Designing SWR_Bridges for VHF/UHF Jacques F6TEM

Quelques réflexions non exhaustives sur le vaste sujet des ponts RF, plus une

réalisation accessible côté composants, particulièrement pour ce qui concerne les

« ferrites » du transformateur différentiel large bande. Quelques astuces

mécaniques seront également proposées aux heureux possesseurs d’un tour….

Mais ce n’est pas indispensable. Une version économique sur copper clad et

feuillard Cu fonctionne (quelques dB perdus sur la balance !) presque aussi bien.

I- Sommaire : Un pont haute fréquence (RF bridge) permet la mesure du return loss (caractérisation de l’adaptation à une valeur normalisée, le plus souvent 50 Ω) d’une antenne, d’un filtre, d’une cavité, d’une entrée ou sortie de préampli en respectant les niveaux hors saturation, les circuits d’entrée ou de sortie d’un PA et son adaptation à la charge etc. Le fonctionnement des antennes yagi courtes peut être appréhendé par la perception du couplage des éléments en fonction de la fréquence etc. Il existe de nombreux moyens de faire ce genre de mesure à priori dite scalaire car on se limite

généralement à la mesure de la grandeur de la réflexion produite par l’élément sous test (DUT pour

Device Under Test) sans se préoccuper de l’angle de phase (cela deviendrait alors une mesure

vectorielle c’est-à-dire une grandeur orientée). Cette dernière devient possible à prix doux en

couplant au pont un voltmètre vectoriel comme le HP8405A (disponible en surplus industriels).

II- Le Principe : On cherche à transmettre le maximum de puissance du générateur vers la charge (ex : de l’antenne

vers le récepteur … du PA vers l’antenne… du préampli vers le récepteur.

Le maximum de puissance est transféré vers la charge quand Rg= Zl= Rl avec : Rg= résistance interne du générateur Zl= impédance caractéristique de la ligne de transmission Rl= résistance de charge

Si Rg tend vers 0, on est en présence d’une source de tension idéale (la tension est délivrée sur la

charge quelque soit la valeur de Rl). Donc, si Rg tend vers 0 et Zl=Rl : ça marche aussi théoriquement

et pratiquement même si l’académie parfois en souffre!

Si Rl ≠ Zl, il y a désadaptation et le courant s’inverse partiellement en bout de ligne de transmission.

Une partie de la puissance délivrée est retournée vers le générateur, perturbant l’onde incidente

d’où les fameux nœuds et ventres d’une ligne en régime d’ondes stationnaires. Et la retaille de la

longueur de la ligne n’y introduira malheureusement qu’un pseudo camouflage.

La technique dite TDR (Time Domain Reflectometry) utilisant un front d’échelon rapide (temps de montée Tr= 10 à 15pS) et une tête à échantillonnage (Tr= 7 à 15pS) permet d’ausculter une DUT dans une bande passante instantanée de quelques MHz à 20 voire 50 GHz. C’est le domaine Temps des mesures impulsionnelles ultra rapides. (Voir sur HAM-HYPER.COM : HURC infos n°28 : juin 1987 – TDR et relais HF). Les analyseurs vectoriels de réseaux modernes sont capables de remonter, par le calcul, du domaine fréquence au domaine temps (transformée de Fourier inverse), avec un peu plus de finesse d’analyse. Prix à payer : le temps de calcul, une exploration sur une plage de fréquences bien plus étendue (un facteur 2), le risque d’une « certaine » perte de contact avec la réalité surtout avec des corrections d’erreur excessives ou mal comprises, un QSJ souvent élevé. Dans le domaine HF, les signaux sont majoritairement sinusoïdaux de par la nature des résonnances rencontrées (nb : constante de temps inversement proportionnelle à la largeur de bande passante, conditions de régime établi).

III- L’abaque de Smith et quelques définitions simples mais

indispensables :

Si l’on relève les Umax et Umin sur la ligne de transmission en régime d’ondes stationnaires, on

trouve le fameux coefficient de réflexion Γ (gamma majuscule, en grec) compris dans l’intervalle 0

(pas de réflexion) et 1 (100%, Tout est réfléchi).

Ce fameux coefficient de réflexion est aussi égal à :

Γ= 𝑈𝑚𝑖𝑛

𝑈𝑚𝑎𝑥 =

𝑅1−𝑅2

𝑅1+𝑅2

Γ vaut -1 en cas de court-circuit de la ligne.

Γ vaut 1 en cas de ligne ouverte (on trouve 2*U sur la ligne)

Γ vaut 0 en cas de charge parfaitement adaptée à l’impédance caractéristique de la ligne.

Exemple : valeur de normalisation= 50Ω Impédance d’entrée du préampli = 40Ω

Coefficient de réflexion Γ = (50-40) / (50+40) = 0,11 soit 11%

Le SWR (Standing Wave Ratio ou ROS pour rapport d’onde stationnaire), compris dans l’intervalle 1 à

∞ vaut :

SWR= (1+Γ)/(1-Γ)

SWR= (1-0,11)/(1+0,11)= 1.249

On note que 50Ω/SWR= 40Ω

Mais une valeur égale à 50Ω * 1,249 = 62,45Ω donne aussi le même SWR puisque provoque le même

coefficient de réflexion. De fait, toutes les valeurs (termes résistif et réactif combinés) se trouvant sur

un cercle de rayon Γ constant (dans notre cas présent 1,249) provoque le même SWR. C’est tout

l’intérêt de l’Abaque de Smith (du nom de son inventeur) de pouvoir visualiser tout cela d’un coup

d’œil.

Enfin, souvenons nous qu’un élément réactif parfait ne produit aucune perte, mais comme très

souvent rien n’est parfait !

Le Return Loss est simplement l’expression de Γ en dB : Return Loss RL= -20 log 10 (Γ)

Avec l’exemple précèdent (Rl=40Ω) nous aurons RL= -20 log 10 (0,111) = 19,09dB

Nb : un atténuateur 50Ω 6dB non terminé donne un Return Loss de 12 dB (le signal balaie l’atténuateur à l’aller et …au retour , dû à la réflexion de l’atténuateur non terminé sur son impédance caractéristique). C’est un moyen commode pour calibrer un pont RF mais ce n’est pas le seul (avec des résistances CMS de valeurs connues par exemple). Au premier degré, la valeur exacte de la valeur de l’atténuateur peut être mesurée avec une source

DC stable de 1V (pas plus, pour ne pas détériorer les cellules ;-).

On peut aussi utiliser des tables pour s’affranchir du petit calcul du Return Loss. A noter qu’une

confusion entre VSWR, SWR, TOS et autres ROS a passablement sévi dans les années 1970/80.Il

suffit parfois d’un graphique mal libellé pour que la maladie se propage longtemps! Les fournisseurs

de composants hyperfréquences offrent parfois des petites règles à calcul bien pratiques pour sentir

intuitivement les variations des phénomènes physiques. On peut voir ci-dessous la gamme de RL

entre 24 et 41dB et en trouver instantanément les coefficients de réflexion et leur importance

relative.

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L’abaque de Smith en quelques mots : Il s’agit d’une aide graphique extrêmement puissante permettant de manipuler des grandeurs complexes avec facilité. C’est une transformation bilinéaire connue des navigateurs antiques !

Nombres complexes : l’expression générale est de la forme A=JB avec A= partie réelle et B la partie imaginaire (réactive). Toutes les valeurs que l’on peut porter sur l’abaque (entre 0 et ∞) sont normalisées par rapport à la valeur de référence. Par exemple : 50Ω=1 (le centre du graphe), 25Ω=0,5, 100Ω=2 etc. On voit très vite que cet abaque décrit le monde des impédances de 0 à ∞ mais avec une certaine prudence du côté des valeurs élevées. C’est parce qu’à l’époque des paramètres Y (référence aux circuits ouverts et fermés c/c), il est devenu évident avec la montée en fréquence (F>1 GHz) qu’un

circuit ouvert ne l’était plus vraiment (champ de frange par exemple) ou qu’un court-circuit était une inductance que l’on ne pouvait plus négliger. D’où l’apparition des paramètres S centrés sur 50Ω, 75Ω etc. (Vous aurez certainement remarqué que le court-circuit procuré par des lignes quart d’onde n’est pas infinie…on les cascade parfois).

Pour en savoir plus :

- Hewlett Packard application note 95-1 / S-Parameter techniques for faster and more

accurate network design (original HP journal vol.18/n°.6 FEB 1967)

- Une multitude d’ouvrage sur l’abaque dont ceux de monsieur Philip Smith (voir dans les

bibliothèques universitaires, centres de recherche, écoles d’ingénieurs).

- Handbook of coaxial microwave measurements /Gilbert engineering & GenRad/ David

A.Gray 1968.

-The Smith Chart – G6XN- Radio Communication – January 1977.

-More on the Smith Chart G3MYT/VE3 – Radio Communication- December 1977

Etc.

Le diamètre horizontal correspond aux valeurs résistives pures qui s’étendent du court-circuit vers

les valeurs infinies. Le demi-cercle supérieur correspond aux valeurs inductives, le demi-cercle

inférieur aux valeurs capacitives. Toutes les valeurs A+jB peuvent ainsi être représentées.

La circonférence du cercle correspond à 180° ou une demi-longueur d’onde. Un moyen simple de

s’en souvenir est de partir du point 0Ω à gauche et de faire une rotation d’une demi-circonférence

(90°), le sens importe peu. Nous nous trouvons maintenant sur le point d’impédance infinie à droite :

c’est bien le fonctionnement d’une ligne quart d’onde court-circuitée à une extrémité.

Soit l’impédance d’une antenne Z0 = 50+j40 Normalisons à 50Ω. Cela donne Z0=1+j 0,8 pointé sur l’abaque. On trouve instantanément le SWR

(ROS) en traçant le cercle de centre 1 et de rayon (centre, point 1+j0,8 ). Le coefficient de réflexion

est aussi immédiatement trouvé par l’emploi de l’échelle Γ en dessous. Nombre de manipulations

sont possibles y compris bien sur les adaptations d’impédance, annulation du réactif etc. Sur

l’abaque ci-dessus ont été indiqués les sens de « navigation » avec L ou C en série ou en parallèle.

Un exemple simple d’utilisation de l’abaque: Le design du circuit d’entrée d’un

Préamplificateur CF300 144MHz 0,5 dB NF – F1QY- OCI n°181 Jan/Fev1992.

IV Les diverses architectures de pont RF Elles sont multiples néanmoins les grandes lignes pourraient être les suivantes (il y a toujours des

exceptions) :

IV.1 Ponts résistifs 2 ou 4 éléments dont un représenté par la DUT. Tous les grands constructeurs en ont un à leur catalogue. Large bande de fréquences utilisable (ex : du DC à 6 GHz voire plus haut en fréquence). Le détecteur mesure la tension différentielle entre la référence (ex : 50Ω) et la DUT. Certains de ces

ponts sont équipés d’un double détecteur (U référence, U DUT).

Une calibration spécifique est nécessaire pour le pont et une attention particulière doit être

apportée à la zone de fonctionnement du détecteur (caractéristique quadratique, linéaire ou plus

ennuyeux, intermédiaire). Avec un vobulateur modulé et une information X=U(F) appliqué à un

scope bon marché configuré en X/Y, on a déjà un système de mesure intéressant à petit prix. Le

canal Y reçoit évidemment la sortie du détecteur. L’information de phase est à priori perdue.

Pour en savoir plus :

-Emploi des ponts de mesures HF : R-CH HOUZE- Toute L’électronique – juin 1979.

-Microwave RF bridge - Paul Wade W1…QEX

IV.2 Les coupleurs hybrides 180°

Les coupleurs commerciaux comportent 4 « ports » : A, B, C et D. Leur bande passante peut être

importante comme le H9 de Anzac utilisable entre 2-2000MHz avec une balance typique de

quelques 40dB…. Une telle caractéristique n’est pas si simple à obtenir (compréhension des

problèmes théoriques et technologies utilisées). Particularité : tous les « ports » sont terminés

raisonnablement sur 50Ω et les pertes (additionnelles aux 3dB du partage de puissance entre C et A,

B) faibles comme tout composant RF qui se respecte. Une isolation existe entre les « ports »

opposés.

Si A est connecté à la charge 50Ω de référence.

Si B est connecté à la DUT

Si le générateur est injecté directement ou mieux à travers un atténuateur de 6 dB (12 dB de return

loss) sur C (pour Σ), appliquant deux tensions égales en opposition de phase sur la référence (A) et la

DUT (B).

On trouve une tension différentielle nulle sur D (pour ∆). L’information de phase est disponible,

quasiment pas de limitations de vitesse de balayage, gamme dynamique de mesure seulement

limitée par l’analyseur de spectre et ce que peut supporter la DUT (ex : préamplificateurs).

C’est un accessoire intéressant pour un analyseur de spectre + générateur de poursuite …voire pour

un analyseur de réseau acheté sans ses coupleurs directionnels. La mesure du S11, S22 devient

possible et complète avantageusement la mesure S21 (transmission), S12 (isolation).

Boitier tourné/rond laiton 40mm/connecteurs SMA/ connexions réduites au strict minimum vers le boitier « flat pack ».

Les deux figures suivantes montrent les caractéristiques :

- tout réfléchi (« Open » : connecteur ouvert … à 500MHz, on commence à remarquer l’effet des champs de frange en bout de connecteurs… le plus simple malgré tout dans cette plage de fréquence, un C/C (Short) à inductance minimum facile à usiner et à insérer dans un connecteur SMA ou N) !

- DUT=50Ω (à nouveau, une mesure sur un ohmmètre précis car 40dB de balance correspond déjà à une DUT précise à 1% soit 0,5Ω en DC …omission faite des composantes réactives en HF). Spectrum analyseur HM5011 avec tracking generator intégré. Start 0,1MHz – Stop 500MHz – F centre 250MHz 10dB/Div. La balance passe de 40 à 20 dB, juste utilisable à 500MHz car l’erreur de mesure pour de faibles valeurs de SWR (ROS) devient importante (rappel : un SWR de 1,5 équivaut à un RL de 14 dB). A noter que le Hameg HM5011 a tendance à saturer avec le tracking generator à Pout=max= +10 dBm (facile à vérifier avec la série d’atténuateurs 10dB intégrés à l’instrument – gamme dynamique : Quelques 80 dB quand même).

Il est tout à fait accessible de réaliser de tels hybrides 180° pour la HF/VHF au moyen de tores ferrite

miniatures. La partie « ferrite, ferroxcube, etc. » influençant la partie HF, la topologie du bobinage

devenant déterminante en VHF/UHF et au-dessus. C ajustables + résistances d’équilibrage

additionnelles permettent d’obtenir facilement des balances de 70 à 80 dB en HF et avec des signaux

type mesure bas niveau. Plus haut en fréquence, l’emploi de ligne de transmission et de composants

magnétiques « flat pack » devient souvent nécessaire (à noter que ce n’est pas le cas dans le H9, une

certaine référence en la matière).

Pour en savoir plus : -les notices des grands fabricants -A broadband VHF impedance measuring Hybrid – W.N. Caron QEX February 1988.

IV.3 Les transfos différentiels large bande Diverses versions, diverses architectures chez les grands constructeurs, exemple : le Anzac RB-3-75.

On trouve parfois ce genre de composants dans les surplus, manifestations OM etc.

Une version dérivée d’un modèle commercial de grand renom et utilisant un balun large bande

comme transformateur différentiel (description dans UKW Berichte / VHF communications) a donné

ici quelques difficultés avec les ferrites en ma possession. La déclinaison de ce design montre parfois

(web) une disposition étonnante des bras du balun le long des parois du boitier métallique, laissant

penser que le courant différentiel ne passe pas qu’à travers le balun ( ?). D’où les essais qui ont suivi.

Une utile version bande étroite (balun accordable ∆F/F= quelques %) est décrite ici :

VHF Handbook for radio amateurs 1974/ W9EGQ – W6AI : A SWR bridge for 130 to 1300

MHz

IV.4 SWR bridge version maison

La démarche était de rendre possible la construction d’un tel pont par tout un chacun. La vraie

difficulté résidait dans l’approvisionnement en ferrite performantes en VHF/UHF (le HM5011 couvre

– sans extension extérieure pour l’instant - de .1 à 1050 MHz en une seule gamme, précision de

calage 100KHz, filtrage IF maximum 9KHz).

L’idée fut d’utiliser le matériau magnétique des bien connues self de choc VHF VK200, en faisant

traverser ces ferrites par deux fils Cu émaillés fins et soigneusement torsadés ensemble (meilleure

configuration obtenue à ce jour avec ce type de noyau magnétique).

Schéma/ on peut difficilement faire plus simple.

Usinage :

Le corps laiton est réalisé dans un bout de rond laiton diamètre 40mm tronçonné avec un disque

oscillant. Les deux faces sont dressées au tour afin d’obtenir une épaisseur totale de quelques

25,4mm : C’est l’encombrement des connecteurs N (1’’).

Comment se passer de fraiseuse : Un perçage transversal de part en part va amorcer le logement du connecteur N (mâle, pour pouvoir venir avec un bout de ligne de transmission minimum du pont RF vers un dipôle, une entrée de préampli etc.). Aligner soigneusement à la verticale avec une équerre.

Attention à l’angle de coupe du foret, l’engagement dans le laiton est parfois brutal. La tenue de la pièce dans un étau est indispensable…. Evident ! L’autre débouché du perçage sera taraudé à M10 (Taraud dans le mandrin de la perceuse, on

amorce à la main pour rester bien vertical). Une fois les trois passes de taraudage manuel

effectuées (huile de coupe + retour en arrière pour casser le copeau, pas le taraud) …. Le taraud M10

est vissé dans la pièce, bloqué en place par un contre écrou. L’ensemble est prêt à être placé dans le

mandrin du tour pour dresser patiemment la face recevant le connecteur N après vérification que ça

tourne rond. Démarche identique coté connecteur générateur, en adaptant le diamètre du taraud à

la cote finale.

Logement des ferroxcubes VK200 : Un tube Cu 6/8mm est utilisé pour loger le balun. Vérifier une à une que les VK200 rentre dans le tube (il y a de la dispersion d’encombrement dans ce genre de composants). Aléser éventuellement l’intérieur du tube à 6,5mm, ou si comme moi, vous vous êtes fait piégé par cet horrible détail, il vous reste à patiemment ramener (du bout des doigts) chaque VK200 au bon diamètre sur un bout de papier de verre. Assemblage balun/corps du pont : Un lamage est effectué pour amener le tube Cu en butée dans le corps laiton. Idem pour la petite pièce supportant la SMA de sortie. L’ensemble est solidarisé provisoirement avec du fil Cu tendu. Soudure parcimonieuse à l’étain de l’ensemble en utilisant le réchaud électrique à fondue du QRA ! Refroidissement et nettoyage soigné de l’ensemble.

Circuit imprimé double face découpé proprement au cutter. Une connexion à la masse est ajoutée

(en plus des vis de fixation) par soudure d’un bout de clinquant Cu.

La Référence 50Ω intégrée au pont est constituée de 2 chips de 100Ω en parallèle. Un atténuateur 6dB SMD (CMS) est placé entre la bnc générateur et le pont proprement dit.

Malgré le soin apporté à la réalisation, la connexion intérieure N male s’est révélée critique et aurait mérité une implantation plus rigoureuse de type « hyper ». Le problème a été résolu par une petite pièce Cu formée rétablissant les conditions Transversales Electro Magnétique (tem00) au ras du pont.

Connexions courtes du balun à travers une perle ferrite additionnelle en tête de transfo différentiel permet de gagner quelques précieux dB sur la Balance. Les mesures Balance = f(F) montrent que le pont est largement utilisable de 12 MHz jusqu’à 1050

MHz (peut-être 1296 MHz bientôt).

Une version « brouillon » sur un bout de Copper clad /résistances 1/4W câblées court sur SMA/

ferrite VK200 enveloppées dans un « rond » en feuillard Cu montrent quelques dB perdus sur la

balance.

Les Mesure S11 s’enchaînent sur filtre en peigne 144… NBS Yagi 5 éléments (on « voit » parfaitement

le couplage du réflecteur, de la structure directeurs sur ……le radiateur : très instructif ! etc.

A tous, bonnes manips 73’s jacques Août 2009