10G光纖通訊系統傳送接收電路
94
國 立 中 央 大 學 電 機 工 程 研 究 所 碩 士 論 文 10Gb/s 光纖通訊系統傳送/接收電路 模擬與實作 研 究 生：黃 凡 修 指導教授：詹 益 仁 博士 中 華 民 國 九 十 一 年 六 月
Transcript of 10G光纖通訊系統傳送接收電路
國 立 中 央 大 學
電 機 工 程 研 究 所 碩 士 論 文
10Gb/s 光纖通訊系統傳送/接收電路 模擬與實作
研 究 生：黃 凡 修 指導教授：詹 益 仁 博士
中 華 民 國 九 十 一 年 六 月
- 2 -
國立中央大學圖書館 碩博士論文授權書
(91年 5月最新修正版)
本授權書所授權之論文全文與電子檔，為本人於國立中央大學，撰寫
之碩/博士學位論文。(以下請擇一勾選)
( √ )同意 (立即開放)
( )同意 (一年後開放)，原因是：
( )同意 (二年後開放)，原因是：
( )不同意，原因是：
以非專屬、無償授權國立中央大學圖書館與國家圖書館，基於推動讀者間「資源
共享、互惠合作」之理念，於回饋社會與學術研究之目的，得不限地域、時間與
次數，以紙本、光碟、網路或其它各種方法收錄、重製、與發行，或再授權他人
以各種方法重製與利用。以提供讀者基於個人非營利性質之線上檢索、閱覽、下
載或列印。
研究生簽名: 黃 凡 修
論文名稱: 10Gb/s 光纖通訊系統傳送/接收電路模擬與實作
指導教授姓名： 詹益仁 教授
系所 ： 電 機 工 程 所 o博士 þ碩士班
學號： 90521097
日期：民國 92 年 7 月 3 日
備註：
1. 本授權書請填寫並親筆簽名後，裝訂於各紙本論文封面後之次頁（全文電子檔內之授權書簽名，可用電腦打字代替）。
2. 請加印一份單張之授權書，填寫並親筆簽名後，於辦理離校時交圖書館（以統一代轉寄給國家圖書館）。
3. 讀者基於個人非營利性質之線上檢索、閱覽、下載或列印上列論文，應依著作權法相關規定辦理。
- 3 -
摘 要
本論文以 III-V族半導體製程所製作的砷化鎵(GaAs)異質接面電
晶體 HBT(Heterojunction Bipolar Transistor)來設計與實現光纖通訊的
相關電路，並提出設計方式、測試方法的流程；利用異質接面電晶體
其高頻率、高速度及高驅動力等優點，來設計如光傳送雷射驅動器、
光接收轉阻放大器、限制放大器等，完成傳送/接收端 10 Gb/s傳輸率
的模擬及製作。
論文並提出 10 Gb/s標準下所需的量測架構與量測方法，使能正
確地測量光電元件和相關電路的特性，以便於進一步的探討在高速率
下所面臨的問題。
目 錄
第一章 導論 1.1光通訊標準 .............................................................1
1.2光通訊傳送 /接收架構 .............................................6 1.3
論文動機與架構 7
第二章 量測系統原理與架構
2.1 數位信號.................................................................8
2.2 數位信號產生與偵錯..............................................9
2.2.1非回零式信號產生 ........................................9
2.2.2眼圖 ..............................................................10
2.2.3錯誤偵錯.......................................................11
2.3 量測系統................................................................14
2.3.1 光元件頻寬量測...........................................16
2.3.1.1 光二極體暗電流與光電流量測 ..........16
2.3.1.2 光二極體脈波量測.............................17
2.3.1.3 光二極體光電頻寬量測......................18
2.3.1.4 雷射二極體量測.................................20
2.3.2 光電路量測 ..................................................21
2.3.2.1 光二極體與轉阻放大器量測..............21
2.3.2.2 限制放大器量測.................................23
2.3.2.3 多工/解多工器量測 ............................24
第三章 雷射驅動器
3.1 半導體雷射 ............................................................26
3.1.1 半導體雷射物理特性.....................................27
3.1.2半導體雷射的物理考量..................................29
3.2 半導體雷射操作特性 .............................................30
3.3 雷射驅動器原理.....................................................34
3.4 模擬與量測結果.....................................................37
- 2 -
3.5 連結效應之探討.....................................................45
第四章 轉阻放大器與限制放大器
4.1 光二極體................................................................47
4.1.1 光二極體物理特性 ........................................47
4.1.2 光二極體的物理考量.....................................48
4.2 轉阻放大器原理.....................................................51
4.3 限制放大器原理.....................................................54
4.4 模擬與量測結果.....................................................56
4.4.1 阻轉放大器量測 ............................................56
4.4.2 限制放大器量測 ............................................62
4.5 Q因素與錯誤率探討..............................................70
第五章 傳送/接收傳輸測試與時序電路
5.1 傳送/接收傳輸測試 ................................................ 75
5.2 時序電路................................................................ 77
5.2.1 D型正反器..................................................... 77
5.2.2 T型正反器...................................................... 79
5.2.3 多工器 ........................................................... 81
第六章 結論.......................................................................... 83
參考資料 ....................................................................... 85 附錄 A. ITU-T 數位傳輸標準.................................................. 89
第一章 緒論 § 1.1光通訊標準
目前數位化光纖通訊系統已廣泛的應用在長途電信
(telecommunication)及資料通訊(data communication)上；長途電信系
統以單模光纖(single-mode fiber)及 1310 nm/1550 nm波長的光源操作
在數十公里至數百公里的距離，而資料通訊屬於短距離通訊，以多模
光纖(Multi-Mode Fiber)及 850 nm波長為主，其應用在區域性的網路
交換上[1,3]。 以往高速光通訊的相關元件和研究只侷限在長距離的電信資訊
交換，隨著半導體製程的進步，使得元件及電路的設計製造成本大幅
的降低，於是有了中距離和短距離的應用規格出現，加上波長解析度
提高及波長控制的穩定，多波長傳輸 (DWDM，dense wavelength
division multiplexing) (圖1.1)也漸用來實現區域網路和區域網路或是
區域網路和電信網路的資料交換(圖1.2)[4,6]。
圖 1.1 DWDM多波長傳輸架構圖
- 2 -
現有的光通訊傳輸標準有SONET (synchronous optical network)
及SDH (synchronous digital hierarchy)兩種，其中訂定了階層式的資料
交換格式及傳輸位元率(bit rate)(表1.1)。另在物理層的傳輸標準，是
由國際電信標準ITU(International Telecommunication Unity)所制定的
ITU-T recommendations G. XXX (附錄A)，其中提出了短中長距離不同
位元率下所需的傳送/接收、通道、光波長及量測的規範。表(1.2)為
不同距離不同波長下的規格[1,6]。
SONET Electrical Optical
SDH Bit Rate(Mb/s)
STS-1 OC-1 STM-0 51.840
STS-3 OC-3 STM-1 155.520
STS-12 OC-12 STM-4 622.080
STS-48 OC-48 STM-16 2488.320
STS-192 OC-192 STM-64 9963.280
圖 1.2 光通訊網路交換架構圖
表 1.1 SONET/SDH傳輸位元率
- 3 -
在傳送端部分，定義有關發射光源的需求及必須符合的標準(表
1.3)[6]，如操作波長(operating Wavelength)、發射功率(mean launched
power)、波長頻寬(spectral width)、旁模抑制率(side mode suppression
ratio)、熄滅比(extinction ratio)、眼圖遮罩(eye pattern mask)、光訊雜
比(optical signal-to-noise ratio)… .等。
光傳送又可分為 1310 nm與 1550 nm波長下的需求，表(1.4)列出
其傳輸標準:
表 1.2 SONET/SDH傳輸規範
表 1.3 SONET/SDH傳送規範
- 4 -
1310 nm 1550 nm
Average Power -4dBm~0dBm (minimum) -1dBm (typical)
≥ 3dBm (minimum) 5dBm (typical)
Extinction Ratio > 8.2dB > 9.0dB (typical)
≥ 10dB (minimum) ≥ 12dB (typical)
Wavelength ± 20nm ± 6nm
Side Mode Suppression
> 30dB > 30dB
Eye Crossing 50% 50%
Connector FC/PC (standard) SC or ST available
FC/PC (standard) SC or ST available
在接收端部分，定義有關接收的需求與必須符合的標準(表
1.5)[6]，如接收靈敏度(sensitivity)、接收過載(overload)、反射比
(reflectance)、光串音(optical Crosstalk)… .等。
在不同的傳送距離下的接收靈敏度也隨之不同，表(1.6)以三種不
同傳輸距離為例，列出所需的接收靈敏度。
≤ 15 km ≤ 40 km ≤80 km Receiver
Sensitivity -18 dBm -18 dBm -27 dBm
表 1.5 SONET/SDH接收規範
表 1.6 傳輸距離對接收靈敏度
表 1.4 波長 1310 nm與 1550 nm傳送規範
- 5 -
光傳輸的通道也有相關的標準[6]，通常在長距離的傳輸上以單
模光纖(single mode fiber)為主，有 1310 nm和 1550 nm兩個範圍，1310
nm有低色散(low dispersion)而 1550 nm有低損耗(low attenuation)特點
(圖 1.3)；光纖的傳輸需求有衰減度(attenuation range)、同調色散
(chromatic dispersion)、極化色散(polarization mode dispersion)、返回
損失(return loss)… .等(表 1.7)。
光纖的損失在不同的傳輸距離下亦有不同的定義標準[1]，短距
離的傳輸是用 LED (light-emitting diode)光源及多模光纖，故損失較
大，在長距離傳輸則使用 LD (laser diode)光源、單模光纖或零色散光
纖(zero dispersion fiber)，損失較小；表(1.8)列出三種距離下的損失定
義。
ITU-T G.957
圖 1.3 光纖傳輸波長衰減及色散圖
表 1.7 光纖傳輸規範
- 6 -
§ 1.2光通訊傳送/接收架構
光通訊系統的前端電路，如圖(1.4)所示，光傳送端主要有雷射二
極體(laser diode)、雷射驅動器(laser driver)、偏壓及溫度控制器(bias
and temperature controller)及資料轉換電路(data converter)；光接收端
有轉組放大器(transimpedance amplifier)、限制放大器(limiting
amplifier)、時脈資料回覆電路(CDR, clock-data recovery)及時脈資料決
策電路(decision circuit)。
傳送端的雷射驅動器和偏壓溫度控制器主要作調變驅動半導體
雷射產生光訊號，並控制雷射二極體能保持在正常的特性下工作，而
資料轉換電路是提供來源資料的切換和時序的安排。
接收端是由光二極體接上轉阻放大器來作光電轉換的動作，之後
透過後級放大器的再放大及位準限制，以提供後端數位電路的處理，
其中時脈回覆電路及資料時脈決策電路是作時序上的再生與控制，以
供輸位電路的判讀。
ITU-T G.957 Transmission
Distance Attenuation at
1310 nm Attenuation at
1550 nm ≤ 15 km 3.5 dB/km Not specified ≤ 40 km 0.8 dB/km 0.5 dB/km ≤ 80 km 0.5 dB/km 0.3 dB/km
表 1.8 光纖傳輸損失規範
圖 1.4 光纖通訊傳送/接收架構圖
- 7 -
§ 1.3 論文動機與架構 本論文的研究目的，是為了實現以III-V族半導體製程所製作的砷
化鎵(GaAs)異質接面電晶體HBT(Heterojunction Bipolar Transistor)來
設計光纖通訊的相關電路，並提出其設計方式、測試方法的流程，以
簡便光資料傳輸物理層(physical layer)的方案；利用異質接面電晶體
其高頻率、高速度及高驅動力等優點，來設計如光傳送雷射驅動器、
光接收轉阻放大器、限制放大器等，完成傳送/接收端高頻部分的模
擬及製作。加上本實驗室已設置完成的10 Gb/s光纖通訊量測系統，來
測試各個單元的電路是否能達到2.5/10 Gb/s的效能，並將之模組化，
測試整體的長距離傳輸效能，以期達到SONET/SDH OC-48或OC-192的傳輸規格。
量測系統是判定一通訊系統是否符合傳輸標準的依據，在第二章
中，將介紹量測系統的原理，光纖通訊中相關的光電元件與電路的各
種量測方式，以確定這些元件電路達到標準；第三章製作一光通訊傳
送端的雷射驅動器電路，來驅動一實體的半導體雷射，並探討雷射與
電路間的高頻效應；第四章製作光通訊接收端的轉阻放大器和限制放
大器，討論接上光二極體後對於光信號接收與錯誤率間的關係；第五
章將傳送/接收電路作整體的傳輸測試，以符合 SONET OC-48 2.5Gb/s
的標準，並討論其他有關光通訊中會使用到的相關時序電路的模擬，
以建構出完整的傳輸系統架構。
- 8 -
第二章 量測系統原理與架構
§ 2.1 數位信號 目前在數位傳輸上，常用的脈波信號有回零式 (RZ, return to
zero)，非回零式(NRZ, non return to zero)兩種訊號；非回零式的信號
在傳輸上有所需頻寬小、同步時脈回復容易的優點，所以適用在數位
光通訊上。圖(2.1)為NRZ訊號的時序圖；其一個位元的寬度為一個時
脈週期。圖(2.2)、圖(2.3)為NRZ的功率頻譜，當光元件的頻寬為操作
位元率的0.75倍，就包含93.6%的頻譜功率，以10Gbps為例，光接收
器的頻寬只需7.5GHz以上就可滿足傳輸效能[10]。
圖 2.1 NRZ訊號時序圖
圖 2.2 NRZ訊號功率頻譜
圖 2.3 NRZ訊號功率累積圖
- 9 -
§ 2.2數位信號產生與偵錯
在數位傳輸中，測試系統是否達到規格必須透過標準的數位信號
來量測，這樣的數位訊號必須能有正確的訊號速率及穩定的時脈，才
能分析出待測系統與元件的問題。而錯誤率是數位傳輸中訊號品質是
否穩定的指標，透過錯誤的偵測，可以幫助分析系統的問題所在，以
便於改善。
§ 2.2.1非回零式(NRZ，Non-Return to Zero)信號產生[5] 常見用來量測數位傳輸系統的數位訊號稱為隨機二位元序列
(PRBS，pseudo random binary sequence)，其是由位移暫存器(shift
register)和互斥或閘(XOR)所組成(圖 2.4)，其產生的信號序列特性，
必須有均勻性的遮罩密度(mask density)和低重複性，均勻性即 1與 0
的個數皆為 50%，而低重複性為 1與 0的排列不為明顯的週期；量測
系統上 PRBS的產生器稱之脈波信號產生器(Pulse Pattern Generator)
，其可產生不同速率、不同序列長度及不同信號振幅，並提供正確的
傳輸時脈。
依照質數多項式(prime polynomial)可以產生各種不同長度的序
列，以 2N-1來表示，表(2.1)是常用的序列。
圖 2.4 PRBS產生器
- 10 -
§ 2.2.2眼圖(Eye-Diagram)[5,6] 眼圖是數位傳輸信號中常用來作為訊號品質好壞的依據(圖
2.5)，眼圖的產生是因取樣示波器中將數位信號作取樣、記憶和位移
疊加所構成(圖 2.6)；從眼圖中可以觀察數位信號的相關傳輸特性，
來判別此信號的品質，如上升下降時間(rise/fall time)、脈波寬度(pulse
width)、振幅時間統計圖(amplitude/time histogram)抖動(jitter)和傳輸遮
罩(mask)等。
表 2.1 PRBS序列及多項式
圖 2.5 數位信號眼圖
- 11 -
§ 2.2.3錯誤偵錯 在數位傳輸上，發生錯誤的原因有許多種，但常見的錯誤有
1.訊號雜訊功率比(SNR，signal to noise ratio)[7,8] 一訊號經過通道後，可能有外加的雜訊及衰減，再加上接收端接
收器的輸入雜訊，訊號的完整性即取決於訊號本身的功率；當訊號雜
訊比越大，數位信號的位準判決越不易出錯(圖2.7)。
圖 2.7 訊號雜訊示意圖
圖 2.6 眼圖產生示意圖
- 12 -
2.抖動(jitter)[8] 因位元序列的長短不同而產生某位元在高位準與低位準邊緣
處，與同步時脈的邊緣比較有位移的現象，稱為抖動(圖2.8)，系統中
產生抖動的因素很多，原因有:
a.通道或系統頻寬不夠
b.系統中的雜訊
c.時脈回復電路的反應時間太慢 當這些因素發生，造成資料與時脈不同步的現象時，易造成位元
判讀錯誤。
抖動形式可分為兩種，為隨機抖動(RJ，random jitter)和決定性抖
動(DJ，deterministic jitter)；一般來說，隨機抖動是由系統中的雜訊
所產生，而決定性抖動則是由訊號序列長度的不同或系統頻寬不足產
生，稱為訊號樣式性的抖動(PDJ，pattern dependent jitter)。
圖 2.8 抖動現象示意圖
圖 2.9 隨機抖動眼圖
- 13 -
3.錯誤偵錯(Bit Error Rate Detection)[5,7,8]
錯誤偵錯的原理，包含了訊號雜訊位準大小和傳輸時脈是否同步
兩者；當一數位訊號經由一相當穩定的資料時脈回復電路，其判斷錯
誤的依據，視其訊號的位準是否容易判別，和資料時脈是否與標準的
傳輸時脈達到同步，在量測系統中，此錯誤偵測的儀器稱為錯誤率偵
測器(BER Detector)，其是對待測物所輸出的信號作振幅和時脈的決
策(圖2.11)；在傳輸上錯誤率的定義有以下幾種(表2.2)，可用來對實
際傳輸上的錯誤率作有意義的分析，如:不考慮時間的錯誤率，考慮
每秒或每分鐘的錯誤百分比。
圖 2.11錯誤率偵測示意圖
圖 2.10決定性抖動眼圖
- 14 -
§ 2.3 量測系統 在本光電元件量測實驗室中，可量測的元件可分為兩大類:一為
光被動元件的頻寬、光電轉換及其他的特性參數量測，如光二極體和
雷射二極體的光頻率、電頻率效應；另一為光電路的相關高頻參數，
如轉阻放大器、限制放大器及多工/解多工器等電路可量測其單獨的
電特性與銜接上光被動元件後的整體特性。
實驗室在量測上述元件時，大都以高頻探針(on wafer)的方式量
測，以避免封裝後高頻寄生效應造成錯誤的結果，但遇不利高頻探針
方式量測時，亦可使用模組化接頭(SMA connector)連接的方式進行測
量。
CCITT Rec.G.821
Error Ratio 錯誤率
Percent Unavailability 無用位元百分比
Percent Errored Seconds 每秒錯誤百分比
Percent Severely Errored Seconds 嚴格每秒錯誤百分比
Percent Degraded Minutes 每分鐘區塊錯誤百分比
圖 2.12 量測系統架構圖
表 2.2錯誤率定義
- 15 -
數位信號產生與偵錯方面，Advantest D3186為一 12.5 Gb/s脈波
產生器，可產生多種傳輸率、隨機樣式 PRBS及可調輸出振幅的非
回複式(NRZ)數位訊號，並使用 Advantest D3286錯誤率偵測器來量
測待測物的相關錯誤率參數。
信號的眼圖和波形的觀察，使用 Tektronix CAS8000取樣示波
器，依據不同的擴充模組，可用來觀察電訊號和光訊號，並提供量測
及傳輸上的各種自動量測功能。
而光數位信號產生，我們使用外調變式(external modulation)來產
生非回複式的光隨機脈波信號。將光電調變器 (OE modulator)的光訊
號輸入端的光纖連接到極化控制器(polarization controller)的輸出端，
而其輸入端連接到可調波長的雷射光源(tunable light source)，電訊號
輸入端接到脈波產生器，其架構主要的功用是用來驅動電光調變器，
使電光調變器輸入的直流光信號變成調變的隨機光信號，如此便可產
生一隨機的光脈波訊號。
光源產生方面，Agilent 8163A為一長波長可調波長雷射光源，
可調整光波長及光的功率，其可調波長範圍從 1525 nm~1575 nm，光
功率可調範圍從-10 dBm~6 dBm，可方便不同光功率條件下調整。而
Hamamatsu PLP-02為光脈波產生器，可產生 850 nm和 1550 nm波長
及數十 pS (10-12秒)的脈衝訊號，可直接量測待測物的相對反應時間，
以得知其速度和頻寬。
光電調變器(OE modulator)用來將無調變的光源作調變的動作，
其使用的是 Mach-Zehnder的干涉原理，讓電訊號去改變 LiNbO3材料
的特性，造成光的路徑的相位差，而有輸出光強度的改變[1,5]。
極化控制器(polarization controller)用來調整調變光訊號的極化狀
態；因為光輸入電光調變器時，如果有均一的(uniform)的極化方向，
可以使光的功率及光隨機信號的完整性在較好的狀態，才不至使光訊
號太過於雜散，而增加了不良的量測現象。
- 16 -
§ 2.3.1 光被動元件頻寬量測 光纖通訊中，被動元件的特性影響了整體傳輸的好壞，如何透過
量測來判斷被動元件的品質，是一重要的課題；以下介紹有關光二極
體和雷射二極體其量測考量和量測特性。
§ 2.3.1.1 光二極體暗電流(Dark Current)與光電流(Photo Current)量測 光二極體在直流和光電轉換率上，希望有低雜訊及高光電轉換率
的特點，以提升接收靈敏度。量測暗電流與光電流的直流 IV曲線(圖
2.13)，使用 HP4145半導體參數量測儀(semiconductor parameter
Analyzer)來量測(圖 2.13)，再無照光的情況下的 IV曲線，即為暗電
流，而照光的情況下為光電流；並可調整不同的光輸入功率，以得知
光二極體的功率接收圍及線性度(圖 2.14)。
圖 2.14 光二極體 IV曲線
HP4145 Photo Diode
Light Source
Fiber
圖 2.13 光二極體量測架構
- 17 -
光電轉換率為輸入某光功率大小下二極體輸出的電流值，光電轉換率
的計算如下 :
§ 2.3.1.2 光二極體脈波量測 一時域上的脈波，可視為頻域上一寬頻的信號，利用此特點可將
一極短波寬的脈波輸入待測物中，與待測物作迴旋轉換(convolution)
，即可得知待測物的頻寬(式 2.1)。圖(2.15)為量測短脈波與待測物頻
寬。
Btotal = Bpulse ⊗ BDUT
所以在量測二極體頻寬時，可利用此種原理；以一脈波產生器產
生數十 pS (10-12秒)的光短脈波，直接照射在光二極體上，量測其輸
出的電信號脈波，再經由富力葉轉換(Fourier transform)後，可得到其
光電轉換的頻寬(圖 2.16)。
(2.2)
in
out
PI
R = (2.1) [A/W]
圖 2.15 脈波量測頻寬示意圖
- 18 -
§ 2.3.1.3 光二極體光電頻寬量測[5] 光二極體在頻寬的量測上，亦可使用光的高頻訊號去量測而不
須透過富力葉轉換；目前 HP有光對電(O/E)、電對光(E/O)和光對光
(O/O)的量測儀器 Lightwave Component，可直接作光對電及電對光的
頻率校準，直接作光對電或電對光的量測，省去富力葉轉換的麻煩(圖
2.17)。
在本實驗室，亦試作光對電的頻寬量測系統(圖 2.18)；使用光電
調變器及 RF信號源來產生一光的正弦波(sine wave)訊號，直接輸入
待測物，再由示波器觀察待測物的輸出波形，紀錄不同頻率下的波形
振幅，換算成電功率後，即可知待測物的半功率點的頻寬，換算如下:
圖 2.16 光脈波量測架構
圖 2.17 Lightwave Component 架構
Pulse Generator
Laser Head
Fiber
850nm 1550nm 70pS
Photo Diode
- 19 -
但此系統只對光電調變器作校準，而無光對電的校準。圖(2.19)
為實際量測一光二極體的頻寬比較，使用 Lightwave Component及圖
(2.18)的系統；使用 Lightwave Component光二極體偏壓 3V下頻寬為
1.6GHz，以圖(2.18)的系統量測頻寬為 1.4GHz 。
圖 2.18 光對電頻寬量測架構
OSC
Sine Wave
Tunable Laser
OE Modulator
DUT
RF Source
Fiber
Ω=
50
2RMS
EV
P (2.3)
圖 2.19 光二極體頻寬量測 (a) 使用 Lightwave Component (b) 使用圖(2.17)系統
0.1 1 10-64
-62
-60
-58
-56
-54
Out
put P
ower
(dB
m)
Frequency (GHz)
5V 3V 1V
0.1 1 10-68
-66
-64
-62
-60
-58
-56
5V 3V 1V
Out
put P
ower
(dB
m)
Frequency (GHz)
(a) (b)
[W]
- 20 -
§ 2.3.1.4 雷射二極體量測
雷射二極體量測上可分為直流特性和頻率響應。
直流特性為量測其電流對功率曲線，以得知臨界電流(threshold
current)和電流-功率比(current/power slope)；使用 HP4145半導體參數
量測儀(semiconductor parameter analyzer)來提供雷射二極體電流源，
調整不同電流值，即可從光功率計上得知雷射的輸出光功率(圖
2.20)，而繪出電流-功率曲線(圖 2.21)。
在頻率響應量測上，可使用 RF信號源輸出不同頻率的訊號到雷
射二極體，並從示波器上觀察輸出光正弦波的功率大小(圖 2.22)，紀
錄繪製頻率響應圖，即可知待測物的半功率點的頻寬。
HP4145 Laser Diode
Power Meter
Fiber
圖 2.20 雷射二極體量測架構
圖 2.21 雷射二極體電流-功率曲線
- 21 -
§ 2.3.2 光電路量測 光電路的特性的好壞，影響到其與光元件結合後的系統傳輸特
性，以下介紹常見的傳送接收電路的量測原理與特性探討。
§ 2.3.2.1 光二極體與轉阻放大器量測 轉阻放大器可量測速率是否達到標準及接收光功率錯誤率的影響。量測轉阻放大器操作速率，可直接使用數位脈波產生器輸入電訊
號，觀察輸出波形是否符合速率標準(圖 2.23)；而光二極體與轉阻放
大器的整體量測，可測量轉阻放大器的小信號轉阻值，與接收光功率
對錯誤率的影響(圖 2.24)。
TIA
NRZ
Pulse Generator
OSC
HP4145 Laser Diode
OSC
Fiber
RF Source
Ibias
圖 2.22 雷射二極體頻寬量測架構
圖 2.23 轉阻放大器操作速率量測架構
- 22 -
小信號轉阻率的計算如下 :
已知某平均光功率下，換算出光二極體的光輸出電流，將轉阻放大器
的輸出電壓比上光二極體輸出的電流值即為小信號轉阻。
錯誤率量測上，可調整可調式雷射的光功率，以改變輸入光二極體的
平均光功率，並由錯誤偵測器紀錄不同功率下的錯誤率值(圖 2.25)。
RPV
Zo
osmall ×
=
TIA
NRZ
Pulse Generator
Tunable Laser
OE Modulator
Photo Diode
BER Detector
Fiber
圖 2.24 轉阻放大器錯誤率量測架構
(2.4) [Ω]
圖 2.25 轉阻放大器錯誤率
- 23 -
§ 2.3.2.2 限制放大器量測 限制放大器可量測其速率是否達到規格及輸入靈敏度。量測限制
放大器操作速率，可直接使用數位脈波產生器輸入電訊號，觀察輸出
波形是否符合速率標準(圖 2.26)；輸入靈敏度可由調整數位脈波產生
器的輸出振幅大小，觀察限制放大器輸出信號對錯誤率的影響(圖
2.27, 2.28)。
LA
NRZ
Pulse Generator OSC
圖 2.26 限制放大器操作速率量測架構
圖 2.27 限制放大器錯誤率量測架構
BER Detector
LA
NRZ
Pulse Generator
- 24 -
§ 2.3.2.3 多工/解多工器量測
多工器與解多工器是數位傳輸電路一個重要的時序電路，其可將
數個訊號依照時脈合併或分散，方便作不同速率階層式(hierarchy)的
切換選擇。
以 10Gb/s 四對一 (4:1)的多工器為例，可使用數位脈波產生器四
個輸出的功能輸入電訊號(1 Channel 2.5Gb/s)，並接上切換的時脈，即
可從多工器輸出量測到合併後的 10Gb/s訊號(圖 2.29)，而從輸出波形
就可得知多工器的切換速度是否達到標準(圖 2.30)。
圖 2.28 限制放大器輸入靈敏度
NRZ 2.5Gb/s × 4
MUX OSC
Clock
Pulse
Generator
圖 2.29 多工器量測架構
- 25 -
圖 2.30 多工器輸出波形
- 26 -
第三章 雷射驅動器 § 3.1 半導體雷射[1,3] 在現在的光纖通訊，發射端以半導體雷射搭配高速的雷射驅動器
及雷射溫度控制、功率控制的回授電路為主；常見的半導體雷射有較
早期的FP(Fabry Perot)，DFB(distributed feedback)，及現以發展中的
面射型雷射VESEL(vertical cavity surface emitting laser)，三種雷射二
極體有不同的相關特性，如臨界電流、操作電壓和光譜寬度(spectral
width，∆ λ )等，其比較如下表。
臨界電流
(Threshold Current)
操作電壓(Operating
Voltage)
光譜寬度
∆ λ
FP 大 大 大
DFB 中、大 中、大 中
VESEL 小 小 小
光纖通訊中傳送及接收的光波波段定義有 850 nm，1310 nm及
1550 nm三個範圍，所以雷射二極體必須設計在能產生這些波段的光
源；850 nm、1310 nm光譜寬度較寬的光源常用於短距離的資料傳輸
(datacom)，1310 nm、1550 nm光譜寬度較窄的光源則用於長距離的
電信傳輸(telecom)。而雷射二極體根據不同材料所構成的方式，其產
生的光波長範圍亦不同，下表是常見的材料組合。
表 3.1 各類半導體雷射比較
- 27 -
Material System Active layer/confining layers
Wavelength Range (µm)
Substrate
GaAs/AlxGa1-xAs 0.8-0.9 GaAs GaAs/ InxGa1-xP 0.9 GaAs
AlyGa1-yAs/ AlxGa1-xAs 0.65-0.9 GaAs
InyGa1-yAs/ InxGa1-xP 0.85-1.1 GaAs GaAs1-xSbx/ Ga1-yAl1-yAs1-xSbx 0.9-1.1 GaAs
Ga1-yAlyAs1-xSbx/ GaSb 1.0-1.7 GaAs
In1-xGaxAsyP1-y/ InP 0.92-1.7 InP
§ 3.1.1 半導體雷射物理特性[1,3]
半導體所產生的光源，其發光的機制是由吸收(absorption)、自發
放射(spontaneous Emission)、載子復合(carrier Recombination)及激勵
放射(stimulated emission)四個過程所產生；在不同的能隙(energy Band)
下，其產生的光波長亦不同。
? 表達雷射二極體其光子和電子的反應特性可由速率方程式
(Rate Equation)來表示:
SSNNgN
qVI
dtdN
gnact
A )1)(( 00 ετ
−−−−=
npg
NSSNNg
dtdS
τβ
τε Γ+−−−Γ=
1)1)(( 00
表 3.2半導體材料與吸收波長比較
(4.1)
(4.2)
- 28 -
在強度調變(Intensity Modulation)下，雷射二極體的小信號轉換函數為
從式(4.1)與式(4.2)中，得知頻率響應
其中
頻率響應如下圖:
)()()(
ωωωjijpjM
A
=
20
0
0
'
000
'2
20
)(1)()0()(
ωττ
εβτ
βτε
τβωω
ωω
BS
SgS
Sjj
BM
jM
pnnpn
++
++++++=
act
th
qVIΓ
=β
β '
01 SB ε−=
p
Sgτ
ω 0020 =
(4.3)
(4.4)
圖 3.1 半導體雷射頻率響應圖
ωo
)0()(
MjM ω
- 29 -
§ 3.1.2半導體雷射的物理考量[1-3]
雷射二極體在設計時必須有以下的物理特性考量，以符合實際應用:
1. 光譜純度及寬度(spectral purity and width): 理想上，雷射二極體產
生的光應為單一波長的光，但因為非理想特性，所以其光頻譜有旁模
(side mode)的光存在；而主模的光亦非理想的單頻光，所以亦有相當
範圍頻寬，其頻寬往往會影響在光纖通訊上色散(dispersion)的嚴重
度。
2. 臨界電流(threshold current): 欲使雷射二極體發光，必須經過載子
濃度達到可激發光的程度，這樣開始可產生光的電流程度稱為臨界電
流。
圖 3.2 半導體雷射光譜特性圖
圖 3.3 半導體雷射直流特性圖
- 30 -
3. 操作電壓(voltage drop): 在雷射二極體導通時會有一電壓降，此決
定了要使用何種崩潰電壓的電晶體來驅動雷射二極體。
4. 切換速度(switching speed): 在脈波調變下，光子的存活時間
(lifetime)較載子存活時間小，所以激發載子存活時間(spontaneous
carrier lifetime)為其速度的限制。
式(4.5)為半導體雷射的切換時間計算 :
5. 輸出功率(output power): 雷射二極體的輸出功率決定了光纖通訊
上傳送及接收的考量；過大的光功率會在光纖中產生不良效應，過小
的光功率會減短傳輸距離，而且光功率與元件的大小有關，越大的元
件其速度就越慢，所以這些因素都是必須考慮。
§ 3.2 半導體雷射操作特性 半導體雷射在實際應用於通訊系統中，會有以下幾點特性:
1.導通延遲(turn-on delay)[2,11]: 當電流注入雷射二極體後，有一段使
載子密度達到臨界電流以上而產生光子的過程時間，稱之為導通延
遲。
)(ln
thBp
pd III
It
++=τ
圖 3.4 半導體雷射導通延遲示意圖
(4.5) [S]
- 31 -
2.頻率唧(frequency chirping)[11]: 當調變電流產生 1和 0的變化時，
輸出光的頻率亦跟之變化，使輸出的光波形不理想及光頻譜的位移。
雷射光的射出是因為激發光在雷射二極體非主動區反射而產生，但在
不同的載子密度下其反射係數不同而反射出不同頻率的光。
3.緩弛振盪(relaxation oscillation)[3,11]: 在調變電流 1和 0產生下，輸
出的光訊號有振鈴(ringing)和過衝(overshoot)的現象；因為雷射二極
體的頻率響應並非平坦，在特定的頻率下會有上衝(peaking)的現象，
使得在強度調變下在波形的上緣(rise edge)處有明顯的不穩定(圖
3.6)。
此不穩定的機制原因有:
a. 自發放射 於發射狀態(spontaneous emission coupled into the
lasing mode)
b. 空間電洞耗損與載子擴散復合(spatial hole burning combined
with carrier diffusion)
c. 空間電洞耗損由於非線性(nonlinearities due to spectral hole
burning)
d. 非線性吸收(nonlinear(two-photon)absorption)
常見的上衝頻率點的估算，由式(4.6)計算:
通常在實際應用上，提高偏壓電流在臨界電流以上，可使上衝頻
)1(1
21
−=thphsp II
fττπ
(4.6)
圖 3.5 半導體雷射 Chirping示意圖
[Hz]
- 32 -
率點位移到較高的頻率，且使此點的值降低(圖 3.7)，以減少波形的
振鈴現象，或者使用貝索-湯姆森濾波器(Bessel-Thomson filter)將此點
濾除。
4.溫度偏移(drift with aging and temperature)[1,3,7]: 在不同的溫度
下，會使的雷射二極體的臨界電流和電流-功率比(mA/mW)改變(圖
3.8)，而影響通訊上的傳輸特性，所以常在電路上使用回授的方式，
圖 3.7 半導體雷射上衝頻率點示意圖
圖 3.6 半導體雷射振鈴與過衝波形圖
- 33 -
讓雷射輸出光功率及調變穩定(圖 3.9)，其回授方式是由光二極體
(photodiode)檢光，在經由一積分器轉換出光功率的大小，來控制雷
射二極體的偏壓電流及調變電流的大小。
而? 了方便從電訊號的角度來表達雷射二極體，或從代入雷射二
極體的特性於模擬軟體中，會以建小信號或大信號的模型(model)方
式來使用；小信號模型為在特定的偏壓下其特性，大信號模型為不同
偏壓下的特性[11-13]。
圖 3.8 半導體雷射溫度變化對直流特性圖
圖 3.9 半導體雷射回授控制電路圖
- 34 -
§ 3.3 雷射驅動器原理
以雷射驅動器來驅動半導體雷射的方式稱為直接調變 (direct
modulation)，其中雷射驅動器皆以電流驅動的方式，在考慮雷射二極
體低阻抗的情況下，希望能以高位元率、高調變電流的目的來設計，
HBT因為有高電流驅動能力的特性，所以適合用來設計[15,19]。 驅動一雷射二極體必須考慮兩部分:
1. 直流偏壓:將二極體操作在臨界電流以上，以確保在數位信號的驅
動下，不會在非線性區域產生非線性的輸出失真，並可
調整所需的光輸出平均功率，以符合傳送功率規格；圖
(3.11)為常見雷射二極體的偏壓電流對輸出功率的曲
線。
2. 高頻調變:在適當的直流電流偏壓下，將數位訊號切換一電流源，
使得雷射二極體有與數位信號同步的電流調變訊號，產
生高位準及低位準的電流信號變化(圖3.12)。
Ispon: 自發再復合電流(spontaneous recombination current) Istim: 激發放射電流(stimulated emission current) Csc: 空間區電容(space charge capacitance) Cph: 光子儲存(photo storage) Rph: 光子損耗(photo loss)
圖 3.10半導體雷射大信號模型圖
- 35 -
圖(3.13)為驅動雷射二極體的雷射驅動器架構圖；電感Lp為驅動器的
直流偏壓及高頻阻隔，Cd為AC耦合電容，Rd為調整用電阻，使雷射
二極體的高頻阻抗維持25Ω或50Ω，Rf、Cf為調整阻抗匹配，使光輸
出的波形較為平整。
雷射驅動器在連接上半導體雷射後，會產生相關的高頻寄生效
應，通常在高脈波電流的驅動下，光訊號會伴隨著大的振鈴和抖動現
象，所以在模擬時，必須將這些寄生的效應加以考慮(圖3.14)
圖 3.11半導體雷射偏壓示意圖 圖 3.12半導體雷射驅動示意圖
圖 3.13雷射驅動器電路架構圖
- 36 -
[19-21]。 高頻寄生效應如:
1. 驅動器與半導體雷射連接之跨接線(Wire Bonding)
2. 驅動器輸出端的等效電容
3. 半導體雷射與封裝體的等效電容
雷射二極體驅動器(laser driver)的電路架構如圖(3.15)。電路使用
的是差動式(differential type)驅動的方式，此方式有低電壓驅動、低抖
動、低串音及抗雜訊等優點[19,21]。
電路中輸入緩衝器(input buffer)作 50Ω阻抗匹配及波形調整之
用，增益級(gain cell)為一寬頻放大器，作數位信號的放大以驅動功率
級電路，輸出功率級(power stage)提供足夠的調變驅動電流及調整調
變驅動電流的大小，其中透過調整控制電源 Vcn 來調整輸出調變電
流的大小(圖 3.16)。
-5.2V
DataIn
IbiasControl
ControlImod
pulse shapingvoltage swing adj.
level shifting
Rs=20 ohm
Cp
LDrd~5 ohm
R
Z=25 ohm
Laser driver chip
圖 3.14雷射驅動電路高頻寄生效應圖
- 37 -
§ 3.4 模擬與量測結果 在量測上分為高頻參數、電訊號眼圖及光訊號眼圖三部分；其中
高頻參數和電訊號眼圖為 On Wafer量測，而光訊號眼圖是將 Chip以
打線(Wire Bonding)的方式封裝於低高頻損耗(Low RF Loss)的印刷電
路板(PCB)上，並實際接上 1310 nm的 10 Gb/s雷射二極體來作測量。
高頻參數方面(圖 3.17, 圖 3.18)，增益 S21在模擬上有 23 dB，頻
寬為 10 GHz，S11、S22小於-10 dB，量測上增益 S21有 23 dB，頻寬為
8 GHz，S11、S22小於-5 dB。
圖 3.15 雷射驅動器架構圖
圖 3.16 雷射驅動電路圖
Input Output
- 38 -
1 100
10
20
30
Pow
er G
ain
(dB
)
Frequency (GHz)
measurement simulation
1 10-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
S11
. S22
(dB
)
Frequency (GHz)
S11 (measurement) S22 (measurement) S11 (simulation) S22 (simulation)
圖 3.17雷射驅動器高頻增益 S21
圖 3.18雷射驅動器高頻參數 S11.S22
- 39 -
在電訊號眼圖量測上，利用數位脈波信號產生器以差動的方式輸
入 200 mVpp的訊號，輸出端一端接 50 Ω負載，另一端接上示波器直
接觀察眼圖和波形(圖 3.19)；量測速率為 10 Gb/s @PRBS 223-1，最大
輸出波形為 1 Vpp，即約 40 mA的調變電流，計算如下[19,21]:
chip_load為電路上的輸出負載，osc_load為示波器上的負載；量測波
形與模擬結果大致相符(圖 3.20, 圖 3.21)。圖(3.22)為符合 10 Gb/s
OC-192 遮罩(Mask)下的眼圖。
Laser Driver
Sampling Oscilloscope
s
50 Ω
In
In
Out
On Wafer
±200mVpp Pulse
Pattern Generator
9.0 9.5 10.0 10.5 11.0 11.5 12.0-1.2
-1.0
-0.8
-0.6
-0.4
-0.2
0.0
0.2
mAloadoscloadchip
VppIMOD 40
)_(50//)_(501
=ΩΩ
=
圖 3.19雷射驅動器電訊號量測架構圖
圖 3.20雷射驅動器電訊號模擬波形圖(10 Gb/s)
- 40 -
1Vpp
100pS
1Vpp
圖 3.21雷射驅動器電訊號量測波形圖(10 Gb/s)
圖 3.22雷射驅動器電訊號量測眼圖(10 Gb/s MASK)
- 41 -
在光訊號眼圖量測上，利用數位脈波信號產生器以差動的方式輸
入 200mVpp的訊號，輸出端一端接 50Ω負載，另一端接上雷射二極
體並於示波器直接觀察光訊號眼圖和波形(圖 3.23)，而雷射二極體的
直流偏壓則是由 HP4145半導體參數量測儀(semiconductor parameter
Analyzer)提供電流源。
此雷射二極體為 Archcom公司的 1310 nm InAlGaAs FP (Fabry
Perot)雷射，以輸出為 1 mW的條件下，其臨界電流為 7mA，操作電
壓為 1.1 V，操作電流為 35 mA，上升/下降時間為 40 pS。
驅動器在 35 mA的調變電流下，量測最高速率為 8 Gb/s，最大輸
出平均功率為 0.8 dBm，熄滅比(extension ratio)為 5.7 dB(圖 3.24)；若
將速率降至 2.5 Gb/s OC-48的標準上，最大輸出平均功率為 1.75
dBm，熄滅比為 10.2 dB(圖 3.25)，符合 OC-48遮罩(Mask)及傳送端傳
輸標準。
Laser Driver
Sampling Oscilloscope
s
50 Ω
In
In
Out
Module
±200mVpp Laser Diode
Pulse Pattern
Generator Optical
圖 3.23雷射驅動器光訊號量測架構圖
表 3.3 雷射二極體參數(Archcom Company)
- 42 -
2.4mW
400 pS
1.8mW
圖 3.24雷射輸出光訊號量測眼圖(8Gb/s)
圖 3.25雷射輸出光訊號量測眼圖(2.5Gb/s)
E.R.: 10.2dB
E.R.: 5.7dB
125 pS
- 43 -
雷射二極體在未加上雷射驅動器前，先以數位脈波產生器對其作
直接的驅動，大致上勉強可符合 10 Gb/s的遮罩(圖 3.26)，但接上雷
射驅動器接上雷射二極體後，其量測到的速率並無法達到 SONET
OC-192的規格，可能的原因為晶片的打線效應及晶片與雷射二極體
銜接上高頻效應的影響，導致在 10Gb/s操作速率下有過大的抖動和
ISI (intersymbol interference)的現象(圖 3.27)。
2.4mW
100pS
圖 3.26雷射輸出光訊號量測眼圖(10 Gb/s)
100pS
圖 3.27雷射輸出光訊號量測眼圖(10 Gb/s)
2.4mW
- 44 -
Simulation Measurement
Gain S21 23dB 23dB
S11、S22 < -10dB < -5dB
Bandwidth 10Ghz 8GHz
Modulation Current 40mA 40mA
Maximum Operating
Rate
> 10Gb/s < 8Gb/s
Process GCT 2µm HBT
Chip Size: 900µm×900µm
In In
Out Out
In In
Current Bias
圖 3.28雷射驅動器晶片圖 圖 3.29雷射驅動器模組圖
表 3.4 雷射驅動器參數模擬量測比較
- 45 -
§ 3.5連結(Interconnection)效應之探討[19,20] 在高速率的傳輸下，晶片(chip)與晶片間或元件與晶片間的連接
變得相當的重要，以 10Gb/s為例，此速率下伴隨的高頻參數變得敏
感明顯，如打線效應的電感和傳輸線不連續效應等，都會大大的影響
波形的品質，通常都會將這些效應加以考慮使得阻抗匹配；
在輸入端部分，將打線電感和電容作阻抗調整，使其與傳輸線和
輸入阻抗匹配，必要時，可加入額外的電容，來方便調整阻抗。如式
(4.7)所示，可調整打線電感或電容值，以維持固定的阻抗。
在輸出端部分，晶片上的負載電阻必須選 50~150Ω間的阻值(圖
3.31)，以避免多重反射(multipole reflection)和抖動的現象，加上打線
電感的調整，可補償輸出電容，讓輸出波形變好(圖 3.32)。
CCL
Zol
B
∆+=
圖 3.30 輸入打線連接示意圖圖
(4.7)
- 46 -
目前漸漸開始以 Flip Chip 的封裝方式，來改善打線效應的非理
想效應，其有低寄生高頻參數及高頻寬的特點。
圖 3.31 輸出打線連接示意圖圖
圖 3.32 輸出打線效應對輸出波形圖
- 47 -
第四章 轉阻放大器與限制放大器 § 4.1 光二極體(photodiode)
在光通訊的接收端，光二極體是一個重要的元件，其頻寬、光電
轉換率及雜訊的等等因素，直接影響到接收端的可接收速率和品質，
所以為了達到高速率傳輸，就必須探討製作及模擬光二極體的相關特
性。
目前常用的光二極體有 PIN (p-intrinsic-n )，有光電轉換增益的
APD(Avalanche Photodiode)和平面式的 MSM (Metal-Semiconductor-
Metal)。
§ 4.1.1 光二極體物理特性[1,3]
在半導體中，當光子能量提供電子能量使其躍至導電帶
(conduction band)而產生電子電洞對，即為光電轉換；光二極體可吸
收光的範圍是由半導體的能隙來決定；從結構上來看，光二極體轉換
出來的電流大小為
Po為輸入光功率，r為 Fresnel反射係數，即空氣與半導體介面的反射
係數，d為吸收區的寬度，αo為吸收係數。
下圖為常見材料的光吸收係數及波長範圍。
)]exp(1[)1(
dhf
rePI o
op α−−
−= (4.1) [A]
- 48 -
§ 4.1.2 光二極體的物理考量[1,3]
光二極體在實際製造與應用時，會有以下的幾點考量:
1.量子效應(quantum efficiency): 定義為光量子數轉換出多少電子
數。rp為輸入光子率(photos/S)，re為轉換電子率(electrons/S)。
2.光電轉換率(responsivity): 定義為輸入光功率大小比上轉換出的電
流大小。
其中
p
e
rr
=η
]/[ WAP
IR
o
p=
ηhf
rP eo =
hfeP
I op
η=
(4.2)
(4.3)
(4.4)
(4.5)
圖 4.1 各材料光吸收係數及波長圖
[W]
[A]
- 49 -
所以光電轉換率亦可表示為
3.波長截止(long wavelength cut-off): 根據式(4.6)，可知理想上光二極
體的光電轉換率是隨著波長的增大而增加，但實際上並非如此，而是
會存在一波長截止的點。λth為可吸收的起始光波長，εg為能隙能量，
h為 Plank常數(=6.63×10-34 Js)
下圖為常見材料的光響應度範圍。
hCe
Rλη
=
][24.1
eVmhC
ggth •== µ
εελ
(4.6)
(4.7)
圖 4.2 各材料光波長範圍及響應度圖
[A/W]
- 50 -
4.反應速度(response time): 光二極體的光電轉換反應速度由三個因
素組成，分別為
a. 通過時間(transit time)
b. 擴散時間(diffusion time)
c. 電阻電容充放時間(RC time)
這三個因素會造成脈衝響應下，上升和下降時間的拉長，讓輸出訊號
失真。
而? 了方便從電訊號的角度來表達光二極體，或從代入光二極體
的特性於模擬軟體中，會以建等效電路模型方式來使用；
圖(4.4)為簡易的模型，Iph為光電流，Gd和 Cd為光二極體在逆偏下的
接面導抗和電容，Rs為半導體和金屬間的電阻。
通常光二極體的最大可操作頻寬還必須考慮轉阻放大器的輸入
Gd Cd
Rs
Iph
圖 4.3光二極體反應速度響應圖
圖 4.4光二極體等效模型圖
- 51 -
電阻電容(圖 4.5)；其整體頻寬表示式為式(4.8)。
R和 C為光二極體與轉阻放大器的輸入電阻電容所一起考慮的電阻
電容。
§ 4.2 轉阻放大器原理[2,21]
轉阻放大器作用，是將光二極體由光轉成電的電流，經轉阻後產
生一電壓訊號，其由一反向放大器加上並聯-並聯(Shunt-Shunt)回授
所構成(圖4.6)；回授電阻Rf為回授因子，其提供轉阻的機制，並可加
大整體的頻寬，降低輸入輸出阻抗。 轉阻放大器可視為一二階(Second-Order)電路，其轉阻分析如下:
fCRjR
fIfV
ph
in
π21)()(
+=
Gd Cd
Rs
Ca RaRb CbIph
放大器輸入阻抗 連接點
(4.8)
圖 4.5光二極體頻寬等效模型圖
- 52 -
Cs和Rs為反向放大器的輸入電容電阻，加上回授Rf和Cf後，其轉阻增
益為
其中等效輸入輸出阻抗為
11
))(1
()(2
++
++++
+
−==
oo
ffs
aoff
ao
ffs
ff
AA
RCC
ARCs
A
RCCs
R
IiVo
A
ωω
f
isfif
RA
RRRR
+=
1
////
RfA
RRRR oLf
of
+=
1
////
圖 4.6轉阻放大器電路架構圖(1)
(4.9)
Ri: 放大器輸入阻抗
Ro: 放大器輸出阻抗
RL: 輸出負載阻抗
[V/I]
[Ω]
[Ω]
- 53 -
在設計上，調整Rf即可調整頻寬和輸入輸出阻抗，並可探討輸入
雜訊對訊雜比(SNR，signal to noise ratio)之於靈敏度和錯誤率的關係。
計算轉阻放大器輸出電壓的大小，可由下列式子得知:
Pin為照到光二極體上的平均功率，R為光二極體的光轉電效應比
(responsivity)，Af為轉阻增益。
轉阻放大器電路架構如圖。電路使用的是單端輸入差動
(Differential type)輸出的方式，此方式有低電壓驅動、低抖動、低串
音及抗雜訊等優點。
電路中轉阻器(TIA) 為一寬頻、高轉阻性及低輸入阻抗的電流對
電壓放大器，增益級(gain cell)為一寬頻放大器，為一寬頻放大器，使
用的是 Cherry-Hooper結構的回授放大器，可將轉阻器所轉出的電壓
信號進一步的放大，增加整體的轉阻率，並可調整波形的平衡性，輸
出級(output buffer)提供 50 Ω的輸出阻抗及調整波形的位準[24,25]。
fino ARPV ××=
圖 4.7轉阻放大器電路架構圖(2)
(4.10)
- 54 -
§ 4.3限制放大器原理[2,21]
限制放大器的作用是將轉阻放大器的電壓訊號作進一步的放
大，並將輸出電壓限制在數位信號可接受的邏輯位準，所以必須寬頻
夠寬、高電壓增益。
通常使用串接放大器的方式來達到高增益(圖4.9)，但是容易造成
整體頻寬下降，所以需要使用增加頻寬的電路設計，如回授技術或差
動式放大器架構。
其中位準控制電路是? 了平衡在高增益下輸出端的直流位準，以
避免在未有信號輸入時就產生輸出飽和的現象，影響電路動作
[27-29]。
圖 4.8轉阻放大器電路圖
TIA Gain Cell
Input Output
- 55 -
限制放大器的動態輸入輸出特性如下圖，當輸入達到某位準後，輸出
即限制在數位系統可接受的位準。
限制放大器電路架構如圖(4.9)。電路使用的是差動輸入差動輸出
的方式，並利用 ECL(emitter couple logic)的結構來作前級和後級放大
器間的銜接，此方式有高速度、低電壓驅動、低抖動、低串音及抗雜
訊等優點[21]。
電路中輸入緩衝器(input buffer)，提供 50 Ω的輸入阻抗及調整波形，增益級(gain cell)為一寬頻放大器，為一寬頻放大器，使用的是
Cherry-Hooper結構的回授放大器，可將 TIA所轉出的電壓信號進一
步的放大，並可調整波形的平衡性，輸出級(output buffer)提供 50 Ω的輸出阻抗及調整波形的位準。
圖 4.9限制放大器架構圖
圖 4.10限制放大器輸入輸出特性圖
- 56 -
§ 4.4 模擬與量測結果
§ 4.4.1 阻轉放大器量測 在轉阻放大器部分，量測上分為高頻參數、電訊號眼圖及光訊號
眼圖、錯誤率三部分；其中高頻參數和電訊號眼圖為高頻探針(on
wafer量測，而光訊號眼圖是將晶片以打線(wire bonding)的方式封裝
於低高頻損耗(low RF loss)的印刷電路板(PCB)上，並實際接上 1550
nm的 2.5 Gb/s光二極體來作測量，探討不同接收的光功率下對錯誤
率的影響。
高頻參數方面(圖 4.12, 圖 4.13)，小信號轉阻 Z21在模擬上有 54
dBΩ，頻寬為 11 GHz，S11小於-5 dB，S22小於-10 dB，量測上 Z21有
53 dBΩ，頻寬為 10 GHz，S11、S22小於-5 dB。
圖(4.14)為轉阻放大器的輸入輸出特性曲線，輸入線性範圍約為
150µA左右。
圖 4.11限制放大器電路圖
Cherry Hooper Amplifier
Input
Output
- 57 -
0.1 1 1040
45
50
55
60
Tran
sim
peda
nce
(dB
ohm
)
Frequency (GHz)
measurement simulation
0.1 1 10-50
-40
-30
-20
-10
0
frequency (GHz)
S11 S22 S33
圖 4.12轉阻放大器高頻增益 Z21
圖 4.13轉阻放大器高頻參數 S11.S22
Frequency (GHz)
dB
- 58 -
在電訊號眼圖量測上，利用數位脈波信號產生器輸入數 mVpp的
訊號，輸出端一端接 50 Ω負載，另一端接上示波器直接觀察眼圖和波形；量測速率為 10 Gb/s。
0 100 200 300 400
0.6
0.8
1.0
1.2
1.4
1.6
1.8
Out
put v
olta
ge (
V)
Input current (µA)
Out1 Out2
圖 4.14轉阻放大器輸入輸出特性圖
圖 4.15轉阻放大器電訊號量測眼圖(10 Gb/s)
400mVpp
100 pS
- 59 -
在光訊號眼圖量測上，將 PIN光二極體連接到轉阻放大器，並利
用第二章所介紹的光數位訊號產生的方式，以外部調變(external
modulation)於光纖探針輸出光訊號，直接照射在 PIN上，於示波器直
接觀察轉阻放大器輸出端電訊號眼圖和波形；在量測光接收功率對錯
誤率方面，將轉阻放大器輸出端接上錯誤率偵測器，調整可調式雷射
光源的功率，並觀察不同的接收平均光功率下的錯誤率。
以 2.5 Gb/s SONET OC-48為例，單獨的轉阻放大器量測上必須
在光功率-8 dBm才能達到 10-10的標準，但接上一限制放大器後，在
光功率-18 dBm即達到 2.5 Gb/s OC-48遮罩(Mask)及接收端傳輸標準。
-20 -15 -10 -51E-12
1E-11
1E-10
1E-9
1E-8
1E-7
1E-6
1E-5
1E-4
1E-3
BE
R
Input Optical Power (dBm)
TIA TIA+LA
圖 4.16轉阻放大器光訊號量測示意圖
圖 4.17轉阻放大器光訊號接收錯誤率
- 60 -
在 10 Gb/s的光接收量測上，因無符合 10 Gb/s的 PIN光二極體，
故以光二極體模型來模擬 10 Gb/s下的眼圖(圖 4.19)；以此模型代入
轉阻放大器的模擬電路上，在無打線效應下，眼圖如圖(4.20)，在 0.5
nH的打線效應下，眼圖如圖(4.21)，有明顯的上衝和下衝的現象[25]。
70mV
400pS
圖 4.18轉阻放大器光訊號量測輸出眼圖(2.5 Gb/s)
圖 4.19 光二極體 10Gb/s模擬等校模型
PortP1Num=1
LL1
R=L=0.50 nH
PortP3Num=3
VtBitSeqSRC10
BitSeq="111001000110"Fall=30 psecRise=30 psecRate=10 GHzVhigh=1 VVlow=0 V
t
DC_BlockDC_Block3
RR47R=50 Ohm
CC1C=65 fF
RR46R=500 Ohm
PIN wire
- 61 -
Out Out
In
圖 4.23轉阻放大器模組圖
Out Out PIN
圖 4.20 轉阻放大器 10 Gb/s模擬輸出眼圖(無打線)
圖 4.21 轉阻放大器 10 Gb/s模擬輸出眼圖(有打線)
圖 4.22轉阻放大器晶片圖
- 62 -
Simulation Measurement
Small Signal Transimpedance
54dBΩ 53dBΩ
S22 < -10dB < -5dB
Bandwidth 12Ghz 11GHz
Input Current Linear Range
150uA 150uA
Maximum Output Voltage Swing
75mVpp 70mVpp
Maximum Operating Rate
> 10Gb/s > 10Gb/s (without PD) < 3Gb/s (with 2.5Gb/s PD)
Process GCT 2µm HBT
Chip Size: 800µm×600µm
§ 4.4.2 限制放大器量測
在限制放大器部分，量測上分為高頻參數、電訊號眼圖、錯誤率
兩部分；其中高頻參數和電訊號眼圖為高頻探針(on wafer)量測，並
以單端和差動的方式量測，分別探討兩方式下輸入靈敏度對錯誤率的
影響。
高頻參數方面，一級限制放大器增益 S21在模擬上有 19 dB，頻
寬為 11 GHz，S11小於-5 dB，S22小於-10 dB，量測上 S21有 18 dB，
頻寬為 10 GHz，S11小於-5 dB，S22小於-10 dB。輸入線性範圍約為
75 mV即達到輸出飽和。
表 4.1 轉阻放大器參數模擬量測比較
- 63 -
0.1 1 100
5
10
15
20
25
Pow
er G
ain
(dB
)
Frequency (GHz)
measurement simulation
0.1 1 10
-60
-40
-20
0
dB
Frequency (GHz)
S11 (measurement) S22 (measurement) S11 (simulation) S22 (simulation)
圖 4.24 限制放大器高頻增益 S21 (一級)
圖 4.25 限制放大器高頻參數 S11.S22 (一級)
- 64 -
兩級限制放大器在實作上因為晶片佈線(layout)的疏忽，並無正確的
量測結果，但在模擬上，其增益 S21有 42 dB，S11、S22皆小於-10 dB，
輸入線性範圍約為 5 mV即達到輸出飽和。
0 50 100 150 200 250-3.5
-3.0
-2.5
-2.0
-1.5
Out
put V
olta
ge (
V)
Input Voltage (mV)
Out Out
0.1 1 1010
20
30
40
50
Pow
er g
ain
(dB
)
Frequency (GHz)
S31 S42
圖 4.26 限制放大器輸入輸出特性圖(一級)
圖 4.27 限制放大器模擬高頻增益 S21 (兩級)
- 65 -
0 2 4 6 8 10 12 14
-70
-60
-50
-40
-30
-20
-10
0
dB
Frequency (GHz)
S22 S11
0 10 20 30 40 50
-2.8
-2.6
-2.4
-2.2
-2.0
-1.8
-1.6
Out
put V
olta
ge (V
)
Input Voltage (mV)
Out Out
圖 4.28 限制放大器模擬高頻參數 S11.S22 (兩級)
圖 4.29 限制放大器模擬輸入輸出特性圖(兩級)
Frequency (GHz)
Out
put V
olta
ge (V
)
- 66 -
在電訊號眼圖及錯誤率量測上，以下高頻探針(on wafer)及打線
封裝兩種方式，利用數位脈波信號產生器以差動的方式輸入 20 mVpp
的訊號，輸出端一端接 50 Ω負載，另一端於示波器直接觀察電訊號眼圖和波形，兩者皆可達 10 Gb/s STS-192遮罩(Mask)及接收端傳輸
標準。
LA In
In
Out
Out
50Ω
465mVpp
圖 4.30 限制放大器電訊號量測圖
圖 4.31 限制放大器電訊號量測輸出眼圖(on wafer, 10 Gb/s)
100 pS
- 67 -
100pS
465mVpp
465mVpp
圖 4.32 限制放大器電訊號量測輸出眼圖(模組化, 10 Gb/s)
圖 4.33 限制放大器電訊號量測輸出眼圖(OC-192 MASK)
100 pS
- 68 -
錯誤率量測上，達到標準的錯誤率值即為限制放大器的輸入靈敏
度；以單端輸入和差動輸入來進行比較，錯誤率 10-12為準，單端輸
入必須輸入 25 mV，但差動輸入只須 11 mV，所以可知差動式的電路
有低驅動電壓的特點。
圖 4.34 限制放大器電訊號錯誤率比較圖
Single mode Differential mode
0 5 10 15 20 25 301E-13
1E-12
1E-11
1E-10
1E-9
1E-8
1E-7
1E-6
1E-5
1E-4
1E-3
BE
R
Input Voltage (mVpp)
- 69 -
Process GCT 2µm HBT Chip Size: 600µm×800µm (one stage)
600µm×800µm (two stage)
Simulation (One Stage) (Two Stage)
Measurement (One Stage) (Two Stage)
Gain S21 19dB 42dB
18dB Fail
S11.S22 < -10dB < -5dB
Bandwidth 11GHz 10GHz
10GHz Fail
Input Current Linear Range
75mV 5mV
70mV Fail
Maximum Output Voltage Swing
500mVpp 500mVpp
490mVpp Fail
Maximum Operating Rate
> 10Gb/s > 10Gb/s
> 10Gb/s Fail
In In
Out Out
In In
Out Out
圖 4.35 限制放大器晶片圖(一級)
表 4.2 限制放大器參數模擬量測比較
圖 4.36 限制放大器晶片圖(兩級)
- 70 -
§ 4.5 Q因素與錯誤率探討[9,23] 在光通訊的接收端，達到標準以上的接收光功率靈敏度與光二極
體的光電轉換率、等效雜訊和轉阻放大器的輸入雜訊、轉阻率有關，
光接收系統的訊號雜訊比越大的話，則接收靈敏度越好。
一般可由轉阻放大器輸出的信號品質來得之此系統接收訊號與
錯誤率的關係；單純的以輸出信號的大小來推算錯誤率，稱之 Q因
素(Q Factor)。
圖 4.37 限制放大器模組圖
In In
Out Out
圖 4.38 訊號雜訊示意圖
- 71 -
一接收光數位方波訊號其中包含了信號和雜訊的混合，假設此訊
號的信號和雜訊皆被放大，故輸出的訊號雜訊比 SNR為
錯誤率為式(4.12)，其中 VH與 VL為高位準和低位準的振幅平均值，σH
與σL為高位準和低位準的白雜訊的高斯分佈均方根值(RMS，root-
mean-square)
若取最佳的判別值(threshold) γopt，可得到一 Q值(式 4.13)
故錯誤率可表示為式(4.14)，圖為 Q與錯誤率的比較圖。
(4.11)
(4.12)
(4.13)
(4.14)
2
2
2
2
//
vvE
EE
vRRv
NS
SNRσσ
===
2
2
2
2
ii
iRRi
σσ==
][21
][21
][L
L
H
H vEr
vErP
σγ
σγ
ε−
+−
=
][][][HL
LH vvErQErP
σσε
+−
==
HL
OLOH
HL
LH
HL
LH PPiivvQ
σσσσσσ +−
=+−
=+−
=
HL
HLLHopt
vvσσ
σσγ
++
=
- 72 -
若此系統的頻寬達不到操作速率，則會產生 ISI現象(圖 4.40)，造成
波形振幅非均一(uniform)，故 Q因素必須修正為式(4.15)。
圖 4.39 Q因素與錯誤率對應圖
圖 4.40 ISI波形示意圖
(4.15) 10
01 2σσ +
×−−= ISIVVV
Q
- 73 -
若考慮傳送時所產生的抖動或時脈資料回復電路的抖動(圖 4.41)，必
須將 Q因素進一步再修正為(式 4.16)，才能得到正確的錯誤率。
以下為實際 2.5 Gb/s下單純Q因素與錯誤率偵測器下錯誤率的比
較。從取樣示波器直接觀察眼圖下不包含抖動因素的振幅，，並紀錄
振幅的大小與σ值，即可換算出 Q值和相對錯誤率值。可知若只以振
幅大小來估計錯誤率並未包含抖動，其 Q因素轉換出的錯誤率較由
時脈資料回復電路轉換出的錯誤率小。兩者比較下，以錯誤率 10-12
為準，接收靈敏度約差 3 dBm左右(圖 4.42)。
(4.16)
圖 4.41 波形抖動示意圖
rms
ppopenb
RJ
DJTTQ
×
−−= −
2
- 74 -
-22 -20 -181E-12
1E-11
1E-10
1E-9
1E-8
1E-7
1E-6
1E-5
1E-4
1E-3
0.01
BE
R
Optical Input Power (dBm)
BER Decetor Q Factor
圖 4.42 Q因素與實際錯誤偵測錯誤率比較圖
- 75 -
第五章 傳送/接收傳輸測試與時序電路
§ 5.1 傳送/接收傳輸測試
在完成光纖通訊傳送端雷射驅動器和接收端的轉阻放大器及限
制放大器的模組化後，接著可進行長距離的整體傳輸測試；整體的傳
輸架構如圖 5.1，傳送端以脈波產生器輸入差動 NRZ電壓訊號，透過
雷射驅動器來驅動雷射二極體，傳送 2.5 Gb/s的 1310 nm光訊號，傳
輸通道以單模光纖為主，加上可調式衰減器來模擬實際傳輸的距離衰
減，接收端以 PIN光二極體接上轉阻放大器和限制放大器來轉出電訊
號，接上錯誤率偵測器量測在不同的接收光功率下其對應的錯誤率。
傳送端為 2.5 Gb/s的 NRZ的信號，平均功率為 1.75 dBm，熄滅
比 E.R.為 10.2 dB，圖為傳送端波形。傳輸以 1310 nm波長下每公里
0.5 dB的損失計算，忽略通道的色散效應；接收端以 10-10為接收錯
誤率標準，其靈敏度為-18 dBm，在此條件下，計算整體的傳輸距離
約為 39公里。計算如下:
-18 dBm (Rx) = 1.75 dBm (Tx) – 路徑長度(Length) × 0.5 dB/km
∴路徑長度 Length= 39.5 km
圖 5.1 光纖傳送/接收傳輸測試圖
- 76 -
E.R. 10.2 dB
圖 5.2 雷射傳送 2.5 Gb/s眼圖
圖 5.3 接收器接收 2.5 Gb/s眼圖
400 pS
400 pS
2.4 mW
200 mV
- 77 -
§ 5.2 時序電路[30-34]
時序電路在光通訊的傳送接收端上佔了一重要的角色，其可用來
作資料與時脈的交換和轉換，以便於在 SONET/SDH系統中階層式架
構中資料路徑的控制。
例如.在 10 Gb/s的系統中(圖 5.4)，D型正反器可置於多工器的前
端用來控制資料的時序，或用於解多工器的單元電路，而 T型正反器
用來將時脈訊號除頻，降至所需要的時脈頻率；多工器及解多工器則
是用來結合或分配資料的路徑流向。
§ 5.2.1 D型正反器(D type flip-flop)[30]
D型正反器主要是當作位移暫存器，當輸入資料訊號，若時脈訊
號剛好產生觸發時，則資料進入正反器中暫存。
在 D型正反器的模擬上，使用差動式的主從(master-slave)堆疊結
構(圖 5.5)，使輸入的資料可以有一個位元的暫存，這樣的結構能夠
容易有高速度的切換速率且消耗功率小的特點；在實際的應用上，會
在輸入和輸出端接上輸入 /輸出緩衝器(圖 5.6, 圖 5.7)，以提供阻抗匹
配及調整偏壓的功能。此電路模擬上輸入 400 mV的 10 Gb/s的資料
序列，並使用 10 Gb/s的時脈，觀察輸出的訊號約有 500 mV，上升下
降時間在 30pS左右(圖 5.8)，可滿足 OC-192 10Gb/s的傳輸需求。
圖 5.4 時序電路架構圖
- 78 -
圖 5.6輸入緩衝器 圖 5.7輸出緩衝器
圖 5.5 D型正反器電路圖
Data Input
Clock
Data Output
- 79 -
§ 5.2.2 T型正反器(T type flip-flop)[31]
T型正反器主要是當作除頻器，當輸入時脈訊號，電路中因切換
和回授的作用，使得此訊號產生為原本的 1/2倍頻。
在 T型正反器的模擬上，使用差動式的堆疊結構(圖 5.9)，這樣
的結構能夠容易有高速度的切換速率且消耗功率小的特點；在實際的
應用上，會在輸入和輸出端接上輸入/輸出緩衝器(圖 5.6, 圖 5.7)，以
提供阻抗匹配及調整偏壓的功能。此電路模擬上輸入 500 mV的 10
Gb/s的時脈訊號，觀察輸出的訊號為 400 mV，速率 5 Gb/s，上升下
降時間在 50pS左右(圖 5.10)，輸出的波形因為電路中切換的關係，
所以並非平整，可適當的加上波形調整器如.限制放大器等，來加大
或調整輸出波形。
3.0 3.5 4.0 4.5 5.0-4.0
-3.6
-3.2
-2.8
-2.4
Am
plitu
de (
V)
Time (nS)
Input Data Output Data Clock
圖 5.8 D型正反器輸入輸出時序圖
- 80 -
14.0 14.2 14.4 14.6 14.8 15.0
-3.2
-2.8
-2.4
-2.0
Am
plitu
de (V
)
Time (nS)
Input Clock Output Clock
圖 5.9 T型正反器電路圖
圖 5.10 T型正反器輸入輸出時序圖
In
Out
In
Out
- 81 -
§ 5.2.3 多工器(multiplexer)[33]
在光通訊即是使用多工器來將多路徑低速率的訊號，合併為單一
的高速率信號，再由接收端的解多工器來解出其原訊號，例如.OC-192
10 Gb/s信號，可以由四個 OC-48 2.5 Gb/s的信號所組成。
二對一(2:1)多工器電路是由堆疊式的差動結構所構成(圖 5.11)，
透過時脈的切換，來選擇路徑 1和路徑 2兩資料的輸出順序，輸入端
和輸出端加上緩衝器(圖 5.6，圖 5.7)，來作阻抗匹配和調整波形。
此電路模擬上輸入兩個 400 mV的 5 Gb/s的資料訊號，時脈使用
5 Gb/s，觀察輸出的訊號為 1V，速率 10 Gb/s，上升下降時間在 30pS
左右(圖 5.12)，。
channel switch
圖 5.11 二對一多工器電路圖
- 82 -
而常用的四對一(4:1)多工器則是由二對一多工器、D型正反器及
除頻器所組成(圖 5.13)[33-34]，其是由兩個低階層的多工器輸出再送
到高階層的多工器合併出高速率的信號，D型正反器和除頻器則是控
制信號的順序與時脈的頻率。
0.0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0-2.0
-1.5
-1.0
-0.5
0.0
0.5
1.0
Am
plitu
de (V
)
Time (nS)
Data 1 Data 2 Clock Output
圖 5.13 四對一多工器系統架構圖
圖 5.12 二對一多工器輸入輸出時序圖
- 83 -
第六章 結論
在本論文中，我們嘗試製作光通訊傳送與接收端的相關電路，並
在實驗室架設元件與電路的量測系統，以期能達到 10 Gb/s 新一代的
傳輸標準。
量測系統以光電元件高頻量測為主，並搭配傳輸系統效能量測；
光電元件參數可測量電、光電轉換及光電頻率響應的特性，光系統上
可依電路或傳輸架構規劃有關光電傳送、光傳輸及光電接收的特性來
測量，如錯誤率、眼圖、抖動及操作速率等等。
論文中的電路皆以高速低驅動電壓的差動方式來作架構，並以異
質接面電路(HBT)的高頻模型來作相關的模擬和製作，並完成量測與
測試單元電路是否符合傳輸標準。傳送端方面，雷射驅動器搭配雷射
二極體，在考慮打線的效應下只能勉強達到 8 Gb/s，調變電流約 40
mA，熄滅比 5.7 dB，並未達到 10 Gb/s SONET OC-192的標準。接收
端方面，轉阻放大器測試上因為缺少 10Gb/s的光二極體，故無法完
成測試 10 Gb/s的光接收效能，但可在電訊號的操作下達到規格，小
信號轉阻約 53 dBΩ，頻寬大於 10GHz，加上 2.5 Gb/s光二極體與限
制放大器下，可達 2.5 Gb/s @BER 10-10接收標準；接收端的限制放大
器，因為晶片佈線的問題，兩級的放大器無法量到相關的參數，但一
級的放大器約有 18 dB的增益和 10以上的頻寬，電訊號已達 10 Gb/s
標準。
在往 10 Gb/s的傳輸實作上，尚有許多的問題必須進一步的考量，
改進和探討的方向有
1.元件與晶片連接: 在高頻高速率操作下，光電元件與晶片之間的連
接往往伴隨著許多效應，如.振盪、減低頻寬或阻抗不匹配的等等問
題，所以如何能改善這些連接的問題，是朝更高速率的關鍵。
2.雷射穩定電路: 雷射二極體的特性對溫度的變化很敏感，所以開放
式的驅動電路架構會使雷射輸出的功率特性變得不穩定而影響傳輸
的效能，使用自動功率控制(APC，auto power control)電路是必須考
慮的。
- 84 -
3.高頻光電元件: 高頻光電元件在製作與量測上，往往遇到許多複雜
的高頻現象必須去解釋與克服，如.建立有效的模型以方便解釋，高
頻量測系統的校準等等。
4.轉阻放大器雜訊: 轉阻放大器的輸入雜訊是影響整體接收端接收靈
敏度的重要考量，過高的雜訊會加大抖動的現象，亦使得輸入光功率
必須加大以符合要求，降低接收品質。
在光纖通訊的這個領域，必須結合半導體元件、電路設計、系統
量測和系統規劃的專業才能得以實現，所以需要長時間的經驗累積才
能一窺究竟，希望在相關領域工作與研究的先進與同仁一起努力，以
方便滿足目前生活中對速度的要求。
- 85 -
參考資料
Book: [1] John Gowar, “Optical Communication Systems”, Prentice Hall, 1993 [2]Behzad Razavi, “Design of Integrated Circuits for Optical
Communication“, McGRAW Hill, 2003 [3] Gerd Keiser, “Optical Fiber Communications”, McGRAW Hill, 2000 [4]Djafar K. Mynbaev, Lo well L. Scheiner, “Fiber-Optic
Communications Technology”, Prentice Hall, 2001 [5]Dennis Derickson, “Fiber Optic Test and Measurement”,
Hewlett-Packard Professional Books, Prentice Hall, 1998 Application Note: [6] “DWDM Performance and Conformance Testing Primer”, Application Note of Tektronix, 2001
[7] “A Brief Introduction to Jitter in Optical Receivers”, Application Note of MAXIM, 2000 [8] “Jitter in Digital Communication System Part.1 and Part.2”, Application Note of MAXIM, 2001 [9] “Accurately Estimating Optical Receiver Sensitivity”, Application Note of MAXIM, 2001 [10] “NRZ Bandwidth HF-Cutoff v.s. SNR”, Application Note of MAXIM, 2001 Laser Driver: [11] Rodney S. Tucker, “High Speed Modulation of Semiconductor Lasers”, Journal of Lightwave Technology, vol.LT-3 NO.6, pp. 1180~1192, Dec. 1985 [12] Richard A. Linke, “Modulation Induced Transient Chirping in Single Frequency Lasers”, IEEE Journal of Quantum Electronic, vol.QE-21
- 86 -
NO.6, pp. 593~597, Jun. 1985 [13] F. Delpiano, R. Paoletti, P. Audagnotto and M. Puleo, “High Frequency Modeling and Characterization of High Performance DFB Laser Modules”, IEEE Transaction on Components, Packaging, and Manufacturing Technology-Part B, vol.17 NO.3, pp. 412~417, Aug. 1994 [14] K.C. Sum, N.J. Gomes, “Microwave optoelectronic modeling approaches for semiconductor lasers”, IEE Proc. Optoelectron, vol.145 NO.3, pp. 141~146, Jun. 1998 [15] Jesper Riishφj, “2.5Gb/s Laser Driver GaAs IC”, Journal of Lightwave Technology, vol.11 NO.7, pp. 1139~1146, Jul. 1993 [16] H. M. Rein, R. Schmid, P. Weger, T. Smith, T. Herzog and R. Lachner, “A versatile Si-Bipolar Driver Circuit with High Output Voltage Swing for External and Direct Laser Modulation in 10Gb/s Optical-Fiber Links”, IEEE JSSC vol.29 NO.9, pp. 1014~1021, Sep. 1994 [17] M. Menouni, E. Wawrzynkowski, S. Vuye, P. Desrousseaux, P. Launay and J. Dangla, ”14Gb/s digital optical transmitter module using GaAs HBTs and DFB laser”, Electronics Letters, vol.32 NO.3, pp. 231~233, Feb. 1996 [18] T.V. Nguyen, F. Bosch, “10Gb/s AlGaAs/GaAs HBT Driver IC for Lasers or Lightwave Modulators”, Electronics Letters, vol.27 NO.20, pp. 1827~1829, Sep 1991 [19] “Interfacing Maxim Laser Drivers with Laser Diodes”, Application Note of MAXIM, 2000 System: [20] H. M. Rein, M. MÖ llor, “Design Considerations for Very-High-Speed Si-Bipolar IC’s Operating up to 50Gb/s”, IEEE JSSC, vol.31 NO.8, pp. 1076~1089, Aug. 1996 [21] Hans Martin Rein, “Multi-Gigabit Per-Second Silicon Bipolar IC’s for Future Optical-Fiber Transmission Systems”, IEEE JSSC, vol.23 NO.3, pp. 664~675, June 1988 [22] L. Ingmar Andersson, P. Thomas Lewin, Michael D. Reed, Sylvia M. Planer, Sam L. Sundaram, ”Silicon Bipolar Chipset for SONET/SDH
- 87 -
10Gb/s Fiber-Optic Communication Links”, IEEE JSSC, vol.30 NO.3, Mar. 1995 Transimpedance Amplifier [23] “Optical Signal-to-Noise Ratio and the Q-Factor in Fiber-Optic Communication Systems”, Application Note of MAXIM, 2002 [24] Norman Scheinberg, Robert J. Bayruns, Timothy M. Laverick, “Monolithic GaAs Transimpedance Amplifiers for Fiber-Optic Receivers”, IEEE JSSC, vol.26 NO.12, pp.1834~1839, Dec. 1991 [25] Alexander Schild, Hans Martin Rein, Jens Müllrich, Lars Altenhain, Jürgen Blank and Karl SchrÖ dinger, “High Gain SiGe Transimpedance Amplifier Array for a 12×10Gb/s Parallel Optical Fiber Link”, IEEE JSSC, vol.38 NO.1, pp.4~12, Jan. 2003 [26] Hisao Shigematsu, Masaru Sato, Toshihide Suzuki, Tsuyoshi Takahashi, Kenji Imanishi, Naoki Hara, Hiroaki Ohnishi, and Yuu Watanabe, “A 49-GHz Preamplifier With a Transimpedance Gain of 52 dB Using InP HEMTs”, IEEE JSSC, vol.36 NO.9, pp.1309~1313, Sep.2001 Limiting Amplifier [27] Wolfgang PÖ hlmann, “A Silicon Bipolar Amplifier for 10Gb/s with 45dB Gain”, IEEE JSSC, vol.29 NO.5, pp.551~556, May 1994 [28] G. Georgiou, P. Paschke, R. Kopf, R. Hamm, R. Ryan, A. Tate, J. Burn, C. Schulien and Y. K. Chen, “High Gain Limiting Amplifier for 10Gbps Lightwave Receivers”, 11th International Conference on Indium Phosphide and Related Materials, pp.71~74, May 1999 [29] Yuriy M. Greshishchev, Peter Schvan, “A 60dB Gain, 55dB Dynamic Range, 10Gb/s Broad-Band SiGe HBT Limiting Amplifier”, IEEE JSSC, vol.34 NO.12, pp.1914~1920, Dec. 1999 MUX/DeMUX [30] Kiyoshi Ishii, Haruhiko Ichino, Yoshiji Kobayashi, and Chikara, “High –Bit-Rate, High-Input-Sensit ivity Decision Circuits Using Si Bipolar Technology”, IEEE JSSC, vol.29 NO.5, pp.546~550, May 1994 [31] Haruhiko Ichino, Noboru Ishihara, Masao Suzuki, Shinsuke Konaka, “18GHz 1/8 Dynamic Frequency Divider Using Si Bipolar Technologies”,
- 88 -
IEEE JSSC, vol.24 NO.6, pp.1723~1728, Dec 1989 [32] Klaus Runge, Detlef Daniel, R. D. Standley, James L. Gimlett, Randall B. Nubling, Richard L. Pierson, Steve M. Beccue, Keh-Chung Wang, “AlGaAs/GaAs HBT IC’s for High-Speed Lightwave Transmission Systems”, IEEE JSSC, vol.27 NO.10, pp.1332~1341, Oct. 1992 [33] Alfred Felder, Michael MÖ ller, Josef Popp, Josef BÖ ck and Hans Martin Rein, “46Gb/s DEMUX, 50Gb/s MUX, and 30GHz Static Frequency Divider in Silicon Bipolar Technology”, IEEE JSSC, vol.31 NO.4, Apr. 1996 [34] Kenji Ishida, Hirotsugu Wakimoto, Kunio Yoshihara, Mitsuo Konno,Shoichi Shimizu, Yoshiaki Kitaura, Kenichi Tomita, Takashi Suzuki and Naotaka Uchitomi, “A 10GHz 8-b Multiplexer/Demultiplexer Chip Set for the SONET STS-192 System”, IEEE JSSC, vol.26 NO.12, pp.1936~1943, Dec. 1991
- 89 -
附錄 A. ITU-T 數位傳輸標準 G.650 Definition and test methods for the relevant parameters of single-mode fibres
G.650.1 Definitions and test methods for linear, deterministic attributes of single-mode fibre and cable
G.650.2 Definitions and test methods for statistical and non-linear attributes of single-mode fibre and cable
G.651 Characteristics of a 50/125 µm multimode graded index optical fibre cable G.652 Characteristics of a single-mode optical fibre and cable
G.653 Characteristics of a dispersion-shifted single-mode optical fibre cable G.654 Characteristics of cut-off shifted single-mode optical fibre and cable
G.655 Characteristics of a non-zero dispersion-shifted single-mode optical fibre and cable G.661 Definition and test methods for the relevant generic parameters of optical amplifier
devices and subsystems G.662 Generic characteristics of optical amplifier devices and subsystems G.663 Application related aspects of optical amplifier devices and subsystems
G.664 Optical safety procedures and requirements for optical transport systems G.671 Transmission characteristics of optical components and subsystems
G.681 [Withdrawn] Functional characteristics of interoffice and long-haul line systems using optical amplifiers, including optical multiplexing
G.691 Optical interfaces for single-channel STM-64, STM-256 and other SDH systems with optical amplifiers
G.692 Optical interfaces for multichannel systems with optical amplifiers G.693 Optical interfaces for intra-office systems
G.694.1 Spectral grids for WDM applications: DWDM frequency grid G.694.2 Spectral grids for WDM applications: CWDM wavelength grid
