Ứng dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng kỹ thuật PWM 1 trạng thái vào mạch...

Hội nghị toàn quốc về Điều khiển và Tự động hoá - VCCA-2011

VCCA-2011

Ứng dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng kỹ thuật PWM 1 trạng thái

vào mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây

Application of single-state PWM technique in multilevel inverter

for three-phase four-wire active filter

Nguyễn Quốc Thái, PGS.TS Nguyễn Văn Nhờ

PTN Hệ thống năng lượng, Trường Đại học Bách khoa Tp.HCM

e-Mail: [email protected]

Tóm tắt Bài báo này trình bày nghiên cứu mạch lọc tích cực 3

pha 4 dây bằng hệ biến tần đa bậc điều khiển 1 trạng

thái. Mô hình toán của mạch lọc tích cực được xây

dựng dựa trên “Lý thuyết công suất tức thời”. Kỹ

thuật điều chế PWM 1 trạng thái đã được áp dụng cho

bộ nghịch lưu áp đa bậc nhằm làm giảm tổn hao đóng

ngắt trong các ứng dụng công suất cao. Kết quả

nghiên cứu đã được mô phỏng và kiểm chứng bằng

phần mềm Matlab/Simulink đã cho thấy rằng bộ lọc

làm việc tốt trong trường hợp nguồn mất cân bằng và

méo dạng, tải phi tuyến không cân bằng.

Abstract This paper presents a research on the active power

filter three-phase four-wire with the carrier base

single-state PWM technique in multilevel inverters.

Mathematical model of the active power filter has

been built based on “instantaneous power theory”.

The carrier base single-state PWM technique has been

applied for NPC multilevel voltage source inverter to

reduce switching losses in high power applications.

Research results have been simulated using the

Matlab/Simulink software which reveals that the

active power filter works well in cases of unbalanced,

distorted AC sources and unbalanced non-linear loads.

Ký hiệu Ký hiệu Đơn vị Ý nghĩa

va, vb, vc V Điện áp 3 pha nguồn

v, v, v0 V Điện áp 3 pha nguồn trong

hệ tọa độ 0

ia, ib , ic A Dòng điện 3 pha tải

i, i , i0 A Dòng điện 3 pha tải trong hệ

tọa độ 0 * *,C Ci ia b A Dòng bù tham chiếu trong

hệ tọa độ 0 * * *, ,Ca Cb Cci i i A Dòng bù tham chiếu trong

hệ tọa độ abc

Vrmsa, b, c V Trị hiệu dụng của điện áp 3

pha nguồn

0p W Công suất thứ tự không

iF-acbn A Dòng bù của mạch lọc

vđk-n V Áp điều khiển pha N

vđk-abc V Áp điều khiển 3 pha A, B, C

Chữ viết tắt APF Active Power Filter

AC Alternating Current

DC Direct current

IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor

IEEE Institute of Electrical and Electronics

Engineers

LPF Low Pass Filter

NPC Neutral Point Clamped

PWM Pules Width Modulation

SPF Source Power Factor

THD Total Harmonic Distortion

1. Phần mở đầu Ngày nay, các ứng dụng rộng rãi của bộ biến đổi công

suất và biến tần trong công nghiệp đã gây nên một

vấn đề nghiêm trọng là nhiễu điện. Các tải phi tuyến

lớn sẽ gây ra hệ số công suất thấp, giảm hiệu quả của

hệ thống điện dẫn đến sự biến dạng điện áp, làm tăng

tổn thất trên đường dây truyền tải và phân phối điện

năng. Các bộ lọc tích cực đã được phát triển để giải

quyết các vấn đề này [1]–[7].

Cho đến nay các bộ lọc tích cực công suất lớn dùng

kỹ thuật PWM kinh điển cho nghịch lưu áp thực hiện

vector yêu cầu bằng trật tự chuỗi trạng thái của 3

vector đỉnh gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu. Phương

pháp này cho phép đạt kết quả vector áp trung bình

chính xác.

Bài báo này trình bày một giải pháp gần đúng là điều

khiển PWM sử dụng 1 vector trong chu kỳ lấy mẫu,

do đó giảm công suất đóng ngắt trong chu kỳ lấy mẫu.

Điều này rất có lợi cho các ứng dụng công suất

lớn. Giải pháp có tính chính xác chấp nhận được khi

số bậc cao [8].

2. Kỹ thuật PWM 1 trạng thái 2.1 Cấu trúc bộ nghịch lưu áp đa bậc NPC

Bộ nghịch lưu áp NPC 11 bậc 4 nhánh gồm có:

10 x 4 = 40 cặp IGBT, 9 x 4 = 36 cặp Diode, 10 tụ

điện DC. Các cặp IGBT trên cùng 1 pha sẽ được đóng

ngắt theo qui tắt kích đối nghịch (Hình 1).

664

mailto:[email protected]


VCCA-2011

H. 1 Bộ nghịch lưu áp NPC 11 bậc 4 nhánh

2.2 Nguyên lý PWM 1 trạng thái

Giả sử mỗi tụ điện DC có điện áp là hằng số và bằng

1 (Vc = 1 V). Áp nghịch lưu tham chiếu giữa các ngõ

ra (A, B, C) và điểm trung tính “0” (Hình 1) bao gồm

thành phần áp cơ bản 12 , , ,xv x a b c và áp common

mode tham chiếu 0refv [9]:

12 0r .xref x efv v v (1)

Điện áp thành phần cơ bản 3 pha có thể được mô tả

như sau:

12 ef

12 ef

12 ef

cos ;

cos 2 3 ;

cos 4 3 .

a r

b r

c r

v v

v v

v v

q

q p

q p

(2)

Trong đó efrv và q là độ lớn và góc pha của vector áp

tham chiếu.

Max và Min là giá trị lớn nhất và nhỏ nhất của áp 3

pha được tính như sau:

12 12 12

12 12 12

( , , )

( , , )

a b c

a b c

Max Max v v v

Min Min v v v (3)

Hàm soff etv được giới hạn bởi 0Maxv và 0Minv được tính

như sau:

0

0

( 1)Max

Min

v n Max

v Min (4)

( )xL và ( )xH lần lượt là mức áp DC thấp và cao gần

nhất với áp nghịch lưu tham chiếu xrefv (Hình 2(a))

được mô tả như sau:

( )

( )

( )

( ) ( )

0 ( 1)

1 ( 1)

1

x ref

x

x ref

x x

n v nL

n v n

H L

neáu

neáu (5)

trong đó ( )xn là phần nguyên của xrefv

( ) ( ); , , .x xrefn Int v x a b c (6)

Các thành phần của vector , ,T

a b cL L L L biểu thị

3 mức thấp hơn của điện áp 3 pha trong chuỗi trạng

thái đóng ngắt.

Trạng thái chuyển mạch tức thời được xác định bằng

việc so sánh giữa sóng mang tam giác và tín hiệu điều

chế xx :

( ) ; 0 1x ref x xv Lx x (7)

Trạng thái chuyển mạch danh định được xác định như

sau:

1

2 2a 2 2

3 3a 3 3

4

0,0,0

, ,

, ,

1,1,1 .

T

T

b c

T

b c

T

s

s S S S

s S S S

s

(8)

Trong đó 1s và 4s là 2 trạng thái ở vị trí tâm tọa độ

trong nghịch lưu 2 bậc. Còn lại 2 trạng thái 2s và 3s

được xác định từ vị trí tương đối giữa tín hiệu điều

chế xx và 2 mức áp DC tương ứng gần nhất.

Các giá trị max, mid, min của tín hiệu điều chế

, ,a b cx x x được xác định như sau:

( , , )

( , , )

( , , ).

Max a b c

Mid a b c

Min a b c

Max

Mid

Min

x x x x

x x x x

x x x x

(9)

Các thành phần của vector 2s và 3s được trình bày:

2

3

1

0

1

0

x Max

x

x Max

x Mid

x

x Mid

s

s

x x

x x

x x

x x

neáu

neáu

neáu

neáu

(10)

Chuỗi trạng thái chuyển mạch trong bộ nghịch lưu đa

bậc 1 2 3 4, , ,S S S S được suy ra từ biểu thức sau:

.j jS L s (11)

Kỹ thuật PWM kinh điển cho nghịch lưu áp thực hiện

vector yêu cầu bằng trật tự chuỗi trạng thái của 3

vector đỉnh gần nhất trong chu kỳ lấy mẫu tương ứng

với các thời gian chuyển trạng thái ( 14 2 3, ,K K K )

được mô tả:

1 1 2 2 3 3 4 4.refv K S K S K S K S (12)

Trong đó:

665


VCCA-2011

1 2

2 4

14

1 2 3 4

1 ; ;

;

1

1.

Max Max Mid

Mid Min Min

Max Min

K K

K K

K

K K K K

x x x

x x x

x x (13)

Kỹ thuật PWM 1 trạng thái được mô tả như một bước

tiến của kỹ thuật SVPWM kinh điển xác định bởi biểu

thức (12). Nguyên lý PWM 1 trạng thái được trình

bày ở Hình 4 cho thấy chỉ chọn duy nhất vector có

thời gian thực hiện trạng thái lớn nhất ( MaxK ) để thực

hiện vector tham chiếu trong chu kỳ lấy mẫu:

' ; 1, 2, 3, 4.ref jv S j (14)

Vector được chọn bất kỳ trong 4 trạng thái chuyển

mạch thích hợp 1 2 3 4, , ,S S S S . Các trạng thái chuyển

mạch còn lại được loại bỏ.

Kỹ thuật 1 trạng thái cho sai số điện áp nhỏ nhất dựa

trên việc thực hiện vector gần nhất. Điều kiện để chọn

trạng thái chuyển mạch được trình bày ở Hình 3(a) và

(b) được mô tả như sau:

' '

ref j ref jv S e v S Min (15)

Ví dụ: trạng thái chuyển mạch 3S được thực hiện, vì

vector 3V gần nhất với vector tham chiếu refV .

Cách xác định vector gần nhất: ta có 2 trạng thái 0s

và 1s tạo ra cùng vector điện áp. Vì vậy chỉ cần đại

diện bởi 1 vector chủ chốt và thời gian chuyển trạng

thái là 14 1 4K K K .

Mỗi vector chủ chốt jV mô tả sự đóng góp nào đó vào

vector tham chiếu refV với khoảng thời gian là jK .

Sự ảnh hưởng này lớn hơn nếu jV càng gần với

vector tham chiếu. Từ kỹ thuật điều chế vector không

gian ta thấy rằng nếu vector nào gần nhất với vector

tham chiếu thì sẽ có thời gian chuyển trạng thái lớn

nhất. Kết quả là, để thực hiện kỹ thuật PWM 1 trạng

thái thì cần thiết là phải đặt vector tham chiếu với thời

gian chuyển trạng thái lớn nhất:

14 2 3( , , ).j MaxK K Max K K K (16)

MaxK được xác định tại 3 vùng đối xứng

A , 1, 2, 3j j trong tam giác như Hình 3a.

Ví dụ: nếu vector tham chiếu refV ở vị trí vùng A3 thì

3 MaxK K và sai số điện áp sẽ nhỏ nhất nếu áp

nghịch lưu được thực hiện bởi vector '

3refv S (Hình

3b). Đặc biệt nếu xảy ra trường hợp 14MaxK K thì cả

2 vector 1S và 4S đều có cùng sai số điện áp 12e .

Lúc này phải xét đến điều kiện sai số 0e nhỏ nhất của

hàm offset. Ví dụ: vector 1S sẽ được chọn nếu

1 4( ) ( )ref refOffset S V Offset S V (17)

Từ (17) suy ra đuợc điều kiện là:

2 3 42 3 1,5.K K K (18)

Số chuyển mạch trong chu kỳ lấy mẫu và hệ số THD

kỹ thuật PWM 1 trạng thái tùy thuộc vào chỉ số điều

chế m, hàm offsetv và số bậc n. Bảng 1 trình bày số

chuyển mạch và THD của bộ nghịch lưu 11 bậc dùng

kỹ thuật: 1) PWM kinh điển và 2) PWM 1 trạng thái

với hàm common mode nhỏ nhất.

(a) (b)

H. 2 (a) sơ đồ thời gian chuyển mạch; (b) Sơ đồ thời

gian chuyển mạch danh định

(a) (b)

H. 3 Kỹ thuật PWM 1 trạng thái với sai số điện áp nhỏ

nhất: (a) Hàm Kmax trong vùng tam giác; (b) giải

thích nguyên lý

H. 4 Nguyên lý PWM 1 trạng thái

Bảng 1: Số chuyển mạch trong 1 chu kỳ và THD của

kỹ thuật: 1) PWM kinh điển và 2) PWM 1 trạng thái

m 0,4 0,5 0,7 0,9 1

fsw (Hz) 300 300 600 600 1080

N1 10 14 26 20 28

THD1 15,2 9,3 9,4 5,9 5,7

N2 8 12 24 20 28

THD2 10,2 7,7 5,9 4,4 4,1

2.3 Giải thuật PWM 1 trạng thái

Nguyên lý tạo xung kích 3 pha A, B, C được trình bày

ở Hình 5. Nguyên lý điều khiển pha N được thực hiện

như sau:

Gọi LN là mức áp thấp DC gần nhất với áp điều khiển

pha N (vđk-N) và được mô tả như sau:

0 ( 1)

1 ( 1)

ñk-N

ñk-N

neáu

neáu

N

N

N

n v nL

n v n (19)

666


VCCA-2011

Nn là phần nguyên của ñk-N

v : ( )ñk-NNn Int v (20)

Nx là phần dư của ñk-N

v sau khi lấy đi phần nguyên

; 0 1ñk-N N N Nv n x x (21)

Tín hiệu điều chế vrN được tính bởi biểu thức:

rN N Nv L x (22)

và nguyên lý tạo xung kích pha N như Hình 6.

Max

Min

Maxvđk-abc

åv0Max

+

+Min

Chọn

v0

v0Max = (n – 1) – Max

v0Min = – Min v0Min

v0

1vrxv,

x = a, b, c

x(x)

1 Int( )

( )

( )

0 ( 1)

1 ( 1)

rx

rx

neáu

neáu

x v

x

x v

n v nL

n v n

n(x)

åL(x) -

+

Max

Mid

Min

2

xMax

xMid

xMin

Sxk, k = 1, 2, …, 10vrx

2Tính

Kj

MaxTính

vrx

KMax

Tính

sxMax;

sxMid;

sxMin

sxMax, sxMid, sxMin

x(x)

L(x)

++

Kj

j = 1, 2, 3, 4

H. 5 Nguyên lý tạo xung kích 3 pha A, B, C

IntnN

xN

vđk-N

åLN0 ( 1)

1 ( 1)

ñk-N

ñk-N

neáu

neáu

N

N

N

n v nL

n v n

+

Sk,

k = 1, 2, …, 10

vrN

+

H. 6 Nguyên lý tạo xung kích pha N

3. Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực Nguyên lý điều khiển mạch lọc tích cực được dựa trên

Lý thuyết công suất tức thời (Akagi, 2007) [10].

Công suất tác dụng Lp và công suất phản kháng Lq

của tải 3 pha 4 dây phi tuyến được phân tích thành:

L L L

L L L

p p p

q q q (23)

Lp , Lp : Thành phần trung bình và dao động của công

suất tác dụng tải.

Lq , Lq : Thành phần trung bình và dao động của công

suất phản kháng tải.

Lp , Lq : Công suất tác dụng, công suất phản kháng

của tải yêu cầu và được cung cấp bởi mạch lọc:

AF

AF

L

L L

p p p

q q q (24)

p : là thành phần công suất trung bình mà mạch lọc

lấy từ nguồn để cung cấp công suất tổn hao đóng ngắt

các linh kiện của bộ nghịch lưu osslp và công suất thứ

tự không 0p khi hệ thống không cân bằng (xuất hiện

thành phần thứ tự không).

0 osslp p p (25)

Thành phần công suất trung bình của tải Lp và thành

phần p được cung cấp bởi nguồn AC.

source Lp p p (26)

Như vậy, nguồn AC chỉ cung cấp cho tải thành phần

công suất trung bình và công suất tổn hao bộ nghịch

lưu. Còn mạch lọc sẽ cung cấp thành phần công suất

dao động p , công suất trung bình thứ tự không 0p và

công suất phản kháng q (Hình 7).

H. 7 Luồng công suất tối ưu của mạch lọc tích cực

Các điện áp và dòng điện tải được chuyển trục tọa độ

theo biểu thức chuyển đổi Clarke:

0

1 1 1

2 2 2

2 1 1. 1 .

3 2 2

3 30

2 2

a

b

c

v v

v v

v v

a

b

(27)

0

1 1 1

2 2 2

2 1 1. 1 .

3 2 2

3 30

2 2

a

b

c

i i

i i

i i

a

b

(28)

Công suất tải được xác định bằng biểu thức:

0 0 00 0

0 .

0

p v i

p v v i

q v v i

a b a

b a b

(29)

Dòng điện yêu cầu của mạch lọc trong hệ trục tọa độ

0 được tính toán theo biểu thức:

0

2 2

1.

C

C

i v v p p

i v v qv v

a a b

b b aa b

(30)

Dòng điện yêu cầu của mạch lọc trong hệ trục tọa độ

abc được chuyển đổi bằng biểu thức Clarke ngược:

*

0

*

*

11 0

2

2 1 1 3. .

3 2 22

1 1 3

2 22

Ca

Cb C

Cc C

i i

i i

i i

a

b

(31)

Từ các biểu thức (27)–(31), tác giả đã xây dựng được

sơ đồ tính toán dòng điện yêu cầu của mạch lọc tích

cực và được trình bày ở Hình 8.

667


VCCA-2011

H. 8 Nguyên lý tính toán dòng yêu cầu của mạch lọc

Các dòng điện yêu cầu *

Cai , *

Cbi , *

Cci (Iref-abc) và các dòng

điện hồi tiếp của mạch lọc tích cực (iF-abcn) được đưa

vào khâu hiệu chỉnh PI tạo ra điện áp điều khiển yêu

cầu vđk-abc và vđk-n (Hình 9). Áp điều khiển này được

đưa vào bộ điều chế độ rộng xung, thực hiện giải

thuật 1 trạng thái để tạo xung kích cho bộ nghịch lưu.

Tham số Kp và Ki của khâu hiệu chỉnh PI được điều

chỉnh theo phương pháp thủ công: Kp = 100, Ki = 20.

H. 9 Khối tạo áp điều khiển trong Matlab

4. Kết quả mô phỏng Mô hình mô phỏng mạch lọc tích cực được xây dựng

bằng phần mềm Matlab/Simulink (Hình 15) và các

thông số mô phỏng được trình bày ở Bảng 2.

Bảng 2: Thông số mô phỏng

Nguồn AC không cân

bằng và méo dạng

(Hình 10)

Vrmsa = 221 V;

Vrmsb = 242,4 V;

Vrmsc = 200 V;

f = 50 Hz

Tải 1 pha RL R = 30 ; L = 5 mH

Tải 3 pha RL R = 20 ; L = 2 mH

Cuộn kháng tải Lf_load = 5 mH

Cuộn kháng mạch lọc Lf_APF = 10 mH

Thời điểm mạch lọc

tác động

t = 0,04 s

Tần số sóng tam giác fsw = 1080 Hz

Trước khi mạch lọc tác động, dòng điện 3 pha nguồn

méo dạng và mất cân bằng, dòng điện trung tính

nguồn bằng dòng điện tải 1 pha và có giá trị xấp xỉ

10 A, hệ số công suất nguồn thấp.

Sau khi mạch lọc tác động, dòng điện 3 pha nguồn trở

nên sin và cân bằng (Hình 11), dòng điện trung tính

tải được bù hoàn toàn làm cho dòng điện trung tính

nguồn bằng 0 (Hình 12), hệ số công suất nguồn được

cải thiện đáng kể, xấp xỉ 1 (Hình 13).

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-400

-200

0

200

400

600

Mag

nitu

de (

V)

Time (s)

vS-abc

vSa

vSb

vSc

H. 10 Điện áp 3 pha nguồn

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-60

-40

-20

0

20

40

60

Time (s)

Mag

nitu

de (

A)

iS-abc

iSa

iSb

iSc

Start H. 11 Dòng điện 3 pha nguồn

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1-15

-10

-5

0

5

10

15

Mag

nitu

de (

A)

Time (s)

iS-n

Start H. 12 Dòng điện trung tính nguồn

0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.10.2

0.4

0.6

0.8

1

1.2

SPF

Mag

nitu

de

Time (s)Start H. 13 Hệ số công suất nguồn

Hệ số THD của dòng điện nguồn pha a trước khi

mạch lọc tác động là 14,93 %, sau khi mạch lọc tác

động là 1,25 % (Hình 14) và thỏa mãn tiêu chuẩn

IEEE 519-1992 (Bảng 3).

(a) (b)

H. 14 Phân tích FFT: (a) dòng tải; (b) dòng nguồn

Bảng 3: THD dòng điện nguồn

Pha Trước khi mạch

lọc tác động

Sau khi mạch

lọc tác động

IEEE

519

a 14,93 % 1,25 %

5 % b 21,64 % 1,28 %

c 24,15 % 1,27 %

668


VCCA-2011

H. 15 Sơ đồ khối mô hình mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây nguồn không cân bằng và méo dạng, tải phi tuyến không cân bằng

5. Kết luận Bài báo đã trình bày những kết quả mô phỏng của mô

hình mạch lọc tích cực 3 pha 4 dây bằng hệ biến tần

NPC 11 bậc 4 nhánh. Kết quả cho thấy giải thuật điều

khiển đúng đắn của kỹ thuật PWM 1 trạng thái và mô

hình hệ thống mạch lọc tích cực. Với những kết quả

đạt được thì hoàn toàn có thể áp dụng bộ nghịch lưu

áp đa bậc điều khiển 1 trạng thái vào mạch lọc tích

cực song song nhằm làm giảm tổn hao đóng ngắt đối

với các ứng dụng công suất lớn.

Tài liệu tham khảo [1] Alfredo S. N., Gerado A. M., Four-Branches-

Inverter-Based-Active-Filter for Unbalanced 3-

Phase 4-Wires Electrical Distribution System,

Industry Applications Conference 2000, vol. 4,

pp. 2503–2508, October. 2000.

[2] Chen C. C., Hsu Y. Y., A Novel Approach to the

Design of a Shunt Active Filter for an

Unbalanced Three-Phase Four-Wire System

under Nonsinusoidal Conditions, IEEE

Transactions. On Power Delivery, vol. 15, no. 4,

pp. 1258–1264, October. 2000.

[3] Chiang K. H., Lin R. B., Yang T. K., and Wu

W. K., Hybrid Active Power Filter for power

quality Compensation, International Conference

on Power Electronics and Drives Systems, pp.

949–954. November. 2005.

[4] Iannuzzi D., Piegari L., and Tricoli P., An Active

Filter Used for Harmonic Compensation and

Power Factor Correction: a Control Technique,

Power Electronics Specialists Conference, pp.

4631–4635, June. 2008.

[5] Lin R. B., Wei C. T., A Novel NPC Inverter for

Harmonics Elimination and Reactive Power

Compensatio, IEEE Transactions. On Power

Delivery, vol. 19, no. 3, pp. 1499–1456, July.

2004.

[6] Lamich M., Balcells J., Gonzalez D., Gago J.,

New Structure for Three-Phase, Four-Wires

Shunt Active Filter, Compatibility in Power

Electonics, pp 1–7, May/June. 2007.

[7] Msigwa J. C., Kundy J. B., and Mwinyiwiwa M.

M. B., Control Algorithm for Shunt Active

Power Filter using Synchronous Reference

Frame Theory, World Academy of Science,

Engineering and Technology 58, pp. 472–478,

2009.

[8] Nguyen Van Nho, Quach Thanh Hai, and Lee

H. H., Carrier Based Single-State PWM

Technique for Minimizing Vector Errors in

Multilevel Inverters, Journal of Power

Electronics, vol. 10, no. 4, pp. 357–364, July.

2010.

[9] Nguyen Van Nho, Youn J. M., Comprehensive

study on Space vector PWM and carrier based

PWM correlation in multilevel invertors, IEE

Proceedings Electric Power Applications,

vol.153, no.1, pp.149–158, January. 2006.

[10] Akagi H., Wantanabe H. E., and Aredes M.,

Instantaneous Power Theory and Applications

to Power Conditioning, IEEE Press Series on

Power Engineering, 400 pages, John Wiley &

Sons, USA, 2007.

669


- 7 -

Biographies

Nguyễn Văn Nhờ sinh năm

1964. Ông nhận bằng Thạc sỹ

và Tiến sỹ Kỹ thuật điện tại

Trường Đại Học West

Bohemia, Cộng hòa Séc năm

1988 và 1991. Từ năm 2007

ông là Phó Giáo sư tại Khoa

Điện–Điện tử Trường Đại Học

Bách Khoa, Đại Học Quốc Gia

Tp.Hồ Chí Minh. Ông làm việc với tư cách là hội viên

tại Viện Phát triển Khoa học và Kỹ thuật Hàn Quốc

(KAIST) năm 2001 và là giáo sư thỉnh giảng năm

2003–2004. Ông là chuyên gia tham quan Khoa Điện

Trường Đại Học Illinois tại Urbana–Champaign năm

2009. Hướng nghiên cứu chính là mô hình hóa và

điều khiển động cơ AC, mạch lọc tích cực, kỹ thuật

PWM. Hiện ông là thành viên của Viện Kỹ sư Điện

và Điện tử (IEEE).

Nguyễn Quốc Thái sinh năm

1977. Anh nhận bằng Kỹ sư

Điện–Điện tử của Trường Đại

Học Sư Phạm Kỹ Thuật

Tp.Hồ Chí Minh năm 2000.

Anh tham gia giảng dạy và

phụ trách Khoa Điện–Điện tử,

Trường Trung Cấp Nghề Tỉnh

Bình Thuận từ năm 2005 đến

nay. Hiện anh là học viên Cao

học ngành Kỹ thuật Điện tử của Trường Đại Học Sư

Phạm Kỹ Thuật Tp.Hồ Chí Minh. Đang nghiên cứu

về lĩnh vực biến tần đa bậc và mạch lọc tích cực.

670

Ứng dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng kỹ thuật PWM 1 trạng thái vào mạch...

Documents

Transcript of Ứng dụng bộ nghịch lưu áp đa bậc dùng kỹ thuật PWM 1 trạng thái vào mạch...