamanda S parametreleri ile de ifade edilmektedir. Tek kapılı

devrelerde girişteki yansımanın bir ölçüsü olarak geri dönüş kaybı 𝑆11 ile ifade

edilmiştir. Pek çok mikrodalga uygulamasında, giriş yansıması olan 𝑆11 parametresi

için yeterli sınırın 10 dB olduğu belirtilmiştir. Bir başka ifade ile bir devreye gelen

gücün istenilen seviyeden az yansıma ile doğrultucu devreye iletilebilmesi için geri

dönüş kaybının (yani |𝑆11| ‘mutlak’ değerinin) 10 dB’den daha düşük olması gerekir.

Bu yansıma değeri aynı zamanda yansıma katsayısının |Γ| = 0,316’nın altında

olduğunu ifade eder. Yansıma katsayısı değeri güç aktarımı ifadesine de

dönüştürülebilir. Denklem (2.16) yardımıyla, 10 dB sınırı ortalama güç aktarımının

𝑃𝑜𝑟𝑡 = % 90 olduğu çıkarılabilir.

𝑃𝑜𝑟𝑡 =1

2

|𝑉0+|2

𝑍0(1 − |Γ|2) (2.16)

Burada, 𝑍0 hattın karakteristik empedansı, 𝑉0+ devre girişindeki sinyalin geliş

yönündeki genliği ve Γ ise yansıma katsayısıdır (Pozar, 2006).

RF gücün DC’ye dönüştürmesi yapılırken, hangi dalga boyundaki (frekansta) EM

dalga DC’ye dönüştürülecekse, giriş empedans uyumlandırması da bu frekansa göre

yapılmalıdır. Söz konusu uyumsuzluk durumunda, doğrultucuya girmesi gereken güç

üzerinde yansıma meydana gelebilir. Buna bağlı olarak maksimum güç aktarımı

gerçekleşmez (Caron, 1993). Bu çalışmada en çok dikkat edilecek konulardan birisi

de, geniş bant güç girişleri için empedans uyumluluğunu temin edebilmektir.

Empedans uyumluluğu durumunda, RF güç girişlerinde doğrultma ve dönüştürme

daha iyi sonuçlar verecektir.

Çeşitli uyumlandırma teknikleri kullanılarak daha çok frekansı içine alan bir enerji

hasatlama devresi, farklı frekanslardaki güç sinyallerinin hasatlanabileceğinin

ölçüsünü göstermektedir (Devi vd., 2012; Song vd., 2017) Literatürde geniş bantlı

empedans uyumlandırma teknikleri kullanılarak pek çok EH devresi önerilmiştir. Bu

tez çalışmasının bir sonraki bölümünde, enerji hasatlama devreleri ve haberleşme

frekanslarında uygulamaları çalışılacaktır.

26

3. DICKSON DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE TEK FREKANS

UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI

Bu bölümde, Dickson doğrultucu devre kullanılarak enerji hasatlama uygulaması

yapılmıştır. 𝑓0 = 1,0 GHz frekansta tek katman ve üç katman olarak iki devre

tasarlanmıştır. Tasarlanan devreye -30 dBm’den +20 dBm’e kadar değişen

aralıklarda giriş gücü uygulanmıştır. Buna karşılık devrenin güç dönüştürme verimi

ve çıkış gerilimi hesaplanmıştır. En uygun çıkış gerilimi ve dönüştürme verimi tespit

edildikten sonra yük direnci parametrik olarak analiz edilmiştir. Yük direncinin

artmasına karşılık güç dönüştürme verimi ve çıkış gerilimi hesaplama işlemleri

tekrarlanmıştır. Böylelikle, tek katman ve üç katmanlı Dickson doğrultma devresinde

en iyi performansın elde edildiği direnç değeri tespit edilmiştir.

Daha sonra tasarlanan üç katmanlı devreye, 𝑓1 = 540 MHz frekansta toplu

elemanlarla (L) empedans uyumlandırma ve tek saplama empedans uyumlandırma

teknikleri ayrı ayrı uygulanmıştır. Devrelerin geri dönüş kayıpları, güç dönüştürme

verimleri ve çıkış gerilimleri analiz edilmiştir. En son olarak da, giriş güçleri sabit

tutularak GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi yük direnci analizi yapılmış ve en iyi

performansın elde edilmesinde, yük direncinin önemi belirtilmiştir. Ayrıca giriş

sinyali ile çıkışta elde edilen (tek ve üç katmanlı için) DC gerilimin zaman

domeninde grafiği de verilmiştir.

3.1. Temel Dickson Doğrultucu Devre Tasarımı, Katman Sayısı ve Yük Direnci

Analizi

Dickson RF’ten DC’ye doğrultma devresinin yapısı genel olarak iki adet Schottky

diyot ve iki adet kondansatörden oluşmaktadır. Diyotlar AC sinyalin (𝑉𝐺𝑖𝑟𝑖ş) her iki

alternansını pozitif yapmakta ve kapasitörler de pozitif sinyal üzerindeki dalgalılığı

gidermektedir. Böylelikle çıkış direnci üzerinde düzgün bir DC gerilim (𝑉Ç𝚤𝑘𝚤ş) elde

edilebilmektedir. Tek katmanlı ve tam dalga doğrultma yapan Dickson devresinde,

devrenin elde edebileceği gerilimleri ve akımları, diyot modelinin Spice

parametresine göre şekillenmektedir. Tek eklemli bu yarı iletken yardımıyla daha

yüksek çıkış gerilimi elde etmek için katmanlı ardışık yapılar tercih edilmektedir.

Böylelikle hem çıkış gerilimi katman sayısı oranında artacaktır, hem de RF sinyalden

27

elde edilen güç ve verimde artış sağlanacaktır (Mousa Ali vd., 2017). Şekil 3.1’de tek

katmanlı ve üç katmanlı Dickson doğrultma devrelerinin şeması verilmiştir.

Şekil 3.1. Tek ve üç katman Dickson doğrultucu devre şeması

Önerilen tek katmanlı ve üç katmanlı Dickson doğrultma devreleri FR4 alttaş

malzemesi üzerine tasarlanmıştır. Merkez frekansı 𝑓0 = 1,0 GHz olarak

belirlenmiştir. Fiyatı ucuz ve temin etmesi kolay olan FR4 alttaş malzemenin elektrik

geçirgenliği 𝜖𝑟 = 4,3, kalınlığı 𝑑 = 1,5 mm ve kayıp tanjantı da 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025’tir.

Devrelerin ikisinde de 𝐶 = 1 pF olan eş kondansatörler kullanılmıştır. Schottky diyot

olarak, HSMS-285C diyotu kullanılmıştır. Şekil 3.2’de tek katman ve üç katman

olarak tasarlanan doğrultucu devrelerin boyutları ve üretilmiş resimleri verilmiştir.

(a)

28

(b)

Şekil 3.2. Doğrultucu devrelerin uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b)

Doğrultucu devrenin boyutları ile her bir tasarım parametresinin uzunluğu Çizelge

3.1’de verilmiştir. Devrelerde yük dirençleri sırasıyla tek katman için 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 = 5590

Ω ve üç katman için 𝑅𝐿üç = 14610 Ω olarak hesaba katılmıştır. Bunun nedeni,

ileride açıklanacağı üzere, en iyi performansı yakalamaktır.

Çizelge 3.1. Temel Dickson devresinin boyutları ve özellikleri

Parametre Değer Parametre Değer

𝑊1 3 mm C 1 pF

𝑊2 13 mm 𝜖𝑟 4,3

𝑊3 37 mm 𝑑 1,5 mm

𝑊𝐿 0,7 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,025

𝐿1 3 mm 𝑓0 1,0 GHz

𝐿2 15 mm 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 5590 Ω

𝐿3 7.5 mm 𝑅𝐿üç 14610 Ω

Tasarlanan devrenin performansını analiz etmek için yansıma seviyesi, dönüştürme

verimi ve çıkış geriliminin değerlendirilmesi gerekir. Geri dönüş kaybının -10 dB

sınırının altında en düşük seviye olan merkez frekansında, farklı giriş güçlerine göre,

çıkıştan elde edilen güç değerinin oranına bakılır (S. Kim vd., 2014).

29

Dickson doğrultma devresi ile enerji hasatlama uygulamasında, tasarımın çalışma

performansını tespit etmek için ilk olarak çalışma frekansına bakılmıştır. Geri dönüş

kaybının 𝑅𝐿 ≤ 10 dB olduğu frekans 𝑓0 = 1,0 GHz civarındadır. Dar bir bant

aralığında enerji hasatlama yapan Dickson doğrultma devresinde; tek katmanlı

devrede -13 dB, üç katmanda ise -27 dB geri dönüş kaybı elde edilmiştir. Bu da aynı

frekansta, çok katmanda daha düşük giriş yansıması anlamına gelmektedir. Şekil

3.3’te tek katman ve üç katmana ait geri dönüş kaybı (𝑆11) grafiği verilmiştir.

Şekil 3.3. Tek katman ve üç katman devrenin geri dönüş kaybı

Doğrultucu devrelerin başlıca performans parametrelerinden birisi olan verim analizi

farklı giriş güçlerine göre yapılmıştır. Verim analizi, merkez frekansında 𝑃𝐺𝑖𝑟𝑖ş =

−30 dBm’den +20dBm güç seviyeleri arasında 1’er dBm aralıklarla yapılmıştır.

Sonuçta +7 dBm giriş gücü için tek katmanda en yüksek verim 𝐺𝐷𝑉𝑡𝑒𝑘 = 70,5 %

olarak, üç katmanda ise 𝐺𝐷𝑉üç = 77 % olarak hesaplanmıştır. Şekil 3.4’te önerilen

tek katman ve üç katman devrelere ait GDV-giriş gücü grafiği verilmiştir.

30

Şekil 3.4. Dickson doğrultucu devrelerin GDV grafiği

Enerjiyi anlık olarak hasatlama işleminde daha yüksek giriş güçleri ile daha yüksek

çıkış gerilimi elde edilebilmektedir. Ayrıca çıkış gerilimi, katman sayısına göre de

değişiklik göstermektedir. Şekil 3.5’te giriş gücüne göre çıkış geriliminin değişimini

veren grafik gösterilmiştir. En iyi verim (𝑃𝑖𝑛 = +7 dBm) durumunda tek katmanda

çıkış gerilimi yaklaşık olarak 2,2 V ve üç katmanda ise 5,6 V olarak benzetim

programından edilmiştir. Giriş gücü arttırıldığında, gerilimin artmasına rağmen

verimin artmadığı görülmüştür. Bunun yanında üretilen devrenin çıkış gerilimi

ölçüm sonuçları tek katmanda 1,8 V ve üç katmanda 5,16 V civarında elde edilmiştir.

31

Şekil 3.5. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi grafiği

Yukarıda yapılan analizlerin yanında, GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi-yük direnci

analizi de yapılmıştır. Giriş gücü sabit tutularak, yük direncine değişken değerler

verilmiştir. Böylelikle yük direncinin, güç dönüştürme verimine ve çıkış gerilimine

etkisi incelenmiştir. Şekil 3.6’da güç dönüştürme verimi karşısında yük direncinin

değişimi logaritmik olarak görülmektedir. Tek katman ve üç katmanda için en iyi

durumda yük dirençleri sırasıyla 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 = 5590 Ω ve 𝑅𝐿üç = 14610 Ω olarak tespit

edilmiştir. Bu durum, çalışmanın başında bu direnç değerlerinin neden seçildiğini de

açıklamaktadır. Aynı şekilde çıkış gerilimi-yük direnci ölçümü de Şekil 3.7’de

verilmiştir.

32

Şekil 3.6. Dickson doğrultucu devrelerin GDV-yük direnci grafiği

Şekil 3.7. Dickson doğrultucu devrelerin çıkış gerilimi-yük direnci grafiği

33

Dickson EH devresine ait çıkış gerilimlerinin ölçüldüğü ölçüm düzeneği Şekil 3.8’de

verilmiştir.

Şekil 3.8. Üç katmanlı Dickson Doğrultucu Devresinin Ölçüm Düzeneği

Tüm bu analizlere ek olarak, tek katman ve üç katman Dickson doğrultma devresinin

en iyi performansı verdiği parametrelerde (𝑓 = 1 GHz, 𝑃𝑖𝑛 = +7dBm, 𝑅𝐿𝑡𝑒𝑘 =

5590 Ω ve 𝑅𝐿üç = 14610 Ω) çıkış gerilimlerinin zaman domeni tepkisi (𝑡 = 1ns

süre) incelenmiştir. Şekil 3.9’da, tepeden tepeye 1V AC giriş gerilimi için,

doğrultulmuş DC çıkış geriliminin (𝑉Ç𝚤𝑘𝚤ş) ilk andaki osiloskop görüntüsüne yer

verilmiştir. Bu grafik, katman sayısının artmasının çıkış gerilimine ve yük direncine

etkisinin görülmesi açısından önemlidir.

34

Şekil 3.9. Dickson doğrultucu Devrelerin Zaman Domeni Tepkisi

3.2. Toplu Elemanlarla Tek Frekans Uyumlandırma ve Enerji Hasatlama

Uygulaması

Enerji hasatlama devrelerinin önemli bir özelliği, devreye farklı frekanslardaki sinyal

girişlerinde meydana gelen yansıma giderilerek geri dönüş kaybının azaltılmasıdır

(Adam vd., 2016). Devre girişine herhangi bir empedans uyumlandırma tekniği

uygulanarak farklı bir frekansta çalışması sağlanabilmektedir. Bir uyumlandırma

tekniği kullanılırken bilinmesi gereken en önemli parametre giriş ve çıkış

empedanslarıdır (Caron, 1993).

Temel Dickson doğrultma devresi 1,0 GHz frekansında enerji hasatlama

yapabilmektedir. Şekil 3.10’da üç katmanlı temel Dickson devresinin frekansa göre

empedans grafiği gösterilmiştir. Grafikte, 1,0 GHz’de devrenin rezonansa geldiği

görülmektedir. Bu da geri dönüş kaybı grafiğinin bu frekansta düşük olduğunu

açıklamaktadır.

35

Şekil 3.10. Temel Dickson devresinin frekansa göre empedans grafiği

Çalışmanın bu kısmında, temel Dickson devresinin sayısal karasal video yayınlarının

(Digital Video Broadcasting-Terrestrial ‘DVB-T’) yapıldığı bant olan 540 MHz

frekansında çalıştırılması hedeflenmiştir. Bu amaçla üç katmanlı temel Dickson

devresinin girişine toplu elemanlar yardımıyla bir “L” uyumlandırma katmanı

eklenmiştir. 𝑓1 = 540 MHz frekansta devrenin görünen yük empedansı 𝑍𝐿 ≅ 5 +

𝑗59 olarak hesaplanmıştır. L uyumlandırma devresinde, biri devreye seri, biri de

paralel iki eleman ile uyumlandırma yapılmaktadır. Burada dikkat edilmesi gereken,

iletim hattının karakteristik empedansı 𝑍0 = 100 Ω giriş empedansı ise 𝑍0 = 50 Ω

olduğudur. 100 Ω için iletim hattı kalınlığı 0,7 mm ve 50 Ω için ise 2.9 mm’dir.

Giriş hat kalınlığının değişik olması, ölçüm cihazında uyumsuzluk yaşamamak için

yapılmıştır. Uyumlandırma katmanından sonra iletim hattı tekrar 𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 50 Ω ‘un

sahip olduğu hat kalınlığına çıkmaktadır. L uyumlandırma tekniğinin temel devre

şeması Şekil 3.11’de görülmektedir. Ayrıca, karakteristik empedans ile iletim hattı

kalınlığı hesaplama işlemine ait daha fazla bilgi Ek-3’te verilmiştir.

36

Şekil 3.11. L uyumlandırma tekniğinin temel devre şeması

Burada karmaşık yük empedansı olan 𝑍𝐿 (𝑅𝐿 + 𝑗𝑋𝐿), doğrultma devresini, 𝑍0 = 100

Ω ise iletim hattını temsil etmektedir. Uyumlandırma işleminden sonra güç giriş

kapısında 540 MHz için 𝑍0 = 𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 50 Ω olacaktır.

L uyumlandırma tekniğinde analitik olarak devredeki suseptans (B) ve reaktans (X)

hesaplanır. Bu hesaplamalar (3.1) ve (3.2) yardımıyla yapılabilir.

𝐵 = ±1

𝑍0√𝑍0−𝑅𝐿

𝑅𝐿 (3.1)

𝑋 = ±√𝑅𝐿(𝑍0 − 𝑅𝐿) − 𝑋𝐿 (3.2)

Bu işlemler yardımıyla bulunan devre elemanları seri endüktans (L) ve paralel

kapasitanstır (C). Henüz frekansa bağlı olduklarından birimleri Ω’dur. Devreye

bağlanacak endüktör ve kapasitörün değerleri (3.3) ve (3.4) yardımıyla hesaplanır.

𝐶𝑙 =𝑏

2𝜋𝑓1𝑍0 (3.3)

𝐿𝑙 =𝑥𝑍0

2𝜋𝑓1 (3.4)

Burada normalize suseptans 𝑏 = 𝐵 𝑍0⁄ ve normalize reaktans 𝑥 = 𝑋 𝑍0⁄ olarak

tanımlanmıştır (Balanis, 2005; Pozar, 2006). Yapılan analitik işlemler sonucunda

𝐶𝑙 = 50 pF ve 𝐿𝑙 = 5 nH olarak hesaplanmıştır. Bu işlemler yapılırken L

37

uyumlandırma devresinin iletim hattı uzunlukları 𝑑𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 = 3,7 mm ve 𝑙𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 =

17 mm hesaba katılmıştır. Tasarlanan L uyumlandırılmış Dickson doğrultucu

devrenin boyutları ve özellikleri Çizelge 3.2’de verilmiştir. Ayrıca tasarım, benzetim

programındaki haliyle Şekil 3.12’de gösterilmiştir.

Çizelge 3.2. L uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devrenin boyutları ve özellikleri


𝐶𝑙 1 nF 𝑑𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 3,7 mm

𝐿𝑙 12,8 nH 𝑙𝑙𝑢𝑚𝑝𝑒𝑑 17 mm

𝑅𝐿 5 Ω 𝑙𝑖𝑛 3 mm

𝑋𝐿 -59 Ω 𝑓1 540 MHz

Şekil 3.12. Toplu elemanlarla (L) Uyumlandırılmış Dickson Doğrultucu devresi

L uyumlandırılmış ve frekansı 𝑓1 = 540 MHz olan Dickson enerji hasatlama

devresinin geri dönüş kaybı grafiği (|𝑆11|) Şekil 3.13’te verilmiştir. Bu frekansta

yansıma -17,24 dB olarak gerçekleşmiştir.

38

Şekil 3.13. L uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı grafiği

Yine bu frekansta, çıkış gerilimi-giriş gücü ve GDV-giriş gücü hesabı yapılmıştır.

Başlangıç değeri olarak yük direncine 𝑅𝐿 = 16100 Ω değeri verilmiştir. Ardından

parametrik analiz ile bu değer revize edilerek değiştirilmiştir. Şekil 3.14’te tek bantlı

doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş gücü ve GDV-giriş gücü grafiği

görülmektedir. Giriş gücü arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır. Bunun yanında GDV

+10 dBm değerine kadar artmış ve en yüksek değerini almıştır (% 80). Ardından da

düşme eğilimi göstermiştir. Çıkış gerilimi de +10 dBm için yaklaşık 10 V olarak

benzetim programında elde edilmiştir.

39

Şekil 3.14. L uyumlandırılmış devrenin verim-giriş gücü ve çıkış gerilimi-giriş gücü

grafiği

Yapılan analizlere ek olarak, GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi-yük direnci analizi

de yapılmıştır. Giriş gücü sabit tutularak, yük direncine değişken değerler verilmiştir.

Böylelikle yük direncinin, güç dönüştürme verimine ve çıkış gerilimine etkisi

incelenmiştir. Şekil 3.15’te güç dönüştürme verimi karşısında yük direncinin

değişimi logaritmik olarak görülmektedir. En iyi durumda yük dirençleri sırasıyla

𝑅𝐿 ≅ 21𝑘 Ω olarak tespit edilmiştir. Bu durum temel Greinacher devresinde olan

16100 Ω değerinden yüksektir. Bu da uyumlandırma katmanının bir dezavantajı

olarak raporlanmıştır.

40

Şekil 3.15. L uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci ve çıkış gerilimi-yük

direnci grafiği

3.3. Tek saplama uyumlandırma ve Enerji Hasatlama Uygulaması

Tek frekans bandında çalışan Temel Dickson devresinin, farklı frekanslarda

çalışmasını sağlamak için kullanılan bir diğer teknik de tek saplama uyumlandırma

tekniğidir. Bu çalışmada da yine DVB-T yayınlarının yapıldığı 𝑓1 = 540 MHz

frekansında enerji hasatlama yapabilmek amaçlanmıştır. Bu frekansta, devrenin

𝑍𝐿 ≅ 5 + 𝑗59 Ω olan yük empedansını 𝑍0 = 100 Ω iletim hattı frekansına eşitlemek

için devre girişine Paralel saplama uygulanmıştır. Ayrıca saplamanın sonu kısa devre

ile sonlandırılmıştır. Tek saplamaya ait empedans ve uzunluk hesaplamaları Smith

abağı üzerinde gösterilmiştir. Şekil 3.16’da tek saplama uyumlandırma için Smith

abağı çözümü görülmektedir.

41

Şekil 3.16. Tek saplama uyumlandırma için Smith abağı çözümü

Smith abağı hesaplamalarına göre temel Dickson doğrultucu devresinden itibaren

saplamaya kadar olan uzunluk 𝑑𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 0,395 𝜆 ve saplama uzunluğu da

𝑙𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 0,210 𝜆’dır. Bu uzunluklar dalga boyu cinsindendir. Kullanılan alttaş

malzemeye ve frekansa göre değişiklik göstermektedir. Dolayısıyla bu uygulama

𝑓1 = 540 MHz’de FR4 alttaş malzemesi için dalga boyu hesaplanmalıdır. Ek-4’te

kılavuzlanmış malzeme üzerinde dalga boyu hesaplama işlemine ait teorik bilgi yer

42

almaktadır. Analitik hesaplamalar sonucunda 𝑑𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 22,5 mm ve saplama

uzunluğu da 𝑙𝑠𝑎𝑝𝑙𝑎𝑚𝑎 = 7,5 mm olarak bulunmuştur. Daha sonra 𝑍0 = 100 Ω olan

hattın karakteristik empedansı uyumsuzluk ve işlem hatası olmaması için

denormalize edilmiş ve ölçüm cihazının giriş empedansı olan 𝑍𝐺𝑖𝑟𝑖ş = 50 Ω’a

dönüştürülmüştür. Şekil 3.17’de tek saplama ile uyumlandırılmış Dickson doğrultucu

devresinin uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b) gösterilmiştir.

(a)

(b)

Şekil 3.17. Tek saplama ile uyumlandırılmış Dickson doğrultucu devresinin

uzunlukları (a) ve gerçeklenmiş hali (b)

Tek saplama uyumlandırılmış ve frekansı 𝑓1 = 540 MHz olan Dickson enerji

hasatlama devresinin geri dönüş kaybı grafiği (|𝑆11|) ölçüm ve simülasyon Şekil

3.18’de verilmiştir. Bu frekansta yansıma yaklaşık -19 dB olarak ölçülmüştür.

43

Şekil 3.18. Tek saplama ile uyumlandırılmış devrenin geri dönüş kaybı

Yansımanın azaldığını anlamanın bir diğer yolu da geri dönüş grafiğini Smith abağı

üzerinde (Şekil 3.19) görmektir. VSWR halkası içinde kalan noktalar geri dönüş

kaybının -10 dB’nin altında kaldığı anlamına gelmektedir (Pozar, 2006).

Şekil 3.19. Geri dönüş kaybını gösteren Smith abağı grafiği

44

Bu çalışmada da enerji hasatlama performansını belirlemek için çıkış gerilimi-giriş

gücü ve GDV-giriş gücü hesabı yapılmış ve ölçüm sonuçları ile karşılaştırılmıştır.

Başlangıç değeri olarak yine yük direncine 𝑅𝐿 = 16100 Ω değeri verilmiştir.

Ardından parametrik analiz ile bu değer revize edilerek değiştirilmiştir. Şekil

3.20’de, tek saplama uyumlandırılmış doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş

grafiği görülmektedir. Giriş gücü arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır. Daha yüksek

giriş gücü değerlerinde çıkış gerilimi artmamıştır.

Şekil 3.20. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği

Şekil 3.21’de de, devrenin GDV-giriş gücü ölçüm ve benzetim olarak birlikte

verilmiştir. GDV +10 dBm değerine kadar artmış ve en yüksek değerini almıştır.

Ardından da düşme eğilimi göstermiştir. Ölçüm sonuçları +7 dBm seviyesine kadar

yapılmıştır. Bu seviyeye kadar ölçüm ve benzetim sonuçları paralellik

göstermektedir. Yaklaşık %73 güç dönüştürme verimi elde edilmiştir.

45

Şekil 3.21. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin GDV-giriş gücü grafiği

Şekil 3.22. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin çıkış gerilimi-yük direnci grafiği

Bu çalışmada son olarak, GDV-yük direnci ve çıkış gerilimi-yük direnci analizi de

yapılmıştır. Giriş gücü sabit tutularak, yük direncine değişken değerler verilmiştir.

Böylelikle yük direncinin, güç dönüştürme verimine ve çıkış gerilimine etkisi

46

incelenmiştir. Şekil 3.22’de değişen direnç değerinin çıkış gerilimine karşılık grafiği

logaritmik olarak gösterilmiştir. Yük direnci değeri arttıkça çıkış gerilimi de

artmıştır. Ölçüm ve benzetim sonuçları örtüşmektedir.

Şekil 3.23’te, güç dönüştürme verimi karşısında yük direncinin değişimi logaritmik

olarak görülmektedir. En iyi durumda yük dirençleri sırasıyla 𝑅𝐿 ≅ 19𝑘 Ω olarak

tespit edilmiştir. Bu yük direnci, temel Greinacher devresinde olan 16100 Ω direnç

değerinden yüksektir. Bu durum tıpkı L uyumlandırmadaki gibi uyumlandırma

katmanının bir dezavantajı olarak raporlanmıştır.

Şekil 3.23. Tek saplama uyumlandırılmış devrenin verim- yük direnci grafiği

47

4. GREINACHER DOĞRULTUCU DEVRE TASARIMI VE ÇİFT BANT

UYUMLANDIRMA ÇALIŞMALARI

Bu bölümde temel Greinacher doğrultucu devre tasarımı yapılmış ve çift bantlı EH

uygulamaları gerçekleştirilmiştir. Temel Greinacher doğrultma devresi 𝑓0 = 2,45

GHz frekansında çalışmaktadır. Bu frekansta devreye -30 dBm’den +20 dBm’e

kadar değişen aralıklarda giriş gücü uygulanmıştır. Buna karşılık devrenin güç

dönüştürme verimi ve çıkış gerilimi hesaplamıştır.

Daha sonra, Greinacher devre yapısı değiştirilmiştir. Giriş kollarına uzunlukları ve

açıları birbirinden farklı iki adet radyal saplama yerleştirilmiştir. Alttaş malzeme ve

kullanılan Schottky diyotları birbirinden farklı olan iki adet çift bant EH devresi

tasarımı gerçekleştirilmiştir. Birinci devre 𝑓1 = 1,8 GHz ve 𝑓2 = 2,4 GHz ve ikincisi

ise 𝑓1 = 0,9 GHz ve 𝑓2 = 2,95 GHz frekanslarında çalışmaktadır. Yine burada da

GDV ve çıkış gerilimi analizi yapılmıştır.

4.1. Temel Greinacher Doğrultucu Devre Tasarımı

RF doğrultucu Greinacher devresi FR4 alttaş malzemesi üzerine oluşturulmuştur.

Malzemenin dielektrik geçirgenliği 𝜖𝑟 = 4,3 kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025 ve

kalınlığı da 𝑑 = 1,5 mm’dir. Doğrultma işlemi için 4 adet HSMS-285C Schottky

diyotu, ikişer ikişer olarak tam dalga doğrultma yaparak 4’lü bir dizi halinde, yük

direncinin üzerinde DC gerilim oluşmasını sağlamaktadır (Chaour vd., 2017).

Greinacher doğrultma devresinin genel devre şeması Şekil 4.1’de verilmiştir.

Şekil 4.1. Genel Greinacher devre şeması

Devrede 𝐶1 = 𝐶2 = 100 pF olan kondansatörler de tam dalga doğrultma işleminde

dalgalılığı önlemektedir. Doğrultucu devrenin tamamında iletim hattı kalınlığı

48

𝑍𝑙𝑖𝑛𝑒 = 1,5 mm’dir. Doğrultucu devresinin uzunlukları 𝐿𝐺1 = 2 mm, 𝐿𝐺2 = 11,7

mm, 𝐿𝐺3 = 13,1 mm, 𝐿𝐺4 = 3,7 mm, 𝐿𝐺5 = 5,3 mm, 𝐿𝐺6 = 9 mm, 𝐿𝐺7 = 36

mm’dir. DC gerilimin elde edildiği 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω seçilmiştir. Greinacher

doğrultucu devreye ait devrenin şematik görüntüsü (a) ve devrenin gerçeklenmiş hali

(b) Şekil 4.2’de gösterilmiştir.

(a)

(b)

Şekil 4.2. Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve devrenin

gerçeklenmiş hali (b)

Tasarlanan temel Greinacher doğrultma devresine ait boyutlar ve özellikler Çizelge

4.1’de listelenmiştir.

Çizelge 4.1. Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri


𝐿𝐺1 2 mm 𝐿𝐺7 36 mm

𝐿𝐺2 11,7 mm 𝐶1 = 𝐶2 1 pF

𝐿𝐺3 13,1 mm 𝑓0 2,45 GHz

𝐿𝐺4 3,7 mm 𝜖𝑟 4,3

𝐿𝐺5 5,3 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,025

𝐿𝐺6 9 mm d 1,5 mm

49

Temel Greinacher RF doğrultucu devrenin geri dönüş kaybını gösteren S

parametreleri grafiği Şekil 4.3’te gösterilmiştir. Devreye ait ölçüm ve benzetim

sonuçlarına göre |𝑆11| ≤ −10 dB’nin olduğu 𝑓0 = 2,45 GHz frekansında

çalışmaktadır. Temel Greinacher devresi üzerinde herhangi bir empedans

uyumlandırma olmadığı göz önünde bulundurulduğunda dar bir bantta çalıştığı

söylenebilir.

Şekil 4.3. Greinacher devresinin geri dönüş kaybı grafiği

RF doğrultucu devrelerde bakılması gereken parametrelerden birisi çıkış gerilimidir.

Çünkü enerji hasatlama uygulamalarında, doğru akım ve gerilimin uygulanacağı

devrenin çalışma gerilimi önemlidir (Penella-López ve Gasulla-Forner, 2011).

Benzetim sonuçlarına göre, 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω yük değeri altında, en iyi durum için,

yaklaşık 𝑉𝑜 ≅ 1,65 V çıkış gerilimi elde edilmiştir. Şekil 4.4’te farklı giriş gücü

değerlerine göre çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği verilmiştir. Burada ölçümler +9

dBm’e kadar yapılmıştır. Ölçüm sonuçlarının benzetim sonuçları ile örtüştüğü

görülmektedir.

50

Şekil 4.4. Greinacher devresinin çıkış gerilimi-giriş gücü grafiği

Denklem (2.8)’e göre giriş gücü, çıkış gerilimi ve yük direnci bilindiğinde GDV

hesaplanabilmektedir (Penella-López ve Gasulla-Forner, 2011). Şekil 4.5’te Temel

Greinacher devresinin giriş gücü-verim grafiği verilmiştir. Görüldüğü gibi +7 dBm

giriş gücüne karşılık en yüksek güç dönüştürme verimi elde edilmiştir. GDV % 49

olarak hesaplanmıştır.

Şekil 4.5. Greinacher devresinin giriş gücü-verim grafiği

51

4.2. Çift Bantlı 1800 ve 2400 MHz’de Çalışan Greinacher Doğrultucu Tasarımı

Tek girişli bir RF doğrultucu devre eğer uygun rezonanslar yakalanırsa birden fazla

frekansta çalışabilir ve bu frekanslarda enerji hasatlama yapılabilir (P. Kim vd.,

2013). Bu rezonans frekanslarını belirlemede başlıca rol empedans uyumlandırma

işlemine düşmektedir. Birden fazla frekansta sinyal girişi yapılabilecek tek girişli bir

enerji hasatlama devresinde dar bant empedans uyumlandırma katmanı da rezonans

sayısı kadar olmalıdır (Z. Liu vd., 2015).

Bu çalışmada, Bölüm 4-1’de bahsedilen Temel Greinacher doğrultucu devre tasarımı

kullanılmıştır. Doğrultma devresinde, yine HSMS-285C Schottky diyotu

kullanılmıştır. Devrenin girişi değiştirilerek iki adet radyal saplama (radial stub)

kullanılmıştır. Her saplama, doğrultma kondansatörlerinin (𝐶 = 100 pF) önüne

belirli uzaklıklarda yerleştirilmiştir. Parametrik olarak yapılan analizler sonucunda

saplama açıları ve uzunlukları tespit edilmiştir. Şekil 4.6’da çift bantlı olarak

geliştirilen değiştirilmiş Greinacher RF doğrultucu devrenin yapısı gösterilmiştir.

Şekil 4.6. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresi

Radyal saplamaların boyutları ve yerleştikleri konumların doğrultucuya olan

uzaklıkları çalışma frekansının dalga boyları ile orantılıdır. Bu tasarımda alttaş

malzeme olarak Arlon AD1000 kullanılmıştır. Bu malzemenin dielektrik sabiti

𝜖𝑟 = 10,2, kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,001 ve kalınlığı da d=0,7 mm’dir. Devrenin

rezonans frekansları 𝑓1 = 1,8 GHz ve 𝑓2 = 2,4 GHz’dir. Devrenin boyutları ve

özellikleri Çizelge 4.2’de belirtilmiştir. Bu çift bant devre, enerji hasatlama

52

devrelerinde empedans uyumlandırmanın önemini göstermek için yapılmıştır.

Devrenin sadece benzetimi yapılmıştır.

Çizelge 4.2. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri


𝐿𝑑1 5 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑1 2,04 mm

𝐿𝑑2 4,3 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑2 4,06 mm

𝐿𝑑3 13,7 mm Ang1 54°

𝐿𝑑4 8,3 mm Ang2 82°

𝐿𝑑5 9,7 mm 𝜖𝑟 10,2

𝐿𝑑6 5,2 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,001

𝑊𝑑1 0,5 mm d 0,7 mm

𝑊𝑑2 4,7 mm 𝑓1 1,8 GHz

𝑊𝑑3 3,5 mm 𝑓2 2,4 GHz

Çift bantlı enerji hasatlama devresinde ilk olarak bakılması gereken girişteki geri

dönüş kaybıdır. Şekil 4.7’de Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin geri dönüş

kaybı grafiği verilmiştir. Devrede çalışma frekansları 𝑓1 = 1,8 GHz’de geri dönüş

kaybı -18,25 dB ve 𝑓2 = 2,4 GHz’de de -15,16 dB’dir. Bu frekanslarda |𝑆11|, %10

olan yansıma sınırının altına düşmüştür ve çalışma frekanslarında geri dönüş kaybı-

10’dB’nin altında olma şartını sağlamıştır.

Şekil 4.7. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği

53

Çalışma frekanslarında çıkış gerilimi ve verim analizi yapılmıştır. Şekil 4.8’de Çift

bantlı doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş ve gücü GDV-giriş gücü grafiği

görülmektedir. Beklenildiği üzere, giriş gücü arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır.

Bunun yanında GDV +10 dBm değerine kadar artmış ve en yüksek değerini almıştır.

Ardından da düşme eğilimi göstermiştir. Yük direnci 𝑅𝐿 = 560 Ω için 1,8 GHz ve

2,4 GHz frekanslarında çıkış gerilimi +10 dBm’de 1,3 Volt olarak benzetim

programında elde edilmiştir. Aynı giriş gücü için toplam dönüştürme verimi sırasıyla

% 59 ve % 65 olarak gerçekleşmiştir.


gücü grafiği

4.3. Çift Bantlı 900-2950 MHz’de Çalışan Greinacher Devre Tasarımı

Bu çalışmada, Bölüm 4-1’de bahsedilen Temel Greinacher doğrultucu devre yeniden

tasarlanmıştır. Önceki devreden farklı olarak SMS-7630 diyotu kullanılmıştır. Yine

temel Greinacher devresinin girişi değiştirilerek iki adet radyal saplama

kullanılmıştır. Her saplama, doğrultma kondansatörlerinin (𝐶 = 1 pF) önüne belirli

uzaklıklarda yerleştirilmiştir. Saplama açıları ve uzunlukları yine parametrik olarak

belirlenmiştir. Şekil 4.9’da çift bantlı olarak geliştirilen Greinacher RF doğrultucu

devrenin şematik görünümü (a) ve gerçeklenmiş hali (b) gösterilmiştir.

54

(a)

(b)

Şekil 4.9. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve


Çizelge 4.3. Çift bantlı Greinacher doğrultma devresinin boyut ve özellikleri


𝐿𝑠1 1 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑3 5,4 mm

𝐿𝑠2 30 mm 𝐿𝑟𝑎𝑑4 6,82 mm

𝐿𝑠3 27,5 mm Ang3 65°

𝐿𝑠4 3,5 mm Ang4 60°

𝐿𝑠5 5,35 mm 𝜖𝑟 4,3

𝐿𝑠6 12,5 mm 𝑡𝑎𝑛𝛿 0,025

𝑊𝑠1 0,7 mm d 1,5 mm

𝑊𝑠2 3,5 mm 𝑓1 0,9 GHz

𝑊𝑠3 9 mm 𝑓2 2,95 GHz

Bu devrede alttaş malzeme olarak FR4 kullanılmıştır. Bu malzemenin dielektrik

sabiti 𝜖𝑟 = 4,3, kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025 ve kalınlığı da d=1,5 mm’dir. Bu

tasarımın rezonans frekansları 𝑓1 = 0,9 GHz ve 𝑓2 = 2,95 GHz’dir. Tasarımın

55

boyutları ve özellikleri Çizelge 4.3’te belirtilmiştir. Bu tasarımda benzetim ve S

parametreleri ölçümü olarak yapılmıştır. Çıkış gerilimi ve verim analizi sadece

benzetim aşamasında kalmıştır.

Tek kapılı olarak tasarlanan RF doğrultucu devrenin yine ilk olarak S

parametrelerine (|𝑠11|) bakılmıştır. Şekil 4.10’da çift bantlı Greinacher doğrultma

devresinin geri dönüş kaybı grafiği ölçüm ve benzetim olarak verilmiştir. Devrede

çalışma frekansları 𝑓1 = 0,9 GHz’de geri dönüş kaybı -23 dB ve 𝑓2 = 2,95 GHz’de

de -25 dB’dir. Tasarımın benzetim ve ölçüm olarak S parametreleri birebir

örtüşmektedir.

Şekil 4.10. Çift bantlı doğrultma devresinin geri dönüş kaybı grafiği

Çift bantlı çalışan devrenin her iki çalışma frekansı için de çıkış gerilimi ve GDV

analizi yapılmıştır. Şekil 4.11’de çift bantlı doğrultma devresinin çıkış gerilimi-giriş

gücü ve GDV-giriş gücü grafiği görülmektedir. Yük direnci 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1200 Ω

değerinde en iyi performans elde edilmiştir. Benzetim sonuçlarına göre, giriş gücü

arttıkça çıkış gerilimi de artmıştır. Bunun yanında GDV +12 dBm değerine kadar

artmış ve en yüksek değerini almıştır. Ardından da düşme eğilimi göstermiştir.

56

Benzetim sonuçlarına göre 0,9 GHz ve 2,95 GHz frekanslarında +12 dBm giriş gücü

için sırasıyla 3,5 ve 2,5 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Aynı giriş gücü için

toplam dönüştürme verimi sırasıyla % 29 ve % 46 olarak gerçekleşmiştir.


gücü grafiği

57

5. ULTRA GENİŞ BANT EMPEDANS UYUMLANDIRMA VE WILKINSON

GÜÇ BÖLÜCÜ DEVRESİ TASARIMI

Bu bölümde, ilk olarak geniş bant empedans uyumlandırma tekniklerinin genel

yaklaşımları belirtilmiş, katmanlı yapılarda yansıma ve çoklu yansımalar yer

verilmiştir. Chebyshev polinomları ile geniş bant katmanlı empedans uyumlandırma

tekniği hakkında teorik bilgi ve uyumlandırmanın matematiksel yönteminden

bahsedilmiştir.

Daha sonra Chebyshev metodu kullanılarak üç katmanlı Wilkinson güç bölücü

devresi tasarlanmıştır. S parametreleri üzerinden analiz yapılmıştır. Devrenin giriş ve

çıkış yansıması, iletim ve izolasyon parametreleri dikkat alınarak bant genişliği

belirlenmiştir. Ayrıca Wilkinson güç bölücü devrenin tek-çift mod analizi ve

izolasyon dirençlerinin hesaplanması bu bölümde yer almaktadır.

Bir sonraki bölümde geniş bantlı Wilkinson güç toplayıcı devre ile enerji hasatlama

uygulaması yapılacaktır. Bu nedenle, geniş bant empedans uyumlandırma ve

Wilkinson güç bölücü devre teorilerinin bu bölümde ayrı birer başlık altında yer

alması daha uygun bulunmuştur.

5.1. Çok Katmanlı Empedans Uyumlandırma ve Çoklu Yansımalar Teorisi

Bir elektromanyetik dalga bir iletim hattının ortam ara kesitine geldiğinde, eğer

ilerleyeceği ortamla gelen ortam arasında empedans uyumu yoksa, dalganın bir kısmı

iletilir ve bir kısmı da yansır (Marins ve Beraldo, 2007). Her bir ortam ara kesitine

gelen EM dalga geldiği ve geçeceği ortamların hat karakteristiklerine göre hareket

etmektedir. Denklem (5.1)’den de anlaşılacağı üzere iletim ifadesi, birinci ortamdan

ikinci ortama iletilen dalganın iletim katsayısıdır ve her iki ortam empedansına da

bağlıdır (Khare ve Nema, 2012).

𝛵12 = 1 + 𝛤2 =2𝑍1

𝑍1+𝑍2 (5.1)

58

Aynı şekilde yansıma katsayısı da geldiği ve gideceği ortamların karakteristik

empedanslarına bağlıdır. Denklem (5.2)’de verilen 𝛤3, üçüncü ortama geçemeyen

(yüke aktarılamayan) ve ikinci ortama geri gelen EM dalgaya ait yansıma

katsayısıdır.

𝛤3 =𝑍𝐿−𝑍2

𝑍𝐿+𝑍2 (5.2)

Tek katmanlı bir uyumlandırma devresinde toplam yansıma katsayısı (5.3)’deki

şekliyle hesaplanır.

𝛤𝑡𝑜𝑝𝑙𝑎𝑚 = 𝛤1𝛵12𝛵21𝛤3 𝑒−2𝑗ѳ∑ 𝛤2

𝑛𝛤3𝑛 𝑒−2𝑗𝑛ѳ

𝑁

𝑛=0 (5.3)

Burada 𝛤𝑡𝑜𝑝𝑙𝑎𝑚 tek katmanın girişinde ve çıkışında meydana gelen yansımaların

toplamıdır (Pozar, 2006). Eşitlik ve denklikler yerine yazılırsa en sade ifade (𝜃 =

ℓ = 𝜆/4), (5.4) denkleminden elde edilebilir.

Γ𝑡𝑜𝑝𝑙𝑎𝑚 ≈ Γ1 + Γ3 e−2jλ 4⁄ (5.4)

Çok katmanlı devreler de teorik olarak, N tane eşit uzunlukta (ℓ) empedans

uyumlandırma katmanı içeren uyumlandırma devreleridir. Tek katmanlı empedans

uyumlandırma devreleri istenilen bir dar bant için sağlanabilir. Fakat daha büyük

bant genişliği ve daha az yansıma katsayısı elde edebilmek için çok katmanlı yapılar

tercih edilmektedir. Şekil 5.1’de çok katmanlı bir empedans uyumlandırma devresi

gösterilmiştir.

Şekil 5.1. Çok katmanlı empedans uyumlandırma devresinde hatların empedansları

59

Çok katmanlı uyumlandırmaları, 𝑍𝐿 yük empedansının tamamen reel olduğu yerlerde

geçerlidir. Burada her bir katmanın bir önceki katmana etki ettiğinden dolayı 𝑛.

katmanına ait yansıma katsayısı (5.5)’de olduğu gibidir.

𝛤𝑛 =𝑍𝑛+1−𝑍𝑛

𝑍𝑛+1+𝑍𝑛 (5.5)

Tüm bu yansıma katsayılarının birbirine etki ettiği de göz önüne alarak toplanacak

olursa, toplam yansıma katsayısı (5.6)’da belirtilmiştir.

𝛤(ѳ) = 𝛤0 + 𝛤1 𝑒−2𝑗ѳ + 𝛤2 𝑒

−4𝑗ѳ +⋯+ 𝛤𝑁 𝑒−2𝑗𝑁ѳ (5.6)

Her bir terim için Fourier kosinüs serisine açılım yapıldığında toplam yansıma

katsayısı N çift ise:

𝛤(ѳ) = 2𝑒−𝑗𝑁ѳ [𝛤0cos𝑁ѳ + 𝛤1 cos(𝑁 − 2) ѳ +⋯+ 𝛤𝑛 cos(𝑁 − 2𝑛) ѳ +⋯+1

2𝛤𝑁/2] (5.7)

N tek ise:

𝛤(ѳ) = 2𝑒−𝑗𝑁ѳ[𝛤0cos𝑁ѳ + 𝛤1 cos(𝑁 − 2) ѳ + ⋯+ 𝛤0𝑛 cos(𝑁 − 2𝑛) ѳ + ⋯+ 𝛤(𝑁−1)/2cosѳ] (5.8)

olarak bulunur (Pozar, 2006).

Literatürde çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerini modellemek için pek

çok yöntem vardır. Binom fonksiyonları ve Chebyshev polinomları gibi pek çok

matematiksel ifade, empedans uyumlandırma tekniklerinde yansıma katsayısı olarak

modelleniştir (Caron, 1993; Kraus ve Marhefka, 2002; Yarman, 2010). Bunun

yanında matematiksel dağılımlar ve fonksiyonlar modellenerek pek çok, çok

katmanlı empedans uyumlandırma tekniği modellenmiş ve çalıştırılmıştır (Aksen vd.,

1998; Dai vd., 2015; Manteghi, 2009).

Yeterli katman sayısı (N) ve uygun yansıma fonksiyonları (𝛤) fonksiyonları için

istenilen bir yansıma katsayısı tepkisi (𝜃’nın fonksiyonu olmak şartıyla)

sentezlenebilir. Bu sentez doğru modellenirse, uygun bir fonksiyon yaklaşımı da

60

olabilir (T. H. Lee, 2004; Pozar, 2006). Şekil 3’te, genel olarak tek katmanlı ve üç

katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerinin bağıl bant genişliği (Δ𝑓 𝑓0⁄ ) ve

yansıma karakteristiği gösterilmiştir. Tek katmanlıya göre daha büyük bant

genişliğinin olmasının yanında tolere edilmesi gereken dalgalılık da görülmektedir.

5.2. Chebyshev Empedans Uyumlandırma Tekniği:

Empedans uyumlandırma teknikleri için varılmak istenen hedef, giriş empedansının,

geniş frekans aralığı boyunca 𝑍0 = 50 + 𝑗0 olan iletim hattı karakteristik

empedansına yaklaştırılmasıdır. Çok katmanlı empedans uyumlandırma teknikleri,

empedans uyumsuzluğunu gidermede tek katmanlı eşdeğerlerine göre daha

başarılıdır (Pozar, 2006).

Literatürde çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerini modellemek için pek

çok yöntem vardır. En çok kullanılan ve modelleme tekniklerinden birisi de

Chebyshev çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniğidir. Chebyshev empedans

transformatörü olarak da adlandırılır. Bu uyumlandırma tekniğinde, uyumlandırma

katmanlarını hesaplarken Chebyshev polinomlarını kullanmaktadır (Marins ve

Beraldo, 2007). Genel olarak Chebyshev Polinomu (5.9)’da verilmiştir (Pozar,

2006).

𝑇𝑛(𝑥) = 2𝑥𝑇𝑛−1(𝑥) − 𝑇𝑛−2(𝑥) (5.9)

Şekil 5.2’de ilk 4 Chebyshev polinomuna ait grafikler gösterilmiştir. Chebyshev

transformatöründe katman sayısı arttıkça dalgalanmalar da artmaktadır. Bununla

birlikte bant genişliği büyümekte yansıma azalmaktadır.

61

Şekil 5.2.İlk 4 Chebyshev Polinomuna ait grafikler

Chebyshev polinomlarına göre empedans uyumlandırmanın modellemesi (5.10)’da

verilmiştir (Pozar, 2006).

𝑇𝑁(𝑠𝑒𝑐𝜃𝑚) =1

Γ𝑚|𝑍𝐿−𝑍0

𝑍𝐿+𝑍0| ≈

1

2Γ𝑚|ln

𝑍𝐿

𝑍0| (5.10)

Burada ѳ hat açısı βℓ dir. ѳm ise tolere edilebilir yani kabul edilebilir yansıma

karsayısı 𝛤𝑚 için elde edilen açıdır. Genel olarak Chebyshev transformatörü N.

derece Chebyshev polinomunun 𝑇𝑁(sec𝜃)’in yansıma katsayısına uyarlanmasıyla

toplam (5.11)’den bulunabilir.

Γ(𝜃) = 𝐴. 𝑒−𝑗𝑁𝜃𝑇𝑁(sec𝜃𝑚cos𝜃) (5.11)

Burada 𝐴 tasarım katsayısıdır. Denklem (5.12)’de verilen ve her bir katman için

ayrıca hesaplanan bir parametredir.

𝐴 =𝑍1−𝑍0

𝑍1+𝑍0

1

𝑇𝑁(sec𝜃𝑚) (5.12)

62

Çok katmanlı uyumlandırma tekniklerinde olduğu gibi Chebyshev empedans

transformatöründe de her bir katmanın yansıma katsayısı (𝛤𝑛) ve empedansı (𝑍𝑛)

önceki katmanların değerlerine bağlıdır. Bu uyumlandırma tekniğinde bant

genişliğinin yüksek olmasına rağmen bazı dezavantajları bulunmaktadır (Pozar,

2006). Bir dezavantajı, kabul edilebilir bir 𝛤𝑚 yansıması üzerinden hesap

yapılmasıdır. Yani yansımaya bir miktar tolerans gösterilmesidir. Diğer bir

dezavantajı da yansıma-frekans grafiğinde dalgalılık olmasıdır. Bununla birlikte tek

katmanlı ve diğer çok katmanlı empedans uyumlandırma tekniklerine göre daha iyi

yansıma performansı elde edilebilecek bir tasarımdır. Şekil 5.3’te çeyrek dalga

uzunlukta bir uyumlandırma ile üç katman Chebyshev empedans transformatörünün

bant genişliklerinin karşılaştırılması görülmektedir. Merkez frekansı (𝑓0) seçilen

tasarım, bağıl (relative) frekansı üzerinden kabul edilebilen yansıma katsayısına (𝛤𝑚)

göre tek katmandan (çeyrek dalga) daha geniş bant genişliğine sahiptir.

Şekil 5.3. Çeyrek dalga uyumlandırma ile üç katman Chebyshev uyumlandırma

tekniğinin bağıl bant genişliklerinin karşılaştırılması

5.3. Ultra Geniş Bantlı Wilkinson Güç Bölücü Tasarımı

Eşit kollu iki çıkışa sahip (T eklem) WGB devrelerinde girişten verilen gücü çıkış

kollarına eşit dağıtarak her birine giriş gücünün % 50 sinin iletilebilmesi sağlanır.

Logaritmik olarak, iletilen güç her kolda -3 dB’ye denk gelmektedir (Pozar, 2006).

Teorik olarak Wilkinson güç bölücü devresi kayıpsız olarak güç bölme işlemi

yapmaktadır.

63

Wilkinson güç bölücülerde çıkış kolları üzerinde empedans uyumlandırma yapılır.

Çıkış kolları, seçilen merkez frekansının (𝑓0) çeyrek dalga boyu uzunluğunda (𝜆 4⁄ )

olmalıdır. Ayrıca, hattın karakteristik empedansı da, giriş ve çıkış iletim hatlarının

geometrik ortası olacak şekilde bir genişlik seçilmektedir. Çıkış kapılarında

empedans uyumu yapılan WGB’de, giriş-çıkış arasındaki yansıma katsayısının

azaltılması sağlanır. Bunun yanında her bir çıkış kolunda iletilen güç -3 dB

seviyesine çıkabilir (Yarman, 2008). Genellikle Wilkinson güç bölücüler tek bir

rezonans frekansı için tasarlanır. WGB tasarımında seçilen bir merkez frekansı

etrafında dar bantlı güç bölme işlemi yapılabilmektedir (D. Cheng, 1993).

Son dönemde yapılan çalışmalarda, geniş bant güç bölme işlemi için katmanlı WGB

tasarımları da yayımlanmıştır. Her bir katmanın yapısı veya özelliği, farklı bir dalga

boyu ile orantılı olduğundan çok katmanlı tasarımlar birden çok rezonans

frekansında güç bölme işlemi yapılmasına ve dolayısıyla daha geniş bir frekans

aralığında çalışmasına olanak sağlamaktadır (Kasar vd., 2018; Pozar, 2006). Şekil

5.4’te çok katmanlı WGB tasarımının genel şeması gösterilmiştir. Her bir katman eşit

(𝜃 = 𝜆 4⁄ ) uzunlukta, fakat karakteristik empedansları temsil eden hat kalınlıkları

farklılık göstermektedir.

Şekil 5.4. Çok katmanlı WGB devresinin genel devre şeması

Giriş gücünü iki eşit kola ayıran WGB tasarımında 𝑍0 = 50 Ω seçilmiş ve üç

katmanlı Chebyshev uyumlandırma işlemi için her bir katmanın empedansı

matematiksel olarak hesaplanmıştır. Giriş kapısından her bir çıkışa bakıldığında

𝑍𝐿 = 100 Ω görüldüğünden Chebyshev uyumlandırma 100 Ω’u 50 Ω’a

uyumlandırmak üzere yapılmıştır. Kabul edilen yansıma seviyesi logaritmik olarak

64

𝛤𝑚 = −10 dB seçilmiştir. Analitik işlemler sonucunda 𝑍1 = 87,8 Ω, 𝑍2 = 67,9 Ω ve

𝑍3 = 55,5 Ω olarak hesaplanmıştır.

Tasarlanan WGB devresi için FR4 alttaş malzeme seçilmiştir. Dielektrik geçirgenliği

𝜖𝑟 = 4,3 ve kayıp tanjant değeri 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025’tir. Alt tarafı tamamen bakır

(ground) yüzey ile kaplı olan malzeme kalınlığı da ℎ = 1,5 mm’dir. WGB yapısının

ve toprak yüzeydeki bakırın kalınlığı 𝑡 = 0,035 mm’dir. Bu özellikler dikkate

alınarak karakteristik empedans kalınlıkları 𝑍0 = 2,9 mm, 𝑍1 = 0,96 mm, 𝑍2 = 1,6

mm 𝑍3 = 2,46 mm olarak hesaplanmıştır. Karakteristik empedans ile iletim hattı

kalınlığı hesaplama işlemine ait daha fazla bilgi Ek-3’te verilmiştir.

Tasarımın merkez frekansı 𝑓0 = 2,2 GHz için seçilmiştir. FR4 malzeme içindeki

kılavuzlanmış çeyrek dalga boyu 𝜆𝑔/4 = 18,85 mm’dir. Her bir katman yarım daire

şeklinde büküldüğünden yarıçap 𝑅𝑎𝑑 = 6 mm’dir. Alttaş malzeme özelliğine göre

kılavuzlanmış dalga boyu hesaplaması Ek-4’te verilmiştir.

Wilkinson güç bölücü devresinin kayıpsız veya az kayıplı olarak güç bölme işlemi

yapabilmesi için merkez frekansında tek-çift mod analizi yapılmıştır ve çıkış kolları

arasında kalan 𝑅𝑛 izolasyon dirençleri hesaplanmıştır.

Çift mod hesabında, katmanlar arasında kalan her bir direnç açık devre (OC)

olmaktadır. İki ayrı çıkış kolunun (devre eşit güç bölmeli olduğundan) girişte görülen

kaynak karakteristik empedans 2𝑥𝑍0’dır (Pozar, 2006). Şekil 5.5a’da çift mod

eşdeğer devre modeli görülmektedir. Her katman iletim hattı birbirinin ardına direnç

olmaksızın eklenmiştir. Bunlar da son katmanın çıkışındaki yüke doğrudan

bağlanmaktadır.

Tek mod hesabında giriş kısa devre yapılmıştır. Bir katmandan diğerine geçerken,

araya bir ucu kısa devre olan 𝑅𝑛 dirençleri yerleştirilmiştir. Bu dirençlerin değeri eşit

bölme işlemi (5.13)’e göre hesaplanmıştır.

𝑍𝑛 =𝑍𝑛+1

𝛿×𝑅𝑛 (5.13)

65

burada 𝑍𝑛 ve 𝑍𝑛+1 ardışık katmanların karakteristik empedansları, 𝑅𝑛 tek mod için

arada kalan direncin değeri ve 𝛿 ise, giriş gücünün kollara bölme oranıdır. Giriş

güçlerini -3 dB bölmek için eşit kollu olarak tasarlanan bu çalışmada 𝛿 = 0,5 olarak

kabul edilmiştir. Şekil 5.5b’de tek mod eşdeğer devre modeli görülmektedir.

(a)

(b)

Şekil 5.5. Çok Katman Wilkinson Güç Bölücü Devresi için tek (a) ve Çift (b) mod

analizi

Hesaplanan değerlere en yakın direnç değerleri seçilmiştir. R1 = 100 Ω, R2 =

120 Ω ve R3 = 150 Ω olarak WGB devresi son şeklini almıştır. Dirençlerin

yerleştirilebileceği yere 𝑔 = 1 mm boşluk bırakılmıştır. WGB devresinde Kapı

(Port) 1 giriş, Kapı 2 ve Kapı 3 çıkış kapılarıdır. Şekil 5.6’da Chebyshev

uyumlandırılmış WGB devresinin boyutları ve uzunlukları (a) ve devrenin

gerçeklenmiş hali (b) görülmektedir.

a)

66

b)

Şekil 5.6. Chebyshev empedans uyumlandırılmış WGB’nin boyutları (a) devrenin


Tasarlanan devrelerin kapılarından görülen yansıma (𝑆11, 𝑆22 ve 𝑆33) -10 dB’nin

altında kalan aralıklarda devrenin çalıştığı kabul edilir (Uchendu ve Kelly, 2017). Bu

nicelik yansıyan güç değerinin % 10 seviyesinin altında olduğunu gösteren sınır

değerdir.

Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapısında meydana gelen yansıma 𝑆11

olarak adlandırılır. Şekil 5.7’de Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapıdaki

yansıması (𝑆11 grafiği) frekansa göre çizdirilmiştir.

Şekil 5.7. Wilkinson güç bölücü devresinin birinci kapıdaki yansıması (𝑆11 grafiği)

67

Wilkinson güç bölücü devresi, iki eşit koldan oluştuğu için çıkışında meydana gelen

yansımalar da eşit olacaktır (𝑆22 = 𝑆33). Şekil 5.8’de Wilkinson güç bölücü

devresinin ikinci kapısındaki yansıma (𝑆22 grafiği) frekansa göre çizdirilmiştir

Şekil 5.8. Wilkinson güç bölücü devresinin ikinci kapıdaki yansıması (𝑆22 = 𝑆33

grafiği)

Wilkinson güç bölücü devresinde, iki eşit koldan iletilen güç parametresinin

(𝑆21 = 𝑆31) -3 dB’ye yakın olması istenir (Pozar, 2006). Bu da iletilen gücün her bir

kapıda % 50’ye ne kadar yakın olduğunu gösterir. Şekil 5.9’da Wilkinson güç bölücü

devresinin iletim katsayısını (𝑆21) gösteren grafik verilmiştir.

68

Şekil 5.9. Wilkinson güç bölücü devresinin iletim katsayısını (𝑆21 grafiği)

Çıkış kapılarının birbirinden etkilenip etkilenmediğini değerlendiren ölçüt izolasyon

parametresidir (𝑆32). Eğer izolasyon yeterince yüksek değilse ikinci ve üçüncü

kollardaki güçler birbirini etkiler. İzolasyon parametresinin de -10 dB’nin altında

olması beklenir (Uchendu ve Kelly, 2017). Şekil 5.10’da Wilkinson güç bölücü

devresinin izolasyon katsayısını (𝑆32 grafiği) verilmiştir.

Chebyshev uyumlandırılmış WGB devresi simetrik olduğu için ikinci ve üçüncü

kapıda görülen yansımalar birbirine eşittir (𝑆22=𝑆33). Aynı durum iletim ve izolasyon

parametrelerinde de görülmektedir (𝑆21=𝑆31 ve 𝑆32=𝑆23) (Moulay ve Djerafi, 2018).

Şekil 5.7 ve 5.8’de 0,4-3,4 GHz arasında tüm yansıma değerleri istenilen seviyenin

altında kalmaktadır. Aynı frekanslar için, Şekil 5.9’da iletim parametresi (𝑆21), -3 dB

seviyesine oldukça yakındır. Bunun yanında izolasyon da (𝑆32), -10 dB seviyesinin

çok altında kalmaktadır.

69

Şekil 5.10. Wilkinson güç bölücü devresinin izolasyon katsayısı (𝑆32 grafiği)

Çok geniş frekans aralığında tasarlanan Wilkinson güç bölücü devresi, iki farklı

kolunda Chebyshev uyumlandırma tekniği ile uyumlandırılarak geniş bantlı bir güç

bölücü devresi tasarlanmıştır. Tasarımda merkez frekansı 𝑓0 = 2,2 GHz seçilmiştir.

Chebyshev uyumlandırmada, kabul edilebilir maksimum yansıma eşiği 𝛤𝑚 = −10

dB olarak seçildiğinde Wilkinson güç bölücü devresinin çalışma frekansları 0,4 −

3,4 GHz arasındadır. Dolayısıyla devrenin bant genişliği 𝐵𝑊 = 3,0 GHz olarak

ölçülmüştür.

70

6. CHEBYSHEV EMPEDANS UYUMLANDIRILMIŞ İKİ GİRİŞLİ

WILKINSON GÜÇ TOPLAYICI DEVRE İLE ENERJİ HASATLAMA

UYGULAMASI

Bu bölümde, Wilkinson güç bölücü devresinin tersinir çalışabilme özelliğinden

faydalanılmıştır. WGB, güç birleştirme devresi olarak Greinacher doğrultma

devresine uygulanmıştır. Yeni oluşan devreye, WGT-Greinacher EH Devresi adı

verilmiştir.

Geniş bir frekans bandı aralığında çalışan WGT-Greinacher devresi üzerinde iki

farklı RF giriş kapısı bulunmaktadır. Bu kapılara farklı frekanslarda giriş güçleri

uygulanarak devrenin GDV ve çıkış gerilimi ve yük direnci analizi yapılmıştır.

6.1. Wilkinson Güç Toplayıcı Devresi ile Greinacher Doğrultucu Devre

Uygulaması ve Ultra Geniş Bant Analizi

Bu çalışmada önerilen özgün tasarım, WGB devresinin, tersine çalıştırılması ve RF

gücü toplayarak birleştiren Wilkinson güç toplayıcı devresi uygulamasıdır. Bu

uygulamada Chebyshev uyumlandırılmış geniş bantlı WGT devresi çıkışına,

Greinacher RF doğrultucu devresi bağlanmıştır. Böylelikle farklı RF güçlerin tek bir

doğrultucu devresine gönderilmesi hedeflenmiştir. Bu tasarımın avantajı birden fazla

RF giriş gücünü, WGT kullanarak tek bir doğrultucu devresi yardımıyla doğru akım

ve gerilim elde edebilmektir. Bu da daha az devre elamanı ve daha fazla sadelik

sağlayacaktır (Kasar vd., 2018; Kasar vd., 2019).

Tasarlanan devre, daha önceki bölümlerde anlatıldığı gibi dielektrik geçirgenliği

𝜖𝑟 = 4,3, kayıp tanjantı 𝑡𝑎𝑛𝛿 = 0,025 ve kalınlığı 𝑑 = 1,5 mm olan FR4 malzeme

üzerine kurulmuştur. WGT’nin çıkışındaki iletim hattı kalınlığı ile Greinacher

devresinin hat kalınlıkları birbirine uymamaktadır. Bu nedenle 𝑍0 = 2,9 mm’den

𝑍𝑙𝑖𝑛𝑒 = 1,5 mm kalınlığa kadar doğrusal olarak değişen bir konik (taper) hat

eklenmiştir. Bu hattın uzunluğu 𝐿𝑇𝑎𝑝𝑒𝑟 = 18,85 mm seçilmiştir (çeyrek dalga boyu).

WGT tasarımının boyutları 𝐿𝑊𝑃𝐶 = 56 mm, 𝑊𝑊𝑃𝐶 = 20,5 mm’dir. Doğrultucu

devre uzunluğu da 𝐿𝑅𝑒𝑐𝑡 = 36 mm’dir. WGT-Greinacher devresinin şematik

71

görüntüsü (a) ve devrenin gerçeklenmiş hali (b) Şekil 6.1’de verilmiştir. Devreye yük

direnci olarak 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω bağlanmıştır.

a)

b)

Şekil 6.1. WGT-Greinacher doğrultma devresinin şematik görünümü (a) ve devrenin


Üç kapılı olarak tasarlanan WGB devresi ucuna konik hat ve doğrultucu devre

eklenerek iki kapılı hale gelmiştir. WGT-Greinacher devresi simetrik olduğundan S

parametreleri birbirine eşittir ( 𝑅𝐹𝑖𝑛1 ve 𝑅𝐹𝑖𝑛2 için yansıma 𝑆11 = 𝑆22 ve izolasyon

𝑆12 = 𝑆21’dir).

WGT-Greinacher devresi tasarlanan WGB ile aynı frekansta rezonanslara (S

parametreleri karakteristiğine) sahip olması beklenirken, doğrultucu devrenin ve

konik hattın ucunda bozucu bir yükleme etkisi oluşturduğu görülmektedir. Çalışma

frekanslarında azalma meydana gelmiştir. Şekil 6.2’de önerilen tasarımın çalışma

frekansları verilmiştir. Yansıma ve izolasyonun -10 dB’nin altına indiği üç farklı

bantta çalışmaktadır. Bunlar 𝐵𝐺1 = 0,4 − 0,81 GHz, 𝐵𝐺2 = 1,54 − 1,84 GHz ve

𝐵𝐺3 = 2,2 − 2,89 GHz aralıklarıdır. Bu haliyle de UGB bir EH devresi olduğu

değerlendirilmektedir.

72

Şekil 6.2. Tasarımın çalışma frekans aralıkları

Konik hat ve doğrultucu devrenin yükleme etkisi devrenin toplam güç doğrultma

verimini de olumsuz yönde etkilemiştir. Bu durum konik hat ve doğrultucu devrenin,

iletim hattının bozucu etkisini göstermektedir. Benzetim sonuçlarına göre 1,84-2,2

GHz aralığı da iletim bandında bulunmaktadır. Fakat ölçüm sonuçlarında yansıma bu

aralığı sağlamadığı için iletim bantları arasına dâhil edilmemiştir.

6.2. Farklı Frekanslarda Giriş Gücü Uygulaması

Önerilen WGT-Greinacher tasarımının GDV ve bant genişliği üzerinde oluşturduğu

bozucu yükleme etkisinin önüne geçebilmek ve daha yüksek verim elde edebilmek

için Wilkinson güç toplayıcı devresinin izolayon özelliğinden faydalanılmıştır.

İzolasyon parametresi giriş güçlerinin birbirini etkilemeden doğrultucuya ne kadar

fazla sinyal gücü iletebileceğinin bir ölçüsüdür (Uchendu ve Kelly, 2017). Bu amaçla

farklı frekanslarda (ikisi de aynı güçte) sinyalleri farklı girişlerden vererek

dönüştürme verimleri değerlendirilmiştir. Burada toplam verim, çıkışta elde edilen

DC gücün WGT-Greinacher devresine giren güç değerleri toplamına oranıdır. Güç

dönüştürme verimi (6.1)’da verilmiştir.

73

GDV (%) =PDC

∫ PGiriş(f)dffÜstfAlt

x100 6.1)

Her frekanstaki değerler toplam verime etki etmektedir. Bu amaçla WGT-Greinacher

devresinin RFin1 ve RFin2 girişlerine, çalıştığı frekanslarda örnekleme sinyal güçleri

verilmiştir. Benzetim ve ölçüm olarak yapılan bu uygulamada, 800-2700 MHz, 800-

2450 MHz, 800-1800 MHz ile 540-2700 MHz, 540-2450 MHz, 540-1800 MHz

frekans çiftleri seçilmiştir. Şekil 6.3’te iki girişli WGT-Greinacher devresinin ölçüm

düzeneği verilmiştir.

Şekil 6.3. İki Girişli WGT-Greinacher devresinin ölçüm düzeneği

İki girişli ölçüm düzeneğinden 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda RF sinyal

uygulanmıştır. Farklı giriş güçlerine göre devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği

Şekil 6.4’te verilmiştir. -20 dBm +10 dBm’e kadar uygulanan giriş güçlerine karşılık

en iyi durumda yaklaşık 1,58 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Her ne kadar baskı

devre, lehimleme ve ölçüm hataları da olsa, ölçüm sonuçları da bu değerlerle

paralellik göstermektedir.

74

Şekil 6.4. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-

çıkış gerilimi grafiği

Ölçüm düzeneğinden 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda RF sinyal uygulanmış ve

farklı giriş güçlerine göre devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği Şekil 6.5’te

verilmiştir. -20 dBm +10 dBm’e kadar uygulanan giriş güçlerine karşılık yaklaşık

1,38 Volt çıkış gerilimi (8 dBm’de) elde edilmiştir.

75




uygulanmıştır. Farklı giriş güçlerine göre devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği

Şekil 6.6’da verilmiştir. -20 dBm +10 dBm’e kadar uygulanan giriş güçlerine karşılık

en iyi durumda yaklaşık 1,42 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Bu frekansta ölçüm

düzeneği yüksek güçler için yeterli olmadığından ölçüm -2 dBm’e kadar

yapılabilmiştir. Benzetim sonuçları, ölçüm sonuçları ile bu giriş gücü değerlerine çok

yakın gerçekleşmiştir.

76




verilmiştir. Bu frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği

Şekil 6.7’de verilmiştir. Uygulanan giriş güçleri -20 dBm ile +10 dBm arasındadır.

Yaklaşık 1,25 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir.

77



İki girişli ölçüm düzeneğinden RF giriş kapılarında 800 MHz ve 2450 MHz

frekanslarda işaret uygulanmıştır. Bu frekanslarda giriş uygulanan devrenin giriş

gücü-çıkış gerilimi grafiği Şekil 6.8’de görülmektedir. Uygulanan giriş güçleri -20

dBm ile +10 dBm arasındadır. Yaklaşık 1,40 Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir.

78



Son olarak ölçüm düzeneğinden 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda RF sinyal

uygulanmıştır ve devrenin giriş gücü-çıkış gerilimi grafiği Şekil 6.9’da verilmiştir.

Devreye uygulanan giriş güçleri -20 dBm ile +10 dBm arasındadır. Yaklaşık 1,62

Volt çıkış gerilimi elde edilmiştir. Bu frekansta ölçüm düzeneği yüksek güçler için

yeterli olmadığından ölçüm -2 dBm’e kadar yapılabilmiştir. Benzetim sonuçları ile

ölçüm sonuçları paralellik göstermektedir.

79



Denklem (2.9) yardımıyla bilinen çıkış gerilimi ve yük direnci değerleri için elde

edilen çıkış gücü hesaplanabilir. Buradan da (6.1) yardımıyla güç dönüştürme verimi

elde edilebilir.

WGT-Greinacher devresinde, 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda uygulanan RF

işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.10’da gösterilmiştir. Sonuçta %70,5

GDV elde edilebilmiştir.

80

Şekil 6.10. 540 MHz ve 1800 MHz frekanslarda giriş uygulanan devrenin GDV-giriş

gücü grafiği

İki girişli RF enerji hasatlama devresinde, 540 MHz ve 2450 MHz frekanslarda

uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.11’de gösterilmiştir.

Sonuçta % 67 GDV elde edilebilmiştir.

81


gücü grafiği

Önerilen WGT-Greinacher devresinde, 540 MHz ve 2700 MHz frekanslarda

uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.12’de gösterilmiştir.

Sonuçta % 70’e yakın GDV elde edilebilmiştir. Ölçüm sonuçları düşük güç

değerlerinde benzetim sonuçlarına yaklaşmaktadır. Daha yüksek giriş gücü değerleri

için yalnızca benzetim yapılmıştır.

82


gücü grafiği

Şekil 6.13’te önerilen WGT-Greinacher devresinde, 800 MHz ve 1800 MHz

frekanslarda uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları gösterilmiştir.

Yüzde 62,5 civarında güç dönüştürme verimi elde edilebilmiştir.

83


gücü grafiği

Tasarlanan iki girişli WGT-Greinacher devresinde, 800 MHz ve 2450 MHz

frekanslarda uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.14’te

verilmiştir. GDV değeri yaklaşık % 63 civarındadır.

84


gücü grafiği

Önerilen WGT-Greinacher devresinde, 800 MHz ve 2700 MHz frekanslarda

uygulanan RF işaretlerin benzetim ve ölçüm sonuçları Şekil 6.15’te gösterilmiştir.

Sonuçta % 69 GDV elde edilebilmiştir. Ölçüm sonuçları düşük güç değerlerinde

benzetim sonuçlarına paralellik göstermektedir. Daha yüksek giriş gücü değerleri

için yalnızca benzetim yapılmıştır.

85


gücü grafiği

Yukarıdaki çıkış gerilimi-giriş gücü ve güç dönüştürme verimi-giriş gücü verileri

derlenerek bir araya getirilmiştir. Giriş gücü -20 dBm’den +15 dBm’e kadar 1’er

dBm aralıklarla benzetim programında elde edilmiştir. Elde edilen sonuçlar,

GDV’nin önce arttığını ve en yüksek değeri aldıktan sonra düşme eğilimine girdiğini

göstermiştir. Şekil 6.16’da toplam verim-giriş gücü grafiklerinin derlenmiş hali

(perspektif taraftan) görülmektedir. Görüldüğü gibi en iyi verim +8 ve +9 dBm giriş

güçler için elde edilmiştir. 540-1800 MHz için yaklaşık % 70,5 toplam verim elde

edilmiştir. Daha sonraki en yüksek değerler 540-2700 MHz için % 70 ve 800-2700

MHz için % 69 GDV değerilerine ulaşılabilmiştir.

86

Şekil 6.16. Toplam Verimi-RF Giriş Gücü Grafiğinin Perspektif Görünüşü

RF doğrultucu devrelerde bakılması gereken parametrelerden birisi de yük direncidir.

Çünkü enerji hasatlama uygulamalarında doğru akım ve gerilimin uygulanacağı yük

direnci, çalışma gerilimini doğrudan etkilemektedir (Penella-López ve Gasulla-

Forner, 2011). Şekil 6.16’da belirtilen frekanslar temel alınarak 𝑃𝑖𝑛 = 9 dBm değeri

için yük direnci analizi yapılmıştır. Değişen yük direncine göre en uygun çıkış

gerilimi ve dönüştürme verimi grafikleri elde edilmiştir. Şekil 6.17’de çıkış

geriliminin yük direnci değerine göre grafiği verilmiştir.

Şekil 6.17. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Çıkış Gerilimi Grafiği

87

Benzer şekilde. Şekil 6.18’de de toplam verimin yük direncine göre grafiği

gösterilmiştir. Görüldüğü gibi gerek çıkış gerilimi, gerekse toplam verim için yük

direnci değeri 𝑅𝑦ü𝑘 = 1500 Ω olarak seçildiğinde, tüm giriş frekansı

uygulamalarında ortalama olarak en uygun değer elde edilecektir.

Şekil 6.18. Pin=9 dBm için Yük Direnci- Toplam Verim Grafiği

88

7. SONUÇLARIN TARTIŞILMASI VE DEĞERLENDİRMELER

7.1. Ölçüm ve Grafiklerin Değerlendirilmesi

“Geniş bantlı enerji hasatlama devrelerinin tasarımı ve gerçeklenmesi” adlı doktora

tez çalışmasında, tüm uygulamalar ADS 2009 elektromanyetik benzetim

programında tasarlanmış ve deneysel olarak gerçekleştirilmiştir. Bu çalışmada, tezin

kurgusunu etkileyecek kadar kritik olmayan bazı tasarımlar sadece benzetim

aşamasında kalmıştır. Örneğin, Dickson doğrultucu devresine uygulanan L

uyumlandırma uygulaması benzetim programında yapılmıştır. Greinacher devresine

uygulanan çift radyal saplamalı 1,8 GHz ve 2,4 GHz frekanslarında çalışan devrenin

sadece benzetimi yapılmıştır. Bunun dışındaki yapılan tüm devrelerde ölçüm ve

benzetim sonucu beraber bulunmaktadır.

Tez çalışması içindeki analiz ve grafiklere dair belirtilmesi gereken bazı önemli

noktalar vardır. Öncelikle çıkış geriliminden çıkış gücü hesaplama denklemi (2.9)

ikinci derece bir denklemdir. GDV hesaplanırken ölçüm ile benzetim arasındaki fark

çıkış gerilimine göre daha belirgindir. Çünkü ikinci derece denklemde grafiğin

kolları daha fazla bükülmeye uğrayacaktır. Dolayısıyla, çıkış gerilimi-giriş gücü

grafiklerinde ölçüm ve benzetim birbirini çok yakından takip etmesine rağmen, aynı

veriden hesaplanan GDV-giriş gücü grafiğinde bir miktar verim farkı görülecektir.

Baskı devre, lehimleme ve ölçüm hataları olsa da, ölçüm sonuçları benzetim

sonuçları ile uyumludur.

Bir diğer nokta, tüm grafiklerde değişen giriş güçlerine karşılık çıkışta elde edilen

DC çıkış gerilimi ölçülmüştür. Benzetim sonucu elde edilen çıkış gerilimi değeri

(Volt), ölçüm düzeneğinin sağladığı güç aralıklarına göre yapılmıştır. Verilerin

analizinde daha yüksek ve daha düşük giriş gücü değerlerinin, deney düzeneğinin

yetersizliğinden dolayı ölçülememesi, yapılan çalışmanın yoksunluğunu

göstermemektedir. Aksine, ölçüm verilerinin benzetim değerlerini oldukça yakından

takip ettiği görülmüştür. Ölçümlerin de daha donanımlı laboratuvar imkânlarında

gerçekleştirildiğinde, benzetim sonuçları ile daha uyumlu sonuçlar elde edeceği

anlaşılmaktadır.

89

Tez çalışması kapsamında, ortamda anlık olarak mevcut olan iletişim sinyallerini

alan, dönüştüren ve kullanabilen devreler tasarlamak amacıyla yola çıkılmıştır. Enerji

hasatlama devresi tasarımları, tek bir bant aralığından başlayarak çift bant ve

nihayetinde geniş bant frekans aralığını alacak şekilde modellenmiş, Benzetim

ortamında tasarlanmış ve deneysel olarak gerçekleştirilmiştir. Gelinen noktada,

önerilen WGT-Greinacher tasarımı, literatürdeki en geniş bant aralığına sahip

tasarımlar arasındadır. Tasarlanan tüm devrelerin çalışma frekansları, bant

genişlikleri, toplam güç dönüştürme verimi ve kapsadıkları iletişim bantlarını

gösteren bilgiler Çizelge 7.1’de derlenmiştir. Devrelerin kapsadıkları iletişim

bantları, mevcut kullanımdaki ticari ve endüstriyel uygulamalar arasından tespit

edilmiştir (Lu vd., 2015).

Çizelge 7.1. Tasalanan tüm devrelerin frekansları ve kapsadıkları iletişim bantları

Tasarım Adı Çalışma

Frekansı

Bant

Genişliği GDV (%)

Kapsadığı

İletişim Bantları Dickson Tek Katman EH

Devresi 1,0 GHz 40 MHz 50

Dickson Üç Katman EH

Devresi 1,0 GHz 60 MHz 75

Dickson Üç Katman L

Uyumlandırma 0,540 GHz 60 MHz 80 (Sim)

Sayısal Televizyon

(DVB-T)

Dickson Üç Katman

Saplama Uyumlandırma 0,540 GHz 60 MHz 73 (DVB-T)

Temel Greinacher EH

Devresi 2,45 GHz ≈200 MHz 50

ISM Bandı ve

Wi-Fi

Çift Bant Greinacher EH

Devresi 1

1,8 GHz 30 MHz 64 (Sim) GSM-1800

2,4 GHz 60 MHz 58 (Sim) Wi-Fi

Çift Bant Greinacher EH

Devresi 2

0,9 GHz 20 MHz 46 GSM-900

2,95 GHz 50 MHz 28 Havacılık Radyo

Navigasyonu

Chebyshev

Uyumlandırılmış WGB

Devresi

0,4-3,4 GHz

(𝑓0 = 2,2 GHz) 3,0 GHz

WGT-Greinacher EH

Devresi

0,4-0,81 GHz

410 MHz

70,5

Maksimum

UHF Haberleşme

Bantları, DVB-T,

Sayısal Hücresel

Haberleşme

Bantları

1,54-1,84 GHz

300 MHz

GPS, SAR ve GPR,

DECT, Havacılık

Navigasyonu

2,2-2,89 GHz 690 MHz RFID, ISM, Wi-Fi,

LTE

90

Tez çalışmasının nihayetine gelinceye kadar birçok devre üretilmiştir. Her bir devre

kendi özelliğine göre literatüre ayrı ayrı katkılar sağlamıştır. Aşağıda yapılan

çalışmalarda elde edilen bilimsel ilerlemeler ve özgünlükler ayrı ayrı başlıklar altında

değerlendirilmiştir.

7.2. Dickson doğrultucu devresi ve tek bantlı EH uygulamaları

Bölüm 3’te önerilen Dickson doğrultucu devrenin; giriş gücü, çıkış gerilimi, güç

dönüştürme verimi ve yük direnci hesaplamaları yapılmıştır. Tüm bu analizler

birlikte değerlendirildiğinde, literatürdeki örneklerden daha başarılıdır. Çizelge

7.2’de önerilen devrenin önceki uygulamalar ile karşılaştırılması verilmiştir.

Gösterilen örneklerle kıyaslandığında, tek katman ve üç katman tasarımlar ve

saplama uyumlandırmalı devre, öncekilere göre hem daha yüksek güç dönüştürme

verimi elde etmiştir, hem de rakipleriyle benzer gerilim seviyelerine, daha düşük yük

dirençleri ile erişebilmiştir. Ayrıca kullanılan empedans uyumlandırma tekniklerinin

de tek frekansta GDV’nin artmasına yardımcı olduğu söylenebilir.

Çizelge 7.2. Dickson doğrultucu devrelerin önceki çalışmalarla karşılaştırılması

Kaynak Frekans

(GHz)

𝑷𝑮𝒊𝒓𝒊ş

(max) 𝑽Ç𝚤𝑘𝚤ş

GDV

Maks. 𝑹𝑳 (Ω)

Katman

Sayısı Yöntem

(Bae vd.,

2017) 5,2

22,4

dBm 5,1V 64 1,15k 1 Ktm Dickson

(Chaour

vd., 2017) 0,868 -6 dBm 6 V 79 50k 1 Ktm Dickson

(Chaour

vd., 2017) 0,868 0 dBm 12 V 83 50k 3 Ktm Dickson

(Mousa

Ali vd.,

2017)

0,9 11 dBm 6,68V 35,4 10k 7 Ktm Gerilim

Çarpıcı

Dickson

Tek Ktm 1,0 7 dBm 1,8V 50 5,59k 1 Ktm Dickson

Dickson

Üç Ktm 1,0 7 dBm 5,16V 75 14,61k 3 Ktm Dickson

Dickson

Üç Ktm L

Uym.

0,54 7 dBm 10 V

(Sim) 81 (Sim) 21 k 3 Ktm Dickson

Dickson

Üç Ktm

Saplama

0,54 7 dBm 3,4 73 19 k 3 Ktm Dickson

Pratikteki enerji hasatlama uygulamalarında, hasatlanan anlık gücün kullanılacağı

yük dirençleri, bir devre ya da sensörü temsil etmektedir (Costanzo ve Masotti,

91

2016). Literatürdeki tek bant EH devreleri arasında daha yüksek verim ve gerilim

seviyelerinin (sensör yapılarını modelleyebilecek) daha düşük yük direnç değerleri

ile elde edilmesinin daha gerçekçi olduğu anlaşılacaktır.

7.3. Temel Greinacher Devresi ve Çift Bantlı EH Uygulamaları

Temel Greinacher doğrultma devresi ve çift frekans uygulamaları bir geçiş bölümü

olarak tasarlanmıştır. Daha geniş frekanslara ulaşılabileceğinin bir uygulaması

olmuştur. Radyal saplamaların boyu, açısı ve iletim hattı üzerindeki konumu

değiştirilerek, devrenin rezonansa geldiği dalga boyunun artırılıp azaltılabileceği

gösterilmiştir. Böylelikle istenilen iki frekans bandında da EH uygulaması

yapılabilecektir. Bu yönüyle, çift bant EH uygulamasının bu çalışmada önemli bir

yeri bulunmaktadır.

7.4. Chebyshev Uyumlandırmış Üç katmanlı Wilkinson Güç Bölücü

Wilkinson güç bölücüler, genellikle tek bir merkez frekans değeri için tasarlanan dar

bantlı yapılardır. Çok katmanlı WGB tasarımında özgünlük Chebyshev

polinomlarının katmanlı güç bölücülere uygulanmasıdır. Böylelikle daha fazla

uygulamada kullanılabilecek bir tasarım meydana gelmiştir. Literatürde az

denilemeyecek sayıda ‘çok katmanlı UGB-WGB’ uygulaması bulunmaktadır. Fakat

Chebyshev metodu ile ilk defa tasarlanmaktadır.

Önerilen bu çalışma, literatürdeki çok katmanlı Wilkinson güç bölücü devreler

arasında yansıma, iletim ve izolasyon parametreleri bakımından en büyük ‘yüzde

bant genişliğine’ sahip olan çalışmadır. Çizelge 7.3’de, yakın zamanda yapılan geniş

bantlı WGB tasarımları ve kullandıkları uyumlandırma metotları gösterilmiştir.

Chebyshev uyumlandırılmış WGB devresi % 136 bant genişliği ile mevcut

çalışmaların önüne geçebilmiştir.

Tasarlanan WGB’nin, içine aldığı mikrodalga iletişim bantlarının fazla olması

bakımından oldukça çok uygulamada kullanılabilirliğinden söz edilebilir. Ayrıca bu

çalışma ve son zamanlarda yapılan buna benzer çalışmalar, yeni çok katmanlı WGB

tasarımları için matematiksel örüntülerin araştırılmaya değer olduğunu göstermiştir.

92

Çizelge 7.3. Önerilen WGB Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla Karşılaştırılması

Tasarım Uyumlandırma Yöntemi

Merkez

Frekans

(GHz)

Yansıma

Seviyesi

(dB)

Bant

Genişliği

(%)

(K.-K. M.

Cheng ve Law,

2008)

Tek Saplama (Stub) 1 ve 2 -20 4

(Moulay ve

Djerafi, 2018) İzolasyon ile Uyumlandırma 10

-20

(𝑆32) 18

(Hawatmeh

vd., 2017)

Düzgün Olmayan Dağılımlı

iletim hattı (non-uniform) 1,25 -10 56

(J. Kim ve

Lee, 2017) Z Polinomları 0,7 ve 2 -20

60

66

(Gharehaghaji

ve Shamsi,

2017)

Gysel Güç Bölücü Devresi 1,5 -18 92

(Honari vd.,

2016) Çok Katmanlı Uyumlandırma 1,0 -15 110

Bu Çalışma Chebyshev Çok katmanlı

Uyumlandırma 2,2 -10 136

7.5. Ultra-Geniş bant WGT-Greinacher Devresi

Tasarlanan WGB devresi, üç kapılı mikrodalga devrelerinin tersinirlik özelliğinden

faydalanılarak güç birleştirme devresi olarak kullanılmıştır. Tasarımda önerilen bir

diğer özgünlük de WGT devresinin Greinacher devresi ile EH işlemi için

kullanılmasıdır. 𝑅𝐹𝑖𝑛1 ve 𝑅𝐹𝑖𝑛2 olmak üzere iki farklı koldan verilen giriş gücü,

WGT çıkış kapısı yardımıyla doğrultucu devreye aktarılmıştır.

İki farklı RF giriş kapısına, farklı frekanslarda giriş gücü uygulandığında gücün

büyük bir kısmı Greinacher devresine aktarılmaktadır. Böylelikle her bir frekansta

verilen giriş gücü doğrultmaya doğrudan etki etmiş ve izolasyonun etkisiyle diğer

kapıdan çıkması engellenmiştir. Yük direnci 𝑅𝑙𝑜𝑎𝑑 = 1500 Ω olan WGT-

Greinacher devresi ile EH uygulamasında toplam verim 𝑃𝐶𝐸 ≅ 70,5 seviyesine

çıkmıştır. Ayrıca çıkış gerilimi de 𝑉𝑂 = 1,65 V olarak elde edilmiştir. Çizelge

7.4’de, önerilen Chebyshev uyumlandırılmış WGT-Greinacher EH devresinin

literatüre katkısı belirtilmiştir. Yakın zamanda yapılan çalışmalarla

93

karşılaştırıldığında, daha geniş frekans aralıklarında ve daha yüksek dönüştürme

verimine sahip olduğu görülmektedir.

Çizelge 7.4. Önerilen WGT-Greinacher Tasarımının Literatürdeki Çalışmalarla

Karşılaştırılması

Tasarım Uyumlandırma

Tekniği

Frekans

(GHz)

Giriş

Gücü

𝑷𝒈𝒊𝒓𝒊ş

(dBm)

Çıkış

Gerilimi

𝑽𝑶 (V)

GDV

Maks.

(%)

(Lin vd.,

2017)

Çiftleşmiş (Coupled)

Uyumlandırma 0,57-0,9 12,8 3.5 71

(Palazzi

vd., 2018)

L ve Saplama

Uyumlandırma

0,79-0,96

1,71-2,69

6𝜇𝑊 𝑐𝑚2⁄

Güç

Yoğunluğu

1.0 57

(Mansour

ve Kanaya,

2018)

Kaskad L

Uyumlandırma 0,87-2,5 0 1 30

(P. Kim

vd., 2013)

Çift Bantlı π

Uyumlandırma 0,88 ve 2,4 10 6,25 61 ve 57

Bu

Çalışma

Chebyshev Çok

Katmanlı

Uyumlandırma

0,4-0,81

1,54-1,84

2,2-2,89

8-9 1,65 70,5

WGT-Greinacher tasarımında, Chebyshev uygulanmış UGB-WGB devresinin

uyumlandırma başarısı, güç dönüştürme verimini arttırmıştır. Farklı girişlerden

alınan farklı frekanstaki RF sinyalleri doğrultarak daha fazla DC güç ve çıkış

gerilimi elde edilebilmiştir.

7.6. Tüm tasarımlar için elde edilen kazanımlar ve değerlendirmeler

Tez çalışmasının her bir bölümü, yukarıdaki değerlendirmeler doğrultusunda özgün

bir bilimsel yayın olarak yayımlanmıştır. Literatüre yapılan tüm bu katkılardan başka

bu tez çalışmasında tespit edilen değerlendirmelere de aşağıda yer verilmiştir.

Bir EH devresinde, empedans uyumlandırma tekniğinin başarısı nispetinde,

doğrultucu devreye aktarılacak güç artacaktır. Dolayısıyla çıkıştan elde edilen

DC gerilim ve GDV de yüksek olacaktır.

94

Bir enerji hasatlama devresinde, empedans uyumlandırma tekniği ile çalışma

frekansı değiştirildiğinde yük direnci değişmektedir. Her devrenin yapısına

özgü olarak yük direnci değeri artabilir ya da azalabilir.

Çift bantlı enerji hasatlama devreleri aynı zamanda iki adet tek bantlı

uyumlandırma devreleri özelliği taşımaktadır. Dolayısıyla, frekansı

ayarlamak için her bir bandın empedans uyumlandırması ayrı ayrı

yapılmalıdır.

EH devrelerinin anlık toplayarak dönüştürebileceği güç değerleri az olabilir.

Fakat UGB çalışan bir EH devresi, pek çok iletişim bandından gelen

sinyalleri doğrultabilecektir. Dolayısıyla, devrenin kapsadığı bant sayısı kadar

enerji hasatlayabilme şansı artacaktır. Çıkış gerilimi artacaktır.

İki farklı giriş olarak tasarlanan EH devresinde her bir koldan alınan sinyal,

diğer giriş kolundan gelen sinyali etkilememesi için giriş kolları arasındaki

izolasyon katsayısının yüksek olması gerekmektedir.

Benzetim programı olarak kullanılan ADS 209 EM benzetim programının üç

farklı analiz özelliği olan S parametreleri (Scattering Parameters) analizi,

Harmonik (Harmonic Balance) analiz ve Zaman domeni (Transient Solver)

analizi sonuçları birbiri ile tam uyum içerisinde ve ölçüm sonuçları ile

yaklaşık olarak örtüşmektedir.

Her ne kadar doktora çalışması burada nihayete erse de, bu tezden çıkan bilimsel

yayın çalışmaları burada sonlanmayacaktır. “Geniş bantlı enerji hasatlama

devrelerinin tasarımı ve gerçeklenmesi” başlıklı doktora tezi daha detaylı ve

kapsamı çalışmalar için bir kilometre taşı ve bir sıçrama tahtası özelliği taşımaktadır.

İçinden derlenerek yayımlanan çalışmalar ve tez kapsamına yakın yeni çalışmalar ile

bilimsel çalışmalara öncü olacaktır.

Son olarak tezin ilk sorusu ve cevabı ile bitirmek yerinde olacaktır. “Radyo frekansı

sinyallerinden enerji hasatlamaya değer mi?” sorusuna “Bu seviyelerde güç

tüketebilecek cihazlar varsa neden olmasın…” şeklinde bir cevap verilebilir.

95

KAYNAKLAR

Adam, I., Fareq Abd Malek, M., Najib Mohd Yasin, M., Rahim, H. A. (2016).

Double band microwave rectifier for energy harvesting. Microwave and

Optical Technology Letters, 58(4), 922-927.

Aksen, A., Çimen, E. G., Yarman, B. S. B. (1998). A numerical real frequency

broadband matching technique based on parametric representation of

scattering parameters.

Ali, E., Yahaya, N., Perumal, N., Zakariya, M. (2014). Design of RF to DC rectifier

at GSM band for energy harvesting applications. A Journal of Engineering,

Science and Society, 10(2), 15-22.

Amjad, O., Munir, S. W., İmeci, Ş. T., Ercan, A. Ö. (2018). Design and

Implementation of Dual Band Microstrip Patch Antenna for WLAN Energy

Harvesting System. Applied Computational Electromagnetics Society

Journal, 33(7).

Antoniades, M. A., Eleftheriades, G. V. (2005). A broadband series power divider

using zero-degree metamaterial phase-shifting lines. IEEE Microwave and

Wireless Components Letters, 15(11), 808-810.

Bae, J., Koo, H., Lee, H., Lim, W., Lee, W., Kang, H., Hwang, K. C., Lee, K. Y.,

Yang, Y. (2017). High‐efficiency rectifier (5.2 GHz) using a C lass‐FD

ickson charge pump. Microwave and Optical Technology Letters, 59(12),

3018-3023.

Balanis, C. A. (2005). Antenna theory, analysis and design, John Wiley and Sons.

Balanis, C. A. (2012). Advanced engineering electromagnetics, Wiley Online

Library.

Belen, M. A. (2018). Rf Enerji Hasatlama Sistemleri İçin Çift Bandlı Greinacher

Doğrultucu Devre Tasarımı. Journal of Engineering Science and Design,

6(2), 348-353.

Boylestad, R. L., Nashelsky, L., Li, L. (2002). Electronic devices and circuit theory

(Vol. 11), Prentice Hall Englewood Cliffs, NJ.

Caron, W. N. (1993). Antenna impedance matching, American radio relay league.

Chaour, I., Fakhfakh, A., Kanoun, O. (2017). Enhanced passive RF-DC converter

circuit efficiency for low RF energy harvesting. Sensors, 17(3), 546.

Cheng, D. (1993). Fundamentals of Engineering Electromagnetics, Addison-Wesley

Longman, Limited.

Cheng, K.-K. M., Law, C. (2008). A novel approach to the design and

implementation of dual-band power divider. Ieee Transactions on Microwave

Theory and Techniques, 56(2), 487-492.

96

Collado, A., Georgiadis, A. (2013). Conformal hybrid solar and electromagnetic

(EM) energy harvesting rectenna. IEEE Transactions on Circuits and Systems

I: Regular Papers, 60(8), 2225-2234.

Costanzo, A., Masotti, D. (2016). Smart solutions in smart spaces: Getting the most

from far-field wireless power transfer. IEEE Microwave Magazine, 17(5), 30-

45.

Dai, Z., He, S., You, F., Peng, J., Chen, P., Dong, L. (2015). A new distributed

parameter broadband matching method for power amplifier via real frequency

technique. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 63(2),

449-458.

Devi, K. K. A., Din, N. M., Chakrabarty, C. K. (2012). Optimization of the voltage

doubler stages in an RF-DC convertor module for energy harvesting. Circuits

and Systems, 3(03), 216.

Eghlidi, M. H., Mehrany, K., Rashidian, B. (2006). Analytical approach for analysis

of nonuniform lossy/lossless transmission lines and tapered microstrips. IEEE

Transactions on Microwave Theory and Techniques, 54(12), 4122-4129.

Gharehaghaji, H. S., Shamsi, H. (2017). Design of unequal dual band Gysel power

divider with isolation bandwidth improvement. IEEE Microw. Wireless

Compon. Lett, 27, 138-140.

Gozel, M. A., Kahriman, M., Kasar, O. (2019). Design of an efficiency-enhanced

Greinacher rectifier operating in the GSM 1800 band by using rat-race

coupler for RF energy harvesting applications. International Journal of RF

and Microwave Computer-Aided Engineering, 29(1), 1-8. doi:

doi:10.1002/mmce.21621

Guha, D., Antar, Y. M. (2011). Microstrip and printed antennas: new trends,

techniques and applications, John Wiley and Sons.

Hawatmeh, D., Dib, N., Alshamaileh, K. (2017). Microstrip Non-uniform

Transmission Lines Triple Band 3-way Unequal Split Wilkinson Power

Divider. Revue Roumaine Des Sciences Techniques-Serie Electrotechnique Et

Energetique, 62(3), 288-293.

Honari, M. M., Mirzavand, L., Mirzavand, R., Abdipour, A., Mousavi, P. (2016).

Theoretical design of broadband multisection Wilkinson power dividers with

arbitrary power split ratio. IEEE Transactions on Components, Packaging

and Manufacturing Technology, 6(4), 605-612.

Kasar, O., Gozel, M. A., Kahriman, M. (2018). Broadband Wilkinson power divider

based on chebyshev impedance transform method. International Advanced

Researches and Engineering Journal, 2(3), 299-303.

Kasar, O., Kahriman, M., Gozel, M. A. (2019). Application of ultra wideband RF

energy harvesting by using multisection Wilkinson power combiner.

International Journal of RF and Microwave Computer‐Aided Engineering,

29(1), 1-8.

97

Khare, R., Nema, R. (2012). Reflection Coefficient Analysis of

ChebyshevImpedance Matching Using Different Algorithms Internetional

Journal of Innovative Research in Science, Engineering and Technology,

1(2), 5.

Kim, J., Lee, Y. (2017). A Z-Transform Method for Synthesis of Unequal-Length

Multisection Transmission Lines for Multiband Applications. IEEE

Transactions on Microwave Theory and Techniques, 65(9), 3200-3210.

Kim, P., Chaudhary, G., Jeong, Y. (2013). A dual-band RF energy harvesting using

frequency limited dual-band impedance matching. Progress In

Electromagnetics Research, 141, 443-461.

Kim, S., Vyas, R., Bito, J., Niotaki, K., Collado, A., Georgiadis, A., Tentzeris, M. M.

(2014). Ambient RF energy-harvesting technologies for self-sustainable

standalone wireless sensor platforms. Proceedings of the IEEE, 102(11),

1649-1666.

Kraus, J., Marhefka, R. (2002). Antennas for All Application, Chapter 23, McGraw-

Hill.

Lee, D., Do, H., Jang, Y., Kim, H., Han, S. M., Lim, J., Choi, K., Ahn, D. (2016). A

new design method of the unequal Wilkinson power divider using an

arbitrarily resistor value. Microwave and Optical Technology Letters, 58(10),

2450-2452.

Lee, T. H. (2004). Planar microwave engineering: a practical guide to theory,

measurement, and circuits, Cambridge University Press.

Lin, Y. L., Zhang, X. Y., Du, Z.-X., Lin, Q. W. (2017). High-efficiency microwave

rectifier with extended operating bandwidth. IEEE Transactions on Circuits

and Systems II: Express Briefs.

Liu, H., Li, X., Vaddi, R., Ma, K., Datta, S., Narayanan, V. (2014). Tunnel FET RF

rectifier design for energy harvesting applications. IEEE Journal on

Emerging and Selected Topics in Circuits and Systems, 4(4), 400-411.

Liu, Z., Zhong, Z., Guo, Y.-X. (2015). Enhanced dual-band ambient RF energy

harvesting with ultra-wide power range. IEEE microwave and wireless

components letters, 25(9), 630-632.

Lu, X., Wang, P., Niyato, D., Kim, D. I., Han, Z. (2015). Wireless Networks With

RF Energy Harvesting: A Contemporary Survey. IEEE Communication

Surveys and Tutorials, 17(2), 757-789.

Mansour, M. M., Kanaya, H. (2018). Compact and Broadband RF Rectifier With 1.5

Octave Bandwidth Based on a Simple Pair of L-Section Matching Network.

IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 28(4), 335-337.

Manteghi, M. (2009). Analytical calculation of impedance matching for probe-fed

microstrip patch antennas. Antennas and Propagation, IEEE Transactions on,

57(12), 3972-3975.

98

Marins, C., Beraldo, L. (2007). New design technique of N (λ/4) sections impedance

transformer using geometric interpolation. Paper presented at the 2007

SBMO/IEEE MTT-S International Microwave and Optoelectronics

Conference.

Moulay, A., Djerafi, T. (2018). Wilkinson Power Divider With Fixed Width

Substrate-Integrated Waveguide Line and a Distributed Isolation Resistance.

IEEE Microwave and Wireless Components Letters, 28(2), 114-116.

Mousa Ali, E., Yahaya, N. Z., Nallagownden, P., Zakariya, M. A. (2017). A novel

rectifying circuit for microwave power harvesting system. International

Journal of RF and Microwave Computer‐Aided Engineering, 27(4), e21083.

Oliner, A. A., Jackson, D. R., Volakis, J. (2007). Antenna Engineering Handbook,

McGraw Hill.

Palazzi, V., Hester, J., Bito, J., Alimenti, F., Kalialakis, C., Collado, A., Mezzanotte,

P., Georgiadis, A., Roselli, L., Tentzeris, M. M. (2018). A novel ultra-

lightweight multiband rectenna on paper for RF energy harvesting in the next

generation LTE bands. IEEE Transactions on Microwave Theory and

Techniques, 66(1), 366-379.

Park, J., Kim, Y., Yoon, Y. J., So, J., Shin, J. (2014). Rectifier design using

distributed Greinacher voltage multiplier for high frequency wireless power

transmission. Journal of electromagnetic engineering and science, 14(1), 25-

30.

Partal, H. P., Belen, M. A., Zorlu-Partal, S., Ince, A. T. (2015). A Schottky rectifier

design using EM simulation tools for RF energy harvesting applications.

Paper presented at the Applied Computational Electromagnetics (ACES),

2015 31st International Review of Progress in.

Penella-López, M. T., Gasulla-Forner, M. (2011). Powering autonomous sensors: an

integral approach with focus on solar and RF energy harvesting, Springer

Science & Business Media.

Pozar, D. M. (2006). Microwave Engineering (3rd ed.). New York, USA, Wiley.

Shieh, S., Kamarei, M. (2018). Transient input impedance modeling of rectifiers for

RF energy harvesting applications. IEEE Transactions on Circuits and

Systems II: Express Briefs, 65(3), 311-315.

Song, C., Huang, Y., Carter, P., Zhou, J., Yuan, S., Xu, Q., Kod, M. (2016). A novel

six-band dual CP rectenna using improved impedance matching technique for

ambient RF energy harvesting. IEEE Transactions on Antennas and

Propagation, 64(7), 3160-3171.

Song, C., Huang, Y., Zhou, J., Carter, P., Yuan, S., Xu, Q., Fei, Z. (2017). Matching

network elimination in broadband rectennas for high-efficiency wireless

power transfer and energy harvesting. IEEE Transactions on Industrial

Electronics, 64(5), 3950-3961.

99

Stutzman, W. L., Thiele, G. A. (2012). Antenna theory and design, John Wiley and

Sons.

Uchendu, I. E., Kelly, J. R. (2017). Ultrawide isolation bandwidth compensated

power divider for UWB applications. Microwave and Optical Technology

Letters, 59(12), 3177-3180.

Yarman, B. S. (2008). Design of ultra wideband antenna matching networks via

simplified real frequency technique, Springer Science and Business Media.

Yarman, B. S. (2010). Design of ultra wideband power transfer networks, John

Wiley and Sons.

100

EKLER

Ek-1 Watt-dBm dönüştürme hesabı

Düşük güçleri logaritmik olarak ifade etmek için dBm (desibel mili) birimine

dönüştürülür. Bunun ifadesi ve matematiği reel ifadelerden daha sadedir.

Matematiksel işlemlerde çarpma işlemi logaritmada toplama anlamına geldiğinden

hesaplaması da kolaylık sağlamaktadır. Denklem (Ek-1.1) logaritmik güç ifadesinin

reel güçten (Watt) nasıl hesaplanacağını göstermektedir (Pozar, 2006).

𝑃(𝑑𝐵𝑚) = 10 ∙ log10(1000 ∙ 𝑃(𝑊) 1𝑊⁄ ) (Ek-1.1)

Güç birimi Watt’tır. Burada logaritma dönüşümü yapıldığında logaritmik olarak

“dBm” şeklinde ifade edilir. dBm güç ifadesinden reel (Watt) güç ifadesine dönüşüm

işlemi (Ek-1.2)’de verilmiştir (Pozar, 2006).

𝑃(𝑊) = 1𝑊 ∙ 10(𝑃(𝑑𝐵𝑚) 10⁄ )/1000 (Ek-1.2)

-30 dBm’den +20 dBm’e kadar güç dönüşüm listesi Çizelge Ek-1’de verilmiştir.

Çizelge Ek-1.1. Güç dönüşüm listesi

dBm Watt dBm Watt

-30 dBm 0,000001 W 2 dBm 0,0015849 W

-20 dBm 0,00001 W 3 dBm 0,0019953 W

-15 dBm 0,0000316 W 4 dBm 0,0025119 W

-10 dBm 0,0001 W 5 dBm 0,0031628 W

-9 dBm 0,0001258 W 6 dBm 0,0039811 W

-8 dBm 0,0001584 W 7 dBm 0,0050119 W

-7 dBm 0,0001995 W 8 dBm 0,0063096 W

-6 dBm 0,0002511 W 9 dBm 0,0079433 W

-5 dBm 0,0003162 W 10 dBm 0,01 W

-4 dBm 0,0003981 W 11 dBm 0,01258 W

-3 dBm 0,0005011 W 12 dBm 0,01584 W

-2 dBm 0,0006309 W 13 dBm 0,01995 W

-1 dBm 0,0007943 W 14 dBm 0,02511 W

0 dBm 0,001 W 15 dBm 0,03162 W

1 dBm 0,0012589 W 20 dBm 0,1 W

101

Ek-2 Çıkış Gücü ve GDV Hesaplama İşlemlerine Ait MATLAB Kod Parçacığı

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

%%__ GDV ve Çıkış Gerilimi Verilerini Çizdirme Dosyası__

%

% Bu programda Çıkış Gerilimi ve GDV değerleri simülasyon

% ve ölçüm dosyaları alınır. Alınan.txt uzantılı data

% dosyalarından GDV-P_giriş ve VO-P_giriş grafikleri

% çizdirilir. Simülasyon dosyaları GDV ve VO (çıkış

% gerilimi) iki sütundur.

% Birinci sütunları P_giriş ve ikinci sütunları datadır

%(GDV ve VO).

% Ölçüm dosyası da iki sütundur. Birinci sütun P_giriş,

% ikinci sütun çıkış gerilimi (VO)dur. Bilinen bir yük

% direnci için çıkış gücü hesaplanır. Bundan da GDV

% hesaplanır.

% Aynı işlem P_giriş yerine yük direnci (RES) yapılarak

% GDV-RES ve VO-RES çizdirilir.

%

%______Arş. Gör. Ömer KASAR ____ ARTVİN ____ 10.5.2019

%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%%

clc

clear all

close all

%%%_______Giriş gücünden GDV ve VO hesaplama_____

VO_pin=load('Vout_pin.txt'); % Simülasyon VO yükleme

PCE_pin=load('PCE_pin.txt') ; %Simülasyon PCE yükleme

VO_olcum=load('meas_pin_2K.txt'); %ölçüm VO yükleme

Pgiris=VO_olcum(:,1); % birinci sütun giriş gücü (dBm)

voltage=VO_olcum(:,2);%ikinci sütun çıkış gerilimi (Volt)

P_out=((voltage).^2/2.000)*100;

% çıkış gücü (yük direnci 2000 Ohm)

Reel_Pin=db2mag(Pgiris);

% giriş gücünü dBm'den reele dönüştürme

PCE_reel=(P_out./Reel_Pin); % Toplam Verim (GDV)

%%%_____GDV-P_giriş grafiği Çizdirme____%%%

figure

plot(PCE_pin(:,1),PCE_pin(:,2),'-.b','linewidth',3);

hold on

plot(Pgiris,PCE_reel, ':k','linewidth',4);

grid on

102

ylabel ('PCE (%)','fontweight','bold','fontsize',14);

xlabel('Giriş Gücü

(dBm)','fontweight','bold','fontsize',14);

legend('Simülasyon','Ölçüm');

grid on;

set(gca,'fontsize',12,'fontweight','bold');

axis([ -30 20 0 80]);

%% ____Açıklama_____

%% Burada Reel GDV'yi dBm giriş gücüne göre çizdirilir.

%%%___Çıkış Gerilimi (VO)-P_giriş grafiği Çizdirme___%%%

figure

plot(VO_pin(:,1),(VO_pin(:,2)),'-.b','linewidth',3);

hold on

plot(Pgiris,voltage, ':k','linewidth',4);


xlabel('Giriş Gücü

(dBm)','fontweight','bold','fontsize',14);

ylabel ('Çıkış Gerilimi

(V)','fontweight','bold','fontsize',14);

grid on;


axis([ -30 20 0 4]);

%%%%__________RES HESABI________%%%%%%

VO_Sim=load('VO_Res.txt');

%% simülasyon sonucu çıkış gerilimi

PCE_Sim=load('PCE_Res.txt'); %% simülasyon sonucu (GDV)

RES_Sim=PCE_Sim(:,1);

% Yük değeri(VO'nun birinci satırı ile aynı)

RES_meas=load('VO_RES_meas.txt');

RES_degeri=RES_meas(:,1); % RES değeri değişken

VO_RES_degeri=RES_meas(:,2)/1000;

%%çıkış gerilimini mV değerinden Volt değerine dönüştürme

pin=0.0025; %% giriş gücü 4 dBm için reel sonuç

PCE_meas_=(((VO_RES_degeri).^2)./RES_degeri)/pin*100;

%yüzde GDV hesabı (Pçıkış/Pgiriş)

103

%%%_____GDV-RES grafiği Çizdirme____%%%

figure

semilogx(RES_Sim,PCE_Sim(:,2),'-.b','linewidth',3);

%% Simülasyon sonuçlarından GDV-RES çizdirme

hold on

semilogx(RES_degeri,PCE_meas_,':k','linewidth',3);

%% Ölçüm sonuçlarından GDV-RES Çizdirme


ylabel ('PCE (%)','fontweight','bold','fontsize',14);

xlabel('Yük Direnci

(\Omega)','fontweight','bold','fontsize',14);

grid on


axis([ 50 100000 0 85]);

%%%_____Çıkış Gerilimi (VO)-RES grafiği Çizdirme____%%%

figure

semilogx(RES_Sim,VO_Sim,'-.b','linewidth',3);

%% Simülasyon sonuçlarından VO-RES çizdirme

hold on

semilogx(RES_degeri,VO_RES_degeri,':k','linewidth',3);

%% Ölçüm sonuçlarından VO-RES çizdirme


ylabel ('Çıkış Gerilimi

(V)','fontweight','bold','fontsize',14);

xlabel('Yük Direnci

(\Omega)','fontweight','bold','fontsize',14);

grid on


axis([ 50 100000 0 9.5]);

%%%___Açıklama____

% burada semilogx yerine plot yazılırsa logaritmik yerine

% lineer çizdirir.

104

Ek-3 Karakteristik Empedansa Göre Hattın Genişliğinin Belirlenmesi

Bir hattın karakteristik empedansı, belirli bir hat genişliğine (𝑊𝑓) sahiptir. Bu

genişlik kullanılan dielektrik malzemenin kalınlığına (h) ve çalışılan frekanstaki

etkin dielektrik geçirgenliğine bağlıdır. Denklem (EK-3.1)’de karakteristik

empedansın iletim hattı boyutlarına bağlı olarak hesaplanmasında kullanılan bağıntı

verilmiştir (Balanis, 2005).

𝑍0 =

60

√ 𝑟𝑒𝑓𝑓ln [

8ℎ

𝑊𝑓+𝑊𝑓

4ℎ],

𝑊𝑓

ℎ≤ 1

120𝜋

√ 𝑟𝑒𝑓𝑓[𝑊𝑓

ℎ+1.393+0.667 ln(

𝑊𝑓

ℎ+1.444)]

, 𝑊𝑓

ℎ> 1

(Ek-3.1)

İletim hattının karakteristik empedansı 𝑊𝑓 ℎ⁄ oranına bağlı olarak farklılık

göstermektedir. Şekil Ek-3.1’de bir FR4 taban malzemesinin üzerinde iletim hattının

yerleşimi gösterilmiştir. Şekil Ek-3.2‘de ise dielektrik malzeme kalınlığı ℎ = 1,50

mm ve dielektrik geçirgenliği 휀𝑟 = 4,3 olan bir FR4 dielektrik malzeme için 𝑊𝑓 hat

genişliğinin empedansa göre grafiği çizdirilmiştir.

Şekil Ek-3.1. İletim hattının genişliği ve yüksekliği

105

Şekil Ek-3.2. İletim hattı genişliğine göre karakteristik empedansı

Denklem (Ek-3.1)’den elde edilen yukarıdaki grafiğe dikkat edilirse, FR4 taban

malzeme için 𝑍0 = 50 Ω karakteristik empedans empedansa sahip bir iletim hattının

kalınlığının yaklaşık 𝑊𝑓 = 2,9 mm olması gerektiği görülecektir. Doğrultma

devrelerinin karakteristik empedans hesabı ve Chebyshev empedans tekniğinde

uyumlandırmanın katmanlarına ait hesaplamalar bu denklem ile yapılmıştır.

106

Ek-4 Kılavuzlanmış Dalga Boyu Hesaplaması

Mikro şerit iletim hatlarında oluşan elektrik alan çizgileri kısmi olarak hava ve

dielektrik malzemeden geçer ve bu ortama etkin ortam denir. Bu ortamın dielektrik

sabitine de etkin dielektrik sabiti denir. Literatürde farklı etkin dielektrik sabiti

hesaplama teknikleri bulunmaktadır (Khare ve Nema, 2012). Yaygın olarak

kullanılanlardan 휀𝑟𝑒𝑓𝑓 tanımlamalarından birisi (Ek-4.1)’te belirtilmiştir (Balanis,

2005).

휀𝑟𝑒𝑓𝑓 = 𝑟+1

2+ 𝑟−1

2 [1 + 12

ℎ

𝑊]−1/2

(Ek-4.1)

Teorik olarak, serbest uzayda EM dalganın dalga boyu denklemi (Ek-4.2)’de

verilmiştir.

𝜆0 =𝑐

𝑓 (Ek-4.2)

Burada, 𝜆0 elektromanyetik dalganın serbest uzaydaki dalga boyu, 𝑓 frekansı ve 𝑐 ise

ışık hızıdır. Eğer bu dalga bir malzeme içerisinden geçiyorsa malzemenin dielektrik

özelliklerine bağlı olarak hareket etmektedir. Dolayısıyla EM dalganın hareketi ve

dalga boyu değişecektir. Bu oluşan yeni dalgaya kılavuzlanmış dalga, dalga boyuna

da kılavuzlanmış dalga boyu (lambda guided ‘𝜆𝑔’) denir. Kılavuzlanmış dalga boyu

(Ek-4.3)’te verilmiştir (Balanis, 2005; Guha ve Antar, 2011).

𝜆𝑔 =𝑐

𝑓√ 𝑟𝑒𝑓𝑓 (Ek-4.3)

Iletim hattının Şekil Ek-3.1’deki gibi kalın mikro şerit alttaş malzemeden meydana

geldiğine dikkat edilmelidir. Dalga boyu hesaplanırken iletim hattının arka tarafının

toprak yüzey (ground) kabul edilir.

107

ÖZGEÇMİŞ

Adı Soyadı : Ömer KASAR Doğum Yeri ve Yılı : Ağrı, 1988 Medeni Hali : Evli Yabancı Dili : İngilizce E-posta : [email protected] [email protected] Eğitim Durumu Lise : Erzincan Nevzat AYAZ Fen Lisesi, 2006 Lisans : Süleyman Demirel Üniversitesi, Mühendislik Ve Mimarlık

Fakültesi, Elektronik Ve Haberleşme Mühendisliği, 2011 Yüksek Lisans : Süleyman Demirel Üniversitesi, Fen Bilimleri Enstitüsü,

Elektronik Ve Haberleşme Mühendisliği Anabilim Dalı, 2015 Mesleki Deneyim Artvin Çoruh Üni. Araştırma Görevlisi 2012-2013 SDÜ FBE Araştırma Görevlisi (ÖYP-35. MADDE) 2013-2018 Artvin Çoruh Üni. Araştırma Görevlisi 2018-….. (halen) Yayınları Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2019). Application of ultra-

wideband RF energy harvesting by using multisection Wilkinson power combiner.

INTERNATIONAL JOURNAL OF RF AND MICROWAVE COMPUTER-AIDED

ENGINEERING, 29(1), 1-8., Doi:10.1002/mmce.21600 (Yayın No: 4479370)

Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud, Kasar Ömer (2019). Design of an

efficiency-enhanced Greinacher rectifier operating in the GSM 1800 band by using

ratrace coupler for RF energy harvesting applications. International Journal of RF

and Microwave Computer-Aided Engineering, 29(1), 1-8., Doi:

10.1002/mmce.21621 (Yayın No: 4645657)

Kasar Ömer, Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud (2018). Broadband

Wilkinson power divider based on Chebyshev impedance transforms method.

International Advanced Researches and Engineering Journal, 2(3), 299-303. (Yayın

No: 4523183)

mailto:[email protected]

mailto:[email protected]

108

Kasar Ömer, Geçin Mustafa, Gözel Mahmut Ahmet (2018). Açısal Olarak

Değiştirilebilir Dikdörtgen Yamalı Frekans Seçici Yüzeylerle, Ayarlanabilir Bant

Geçiren Filtre Tasarımı. El-Cezeri Journal of Science and Engineering, 5(3), 756-

762., Doi: DOI: 10.31202/ecjse.419652 (Yayın No: 4479413)

Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2017). Euler Polinomları Ile

Yeni Bir Çoklu Katmanlı Reel Empedans Uyumlandırma Tekniği ve Iletim Hattı

Uygulaması. Mühendislik Bilimleri ve Tasarım Dergisi, 5(3), 547-552., Doi:

10.21923/Jesd325827 (Yayın No: 3839001)

Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2019). Investigation of the

Effect of RF-DC Power Conversion Efficiency Single/Double Layered Dickson

Rectifier Circuit Using HSMS285c Diode in 545 MHz to 5800 MHz GSM and ISM

Bands. El-Cezeri Journal of Science and Engineering, 6(1), 24-30., Doi:

10.31202/ecjse.446070 (Yayın No: 4822914)

Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2018). Investigation of RF-

DC Conversion Efficiency Based On Stage of the Number Of Rectifier Layers in RF

Energy Harvesting System. 1. International Technological Sciences and Design

Symposium, 337 (Özet Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:4480365)

Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud, Kasar Ömer (2018). Microstrip Dipole

Antenna Design for Tissue Application in The UHF Band. 1. International

Technological Sciences and Design Symposium, 360 (Özet Bildiri/Poster)(Yayın

No:4480370)

Kasar Ömer, Geçin Mustafa, Gözel Mahmut Ahmet (2018). Angularly Tunable U

Shaped Frequency Selective Surfaces For Filtering RF Communication Signals. 1.

International Technological Sciences and Design Symposium, 347 (Özet

Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:4480360)

Kasar Ömer, Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud (2018). Broadband

Impedance Matching Techniques in Multi Stepped Wilkinson Power Dividers. 1.

International Technological Sciences and Design Symposium, 362 (Özet

Bildiri/Poster)(Yayın No:4480353)

Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2018). Comparison of

Diode Models in RF Energy Harvesting Using Greinacher Voltage Multiplier

Rectifier Circuit. III. Uluslarararsı Mesleki ve Teknik Bilimler Kongrei (UMTEB

III), 861-866. (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:4507928)

Gözel Mahmut Ahmet, Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2018). Farklı Dielektrik ve

Fiziksel Özelliklere Sahip Alttas Malzemelerin Kullanıldıgı Baskı devre kartlarının

RF Dogrultma Devrelerinde Güç Dogrultma Verimine Etkisi. III. Uluslararası

Mesleki ve Teknik Bilimler Kongresi, 867-871. (Tam Metin Bildiri/Sözlü

Sunum)(Yayın No:4507940)

Kasar Ömer, Kahriman Mesud (2017). Chebyshev Empedans Uyumlandırma

Metoduyla Genis Bant Wilkinson Güç Bölücü Devresi Tasarımı. International

109

Advanced Researches Engineering Congress-2017, 1081-1085. (Tam Metin


Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2017). A 5.8 Ghz Ism Bant

Microstrip Patch Antenna Design and Its Impedance Matching with Euler Method.

International Workshop on Mathematical Methods in Engineering, 87-88. (Özet


Kasar Ömer, Kahriman Mesud, Gözel Mahmut Ahmet (2017). New Multi Stepped

Real Impedance Matching Method with Euler Polynomials and Its Application on

Transmission Line. International Workshop on Mathematical Methods in

Engineering, 87-87. (Özet Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:3515436)

Kasar Ömer, Cengiz Yavuz, Çakmak Enes (2016). Using Nanofibers in Frequency

Selective Surfaces as Dielectric Substrate. 3th International Conference on Advanced

Technology Sciences (ICAT’16), 1464-1465. (Tam Metin Bildiri/Sözlü

Sunum)(Yayın No:3061871)

Kasar Ömer, Çakmak Enes, Urul Bülent, Cengiz Yavuz (2016). Nanoliflerin

Mikrodalga Frekanslarında Band Geçiren Yüzey Olarak Kullanılması. VIII.

Uluslararası Ar-Ge Proje Pazarı Zirvesi (Özet Bildiri/Poster)(Yayın No:3062117)

Urul Bülent, Çakmak Enes, Kasar Ömer, Cengiz Yavuz (2016). Nanolif Tabanlı

Metamateryal Yüzey ve Anten Tasarımı. VIII. Uluslararası Ar-Ge Proje Pazarı

Zirvesi (Özet Bildiri/Poster)(Yayın No:3062206)

Kasar Ömer, Gözel Mahmut Ahmet, Kahriman Mesud (2018). Geniş Bantlı

Wilkinson Güç Birleştiricilerle DVB-T, GSM-900, GSM-1800 ve ISM Bantlarında

RF Enerji Hasatlama Uygulaması. URSI-TÜRKIYE’2018 IX. Bilimsel Kongresi,

313-315. (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No: 24479527)

Kasar Ömer, Cengiz Yavuz, Çakmak Enes (2016). Nanolif Tabanlı Frekans Seçici

Yüzey ile Bant Geçiren Filtre Tasarımı. URSI-TÜRKIYE’ 2016 VIII. Bilimsel

Kongresi (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:3061531)

Kasar Ömer, Dursun Yunus (2015). X Bant Uygulamalar için Ay Yıldız Sekilli Çift

Bant Mikroserit Yama Anten Tasarımı. Çankaya Üniversitesi 8. Mühendislik ve

Teknoloji Sempozyumu (Tam Metin Bildiri/Sözlü Sunum)(Yayın No:1511737)

GENİŞ BANTLI ENERJİ HASATLAMA DEVRELERİNİN TASARIMI …

Documents

Transcript of GENİŞ BANTLI ENERJİ HASATLAMA DEVRELERİNİN TASARIMI …