ITU-R P.368-9建议书 1
ITU-R P.368-9建议书
频率在10 kHz和30 MHz间的地波传播曲线
(1951-1959-1963-1970-1974-1978-1982-1986-1990-1992-2005-2007年)
范围
本建议书提供了场强以及由于地波在30 MHz以下频率传播,场强取决于地面特性的信息。
国际电联无线电通信全会,
考虑到
由于计算复杂,有一套关于标准频率值和地面特性范围的地波曲线是有用的,
作出建议
1 适用于下面规定条件的附件1的曲线,应当用于确定频率在10 kHz和30 MHz间的地波
场强;
2 这些曲线一般只应在已知电离层反射幅度可以忽略时用来确定场强;
3 这些曲线不能用于接收天线位置远高出地球表面的情况;
注1 – 这就是说,当εr << 60 λσ时,这些曲线可以使用到的最大高度为h = 1.2 σ1/2 λ3/2。终
端高达3000 m以及频率达10 GHz的传播曲线可以在单独出版的《ITU无线电波在地球表面上
的传播曲线手册》中找到。
4 在附件1所规定的各条件下对于均匀路径画出的这些曲线,也可以用来确定附件2指出的那种混合路径上的场强。
附件 1
传播曲线和适用条件(均匀路径)
本建议中的传播曲线是在下列假定下算出的: – 它们针对光滑均匀球形地面; – 如ITU-R P.453建议书所述,对流层折射指数随高度依指数式减小; – 发射和接收天线两者都在地面;
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– 辐射单元为一短的垂直单极子。假定这样一个垂直天线是位于全导电平地面上,并
且激励到辐射l kW,1 km距离处的场强将为300 mV/m。相当于300 V的波动势(见
ITU-R P.525建议书); – 这些曲线是对于沿地球曲面计量的距离画出的; – 这些曲线给出辐射场的垂直场强分量的值,亦即可以在天线的远场区有效地测量的
量。
注1 – 诸传播曲线在近距离上所渐近的图中所示逆距离曲线,在l km距离处通过300 mV/m的场强值。为将这些曲线归于其他参考天线情况,参见ITU-R P.341建议书表1。
注2 – 使用计算机程序GRWAVE计算这些曲线,在附件3中有简单描述。
注3 – 相应于计算这些曲线的同样条件的基本传输损耗,可用下式由场强值E(dB(μV/m))得到:
dBlog200.142 MHz EfAL ib −+=≡
关于环境对发射和接收天线两者的影响,参见ITU-R P.341建议书。
注4 – 即使在位置间距离远小于至发射机的距离的情况下,地面真实电气特性和接收条件也
不尽相同。在许多情况下,附近位置信号电平的差别呈对数正态分布,标准偏差在3-4dB范围之内,平均约3.5dB。 地波场强会随着季节温度变化而改变。对500-1000 kHz的地波,其冬天和夏天月中场强
之间的年平均差值在5 dB(在北半球一月平均气温+4度的地方)到15 dB(在北半球一月平
均气温-16度的地方)之间。在欧洲大陆150 至280 kHz间的频率上也观测到了季节性的变
化。在150 至280 kHz间的频率上发生的变化随着频率和距离单调变化,在1 000-2 000公里的
距离上可达10-20 dB(参见ITU-R P.1321建议书)。
注5 – 这些曲线给出距离r处的总场,当 kr大于10时,误差小于1 dB,其中k=2π/λ。近场
(即静态感应场)效应可以通过将场强(以分贝计)增加一个量而包括在内,这个量为:
⎪⎭
⎪⎬⎫
⎪⎩
⎪⎨⎧
+− 42 )(1
)(11log10
rkrk
这给出总场,其精度对海面和湿地面来说为±0.1 dB,对电导率大于10-3s/m的任何地面
来说为±l dB。
注6 – 对于两个天线中的随便哪一个,如果该天线位置高于沿天线间的路径的平均地形高
度,那么,有效天线高度就是高于该沿路径的平均地形高度的天线高度。这个有效天线高度
值应与建议3中的天线高度极限的计算值相比较,以确定这些曲线是否适于该路径。
图1至11包含了作为距离函数的场强曲线,频率是一个参数。
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附件 2
对于混合路径的应用(非均匀路径)
1 本附件的图14至50可以如下所述用于确定混合路径(非均匀光滑路面)上的传播:
这种路径可能由长度为d1、d2、d3等、电导率和介电常数为σ1、ε1;σ2、ε2;σ3、ε3等的区段S1、S2、S3等组成,三区段情况如下所示:
在用于确定混合路径上的传播方法中,本附件中用到的Millington方法最为精确,并满
足互易条件。本方法假定,对于各别均匀的S1、S2、S3等区段中不同类型的地形,曲线都可
以得到,这些曲线全都对于相同的、比如由一给定的逆距离曲线所确定的波源T来画出的。
对于其他任何波源的值,最终都可以折算出。
对于给定的频率,选定适于S1段的曲线,记下距离d1处的场强E1(d1) (dB(μV/m))。然后
用适于S2 段的曲线确定场强E2(d1)和E2(d1 + d2),类似地用适于S3段的曲线确定场强
E3(d1 + d2)和E3(d1 + d2 + d3)如此等等。
然后,接收场强ER确定为:
)()()()()( 32132132121211 dddEddEddEdEdEER ++++−++−= (1)
然后,倒过这一程序,视R为发射机,T为接收机,得到场强 ET为:
)()()()()( 12312312323233 dddEddEddEdEdEET ++++−++−= (2)
所求场强由½ [ER + ET]给出,如何推广到更多区段就很显然了。
如果相应的均匀地面上的相位曲线作为距离的函数可以得到,此方法原则上可以推广到
相位变化。这种信息是导航系统应用所必需的。这种方法一般是易于应用的,特别是借助于
计算机。
2 在规划中,需要的是某发射机的覆盖,对此,基于同样的方法的图解程序便于粗略、
快速估算出场强为某一值的距离。
这里对这一图解方法作一简述。
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图12适于有两个不同区段的路径,两区段各以值σ1、ε1和σ2、ε2来表征,伸展距离分别
为d1和d2。假定复介电常数的模| ε′(σ1, ε1) |大于| ε′(σ2, ε2) |。对于距离d > d1,由Millington方法(§ 1)得到的场强曲线位于相应于两个不同的电特性的曲线E(σ1, ε1) 和 E(σ2, ε2)之间。在
距离d = 2 d1处,其中d1为由发射机到二区段分界点的距离,只要场强是按分贝数线性标度
的,该曲线就通过曲线E(σ1, ε1)和E(σ2, ε2) 的中点。此外,该曲线趋近一渐近线,如图12所示,该渐近线与曲线E(σ2, ε2)相差m dB,其中m为二曲线E(σ1, ε1)和E(σ2, ε2)在d = d1处的分
贝数差的一半。d = 2 d1这一点和该渐近线使总和场强曲线易于画出。
图13表示电常数由σ2,ε2变到σ1,ε1的二区段路径的曲线,其中复介电常数的模 | ε′(σ1, ε1) | > | ε′(σ2, ε2) |。记住渐近线现在平行于E(σ1, ε1)的曲线,上述程序在此也可应
用。
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对于由两个以上的区段组成的路径,每一变化都可以与第一个变化同样的方式分别考
虑。总和曲线必须是连续线,各曲线部分都移置得平行于前一区段末的外推曲线。
图解法的精度,取决于场强曲线的斜率差,因而也在某种程度上取决于频率。对于LF频带,§ 1所述方法与本近似方法间的差别通常是可以忽略的。但对于MF频带最高部
分,这种差别在大多数情况下将不超过3 dB。
图14至50包含了作为距离函数的场强曲线,地面电特性是一个参数。
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附件 3
传播曲线的生成
在附件1和2中,已经用计算机程序GRWAVE来生成传播曲线。GRWAVE计算出指数环
境下作为频率、天线高度和地面常数函数的地波场强;近似频率范围为10 kHz-10 GHz。
该程序及相关文件可以从ITU-R网站上与无线电通信第3研究组有关的部分中获得。
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