Cai Thien Chat Luong He Thong 4g Su Dung Ky Thuat Phan Tap Ket Hop Uoc Luong Kenh Truyen

TRƯỜNG ĐẠI HỌC BÁCH KHOA ĐÀ NẴNG

KHOA ĐIỆN TỬ - VIỄN THÔNG

ĐỒ ÁN TỐT NGHIỆP

ĐỀ TÀI:

NGHIÊN CỨU CẢI THIỆN CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG 4G SỬ DỤNG KỸ THUẬT PHÂN TẬP

KẾT HỢP ƯỚC LƯỢNG KÊNH TRUYỀN

Người thực hiện : Lớp :

Người hướng dẫn :

Đà Nẵng - 2012

LỜI CAM ĐOAN

Em tên là :

Lớp :

Là sinh viên khoa Điện Tử -Viễn Thông trường Đại học Bách Khoa Đà Nẵng.

Đề tài tốt nghiệp của em là “ Nghiên cứu cải thiện chất lượng hệ thống 4G sử

dụng kỹ thuật phân tập kết hợp ước lượng kênh truyền”. Nội dung đồ án được

tham khảo rút ra từ các tài liệu tham khảo đã liệt kê ở cuối đồ án. Em xin cam đoan

nội dung này không phải là bản sao chép của bất cứ đồ án hoặc công trình đã có từ

trước.

Đà Nẵng, ngày 20 tháng 5 năm 2012

Sinh viên thực hiện

Lời mở đầu

Trang 1

LỜI MỞ ĐẦU

Sự bùng nổ của nhu cầu thông tin vô tuyến nói chung và thông tin di động

nói riêng trong những năm gần đây đã thúc đẩy sự phát triển của công nghệ truyền

thông vô tuyến. Trong đó, phải kể đến các công nghệ mới như MIMO – OFDM,

anten thông minh… giúp nâng cao hơn nữa chất lượng hệ thống. Đặc biệt là kỹ

thuật phân tập anten ứng dụng trên nền công nghệ OFDM đang được sử dụng rộng

rải cho hệ thống 4G nhằm giảm ảnh hưởng của fading đa đường và cải thiện độ tin

cậy tín hiệu truyền dẫn mà không phải tăng công suất phát hoặc mở rộng băng

thông.

Các kỹ thuật phân tập được phân lớp thành phân tập thời gian, phân tập tần

số và phân tập không gian. Trong đó phân tập không gian được sử dụng phổ biển.

Phân tập không gian còn gọi là phân tập anten. Tùy thuộc vào việc sử dụng nhiều

anten ở nơi phát hoặc nơi thu mà người ta chia phân tập không gian làm 3 loại: phân

tập anten phát, phân tập anten thu, phân tập kết hợp cả thu và phát. Cùng với kỹ

thuật phân tập nhiều kỹ thuật ước lượng kênh truyền cũng được sử dụng để bên thu

có thể xác định được thông tin truyền đi từ bên phát.

Trong quá trình tìm hiểu, em đã chọn đề tài “ Cải thiện chất lượng hệ thống

4G sử dụng kỹ thuật phân tập kết hợp ước lượng kênh truyền”. Đây là giải pháp

kết hợp nhiều kỹ thuật giúp cải thiện chất lượng hệ thống vô tuyến, đồng thời thực

hiện mô hình hóa và tiến hành mô phỏng xác suất lỗi bit (BER).

Nội dung đồ án gồm 4 chương, trong đó 3 chương lý thuyết và một chương

thực hiện mô phỏng chất lượng hệ thống bằng phần mềm Matlab.

Chương 1 : Tổng quan về hệ thống 4G sử dụng công nghệ OFDM.

Hệ thống 4G được xem là một nền tảng của sự hội tụ, cung cấp các ưu điểm

rõ ràng về vùng phủ sóng, độ rộng băng tần, tốc độ truyền dẫn và công suất tiêu thụ.

Với việc sử dụng các công nghệ tiên tiến trong đó có công nghệ đa truy cập phân

chia theo tần số trực giao OFDM đã giúp cho hệ thống 4G đạt được những tính

năng ưu việt trên. Nội dung chương 1 sẽ phân tích mô hình hệ thống OFDM cũng

như các ưu điểm, nhược điểm… của công nghệ này mang lại cho hệ thống 4G.

Lời mở đầu

Trang 2

Chương 2 : Đặc tính truyền dẫn tín hiệu OFDM.

Đặc tính kênh truyền vô tuyến có tầm quan trọng rất lớn, vì chúng ảnh hưởng

trực tiếp lên chất lượng truyền dẫn. Nội dung chương trình bày về đặc tính chung

của kênh truyền tín hiệu OFDM, các hiện tượng ảnh hưởng đến chất lượng tín hiệu

thu đặc biệt là hiện tượng fading đa đường và nhiễu trắng AWGN. Bên cạnh đó còn

trình bày kỹ thuật ước lượng kênh truyền Maximum Likelihood nhằm giảm sự sai

khác của hàm truyền giữa kênh phát so với kênh thu.

Chương 3 : Các kỹ thuật phân tập

Để nâng cao độ tin cậy cho tín hiệu truyền dẫn, các kỹ thuật phân tập được

sử dụng trong hệ thống 4G. Phân tập thu gồm các kỹ thuật MRC, EGC, SC, TC

giúp bên thu chọn lọc hoặc kết hợp các tín hiệu trên các anten thu nhằm tái tạo tín

hiệu phát tốt nhất. Ngoài ra, chương này còn trình bày về các kỹ thuật phân tập phát

mã hóa không gian-thời gian với mô hình Alamouti, nhờ nó mà chất lượng hệ thống

được cải thiện, mang lại hiệu quả kinh tế cao, dễ áp dụng cho cell phone.

Chương 4 : Mô phỏng đánh giá chất lượng hệ thống 4G

Bằng cách sử dụng phần mềm Matlab, thực hiện mô phỏng đánh giá chất

lượng hệ thống 4G thông qua việc truyền và nhận tín hiệu vô tuyến trên cơ sở sử

dụng công nghệ OFDM kết hợp các kỹ thuật phân tập và ước lượng kênh truyền.

Qua đó, đánh giá kết quả mô phỏng và đối chiếu với lý thuyết đã trình bày.

Tuy nhiên, đây là một đề tài khá phức tạp, điều kiện thời gian cũng như kiến

thức còn hạn hẹp nên phần trình bày đồ án này của em không thể tránh khỏi thiếu

sót. Em mong nhận được sự góp ý của thầy cô.

Em xin chân thành cảm ơn thầy cô khoa Điện Tử - Viễn Thông đã giảng dạy

em trong suốt thời gian qua và đặc biệt cảm ơn ThS. Dư Quang Bình đã tận tình

hướng dẫn cho em hoàn thành đề tài này.

Đà Nẵng, ngày 20 tháng 5 năm 2012

Sinh viên thực hiện

Các từ viết tắt

Trang 3

CÁC TỪ VIẾT TẮT

A

AWGN Additive White Gaussian Noise Nhiễu trắng

AM Amplified Modulation Điều biên

A/D Analog/ Digital Bộ chuyển đổi tương tự/ số

B

BER Bit Error Rate Tốc độ bit lỗi

BPSK Binary Phase Shift Keying Điều chế pha 2 mức.

C

CP Cyclic Prefix Tiền tố lặp

D

DFT Discrete Fourier Transform Biến đổi Fourier rời rạc

DEMUX Demultiplexer Bộ tách kênh.

D/A Digital/ Analog Bộ chuyển đổi số/ tương tự

E

EGC Equal Gain Combining Kết hợp cân bằng độ lợi

F

FFT Fast fourier transformer Chuyển đổi fourier nhanh.

G

GI Guard Interval Chuổi bảo vệ

I

ICI Inter-carrier interference Nhiễu liên sóng mang

IFFT Inverse FFT Chuyển đổi fourier nhanh ngược

ISI Inter-symbol interference Nhiễu giữa các biểu tượng

IMD Inter Modulation Distortion Nhiễu liên điều chế

M

MUX Multiplexer Bộ ghép kênh

MRC Maximal Ratio Combining Kết hợp tỷ số cực đại

O

Các từ viết tắt

Trang 4

OFDM Orthogonal frequency Ghép kênh phân chia

division mutiplex theo tần số trực giao.

P

P/S Parallel to Serial C/đ song song sang nối tiếp

PAPR Peak to Average Power Ratio Tỷ lệ công suất đỉnh trên trung

bình

PSK Phase Shift Keying Khóa dịch pha

Q

QAM Quadrature Amplitude Điều chế biên độ cầu phương.

Modulaion

QPSK Quadrature PSK Điều chế cầu phương PSK

S

S/P Serial to Parallel C/Đ nối tiếp sang song song

SNR Signal noise to ratio Tỷ lệ tín hiệu trên tạp âm.

STBC Space time coding Mã hóa không gian thời gian

SC Selection Combining Kết hợp lựa chọn

Mục lục

Trang 5

MỤC LỤC

LỜI MỞ ĐẦU ........................................................................................................... 1

CÁC TỪ VIẾT TẮT ................................................................................................. 3

MỤC LỤC ................................................................................................................. 5

CHƯƠNG 1: TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG 4G SỬ DỤNG CÔNG NGHỆ

OFDM ........................................................................................................................ 8

1.1 Giới thiệu chương .......................................................................................... 8

1.2 Tổng quan hệ thống 4G.................................................................................. 8

1.3 Công nghệ OFDM ......................................................................................... 9

1.3.1 Tính trực giao trong OFDM ........................................................................ 10

1.3.2 Tạo tín hiệu OFDM ..................................................................................... 13

1.3.3 Mô hình hệ thống OFDM ............................................................................ 14

1.3.4 Chuyển đổi Serial/ Parallel và Parallel/ Serial ............................................ 14

1.3.5 Điều chế sóng mang con .............................................................................. 15

1.3.6 Bộ IFFT và FFT ........................................................................................... 16

1.3.7 Chèn khoảng bảo vệ .................................................................................... 18

1.3.8 Bộ biến đổi D/A và A/D .............................................................................. 22

1.3.9 Ưu nhược điểm của hệ thống OFDM .......................................................... 22

1.3.9.1 Ưu điểm ....................................................................................................... 22

1.3.9.2 Nhược điểm ................................................................................................. 22

1.3.10 Sự ứng dụng kỹ thuật OFDM ở Việt Nam .................................................. 23

1.4 Kết luận chương .......................................................................................... 23

CHƯƠNG 2 : ĐẶC TÍNH TRUYỀN DẪN TÍN HIỆU OFDM ........................ 24

2.1 Giới thiệu chương ........................................................................................ 24

2.2 Đặc tính chung của kênh truyền tín hiệu OFDM ........................................ 24

2.3 Các hiện tượng ảnh hưởng đến chất lượng kênh truyền dẫn ....................... 25

2.3.1 Hiện tượng Multipath Fading ...................................................................... 25

2.3.2 Hiệu ứng Doppler ........................................................................................ 28

2.3.3 Nhiễu trắng AWGN ..................................................................................... 29

2.3.4 Nhiễu ISI ..................................................................................................... 31

Mục lục

Trang 6

2.3.5 Nhiễu ICI ..................................................................................................... 33

2.4 Kỹ thuật uớc lượng kênh truyền .................................................................. 34

2.4.1 Mục đích ước lượng kênh truyền ................................................................ 34

2.4.2 Kỹ thuật ước lượng kênh truyền Maximum Likelihood ............................. 34

2.5 Kết luận chương .......................................................................................... 37

CHƯƠNG 3 : CÁC KỸ THUẬT PHÂN TẬP .................................................... 38


3.2 Kỹ thuật phân tập thu .................................................................................. 38

3.2.1 Khái niệm kỹ thuật phân tập thu.................................................................. 38

3.2.2 Các kỹ thuật phân tập thu ............................................................................ 39

3.2.2.1 Kỹ thuật phân tập thu MRC......................................................................... 39

3.2.2.2 Kỹ thuật phân tập thu EGC ......................................................................... 40

3.2.2.3 Kỹ thuật phân tập thu SC............................................................................. 41

3.2.2.4 Kỹ thuật phân tập thu TC ............................................................................ 42

3.3 Kỹ thuật phân tập phát ................................................................................. 43

3.3.1 Khái niệm kỹ thuật phân tập phát ................................................................ 43

3.3.2 Một số đặc điểm của kỹ thuật phân tập phát ............................................... 43

3.3.3 Phân tập phát sử dụng kỹ thuật mã hóa không gian- thời gian ................... 44

3.3.3.1 Hệ thống mã hóa không gian- thời gian ...................................................... 44

3.3.3.2 Mô hình hệ thống Alamouti ........................................................................ 46

3.3.3.3 Mô hình hệ thống Alamouti mở rộng 2 anten phát và 2 anten thu .............. 52

3.3.3.4 Mô hình Alamouti mở rộng có 2 anten phát và M anten thu ...................... 55

3.4 Kết luận chương .......................................................................................... 58

CHƯƠNG 4 : MÔ PHỎNG ĐÁNH GIÁ CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG 4G .. 59


4.2 Mô phỏng các thuật toán kỹ thuật phân tập thu anten ................................. 59

4.2.1 Thuật toán Threshold Combining ................................................................ 59

4.2.1.1 Lưu đồ thuật toán ......................................................................................... 59

4.2.1.2 Kết quả mô phỏng ....................................................................................... 60

4.2.2 Thuật toán Selection Combining ................................................................. 62

Mục lục

Trang 7

4.2.2.1 Lưu đồ thuật toán ......................................................................................... 62

4.2.2.2 Kết quả mô phỏng ....................................................................................... 63

4.2.3 Thuật toán Equal Gain Combining .............................................................. 64

4.2.3.1 Lưu đồ thuật toán ......................................................................................... 64

4.2.3.2 Kết quả mô phỏng ....................................................................................... 65

4.2.4 Thuật toán Maximal Ratio Combining ........................................................ 66

4.2.4.1 Lưu đồ thuật toán ......................................................................................... 66

4.2.4.2 Kết quả mô phỏng ....................................................................................... 67

4.2.5 Mô phỏng so sánh chất lượng hệ thống ...................................................... 68

4.3 Mô phỏng thuật toán mã hóa khối không gian – thời gian STBC ............... 70

4.3.1 Mô phỏng thuật toán mã hóa khối không gian – thời gian STBC với đáp

ứng kênh truyền hoàn hảo ......................................................................................... 70

4.3.1.1 Lưu đồ thuật toán ......................................................................................... 70

4.3.1.2 Kết quả mô phỏng ........................................................................................ 71

4.3.2 Mô phỏng thuật toán mã hóa khối không gian – thời gian STBC có kết

hợp kỹ thuật ước lượng kênh truyền ML ( Maximum Likelihood) .......................... 72

4.3.2.1 Lưu đồ thuật toán ......................................................................................... 72

4.3.2.2 Kết quả mô phỏng ........................................................................................ 73

4.3.3 Mô phỏng hệ thống STBC khi thay đổi bậc điều chế MQAM .................... 75

4.4 Mô phỏng so sánh chất lượng hệ thống khi sử dụng phương pháp phân tập

thu và phương pháp phân tập phát ........................................................................... 76

4.5 Kết luận chương .......................................................................................... 77

KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN CỦA ĐỀ TÀI .................................... 78

TÀI LIỆU THAM KHẢO ...................................................................................... 79

PHẦN PHỤ LỤC

Chương 1 Tổng quan về hệ thống 4G sử dụng công nghệ OFDM

Trang 8

CHƯƠNG 1

TỔNG QUAN VỀ HỆ THỐNG 4G SỬ DỤNG CÔNG NGHỆ OFDM

1.1 Giới thiệu chương

Mặc dù các mạng 3G có đủ các tham số cần thiết nhằm cung cấp các dịch vụ

tiên tiến nhưng công nghệ không dây tương lai đã đặt nên móng cho một thế hệ

mới, mà hiện nay gọi là thế hệ thứ 4 (4G). 4G được định nghĩa là một nền tảng của

sự hội tụ, cung cấp các ưu điểm rõ ràng về vùng phủ sóng, độ rộng băng tần,tốc độ

truyền dẫn và công suất tiêu thụ.

Để hiểu rõ hơn, chương này sẽ trình bày lý do thúc đẩy sự ra đời cũng như

các tính năng đặc biệt của hệ thống 4G. Bên cạnh đó, nội dung của chương còn đi

sâu phân tích về công nghệ OFDM sử dụng trong hệ thống. Đây là một công nghệ

tiên tiến thực hiện ghép kênh phân chia theo tần số trực giao. Nó cho phép đảm bảo

tính an toàn ở mức cao, tăng tốc độ truyền dẫn dữ liệu và sử dụng hiệu quả hơn dải

tần được cấp phát. Nhờ các tính năng ưu việt này mà công nghệ OFDM trở thành

một trong những công nghệ hàng đầu được sử dụng trong hệ thống 4G.

1.2 Tổng quan hệ thống 4G

Các nhà cung cấp dịch vụ và người dùng đều mong muốn và hướng tới các

công nghệ không dây có thể cung cấp được nhiều loại hình dịch vụ hơn với tính

năng và chất lượng cao hơn. Với cách nhìn nhận này, Liên minh Viễn thông quốc tế

( ITU) đã làm việc để hướng đến một chuẩn cho mạng di động tế bào mới thế hệ thứ

tư 4G. Công nghệ này sẽ cho phép thoại dựa trên IP, truyền số liệu và đa phương

tiện tương tác, internet không dây, có độ rộng băng tần lớn hơn, và rõ ràng có vận

tốc truyền cũng như tính di động toàn cầu cao hơn. Các tính năng này không có ở hệ

thống 3G hiện nay.

Ngoài ra, vấn đề về phổ tần cũng là sự thúc đẩy chính đối với các nghiên cứu

4G trên thế giới. Vì phổ tần là nguồn tài nguyên vô tuyến cơ bản nhưng giới hạn

cho các công nghệ không dây. Các công nghệ mới hứa hẹn về một sự cải thiện gấp

10 lần hiệu quả sử dụng phổ tần so với các giải pháp đang tồn tại.

Phân tích đã cho thấy hệ thống 4G sẽ cho giá cả rẻ hơn so với 3G vì nó đuợc

xây dựng trên cơ sở mạng hiện có và không mất chi phí khi chuyển đổi thiết bị.


Trang 9

v Các tham số cơ bản của hệ thống 4G

· Hệ thống 4G đảm bảo tốc độ truyền dẫn số liệu lên đến 100 Mbps.

· Mạng lõi hoàn toàn ứng dụng trên nền IP, khác với các thế hệ trước là nó

hoàn toàn sử dụng phương thức chuyển mạch gói.

· Vận tốc di chuyển lớn nhất 200 km/ giờ.

· Để đáp ứng các yêu cầu mới đưa ra cần các hệ thống băng rộng với độ rộng

băng tần lớn hơn đáng kể so với hệ thống 3G. Băng tần cho hệ thống 4G sẽ là 2

GHz đến 8 GHz với độ rộng băng tần từ 5MHz đến 8 Mhz.

Các tham số này đến thời điểm hoàn thiện hệ thống 4G có thể thay đổi,

nhưng nó minh họa rõ sự khác biệt giữa hệ thống 3G và 4G.

Tốc độ truyền số liệu, yêu cầu cho hệ thống 4G có thể đạt được nhờ việc sử

dụng sơ đồ W- OFDM. Sơ đồ mạng nội vùng với ghép kênh phân chia theo tần số

trực giao (Wi- Lan’s Wideband Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Đây

là sơ đồ cho phép truyền đồng thời các dòng số liệu tốc độ lớn được mã hóa ở các

tần số cao. Điều này cho phép đảm bảo tính an toàn ở mức cao, tăng tốc độ truyền

dữ liệu và sử dụng hiệu quả hơn dải tần được cấp phát.

1.3 Công nghệ OFDM

Công nghệ OFDM là một trong những công nghệ chính được sử dụng trong

hệ thống 4G. Nó được R.W Chang phát minh năm 1966 ở Mỹ.

Công nghệ OFDM là công nghệ ghép kênh phân chia theo tần số trực giao

(Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Đó là sự kết hợp giữa mã hóa và

ghép kênh. OFDM là một dạng của điều chế đa sóng mang làm việc theo nguyên tắc

phân chia dòng bit truyền tại dải thông B thành nhiều dòng bit song song N. Các

sóng mang con trực giao N điều chế dòng bit song song, sau đó được tổng hợp lại

trước khi truyền dẫn. Một bộ phát OFDM chấp nhận dữ liệu từ mạng IP, biến đổi và

mã hóa dữ liệu trước khi điều chế. Một bộ IFFT ( Inverse Fast Fourier Transform)

biến đổi tín hiệu OFDM thành tín hiệu tương tự và được gửi đến bộ thu RF. Mạch

thu khôi phục lại dữ liệu bằng cách đảo chiều chu trình này. Với các sóng mang con

trực giao, bộ thu có thể tách biệt và xử lý mỗi sóng mang con mà không có nhiễu từ


Trang 10

các sóng mang con khác. OFDM cung cấp liên kết và chất lượng thông tốt hơn các

công nghệ truyền dẫn khác.

1.3.1 Tính trực giao trong công nghệ OFDM

Đây là tính chất rất quan trọng của tín hiệu OFDM, cho thấy được sự tiết

kiệm phổ tần khi sử dụng công nghệ OFDM.

Hình vẽ dưới đây so sánh mức chiếm phổ của kỹ thuật OFDM và FDM.

Hình 1.1 Hình vẽ biểu diễn sự so sánh mức chiếm phổ tần của tín hiệu

OFDM và FDM.

Với kỹ thuật FDM thì giữa hai kênh cần phải tách ra một khoảng bảo vệ giữa

hai sóng mang. Kỹ thuật OFDM cho phép mỗi kênh có thể có một hoặc nhiều sóng

mang trong khi kỹ thuật FDM thì mỗi kênh thì chỉ có một sóng mang con. Như vậy,

nhờ tính trực giao này mà tín hiệu OFDM giúp tiết kiệm được phổ tần.

Xét tín hiệu có dạng chữ nhật trong miền thời gian thì sẽ có đáp ứng tần số là

sinc trong miền tần số. Hình dạng sinc có một búp chính hẹp, với nhiều búp cạnh


Trang 11

suy giảm chậm với biên độ của tần số khác nhau từ trung tâm. Mỗi sóng mang con

có đỉnh tại tần số trung tâm và khoảng cách rỗng với lỗ hổng tần số bằng khoảng

cách sóng mang. Bản chất trực giao của việc truyền là kết quả của đỉnh sóng mang

con và đáp ứng rỗng với các sóng mang con còn lại. Khi tín hiệu được tách bằng

cách sử dụng DFT, phổ không phải liên tục như hình 1.2(a) mà gồm các mẫu rời

rạc, điểm lấy mẫu được ký hiệu “o” như trong hình. Nếu DFT được đồng bộ thời

gian, tần số lấy mẫu của DFT tương ứng đúng với đỉnh của sóng mang con, vì vậy

sự chồng lấp trong miền tần số giữa các sóng mang con không ảnh hưởng đến bộ

thu. Giá trị đỉnh của các sóng mang còn lại tương ứng với đáp ứng rỗng, dẫn đến sự

trực giao giữa các sóng mang con.

Hình 1.2 Đồ thị đáp ứng tần số sóng mang con trong tín hiệu OFDM 5 tone.

(a) Đồ thị phổ của mỗi sóng mang con, và mẫu tần số rời rạc xem xét

bởi bộ thu.

(b) Đồ thị sự kết hợp toàn bộ đáp ứng 5 sóng mang con ( đường đen dày).


Trang 12

v Dạng biểu diễn toán học của sự trực giao

Hai hàm thực ( )i tq và ( )j tq được gọi là trực giao (orthogonal) với nhau trên

đoạn { 0, T }nếu:

0

( ). ( ) 0T

i jt t dtq q =ò với i ≠ j ( 1.1 )

0

( ). ( ) 1T

i jt t dtq q =ò với i = j ( 1.2 )

Xét hai hàm sin và cos sau:

( )1

2os 2 Cc f t

Tq p= ( 1.3 )

( )2

2sin 2 Cf t

Tq p= ( 1.4 )

Trong đó 2T

được dùng để cho ( )2

0

1T

i t dtq =ò với i = 1; 2.

· Xét biểu thức (1.2) với i = j =1 và tương tự hoàn toàn cho i = j = 2. Ta có:

( ) ( ) ( )21

0 0

sin 420.5 1 os 4 1

4

T TC

CC

f tt dt c f t dt

T f t

pq p

pé ù= + = +ë ûò ò ( 1.5 )

Với Cf T » 1 thì biểu thức (1.5) có giá trị là 1.

· Thay ( 1.3 ) và ( 1.4 ) vào ( 1.2 ) ta được:

( ) ( ) ( ) ( )1 2

0 0

os 420.5sin 4 0

4

T TC

CC

c f tt t dt f t dt

T f t

pq q p

p-

= = »ò ò ( 1.6 )

Do vậy ta có thể dùng tập hợp trên như một tập hàm vectơ cơ sở trực giao.

Sóng mang con trong một tín hiệu OFDM được đặt chồng lấp lên nhau mà vẫn duy

trì tính trực giao giữa chúng. Tín hiệu OFDM được tạo thành từ tổng các tín hiệu

sin, với mỗi tín hiệu sin tương ứng một sóng mang con.


Trang 13

1.3.2 Tạo tín hiệu OFDM

Những chòm sao phức cho mỗi sóng mang và cho bước điều chế được cung cấp

bởi bộ tiền xử lý LCA (Logic Cell Array) để tạo các sóng mang điều chế. Các

symbol điều chế được xác định theo phần thực và phần ảo (tổ hợp của phần thực và

ảo này chính là symbol điều chế theo mã Gray). Các sóng mang được tập hợp trong

thanh ghi ngõ vào của chip IFFT, khi có đủ N sóng mang thì IFFT hoạt động, biến

đổi các sóng mang từ miền tần số sang miền thời gian. Các tín hiệu I/Q qua bộ biến

đổi D/A, theo sau đó là bộ điều chế I/Q đưa tín hiệu OFDM vào băng thông kênh

truyền.

Bộ điều chế I/Q gồm có hai bộ điều chế Double-Sideband AM (DSB AM)

với sóng mang dịch pha 900, các tín hiệu ngõ ra được tổ hợp tạo ra tín hiệu OFDM

ở dạng analog, bộ điều chế I/Q chỉ tạo ra một phổ duy nhất mặc dù sử dụng hai bộ

điều chế DSB. Bộ phát OFDM tạo ra N dòng phổ trong băng tần hẹp, mỗi dòng phổ

tương ứng được xác định trong thời gian từng chu kỳ symbol, nhằm tạo ra tín hiệu

OFDM có N sóng mang với điều chế đã lựa chọn.

Trong suốt chu kỳ symbol, quan hệ biên độ và pha là cố định. Nhờ công nghệ

xử lý tín hiệu số thực hiện phép biến đổi Fourier nhanh IFFT, tính toán các mẫu tín

hiệu thời gian là thành phần thực và ảo, sau đó cung cấp lại dạng nhị phân tại ngõ ra.

Các hệ số Fourier phức được thiết lập bằng giá trị phức của các sóng mang phụ điều

chế, chỉ có một số của N giá trị ngõ vào tương ứng với số sóng mang OFDM được sử

dụng, vì thế có thể sử dụng các bộ lọc thông thấp có độ dốc giới hạn phía sau bộ biến

đổi D/A.

Hình 1.3 Sơ đồ khối bộ điều chế tín hiệu OFDM.


Trang 14

1.3.3 Mô hình hệ thống OFDM.

1.3.4 Chuyển đổi Serial/Parallel và Parallel/Serial.

Hình 1.5 Đồ thị biểu diễn sự phân chia luồng dữ liệu.

(a) Đồ thị biểu diễn luồng dữ liệu tốc độ cao trong hệ thống đơn sóng

mang.

(b) Đồ thị biểu diễn sự chia nhỏ luồng dữ liệu tốc độ cao trong hệ thống

OFDM với Δf = 1/3TB.

Theo Shanon tốc độ dữ liệu cao nhất cho một kênh truyền chỉ có nhiễu trắng


Trang 15

AWGN (không có fading) là:

Cmax = B. log2( 1 + SN

) [bps] (1.7)

B là băng thông của kênh truyền [Hz].

S/N là tỉ số tín hiệu trên nhiễu của kênh truyền.

Vì vậy muốn truyền dữ liệu với tốc độ cao hơn Cmax ta phải chia nhỏ

luồng dữ liệu tốc độ cao thành các luồng dữ liệu tốc độ thấp hơn Cmax bằng

cách sử dụng bộ Serial/Parallel (nối tiếp sang song song).

Tức là chia luồng dữ liệu vào thành từng frame nhỏ có chiều dài k x b bit k <=

N, với b là số bit trong mô hình điều chế số, N số sóng mang. k, N sẽ được chọn sao

cho các luồng dữ liệu song song có tốc độ đủ thấp, để băng thông tương ứng đủ

hẹp, sao cho hàm truyền trong khoảng băng thông đó có thể xem là phẳng. Bằng

cách sử dụng bộ S/P ta đã chuyển kênh truyền từ frequency selective fading thành

kênh truyền flat fading.

Ngược lại với phía phát, phía thu sẽ dùng bộ Parallel/Serial để ghép N luồng

dữ liệu tốc độ thấp thành một luồng dữ liệu tốc độ cao duy nhất.

1.3.5 Điều chế sóng mang con:

Hình 1.6 Mô hình biểu thị quan hệ giữa tốc độ symbol và tốc độ bit phụ

thuộc vào số bit trong một symbol.


Trang 16

Mỗi một symbol b bit trong một frame sẽ được đưa vào bộ mapping, mục

đích là để nâng cao dung lượng kênh truyền. Một symbol b bit sẽ tương ứng một

trong M=2b trạng thái hay một vị trí trong constellation (giản đồ chòm sao).

BPSK sử dụng 1 symbol có 1 bit 0 hoặc 1 sẽ xác định trạng thái pha 00 hoặc 0180 , tốc độ Baud hay tốc độ symbol sẽ bằng tốc độ bit symbolR Rb=

QPSK sử dụng 1 symbol 2 bit (Dibit) / 2symbolR Rb=

Số bit được truyền trong một symbol tăng lên (M tăng lên), thì hiệu quả

băng thông:

(1.8)

tăng lên. Tuy nhiên sai số BER cũng tăng lên.

Nyquist đã đưa ra công thức dung lượng kênh tối đa trong môi trường

truyền không nhiễu C=2B 2log M trong đó B là băng thông của kênh truyền .Do đó

ta không thể tăng M lên tùy ý được,công thức trên cho phép ta xác định M lớn nhất,

số bit lớn nhất có thể truyền trong một symbol.

Một số phương thức điều chế thường dùng trong bộ mapping:

* M-PSK (Phase Shift Keying)

* M-DPSK (Differential Phase Shift Keying)

* M-QAM (Quarature Amplitude Modulation)

1.3.6 Bộ IFFT và FFT

Phép biến đổi IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) cho phép ta tạo tín

hiệu OFDM dễ dàng, tức là điều chế N luồng tín hiệu song song lên N tần số trực

giao một cách chính xác và đơn giản. Phép biến đổi DFT (Discrete Fourier

Transform) cho phép ta giải điều chế lấy lại thông tin từ tín hiệu OFDM. Nhờ sử

dụng phép biến đổi IDFT và DFT mà ta tinh giản được bộ tổng hợp tần số phức tạp ở

phía phát và phía thu. Nếu không sử dụng IDFT và DFT bộ tổng hợp tần số phải tạo

ra một tập tần số cách đều nhau chính xác và đồng pha, nhằm tạo ra tập tần số trực

giao hoàn hảo, điều này không hề đơn giản chút nào.

Biến đổi DFT phức có thể được xem như là cách xác định biên độ và pha

efficiency log [ / ]bm

T

RR M b pbs Hz

B= = =


Trang 17

của những thành phần sóng sin và cosin cấu thành nên tín hiệu phân tích.

X[k] =

1

0

1[ ]. os 2 sin 2

N

n

kn knx n c j

N N Np p

=

=

æ öæ ö æ ö-ç ÷ ç ÷ç ÷è ø è øè ø

å (1.9)

Trong đó mảng X[k] chứa N giá trị biên độ của các thành phần tần số, mảng

x[n] chứa N mẫu của tín hiệu miền thời gian.

kn/N biểu thị tần số của sóng sin/cosin ứng với kÎ[0,N-1], n thay đổi giữa 0 và tổng

số mẫu miền thời gian. Thông số k định nghĩa số chu kỳ sóng sin/cosin hoàn chỉnh

xảy ra qua N điểm tín hiệu miền thời gian được lưu trữ trong mảng x[n]. Thông số n

biểu thị cho số mẫu miền thời gian thu được.

Điều cuối cùng cần chú ý đối với DFT là khoảng cách tần số giữa mỗi mẫu

trong miền tần số (thường gọi là độ phân giải - the resolution) phụ thuộc vào tần số

lấy mẫu fs và chiều dài N của bộ biến đổi FFT:

(1.10)

v Phép biến đổi ngược Fourier rời rạc IDFT:

Phép biến đổi Fourier rời rạc DFT sẽ phân tích tín hiệu thành những thành

phần sóng sin có khoảng cách đều nhau trong khoảng tần số.

Ngược lại phép biến đổi ngược Fourier rời rạc IDFT sẽ tổng hợp tất cả các sóng sin và

cos có biên độ lưu trữ trong mảng X[k] để tái tạo trở lại tín hiệu phát miền thời gian:

(1.11)

(1.12)

Thay (1.11) vào (1.10):

( )1

0

[ ] Re X[ ] Im [ ] . os 2 sin 2N

k

kn knx n k j X k c j

N Np p

-

=

æ öæ ö æ ö= + +ç ÷ ç ÷ç ÷è ø è øè ø

å


Trang 18

1

0

= Re [ ]. os 2 Re [ ].sin 2N

k

kn knX k c j X k

N Np p

-

=

æ öæ ö æ ö+ç ÷ ç ÷ç ÷è ø è øè ø

å

1

0

Im [ ]. os 2 Im [ ].sin 2N

k

kn knj X k c X k

N Np p

-

=

æ öæ ö æ ö+ -ç ÷ ç ÷ç ÷è ø è øè ø

å

1

0

= Re [ ]. os 2 Im [ ].sin 2N

k

kn knX k c X k

N Np p

-

=

æ öæ ö æ ö-ç ÷ ç ÷ç ÷è ø è øè ø

å

1

0

. Im X[ ]. os 2 Re [ ].sin 2N

k

kn knj k c X k

N Np p

-

=

æ öæ ö æ ö+ +ç ÷ ç ÷ç ÷è ø è øè ø

å (1.13)

Trong công thức trên nếu thay Re{X[k]}+ jIm{X[k]} bằng X[k] và đem ra

ngoài phép tính thì ta sẽ rút ra được kết luận sau:

* Mỗi giá trị của phần thực trong miền tần số góp 1 phần để tạo ra tín hiệu

miền thời gian: phần thực là sóng cos, phần ảo là sóng sin.

* Mỗi giá trị của phần ảo trong miền tần số cũng góp một phần vào tín hiệu

miền thời gian: phần thực là sóng sin, phần ảo là sóng cos.

Nói cách khác, mỗi giá trị miền tần số đều tạo ra cả tín hiệu sin thực và tín

hiệu sin ảo trong miền thời gian.

Cộng tất cả các tín hiệu sin đó lại với nhau sẽ tái tạo lại được tín hiệu phát.

v Phép biến đổi Fourier nhanh

Việc tính toán DFT một cách trực tiếp trong trường hợp N lớn sẽ tiêu tốn rất

nhiều thời gian. Thời gian tính toán cần thiết tăng theo N2 . Tuy nhiên nếu ta sử

dụng số sóng mang N là lũy thừa của 2 thì có cách tính hiệu quả hơn nhiều là FFT.

1.3.7 Chèn khoảng bảo vệ

Giả thiết một mẫu tín hiệu OFDM có độ dài là TS. Chuỗi bảo vệ là một chuỗi

tín hiệu có độ dài là TG ở phía sau sao chép lên phần phía trước của tín hiệu này. Sự

sao chép này có tác dụng chống lại nhiễu ISI gây ra bởi hiệu ứng đa đường.

Nguyên tắc này được giải thích như sau:

Giả thiết máy phát phát đi 1 khoảng tín hiệu hình sin có chiều dài là TS. Sau khi chèn


Trang 19

chuỗi bảo vệ tín hiệu này có chu kỳ là T=TS + TG .Do hiệu ứng đa đường tín hiệu

này sẽ đến máy thu qua nhiều tuyến đường truyền với trễ truyền dẫn khác nhau. Để

đơn giản cho việc giải thích nguyên lý này, hình 1.7 chỉ mô tả tín hiệu thu được từ

hai tuyến truyền dẫn, trong đó một tuyến truyền dẫn không có trễ, tuyến còn lại trễ so

với tuyến đầu tiên là t max . Ở tuyến đầu tiên ta nhận thấy mẫu tín hiệu thứ (k-1) không

chồng lấn lên mẫu tín hiệu thứ k. Điều này là do ta giả sử rằng tuyến đầu tiên không

có trễ truyền dẫn. Tuy nhiên ở tuyến 2, mẫu tín hiệu thứ (k-1) bị dịch sang mẫu tín

hiệu thứ k một khoảng là t max do trễ truyền dẫn. Tương tự như vậy mẫu tín hiệu thứ k bị

dịch sang tín hiệu thứ (k+1) một khoảng cũng là t max . Tín hiệu thu được ở máy thu sẽ

là tổng của tín hiệu tất cả các tuyến. Sự dịch tín hiệu do trễ truyền dẫn trong các

phương pháp điều chế thông thường sẽ gây ra nhiễu ISI. Tuy nhiên trong hệ thống

OFDM có sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ loại bỏ được nhiễu này. Trong trường hợp

TG ³ t max như mô tả ở hình 1.7 , thì phần bị chồng lấn tín hiệu gây nhiễu ISI chỉ nằm

trong khoảng của chuỗi bảo vệ. Khoảng tín hiệu có ích có độ dài TS không bị

chồng lấn bởi các mẫu tín hiệu khác. Ở phía thu, chuỗi bảo vệ sẽ bị gạt bỏ trước khi

gửi đến bộ giải điều chế OFDM. Điều kiện quyết định để đảm bảo hệ thống OFDM

không bị ảnh hưởng bởi nhiễu ISI là: TG ³ t max

Hình 1.7 Mô hình biễu diễn tín hiệu khi thực hiện chèn chuỗi bảo vệ

nhằm chống nhiễu ISI.

Việc sử dụng chuỗi bảo vệ sẽ đảm bảo được tính trực giao của các sóng mang

phụ, do vậy đơn giản hóa cấu trúc bộ ước lượng kênh truyền, bộ cân bằng tín hiệu ở

phía máy thu. Tuy nhiên chuỗi bảo vệ không mang thông tin có ích nên phổ tín hiệu


Trang 20

của hệ thống bị giảm đi một hệ số là : η= S

S G

TT T+

Hình 1.8 Mô hình biểu diễn tín hiệu khi có trải trễ nhỏ hơn khoảng bảo vệ

thì không gây ra ISI và ICI.

Hình 1.9 Mô hình biểu diễn việc chèn khoảng bảo vệ cho ký tự OFDM

khi truyền qua kênh truyền multipath.

(a) Mô hình ký tự OFDM với kênh truyền multipath không có khoảng bảo vệ.

(b) Mô hình ký tự OFDM với kênh truyền multipath khi có khoảng bảo vệ.


Trang 21

Hình 1.10 Mô hình các kí tự OFDM thu được sau khi truyền qua kênh

truyền multipath.

(a) Các ký tự OFDM thu được khi không chèn khoảng bảo vệ.

(b) Các ký tự OFDM thu được khi chèn khoảng bảo vệ.

Hình 1.9 minh họa khái niệm chèn khoảng thời gian bảo vệ trong hệ thống

OFDM và hình 1.10 minh họa ý tưởng dùng khoảng bảo vệ để loại bỏ khoảng ISI

giữa những ký tự OFDM, ở hình 1.10 (a) thì ký tự OFDM thu được bị can nhiễu bởi

ký tự OFDM trước nó, ở hình 1.10 (b) thì ký tự OFDM thu được không còn bị ảnh

hưởng của ký tự OFDM trước đó.

Trong khoảng thời gian bảo vệ, máy thu bỏ qua tất cả các tín hiệu, như vậy có

nghĩa là khoảng bảo vệ là khoảng vô ích, nó không mang dữ liệu có ích. Lựa chọn

khoảng bảo vệ liên quan đến thời gian trễ của echo, đồng thời cũng liên quan mật

thiết đến số lượng sóng mang. Trong thực tế khoảng thời gian bảo vệ được tạo ra

bằng cách lặp lại một tỷ lệ của dòng bit tích cực trong chu kỳ trước đó, khoảng bảo

vệ được chọn dựa vào khoảng thời gian tích cực của symbol, có thể là 1/4, 1/8,

1/16, 1/32 thời gian symbol tích cực.


Trang 22

1.3.8 Bộ biến đổi D/A và A/D

Chuỗi symbol rời rạc s[n] sau khi được chèn khoảng bảo vệ D G, sẽ được đưa

vào bộ biến đổi từ số sang tương tự D/A và bộ lọc thông thấp (low pass filter) tạo ra

tín hiệu liên tục s(t) để có thể đưa ra kênh truyền vô tuyến.

Ở phía thu, bộ A/D làm động tác ngược lại bộ D/A, bộ A/D sẽ lấy mẫu tín hiệu

OFDM thu được s'(t), lượng tử và mã hóa cho ra tín hiệu số rời rạc, sau đó tín hiệu rời

rạc này sẽ đi qua bộ Guard Interval Removal để loại bỏ khoảng bảo vệ.

1.3.9 Ưu nhược điểm của hệ thống OFDM

1.3.9.1 Ưu điểm

- OFDM là giải pháp phân tập tần số. OFDM chia nhỏ băng tần kênh và tiến

hành truyền dữ liệu độc lập trên các băng tần kênh con này

- OFDM đạt được hiệu quả sử dụng phổ tần cao do tính trực giao của các

thành phần sóng mang con.

- OFDM là ứng cử viên hứa hẹn cho truyền dẫn tốc độ cao trong môi trường

di động. Sở dĩ OFDM làm được như vậy bởi vì chu kỳ tín hiệu tăng cho nên dung

sai trễ của hệ thống tăng và hiệu quả sử dụng phổ tần cao của công nghệ OFDM.

- OFDM cho phép giảm được ảnh hưởng của trễ đa đường và kênh fading

chọn lọc tần số chuyển thành kênh fading phẳng. Vì vậy OFDM là giải pháp đối với

tính chọn lọc tần số của kênh fading. Thuận lợi này của OFDM cho phép cân bằng

kênh dễ dàng.

- Do trải rộng fading tần số trên nhiều ký hiệu , nên làm ngẫu nhiên hóa lỗi

cụm (do fading Rayleigh gây ra) , nên thay vì một số ký hiệu cạnh nhau bị méo hoàn

toàn là một số ký hiệu cạnh nhau bị méo.

- Tính khả thi của OFDM cao do ứng dụng triệt để công nghệ xử lý tín hiệu

số và công nghệ vi mạch VLSI.

1.3.9.2 Nhược điểm

OFDM là một kỹ thuật truyền dẫn đa sóng mang nên nhươc điểm chính của

kỹ thuật này là tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR (Peak-to-

Average Power Ratio) lớn. Tín hiệu OFDM là tổng hợp tín hiệu từ các sóng mang

phụ, nên khi các sóng mang phụ đồng pha, tín hiệu OFDM sẽ xuất hiện đỉnh rất lớn


Trang 23

khiến cho PAPR lớn. Điều này khiến cho việc sử dụng không hiệu quả bộ khuyếch

đại cống suất lớn HPA (high-power amplifier).

Một nhược điểm khác của OFDM là rất nhạy với lệch tần số, khi hiệu ứng

dịch tần Doppler xảy ra tần số sóng mang trung tâm sẽ bị lệch, dẫn đến bộ FFT

không lấy mẫu đúng tại đỉnh các sóng mang, dẫn tới sai lỗi khi giải điều chế các

symbol. Đồng thời OFDM đòi hỏi đồng bộ tần số và thời gian một cách chính xác.

1.3.10 Sự ứng dụng kỹ thuật OFDM ở Việt Nam

Có thể nói mạng internet băng rộng ADSL (Asymmetric Digital Subscriber

Line) rất quen thuộc ở Việt Nam, nhưng ít người biết rằng sự nâng cao tốc độ

đường truyền trong hệ thống ADSL chính là nhờ công nghệ OFDM. Nhờ kỹ thuật

điều chế đa sóng mang và sự cho phép chồng phổ giữa các sóng mang mà tốc độ

truyền dẫn trong hệ thống ADSL tăng lên một cách đáng kể so với các mạng cung

cấp dịch vụ internet thông thường.

Bên cạnh mạng cung cấp dịch vụ ADSL hiện đang được sử dụng rất rộng rãi

ở Việt Nam hiện nay, các hệ thống thông tin vô tuyến như mạng truyền hình số mặt

đất DVB- T cũng đang được khai thác sử dụng. Các hệ thống phát thanh số như

DAB và DRM chắc chắn sẽ được khai thác sử dụng trong một tương lai không xa. Các

mạng về thông tin máy tính không dây như HiperLAN/2, IEEE 802.11a, g cũng sẽ

được khai thác một cách rộng rãi ở Việt Nam.

1.4 Kết luận chương

Như vậy, nội dung của chương đã phân tích tổng quan về hệ thống 4G sử

dụng công nghệ OFDM. Nhìn một cách tổng quát, công nghệ OFDM mang trong

nó rất nhiều ưu điểm, hứa hẹn sẽ là một phương pháp kỹ thuật được áp dụng rộng

rãi trong các mạng viễn thông tốc độ cao trong tương lai. Bên cạnh đó, việc nghiên

cứu ảnh hưởng của các yếu tố môi trường truyền dẫn tín hiệu cũng rất quan trọng

trong một hệ thống mạng viễn thông. Các yếu tố này gây nên các hiện tượng đa

đường, các nhiễu liên ký tự…Trong chương sau sẽ đề cập đến các đặc tính truyền

dẫn tín hiệu cùng với việc ước lượng kênh truyền.

Chương 2 Đặc tính truyền dẫn tín hiệu OFDM

Trang 25

CHƯƠNG 2

ĐẶC TÍNH TRUYỀN DẪN TÍN HIỆU OFDM


Trong thông tin vô tuyến, các đặc tính kênh truyền vô tuyến di động có tầm

quan trọng rất lớn, vì chúng ảnh hưởng trực tiếp lên chất lượng truyền dẫn.

Quá trình truyền sóng vô tuyến xảy ra rất phức tạp. Quá trình này có thể chỉ

có một đường truyền thẳng LOS ( line of sight ), hay nhiều đường mà không có

LOS hoặc cả hai. Ngoài các hiện tượng này, sóng vô tuyến còn bị suy hao mức công

suất tín hiệu do quá trình truyền từ điểm này đến điểm khác cũng như chịu sự tác

động của nhiễu trắng AWGN, nhiễu ISI, ICI… Tất cả đều làm tăng sự sai lệch giữa

tín hiệu thu so với tín hiệu đã phát. Do đó trong chương này, ngoài việc tìm hiểu các

đặc tính kênh truyền tín hiệu và việc sử dụng kỹ thuật OFDM nhằm giảm các tác

nhân ảnh hưởng xấu đền chất lượng tín hiệu thì nội dung chương này còn đề cập

đến phương pháp ước lượng kênh truyền Maximum Likelihood nhằm giảm sự sai

khác của hàm truyền giữa kênh phát so với kênh thu.

2.2 Đặc tính chung của kênh truyền tín hiệu OFDM

Kênh truyền tín hiệu OFDM là môi trường truyền sóng điện từ giữa máy

phát và máy thu.

Hình 2.1 Sơ đồ khối hệ thống truyền nhận tín hiệu OFDM

Đặc tính kênh truyền vô tuyến có tầm quan trọng rất lớn, vì chúng ảnh hưởng

trực tiếp lên chất lượng truyền dẫn và dung lượng. Trong các hệ thống vô tuyến

thông thường, các tính chất thống kê dài hạn của kênh được đo và đánh giá trước

khi thiết kế hệ thống. Nhưng trong các hệ thống điều chế thích ứng, vấn đề này

phức tạp hơn. Để đảm bảo hoạt động thích ứng đúng, cần phải liên tục nhận được

thông tin về các tính chất thống kê ngắn hạn thậm chí tức thời của kênh.


Trang 26

Các yếu tố chính hạn chế hệ thống thông tin di động bắt nguồn từ môi trường

truyền vô tuyến. Các yếu tố này là :

ü Suy hao : cường độ trường giảm theo khoảng cách. Thông thường suy hao

nằm trong khoảng 50 đến 150 dB tùy theo khoảng cách.

ü Fading đa đường: phản xạ, nhiễu xạ và tán xạ làm méo tín hiệu thu bằng

cách trải rộng chúng theo thời gian. Phụ thuộc vào băng thông của hệ thống, yếu tố

này dẫn đến thay đổi nhanh chóng cường độ tín hiệu và gây ra nhiều giao thoa giữa

các ký hiệu ISI (Inter Symbol Interference).

ü Che tối: các vật cản giữa trạm gốc và máy di động làm suy giảm thêm tín

hiệu.

ü Nhiễu : các máy phát khác sử dụng cùng tần số hay khác tần số lân cận khác

nhau gây ra nhiễu cho tín hiệu mong muốn.

Trong kênh truyền vô tuyến thì tác động của tạp âm bên ngoài (external

noise) và nhiễu giao thoa là rất lớn. Kênh truyền vô tuyến là môi trường truyền đa

đường (multipath environment) và chịu ảnh hưởng đáng kể của Fading nhiều tia,

Fading lựa chọn tần số.

Với đặc tính là truyền tín hiệu trên các sóng mang trực giao, phân chia băng

thông gốc thành rất nhiều các băng con đều nhau, kỹ thuật OFDM đã khắc phục

được ảnh hưởng của Fading lựa chon tần số, các kênh con có thể được coi là các

kênh Fading không lựa chọn tần số. Với việc sử dụng tiền tố lặp (CP), kỹ thuật

OFDM đã hạn chế được ảnh hưởng của Fading nhiều tia, đảm bảo sự đồng bộ ký tự

và đồng bộ sóng mang.

2.3 Các hiện tượng ảnh hưởng đến chất lượng kênh truyền dẫn

2.3.1 Hiện tượng Multipath Fading

Multipath-Fading là một hiện tượng rất phổ biến trong truyền thông không

dây gây ra do hiện tượng đa đường (Multipath) dẫn tới suy giảm cường độ và xoay

pha tín hiệu (fading) không giống nhau tại các thời điểm hoặc/và tại các tần số khác

nhau.


Trang 27

Tín hiệu RF truyền qua kênh truyền vô tuyến sẽ lan tỏa trong không gian, va

chạm vào các vật cản phân tán rải rác trên đường truyền như xe cộ, nhà cửa, công

viên, sông, núi, biển… gây ra các hiện tượng sau đây:

ü Phản xạ ( Reflection): khi sóng đập vào các bề mặt bằng phẳng.

ü Tán xạ ( Scaterring) : khi sóng đập vào các vật có bề mặt không bằng phẳng

và các vật này có chiều dài so sánh được với chiều dài bước sóng.

ü Nhiễu xạ (Diffraction) : khi sóng va chạm với các vật có kích thướt lớn hơn

nhiều chiều dài bước sóng.

(a) (b) (c)

Hình 2.2 Hình vẽ biểu diễn các hiện tượng xảy ra trong quá trình truyền

sóng.

(a) Hiện tượng phản xạ.

(b) Hiện tượng tán xạ.

(c) Hiện tượng nhiễu xạ.

Khi sóng va chạm vào các vật cản sẽ tạo ra vô số bản sao tín hiệu, một số

bản sao này sẽ tới được máy thu.


Trang 28

Hình 2.3 Mô hình đường đi của tín hiệu qua môi trường truyền dẫn

không dây.

Hình vẽ cho thấy tín hiệu tới phía thu theo L đường.

Do các bản sao này phản xạ, tán xạ, nhiều xạ trên các vật khác nhau và theo

các đường dài ngắn khác nhau nên:

- Thời điểm các bản sao này tới máy thu cũng khác nhau, tức là độ trễ pha

giữa các thành phần này là khác nhau.

- Các bản sao sẽ suy hao khác nhau, tức là biên độ giữa các thành phần này là

khác nhau.

Tín hiệu tại máy thu là tổng của tất cả các bản sao này, tùy thuộc vào biên độ

và pha của các bản sao:

- Tín hiệu thu được tăng cường hay cộng tích cực ( constructive addition) khi

các bản sao đồng pha.

- Tín hiệu thu bị triệt tiêu hay cộng tiêu cực ( destructive addition) khi các bản

sao ngược pha.


Trang 29

2.3.2 Hiệu ứng Doppler

Hiệu ứng Doppler ảnh hưởng xấu lên các đặc tính truyền dẫn của kênh vô

tuyến di động. Do chuyển động của máy di động, hiệu ứng Doppler gây ra dịch tần

số đối với từng sóng mang thành phần. Nếu ta định nghĩa góc tới αi là góc hợp bởi

phương tới của sóng tới thứ I và phương chuyển động của máy di động như thấy ở

hình 2.4, thì góc này sẽ xác định tần số Doppler ( dịch Doppler) của sóng tới thứ i

theo biểu thức :

fi = fd. cosαi (2.1)

Trong trường hợp này, fd là tần số Doppler cực đại quan hệ với tốc độ máy di

động v, tốc độ ánh sáng co và tần số sóng mang fo theo công thức sau:

fd = oc

v . fo (2.2)

Hình 2.4 Mô hình minh họa hiệu ứng Doppler với góc tới αi của sóng tới i.

Tần số Doppler cực đại ( cực tiểu), fi = fd ( fi = -fd ) đạt được khi αi =0

( αi =p ). Trường hợp fi =0 khi αi = p /2 và αi = 3p /2. Do hiệu ứng Doppler phổ

của tín hiệu được phát trong quá trình truyền dẫn sẽ bị mở rộng. Hiệu ứng này gọi là

tán tần. Giá trị của tán tần chủ yếu phụ thuộc vào tần số Doppler cực đại và các biên

độ của sóng mang thành phần thu được.


Trang 30

2.3.3 Nhiễu trắng AWGN

Nhiễu tồn tại trong tất cả các hệ thống truyền dẫn. Các nguồn nhiễu chủ yếu

là nhiễu nền nhiệt, nhiễu điện từ các bộ khuêchs đại bên thu và nhiễu liên ô. Các

loại nhiễu này có thể gây ra nhiễu liên ký tự ISI, nhiễu liên sóng mang ICI và nhiễu

liên điều chế IMD ( Inter Modulation Distortion). Nhiễu này làm giảm tỷ số tín hiệu

trên nhiễu SNR, giảm hiệu quả phổ của hệ thống.

Hầu hết các loại nhiễu trong các hệ thống có thể được mô phỏng một cách

chính xác bằng nhiễu trắng cộng. Hay nói cách khác tạp âm trắng Gaussian là loại

nhiễu phổ biến nhất trong hệ thống truyền dẫn. Loại nhiễu này có mật độ phổ công

suất là đồng đều nhất trong cả băng thông và biên độ tuân theo phân bố Gaussian.

Theo phương thức tác động thì nhiễu Gaussian là nhiễu cộng. Vậy dạng kênh truyền

phổ biến là kênh truyền chịu tác động của nhiễu Gaussian trắng cộng.

Nhiễu nhiệt sinh ra do sự chuyển động nhiệt của các hạt tải điện gây ra là

loại nhiễu tiêu biểu cho nhiễu Gaussian trắng cộng tác động đến kênh truyền dẫn.

Đặc biệt, trong hệ thống OFDM, khi số sóng mang phụ là rất lớn thì hầu hết các

thành phần nhiễu khác cũng có thể được coi là nhiễu Gaussian trắng cộng tác động

trên từng kênh con vì xét trên từng kênh con riêng lẻ thì đặc điểm của các loại nhiễu

này thỏa mãn các điều kiện của nhiễu Gaussian trắng cộng.

Hình 2.5 Mô hình kênh truyền có tác động của nhiễu trắng.

Tín hiệu thu do vậy được viết lại như sau:

)()(*)()( tnhtxty += t (2.3)

Với n(t) là nhiễu trắng.


Trang 31

Về mặt toán học, nguồn nhiễu trắng n(t) có thể mô hình bằng một biến xác

suất x tuân theo phân bố xác suất Gauss với giá trị kỳ vọng m (giá trị trung bình xác

suất) bằng không và độ lệch chuẩn 2s .

m := E[x] =0 (2.4)

2s :=E[(x- m ) 2 ] (2.5)

Do kỳ vọng bằng 0 nên độ lệch chuẩn cũng là phương sai (variance) của biến

ngẫu nhiên x. Cụ thể hơn nhiễu trắng có công suất không đổi và là 2s .

Nhà toán học Gauss người Đức đã tìm ra quy luật phân bố xác suất của nhiễu

trắng do vậy hàm phân bố này đã được mang tên ông. Nhiễu trắng cũng được gọi là

nhiễu Gauss (additive white Gaussian noise). Hàm phân bố này được viết lại ở

phương trình dưới đây:

2

2

2

2

1)( s

sp

x

n exp-

= (2.6)

Hình 2.6 Biểu đồ phân bố Gaussian.

Ở phân bố Gauss, thông số m xác định điểm giữa của phân bố và thông số

2s xác định độ rộng của hàm phân bố.


Trang 32

2.3.4 Nhiễu ISI

Trong hệ thống đa sóng mang (FDM), vấn đề về đa đường và fading lựa tần

đc giả quyết. Tín hiệu đc chia thành N dòng song song và truyền trên N sóng mang

con với tốc độ nhỏ hơn. Để tiết kiệm băng thông, người ta đưa vào hệ thống OFDM,

trong đó các sóng mang con là trực giao lẫn nhau, tức là cho phép các sóng mang

con này chồng phổ, như vậy tăng đc hiệu quả sử dụng phổ.

Hình 2.7 Mô hình truyền tín hiệu đa sóng mang.

(a) Mô hình truyền tín hiệu với kỹ thuật đa sóng mang thông thường.

(b) Mô hình truyền tín hiệu với kỹ thuật điều chế OFDM.

Tín hiệu có biểu diễn càng trải dài trong miền thời gian thì có phổ càng hẹp

trong miền tần số và ngược lại, tín hiệu có phổ trong miền tần số càng rộng thì biểu

diễn trong miền thời gian càng hẹp.

Tín hiệu cần truyền qua kênh có biểu diễn trong miền thời gian là hẹp ( vì

chỉ trong thời gian t rất ngắn) vì thế nó có phổ tần số rất rộng. Trong khi đó kênh

truyền tin thì có băng thông có hạn nên khi phát tín hiệu qua kênh phổ tần của

tín hiệu bị băng tần cho phép của kênh cắt ngắn. Do đó tín hiệu thu đc có phổ

tần hẹp. Khi chuyển qua miền thời gian thì nó lại là kéo dài nên 2 tín hiệu gần

nhau có phần kéo dài chồng lấn lên nhau gây ra nhiễu ISI. Tóm lại, nhiễu ISI gây ra

do trải trễ đa đường. Để giảm ISI, cách tốt nhất là giảm tốc độ dữ liệu. Nhưng với

nhu cầu hiện nay là yêu cầu tốc độ truyền phải tăng nhanh. Do đó giải pháp này là

không thể thực hiện được. Đề nghị đưa ra để giảm ISI và đã được ứng dụng thực tế

là chén tiền tố lặp CP vào mỗi ký tự OFDM.


Trang 33

(a)

(b)

Hình 2.8 Mô hình tín hiệu OFDM khi có chèn khoảng bảo vệ và không

chèn khoảng bảo vệ.

(a) Không chèn khoảng bảo vệ.

(b) Có chèn khoảng bảo vệ.

Khi khoảng bảo vệ dài hơn trễ đa đường thì nhiễu ISI được loại bỏ.


Trang 34

2.3.5 Nhiễu ICI

ICI là hiện tượng phổ biến trong các hệ thống đa sóng mang. Trong hệ thống

OFDM, ICI còn được gọi là nhiễu giao thoa giữa các sóng mang con, là hiện tượng

năng lượng phổ của các sóng mang con chồng lấn quá mức lên nhau làm phá vỡ

tính trực giao của các sóng mang con.

ICI xảy ra do tính chọn lọc tần số của kênh fading, nguyên nhân chính là

hiện tượng dịch Doppler do tính di động của máy thu. Hậu quả là sẽ không phân

biệt được ranh giới giữa các ký hiệu truyền trên các sóng mang con, dẫn đến phía

thu sẽ quyết định sai ký hiệu mất tính trực giao.

Hình 2.9 Hình vẽ biểu diễn lỗi dịch tần số gây nhiễu ICI trong hệ thống

OFDM.

Nhiễu ICI được hạn chế bằng cách chèn khoảng bảo vệ một cách tuần hoàn

và dùng bộ cân bằng kênh giúp việc ước tính, cân bằng được thực hiện để bù.


Trang 35

2.4 Kỹ thuật uớc lượng kênh truyền

2.4.1 Mục đích ước lượng kênh truyền

Có rất nhiều vấn đề ảnh hưởng nghiêm trọng đến kênh truyền mà cần được

giải quyết, đặc biệt là tác động của nhiễu fading lựa chọn tần số và nhiễu trắng gây

nên. Hệ thống OFDM có thể loại bỏ được nhiễu ISI nhưng không thể tránh khỏi

nhiễu ICI do hiệu ứng Doppler gây ra. Với các loại nhiễu này tác động vào hệ thống

thì việc giải điều chế tại đầu thu là rất khó khăn. Vấn đề đặt ra ở đây là phải ước

lượng được kênh truyền, ước lượng được độ dịch tần số CFO để có thể xác định

được tín hiệu phát chính xác.

Trong đồ án này ước lượng kênh truyền sử dụng các mô hình kênh cơ sở mở

rộng BEM ( Basic expansion models) để giảm các thông số cần ước lượng.

2.4.2 Kỹ thuật ước lượng kênh truyền Maximum Likelihood

Kỹ thuật ước lượng Maximum Likelihood thực hiện ước lượng tham số theo

hướng tiếp cận Fisher, tức là bên thu không cần biết quy luật biến đổi kênh truyền.

Ưu điểm của phương pháp này là thực thi đơn giản, dễ thực hiện.

Thuật toán của phương pháp ước lượng này dựa trên nguyên lý Maximum

Likelihood.

Giả sử rằng tín hiệu thu được có dạng sau:

wi i iy h x z= + (2.7)

Trong đó iz là nhiễu trắng tuôn theo phân bố Gaussian có kỳ vọng là 0 và

phương sai là 2s . Ngoài ra, sử dụng thông số h như là một giả thuyết, thông số D là

dữ liệu.

Hàm đáp ứng kênh truyền được ước lượng với kỹ thuật ML:

ˆ arg max ( / ) arg max ( )MLh h

h P D h L h= = (2.8)

1 1

( ) ( / ) (( , ) / ) ( / ; ) ( )m m

i i i i ii i

L h P D h P x y h P y x h P x= =

= = =Õ Õ (2.9)

( giả sử các điểm dữ liệu là độc lập về phân bố xác suất).


Trang 36

Mục đích cần maximize L(h) thì ta thực hiện maximize hàm logarit của L(h)

là lnL(h). Vì hàm logarit của L(h) tăng cùng với L(h).

1 1

ln ( ) ln ( / ; ) ln ( )m m

i i ii i

L h P y x h P x= =

= +å å (2.10)

Tổng này phụ thuộc vào D chứ không vào h nên một số trường hợp nó có thể

bỏ qua các giá trị ứng với giả định tốt của h.

Từ phương trình (2.7) suy ra: iz = wi iy h x- (2.11)

Do đó, 2

w12

21

1( w )

2

i iy h xm

i

L e s

ps

-æ ö- ç ÷è ø

=

= Õ (2.12)

Vì nhiễu zi theo phân bố Gaussian.

Suy ra,

( )2w2

12

21

1ln (w ) ln

2

i iy h xm

i

L e s

ps

--

=

æ öç ÷=ç ÷è ø

å

( )2

w22

1 1

1 1ln

22

m mi i

i i

y h x

sps= =

æ ö -= -ç ÷

è øå å (2.13)

Maximize L(w) tức là phải đi minimize ( )2

w1

1(w)

2

m

i ii

J h x y=

= -å (2.14)

Tức là đi chọn w để J(w) minimize.

Thực hiện tính (w)

0w j

J¶=

¶ với j= 0,…,n

( )2

w1

(w ) 1w w 2

m

i iij j

Jh x y

=

¶ ¶= -

¶ ¶ å

( ) ( )w w1

1.2.

2 w

m

i i i ii j

h x y h x y=

æ ö¶= - -ç ÷ç ÷¶è ø

å


Trang 37

( )w ,1 0w

m n

i i l i l ii lj

h x y x yw= =

¶ æ ö= - -ç ÷¶ è øå å

( )w ,1

.m

i i i ji

h x y x=

= -å (2.15)

Xét một hàm g là hàm số từ nÂ àÂ .

g =f(x1, x2, x3,… ,xn)

Thì Gradient là một vecto cột mà thành phần là đạo hàm theo các biến của g.

1 2

; ; ...;T

n

g g gg

x x x

æ ö¶ ¶ ¶Ñ = ç ÷¶ ¶ ¶è ø

(2.16)

Áp dụng công thức (2.16) cho

( ) ( )w w(w ) w wT

J X Y X YÑ = Ñ - -

( )w w w w wT T T T T TX X Y X X Y Y Y= Ñ - - +

2 w 2T TX X X Y= - (2.17)

Suy ra w (w) 0JÑ =

2 w 2 0T TX X X YÛ - =

wT TX X X YÛ =

( ) 1w T TX X X Y

-Û = (2.18)

Vậy với ước lượng bằng kỹ thuật ML xác định được đáp ứng kênh truyền ước

lượng theo công thức (2.18). Từ đó sẽ giảm được sự sai khác giữa hàm truyền phía

thu và phía phát.


Trang 38

2.5 Kết luận chương:

Trên cơ sở các phần đã trình bày ở trên, chương này đã phân tích làm rõ

được các đặc trưng về kênh truyền cũng như đã nêu được phương pháp xác định

đáp ứng kênh truyền bằng kỹ thuật ước lượng Maximum Likelihood. Tuy nhiên,

ngoài việc cần biết được đáp ứng kênh truyền thì hệ thống còn cần thêm một số các

kỹ thuật hiện đại khác để nâng cao chất lượng truyền dẫn. Trong chương tiếp theo

sẽ trình bày chi tiết về các kỹ thuật phân tập thu và phân tập phát tín hiệu nhằm

nâng cao chất lượng hệ thống mà không cần phải tăng công suất phát tại trạm.

Chương 3 Các kỹ thuật phân tập

Trang 37

CHƯƠNG 3

CÁC KỸ THUẬT PHÂN TẬP


Để đáp ứng yêu cầu về sử dụng băng tần hiệu quả, tốc độ truy cập nhanh,

chất lượng dịch vụ cao thì hệ thống 4G ngoài việc phải được triển khai trên nền

công nghệ tiên tiến như OFDM thì còn cần thêm các giải pháp kỹ thuật khác. Một

trong những giải pháp kỹ thuật đó là phân tập tín hiệu. Kỹ thuật phân tập dựa trên

các mô hình mà ở đó tại bộ thu sẽ nhận được các bản sao chép của tín hiệu phát, tất

cả các sóng mang có cùng thông tin nhưng sự tương quan về fading thống kê là nhỏ

nhất. Ý tưởng cơ bản của phân tập là ở chỗ, nếu hai hoặc nhiều mẫu độc lập của tín

hiệu được đưa đến và các mẫu đó bị ảnh hưởng của fading độc lập với nhau, có

nghĩa là trong số chúng, có những tín hiệu bị ảnh hưởng nhiều, trong khi các mẫu

khác bị ảnh hưởng ít hơn. Từ đó, bằng cách kết hợp một cách thích hợp các mẫu

khác nhau sẽ dẫn đến giảm ảnh hưởng của fading, tăng độ tin cậy của việc phát tín

hiệu. Như vậy, không chỉ tốc độ truyền dữ liệu cao hơn mà tỷ số tín hiệu trên nhiễu

tại đầu thu cũng được tăng lên khi sử dụng kỹ thuật phân tập mà không cần phải

tăng công suất phát,hoặc mở rộng băng thông, không cần thiết kế lại hệ thống, đây

là đặc điểm mà các kỹ thuật khác không thể có được.

Với những lý do đó, nội dung chương này sẽ trình bày cụ thể về các giải pháp

kỹ thuật phân tập thu MRC, EGC, SC, TC, và các kỹ thuật phân tập phát Alamouti

và Space-time Block Coding.

3.2 Kỹ thuật phân tập thu

3.2.1 Khái niệm kỹ thuật phân tập thu

Phân tập thu là một phương pháp dùng trong viễn thông dùng để nâng cao độ

tin cậy của việc truyền tín hiệu bằng cách truyền một tín hiệu giống nhau trên nhiều

kênh truyền khác nhau để các anten tại đầu thu có thể chọn trong số những tín hiệu

thu được hoặc kết hợp những tín hiệu đó thành một tín hiệu tốt nhất. Việc này nhằm

chống lại fading và nhiễu là do những kênh truyền khác nhau sẽ chịu fading và

nhiễu khác nhau.


Trang 38

3.2.2 Các kỹ thuật phân tập thu

3.2.2.1 Kỹ thuật phân tập thu MRC

Kỹ thuật phân tập thu MRC ( Maximal Ratio Combining) là kỹ thuật sử

dụng nhiều anten đặt ở trạm thu nhằm kết hợp các tín hiệu đa đường nhận được để

tạo thành một tín hiệu tổng hợp. Đầu tiên, các tín hiệu thu được tại đầu vào các

anten thu sẽ được đồng pha nhằm khử pha tín hiệu trước khi đưa đến bộ cộng tổng

hợp biên độ. Việc khử pha được thực hiện nhờ các bộ nhân. Sau đó, bộ cộng sẽ thực

hiện cộng tất cả biên độ tín hiệu thành phần trên mỗi anten thu. Chính nhờ sự kết

hợp giữa bộ nhân và bộ cộng mà tín hiệu tổng hợp có biên độ lớn nhất. Đây cũng

chính là ưu điểm của phương pháp MRC so với các phương pháp phân tập thu còn

lại.

Hình 3.1 Mô hình phân tập thu tín hiệu sử dụng kỹ thuật MRC.

Tín hiệu thu được sau khi qua môi trường truyền dẫn.

y’1 = x.h1 + n1 = x. a1.ejθ

1 + n1. (3.1)

y’2 = x.h2 + n2 = x. a2.ejθ

2 + n2. (3.2)

…

y’M = x.hM + nM = x. aM.ejθM+ nM. (3.3)


Trang 39

Các tín hiệu này sẽ được thu bởi M anten thu đặt tại trạm thu. Tại đây, các

tín hiệu trên mỗi nhánh sẽ được khử pha và nhân với một trọng số để thu được tín

hiệu có biên độ lớn nhất.

y1 = y’1. g1.e-jθ

1= ( x. a1.ejθ

1 + n1).g1.e-jθ

1= g1.a1.x + g1.e-jθ

1.n1. (3.4)

y2 = y’2. g2.e-jθ

2 = ( x. a2.ejθ

2 + n2).g2.e-jθ

2= g2.a2.x + g2.e-jθ

2.n2. (3.5)

…

yM= y’M. gM.e-jθM =( x. aM.ejθ

M + nM).gM.e-jθM= gM.aM.x + gM.e-jθ

M.nM. (3.6)

Sau đó, các tín hiệu này được tổng hợp lại trước khi đưa vào bộ giải điều chế.

i i i i1 1 1

y . . . e .i

M M Mj

ii i i

y g a x g nq-

= = =

= = +å å å (3.7)

Tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR :

2

1

2

1

.

.

M

i ii

M

o ii

g aSNR

N g

=

=

æ öç ÷è ø=å

å (3.8)

Dùng công thức Swartz để tìm SNR lớn nhất như sau:

22 22

1 1 1 1

. . . .M M M M

i ii i i i i i

i i i i ii

g ga g a N a N

NN= = = =

æ ö æ öæ ö æ ö= £ç ÷ ç ÷ç ÷ ç ÷ç ÷è ø è ø è øè ø

å å å å (3.9)

Dấu “ =” xảy ra khi :

0

i ii

i

g ga

N N= = (3.10)

Thay (3.9) vào (3.8) ta được :

2

1max

0

SNR

M

ii

a

N==å

(3.11)

v Ưu diểm của phương pháp MRC

- Có performance tốt.

- Xác suất lỗi giảm, tăng tỷ số SNR.

- Nhiều nhánh phân tập được sử dụng trong cùng một thời điểm.


Trang 40

v Nhược điểm của phương pháp MRC

- Đòi hỏi tín hiệu phải đồng pha trước khi tổng hợp tất cả các tín hiệu trên M

anten thu.

- MRC là phương pháp có độ phức tạp cao.

3.2.2.2 Kỹ thuật phân tập thu EGC

Kỹ thuật phân tập thu EGC ( Equal Gain Combining) tương tự như kỹ thuật

MRC. Nó đòi hỏi phải đồng pha tín hiệu trước khi tổng hợp các tín hiệu trên M

nhánh anten thu thành phần, nhưng trọng số tại các bộ nhân đều bằng 1 ( gi=1).

Hình 3.2 Mô hình phân tập thu tín hiệu sử dụng kỹ thuật EGC.

Như vậy tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR của phương pháp này hoàn toàn tương

tự phương pháp MRC,

2

1

2

1

.

.

M

i ii

M

o ii

g aSNR

N g

=

=

æ öç ÷è ø=å

å

Ứng với 1 2 ... 1Mg g g= = = = nên

2

1

.

.

M

ii

o

aSNR

N M=

æ öç ÷è ø=å

(3.12)


Trang 41

v Ưu điểm phương pháp EGC

- Có performance tốt.

- Đơn giản hơn kỹ thuật MRC, không cần biết SNR trong các thời điểm khác

nhau trên mỗi nhánh.

v Nhược điểm phương pháp EGC

- Cần đồng pha tín hiệu trên các nhánh trước khi đưa đến bộ tổng hợp tín hiệu.

3.2.2.3 Kỹ thuật phân tập thu SC

Trong kỹ thuật phân tập thu SC( Selection Combining) thì mỗi nhánh của

anten thu đều có bộ đo tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR. Hệ thống sẽ chọn ra tín hiệu

có SNR cao nhất.

Hình 3.3 Mô hình phân tập thu tín hiệu sử dụng kỹ thuật SC.

Giả sử có M nhánh phân tập và nếu giá trị trung bình SNR cho tất cả các

nhánh giống nhau ig g= thì giá trị trung bình SNR ở đầu ra bộ tổ hợp là:

1

1.

M

i ig gS

=

= å (3.13)


Trang 42

v Ưu điểm của kỹ thuật SC

- Không cần đồng pha tín hiệu trên mỗi nhánh anten thu trước khi tổ hợp.

- Nguyên lý đơn giản.

- Ít tốn kém.

v Nhược điểm kỹ thuật SC

- Chỉ một nhánh được sử dụng ở phía thu trong một thời gian.

- Bộ thu phải liên tục theo dõi SNR trên mỗi nhánh để chọn ra được nhánh có tỷ

số SNR cao nhất.

3.2.2.4 Kỹ thuật phân tập thu TC

Kỹ thuật phân tập thu TC ( Threshold Combining) là kỹ thuật đơn giản nhất.

Tín hiệu từ trạm phát đến các anten thu bằng nhiều đường khác nhau. Chuyển mạch

của bộ so sánh tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR sẽ nhảy lần lượt, khi nó gặp tín hiệu có

SNR trên mức ngưỡng Tg thì sẽ đưa đến bộ giải điều chế.

Nếu SNR trên nhánh được chọn đó giảm xuống dưới mức ngưỡng, bộ tổ hợp

sẽ chuyển ngẫu nhiên sang nhánh khác.

Hình 3.4 Mô hình phân tập thu tín hiệu sử dụng kỹ thuật TC.


Trang 43

v Ưu điểm kỹ thuật TC

- Tại một thời điểm bất kỳ thì chỉ có một nhánh được chọn ra.

- Không cần phải đồng pha tín hiệu bên bộ thu.

- Tránh được việc bộ thu chuyên dụng phải liên tục quét giám sát tìm nhánh có

SNR lớn hơn nhánh đang chọn.

- Ít tốn kém.

v Nhược điểm kỹ thuật TC

- Performance kém.

- Việc chọn nhánh có SNR đạt trên mức ngưỡng đều chọn ngẫu nhiên.

3.3 Kỹ thuật phân tập phát

3.3.1 Khái niệm kỹ thuật phân tập phát

Kỹ thuật phân tập anten phát là kỹ thuật phân tập sử dụng nhiều anten phát đặt

ở trạm phát cho phép bộ thu nhận được nhiều bản sao của cùng một tín hiệu truyền.

Các bản sao cùng lượng thông tin như nhau nhưng ít có sự tương quan fading.

Tại trạm phát, công suất phát được chia đều cho các anten.

3.3.2 Một số đặc điểm của kỹ thuật phân tập phát

Kỹ thuật phân tập phát giảm thiểu fading, tăng hiệu quả tốc độ dữ liệu, các yếu

tố tái sử dụng nhỏ trong môi trường multicell để tăng cường năng lực hệ thống, giải

quyết nhu cầu thị trường về chất lượng và hiệu quả mà không cần thiết kế lại hệ

thống.

Kỹ thuật phân tập phát hiện nay đang được nghiên cứu và đưa vào sử dụng vì

những ưu điểm của nó. Thứ nhất là rất khó khăn để thiết kế lớn hơn hai anten trên

một máy di động cầm tay có kích thướt nhỏ, thứ hai là nhiều anten thu có nghĩa là

sẽ có nhiều bộ biến đổi tần số và như vậy có nghĩa là sẽ có nhiều nguồn xử lý,

những nguồn này hạn chế trong các đầu cuối di động. Ngược lại, sẽ dễ dàng lắp đặt

nhiều anten phát trên trạm phát và cũng dễ dàng sử dụng các nguồn ngoài cho nhiều

anten phát. Phân tập phát làm giảm yêu cầu xử lý các bộ thu và kết quả là cấu trúc

hệ thống đơn giản hơn, tiêu thụ nguồn thấp hơn và chi phí thấp hơn.


Trang 44

Ngược lại với phân tập thu mà chúng ta đang sử dụng rộng rãi trong các hệ

thống di động tổ ong, phân tập phát còn nhận được rất nhiều sự chú ý do việc thực

hiện phân tập anten phát là khác rất nhiều so với phân tập anten thu và việc khai

thác phân tập phát cũng có nhiều khó khăn sau:

ü Thứ nhất, vì các tín hiệu phát từ nhiều anten sẽ được trộn với nhau về mặt

không gian trước khi đến được các bộ thu, hệ thống yêu cầu bổ sung thêm một số

bộ xử lý tín hiệu ở cả phía thu và phía phát để tách được các tín hiệu thu và lợi dụng

được phân tập.

ü Thứ hai, phía thu thường ước lượng được các kênh fading còn phía phát thì

không giống như ở phía thu, không có được các thông tin tức thời về kênh nếu như

không có thông tin phản hồi từ phía thu về phía phát.

Tuy nhiên, phân tập phát có khả năng làm tăng đáng kể chất lượng của kênh.

3.3.3 Phân tập phát sử dụng kỹ thuật mã hóa không gian- thời gian

3.3.3.1 Hệ thống mã hóa không gian- thời gian

Chúng ta xét một hệ thống thông tin sử dụng mã không gian- thời gian trên

băng gốc với nT anten phát và nR anten thu như hình 3.5. Các dữ liệu phát đi được

mã hóa bởi bộ mã hóa không gian- thời gian.

Hình

Hình 3.5 Mô hình hệ thống mã hóa không gian- thời gian.

Tại mỗi khoảng thời gian t, một khối gồm m ký tự thông tin nhị phân được

biểu diễn bởi : ( )1 2, ,..., mt t t tc c c c= (3.14)

Information

source

Space-time

encoder S/P Receiver

xt1 rt

1

xt2 rt

2

Tntx Tn

tr

ct xt

……


Trang 45

được đưa vào bộ mã hóa không gian- thời gian. Từng khối bit này sẽ được mã hóa

và điều chế M mức, với M = 2m, để tạo thành NT ký tự, sau đó được đưa tới bộ biến

đổi nối tiếp/ song song (S/P) sinh ra một chuỗi NT ký tự song song để phát đồng

thời trên NT anten phát

( )1 2, ,..., mt t t tx x x x= (3.15)

Với i

tx , 1£ i£ NT được phát trên anten thứ i và i

tx được gọi là ký tự không

gian- thời gian tại thời điểm t.

Trong thông tin vô tuyến, mỗi đường truyền từ một anten phát đến một anten

thu có thể được mô hình hóa là một kênh fading phẳng. Kênh truyền đa anten phát

và thu với NT anten phát và NR anten thu có thể được biểu diễn bởi ma trận kênh

truyền H. Tại thời điểm t, ma trận H được cho bởi:

22

11 12 1

21 2

1 2

...

...

... ... ... ...

...

T

T

R R R T

t t tN

t t tN

t

t t tN N N N

h h h

h h hH

h h h

é ùê úê ú= ê úê úê úë û

(3.16)

Với hji là hệ số suy giảm cho đường truyền từ anten phát thứ i đến anten thu

thứ j.

Tại đầu thu, tín hiệu thu được tại mỗi anten là sự chồng chập của NT tín hiệu

phát bị suy biến bởi kênh truyền fading. Tại thời điểm t, tín hiệu thu được tại anten

thu thứ j, j= 1;2;…; NR được xác định như sau:

1

TNj t i j

t ji t ti

r h x n=

= +å (3.17)

Với j

tn là nhiễu tại anten thu j ở thời điểm t.

Ta có thể biểu diễn tín hiệu thu được từ NR anten thu bởi vectơ:

( )1 2, ,..., RTN

t t t tr r r r= (3.18)


Trang 46

Nhiễu tại đầu thu cũng có thể được biểu diễn bởi vectơ:

( )1 2, ,..., RTN

t t t tn n n n= (3.19)

Từ đó ta có: t t t tr H x n= + (3.20)

Mã hóa không gian- thời gian ( STBC ) nhằm thực hiện mã hóa một khối các

kỹ tự đầu vào thành ma trận đầu ra. Mã hóa STBC cho phép phân tập đầy đủ, quá

trình giải mã đơn giản, dựa trên bộ giải mã tương quan tối đa Maximum Likelihood

ML. Mô hình Alamouti là mô hình đầu tiên của phương pháp mã hóa không gian-

thời gian cho hệ thống hai anten phát và một anten thu, sau đó được nâng cấp lên

cho hệ thống có M anten thu. Trong phần nội dung này, sẽ trình bày về hệ thống mã

hóa STBC trên nền mô hình Alamouti.

3.3.3.2 Mô hình hệ thống Alamouti

Kỹ thuật phân tập phát Alamouti là một trong những kỹ thuật mã hóa không

gian- thời gian đầu tiên được xây dựng dành cho hệ thống đa anten thu phát.

Giải pháp kỹ thuật này được mô tả như hình dưới đây:

Hình 3.6 Sơ đồ Alamouti cho hệ thống có 2 anten phát và 1 anten thu.


Trang 47

Trong sơ đồ Alamouti từng nhóm m bit được điều chế M mức,với m=log2(M).

Sau đó bộ mã hóa sẽ lấy từng khối hai ký tự đã điều chế s0 và s1 đưa đến anten phát

theo ma trận mã sau:

*0 1

*1 0

s ss

s s

é ù-= ê úë û

(3.21)

Trong ma trận trên, cột đầu tiên đại diện cho chu kỳ phát đầu tiên, cột thứ hai

đại diện cho chu kì phát tiếp theo. Hàng đầu tiên tương ứng với các ký tự được phát

từ anten thứ nhất, và hàng thứ 2 tương ứng với các ký tự được phát từ anten thứ 2.

Trong suốt chu kỳ của ký tự thứ nhất, anten đầu tiên truyền s0 và anten thứ 2 truyền

s1. Trong suốt chu kỳ của ký tự thứ 2, anten đầu tiên truyền *

1s- , anten thứ 2

truyền *

0s là liên hợp phức của s0.

Điều này cho thấy rằng ta đã phát đi cả về không gian( trên 2 anten) và thời

gian ( 2 khoảng thời gian truyền). Đây gọi là mã không gian- thời gian.

Theo sơ đồ hình 3.6, ta ký hiệu các hệ số suy giảm của kênh truyền từ hai

anten phát đến anten thu tại thời điểm t là ( )0h t và ( )1h t . Giả sử các hệ số này

không thay đổi giữa hai chu kỳ liên tiếp. Ta có:

( ) 00 0 0 0( ) jh t h t T h h e q= + = = (3.22)

( ) 11 1 1 1( ) jh t h t T h h e q= + = = (3.23)

Với ih và iq là biên độ và pha của kênh truyền từ hai anten phát đến anten

thu và T là thời gian phát một ký tự.

Tại đầu thu, tín hiệu thu được tại hai chu kỳ liên tiếp là:

( )0 0 0 1 1 0r r t h s h s n= = + + (3.24)

( ) * *1 0 1 1 0 1r r t T h s h s n= + = - + + (3.25)

Với n0, n1 lần lượt là các biến phức độc lập nhau có trung bình bằng không,

đại diện cho các mẫu nhiễu Gauss tại thời điểm t và t+T.


Trang 48

Tín hiệu thu được biểu diễn bởi vectơ:

[ ]*

0 00 10 1 *

1 11 0

r ns sh h

r ns s

é ù-é ù é ù= +ê úê ú ê ú

ë û ë ûë û (3.26)

Hay 0 10 0 0* **

1 01 1 1

h hr s n

h hr s né ùé ù é ù é ù

= +ê úê ú ê ú ê ú-ë û ë û ë ûë û (3.27)

Đặt 0 1* *

1 0A

h hH

h hé ù

= ê ú-ë û thì

*0 1*

1 0

HA

h hH

h h

é ù= ê ú-ë û

và ( )2 20 1 2. H

A AH H h h I= +

Với I2 là ma trận đơn vị bậc 2.

Bằng cách lấy ma trận tín hiệu thu nhân với HAH thì được tín hiệu mới để ước

lượng mà đã khử được pha của h0 và h1. Lúc này, bộ kết hợp tạo ra tín hiệu ước

lượng ~

0s và ~

1s từ tín hiệu thu được và thông tin trạng thái kênh truyền ( CSI-

Channel State Information). Với giải thuyết các hệ số kênh h0, h1 như là thông tin

trạng thái kênh.

~

0s = * *

0 0 1 1h r h r+ (3.28)

~

1s = * *

1 0 0 1h r h r- (3.29)

Thay công thức (3.24) và (3.25) vào (3.28) và (3.29) ta có:

( )~ 2 2 * *0 0 1 0 0 0 1 1s h h s h n h n= + + + (3.30)

( )~ 2 2 * *1 0 1 1 0 1 1 0s h h s h n h n= + - + (3.31)

Ta có thể biểu diễn lại dưới dạng vectơ như sau:

~

0 0 0*~

1 11

H HA A A

s s nH H H

s ns

é ù é ù é ùê ú = +ê ú ê úê ú ë û ë ûë û (3.32)


Trang 49

Tiếp theo, bộ giải mã ML sẽ giải mã các tín hiệu ước lượng ~

0s và ~

1s bằng

cách tìm ra cặp tín hiệu ^

0s và ^

1s từ tất cả các cặp giá trị có thể có của ~

0s và ~

1s sao

cho tín hiệu thu được khi truyền ^

0s và ^

1s qua kênh truyền sẽ rất giống tín hiệu thu

được r0 và r1. Nguyên tắc tìm của bộ ML như sau: giá trị ^

0s và ^

1s được chọn sẽ

thỏa mãn điều kiện sao cho:

( ) ( )2 2^ ~ ^ ^ ~ ^2 2 2 22 2

0 1 1 21 , 1 ,i i i j i jh h s d s s h h s d s sæ ö æ ö+ - + £ + - +ç ÷ ç ÷è ø è ø (3.33)

Với { }^ ^ ^

0 1,is s s= ;^

js là là mẫu thứ j trong chòm điểm các giá trị của ~

0s và

~

1s cần tìm ra.

( ) ( )( )2 * *,d x y x y x y= - - là khoảng cách Euclidean giữa hai tín hiệu x và y.

Đối với tín hiệu điều chế PSK, năng lượng của các mẫu trong chòm điểm đều

bằng nhau 2 2^ ^

i j ss s E= = , với sE là năng lượng của tín hiệu. Từ đó,công thức

(3.33) có thể viết là:

~ ^ ~ ^

2 2, ,i i i jd s s d s sæ ö æ ö£ç ÷ ç ÷è ø è ø

(3.34)

Tỷ số tín hiệu trên nhiễu tổng hợp

1 2g g g= + (3.35)

Trong đó 1g là tỷ số tín hiệu trên nhiễu ứng với tín hiệu thu thứ nhất.

2g là tỷ số tín hiệu trên nhiễu ứng với tín hiệu thu thứ hai.


Trang 50

Nếu coi công suất tín hiệu phát chia đều cho hai anten thì tại mỗi anten nhận

năng lượng 2

sE và khi đó trung bình bình phương biên độ tín hiệu phát tại mỗi

anten là :

{ } { }2 2

0 1 2sE

E s E s= = . (3.36)

Từ công thức (3.30) ta đặt :

( )2 2

0 0 1 0's h h s= + và * *

0 0 0 1 1'n h n h n= +

Thực hiện lập tỷ số tín hiệu trên nhiễu 1g như sau:

{ }{ }

( ) { }{ }

( ){ }

2 22 2 2 2 2 2

0 0 1 0 0 1

1 2 2 2

0 0 0

' . .

' ' 2. '

sE s h h E s h h E

E n E n E ng

+ += = = (3.37)

{ } { } ( ) ( ){ }2 * * * * *0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1' ' .( ') .E n E n n E h n h n h n h n= = + +

{ } { } { } { }2 2 2 2 * * * *0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1h E n h E n h h E n n h h E n n= + + + (3.38)

Mà do nhiễu nhiệt có đặc trưng là hai mẫu lân cận độc lập về xác suất do đó:

{ } { } { }{ } { } { }

0 1 0 1

* * * *0 1 0 1

0

0

E n n E n E n

E n n E n E n

= =

= = (3.39)

Thay công thức (3.39) vào (3.38) ta có:

{ } { } { }2 2 2 2 2

0 0 0 1 1'E n h E n h E n= + ( )2 2

0 1 0h h N= + (3.40)

Thay công thức (3.40) vào (3.37), ta được:

( )( )

( )22 2 2 2

0 1 0 1

1 2 200 1 0

22

s sh h E h h E

Nh h Ng

+ += =

+ (3.41)


Trang 51

Hoàn toàn tương tự, ta có tỷ số tín hiệu trên nhiễu 2g ứng với tín hiệu thu

thứ 2 là:

( )( )

( )22 2 2 2

0 1 0 1

2 2 200 1 0

22

s sh h E h h E

Nh h Ng

+ += =

+ (3.42)

v Ưu điểm của kỹ thuật Alamouti

- Mô hình Alamouti dễ tổng quát hóa cho mô hình nhiều anten thu.

- Mô hình Alamouti không yêu cầu tín hiệu feedback từ máy thu về máy phát.

- Giảm được một nửa công suất của bộ khuếch đại nên có thể thu nhỏ kích thướt

anten, dễ ứng dụng cho cellphone, giảm giá thành.

- Có độ tin cậy cao vì nếu một trong những chuỗi ký tự bị mất sẽ có chuỗi ký tự

khác được nhận, có thể khôi phục tín hiệu nhưng có thể chất lượng sẽ kém.

v Nhược điểm của kỹ thuật Alamouti

- Tôc độ bit truyền của hệ thống Alamouti chậm hơn so với hệ thống MRC do

độ trễ khi phải mã hóa. Với N nhánh phân tập phát, nếu bản sao chuyển đổi của các

tín hiệu khác nhau được truyền tại N anten, sự chậm trễ là N lần mã hóa.

- Nhiễu tác động, kỹ thuật Alamouti yêu cầu truyền đồng thời tín hiệu từ hai

anten, mỗi anten truyền đi chỉ một nửa công suất so với công suất một anten phát

của MRC nhưng nó vẫn xuất hiện lượng nhiễu tiềm năng, có hai lần số lượng của

nhiễu, mỗi nhiễu có một nửa công suất.

- BER và SNR của hệ thống Alamouti không tốt bằng hệ thống sử dụng kỹ

thuật MRC khi cùng bậc phân tập. Mô hình này có SNR thấp hơn 3 dB so với MRC

( hay công suất thấp hơn một nửa). Điều này là do khi phát, công suất hệ thống

được chia đều cho hai anten phát nếu công suất phát của hệ thống bị hạn chế. Còn

nếu không bị hạn chế về công suất, tức công suất phát tăng gấp đôi thì hiệu suất của

hệ thống cũng bằng hệ thống MRC. Do đó, hệ thống có tính thực tế cao.


3.3.3.3 Mô hình hệ thống

Giải pháp mô hình Alamouti v

dụng với các trường hợp cầ

dưới đây:

Hình 3.7 Mô hình h

Giả thuyết rằng tại th

phát tín hiệu s1. Tại thời đi

hai phát tín hiệu *

0s .

Đáp ứng kênh truyền h

với anten thu thứ nhất và anten thu th

ỹ thuật phân tập

ng Alamouti mở rộng 2 anten phát và 2 anten thu

i pháp mô hình Alamouti với 2 anten phát và 2 anten thu được đưa vào

ần bậc phân tập cao hơn. Mô hình hệ thống đư

Mô hình hệ thống Alamouti với 2 anten phát và 2 anten thu.

i thời điểm t, anten thứ nhất phát tín hiệu s0, anten th

i điểm ( t+ T) anten thứ nhất phát tín hiệu -

n h0, h1 đặc trưng cho kênh truyền giữa anten phát th

t và anten thu thứ hai.

Trang 52

2 anten phát và 2 anten thu

c đưa vào ứng

ng được đưa ra

i 2 anten phát và 2 anten thu.

, anten thứ hai

*1s- , anten thứ

a anten phát thứ nhất


Trang 53

Đáp ứng kênh truyền h2, h3 đặc trưng cho kênh truyền giữa anten phát thứ hai

với anten thu thứ nhất và anten thu thứ hai.

Tại thời điểm t, tín hiệu thu ở anten thứ nhất là r0, tín hiệu thu ở anten thứ hai

là r1. Tại thời điểm (t+T), tín hiệu thu ở anten thứ nhất là r2, tín hiệu thu ở anten thứ

hai là r3.

Biểu diễn các tín hiệu thu như sau:

0 0 0 2 1 0

1 1 0 3 1 2

* *2 0 1 2 0 1

* *3 1 1 3 0 3

r h s h s n

r h s h s n

r h s h s n

r h s h s n

= + +

= + +

= - + +

= - + +

(3.43)

Biến đổi ma trận thu thành:

0 0 2 0

1 1 3 10* * * *

2 2 0 21* * * *

3 3 1 3

r h h n

r h h nsr

r h h ns

r h h n

é ù é ù é ùê ú ê ú ê úé ùê ú ê ú ê ú= = +ê úê ú ê ú ê ú- ë ûê ú ê ú ê ú-ë û ë û ë û

(3.44)

Đặt

0 2

1 3* *

2 0* *

3 1

A

h h

h hH

h h

h h

é ùê úê ú=ê ú-ê ú-ë û

Suy ra

* *0 1 2 3

* *2 3 0 1

HA

h h h hH

h h h h

é ù= ê ú- -ë û

0 2

* *1 30 1 2 3* ** *

2 02 3 0 1* *

3 1

HA A

h h

h hh h h hH H

h hh h h h

h h

é ùê úé ù ê ú= ê ú ê ú-- -ë û ê ú-ë û

( )2 2 2 2

0 1 2 3 2h h h h I= + + + (3.45)


Trang 54

Cũng như đối với mô hình Alamouti 2 anten phát và 1 anten thu thì lúc này bộ

kết hợp cũng tạo ra tín hiệu ~

0s và ~

1s .

~* * * *

0 0 0 1 1 2 2 3 3

~* * * *

1 2 0 3 1 0 2 1 3

s h r h r h r h r

s h r h r h r h r

= + + +

= + - - (3.46)

Ta có thể biểu diễn dưới dạng: b̃ = 释b̃难b̃囊恃= 寡霹脾辊= 寡霹脾寡霹b + 寡霹脾柜= 纵|ℎ囊|挠+ |ℎ挠|挠+ |ℎ脑|挠+ |ℎ恼|挠邹挂挠b + 柜孙 (3.47)

Tiếp theo, bộ giải mã ML sẽ giải mã các tín hiệu ước lượng ~

0s và ~

1s bằng

cách tìm ra cặp tín hiệu ^

0s và ^


0s và ~

1s sao

cho:

纵|ℎ囊|挠+ |ℎ挠|挠+ |ℎ脑|挠+ |ℎ恼|挠− 1邹藤^

is 藤挠+ 圭挠收b̃平, ^

is 寿

≤ 纵|ℎ囊|挠+ |ℎ挠|挠+ |ℎ脑|挠+ |ℎ恼|挠− 1邹藤^

ks 藤挠+ 圭挠收b̃平, ^

ks 寿 (3.48)

Trong đó ^

ks là mẫu tín hiệu trong chòm điểm các tín hiệu cần chọn ra.

Đối với tín hiệu điều chế PSK, năng lượng của các mẫu trong chòm điểm đều

bằng nhau 2 2^ ^

2 m ss s E= = , với sE là năng lượng của tín hiệu. Từ đó,công thức

(3.48) có thể viết là:

~ ^ ~ ^

2 22 2 2, , md s s d s sæ ö æ ö£ç ÷ ç ÷

è ø è ø (3.49)

Như vậy, việc tính toán các thông số trong mô hình Alamouti sử dụng 2 anten

phát và 2 anten thu cũng tương tự như mô hình 2 anten phát và 1 anten thu. Tuy

nhiên, với hệ thống sử dụng mô hình có bậc phân tập cao hơn này thì chất lượng

được cải thiện hơn mặc dù cách thực hiện đơn giản.


Trang 55

3.3.3.4 Mô hình Alamouti mở rộng có 2 anten phát và M anten thu

Mô hình này được minh họa bằng hình vẽ dưới đây:

Hình 3.8 Mô hình Alamouti có 2 anten phát và M anten thu.

Cũng tương tự như hai mô hình đã xét ở trên.

Ở chu kì t, anten thứ nhất phát tín hiệu s0, anten thứ hai phát tín hiệu s1. Ở chu

kỳ (t+ T), anten thứ nhất phát tín hiệu *1s- , anten thứ hai phát tín hiệu *

0s .

Ký hiệu ijr là tín hiệu thu được ở anten thu thứ i do anten phát thứ j truyền

đến. ijh là đáp ứng kênh truyền giữa môi trường truyền từ anten phát thứ j đến

anten thu thứ i. ijn là nhiễu tác động lên kênh truyền ứng với anten thu thứ i và

anten phát thứ j. Với 1;2;...;i M= và j=1;2.


Trang 56

Ta có tín hiệu thu có dạng sau:

[ ] [ ] [ ]

[ ] [ ] [ ]

[ ] [ ] [ ]

*0 1

11 12 11 12 11 12*1 0

*0 1

21 22 21 22 21 22*1 0

*0 1

1 2 1 2 1 2*1 0

...

M M M M M M

s sr r h h n n

s s

s sr r h h n n

s s

s sr r h h n n

s s

é ù-= +ê ú

ë ûé ù-

= +ê úë û

é ù-= +ê ú

ë û

(3.50)

Bộ kết hợp sẽ tạo ra tín hiệu ước lượng:

~*

11 1111 12**~

1212 1112

~*

21 2121 22**~

2222 2122

~*

1 11 2**~

22 12

...

M MM M

MM MM

s rh h

rh hs

s rh h

rh hs

s rh h

rh hs

é ù é ù é ùê ú = ê ú ê úê ú - ë ûë ûë ûé ù é ù é ùê ú = ê ú ê úê ú - ë ûë ûë û

é ù é ù é ùê ú = ê ú ê úê ú - ë ûë ûë û

(3.51)

Nên

~ ~ ~ ~

1 11 21 1

~ ~ ~ ~

2 12 22 2

... M

M

s s s s

s s s s

é ù é ù é ù é ùê ú ê ú ê ú ê ú= + + +ê ú ê ú ê ú ê úë û ë û ë û ë û

* * *11 21 111 12 21 22 1 2

* * ** * *12 22 212 11 22 21 2 1

... MM M

MM M

r r rh h h h h h

r r rh h h h h h

é ù é ù é ùé ù é ù é ù= + + +ê ú ê ú ê úê ú ê ú ê ú- - -ë û ë û ë ûë û ë û ë û

(3.52)

Thay công thức (3.50) vào (3.52), ta có:

( )~ 2 2 2 2 2 2

1 11 12 21 22 1 2 0... M Ms h h h h h h s= + + + + + +

* * * * * *

11 11 12 12 21 21 22 22 1 1 2 2... M M M Mh n h n h n h n h n h n+ + + + + + + (3.53)


Trang 57

( )~ 2 2 2 2 2 2

2 11 12 21 22 1 2 1... M Ms h h h h h h s= + + + + + +

* * * * * *

11 12 12 11 21 22 22 21 1 2 2 1... M M M Mh n h n h n h n h n h n- + - + - - + (3.54)

Bộ giải mã ML sẽ giải mã các tín hiệu ước lượng ~

1s và ~

2s bằng cách tìm ra

cặp tín hiệu ^

1s và ^


1s và ~

2s sao cho:

( ) ^ ~ ^2 2 21 2 1 1 1

1

1 ,M

i ii

h h s d s s=

æ ö æ ö+ - + ç ÷ç ÷ è øè øå

( ) ^ ~ ^2 2 21 2 1

1

1 ,M

i i k ki

h h s d s s=

æ ö æ ö£ + - + ç ÷ç ÷ è øè øå (3.55)

Và ( ) ^ ~ ^2 2 21 2 2 2 2

1

1 ,M

i ii

h h s d s s=

æ ö æ ö+ - + ç ÷ç ÷ è øè øå

( ) ^ ~ ^2 2 21 2 2

1

1 ,M

i i m mi

h h s d s s=

æ ö æ ö£ + - + ç ÷ç ÷ è øè øå (3.56)

Trong đó ^

ks và ^

ms là các mẫu tín hiệu bất kỳ trong chòm điểm tín hiệu cần

chọn ra.

Cũng tương tự, đối với tín hiệu điều chế PSK, năng lượng của các mẫu trong

chòm điểm đều bằng nhau 2 2^ ^

1 k ss s E= = và 2 2^ ^

2 m ss s E= = nên các công thức

(3.55) và (3.56) thu gọn thành:

~ ^ ~ ^2 2

1 1 1, , kd s s d s sæ ö æ ö£ç ÷ ç ÷è ø è ø (3.57)

~ ^ ~ ^2 2

2 2 2, , md s s d s sæ ö æ ö£ç ÷ ç ÷è ø è ø (3.58)


Trang 58


Như vậy, nội dung chương đã nêu rõ được các phương pháp phân tập thu và

phát. Các ưu nhược điểm cũng như cách tính toán tỷ số tín hiệu trên nhiễu của từng

phương pháp cũng được trình bày khá kỹ lưỡng. Qua đó cho thấy được hiệu quả của

việc sử dụng các kỹ thuật phân tập tín hiệu trong cải thiện chất lượng hệ thống 4G

về mặt tốc độ cũng như độ tin cậy và tính kinh tế cao. Tuy nhiên, các phần trong

chương cũng chỉ được trình bày ở dạng lý thuyết tính toán mà chưa đi vào mô

phỏng hoạt động cụ thể. Vì thế, trong chương tiếp theo, sẽ trình bày nội dung mô

phỏng chất lượng hệ thống khi sử dụng các kỹ thuật trên.

Chương 4 Mô phỏng đánh giá chất lượng hệ thống 4G

Trang 59

CHƯƠNG 4

MÔ PHỎNG ĐÁNH GIÁ CHẤT LƯỢNG HỆ THỐNG 4G


Qua ba chương lý thuyết trên đã phân tích được đặc điểm của hệ thống 4G

với việc sử dụng công nghệ OFDM, kết hợp các kỹ thuật phân tập cũng như kỹ

thuật ước lượng kênh truyền. Để thấy rõ hiệu quả đạt được khi kết hợp các kỹ thuật

trên, chương này tiến hành mô phỏng đánh giá chất lượng hệ thống 4G bằng phần

mềm mô phỏng Matlab. Phương pháp thực hiện là phát tín hiệu OFDM trong hệ

thống 4G nhằm tăng tốc độ truyền dẫn dữ liệu, sử dụng tối ưu phổ tần, đảm bảo tính

an toàn cao kết hợp kỹ thuật phân tập nhằm nâng cao chất lượng hệ thống mà không

cần tăng công suất phát và kỹ thuật ước lượng kênh truyền để xác định thông tin

kênh truyền ở phía thu và tái tạo tín hiệu đã phát một cách gần đúng nhất.

4.2 Mô phỏng các thuật toán kỹ thuật phân tập thu anten

4.2.1 Thuật toán Threshold Combining

4.2.1.1 Lưu đồ thuật toán

Bắt đầu

Nhập số lượng anten thu phát

Thiết lập và điều chế MQAM ma trận ký tự cần truyền

Tạo chuỗi ký tự mẫu OFDM

Tính và thiết lập ma trận nhiễu N

Thiết lập ma trận kênh truyền H

A

Xét sóng mang con thứ i


Trang 60

Hình 4.1 Lưu đồ thuật toán Threshold Combining.

4.2.1.2 Kết quả mô phỏng

Thực hiện mô phỏng thuật toán Threshold Combining với hệ thống 1 anten

phát và 2 anten thu bằng cách truyền 600 cặp symbol OFDM và tính tỷ lệ bit lỗi

BER ( Bit Error Rate) với các mức tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR ( Signal Noise

Ratio) khác nhau từ 0 đến 30 dB để vẽ đồ thị. Đồng thời mô phỏng mô hình không

phân tập để so sánh kết quả và rút ra nhận xét.

A

Chọn mức ngưỡng Tg

SNR > Tg

Chuyển mạch bộ so sánh SNR thực hiện quét ngẫu nhiên trên nhánh anten bất kì nr

Khôi phục lại tín hiệu tại sóng mang con tương ứng

i= N_fft?

Tăng nr S

Đ

SĐ

Tăng i A

Giải mã tín hiệu truyền đi

So sánh tín hiệu truyền đi và tín hiệu giải mã được để tín BER

Kết thúc


Trang 61

v Dưới đây là kết quả mô phỏng BER của mô hình thuật toán Threshold

Combining và mô hình hệ thống không phân tập.

Hình 4.2 Biểu đồ BER của hệ thống khi không phân tập và khi có phân

tập dùng kỹ thuật Threshold Combining ( TC ).

v Nhận xét: Kết quả mô phỏng cho thấy:

· Tỷ số bit lỗi BER của mô hình hệ thống sử dụng kỹ thuật phân tập Threshold

Combining tốt hơn hẳn mô hình hệ thống không phân tập. Như vậy, việc sử dụng kỹ

thuật Threshold Combining cải thiện đáng kể chất lượng của hệ thống.

· Khi tăng tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR lên thì tỷ số bit lỗi BER giảm đi.

v Nhận xét: Kết quả mô phỏng trên hoàn toàn phù hợp với lý thuyết về kỹ

thuật Threshold Combining đã trình bày.


Trang 62

4.2.2 Thuật toán Selection Combining


Hình 4.3 Lưu đồ thuật toán Selection Combining.

Bắt đầu







Đo tỷ số SNR trên mỗi nhánh và tìm chọn nhánh có giá trị SNR lớn nhất.

Khôi phục lại tín hiệu tại sóng mang con tương ứng

Giải mã tín hiệu truyền đi


Kết thúc

i= N_fft?

Đ

Tăng i S


Trang 63


Thực hiện mô phỏng thuật toán Selection Combining với hệ thống 1 anten





v Dưới đây là kết quả mô phỏng BER của mô hình thuật toán Selection

Combining và mô hình hệ thống không phân tập.


tập dùng kỹ thuật Selection Combining ( SC ).

v Nhận xét : Kết quả mô phỏng cho thấy:

· Tỷ số bit lỗi BER của mô hình hệ thống sử dụng kỹ thuật phân tập Selection

Combining tốt hơn hẳn mô hình hệ thống không phân tập. Như vậy, việc sử dụng kỹ

thuật Selection Combining cải thiện đáng kể chất lượng của hệ thống.


v Kết luận: Kết quả mô phỏng phù hợp với lý thuyết đã trình bày về kỹ thuật SC


Trang 64

4.2.3 Thuật toán Equal Gain Combining


Hình 4.5 Lưu đồ thuật toán Equal Gain Combining.

Bắt đầu







Đồng pha và tổng hợp tín hiệu

Khôi phục lại tín hiệu sóng mang con tương ứng

i= N_fft? Tăng i S

ĐGiải mã tín hiệu truyền đi


Kết thúc


Trang 65


Thực hiện mô phỏng thuật toán Equal Gain Combining với hệ thống 1 anten





v Dưới đây là kết quả mô phỏng BER khi hệ thống sử dụng kỹ thuật EGC


tập dùng kỹ thuật Equal Gain Combining ( EGC ).

v Nhận xét Kết quả mô phỏng cho thấy:

· Tỷ số bit lỗi BER của mô hình hệ thống sử dụng kỹ thuật phân tập Equal

Gain Combining tốt hơn hẳn mô hình hệ thống không phân tập. Như vậy, việc sử

dụng kỹ thuật Equal Gain Combining cải thiện đáng kể chất lượng của hệ thống.


v Kết luận: Kết quả mô phỏng phù hợp với lý thuyết đã trình bày về kỹ thuật EGC


Trang 66

4.2.4 Thuật toán Maximal Ratio Combining


Hình 4.7 Lưu đồ thuật toán Maximal Ratio Combining.

Bắt đầu







Đồng pha, khuếch đại và tổng hợp tín hiệu

Khôi phục lại tín hiệu sóng mang con tương ứng

i= N_fft? Tăng i S

ĐGiải mã tín hiệu truyền đi


Kết thúc


Trang 67


Thực hiện mô phỏng thuật toán Maximal Ratio Combining với hệ thống 1

anten phát và 2 anten thu bằng cách truyền 600 cặp symbol OFDM và tính tỷ lệ bit

lỗi BER ( Bit Error Rate) với các mức tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR ( Signal Noise



v Dưới đây là kết quả mô phỏng BER khi hệ thống sử dụng kỹ thuật MRC:


tập dùng kỹ thuật Maximal Ratio Combining ( MRC ).


· Tỷ số bit lỗi BER của mô hình hệ thống sử dụng kỹ thuật phân tập Maximal

Ratio Combining tốt hơn hẳn mô hình hệ thống không phân tập. Như vậy, việc sử

dụng kỹ thuật Maximal Ratio Combining cải thiện đáng kể chất lượng của hệ thống.


v Kết luận:Kết quả mô phỏng phù hợp với lý thuyết đã trình bày về kỹ thuật MRC


Trang 68

4.2.5 Mô phỏng so sánh chất lượng hệ thống khi sử dụng các kỹ thuật phân

tập thu khác nhau

Thực hiện mô phỏng so sánh chất lượng hệ thống có 1 anten phát, 2 anten thu

khi sử dụng các kỹ thuật phân tập Threshold Combining (TC), Selection Combining

( SC ), Equal Gain Combining ( EGC ), Maximal Ratio Combining (MRC ) để tìm

ra phương pháp phân tập thu tối ưu nhất chất lượng hệ thống. Sử dụng 400 cặp

symbol OFDM. Tính tỷ lệ bit lỗi BER ( Bit Error Rate) với các mức tỷ số tín hiệu

trên nhiễu SNR ( Signal Noise Ratio) khác nhau để vẽ đồ thị.

Dưới đây là kết quả mô phỏng BER khi hệ thống sử dụng bốn kỹ thuật trên:

Hình 4.9 Biểu đồ BER của hệ thống sử dụng các kỹ thuật phân tập thu khác

nhau.


Trang 69


· Tỷ lệ bit lỗi BER khi sử dụng các kỹ thuật phân tập thu TC, SC, EGC, MRC

đều giảm hơn khi không sử dụng kỹ thuật phân tập thu.

· Kỹ thuật MRC cho đồ thị BER tối ưu nhất và kỹ thuật TC cho đồ thị BER

kém nhất trong bốn phương pháp trên. Điều này là do phương pháp MRC thực hiện

các khâu đồng pha, khuếch đại rồi tổng hợp tín hiệu thu được trên tất cả các anten

nhánh tại máy thu nên chất lượng tín hiệu sẽ tốt hơn đồng thời biên độ tín hiệu thu

được sẽ lớn hơn. Phương pháp EGC cũng thực hiện khâu đồng pha và tổng hợp tín

hiệu trên tất cả các anten nhánh nhưng lại không khuếch đại tín hiệu để đưa đến bộ

kết hợp, do đó chất lượng tín hiệu không tốt bằng khi sử dụng phương pháp MRC.

Còn phương pháp SC thì chỉ thực hiện đo SNR trên tất cả các nhánh anten để tìm

chọn nhánh có tỷ số SNR cao nhất mà không có khâu đồng pha, khuếch đại và tổng

hợp tín hiệu nên biên độ cũng như chất lượng tín hiệu kém hơn phương pháp MRC,

EGC. Hệ thống sử dụng phương pháp TC thì có chất lượng kém nhất vì chuyển

mạch của bộ so sánh SNR sẽ nhảy lần lượt để chọn nhánh có SNR cao nhất và khi

SNR nhánh đó giảm xuống thì bộ tổ hợp sẽ ngẫu nhiên chuyển sang nhánh khác. Do

đó, phương pháp TC cho kết quả cải thiện thấp nhất so với các phương pháp còn lại.

v Kết luận :

· Kết quả mô phỏng hoàn toàn phù hợp với lý thuyết.

· Độ phức tạp trong thi công phương pháp MRC cao hơn nhiều các phương

pháp EGC, SC, TC. Điều này đòi hỏi phải có những đánh giá chuyên sâu về hiệu

quả kinh tế khi lựa chọn phương pháp kết hợp để triển khai thực tế.


Trang 70

4.3 Mô phỏng thuật toán mã hóa khối không gian – thời gian STBC trong

kỹ thuật phân tập phát anten

4.3.1 Mô phỏng thuật toán mã hóa khối không gian – thời gian STBC với đáp

ứng kênh truyền hoàn hảo


Hình 4.10 Lưu đồ thuật toán Space – Time Block Coding.

Bắt đầu






Tín hiệu đầu thu được tổng hợp

Bộ kết hợp tạo ra tín hiệu ước lượng

Bộ giải mã Maximal Likelihood thực hiện giải mã tín hiệu truyền đi từ tín hiệu

ước lượng

So sánh tín hiệu truyền đi và tín hiệu giải mã được để tính BER

Kết thúc


Trang 71


Thực hiện mô phỏng mô hình thuật toán Space – Time Block Coding với hệ

thống có 2 anten phát và M anten thu. Sử dụng truyền 800 cặp symbol OFDM và

tính tỷ lệ bit lỗi BER ( Bit Error Rate) với các mức tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR

( Signal Noise Ratio) khác nhau từ 0 đến 20 dB để vẽ đồ thị.

Số lượng anten thu là M lần lượt bằng 2; 3; 4; 6; 8 để so sánh tỷ số bit lỗi

BER thay đổi như thế nào. Đồng thời mô phỏng hệ thống không sử dụng phân tập

để thấy được hiệu quả khi sử dụng kỹ thuật STBC này.

Dưới đây là kết quả mô phỏng BER khi hệ thống sử dụng kỹ thuật STBC:

Hình 4.11 Biểu đồ BER của hệ thống dùng STBC 2 anten phát, M anten thu

và hệ thống không phân tập.


· Tỷ số bit lỗi BER của sơ đồ STBC giảm khi SNR cao và tỷ số này thấp hơn

hẳn so với sơ đồ hệ thống không phân tập. Như vậy, chất lượng hệ thống được cải

thiện đáng kể so với hệ thống không phân tập.


Trang 72

· Tỷ lệ bit lỗi BER cũng giảm khi tăng số lượng anten thu. Điều này là do khi

số lượng anten thu nhiều thì khả năng thu được tín hiệu tại máy thu sẽ nhiều hơn.

v Kết luận : Kết quả mô phỏng hoàn toàn phù hợp với lý thuyết đã trình bày

về kỹ thuật STBC.

4.3.2 Mô phỏng thuật toán mã hóa khối không gian – thời gian STBC có kết

hợp kỹ thuật ước lượng kênh truyền ML ( Maximum Likelihood)


Hình 4.12 Lưu đồ thuật toán STBC kết hợp ước lượng kênh truyền.

Bắt đầu





Thiết lập ma trận kênh truyền H và ước lượng kênh truyền H theo ML

Tín hiệu đầu thu được tổng hợp

Bộ kết hợp tạo ra tín hiệu ước lượng

Bộ giải mã Maximal Likelihood thực hiện giải mã tín hiệu truyền đi từ tín hiệu

ước lượng

So sánh tín hiệu truyền đi và tín hiệu giải mã được để tính BER

Kết thúc


Trang 73


Thực hiện mô phỏng hệ thống 4G có 2 anten phát và 1 anten thu sử dụng kỹ

thuật STBC kết hợp với kỹ thuật ước lượng kênh truyền ML ( Maximum

Likelihood ). Sử dụng truyền 100 cặp symbol OFDM, và tính tỷ lệ bit lỗi BER ( Bit

Error Rate) với các mức tỷ số tín hiệu trên nhiễu SNR ( Signal Noise Ratio) khác

nhau từ 0 đến 20 dB để vẽ đồ thị. Đồng thời thực hiện mô phỏng hệ thống sử dung

kỹ thuật STBC với đáp ứng kênh truyền hoàn hảo để so sánh chất lượng giữa hai hệ

thống.

Dưới đây là kết quả mô phỏng của hệ thống STBC với đáp ứng kênh truyền

hoàn hảo và đáp ứng kênh truyền được ước lượng bởi phương pháp ML:

Hình 4.13 Biểu đồ BER của hệ thống dùng kỹ thuật STBC với đáp ứng

kênh truyền hoàn hảo và đáp ứng kênh truyền đuợc ước lượng bằng kỹ thuật ML.


Trang 74


Hệ thống STBC có sử dụng ước lượng kênh truyền bằng phương pháp ML

có đồ thị BER gần giống với hệ thống có đáp ứng kênh truyền hoàn hảo. Điều này

giúp cải thiện được chất lượng hệ thống di động khi bên thu thực hiện ước lượng

được kênh truyền giữa bên thu và bên phát. Vì hệ thống di động ngoài thực tế

không thể có được đáp ứng kênh truyền hoàn hảo như đã giả định. Nên nếu bên thu

muốn biết rõ được những thông tin bên phát đã phát đi thì cần phải biết được đáp

ứng kênh truyền, điều này được thực hiện nhờ việc ước lượng. Tuy nhiên, việc ước

lượng cũng chỉ thu được kết quả gần đúng với thực tế chứ không thể nào chính xác

tuyệt đối được vì trong thông tin vô tuyến, kênh truyền fading biến đổi ngẫu nhiên

và không tuân theo quy luật nào cả. Do đó mà BER hệ thống sử dụng ước lượng chỉ

gần giống với BER của hệ thống có đáp ứng kênh truyền hoàn hảo.

v Kết luận: Kết quả mô phỏng hoàn toàn phù hợp với lý thuyết về hệ thống

sử dung kỹ thuật STBC và hệ thống dùng ước lượng kênh truyền.


Trang 75

4.3.3 Mô phỏng hệ thống STBC khi thay đổi bậc điều chế MQAM

Thực hiện mô phỏng hệ thống STBC khi thay đổi bậc điều chế MQAM. Sử

dụng truyền 500 cặp symbol OFDM, lần lượt thay đổi với giá trị M_QAM = 4 và

M_QAM = 64. Tính tỷ lệ bit lỗi BER ( Bit Error Rate) với các mức tỷ số tín hiệu

trên nhiễu SNR ( Signal Noise Ratio) khác nhau để vẽ đồ thị.

Dưới đây là kết quả mô phỏng của hệ thống STBC ứng với hai trường hợp

M_QAM = 4 và M_QAM = 64:

Hình 4.14 Biểu đồ BER hệ thống STBC với bậc điều chế M=4 và M=64.


· Khi số mức điều chế càng tăng thì tỷ lệ bit lỗi BER càng tăng ở sơ đồ STBC.

Điều này là do khi số mức điều chế tăng lên, khoảng cách giữa hai mức điều chế lân

cận nhau càng gần lại nên chỉ cần nhiễu bé là có thể gây nhầm lần giữa các mức và

sinh ra lỗi.

v Kết luận: Kết quả mô phỏng hoàn toàn phù hợp với lý thuyết.


Trang 76

4.4 Mô phỏng so sánh chất lượng hệ thống khi sử dụng phương pháp phân

tập thu và phương pháp phân tập phát

Thực hiện mô phỏng so sánh phương pháp phân tập thu và phân tập phát với

việc mô phỏng so sánh phương pháp MRC và phương pháp STBC khi cùng bậc

phân tập. So sánh MRC ( 1 anten phát x 2 anten thu) và STBC ( 2 anten phát x 1

anten thu). So sánh MRC (1 anten phát x 4 anten thu ) và STBC ( 2 anten phát x 2

anten thu). Sử dụng 800 cặp symbol OFDM. Dưới đây là đồ thị mô tả quá trình so

sánh hai phương pháp trên:

Hình 4.15 Biểu đồ BER hệ thống dùng kỹ thuật STBC và kỹ thuật MRC.

v Nhận xét:

· Tuy có cùng độ lợi phân tập là 2 và 4 nhưng BER của sơ đồ STBC 2x1 cao

hơn sơ đồ MRC 1x2 và BER của sơ đồ STBC 2x2 cũng cao hơn sơ đồ MRC 1x4.

Điều này là do sơ đồ MRC dùng nhiều anten thu hơn nên việc kết hợp các tín hiệu

tại đầu thu cũng tốt hơn, dẫn đến BER thấp hơn. Tuy nhiên, việc sử dụng sơ đồ


Trang 77

STBC sẽ tiết kiệm được số anten hơn sơ đồ MRC cùng độ lợi phân tập. Hơn nữa,

công suất phát cho từng anten của sơ đồ STBC chỉ bằng một nửa sơ đồ MRC, điều

đó giúp giảm giá thành bộ khuếch đại công suất máy phát.

v Kết luận : Kết quả mô phỏng hoàn toàn phù hợp với lý thuyết.


Chương 4 đã tiến hành mô phỏng từng sơ đồ cụ thể của các loại mã phân tập

thu và phân tập phát đã trình bày ở chương 3. Chương này đã thực hiện so sánh kết

quả mô phỏng của các sơ đồ này với nhau cũng như so sánh với sơ đồ không phân

tập truyền thống để thấy được tác dụng của cácc phương pháp phân tập trong việc

cải thiện chất lượng hệ thống di động không dây. Các kết quả thu được hoàn toàn

phù hợp với lý thuyết đã trình bày trong các chương trước.

Kết luận và hướng phát triển của đề tài

Trang 78

KẾT LUẬN VÀ HƯỚNG PHÁT TRIỂN CỦA ĐỀ TÀI

v Kết luận

Đồ án đã tập trung nghiên cứu về hệ thống thông tin di động 4G sử dụng công

nghệ OFDM, một công nghệ cung cấp các phương pháp truy cập không dây cho hệ

thống 4G với lợi ích mang lại là hiệu quả sử dụng phổ tần cao nhờ tính trực giao,

giảm được ảnh hưởng của trễ đa đường, kênh fading…Hơn nữa, đồ án cũng đã phân

tích được các đặc tính truyền dẫn tín hiệu không dây, cũng như các giải pháp kỹ

thuật quan trọng giúp cải thiện chất lượng hệ thống 4G như kỹ thuật phân tập thu,

phân tập phát có ứng dụng việc ước lượng thông tin kênh truyền.

Chương cuối của đồ án cũng đã tiến hành mô phỏng chất lượng hệ thống với

các phương pháp phân tập khác nhau và cho kết quả tương đối phù hợp với lý

thuyết đã phân tích.

Qua đó cho thấy rằng, sự kết hợp giữa các kỹ thuật phân tập đi kèm với kỹ

thuật ước lượng thông tin kênh truyền ứng dụng trên nền công nghệ OFDM là một

giải pháp kỹ thuật tối ưu cho các nhà mạng nhằm nâng cao tốc độ truyền dẫn mà

chất lượng của các hệ thống 4G lại vẫn được đảm bảo với tỷ lệ bit lỗi BER thấp hơn

trước. Ngoài ra, giải pháp trên còn đạt được hiệu quả kinh tế cao khi không phải

tăng công suất phát hay lắp đặt các anten kích thướt lớn, phù hợp cho ứng dụng cell

phone.

v Một số hạn chế của đồ án

Do khuôn khổ nội dung đồ án nên một số phần lý thuyết chưa được đi sâu

phân tích chi tiết.

Do thời gian hạn chế nên phần mô phỏng chưa xét hết được tất cả các trường

hợp khác nhau để rút ra nhận xét từng loại mã một cách chi tiết và thuyết phục hơn.

v Hướng phát triển đề tài

Đây là đề tài khá rộng và đang được nghiên cứu nhiều hiện nay trên thế giới

và cả ở Việt Nam. Đề tài này có thể được phát triển theo hướng kết hợp các kỹ thuật

phân tập lại với nhau như mã khối không gian – thời gian siêu trực giao. ( Supper –

Orthogonal Space – Time Block Codes ).

Tài liệu tham khảo

Trang 79

TÀI LIỆU THAM KHẢO

[1] Nguyen Le Hung, “ Mobile Communication”, Danang University of

Technology, University of Danang, 2010.

[2] Nguyen Le Hung, “ OFDM Fundamentals ”, Danang University of

Technology, 2010.

[3] A.B. Gershman, N.D. Sidiropoulos, “Space-Time Processing for MIMO

Communication”,2005.

[4] Sumeet Sandhu, Robert W. Heath Jr, Arogyaswami Paulaj, “Space-Time

Block Codes versus Space-Time Trellis Codes”, 2000.

[5] Da-shan Shiu, Joseph M. Kahn, “Layerd Space-Time Codes for Wireless

Communications Using Mutiple Transmit Antennas, 2008

[6] Branka Vucetic, Jinhong Yuan, “Space-Time Coding”, University of

Sydney and New South Wales, Australia, 2003.

[7] Hamid Jafarkhani, “ Space – Time Coding, Theroy and Pratice ”, University

of California, Irvine, 2005.

[8] R. Nowak, “ Statiscal Signal Processing, ECE 830 Fall 2010”.

[9] N. Al – Dhahir, “ Space – Time Coding for Wireless Communications “,

University of Texas at Dallas,2009.

[10] Rish S.Blum and Qing Yan, “ IEEE Transactions on Communications, Vol 49,

No.11, November 2011”.

[11] Fernando Gregorio, “ Space – Time code for MIMO Systems ”, Helsinki

University of Technology, 2008.

[12] Andrea Goldsmith, “Wireless communications” , 2005.

[13] William C. Y. Lee, “Mobile communications design fundamentals” , 2009.

[14] Kamran Arshad, “Channel Estimation in OFDM Systems” . August, 2002.

[15] Mohinder Jankiraman, “Space – Time Codes and MIMO systems”, 2010.

Phụ lục

Trang a80

PHỤ LỤC

%*************** Receive diversity technique TC ****************** N_datapacket=600; %number of data packet for m = 0:4:4; N_receive=2; % number of receive antenna N_transmit=1; % number of transmit antenna SNR = [2:2:30].'; % signal noise ratio N_datasymbol = 30; % number of data symbol N_fft =128; % size of FFT N_cp = 10; % CP length in normal mode Powersignal = N_transmit*1; % power of noise-free received signal N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion L = 5; % number of resolvable multipaths PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) ); % function of Power Delay Profile M_QAM =64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier BER = zeros(1,length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); [x,data_bit_seq,data_sym] = Transmit_Generator(length_subcarrier,N_fft,N_datasymbol,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); H = zeros(N_fft, 1, N_receive); for nr = 1:N_receive h(:,1,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); [y,Y_FFT] = Receive_Generator(N_transmit,N_receive,L,N_fft,No,h,x); for k = 1:N_fft H(k, 1, nr) = exp(-2j*pi*(k-1)*[0:L-1]/N_fft)*h(:,1,nr); end end %-------------------------- recoverbit = zeros(1,length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); for j = 1:N_datasymbol recoversymbol = zeros(N_fft,1); for i =1:N_fft %go through all subcarrier y1=0; h1=0; if m == 0 % No Diversity y1=Y_FFT(i,nr,j); h1=H(i,1,nr); x1=y1/h1; recoversymbol(i)=[x1]; elseif m == 4 % Threshold Combining Powersignal = N_transmit*1; threshold = Powersignal; nr = 1; count = 0; while ((abs(H(i,1,nr)) < threshold) && (count < N_receive))

Phụ lục

Trang a81

nr = mod(nr,N_receive)+1; count = count + 1; end recoversymbol(i) = Y_FFT(i,nr,j)/H(i,1,nr); end end recoverbit((length_subcarrier*N_fft*(j-1)+1):length_subcarrier*N_fft*j) = MQAM_Demodulator(recoversymbol,2^length_subcarrier); end %----------------------------- BER(SNR_index) = BER(SNR_index) + sum( abs(data_bit_seq - recoverbit) ); end end BER = BER/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); switch(m) case 0 figure(1) semilogy(SNR,BER,'b-','LineWidth',2); hold on; case 4 semilogy(SNR,BER,'r-','LineWidth',2); hold on; otherwise end title('Receive diversity technique TC'); xlabel('Signal noise ratio (SNR) (dB)'); ylabel('Bit error rate (BER)'); legend( 'No diversity',... 'TC '); grid on end %**************** Receive diversity technique SC ***************** N_datapacket=600; %number of data packet for m = 0:3:3; N_receive=2; % number of receive antenna N_transmit=1; % number of transmit antenna SNR = [2:2:30].'; % signal noise ratio N_datasymbol = 30; % number of data symbol N_fft =128; % size of FFT N_cp = 10; % CP length in normal mode Powersignal = N_transmit*1; % power of noise-free received signal N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion L = 5; % number of resolvable multipaths PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) ); % function of Power Delay Profile M_QAM =64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier BER = zeros(1,length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN

Phụ lục

Trang a82

for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); [x,data_bit_seq,data_sym] = Transmit_Generator(length_subcarrier,N_fft,N_datasymbol,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); H = zeros(N_fft, 1, N_receive); for nr = 1:N_receive h(:,1,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); [y,Y_FFT] = Receive_Generator(N_transmit,N_receive,L,N_fft,No,h,x); for k = 1:N_fft H(k, 1, nr) = exp(-2j*pi*(k-1)*[0:L-1]/N_fft)*h(:,1,nr); end end %-------------------------- recoverbit = zeros(1,length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); for j = 1:N_datasymbol recoversymbol = zeros(N_fft,1); for i =1:N_fft %go through all subcarrier y1=0; h1=0; if m == 0 % No Diversity y1=Y_FFT(i,nr,j); h1=H(i,1,nr); x1=y1/h1; recoversymbol(i)=[x1]; elseif m == 3 %Selection Combining [Hmax, nr] = max( abs(H(i,1,:))); y1=Y_FFT(i,nr,j); x1=y1/(H(i,1,nr)); recoversymbol(i) = [x1]; end end recoverbit((length_subcarrier*N_fft*(j-1)+1):length_subcarrier*N_fft*j) = MQAM_Demodulator(recoversymbol,2^length_subcarrier); end %----------------------------- BER(SNR_index) = BER(SNR_index) + sum( abs(data_bit_seq - recoverbit) ); end end BER = BER/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); switch(m) case 0 figure(1) semilogy(SNR,BER,'b-','LineWidth',2); hold on; case 3 semilogy(SNR,BER,'r-','LineWidth',2); hold on; otherwise end title('Receive diversity technique SC'); xlabel('Signal noise ratio (SNR) (dB)');

Phụ lục

Trang a83

ylabel('Bit error rate (BER)'); legend( 'No diversity',... 'SC '); grid on end %*************** Receive diversity technique EGC ****************** N_datapacket=600; %number of data packet for m = 0:2:2; N_receive=2; % number of receive antenna N_transmit=1; % number of transmit antenna SNR = [2:2:30].'; % signal noise ratio N_datasymbol = 30; % number of data symbol N_fft =128; % size of FFT N_cp = 10; % CP length in normal mode Powersignal = N_transmit*1; % power of noise-free received signal N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion L = 5; % number of resolvable multipaths PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) ); % function of Power Delay Profile M_QAM =64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier BER = zeros(1,length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); [x,data_bit_seq,data_sym] = Transmit_Generator(length_subcarrier,N_fft,N_datasymbol,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); H = zeros(N_fft, 1, N_receive); for nr = 1:N_receive h(:,1,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); [y,Y_FFT] = Receive_Generator(N_transmit,N_receive,L,N_fft,No,h,x); for k = 1:N_fft H(k, 1, nr) = exp(-2j*pi*(k-1)*[0:L-1]/N_fft)*h(:,1,nr); end end %-------------------------- recoverbit = zeros(1,length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); for j = 1:N_datasymbol recoversymbol = zeros(N_fft,1); for i =1:N_fft %go through all subcarrier y1=0; h1=0; if m == 0 % No Diversity y1=Y_FFT(i,nr,j); h1=H(i,1,nr); x1=y1/h1; recoversymbol(i)=[x1]; elseif m == 2 % Equal Gain Combining for nr=1:N_receive

Phụ lục

Trang a84

y1=y1+Y_FFT(i,nr,j)*conj(H(i,1,nr))/abs(H(i,1,nr)); h1=h1+abs(H(i,1,nr)); end x1=y1/h1; recoversymbol(i) = [x1]; end end recoverbit((length_subcarrier*N_fft*(j-1)+1):length_subcarrier*N_fft*j) = MQAM_Demodulator(recoversymbol,2^length_subcarrier); end %----------------------------- BER(SNR_index) = BER(SNR_index) + sum( abs(data_bit_seq - recoverbit) ); end end BER = BER/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); switch(m) case 0 figure(1) semilogy(SNR,BER,'b-','LineWidth',2); hold on; case 2 semilogy(SNR,BER,'r-','LineWidth',2); hold on; otherwise end title('Receive diversity technique EGC'); xlabel('Signal noise ratio (SNR) (dB)'); ylabel('Bit error rate (BER)'); legend( 'No diversity',... 'EGC '); grid on end %************** Receive diversity technique MRC ****************** N_datapacket=600; %number of data packet for m = 0:1:1; N_receive=2; % number of receive antenna N_transmit=1; % number of transmit antenna SNR = [2:2:30].'; % signal noise ratio N_datasymbol = 30; % number of data symbol N_fft =128; % size of FFT N_cp = 10; % CP length in normal mode Powersignal = N_transmit*1; % power of noise-free received signal N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion L = 5; % number of resolvable multipaths PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) ); % function of Power Delay Profile M_QAM =64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier BER = zeros(1,length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket

Phụ lục

Trang a85

disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); if m==0 N_receive = 1; end [x,data_bit_seq,data_sym] = Transmit_Generator(length_subcarrier,N_fft,N_datasymbol,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); H = zeros(N_fft, 1, N_receive); for nr = 1:N_receive h(:,1,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); [y,Y_FFT] = Receive_Generator(N_transmit,N_receive,L,N_fft,No,h,x); for k = 1:N_fft H(k, 1, nr) = exp(-2j*pi*(k-1)*[0:L-1]/N_fft)*h(:,1,nr); end end %-------------------------- recoverbit = zeros(1,length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); for j = 1:N_datasymbol recoversymbol = zeros(N_fft,1); for i =1:N_fft %go through all subcarrier y1=0; h1=0; if m == 0 % No Diversity y1=Y_FFT(i,nr,j); h1=H(i,1,nr); x1=y1/h1; recoversymbol(i)=[x1]; elseif m == 1 %Maximal Ratial Combining for nr = 1:N_receive y1=y1+Y_FFT(i,nr,j)*conj(H(i,1,nr)); h1=h1+(conj(H(i,1,nr))*H(i,1,nr)); end x1=y1/h1; recoversymbol(i)=[x1]; end end recoverbit((length_subcarrier*N_fft*(j-1)+1):length_subcarrier*N_fft*j) = MQAM_Demodulator(recoversymbol,2^length_subcarrier); end %----------------------------- BER(SNR_index) = BER(SNR_index) + sum( abs(data_bit_seq - recoverbit) ); end end BER = BER/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); switch(m) case 0 figure(1) semilogy(SNR,BER,'b-','LineWidth',2); hold on; case 1 semilogy(SNR,BER,'r-','LineWidth',2); hold on; otherwise

Phụ lục

Trang a86

end title('Receive diversity technique MRC'); xlabel('Signal noise ratio (SNR) (dB)'); ylabel('Bit error rate (BER)'); legend( 'No diversity',... 'MRC '); grid on end %************ Compare receive diversity techniques *********** N_datapacket=400; %number of data packet for m =0:1:4; N_receive=2; % number of receive antenna N_transmit=1; % number of transmit antenna SNR = [2:2:16].'; % signal noise ratio N_datasymbol = 30; % number of data symbol N_fft =128; % size of FFT N_cp = 10; % CP length in normal mode Powersignal = N_transmit*1; % power of noise-free received signal N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion L = 5; % number of resolvable multipaths PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) ); % function of Power Delay Profile M_QAM =64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier BER = zeros(1,length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) No =Powersignal /(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); [x,data_bit_seq,data_sym] = Transmit_Generator(length_subcarrier,N_fft,N_datasymbol,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); H = zeros(N_fft, 1, N_receive); for nr = 1:N_receive h(:,1,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); [y,Y_FFT] = Receive_Generator(N_transmit,N_receive,L,N_fft,No,h,x); for k = 1:N_fft H(k, 1, nr) = exp(-2j*pi*(k-1)*[0:L-1]/N_fft)*h(:,1,nr); end end %-------------------------- recoverbit = zeros(1,length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); for j = 1:N_datasymbol recoversymbol = zeros(N_fft,1); for i =1:N_fft %go through all subcarrier y1=0; h1=0; if m == 0 % No Diversity y1=Y_FFT(i,nr,j); h1=H(i,1,nr); x1=y1/h1;

Phụ lục

Trang a87

recoversymbol(i)=[x1]; elseif m == 1 %Maximal Ratial Combining for nr = 1:N_receive y1=y1+Y_FFT(i,nr,j)*conj(H(i,1,nr)); h1=h1+(conj(H(i,1,nr))*H(i,1,nr)); end x1=y1/h1; recoversymbol(i)=[x1]; elseif m == 2 % Equal Gain Combining for nr=1:N_receive y1=y1+Y_FFT(i,nr,j)*conj(H(i,1,nr))/abs(H(i,1,nr)); h1=h1+abs(H(i,1,nr)); end x1=y1/h1; recoversymbol(i) = [x1]; elseif m == 3 %Selection Combining [Hmax, nr] = max( abs(H(i,1,:))); y1=Y_FFT(i,nr,j); x1=y1/(H(i,1,nr)); recoversymbol(i) = [x1]; elseif m == 4 % Threshold Combining Powersignal = N_transmit*1; threshold = Powersignal; nr = 1; count = 0; while ((abs(H(i,1,nr)) < threshold) && (count < N_receive)) nr = mod(nr,N_receive)+1; count = count + 1; end recoversymbol(i) = Y_FFT(i,nr,j)/H(i,1,nr); end end recoverbit((length_subcarrier*N_fft*(j-1)+1):length_subcarrier*N_fft*j) = MQAM_Demodulator(recoversymbol,2^length_subcarrier); end %----------------------------- BER(SNR_index) = BER(SNR_index) + sum( abs(data_bit_seq - recoverbit) ); end end BER = BER/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); switch(m) case 0 semilogy(SNR,BER,'b-','LineWidth',2); hold on; case 1 semilogy(SNR,BER,'r-','LineWidth',2); hold on; case 2 semilogy(SNR,BER,'g-','LineWidth',2); hold on; case 3 semilogy(SNR,BER,'k-','LineWidth',2); hold on; case 4 semilogy(SNR,BER,'m-','LineWidth',2);

Phụ lục

Trang a88

hold on; otherwise end title('Compare receive diversity techniques'); xlabel('Signal noise ratio (SNR) (dB)'); ylabel('Bit error rate (BER)'); legend( 'No diversity',... 'MRC ',... 'EGC ',... 'SC ',... 'TC '); grid on end %******************* Generate transmit data ***************** function [x,data_bit_seq,data_sym] = Transmit_Generator(length_subcarrier,N_fft,N_datasymbol,L) % Data OFDM signal generation data_bit_seq = randint(1,length_subcarrier*N_fft*N_datasymbol); % fprintf('%d',data_bit_seq) %----------------------------------------------------------------- %Anti-Gray MQAM Mapping for each data subcarrier & Generation of transmitted data signals pre_QAM_seq = reshape(data_bit_seq,length_subcarrier,N_fft,N_datasymbol); x = zeros(N_fft,L,1,N_datasymbol); for sym = 1:N_datasymbol % use MQAM_modulator instead of QPSK_modulator X = MQAM_modulator(pre_QAM_seq(:,:,sym)); data_sym = X.'; % According to the Gray Mapping USED x(1:N_fft,1:L,1,sym) = circulant_ma(sqrt(N_fft)*ifft(X.'),L); end end %****************** Generate receive data ******************* function [y,Y_FFT] = Receive_Generator(N_transmit,N_receive,L,N_fft,No,h,x) N_datasymbol =30; for i=1:N_datasymbol for j = 1:N_receive y_nonoise = zeros(N_fft,1); y_nonoise = y_nonoise... + x(1:N_fft,1:L,N_transmit,i)*h(1:L,N_transmit,j); AWGN_sig = sqrt(No/2)*( randn(N_fft,1) + j*randn(N_fft,1) ); y(1:N_fft,j,i) = y_nonoise + AWGN_sig; Y_FFT(1:N_fft,j,i) = sqrt(1/N_fft)*fft(y(1:N_fft,j,i)); end end end

Phụ lục

Trang a89

%***** STBC with 2 transmit antenna and M receive antenna ***** N_datapacket=800; %number of data packet SNR = [0:2:20]; % signal noise ratio M_QAM = 64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier/MQAM constellation point L = 5; % number of resolvable multipaths N_fft =128; % size of FFT N_cp = 10; % CP length in normal mode Powersignal = 1; % power of noise-free received signal N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) );% function of Power Delay Profile %---------------------------------- N_timeslot = 1;%Number of time slots (each with a length of 0.5ms) in a LTE frame. N_symOFDM_timeslot = 1; % number of OFDM symbols in a time slot in a LTE frame, i.e., normal mode in "Downlink Control Channel Design for 3GPP LTE", WCNC 2008 symOFDM_position = [1:N_timeslot*N_symOFDM_timeslot]; % position indices of all considered (data/pilot) OFDM symbols pilot_position = [11]; % positions of pilot OFDM symbols in a burst of "N_slot*N_sym_slot=14" considered OFDM symbols. data_position = data_sym_index_gen(N_timeslot*N_symOFDM_timeslot,pilot_position); % generate positions of data OFDM symbols (given the pilot OFDM symbols' position) N_data_symOFDM = length(data_position); % number of data OFDM symbols in a considered burst. N_pilot_symOFDM = length(pilot_position); % number of used pilot OFDM symbols. N_sym = N_data_symOFDM + N_pilot_symOFDM; % total number of data and pilot OFDM symbols in a burst %----------------------------------------- BER_1x1 = zeros(1,length(SNR)); BER_2x1 = zeros(1,length(SNR)); BER_2x2 = zeros(1,length(SNR)); BER_2x3 = zeros(1,length(SNR)); BER_2x4 = zeros(1,length(SNR)); BER_2x6 = zeros(1,length(SNR)); BER_2x8 = zeros(1,length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); % Data-modulated signal generation. [x,data_bit_seq,data_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_data_symOFDM,L); [tx_pilot_sig,pilot_bit_seq,pilot_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_pilot_symOFDM,L); N_receive = 10; % number of Rx antennas N_transmit = 2; % number of Tx antennas % Block-fading channel generation

Phụ lục

Trang a90

h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end [y_no_diversity,Y_FFT_no_diversity] = Rx_Generator_STBC(1,1,L,N_fft,data_position,No,h,x); [y_STBC_2x1,Y_FFT_Alamouti_2x1] = Rx_Generator_STBC(2,1,L,N_fft,data_position,No*2,h,x); [y_STBC_2x2,Y_FFT_Alamouti_2x2] = Rx_Generator_STBC(2,2,L,N_fft,data_position,No*2,h,x); [y_STBC_2x3,Y_FFT_Alamouti_2x3] = Rx_Generator_STBC(2,3,L,N_fft,data_position,No*2,h,x); [y_STBC_2x4,Y_FFT_Alamouti_2x4] = Rx_Generator_STBC(2,4,L,N_fft,data_position,No*2,h,x); [y_STBC_2x6,Y_FFT_Alamouti_2x6] = Rx_Generator_STBC(2,6,L,N_fft,data_position,No*2,h,x); [y_STBC_2x8,Y_FFT_Alamouti_2x8] = Rx_Generator_STBC(2,8,L,N_fft,data_position,No*2,h,x); [recoverbit_no_diversity, recoversymbol_no_diversity] = Recovery_Y( h, Y_FFT_no_diversity, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 1, L,1 ); [recoverbit_Alamouti_2x1, recoversymbol_Alamouti_2x1] = Recovery_Y( h, Y_FFT_Alamouti_2x1, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 1,L,2 ); [recoverbit_Alamouti_2x2, recoversymbol_Alamouti_2x2] = Recovery_Y( h, Y_FFT_Alamouti_2x2, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 2, L,2 ); [recoverbit_Alamouti_2x3, recoversymbol_Alamouti_2x3] = Recovery_Y( h, Y_FFT_Alamouti_2x3, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 3, L,2 ); [recoverbit_Alamouti_2x4, recoversymbol_Alamouti_2x4] = Recovery_Y( h, Y_FFT_Alamouti_2x4, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 4, L,2 ); [recoverbit_Alamouti_2x6, recoversymbol_Alamouti_2x6] = Recovery_Y( h, Y_FFT_Alamouti_2x6, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 6, L,2 ); [recoverbit_Alamouti_2x8, recoversymbol_Alamouti_2x8] = Recovery_Y( h, Y_FFT_Alamouti_2x8, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 8, L,2 ); BER_1x1(SNR_index) = BER_1x1(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_no_diversity)); BER_2x1(SNR_index) = BER_2x1(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_Alamouti_2x1)); BER_2x2(SNR_index) = BER_2x2(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_Alamouti_2x2)); BER_2x3(SNR_index) = BER_2x3(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_Alamouti_2x3)); BER_2x4(SNR_index) = BER_2x4(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_Alamouti_2x4)); BER_2x6(SNR_index) = BER_2x6(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_Alamouti_2x6)); BER_2x8(SNR_index) = BER_2x8(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_Alamouti_2x8)); end

Phụ lục

Trang a91

end BER_1x1 = BER_1x1/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); BER_2x1 = BER_2x1/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); BER_2x2 = BER_2x2/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); BER_2x3 = BER_2x3/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); BER_2x4 = BER_2x4/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); BER_2x6 = BER_2x6/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); BER_2x8 = BER_2x8/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); clc toc figure(1) semilogy(SNR,BER_1x1,'b-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER_2x1,'g-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER_2x2,'r-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER_2x3,'y-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER_2x4,'k-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER_2x6,'ro-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER_2x8,'ko-','LineWidth',2); hold on; xlabel('Signal Noise Ratio SNR (dB)'); ylabel('Bit error rate ( Bit Error Rate(BER))'); grid on legend( 'no diversity','2x1','2x2','2x3','2x4','2x6','2x8'); title('STBC with 2 transmit antenna and M receive antenna'); %**** STBC 2x1 combines with Estimation Maximum Likelihood *** clc N_datapacket=100; %number of data packet SNR = [0:2:20]; % signal noise ratio M_QAM = 64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier/MQAM constellation point L = 20; % number of resolvable multipaths N_fft =128; % size of FFT N_cp = 30; % CP length in normal mode N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) );% function of Power Delay Profile N_receive=1; % number of receive antenna N_transmit=2; % number of transmit antenna

Phụ lục

Trang a92

Powersignal = N_transmit*1; % power of noise-free received signal %---------------------------------- N_timeslot = 1;%Number of time slots (each with a length of 0.5ms) in a LTE frame. N_symOFDM_timeslot = 10; % number of OFDM symbols in a time slot in a LTE frame, i.e., normal mode in "Downlink Control Channel Design for 3GPP LTE", WCNC 2008 symOFDM_position = [1:N_timeslot*N_symOFDM_timeslot]; % position indices of all considered (data/pilot) OFDM symbols pilot_position = [2]; % positions of pilot OFDM symbols in a burst of "N_slot*N_sym_slot=14" considered OFDM symbols. data_position = data_sym_index_gen(N_timeslot*N_symOFDM_timeslot,pilot_position); % generate positions of data OFDM symbols (given the pilot OFDM symbols' position) N_data_symOFDM = length(data_position); % number of data OFDM symbols in a considered burst. N_pilot_symOFDM = length(pilot_position); % number of used pilot OFDM symbols. N_sym = N_data_symOFDM + N_pilot_symOFDM; % total number of data and pilot OFDM symbols in a burst %----------------------------------------- BER_STBC_2x1 = zeros(1,length(SNR)); BER_STBC_ML_2x1 = zeros (1, length(SNR)); estimationML = zeros(1, length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); [x,data_bit_seq,data_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_data_symOFDM,L); [tx_pilot_sig,pilot_bit_seq,pilot_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_pilot_symOFDM,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end [h_estimationML] = EstimationML(tx_pilot_sig, h, No, PDP, pilot_position, N_fft,N_transmit, N_receive, L); [y_STBC_2x1,Y_FFT_STBC_2x1] = Rx_Generator_STBC(N_transmit,N_receive,L,N_fft,data_position,No,h,x); [recoverbit_STBC_2x1, recoversymbol_STBC_2x1] = Recovery_Y( h, Y_FFT_STBC_2x1, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, N_receive,L,N_transmit ); [recoverbit_STBC_ML_2x1, recoversymbol_STBC_ML_2x1] = Recovery_Y( h_estimationML, Y_FFT_STBC_2x1, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, N_receive,L,N_transmit ); BER_STBC_2x1(SNR_index) = BER_STBC_2x1(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_STBC_2x1)); BER_STBC_ML_2x1(SNR_index) = BER_STBC_ML_2x1(SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_STBC_ML_2x1));

Phụ lục

Trang a93

estimationML(SNR_index) = estimationML(SNR_index)+ sum(sum(abs(h-h_estimationML).^2))/sum(sum(abs(h).^2)); end end BER_STBC_2x1 = BER_STBC_2x1/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); BER_STBC_ML_2x1 = BER_STBC_ML_2x1/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); estimationML(SNR_index) = estimationML(SNR_index)/N_datapacket; toc figure(1) semilogy(SNR,BER_STBC_2x1,'b-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER_STBC_ML_2x1,'g-','LineWidth',2); hold on; semilogy(0,0,'w'); hold on; xlabel('Signal Noise Ratio SNR (dB)'); ylabel('Bit error rate ( Bit Error Rate(BER))'); grid on legend( 'STBC - perfect channel ','STBC- estimation ML'); title('STBC 2x1 combines with Estimation Maximum Likelihood'); %************* Maximum Likelihood Estimation ******************** function [h_estimationML] = EstimationML(tx_pilot_sig, h, No,PDP, pilot_pos, N_fft, N_transmit, N_receive, L) for rr =1:N_receive S = zeros(N_fft,L*N_transmit); h1 = zeros(L*N_transmit,1); for tt = 1:N_transmit S(:,(tt-1)*L+1:tt*L) = tx_pilot_sig(:,:,tt); h1((tt-1)*L+1:tt*L,1) = h(:,tt,rr); end AWGN_sig = sqrt(No/2)*(randn(N_fft,1) + 1i*randn(N_fft,1)); r = S*h1 + AWGN_sig; % estimation Maximum Likelihood h_est_ML = inv(S'*S)*S'*r; h_estimationML(:,:,rr) = reshape(h_est_ML,L,N_transmit); end %***************** Comparison of MRC and STBC ******************** N_datapacket=800; %number of data packet SNR = [0:1:16]; % signal noise ratio M_QAM = 64; % MQAM modulation level used length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier/MQAM constellation point L = 3; % number of resolvable multipaths N_fft =128; % size of FFT N_cp = 10; % CP length in normal mode N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) );% function of Power Delay Profile %----------------------------------

Phụ lục

Trang a94

N_timeslot = 1;%Number of time slots (each with a length of 0.5ms) in a LTE frame. N_symOFDM_timeslot = 7; % number of OFDM symbols in a time slot in a LTE frame, i.e., normal mode in "Downlink Control Channel Design for 3GPP LTE", WCNC 2008 symOFDM_position = [1:N_timeslot*N_symOFDM_timeslot]; % position indices of all considered (data/pilot) OFDM symbols pilot_position = [2]; % positions of pilot OFDM symbols in a burst of "N_slot*N_sym_slot=14" considered OFDM symbols. data_position = data_sym_index_gen(N_timeslot*N_symOFDM_timeslot,pilot_position); % generate positions of data OFDM symbols (given the pilot OFDM symbols' position) N_data_symOFDM = length(data_position); % number of data OFDM symbols in a considered burst. N_pilot_symOFDM = length(pilot_position); % number of used pilot OFDM symbols. N_sym = N_data_symOFDM + N_pilot_symOFDM; % total number of data and pilot OFDM symbols in a burst %--------------------------------- BER = zeros(5,length(SNR)); tic for SNR_index = 1:length(SNR) for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); % Data-modulated signal generation. [x,data_bit_seq,data_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_data_symOFDM,L); %--------------- MRC 1x2 --------------------- N_transmit =1; N_receive = 2; h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end Powersignal = 1*N_transmit; % power of noise-free received signal No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN [y_MRC_1x2, Y_FFT_MRC_1x2] = Rx_Generator_STBC(1, 2, L, N_fft, data_position, No, h, x); [recoverbit_MRC_1x2, recoversymbol_MRC_1x2] = Recovery_Y( h, Y_FFT_MRC_1x2, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM,2, L, 1); BER(1,SNR_index)= BER(1,SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_MRC_1x2)); %---------------- MRC 1x4 -------------------- N_transmit =1; N_receive = 4; Powersignal = 1*N_transmit; % power of noise-free received signal h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN

Phụ lục

Trang a95

[y_MRC_1x4, Y_FFT_MRC_1x4] = Rx_Generator_STBC(1, 4, L, N_fft, data_position, No, h, x); [recoverbit_MRC_1x4, recoversymbol_MRC_1x4] = Recovery_Y( h, Y_FFT_MRC_1x4, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM,4, L, 1); BER(2,SNR_index)= BER(2,SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_MRC_1x4)); %--------------- STBC 2x1 --------------------- N_transmit =2; N_receive = 1; Powersignal = 1*N_transmit; % power of noise-free received signal No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end [y_STBC_2x1, Y_FFT_STBC_2x1] = Rx_Generator_STBC(2, 1, L, N_fft, data_position, No, h, x); [recoverbit_STBC_2x1, recoversymbol_STBC_2x1] = Recovery_Y( h, Y_FFT_STBC_2x1, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM,1, L, 2); BER(3,SNR_index)= BER(3,SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_STBC_2x1)); %--------------- STBC 2x2 -------------------- N_transmit =2; N_receive = 2; Powersignal = 1*N_transmit; % power of noise-free received signal No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end [y_STBC_2x2, Y_FFT_STBC_2x2] = Rx_Generator_STBC(2, 2, L, N_fft, data_position, No, h, x); [recoverbit_STBC_2x2, recoversymbol_STBC_2x2] = Recovery_Y( h, Y_FFT_STBC_2x2, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, 2, L, 2); BER(4,SNR_index)= BER(4,SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_STBC_2x2)); end end BER = BER/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); clc toc figure semilogy(SNR,BER(1,:),'g-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER(2,:),'r-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER(3,:),'y-','LineWidth',2); hold on; semilogy(SNR,BER(4,:),'k-','LineWidth',2); hold on; xlabel('Signal Noise Ratio SNR (dB)');

Phụ lục

Trang a96

ylabel('Bit error rate ( Bit Error Rate(BER))'); grid on; title('Comparison of MRC and STBC '); legend( 'MRC-1x2',... 'MRC-1x4',... 'STBC-2x1',... 'STBC-2x2'); %*********************** MQAM Modulator ********************* function [QAM_sym] = MQAM_modulator(bit_tupple) tupple_Len = length(bit_tupple(:,1)); burst_len = length( bit_tupple(1,:) ); QAM_sym = zeros(1,burst_len); for sam =1:burst_len if tupple_Len == 1 %M = 2 QAM_sym(sam) = 2*bit_tupple(1,sam) -1; elseif tupple_Len == 2 %M = 4 QAM_sym(sam) = (2*bit_tupple(1,sam) -1) +1i*(2*bit_tupple(2,sam) -1); elseif tupple_Len == 3 %M = 8 QAM_sym(sam) = 2*bit_tupple(1,sam) -1+ 1i*sign(bit_tupple(2,sam)-0.5)*(-2*bit_tupple(3,sam) +3); elseif tupple_Len == 4 %M = 16 QAM_sym(sam) = sign(bit_tupple(1,sam)-0.5)*(-2*bit_tupple(2,sam) +3) +... 1i*sign(bit_tupple(3,sam)-0.5)*(-2*bit_tupple(4,sam) +3); elseif tupple_Len == 5 %M = 32 QAM_sym(sam) = sign(bit_tupple(1,sam)-0.5)*(-2*bit_tupple(2,sam) +3) +... 1i*sign(bit_tupple(3,sam)-0.5)*two_bit_to_int(bit_tupple(4:5,sam)); elseif tupple_Len == 6 %M = 64 QAM_sym(sam) = sign(bit_tupple(1,sam)-0.5)*two_bit_to_int(bit_tupple(2:3,sam)) +... 1i*sign(bit_tupple(4,sam)-0.5)*two_bit_to_int(bit_tupple(5:6,sam)); elseif tupple_Len == 7 %M = 128 QAM_sym(sam) = sign(bit_tupple(1,sam)-0.5)*two_bit_to_int(bit_tupple(2:3,sam)) +... 1i*(sign(bit_tupple(4,sam)-0.5)*8 - sign(bit_tupple(4,sam)-0.5)*sign(bit_tupple(5,sam)-0.5)*two_bit_to_int(bit_tupple(6:7,sam))); elseif tupple_Len == 8 %M = 256 QAM_sym(sam) = sign(bit_tupple(1,sam)-0.5)*8 - sign(bit_tupple(1,sam)-0.5)*sign(bit_tupple(2,sam)-0.5)*two_bit_to_int(bit_tupple(3:4,sam)) + ...

Phụ lục

Trang a97

1i*(sign(bit_tupple(5,sam)-0.5)*8 - sign(bit_tupple(5,sam)-0.5)*sign(bit_tupple(6,sam)-0.5)*two_bit_to_int(bit_tupple(7:8,sam))); end end %*********************** MQAM Demodulator ********************* function [recovered_bits] = MQAM_Demodulator(sig,M) num_sam = length(sig); if M == 2 %bits:0 1 s = [-1 1]; for sam = 1:num_sam [distance,min_index] = min( abs( sig(sam) - s ).^2 ); recovered_bits(sam) = min_index-1; end %================================================================= elseif M == 4 %bits:00 10 01 11 s = [-1-1i 1-1i -1+1i 1+1i]; for sam = 1:num_sam [distance,min_index] = min( abs( sig(sam) - s ).^2 ); recovered_bit_temp(1:2,sam) = dec2bin(min_index-1,2); end recovered_bits = reshape(recovered_bit_temp,1,2*(num_sam)); %================================================================= elseif M == 8 %new load QAM8dectab.mat [QAMbintab, QAMcplxtab] = make_tables(3,QAM_in); recovered_bits = []; for sam = 1:num_sam [y, x] = nearestIndex(sig(sam),QAMcplxtab); recovered_bits = horzcat(recovered_bits, reshape(QAMbintab(y, x, :), 1, 3)); end %================================================================= elseif M == 16 %new load QAM16dectab.mat [QAMbintab, QAMcplxtab] = make_tables(4,QAM_in); recovered_bits = []; for sam = 1:num_sam [y, x] = nearestIndex(sig(sam),QAMcplxtab); recovered_bits = horzcat(recovered_bits, reshape(QAMbintab(y, x, :), 1, 4)); end %================================================================= elseif M == 32 %new load QAM32dectab.mat [QAMbintab, QAMcplxtab] = make_tables(5,QAM_in); recovered_bits = []; for sam = 1:num_sam [y, x] = nearestIndex(sig(sam),QAMcplxtab); recovered_bits = horzcat(recovered_bits, reshape(QAMbintab(y, x, :), 1, 5)); end %=================================================================

Phụ lục

Trang a98

elseif M == 64 %new load QAM64dectab.mat [QAMbintab, QAMcplxtab] = make_tables(6,QAM_in); recovered_bits = []; for sam = 1:num_sam [y, x] = nearestIndex(sig(sam),QAMcplxtab); recovered_bits = horzcat(recovered_bits, reshape(QAMbintab(y, x, :), 1, 6)); end %================================================================= elseif M == 128 %new load QAM128dectab.mat [QAMbintab, QAMcplxtab] = make_tables(7,QAM_in); recovered_bits = []; for sam = 1:num_sam [y, x] = nearestIndex(sig(sam),QAMcplxtab); recovered_bits = horzcat(recovered_bits, reshape(QAMbintab(y, x, :), 1, 7)); end %================================================================= elseif M==256 %new load QAM256dectab.mat [QAMbintab, QAMcplxtab] = make_tables(8,QAM_in); recovered_bits = []; for sam = 1:num_sam [y, x] = nearestIndex(sig(sam),QAMcplxtab); recovered_bits = horzcat(recovered_bits, reshape(QAMbintab(y, x, :), 1, 8)); end end %*************** Generate Transmit data STBC ******************** function [x,data_bit_seq,data_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_data_symOFDM,L) % Data OFDM signal generation data_bit_seq = randint(1,length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); pre_QAM_seq = reshape(data_bit_seq,length_subcarrier,N_fft*2,N_data_symOFDM); x = zeros(N_fft,L,4,N_data_symOFDM); for sym = 1:N_data_symOFDM X = MQAM_modulator(pre_QAM_seq(:,:,sym)); data_sym = X.'; X1 = reshape(X,2,N_fft); X2 = zeros(2,N_fft); for n = 1:N_fft X2(1,n) = -conj(X1(2,n)); X2(2,n) = conj(X1(1,n)); end x(1:N_fft,1:L,1:2,sym) = circulant_ma(sqrt(N_fft)*ifft(X1.'),L);

Phụ lục

Trang a99

x(1:N_fft,1:L,3:4,sym) = circulant_ma(sqrt(N_fft)*ifft(X2.'),L); end end %*************** Generate Receive data STBC ******************** function [y,Y_FFT] = Rx_Generator_STBC(N_transmit,N_receive,L,N_fft,data_position,No,h,x) N_data_symOFDM = length(data_position); for i=1:N_data_symOFDM for j = 1:N_receive y1_nonoise = zeros(N_fft,1); y2_nonoise = zeros(N_fft,1); %MRRC if (N_transmit==1) y1_nonoise = y1_nonoise... + x(1:N_fft,1:L,1,i)*h(1:L,N_transmit,j); y2_nonoise = y2_nonoise... + x(1:N_fft,1:L,2,i)*h(1:L,N_transmit,j); end %STBC if (N_transmit ~= 1) for tx = 1:N_transmit y1_nonoise = y1_nonoise... + x(1:N_fft,1:L,tx,i)*h(1:L,tx,j); y2_nonoise = y2_nonoise... + x(1:N_fft,1:L,tx+2,i)*h(1:L,tx,j); end end AWGN_sig = sqrt(No/2)*( randn(N_fft,1) + 1i*randn(N_fft,1) ); y(1:N_fft,1,j,data_position(i)) = y1_nonoise + AWGN_sig; AWGN_sig = sqrt(No/2)*( randn(N_fft,1) + 1i*randn(N_fft,1) ); y(1:N_fft,2,j,data_position(i)) = y2_nonoise + AWGN_sig; Y_FFT(1:N_fft,1:2,j,data_position(i)) = sqrt(1/N_fft)*fft(y(1:N_fft,1:2,j,data_position(i))); end end end %************************** Recover data ***************************** function [ recoverbit, recoversymbol ] = Recovery_Y( h, Y_FFT, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, N_receive, L, N_transmit ) H = zeros(N_fft, N_transmit, N_receive); for tx = 1:N_transmit for rx = 1:N_receive for k = 1:N_fft H(k, tx, rx) = exp(-2j*pi*(k-1)*[0:L-1]/N_fft)*h(:,tx,rx);

Phụ lục

Trang a100

end end end recoverbit = zeros(1,length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); for sym = 1:N_data_symOFDM recoversymbol = zeros(N_fft,2); %for i = 2:2:N_fft for i = 1:N_fft s1 = 0; s2 = 0; if (N_transmit == 1) % Maximal Ratio Receiver Combining h = 0; for rx = 1:N_receive s1 = s1 + conj(H(i,N_transmit,rx))*Y_FFT(i,1,rx,data_position(sym)); s2 = s2 + conj(H(i,N_transmit,rx))*Y_FFT(i,2,rx,data_position(sym h = h + (abs(H(i,N_transmit,rx)))^2; end recoversymbol(i,:) = [s1 s2]/h; end if (N_transmit ~= 1) % STBC h = 0; for rx = 1:N_receive s1 = s1 + (conj(H(i,1,rx))*Y_FFT(i,1,rx,data_position(sym)) + H(i,2,rx)*conj(Y_FFT(i,2,rx,data_position(sym)))); s2 = s2 + (conj(H(i,2,rx))*Y_FFT(i,1,rx,data_position(sym)) - H(i,1,rx)*conj(Y_FFT(i,2,rx,data_position(sym)))); h = h + (abs(H(i,1,rx)))^2 + (abs(H(i,2,rx)))^2; end recoversymbol(i,:) = [s1 s2]/h; end end reco_sym_2frame = recoversymbol.'; reco_sym_2frame = reshape(reco_sym_2frame,1,N_fft*2); recoverbit(length_subcarrier*N_fft*2*(sym-1)+1:length_subcarrier*N_fft*2*sym) = MQAM_Demodulator(reco_sym_2frame,2^length_subcarrier); end end %*************** Change the order of modulation ***************** clc N_datapacket=500; %number of data packet SNR = [0:1:15]; % signal noise ratio N_fft = 128; % MQAM modulation level used L = 5; % number of resolvable multipaths N_fft =128; % size of FFT N_cp = 30; % CP length in normal mode N_symOFDM = N_fft + N_cp; % OFDM symbol length after CP insertion PDP = exp(-(0:L-1)/4)/sum( exp(-(0:L-1)/4) );% function of Power Delay Profile BER= zeros(5,length(SNR)); N_receive=1; % number of receive antenna N_transmit=2; % number of transmit antenna

Phụ lục

Trang a101

Powersignal = N_transmit*1; % power of noise-free received signal N_timeslot = 1;%Number of time slots (each with a length of 0.5ms) in a LTE frame. N_symOFDM_timeslot = 7; % number of OFDM symbols in a time slot in a LTE frame, i.e., normal mode in "Downlink Control Channel Design for 3GPP LTE", WCNC 2008 symOFDM_position = [1:N_timeslot*N_symOFDM_timeslot]; % position indices of all considered (data/pilot) OFDM symbols pilot_position = [2]; % positions of pilot OFDM symbols in a burst of "N_slot*N_sym_slot=14" considered OFDM symbols. data_position = data_sym_index_gen(N_timeslot*N_symOFDM_timeslot,pilot_position); % generate positions of data OFDM symbols (given the pilot OFDM symbols' position) N_data_symOFDM = length(data_position); % number of data OFDM symbols in a considered burst. N_pilot_symOFDM = length(pilot_position); % number of used pilot OFDM symbols. N_sym = N_data_symOFDM + N_pilot_symOFDM; % total number of data and pilot OFDM symbols in a burst %----------------------------------------- for o=1:2 if o==1 M_QAM=4; length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier/MQAM constellation point for SNR_index = 1:length(SNR) No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); [x,data_bit_seq,data_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_data_symOFDM,L); [tx_pilot_sig,pilot_bit_seq,pilot_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_pilot_symOFDM,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end [h_estimationML] = EstimationML(tx_pilot_sig, h, No, PDP, pilot_position, N_fft,N_transmit, N_receive, L); [y_STBC_2x1,Y_FFT_STBC_2x1] = Rx_Generator_STBC(N_transmit,N_receive,L,N_fft,data_position,No,h,x); [recoverbit_STBC_ML_2x1, recoversymbol_STBC_ML_2x1] = Recovery_Y( h_estimationML, Y_FFT_STBC_2x1, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, N_receive,L,N_transmit ); BER(1, SNR_index)= BER(1, SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_STBC_ML_2x1)); end end elseif o==2 M_QAM=64; length_subcarrier = log2(M_QAM); % number of bits per 1 subcarrier/MQAM constellation point BER= zeros(5,length(SNR)); for SNR_index = 1:length(SNR)

Phụ lục

Trang a102

No = Powersignal/(10^(SNR(SNR_index)/10)); % power of AWGN for p = 1:N_datapacket disp(['SNR=', num2str(SNR(SNR_index)), '; dataPacket=', num2str(p)]); [x,data_bit_seq,data_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_data_symOFDM,L); [tx_pilot_sig,pilot_bit_seq,pilot_sym] = Tx_Generator_STBC(length_subcarrier,N_fft,N_pilot_symOFDM,L); h = zeros(L,N_transmit,N_receive); for nr = 1:N_receive for tx = 1:N_transmit h(:,tx,nr) = sqrt(PDP.'/2).*( randn(L,1) + 1j*randn(L,1) ); end end [h_estimationML] = EstimationML(tx_pilot_sig, h, No, PDP, pilot_position, N_fft,N_transmit, N_receive, L); [y_STBC_2x1,Y_FFT_STBC_2x1] = Rx_Generator_STBC(N_transmit,N_receive,L,N_fft,data_position,No,h,x); [recoverbit_STBC_ML_2x1, recoversymbol_STBC_ML_2x1] = Recovery_Y( h_estimationML, Y_FFT_STBC_2x1, data_position, length_subcarrier, N_fft, N_data_symOFDM, N_receive,L,N_transmit ); BER(2,SNR_index) = BER(2,SNR_index) + sum(abs(data_bit_seq - recoverbit_STBC_ML_2x1)); end end end BER = BER/(N_datapacket*length_subcarrier*N_fft*2*N_data_symOFDM); clc switch(o) case 1 figure semilogy(SNR,BER(1,:),'b-','LineWidth',2); hold on; case 2 semilogy(SNR,BER(2,:),'g-','LineWidth',2); hold on; otherwise end xlabel('Signal Noise Ratio SNR (dB)'); ylabel('Bit error rate ( Bit Error Rate(BER))'); grid on legend( 'STBC - M=64 ','STBC - M=4'); title('change the order of Modulation - STBC '); end

Cai Thien Chat Luong He Thong 4g Su Dung Ky Thuat Phan Tap Ket Hop Uoc Luong Kenh Truyen

Documents

Transcript of Cai Thien Chat Luong He Thong 4g Su Dung Ky Thuat Phan Tap Ket Hop Uoc Luong Kenh Truyen