ELECTRONICA DE POTENCIA

TIRISTORES

Características y Principios de Funcionamiento

Antonio Nachez

A-4-32-2 ELECTRONICA IV

A-4.32.2 Electrónica IV

2

3

INDICE 1.- Introducción 2.- Principio de Funcionamiento 3.- Estados del Tiristor 3.1.- Estado de Bloqueo 3.2.- Encendido 3.3.- Estado de Conducción 3.4.- Apagado 4.- Curvas características y datos de manuales 4.1.- Estado de bloqueo directo 4.2.- Estado de conducción 4.3.- Estado de bloqueo inverso 4.4.- Condiciones de Encendido 5.- Control de Potencia 5.1.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por control de fase 5.2.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por conmutación en fase cero 6.- El tiristor durante la conmutación - Características dinámicas 6.1.- Tiempos de encendido 6.2.- Tiempos de apagado 7.- Disipación de Potencia 7.1 Potencia disipada durante la conmutación 7.2 Potencia disipada en régimen estacionario 8.- Límite de frecuencia 9.- Características de Control 9.1.- Disparo con C.C. 9.2.- Disparo con C.A 9.3.- Disparo por impulso único o tren de impulsos, o de ondas de alta frecuencia. 10.- TRIACS 10.1.- Introducción. 10.2.- Características del TRIAC 11.- GTO 11.1.- Introducción 11.2.- Estructura 11.3.- Principio de funcionamiento 11.4.- GTO Requerimientos de disparo por Gate 11.5.- GTO: Parametros caracteristicos Revisión 2011

4

5

1.- Introducción

Los tiristores constituyen una familia de dispositivos que pueden tomar diferentes nombres y características, pero donde todos los elementos que la componen se basan en el mismo principio de funcionamiento. Constructivamente son dispositivos de 4 capas semiconductoras N-P-N-P y cuya principal diferencia con otros dispositivos de potencia es que presentan un comportamiento biestable. Su construcción se debe en su origen a General Electric en 1957 y la comercialización general comienza hacia 1960. Los tiristores pueden tener 2, 3 o 4 terminales, y ser de conducción unilateral (un solo sentido) o bilateral (en ambos sentidos). Ante una señal adecuada pasan de un estado de bloqueo al de conducción, debido a un efecto de realimentación positiva. El pasaje inverso, de conducción a bloqueo se produce por la disminución de la corriente principal por debajo de un umbral. Funcionan como llaves, presentando dos estados posibles de funcionamiento:

No conducción (abierto) Conducción (cerrado)

La estructura base común consiste en múltiples capas P y N alternadas, pudiendo presentar algunas variaciones en los distintos miembros de la familia, particularizando su funcionamiento. La carga es aplicada sobre las múltiples junturas y la corriente de disparo es inyectada en una de ellas. Los tiristores pueden tomar muchas formas y nombres, pero tienen en común que todos ellos son llaves de estado sólido capaces de bloquear tensiones directas e inversas hasta el momento que son disparados. Al dispararlos se convierten en dispositivos de baja impedancia, conduciendo la corriente que fije el circuito exterior, permaneciendo indefinidamente en conducción mientras la corriente no disminuya por debajo de un cierto valor. Una vez disparado y establecida la corriente principal, la corriente de disparo puede ser removida sin alterar el estado de conducción del tiristor. Análogamente una vez recuperada la capacidad de bloqueo, ésta se mantiene sin otro requisito hasta la ocurrencia de un nuevo disparo. Estas características transforman al tiristor en un elemento muy útil en aplicaciones de control. Comparado con llaves mecánicas, el tiristor tiene un elevado ciclo de servicio junto con relativamente muy bajos tiempos de encendido y apagado. Por ser dispositivos cuyo funcionamiento se basa en dos tipos de portadores, participan de las excelentes características de conducción, pero cono tiempos de conmutación considerables. Debido a su acción regenerativa, y baja resistencia una vez disparado, los tiristores son muy utilizados en aplicaciones de control de potencia, control de motores e inversores que impliquen muy elevadas corrientes y tensiones (miles de amperes y voltios) pero a frecuencias bajas. Los dispositivos más conocidos de la familia de los tiristores para aplicaciones de potencia son:

SRC (Silicon Controled Rectifiers) TRIACS GTO (Gate Turn Off)

Los primeros son unidireccionales diseñados para conmutar cargas con corrientes en un solo sentido, cubriendo desde aplicaciones de muy baja potencia hasta las que requieren el control de miles de voltios y amperes. Los TRIACS en cambio, son bidireccionales y permiten la circulación de corriente en ambas direcciones para aplicaciones de baja potencia. Finalmente, los GTO (Gate Turn Off) al igual que los SCR son dispositivos de

6

conducción unidireccional pero con la particularidad de poder ser apagados mediante una señal de compuerta. Su uso se encuentra en aplicaciones de muy elevada potencia En particular, el SCR (Silicon Controlled Rectifier), si bien es solo uno de los miembros de la familia de los tiristores es el mas caracterizado, por lo que se ha vuelto una costumbre generalizada denominarlos por el nombre de la familia. En consecuencia, por lo general, al utilizarse el término tiristor, en realidad se suele hacer referencia a los SCR, y se los conoce inclusive así en el comercio, si bien en los manuales se lo ubica correctamente con el nombre de SCR. Los tiristores son elementos constructivamente robustos, y al igual que en todo dispositivo de potencia, en su utilización no deben ser superados los valores máximos permitidos por el fabricante. Sin embargo, además de las consideraciones habituales, en los tiristores deben tenerse en cuenta consideraciones particulares al estar destinados a ser usados exclusivamente como llaves. Existen dos parámetros característicos de los tiristores que deben considerarse al momento de su aplicación, y que no pueden ser excedidos, sin afectar la duración de su vida útil o directamente destruirlos. Estos parámetros característicos de los tiristores son la velocidad de crecimiento de la tensión en condiciones de bloqueo (dv/dt) y el crecimiento de la corriente principal en el momento del encendido (di/dt). Para el encendido de los tiristores, debe proveerse un pulso de disparo de la energía y rapidez suficiente para lograr su rápida y completa puesta en conducción. En forma general, la corriente de encendido debe ser al menos superior a tres veces la mínima especificada con un pulso de tiempo de crecimiento menor a 1 microsegundo y duración superior a los 10 microsegundos. Para su apagado, salvo los GTO que pueden ser llevados del estado de conducción a corte mediante la inyección de una corriente negativa de compuerta, todos los restantes dispositivos de la familia solo se apagan mediante la disminución del su corriente por debajo del valor de mantenimiento. La excitación puede provenir de distintos circuitos incluyendo circuitos a transistores, circuitos integrados de familias lógicas, circuitos integrados específicos de control de potencia, optoacopladores, transformadores de pulsos, u otros miembros de la familia de tiristores destinados a su disparo tales como:

Diac PUT SBS

Además de los mencionados, otro elemento de encendido de uso habitual es el Transistor Unijuntura, conocido por las siglas UJT de su denominación inglesa, Unijunction Transistor. Dada que su constitución y funcionamiento no se corresponden a la familia de los transistores, el UJT debe tratarse aparte, por fuera de la familia.

7

2.- Principio de Funcionamiento

La estructura física base de los miembros de la familia de los tiristores está formada por cuatro capas de semiconductores P y N como se ilustra en la Figura 2.1, figura donde también se ha incluido el símbolo del SCR por ser el dispositivo mas representativo de la famila..

Figura 2.1

Un tiristor, o con mayor precisión, un SCR puede conducir solo cuando su ánodo es positivo respecto al cátodo. Para pasar de la condición de corte a la de conducción, se requiere aplicar un pulso positivo de energía suficiente en el terminal de compuerta. Mientras no se produzca el disparo, el SCR permanece en condiciones de bloqueo, tanto con tensiones ánodo - cátodo positivas como negativas. Con el ánodo positivo respecto al cátodo, el SCR, si bien se encuentra habilitado a cambiar de estado, no conduce y la tensión aplicada es soportada por la juntura J2. Cuando el ánodo es negativo respecto del cátodo, el SCR se encuentra en una condición inherente de no conducción y se mantiene así aún excitándolo. La tensión inversa es soportada por las junturas J3 y J1; sin embargo, la tensión de avalancha de J1 es pequeña y consecuentemente es J3 quien soporta la tensión aplicada y limita la corriente inversa de fuga. Para explicar el funcionamiento del SCR, se recurre a analizar un “símil” resultante de desdoblar a las cuatro junturas de la figura 2.1 en dos transistores interconectados entre si, en configuración de par complementario, y presentando en consecuencia una realimentación positiva. Este modelo, representado en la figura 2.2, tiene validez con el SCR bloqueado (antes del disparo) y en el momento del encendido; no vale cuando el SCR se encuentra conduciendo.

G

A

K K - Cátodo

A - Anodo

G - Compuerta

P2

N2

P1

N1 J1

J2

J3

8

(a) (b)

Figura 2.2

Sin excitación, con IGP = IGN = 0, planteando las ecuaciones de los transistores Q1 y Q2:

2121

21

222

111

COCOAAKA

CCKA

COAC

COAC

IIIIII

IIII

III

III

+++==

+==

+=

+=

αα

α

α

La suma ICO1+ 2COI es en realidad una sola corriente de saturación inversa ICX que tiene

lugar en la juntura central J2. Reemplazando y despejando IA se obtiene:

)(1

1

21 αα +−= CX

AI

En estado de bloqueo, el valor de alfa de un transistor es mucho menor que la unidad, en

consecuencia )( 21 αα + << 1 y en consecuencia, la corriente directa por el tiristor, IA no es

más que una corriente inversa de saturación.

Para que se establezca el estado de conducción, )( 21 αα + 1 y entonces IA infinito y

solamente es limitada por la carga en serie con el SCR.

A

K

P2

N2

P1

N2

P1

N1

G Ic2

Ia

Q2

Q1

Gp

Gn

K

A

Ik

Ic1

Ib1

Ib2

Ign

Igp

9

De igual manera, en términos de la ganancia β se obtiene:

21

12122222

11211111

)(

)(

CCA

COCOCCOBC

COCOCCOBC

III

IIIIII

IIIIII

+=

++=+=

++=+=

ββ

ββ

Reemplazando se obtiene:

21

2121

1

)()1()1(

ββ

ββ

−

+++= COCO II

IA

En la ecuación anterior si se toma en cuenta que:

α

αβ

−=1

y α

β−

=+1

11 reemplazando se obtiene la ecuación anterior.

En estado de bloqueo, β<<1 (zona de corte de un transistor de silicio) y en conducción,

durante la excitación del tiristor, β es un número mayor que la unidad, pero ya con β1 β2 1 el tiristor conduce con IA infinito. Ambas ecuaciones demuestran que el tiristor se puede

encontrar en uno de sus dos estados posibles y que para pasar del estado de corte al de conducción, se debe alcanzar la condición de ganancia igual a uno. Si ahora se supone que ambas compuertas se encuentran excitadas, es decir con circulación de corrientes:

111

222

111

2

12

)1( COKB

GNKGPAKA

COAC

COKC

GPCBJ

GNCB

III

IIIIesqueyaII

III

LII

III

III

−−=

+=+≠

+=

+=

+=

+=

α

α

α

Igualmente:

222 )1( COAB III −−= α

221 )1( COAC IIIGNI −−=+ α

reemplazando IC1:

CO22AGNCO1K1 I-) - (1IIII αα =++

Despejando IK y reemplazando:

CO22A1GNGPA1 I-)-(1I)III( αα =++−+ GNCO II

10

de donde:

)(1

IIII)1(

21

CO2CO1GP1GN1

αα

αα

+−

++−= +

AI

La ecuación anterior, cuando no hay excitación de compuerta queda reducida a la ecuación ya deducida cuando esta corriente es nula. La circulación de estas corrientes produce el inicio de la conducción realimentada positivamente, que al alcanzar una ganancia igual a uno, lleva al tiristor a la condición de conducción, aunque desaparezca el pulso inicial. Un pulso en GP constituye el método más efectivo de encendido, mientras que un pulso en GN necesita de mayor energía para encender al tiristor, debiendo aplicarse un pulso negativo entre dicha puerta y ánodo. Normalmente solo se dispone de acceso a la compuerta vinculada con la capa P1, a excepción de los dispositivos PUT (Programmable Unijuntion Thiristors) que utilizan la compuerta GN. Cabe aclarar, que si bien la inyección de portadores en la juntura J1 mediante una corriente positiva en el terminal de compuerta es la forma adecuada de producir el cambio de estado del tiristor, toda otra circunstancia que produzca un aumento de la corriente Icx o de alfa hasta alcanzar la condición de ganancia igual a la unidad, puede también producir la conmutación del tiristor. Estas otras formas, que se analizan posteriormente, son por lo general destructivas y no deben ser utilizadas como procedimiento de encendido, salvo sea explícitamente admitido por el fabricante.

11

3.- Estados del tiristor. Un tiristor puede encontrarse en uno de los siguientes estados:

Bloqueado con polarización inversa Bloqueado con polarización directa. Conducción.

Se analizan a continuación cada uno de estos estados y sus conmutaciones.

3.1.- Estado de Bloqueo Los tiristores permanecen indefinidamente en la condición de bloqueo, a menos que se les suministre la adecuada energía al terminal de compuerta, estando el tiristor bloqueado con polarización directa. Excitar a un tiristor con polarización inversa no produce ningún cambio de estado, con excepción de los TRIACS, donde pulsos de cualquier polaridad pueden producir el pasaje del estado de conducción al de corte sin importar la polaridad de la tensión bloqueada.

3.2.- Encendido Cabe destacar que en los tiristores, el pasaje de corte a conducción, es irreversible por su naturaleza de proceso de realimentación positiva. En ambientes eléctricos ruidosos, por la presencia de interferencias electromagnéticas o debido a las capacidades parásitas existentes en toda juntura inversamente polarizada, puede producirse la suficiente energía para dar origen a disparos indeseados. Los cambios de estado debidos a estos disparos indeseados, generalmente producidos por perturbaciones transitorias, producen el cambio permanente del estado del tiristor. Cambio de estado, que al producirse en un momento no deseado puede provocar el malfuncionamiento o fallas totales en el circuito donde se encuentra inserto el tiristor. Para ello siempre deben tomarse todas las precauciones necesarias para evitarlos. Deben preverse condiciones de montaje tales como mantener los terminales de compuerta muy cortos y tomar el retorno común directamente del cátodo. Es de práctica colocar capacidades del orden de los 0,01 a 0,1 uF entre los terminales de compuerta y cátodo. Este capacitor adicionalmente aumenta la capacidad de soportar dv/dt al formar un divisor capacitivo con la capacidad ánodo compuerta. En casos extremos debe considerarse la posibilidad de realizar un blindaje Para que un tiristor pase del estado de bloqueo al de conducción, debe estar polarizado directamente y ser excitado adecuadamente. Según lo visto en el punto anterior, para que un tiristor conduzca debe satisfacerse α1 + α2 --> 1. Como en un transistor de silicio, su ganancia de corriente α crece con el aumento de la corriente IE., esta condición puede producirse debido a diversas causas, siendo las más usuales las que se enumeran a continuación.

Por efecto transistor: es el método de uso normal para provocar la conducción de los

tiristores. En la compuerta del tiristor (base GP del modelo de dos transistores) se inyectan portadores suplementarios a través de una señal adecuada, provocando el fenómeno de cebado o encendido del tiristor.

Por efecto fotoeléctrico: la luz puede cebar al tiristor al crear pares electrón-hueco.

En este caso el tiristor tiene una ventana que deja pasar los rayos de luz en la región de la puerta. Es un Fototiristor.

12

Ambos métodos mencionados son los utilizados normalmente y el cambio de estado en el tiristor se produce dentro de los límites de operación dados por los fabricantes, garantizando su vida útil. Sin embargo, existen otras causas que pueden provocar el disparo del tiristor. A continuación se enuncian las que pueden producir el disparo, pero provocando generalmente un daño parcial o permanente en el dispositivo, exceptuando aquellos casos que sea un método permitido para algún miembro en particular de la familia de los tiristores.

Por Tensión: Cuando aumenta la tensión ánodo-cátodo llega un momento en que la corriente de pérdida (corriente inversa de saturación IOX) toma un valor suficiente para producir la avalancha, estableciéndose la conducción del tiristor.

El disparo de un tiristor por superar su tensión de ruptura puede producir una elevada disipación instantánea de potencia de distribución no uniforme en el área del semiconductor. Esta disipación de potencia produce una elevación excesiva de la temperatura que puede destruir al tiristor. En operación normal los tiristores no deben ser encendidos por este método. En aquellos miembros de la familia preparados para este uso como los Diacs, se debe controlar el valor máximo de di/dt soportado

Por derivada de tensión: Toda juntura tiene una capacidad asociada; en

consecuencia, si la tensión que se aplica entre ánodo y cátodo es de crecimiento brusco, la corriente a través de esta capacitor es: i=C dv /dt.

Si esta corriente es suficientemente elevada, provoca la conducción del tiristor sin señal de compuerta. Un tiristor puede tener un disparo no deseado si estando bloqueado con polarización directa, el circuito en el cual opera lo somete a una variación rápida en su tensión positiva ánodo cátodo. Como las formas de las tensiones a las cuales se encuentran sometidos los dispositivos son una responsabilidad del diseñador de la aplicación, siempre debe verificarse que nunca se supere la dv/dt dada por el fabricante. El valor de este parámetro no es un máximo absoluto sino que depende de la temperatura y de la tensión directa aplicada. Por ej un mismo tiristor que debe bloquear una tensión directa de 500 V presenta una dv/dt de 50 V/nseg, mientras que si opera a 300 V, el valor de dv/dt se duplica. Para proteger a los tiristores ante disparos espurios por esta causa, circuitos denominados “snubbers” deben ser utilizados. Consisten en circuitos RC o RCD que limitan la velocidad de variación de la tensión ánodo cátodo. Estos mismos circuitos que protegen ante dv/dt suelen ser útiles para proteger ante transitorios. También pueden incluirse circuitos limitadores basados en zeners. En aquellas aplicaciones donde se esperen transitorios deben elegirse dispositivos de tensión de ruptura y dv/dt adecuados para soportarlos.

Por temperatura: La corriente inversa de saturación de una

juntura, aproximadamente se duplica cada 10º C de aumento de su temperatura. Cuando esta corriente alcanza un cierto valor, se establece la conducción del tiristor.

Adicionalmente, la operación a temperaturas elevadas reduce la habilidad del tiristor de soportar elevadas dv/dt debido al aumento de la sensibilidad de disparo.

13

3.3.- Estado de Conducción El tiristor es un dispositivo de control de tensión y no de corriente. Una vez en conducción, la magnitud de corriente a circular por el mismo la fija el circuito exterior. Para que una vez encendido el tiristor se mantenga en el estado de conducción al eliminarse la corriente de disparo de compuerta, se requiere que la corriente principal sea lo suficientemente elevada. El menor valor de corriente de ánodo que debe establecerse antes de eliminar la corriente de compuerta se denomina corriente de cerrojo o de latch. Mantener el valor de la corriente ánodo por encima de este valor es el único requerimiento para que el tiristor permanezca conduciendo una vez retirada la corriente de compuerta. 3.4.- Apagado La única forma de apagar a cualquier tiristor, con excepción de los GTO, es reducir la corriente de ánodo por debajo del valor de la corriente de mantenimiento o de hold. Por debajo de esta corriente se produce una realimentación positiva que lleva a ambos transistores al corte. Debe recordarse que el modelo es solo válido para el tiristor apagado y en el momento del encendido o corte. Del modelo parecería que cortocircuitar a la compuerta sería suficiente para iniciar este proceso, pero en la estructura real de un SCR el área de compuerta es solo una porción del área de cátodo y solo una muy pequeña porción de la corriente es derivada por este corto. Solo mediante una reducción de la corriente principal por debajo de la mencionada corriente de mantenimiento se asegura el comienzo de la acción regenerativa que lleva a ambos transistores del modelo al corte. Tanto la corriente de mantenimiento o de hold, como la antes mencionada corriente de cerrojo o de latch, no son tampoco valores absolutos de los miembros de la familia de los tiristores, sino que se encuentran afectadas por la temperatura y por la impedancia de compuerta. Tensiones inversas de compuerta también incrementan marcadamente los valores de ambas corrientes. Por el contrario valores positivos reducen estos valores frente a los suministrados en las hojas de datos ya que los mismos se dan generalmente para el terminal de compuerta abierto Adicionalmente, en el proceso de fabricación de tiristores reales, se utiliza un diseño denominado “shorted emitter”, donde una resistencia es agregada entre las zonas de compuerta y de cátodo. La presencia de esta resistencia, al derivar corriente de la compuerta, produce un incremento en la corriente necesaria para producir el disparo, así como de la corriente de latch y de la de mantenimiento. La principal razón para incluir esta resistencia es mejorar la performance dinámica a altas temperaturas. Sin esta resistencia de shunt la corriente de pérdidas presente en la mayoría de los tiristores de alta corriente iniciaría por si solo el encendido a altas temperaturas. Tiristores de alta sensibilidad emplean un valor elevado de resistencia derivadora o bien no la incluyen. En consecuencia sus características se ven radicalmente alteradas por la presencia de resistencias exteriores. En cambio en tiristores del tipo “shorted emitter” la presencia de una resistencia exterior prácticamente no tiene efecto. La temperatura de las junturas es el factor que mas afecta las características de los tiristores. Temperaturas elevadas facilitan su disparo y el mantenimiento de la conducción. En consecuencia en el diseño de los circuitos de disparo debe preverse su correcto funcionamiento a la menor temperatura de operación, mientras que los circuitos

14

relacionados al apagado o a prevenir falsos disparos deben diseñarse para su correcto funcionamiento a la mayor temperatura esperable. Las especificaciones de los tiristores están dadas generalmente a una temperatura de cápsula determinada y con condiciones de operación eléctricas donde la disipación es lo suficientemente baja como para asegurar que la temperatura de juntura no difiere significativamente de la de la cápsula. Es responsabilidad del diseñador considerar los cambios en las características causadas por una operación distinta de la especificada en las características.

15

4.- Curvas características y datos de manuales En la figura 4.1 se representa la curva característica de un tiristor (SCR) en la que se aprecia la polarización directa e inversa de la tensión ánodo-cátodo VAK, con sus cuatro regiones respectivas. Para el primer cuadrante se han incluido dos gráficas, las correspondientes a una baja corriente de gate y a corriente nula. En estado de conducción directa, la característica se asemeja a una resistencia de bajo valor, mientras que con polarización inversa, una eventual conducción daría lugar a la destrucción del tiristor en la región de avalancha por tensión excesiva.

Figura 4.1

Se incluyen a continuación los parámetros mas significativos, respetando los subíndices:

F: (Forward) Directo R: (Reverse) Inverso

En todos los casos, para asegurar su vida útil y una correcta operación, es indispensable no superar los valores máximos suministrados por el fabricante.

IL

Característica de conducción

Característica de bloqueo directo

Característica de bloqueo inverso

Tensión de ruptura Inversa

Caída directa (Conducción)

IH Corriente Inversa

Tensión de ruptura directa sin corriente de gate

Corriente de pérdidas en bloqueo directo Tensión de ruptura

directa con baja corriente de gate

16

4.1.- Estado de bloqueo directo V(BO): Tensión a la cual el tiristor pasa del estado de corte al de conducción para un valor dado de la corriente de gate. V(BO)0: Tensión a la cual se el tiristor pasa del estado de corte al de conducción para corriente de gate nula. VD(DC): Tensión de continua directa permitida al tiristor en el estado de bloqueo directo. VDRM; Máxima tensión de pico repetitivo en condición de bloqueo directo para 50Hz senoidal VDSM; Máxima tensión de pico no repetitivo en condición de bloqueo directo para 50Hz senoidal IDRM; Corriente de pérdidas a VDRM en condición de bloqueo directo (corriente de pérdida directa) 4.2.- Estado de conducción VF (AV): Valor medio de la tensión (caída de tensión en bornes del tiristor) en conducción durante un semiciclo, e integrada en el ciclo completo. Se considera carga resistiva y un ángulo de conducción de 180º. IF; IFAV; IFRMS; Corrientes directas en el estado de conducción

IF; valor instantáneo IFAV; valor medio IFRMS; valor eficaz

IFAVM; Máxima corriente directa media en el estado de conducción, correspondiente una tensión senoidal de media onda con una carga resistiva, a una determinada temperatura de cápsula Tc y una frecuencia entre 40 y 60 Hz. IFRMSM; Máxima corriente directa eficaz en el estado de conducción. IFSM: Máxima corriente no repetitiva que puede soportar en un semiciclo de conducción (sobrecorriente de cortocircuito durante 10 ms) I2t;: Es una medida de la sobrecorriente en valor eficaz (no repetitiva) durante un semiciclo (se utiliza para el cálculo de fusibles); su unidad es A2 seg. 4.3.- Estado de bloqueo inverso VRRM; Tensión inversa máxima (de pico) inversa que puede soportar el tiristor en forma repetitiva para 50Hz senoidal VRSM: Tensión inversa máxima (de pico) inversa que puede soportar el tiristor, no repetitiva para 50Hz senoidal VRBO(DC): Tensión de continua inversa permitida al tiristor en el estado de bloqueo inverso. IRRM; Valor de la corriente en el tiristor bloqueado con tensión inversa VRRM (corriente de pérdida inversa)

17

4.4.- Condiciones de Encendido VGT: Tensión contínua (D.C.) necesaria para que circule IGT. VGR:Tensión máxima de pico inversa entre Gate y Cátodo. IGT; Corriente continua (D.C.) necesaria en el gate del tiristor para que lo haga conducir. iGF: Valor instantáneo de la corriente de gate directa. A este valor le corresponde una tensión VGF. IH; Corriente de mantenimiento. Es la corriente mínima que requiere el tiristor para mantenerse en conducción. Por debajo de este valor se corta la conducción IL; Corriente de enganche. Es la corriente mínima necesaria para que el tiristor entre en conducción y la mantenga, sin cortarse después que desaparezca el pulso de gate. (IL>IH)

PG; Máximo valor instantáneo de potencia en el Gate. PGAV: Máximo valor de potencia media que puede ser disipada en la compuerta sobre un ciclo completo.

18

5.- Control de Potencia 5.1.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por control de fase La forma más común de utilización de los SCR, o genéricamente de los tiristores, para controlar la potencia entregada a una carga alimentada por CA es el control de fase. En este modo de operación, el SCR se mantiene apagado durante una porción del semiciclo positivo para luego llevarlo a conducción en el instante que el circuito de control satisfaga una condición determinada. Una vez encendido, la totalidad de la tensión, menos la pequeña caída directa sobre el tiristor, queda aplicada a la carga, circulando la corriente que ésta fije. Esta corriente permanece circulando mientras su valor no sea inferior al de la corriente de mantenimiento. Se incluyen a continuación las gráficas de la tensión de alimentación, tensión ánodo cátodo y corriente en el siguiente circuito.

Con un valor nulo de inductancia y resistencia de 10 ohms se obtienen las siguientes gráficas, para tensión de línea y disparo a los 45°.

Figura 5.1

19

Puede observarse como con el tiristor bloqueado su tensión ánodo cátodo sigue a la tensión de alimentación hasta alcanzar los 45°, donde se lo dispara. A partir del disparo su caída directa presenta el bajo valor propio de un tiristor en el estado de conducción. Al entrar en conducción a partir del disparo a los 45°, la gráfica de la corriente reproduce la de la tensión de entrada, anulándose al alcanzar los 180°. La corriente de ánodo toma un valor inferior al de la corriente de mantenimiento y el tiristor se corta, recuperando su capacidad de bloqueo. Asignando un valor de 10 mHy a la inductancia y manteniendo el valor de resistencia en 10 ohms, las gráficas de tensión y corriente se modifican como se reproduce en la figura siguiente, siempre para tensión de línea y disparo a los 45°.

En estas nuevas gráficas se observa que debido a la acción de la inductancia, en el intervalo de conducción, la forma de corriente no reproduce mas la forma de onda de la tensión de alimentación. Presenta el característico inicio lento de una corriente inductiva, la que por tender a atrasar a la tensión, se extingue pasados los 180°. Se atrasa en consecuencia el apagado del tiristor, el que se produce cuando la tensión de alimentación ya es negativa. Puede observarse también, como la tensión ánodo cátodo del tiristor sigue a la tensión de alimentación mientras se encuentra bloqueado, a partir que la corriente se anula pasados los 180° hasta alcanzar los 45° del nuevo ciclo, donde se lo dispara nuevamente. Durante todo el estado de conducción, a partir del disparo y hasta que la corriente se anula, su caída es el típico bajo valor de la tensión tiristor en este estado. Puede observarse también en las gráficas resultantes de la emulación del circuito de la Figura 5.1 con carga RL, las clásicas oscilaciones en la tensión ánodo cátodo en el instante de apagado. Un circuito con un único tiristor permite controlar solo el semiciclo positivo. Para un control sobre los dos semiciclos pueden utilizarse dos tiristores en configuración antiparalelo, con el ánodo de uno de ellos conectado al cátodo del segundo y viceversa, tal como se indica en la figura 5.2.

20

Los dos SCR puede ser reemplazados por un Triac, miembro bidireccional de la familia de los tiristores, siempre que la aplicación se encuentre dentro del conjunto de valores de tensión y corriente soportados por los Triacs. 5.2.- Regulación de Potencia de Corriente Alterna por conmutación en fase cero Los inconvenientes del método del control de fase es la generación de interferencia electromagnética (EMI – Electro-Magnetic Interference) y la generación de armónicos en la línea de alimentación. Cada vez que el tiristor es disparado, la corriente en la carga pasa de cero al valor que ésta fije en un tiempo muy breve. Esta elevada di/dt genera un ruido de gran contenido armónico que interfiere con la operación de otros circuitos ubicados en las cercanías o alimentados por la misma red, si no se utiliza un adecuado filtrado. El método de control de conmutación en fase cero consiste en producir el disparo del tiristor en el instante que la tensión senoidal de alimentación pasa por cero. De esta forma se elimina la generación de EMI y la potencia transferida a la carga se controla mediante el número de semiciclos enteros que es aplicada. Para que este método sea efectivo, se requiere que el disparo se produzca en el cruce por cero, ya que si para cargas del orden de unos pocos centenares de watios el dispositivo es encendido con tensiones sobre la misma tan pequeñas como 10 volts, suficiente EMI puede ser generado cancelando los beneficios de esta técnica.

Figura 5.2

21

6.- El tiristor durante la conmutación - Características dinámicas

6.1.- Tiempos de encendido Si a un tiristor con tensión ánodo cátodo positiva, se le aplica un pulso de excitación de compuerta, la conducción no se establece en forma inmediata, sino que existe un retraso dado por el tiempo de encendido TON. Este tiempo resulta de la composición de dos períodos:

td: tiempo de retardo (Delay Time) o tiempo de precondicionamiento tr: Tiempo de subida (Rise Time) Siendo: Ton = td + tr Tiempo de retardo (td): Es el tiempo que transcurre desde que el flanco de ataque de la

corriente de puerta alcanza la mitad de su valor final (50 %) hasta que la corriente de ánodo IA alcanza el 10% de su valor máximo, sobre una carga resistiva.

Tiempo de subida (tr): Es el tiempo necesario para que la corriente de ánodo IA pase del 10% al 90% de su valor máximo, sobre una carga resistiva. También puede definirse estos tiempos td y tr tomando la evolución de la tensión VA aplicada al tiristor.

Figura 6.1

td tr

IA

VA

VG

td tr

IA

VA

VG

IA

VA

VG

22

El tiempo td es muy dependiente de la corriente de compuerta IGT y sobre todo del tiempo de subida de esta corriente, siendo conveniente que IGT tenga su flanco de ataque lo más vertical posible, y a su vez, tenga un valor alto de IG. Existe también una dependencia con la tensión aplicada VA, pero para valores relativamente altos (del orden de los 200 V) el td no es afectado por dicha tensión. El tiempo tr también es dependiente de la amplitud de la señal aplicada a la compuerta; pero además su valor es función de la tensión aplicada ánodo-cátodo y de la corriente de ánodo que impone el circuito de carga. 6.2.- Tiempos de apagado Para producir el pasaje del estado de conducción al de corte, se debe reducir la corriente por debajo del valor de la corriente de mantenimiento IH. Sin embargo, una vez alcanzado este valor, el tiristor no puede ser sometido nuevamente a una tensión directa hasta después del tiempo tq o TOFF. Si se lo someta a una tensión directa antes de transcurrido este tiempo, el tiristor no puede bloquear la tensión directa que se le aplica, y simplemente entra nuevamente en conducción. La figura indica un método de medición de este tiempo, donde inicialmente circula la corriente directa IT, y la caída directa del tiristor es VT. Luego se reduce la corriente de ánodo con una pendiente di/dt, apagando el tiristor. Este primero recupera la capacidad de soportar tensiones inversas, bloqueando la tensión inversa VR, y luego, transcurrido tq, se somete al tiristor a la tensión directa VDM, la que puede ser bloqueada por haber trascurrido el tiempo de apagado.

Figura 6.2

23

En la figura anterior puede apreciarse que la corriente de ánodo presenta un pico negativo durante el cual la caída directa permanece en el valor de VT antes de poder bloquear la tensión inversa. Este tiempo se denomina tiempo de recuperación inversa trr y se puede observar en la siguiente figura.

Figura 6.3 El apagado del tiristor se produce cuando la corriente de ánodo se reduce a un valor menor al de la corriente de mantenimiento IH. Una vez apagado el tiristor, y transcurrido el tiempo de recuperación inversa trr, se requiere de un tiempo adicional tgr para completar el TOFF y recuperar las propiedades de bloqueo directo. Si se aplica una tensión directa antes de transcurrido dicho tiempo, el tiristor reencenderá aunque no se le aplique pulso de excitación a su compuerta. La característica de apagado puede describirse de la siguiente manera: Mediante algún procedimiento externo, por ej. por el contrario tensión, se inicia el

apagado del tiristor con la reducción de la corriente de ánodo. La caída de tensión VA entre ánodo y cátodo, que es del orden de un volt o un poco

más, disminuye hasta hacerse cero al eliminarse el exceso de carga de las juntura J1 y J3.. Si el tiristor no presentara retardos de tiempo (si fuera un elemento ideal) su tensión se anularía, y a su vez tomaría en ese mismo instante el valor inverso de la tensión VR aplicada, bloqueándose.

Dicho valor VA lo alcanza en trr, pudiendo presentar una oscilación debido a las inductancias y capacidades que el circuito y tiristor presentan. En este momento, la juntura J3 ha recuperado su poder de bloqueo. Notar que existe tensión inversa aplicada y consecuentemente son las junturas J1 y J3 las que bloquean la conducción inversa (fundamentalmente J3). La corriente que circula en estas condiciones es la IR de saturación inversa.

No obstante, la unión central J2 posee una concentración importante de portadores minoritarios en sus cercanías, no habiendo recuperado todavía su propiedad de bloqueo

OFF

24

para una tensión directa, lo cual se produce recién en tOFF. Es decir que si antes de tOFF se aplica nuevamente tensión directa, el tiristor reenciende aunque no se lo excite por compuerta.

En consecuencia, el “tiempo de apagado tOFF” (o de extinción) de un tiristor resulta de

la suma del “tiempo de recuperación inversa trr” más el “tiempo de recuperación de gate tgr”

tOFF = trr + tgr

El tiempo tOFF es el que resulta desde que la corriente directa se hace cero hasta que una tensión directa puede volver a aplicarse sin que reencienda el tiristor. En los tiristores rápidos tOFF es del orden de 5 nseg; en los medianos es de unos 50 nseg.; y en los de mayor potencia puede llegara a ser de 500 nseg. Cabe mencionar que el tOFF no es un valor fijo sino que es función de una serie de parámetros; aumenta con las siguientes variaciones:

El aumento de la temperatura de las junturas. El aumento de la corriente directa IA que tenía en conducción El aumento de la relación di/dt en la caída de la corriente. (Esto es porque si este

valor es muy elevado, puede producir “puntos calientes” debido a la conducción irregular de altas corrientes en la pastilla.

La disminución del valor de la corriente inversa de pico. La disminución de la tensión inversa aplicada entre El aumento de la relación dv/dt del voltaje reaplicado. El aumento de la tensión directa aplicada. El aumento de la impedancia del circuito externo de excitación de gate. El aumento de la polarización positiva de gate.

25

7.- Disipación de Potencia 7.1 Potencia disipada durante la conmutación El encendido de los tiristores se realiza en forma normal por la aplicación a la compuerta de un pulso de las características adecuadas. Pulso que origina una conducción inicial que tiene lugar en la zona más próxima a los contactos de compuerta y cátodo, denominada “zona primaria de cebado”. La conducción luego se propaga a toda la superficie del cátodo con una velocidad aproximada de 0,1 mm/nseg. En consecuencia, se tienen dos etapas diferenciadas en el proceso de encendido de un tiristor Creación de una zona primaria de conducción. Propagación del estado conductivo al resto del cátodo. Como durante el encendido del tiristor, la conducción inicial tiene lugar en la zona primaria de cebado, si la corriente impuesta por el circuito exterior es muy elevada, su crecimiento se manifiesta en un tiempo tr muy pequeño- Este es el caso de cargas resistivas, donde resulta una densidad de corriente muy elevada en la zona primaria de cebado, dado que esta zona por donde circula inicialmente la totalidad de la corriente, es muy pequeña comparada con la zona total preparada para conducir la corriente máxima nominal. A su vez, la tensión durante la conmutación presenta un tiempo de caída, que para carga resistiva es también el tiempo de crecimiento tr. Durante este tiempo, estarán presentes tensión y corriente en forma simultánea. Esto origina valores de potencia instantánea elevados, y la energía disipada en el volumen reducido de la zona primaria da lugar a un calentamiento excesivo, que de alcanzar el “límite térmico crítico”, destruye dicha zona por fusión del elemento. Este fenómeno se conoce como destrucción por di/dt; dado que el tiempo tr de crecimiento de la corriente es menor que el tiempo que necesita el tiristor para establecer la conducción en toda la superficie de su cátodo. Por ejemplo, un tiristor de 8 A – 400 V (GE-C12) tiene una pastilla cuadrada de silicio de aproximadamente 2 mm. de lado. Para el tipo de construcción planar, con compuerta central, haciendo un cálculo promedio del tiempo que tarda en conducir toda la superficie de la pastilla, se puede suponer que la distancia a la cual debe extenderse la conducción, partiendo de la zona primaria, es de 1 mm. Entonces, si la velocidad de propagación de la conducción es de 0,1 mm/nseg., resulta: t= 1 / 0,1=10 nseg. Tiempo mucho mayor que el tr de este tiristor, que es del orden de 1 nseg en su funcionamiento mas lento. Como el tr es menor cuando el tiristor trabaja con tensiones más altas, se presenta una situación más desfavorable con el aumento de la tensión, por lo que los fabricantes establecen un valor de di/dt máximo admisible por el tiristor para la tensión de trabajo, o bien la que se especifique en cada caso. La di/dt máxima admisible para una corriente de ánodo y una corriente de compuerta dadas, muestran que la velocidad con que crece la corriente está limitado en un tiristor y no debe sobrepasarse. Por este motivo, los circuitos con cargas resistivas requieren de una inductancia adicional, en serie con el tiristor, cuya función es reducir la velocidad de crecimiento de la corriente de carga.

26

7.2 Potencia disipada en régimen estacionario La potencia disipada en un tiristor operando en régimen permanente entre sus dos estados de corte y conducción está originada por las cinco causas siguientes:

Pérdidas durante la conducción. Pérdidas por conmutación durante el encendido. Pérdidas por conmutación durante el apagado. Pérdidas durante el bloqueo (directo e inverso). Pérdidas en la compuerta.

Para bajas frecuencias, hasta unos 400 Hz., la causa principal de potencia perdida es la primera. Para frecuencias mas elevadas, las pérdidas producidas por conmutación se elevan y el tiristor debe trabajar a corrientes mucho mas bajas. Las pérdidas durante la conducción son las que resultan de la característica V-I del tiristor en conducción, dadas por la caída directa multiplicada por la corriente directa de ánodo.

(a) (b)

Figura 7.1 La potencia disipada en estado de conducción, fija los límites de circulación de corriente por el dispositivo como se ve en la figura 7.1, donde se observa que en régimen permanente, para no superar la temperatura máxima, el valor medio máximo admisible toma diferentes valores según la forma de la corriente que está circulando por el tiristor. Estas gráficas reflejan el hecho que no puede superarse el valor eficaz de la corriente que produce la máxima disipación, o sea la máxima temperatura permitida en la juntura. Estos valores son determinantes cuando se utiliza un tiristor para realizar el control de potencia entregada a una carga por control de fase. Para el caso de la figura 7.1, el tiristor admite la circulación de una corriente continua máxima de 39,25A. Valor que coincide con el valor eficaz, por tratarse de una corriente continua. Si se utiliza este tiristor en un circuito para

27

control de fase, la corriente circulará durante una parte del semiciclo positivo en función del ángulo de conducción. En todos los casos el valor de corriente medio, debe ser tal que su valor eficaz no supere el máximo admitido.

El valor medio de una corriente senoidal, entre los ángulos θ1 y θ2, carga resistiva es:

θ2

IAV = 1/2π θ1 EMAX sen wt/R dwt Mientras que el valor eficaz para el mismo entorno y carga resistiva está dado por: θ2

IEF2 = 1/2π θ1 (EMAX sen wt/R)2 dwt

Resolviendo las integrales anteriores, se obtienen las siguientes relaciones entre los valores

de las corrientes media y eficaz, para distintos ángulos de disparo θ1 y cargas resistivas

(apagado en θ2 = 180°)

Para Øc=180º 57,1

12)( ==

πIAVI

Para Øc=120ª

4

3

3

2

2

3

)(

+

=

ππ

I

AVI

Para Øc=90º π

2)( IAVI =

Para Øc=60º

4

3

3

2

1

)(

−

=π

π

I

AVI

Para Øc=30º

4

3

6

)2

31(

)(

−

−=

ππ

I

AVI

Precisamente para Øc=180º, el valor 1,57 es el factor de forma entre el valor eficaz y el valor medio de una corriente senoidal. Para la figura 7.1, que corresponde a una serie de tiristores de corriente continua máxima de ICC= 39,25 A y tensiones desde 500 hasta 1100 V los valores son: I (AV) |180º= 25 A

I (AV) |120º= 21,4 A

I (AV) |90º = 17,7 A I (AV) |60º = 14,1 A

I (AV) |30º = 8,4 A

28

Así es que partiendo del valor eficaz I, que en C.C. coincide con el valor medio y es el que generalmente indica el manual como “valor máximo admisible”, se obtienen los correspondientes valores medios para cada ángulo Øo de conducción, siempre limitado por los máximos valores de corriente de pico soportados. En forma análoga, también se suministran los valores medios para formas de onda rectangulares, donde las curvas fijan los valores de temperatura que como máximo puede tener la cápsula del tiristor. Estas curvas de temperatura parten de 125 º C en la juntura, y para que este valor no sea superado, a medida que la corriente aumenta (para un mismo valor de Øc o para C.C.) la temperatura de la cápsula deberá ser menor. Es decir que el gradiente de temperatura entre la juntura y cápsula es mayor para el máximo admisible de corriente. Este gradiente implica la necesidad de disipadores adecuados, los que pueden disponerse convenientemente para enfriamiento mediante corriente de aire por convección o por ventilación forzada, o mediante circulación de agua, en cuyo caso el tiristor (o par de tiristores) viene construido especialmente para esta forma de utilización. Así como en otros dispositivos de potencia, la potencia disipada elevará la temperatura del tiristor según el régimen de trabajo. Régimen Continuo: Para régimen continuo y estable, la siguiente ecuación da el equilibrio térmico del tiristor

TJ - TC = Po Θ (24)

Donde: TJ – Es la temperatura de la juntura (ºC)

To – Es la temperatura de la cápsula (ºC) Po – Es la potencia media disipada en la juntura (W) Θ - Es la resistencia térmica estacionaria entre la juntura y la cápsula del tiristor. Régimen Transitorio: Para régimen transitorio se debe tener en cuenta que existe una inercia térmica que hace que la forma de onda de la temperatura no sea constante (aunque pueda estabilizarse en algún período), debiéndose calcular en consecuencia la temperatura de la juntura en los instantes de pico. La ecuación de equilibrio térmico debe establecerse en concepto de impedancia térmica del tiristor:

TJ – To = Po Θu Donde: Po – Es la potencia media disipada en la juntura durante un intervalo de tiempo la conducción. Θu- Es la Impedancia Térmica Transitoria entre la juntura y la cápsula del tiristor en el instante ti (ºC/W). La Θu no tiene un valor único sino que depende del tiempo que dura la conducción y del tipo de disipador adoptado, suministrándose este valor mediante curvas.

29

8.- Límite de frecuencia Existen tiristores rápidos y lentos. Los tiristores lentos son para aplicaciones que operen a frecuencias industriales y de la red de alimentación. En cambio los rápidos son para aplicaciones especiales, pero en general no superan los 20.000 ciclos por segundo; no solamente debido a los tiempos de conmutación, sino además porque la temperatura toma un papel preponderante a medida que se eleva la frecuencia, ya que la temperatura producida por la energía disipada durante la conmutación toma un papel cada vez mayor con frecuencias más elevadas. Una forma de poder operar a frecuencias mas altas es bajando la corriente, para lo cual el fabricante proporciona curvas indicando la corriente IA directa máxima posible en función del tiempo ∆t, de conducción en cada semiciclo y la frecuencia como parámetro de cada curva, siendo la alimentación una onda senoidal. Debe tenerse en cuenta que la corriente IA es el pico de la onda que circula por el tiristor, no es el valor medio IF(AV) ni el eficaz IF. Por ejemplo, para f=1.000 Hz el ancho del semiciclo de conducción es:

.5,01000

1.

2

11 msegT ==

Para este tiempo, mediante la gráfica correspondiente se obtiene la corriente de pico admisible; que coincide es la conducción máxima para esta frecuencia ya que conduce durante el semiciclo completo (0 a 180º). Para un tiempo de conducción menor, como por ejemplo ∆t=100 nseg. Se obtiene un valor diferente. Para ∆t pequeños las curvas no tienden a valores más altos de corriente, sino que son menores para no superar los máximos admisibles La apreciación fundamental es que para f = 50 Hz. la corriente admisible es mucho mayor (unas 10 veces) que para f = 10.000 Hz.

30

9.- Características de Control La juntura Gate-Cátodo es una juntura P-N por lo que su característica V/I es exponencial. Como dentro de una familia de tiristores, existe una dispersión de sus características, éstas se encontraran comprendidas entre las dos curvas externas A y B, correspondiendes a las características de RG máxima y mínima. Dentro de esta dispersión de características, la Figura 9.1 es la representación de los posibles pares de valores de tensión y corriente de compuerta, VG e IG, que encienden a los miembros de la familia. Las curvas A a H indican los distintos límites posibles de operación.

Figura 9.1 Para los tiristores de una misma familia, las curvas A y B de la Figura 9.1 representan los valores límites en la característica VG-IG. Las mismas se corresponden a las condiciones de RG máximo y RG mínimo respectivamente. En consecuencia, el lugar geométrico de los posibles puntos de disparo se encuentra comprendido entre ambos límites.

Un tercer límite lo constituye la recta C determinada por la máxima tensión directa de pico admisible - VGF de pico - que puede ser aplicada al terminal de compuerta.

Las hipérbolas D y E representan las potencias máximas admisibles, media y de pico respectivamente, que pueden ser disipadas en el gate. Para toda forma de disparo debe asegurarse que estas condiciones de operación nunca sean superadas.

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

T1 T2 T3

T1>T2>T3

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

T1 T2 T3

T1>T2>T3

Potencia mediaPG = 0,5 W

Potencia máximaPG = 15 W

RG max = 50 ohm

RG min = 4 ohm

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

T1 T2 T3

T1>T2>T3

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

T1 T2 T3

T1>T2>T3

Potencia mediaPG = 0,5 W

Potencia máximaPG = 15 W

RG max = 50 ohm

RG min = 4 ohm

31

Para completar la definición de los límites que definen el conjunto de valores VG-IG que aseguran el disparo del tiristor, en la Figura 9.1 se ha incluido una zona de conducción incierta y la zona de no conducción. La primera es el conjunto de pares de valores VG-IG que se encuentra debajo de la línea F y a la izquierda de las rectas H, y la segunda los que estén por debajo de G.

La curva F es el mínimo valor de tensión que se requiere aplicar al gate para encender con seguridad a los tiristores de esa familia. Este valor no es el único para todas ellas, sino que debe ser especificado para una familia determinada. Un valor típico es de 3V, siendo valores normales los comprendidos entre 2V y 3,5V.

La curva G indica el valor de tensión, por debajo del cual no enciende ningún tiristor de esta familia. 0,5V es un valor típico, pero su valor es una función de la temperatura de la juntura.

Finalmente, se han incluido tres curvas H para distintas temperaturas de juntura, las que determinan la corriente mínima necesaria, a una temperatura dada de la juntura, para encender todos los tiristores de una familia.

9.1.- Disparo con C.C.:

A modo de ejemplo, en la Figura 9.2, se ha representado un circuito de encendido por CC, y se han redibujado las curvas características de control de encendido para calcular los valores máximos y mínimos de Vs y las rectas de cargas correspondientes.

Figura 9.1

RS

VccRL

VS

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

O

RS

VccRL

VS

RSRS

VccRL

VS

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

O

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

O

P

RS

VccRL

VS

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

O

RS

VccRL

VS

RSRS

VccRL

VS

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

O

A

B

C

D

E

G

F

H

VG

IG

Corriente instantánea de Gate

Tensión instantánea de Gate

O

P

32

Vs = IG (Rs + RG) (1) Para el punto O, con una recta de carga que pasa por ese punto: Vs min = I0 Rs + I0 RG0

Debe considerarse la RG correspondiente al punto 0, ya que al tomarse el valor mínimo I0, el punto de mínimo V es el correspondiente a ese punto 0.

V0 = I0 RG0

Vs min = I0 Rs + V0 (2)

Para los valores del corriente y tensión del punto O y una recta de carga para, por ejemplo, 20 ohms

Vo = 3V

Io = 0,075 A

Rs = 20 ΩΩΩΩ Resulta:

Vs min = 0,075 x 20 +3 =4,5 V

La recta de carga correspondiente es la que pasa por el punto 0. Con los extremos Vs min= 4,5V e ISG = Vs min / Rs = 4,5 / 20 = 0,225 A

Para calcular Vs máx debe considerarse que la potencia disipada en el gate es: PGAV= IG

2 RG max (3)

La peor condición es tomando RG max, entonces la ecuación (1), al reemplazar IG despejado de la (3) toma la forma:

( )maxRRsRG

PmaxVs G

max

GAV += (4)

Para el ejemplo planteado: RGmax = 50Ω, siendo PGAV = 0,5W.

( ) V770x1,0502050

5,0maxVs ==+=

La recta de carga tiene sus extremos en 7V e ISG= 7/20 = 0,35 A, pasando por el punto P de intersección de dicha recta con la hipérbola. Si se desea calcular el punto de tangencia, se debe tener en cuenta la ecuación de esta recta de carga y de la hipérbola, haciendo coincidir sus respectivas derivadas.

33

La ecuación de la recta de carga es:

ViI

VV GG +

−=

Siendo V igual a Vs max e I es IsG. Su derivada resulta:

I

V

d

dV

ig

G −=

La ecuación de la hipérbola y de su derivada son:

G

Gi

PV =

2Gig

G

i

P

d

dV−=

Igualando ambas derivadas quedará definido el punto de tangencia (itg; Vtg) + V = + P I Itg

2 De donde:

I

V

P=tgi

Reemplazando, los valores numéricos del ejemplo se obtienen:

A16,0

35,0

7

5,0==tgi

punto de tangencia

V16,316,0

5,0==tgi

34

9.2.- Disparo con C.A

a) Con onda senoidal

Si se reemplaza la fuente continua de excitación de la compuerta por una de corriente alterna como se indica en la figura 9.3, deben tenerse en cuenta las siguientes consideraciones:

Figura 9.3

El diodo D se encuentra para proteger al gate de la tensión inversa, ya que el máximo admisible típico es de –5 V. A su vez si la semionda positiva presenta picos de tensión superiores a la máxima tensión directa de pico admisible - VGF de pico – (del orden o los 10V ), este diodo resulta conveniente que sea Zener con una Vz inferior a 10V.

La potencia aplicada instantánea PGM puede ser mayor que el valor de 0,5W siempre que la potencia media resultante PGAV sea precisamente igual o menor que 0,5W.

La onda de tensión aplicada tiene el valor máximo de Vs de la onda senoidal. Esta onda a través de la constante (RS +RG) representa también a la onda de corriente iG por el gate, cuyo máximo será IS.

GS

SS

RR

VI

+= (5)

En rectificación de media onda con carga resistiva, el valor medio y el eficaz se relacionan con el de pico de la siguiente manera:

πS

GAV

II = (6)

RS

VccRL

VS

RSRS

VccRL

VS

35

2

II S

efG = (7)

Si para la expresión de la PGAV se utiliza 0,5W como condición límite de la desigualdad PGAV

≤ 0,5W, la potencia de gate en corriente continua resulta:

w5,0R)RR

Vs(RIP G

2

GS

GG2

GAV =+

== (8)

en C.A., y suponiendo que el valor de pico Vs es numéricamente igual al valor de Vs en C.C. se obtiene:

( ) 4

w5,0R

RR2

sVRIP G2

GS2

2

Gef2

GGef <=

+== (9)

Se utiliza el valor eficaz de la corriente y no el valor medio ya que se trata de la potencia perdida en calor en una resistencia (RG).

Esta potencia, en esas condiciones resulta ¼ de la perdida en C.C. Esto implica que puede incrementarse el valor de pico de Vs hasta 10V, o bien disminuir el de RS - con lo que se logrará mayor corriente de gate - hasta que el valor de esta potencia PG ef. alcance 0,5W, es decir:

w5,0R)RR(2

sV4P4'P G2

GS2

2

GefefG =+

== (10)

Si se despeja Vs, se obtiene un valor que es el doble que antes (ecuación 9), en el supuesto que se mantenga por debajo de 10V. Este mayor valor de Vs asegura mejor el encendido del tiristor.

La potencia instantánea durante el semiciclo es:

( )( )

w2P4'P4RRR

V2P GAVGefG2

GS

2

SGM ===

+= (11)

b) Con onda rectangular: Cuando la señal de gate es un pulso de onda rectangular, al estudio anterior se lo puede interpretar como una relación entre la potencia PGAV de corriente continua y la potencia instantánea máxima PGM que se puede obtener, siempre que su valor medio resultante no supere a PGAV. Esta relación, para los valores anteriores es:

4

1

P

P

GM

GAV = (12)

36

Que expresado en porcentaje,

%25100xP

P

GM

GAV =

Lo que representa que los 2W pueden obtenerse también con una onda rectangular de 2 Vs de amplitud, pero de una duración de

4

2π , o sea ¼ ciclo, de manera que su PGAV sea de

0,5W. Debe aclararse que si es imposible alcanzar el valor 2Vs porque sobrepasa los 10V, el resultado es el mismo si se reduce la resistencia de fuente Rs, por cuanto lo que se busca es inyectar suficiente energía en el gate de manera que el encendido del tiristor se logre lo más rápido posible. Una señal apropiada de encendido logra los tiempos ton reales de encendido, en cambio, una señal lenta de gate, produce tiempos ton mayores y esto en algunos casos con cargas de elevados di/dt es perjudicial. 9.3.- Disparo por impulso único o tren de impulsos, o de ondas de alta frecuencia.

a) Con impulso único: La onda rectangular estudiada en el caso anterior es ya un caso de disparo por pulso único. Reduciendo el tiempo de duración de este pulso, puede enviarse mayor energía al gate mediante un pulso especial del tipo impulsivo. La utilización de este método de disparo presenta las siguientes ventajas:

• Permite obtener un encendido más preciso • Establece más rápidamente la conducción del tiristor debido a la mayor energía del

pulso – generalmente hasta el orden de los 5W - lo cual reduce, o al menos no aumenta al ton, Este factor ed decisivo en circuitos con di/dt elevados.

• En consecuencia se reduce la disipación de la juntura durante el encendido. Para el diseño del circuito excitador deben tenerse en cuenta las siguientes condiciones del impulso para que sea más efectivo:

• El circuito de encendido, es preferible que se comporte como fuente de corriente. • La corriente de pico del impulso debe ser mayor que la IGTmínima – generalmente mas

de tres veces su valor típico de ~100 mA -. • El tiempo tGR de subida del pulso debe ser el menor posible (0,1 a 0,5 nseg.) • La corriente del impulso debe mantenerse por encima de la IGT mínima, hasta tanto

por el tiristor circule la corriente mínima IL - corriente de enganche IL -. Es decir, que el tiempo de descarga tGS no debe ser nunca menor que 20 nseg, inclusive, para cargas inductivas, donde esta condición es mas crítica.

En consecuencia, en la figura 9.4 se indica la forma apropiada del impulso de corriente de gate.

37

Figura 9.4 b) Con trenes de impulso: Para cargas inductivas (R.L) en aplicaciones de “ciclos enteros” con tiristores en conexión antiparalelo o con triac, la corriente atrasa a la tensión y entonces la aplicación de un pulso único no resulta eficaz, ya que el tiristor no tiene tensión de ánodo positiva cuando el pulso es aplicado. En consecuencia se debe recurrir a aplicar: Tren de impulsos Ondas de frecuencia elevada (1 a 10 Khz) Semiciclo de onda senoidal Onda cuadrada (pulso ancho)

tTr < 1useg T1 > Ton T2 > t para ILatch

IGT

> 3 IGT

IG

tTr < 1useg T1 > Ton T2 > t para ILatch

IGT

> 3 IGT

IG

38

10.- TRIACS 10.1.- Introducción. El Triac es una llave de estado sólido de tres terminales para el control de cargas de corriente alterna que es puesto en conducción mediante la aplicación de una excitación de baja energía en su terminal de Gate. Por su construcción y características funcionales, el TRIAC forma parte de la familia de los Tiristores, pero a diferencia de los SCR previamente estudiados, el TRIAC pasa al estado de conducción tanto mediante una excitación positiva como negativa de Gate, y una vez disparado, conduce en cualquiera de las dos direcciones. Estas características permiten asimilar al funcionamiento del Triac al de dos SCRs complementarios en operación antiparalelo. La característica de conducción bidireccional, posibilita su uso en aplicaciones de reemplazo de llaves mecánicas. Al disponer de una velocidad de operación muy superior a aquellas, no presenta problemas de contactos y permite un control preciso al poder ser disparado desde DC, AC, AC rectificada o pulsos. En todos los casos la energía de disparo es pequeña por lo que el circuito de control puede hacer uso de dispositivos estándares de baja potencia. 10.2.- Características del TRIAC En la figura 10.1 se indican el símbolo del TRIAC y su estructura típica. Como el TRIAC es un dispositivo bidireccional, los términos ánodo y cátodo dejan de tener sentido por lo que se los reemplaza por MT1 y MT2 (de la expresión inglesa Main Terminal), manteniéndose el término Gate para el terminal de disparo.

Figura 10.1

A los efectos de evitar confusiones se ha impuesto como norma de uso el referir todas las tensiones y corrientes al terminal denominado MT1. De su estructura se justifica que el TRIAC, puede ser pensado como dos SCRs en paralelo. En la figura 10.1 puede observarse que el TRIAC es un dispositivo de cinco capas donde la

N

P

N

PN N

MT2

MT1 G

MT2

MT1

G

39

región ente MT1 y MT2 conforman una llave P-N-P-N (SCR) en paralelo con otra tipo N-P-N-P (SCR complementario). Esta estructura permite también comprender la posibilidad de disparar al TRIAC tanto con pulsos positivos como negativos. La región ente el MT1 y el Gate consiste en dos diodos complementarios, en consecuencia un pulso de una determinada polaridad hará conducir a la juntura correspondiente dando inicio a la acción regenerativa que produce el disparo de la estructura SCR. Esta acción hace desaparecer la capacidad de bloqueo presentada anteriormente por la juntura adecuada en forma independiente de la polaridad de MT1. Una vez disparado, la circulación de corriente entre MT2 y MT1 mantiene la conducción en forma independiente de la excitación de Gate. La característica del TRIAC y algunos de los valores utilizados en su caracterización se encuentran en la figura 10.2, donde siguiendo la convención se ha tomado como referencia al terminal MT1. En el primer cuadrante MT2 es positivo frente a MT1, produciéndose la situación opuesta para el tercer cuadrante.

Figura 10.2

Los términos utilizados son los siguientes: VDRM es la máxima tensión de bloqueo que puede soportar el dispositivo en cualquiera de los sentidos. Si está tensión es superada, aunque sea momentáneamente, el TRIAC puede entrar en conducción aún sin señal de Gate. Este disparo puede o no ser destructivo en función de la forma en que se establezca la corriente (di/dt), pero en general debe ser evitado para no perder el control del Gate sobre el encendido. IH es la mínima corriente de mantenimiento que debe circular entre los terminales principales para mantenerlo en conducción. IDRM es la corriente de pérdidas de TRIAC con VDRM aplicado entre MT1 y MT2. La característica de la figura 10.2 corresponde a una gráfica sin corriente de Gate. Una excitación adecuada produce el pasaje del estado de corte al de conducción. Dado que el TRIAC puede conducir en ambos sentidos y la excitación de Gate puede ser tanto positiva como negativa se presentan las cuatro posibilidades de la figura 46. Por su construcción los TRIACs son más sensibles al disparo en los cuadrantes I y III, un poco menos en el cuadrante II y mucho menos sensible en el cuadrante IV.

I

VDRM

VDRM I

DRM

IH

IH

40

En la figura 46 también se ha graficado la sensibilidad del disparo de un Triac en función de la temperatura.

Figura 10.3 Como tanto la corriente de pérdidas de las junturas y la ganacia de corriente de los elementos tipo “transistor”, se incrementan con la temperatura, la corriente de disparo requerida disminuye al aumentar la temperatura. El Gate, que puede ser considerado como un diodo, presenta un coeficiente negativo de su tensión con la temperatura, por lo que el circuito de excitación debe ser previsto para entregar suficiente corriente a la menor temperatura de operación. También deben ser observadas las especificaciones de máxima corriente de Gate admisible así como las de potencia promedio y máximas toleradas. Las hojas de datos suelen incluir límites tanto para excitaciones positivas como negativas, que para ser cumplidos pueden requerir la inclusión de elementos de protección tales como limitadores de corriente y/o tensión, siendo no aconsejable la disipación de corriente en sentido inverso. Si bien se describió el criterio de encendido del TRIAC en base a consideraciones de magnitud de corriente, al igual que en los SCRs, si la duración del pulso se reduce, su amplitud puede incrementarse. El ancho del pulso de gate, como en cualquier Tiristor, depende del tiempo requerido por la corriente principal en superar la corriente de latch IL. En consecuencia en aplicaciones inductivas o en aquellas en que la corriente pueda disminuir por debajo de la corriente de mantenimiento IH, es necesario mantener la excitación de Gate el tiempo suficiente. Es importante resaltar que como los TRIAC s son dispositivos de conducción bidireccional, solo hay un breve intervalo en el cual deben recuperar su capacidad de bloqueo. Por esto, los TRIACs se utilizan solo a frecuencias de línea de 60Hz o inferiores. Para cargas inductivas, la diferencia de fase entre tensión y corriente determina que la corriente decrezca por debajo de IH, produciendo el corte del TRIAC cuando existe en el circuito un cierta tensión, la que si es aplicada superando la dv/dt permitida puede producir el nuevo encendido del Triac. Para mantener el control de disparo por Gate, en circuitos con cargas inductivas, es preciso asegurar que el crecimiento de la tensión aplicada no supere un determinado valor de dv/dt. Esto se consigue mediante el agregado de un circuito “Snubber”, red RC en paralelo con el TRIAC. El capacitor limita el crecimiento de la tensión mientras que la resistencia limita el valor de la corriente repetitiva de descarga del capacitor por el TRIAC cada vez que se enciende y amortigua las oscilaciones del circuito LC formado por la carga y el capacitor.

10

20

1

Q2

Q3

Q1

IGT

Corriente de Diosparo de Gate en mA

T en ºC0 60 120

MT2 - MT1

Q1Q2

Q3 Q4

41

11.- GTO. Tiristores con Apagado por Gate

11.1.- Introducción El Tiristor de Apagado por Gate, conocido como GTO, deriva su nombre de la expresión inglesa “Gate Turn-Off Thyristor”. El GTO es un dispositivo de la familia de los Tiristores diseñado para aplicaciones de velocidad media que involucren elevadas tensiones (VBR>3000V) y potencias (mayores a 0,5 MVA), existiendo fabricantes que ofrecen dispositivos para conmutar potencias de hasta 36 MVA (6000V y 6000A). El principal elemento diferenciador del GTO frente a otros dispositivos de la familia de los Tiristores, y tal como lo indica su nombre, es que puede ser apagado desde el gate a pesar de que se encuentre circulando una importante corriente de ánodo. En consecuencia, para el control del GTO se requieren pulsos de ambas polaridades, siendo normalmente sus amplitudes y tiempos de crecimiento muy superiores a los correspondientes a los Tiristores convencionales. Esta significativa ventaja de no requerir costosos y complejos circuitos de apagado, lo hace particularmente aplicable en técnicas de modulación por ancho de pulsos vectoriales para convertidores DC a AC y AC a AC. A pesar de ser un dispositivo de diseño relativamente antiguo (1960), su uso se difundió a partir de los años 80 y continúa, junto con sus productos derivados, siendo ampliamente utilizado en este tipo de aplicaciones, aunque tendiendo a ser reemplazados por los MOSFETs de potencia a medida que éstos se tornan mas veloces. Sin embargo, éstos nunca pueden competir con los GTO en aplicaciones con tensiones elevadas Además de la mencionada aplicación de control de velocidad por técnicas de PWM en el rango de los 0,5 a 20 MVA, otras dos aplicaciones donde el GTO tiene actualmente amplia penetración son en sistemas para alimentación de trenes eléctricos de alta velocidad y en sistemas de distribución de corriente continua de alta tensión (HVDC - High Voltage Direct Current). La primera de las aplicaciones ha sido especialmente desarrollada en Italia y también adoptada por otros paises como Alemania y Noruega. Por su parte, el advenimiento de las técnicas de conmutación y distribución de potencia utilizando GTOs y SCRs ha posibilitado la HVDC, especialmente en Rusia que ha trabajando en este tema desde 1951. 11.2.- Estructura El GTO presenta, al igual que los restantes miembros de la familia de los Tiristores, una estructura de cuatro capas que conforman el clásico par de transistores con realimentación positiva, pero con una estructura mucho mas entrelazada como puede apreciarse en la figura 11.1. A modo de ejemplo, un GTO de 3000A consta de unos 3000 segmentos de cátodo, los que son accedidos mediante un contacto común de gate. Un análisis de esta estructura revela una compleja geometría donde se maximiza el àrea de contacto del cátodo y se minimiza su distancia del gate. El cátodo adquiere una estructura de mesetas separadas de la metalización de gate por fosas vacías. El cátodo se vincula con el exterior mediante una superficie metálica en la parte superior de las mesetas, la que funciona además como una superficie disipadora. Esta estructura puede ser pensada funcionalmente como un gran número de pequeños Tiristores que comparten un mismo substrato y tienen en consecuencia un mismo ánodo y gate pero diferentes cátodos.

42

Figura 11.1

Actualmente se fabrican distintos tipos de GTO. Un primer tipo es el denominado “simétrico” que presenta iguales capacidades de bloqueo tanto en sentido directo como inverso. El segundo tipo, denominado “asimétrico” es el que usualmente se encuentra disponible en el mercado. En este tipo, para mejorar los tiempos de apagado, se utiliza una tecnica conocida como “anode shorted” (ver figura 11.2) donde el ánodo tipo p es reducido por una penetración de material tipo n, modificación que presenta una situación de compromiso entre velocidad de conmutación y capacidad de bloqueo. Al introducir esta modificación se mejoran los tiempos de conmutación pero los valores máximos de tensiones de ruptura inversa usuales en los Tiristores se tornan inalcanzables. Como en este tipo de GTO, la juntura de ánodo no puede bloquear tensiones inversas, la capacidad de soportarlas recae en la juntura Gate-Cátodo. Juntura cuya tensión de avalancha se encuentra en el orden de los 20V, por lo que normalmente los GTO del tipo asimétrico presentan una capacidad de bloqueo de tensiones inversas del orden de los 17V.

A

K

G

n+

p

n

p+ p+p+ n+ n+

Figura 11.2 La tercer familia de GTO presente en el mercado son los denominados de “conducción inversa”, denominación derivada por presentar integrado en la misma pastilla un diodo en antiparalelo. El proceso de encendido de un GTO es análogo al de los Tirisitores, pero a diferencia de los mismos, los GTO pueden ser apagados mediante la inyección de una corriente negativa de

43

gate, la que constriñe la circulación de la corriente hacia el centro de cada meseta de cátodo hasta que es finalmente cortada (“pinched-off”). La relación entre la corriente de ánodo a interrumpir y la corriente inversa de gate se denomina ganancia de apagado, presentando generalmente un valor pequeño, típicamente 3 a 5, por lo que se requieren pulsos negativos de gran amplitud para apagarlos. La ganancia de apagado puede incrementarse reduciendo la suma de las ganancias de los transistores pnp y npn que constituyen el par realimentado base tanto del GTO como de cualquier otro Tiristor. Disminución de ganancia que afecta la performance de encendido, por lo que el diseño debe resolver esta situación de compromiso. 11.3.- Principio de funcionamiento 11.3.1.- Encendido En el caso de los Tiristores, para iniciar el proceso regenerativo se utiliza una pequeña corriente de gate del orden del ampere, la que luego se distribuye sobre toda el área de la pastilla, permitiendo la circulación de miles de amperes. Sin embargo el crecimiento de la misma debe encontrarse limitado a unos cientos de amperes por microsegundo. Los GTO requieren una mucho mayor corriente de gate dado que muchos Tiristores individuales deben ser disparados en paralelo. Si el procedimiento de encendido es realizado adecuadamente con un pulso de amplitud suficiente, todos los Tiristores individuales se encienden simultáneamente. No existe el fenómeno de distribución sobre el área de la pastilla y la corriente de ánodo puede establecerse a una velocidad del orden de los miles de amperes por microsegundo. Dependiendo del diámetro de la pastilla y de la di/dt deseada, los pulsos de encendido pueden variar entre unas pocas decenas a cientos de amperes. El tiempo de encendido, tON o tgt, se define como el tiempo necesario para que la corriente de ánodo alcance el 90% de su valor máximo, medido a partir del instante de la aplicación del pulso positivo de disparo de gate. El tiempo de conducción se encuentra integrado por dos componentes, el tiempo de retardo td y el tiempo de crecimiento tr. El primero es el lapso medido entre la aplicación del pulso de gate y cuando la corriente alcanza el 10% de su valor final. Por su parte tr se ajusta a la definición usual de un tiempo de crecimiento, siendo el necesario para que la corriente varíe entre el 10 y el 90% de su valor final. 11.3.2.- Conducción El proceso regenerativo de encendido descripto, inyecta un elevado número de electrones y huecos desde los emisores a las regiones de base p y n, las que resultan saturadas de portadores de carga. La concentración resultante de portadores supera holgadamente la concentración de dopado de estas regiones, por lo que el GTO comparte con los Tiristores una baja caída directa y una alta capacidad de conducir picos de corriente. 11.3.3.- Apagado El proceso de apagado de los GTO se inicia por una corriente negativa de gate. Debido a la alta conductividad de la base p, los huecos procedentes del ánodo son parcialmente derivados al contacto de gate polarizado negativamente. Durante el primer componente del tiempo de apagado, denominado tiempo de almacenamiento ts, la corriente de ánodo progresivamente se distribuye en forma de filamentos de corriente hacia el centro de los segmentos de cátodo hasta que éstos son finalmente cortados (“pinched-off”). A partir de

44

ese instante la corriente de ánodo cae rápidamente y ambas junturas pn recuperan su capacidad de bloqueo. El tiempo que tarda la corriente de ánodo en evolucionar desde el 90 al 10% de su valor inicial, se denomina tf, tiempo de caída y que sumado al ts constituye el tiempo de apagado toff o tgq. El tiempo de almacenamiento ts se define como el tiempo requerido por la corriente de ánodo en decrecer al 90% de se valor máximo medido a partir del instante de aplicación del pulso negativo de apagado. La filamentación de la corriente hacia el centro de las mesetas de ánodo reduce el área activa de la pastilla durante el proceso de apagado. Esta no sería una significativa limitación sino se combinara con la tendencia de los filamentos de corriente a conmutar hacia aquellas áreas de cátodo distantes de la corriente de apagado de gate. Esta redistribución de la corriente de cátodo continua durante el tiempo de almacenamiento (decenas de microsegundos), y culmina con el crecimiento de la tensión de ánodo y la caída de la corriente de cátodo. Es esta fase la que requiere de la presencia de un circuito “snubber” en paralelo con el dispositivo para limitar la velocidad de crecimiento de la tensión de ánodo entree los 500 y 1000V/useg. Estas protecciones son circuitos simples de tres elementos (CRD) en paralelo con el GTO. El valor del condensador C se determina a partir de la corriente a conmutar y de la dv/dt. Durante el apagado el condensador C se carga absorviendo la corriente de ánodo. Luego del encendido el condensador se descarga con una corriente limitada por el valor de la resistencia. Esta operación significa pérdidas de ½ CV2, que al aumentar la frecuencia pueden volverse significativas, pero debe tenerse en cuenta que los circuitos “snubbers” no son solo un requerimiento de performance sino de seguridad. El emisor p, de un GTO asimétrico convencional contiene islas n+, o “anode shorts”, distribuidos con un patrón similar a la segmentación del lado del cátodo. Estas islas limitan la ganancia del emisor de ánodo facilitando tanto el proceso de apagado como reduciendo las pérdidas de apagado al suministrar un paso de baja impedancia para los portadores de carga durante este tiempo. 11.3.4.- Corte En el estado de corte, el GTO practicamente no dispone de cargas libres. Una tensión directa aplicada por el circuito exterior es soportada por la juntura central np, mientras que polarizaciones inversas de gate son soportadas por la juntura pn Gate-Cátodo, cuyo valor de ruptura es del orden de los 20 V. En el caso de los GTO del tipo asimétrico, esta misma juntura debe también bloquear las tensiones inversas ya que la juntura pn de ánodo no puede soportarlas debido al proceso de “anode shorted”. 11.4.- GTO Requerimientos de disparo por Gate Los requerimientos de excitación de gate de un GTO incluyen las siguientes cuatro funciones: 1. Encender al GTO mediante un elevado pulso de corriente (IGM) 2. Mantenerlo en conducción mediante la provisión permanente de una corriente directa

mientras se encuentre en este estado. Corriente comunmente conocida como “back-porch current”

3. Apagar al GTO mediante un elevado pulso de corriente negativa (IGQ) 4. Asegurar su capacidad de bloqueo en el estado de corte, mediante una polarización

inversa de gate, o al menos mediante la vinculación de los terminales de gate y cátodo por una resistencia de bajo valor.

45

Un cuidadoso diseño del circuito excitador de gate es indispensable para una operación confiable. 11.4.1.- Encendido La altamente entrelazada estructura de gate de los GTO requiere un disparo de gate de elevada corriente inicial. El pulso de encendido de gate y sus parámetros mas importantes se indican en la figura siguiente:

Figura 11.3 Valores mínimos de IGM y de diG/dt pueden ser extraidos de las hojas de datos de los manuales. Para la mínima temperatura ambiente de arranque del dispositivo, una primera estimación es tomar la IGM requerida en 5 veces el valor de IGT, sin superar los valores de IGFM y PGFM especificados por el fabricante. A modo de ejemplo, un GTO con IGT = 3A @ 25C, requiere una IGM = 20A a dicha temperatura, y de 60 A para asegurar su operación hasta los –40C, para los valores de tensión de ánodo y de di/dt especificados en la hoja de datos (50 %VDRM y 300 a 500 A/useg). Bajos valores de IGM redundan tanto en mayores tiempos de conmutación, así como en incrementar las perdidas de encendido. En particular, el efecto sobre las pérdidas de encendido depende del tipo de dispositivo, siendo mas significativo en los de menor tensión donde la energía disipada en el proceso de encendido es debida principalmente del tiempo de conmutación. El valor de la velocidad de crecimiento de la corriente de gate, diG/dt, es otro importante factor a ser considerado. Su valor, que debe ser al menos el 5% del valor del crecimiento de la corriente de ánodo, di/dt, debe también ser superior al proporcionado en las hojas de datos. Idealmente un valor igual o mayor al suministrado debe ser el utilizado, ya que valores menores a la mitad del especificado pueden tener un efecto determinante en el incorrecto encendido del dispositivo. Es poco probable que se alcance un valor peligroso de diG/dt debido a las limitaciones impuestas por la inductancia del circuito externo, sin embargo puede considerarse un máximo valor de 100A/us para la mayoría de las aplicaciones. El valor de diG/dt afecta las pérdidas de encendido en forma similar a lo expresado para IGM La duración del pulso no debe ser inferior al 50% del mínimo tiempo de encendido suministrado en las hojas de datos. Como se indica en la figura 11.3, solo el tiempo cuando IG > 0,8 IGM debe ser considerado. Se requiere un período mayor si se emplea un menor valor de di/dt para la corriente de ánodo, de forma tal de mantener IGM hasta que la corriente de ánodo se establezca completamente. Es evidente que los GTO requieren valores de corrientes de encendido muy superiores a las de otros miembros de la familia de los Tiristores. Pero por otra parte en los GTO, debido a la elevada segmentación de cátodo, la conducción sobre la totalidad del área de cátodo se

46

produce dentro de unos pocos microsegundos en oposición al orden de los milisegundos requeridos por los Tiristores convencionales. Este efecto que implica un elevado tiempo de propagación, eleva las pérdidas de encendido y limita los valores permitidos de di/dt no se encuentra presente en los GTO. 11.4.2.- Conducción Para asegurar el correcto funcionamiento del GTO en el período de conducción, y que no se produzca una apagado indeseado, debe aplicarse durante todo este período, y en en forma permanente, una corriente directa de gate. Valor de corriente que debe incrementarsde si se prevé la ocurrencia de amplias variaciones negativas en la di/dt. El valor de IG puede reducirse una vez que el dispositivo se ha calentado. 11.4.3.- Apagado La performance de apagado de un GTO se encuentra muy influenciada por las características del circuito de gate utilizado a este efecto. En consecuencia, especial cuidado debe tenerse en aparear las características del circuito a las del dispositivo. A continuación se indican en la figura 11.4 los principales parámetros de apagado:

Figura 11.4 Durante el período inicial, la carga de gate QGQ debe ser eliminada. Esta carga es una función del dispositivo y se encuentra solo marginalmente influida por el circuito exterior por lo que su duración se encuentra determinada por el valor de la diGQ/dt. Este valor queda determinado por el valor de la inductancia presente en el circuito de apagado y debe controlarse para mantenerlo dentro de los valores fijados por el fabricante. Otros parámetros asociados con este primer período de apagado son el pico que alcanza la corriente inversa de gate IGQ y el tiempo de almacenamiento ts o tGQ. Estos valores sí son afectados por el circuito exterior. Para valores bajos de la resistencia equivalente serie del circuito de gate, se obtienen gráficas como las indicadas en trazo lleno el la figura 11.5. Al incrementarse el valor de la resistencia se obtienen las correspondientes a las líneas de trazos. QGQ se mantiene prácticamente inalterado.

47

Figura 11.5 Una vez finalizado el proceso anterior, a pesar que la corriente de cátodo se ha interrumpido, continúa circulando una corriente de ánodo que se cierra a través del gate. Esta corriente de terminación denominada de “tail”, decae luego exponencialmente a medida que las cargas desaparecen por recombinación. Esta corriente circula con una ya elevada tensión de ánodo por lo que las pérdidas pueden ser considerables. Solo cuando la corriente de terminación ha desaparecido, el GTO recupera completamente sus capacidades de bloqueo. 11.4.4.- Bloqueo Durante el período de bloqueo, que como se expresó, comienza una vez desaparacida la corriente de “tail”, se recomienda mantener el gate polarizado con una tensión inversa superior a los 2 voltios para asegurar la máxima capacidad de bloqueo y protección frente a dv/dt. Mínimamente debe mantenerse al gate vinculado con el cátodo mediante una resistencia de bajo valor.

48

11.5.- GTO: Parametros caracteristicos

Figura 11.6

En la figura 11.6 se indica el símbolo que representa a un GTO. Los GTO presentan valores típicos de las siguientes magnitudes: VDRM = 2500 a 4500 V Máxima tensión directa repetitiva con GTO apagado VRRM = 17 o 2500 a 4500 V Máxima tensión inversa repetitiva ITGQM = 600 a 1600 A Máxima corriente controlable en el estado de conducción di/dt = 400A/useg Máximo crecimiento de la corriente dv/dt = 500 a 1000V/useg Máximo crecimiento de la tensión VTM = 2,5 a 4,5 V @ ITQ Máxima caída de tensión directa rT = 1 a 3 mohm Resistencia del estado de conducción IGT = 1 a 3 A Corriente de disparo de gate VGT = 1,5 V Tensión de disparo de gate tGQ = 10 a 20 useg Tiempo de apagado Se definen a continuación todos los parámetros que los caracterizan y se adjunta al final del apartado la hoja técnica de un GTO de 1000A y 4500V. En la misma puede apreciarse que además de los valores máximos y mínimo de operación permitidos se incluyen graficas similares a las ya vistas al tratar el tema de Tiristores. 11.5.1.- Características de Bloqueo, directo e inverso VDRM Máxima tensión repetitiva en sentido directo El GTO puede bloquear esta tensión a frecuencias de línea, 50 o 60 Hz. Debe considerarse como un valor máximo, ya que si es excedido puede producirse un embalamiento térmico debido al incremento de las corrientes de pérdida y de la potencia disipada, con la consecuente degradación de la capacidad de bloqueo. La tensión especificada es soportada solo con el gate polarizado negativamente o vinculado al cátodo por una resistencia de bajo valor. VRRM Máxima tensión repetitiva en sentido inverso Para todos los GTO del tipo asimétrico este valor es del orden de los 17 V, determinado por la tensión de ruptura Gate-Cátodo. Los de tipo simétrico presentan valores similares a VDRM. La máxima tensión repetitiva en sintido inverso puede ser momentáneamente excedida sin provocar la destrucción del GTO. VDSM Máxima tensión no repetitiva en sentido directo Máximo pulso de tensión directo de duración inferior o igual a 5 mseg, con una tensión inversa de gate especificada. VRSM Máxima tensión no repetitiva en sentido inverso Máximo pulso de tensión inversa de duración inferior o igual a 5 mseg, con una tensión inversa de gate especificada.

G

K

A

49

IDRM, IRRM Máximas corrientes de pérdidas cuando el GTO se encuentra bloqueado a VDRM y VRRM respectivamente Se miden mediante la aplicación de pulsos senoidales de 10 mseg a Tjmax y en condiciones de gate específicas. 11.5.2.- Características de Conducción ITAVM, ITRMS Máximas corrientes promedio y eficaz de conducción Valores medio y eficaz de corriente que elevan la temperatura de la juntura desde el valor de ensayo (por ejemplo 85ºC) a la máxima soportada (por ejemplo 125ºC). Los valores de medición pueden variar según el fabricante. ITSM Máxima corriente de pico no repetitiva para pulsos senoidales de 10 mseg y 1 mseg de duración. Durante la sobrecarga la temperatura en la juntura sobrepasa su Tjmax, perdiendo su capacidad de bloqueo nominal. En consecuencia el valor de ITSM especificado es válido solo para tensiones directas o inversas nulas luego del impulso. I2t Máxima integral de la corriente de carga La definición de este parámetro es en realidad IT dt y para operación menor que medio ciclo senoidal. Se utiliza para la coordinación de fusibles. VTM Máxima caida directa en conducción. Medido a la máxima tremperatura de operación y con corriente de ánodo igual a ITM. IH Corriente de mantenimiento Valor de la corriente de ánodo por encima de la cual no se requiere corriente de gate para mantener la conducción. Este valor, del orden de 1 A a 30 A, es muy superior a los 0,1 A a 1 A de los Tiristores convencionales. Debe cuidarse que la corriente de ánodo no decrezca por debajo de este valor en ningún momento de su operación para evitar apagados indeseados. Este problema se minimiza mediante la aplicación en forma continua de corriente de gate durante todo el período de conducción. Se recomienda la aplicación al gate de una corriente un 20% superior a la corriente de disparo IGT. 11.5.3.- Características de gate IGT, VGT Mínimas corriente de gate para provocar el encendido y caída de tensión Gate-Cátodo cuande circula IGT. IGT especifica la mínima corriente de gate necesaria para asegurar el encendido del GTO a una baja di/dt y mantenerlo en conducción independientemente del valor de la corriente de ánodo. Debe tenerse en cuenta en el diseño que el valor de IGT es fuertemente dependiente de la temperatura. IGQM Máxima corriente negativa de gate de apagado Debe preverse que el circuito de excitación pueda entregar la corriente requerida aun en las peores condiciones de operación (Máximas ITGQ, diGQ/dt y Tj). Si el circuito de excitación limita IGQM, se incrementa ts y se compromete seriamente el proceso de apagado. VGFM Máxima tensión directa de gate Máximo pico de tensión que puede ser aplicado entre Gate-Cátodo en sentido directo. VGRM Máxima tensión inversa de gate Máximo pico de tensión que puede ser aplicado entre Gate-Cátodo en sentido inverso. Exceder esta tensión provoca la ruptura en avalancha de la juntura pn Gate-Cátodo. Este valor puede ser momentáneamente superado si se limita el valor de la corriente.

50

IGFM Corriente de pico repetitiva directa de gate Máximo valor de corriente directa Gate-Cátodo IGRM Corriente de pico repetitiva inversa de gate Máximo valor de corriente inversa Gate-Cátodo PGFM y PGAV Potencia de pico y promedio de gate con conducción directa. Máxima potencia que puede ser disipada en Gate-Cátodo cuando el GTO se encuentra en el estado de conducción. PGRM y PGRAV Potencia de pico y promedio de gate con conducción inversa. Máxima potencia que puede ser disipada en Gate-Cátodo con conducción inversa. 11.5.4.- Características de Encendido di/dt Máxima velocidad de crecimiento de la corriente de ánodo. El valor de di/dt es fuertemente dependiente de la excitación de gate (de su velocidad de crecimiento diG/dt y de su amplitud IGM). Una adecuada excitación asegura que todos los segmentos de cátodo son encendidos simultáneamente y en corto tiempo impidiendo la formación de puntos calientes que pueden destruir al GTO. En consecuencia los valores de diG/dt e IGM deben ser considerados valores mínimos y deben utilizarse valores sensiblemente superiores en condiciones de operación que requieran una elevada di/dt. td, tr Retardos de encendido y tiempo de caída de la tensión de ánodo respectivamente. Ambos valores pueden ser modificados por el usuario mediante el diseño de la excitación de gate. Elevados valores de diG/dt e IGM no solo reducen ambos tiempos sino que disminuyen las diferencias por dispersión de características entre dispositivos. Esta condición es especialmente importante en aplicaciones de GTO en serie o donde deba minimizarse el “jitter” para por ejemplo reducir la distorción armónica. tON o tgt Mínimo tiempo requerido por un GTO para establecer una corriente homogenea de ánodo Se requiere también que transcurra este tiempo antes que el GTO se encuentre en condiciones de poder interrumpir la circulación de la corriente nominal de ánodo. Normalmente, el GTO tiene conectado un circuito “snubber” de protección para el apagado. Durante el encendido, el capacitor del circuito “snubber” debe descargarse para estar en condiciones de proteger al GTO por dv/dt al cortarse. En consecuencia al tiempo de tON debe adicionársele el requerido para que el capacitor del “snubber” se descargue. EON Energía de encendido por pulso

Definida como EON = |IT (t) VT (t) dt, integrada en un período dado, generalmente de 20 useg.

11.5.5.- Características de apagado ITGQM Máxima corriente da ánodo que puede ser interrumpida en forma repetitiva por una corriente negativa de gate El valor de ITGQM es una función del valor de al capacidad CS del “snubber” y de su inductancia LS, que debe ser inferior a 0,3 uH. CS limita la dv/dt en el momento de apagado y un bajo valor de inductancia limita la espiga de sobretensión VDRM. Tanto excesivos valores de dv/dt o de VDRM pueden producir la ruptura en avalancha debido a que mientras aumenta la tensión sobre el GTO aún circula por el ánodo la corriente Itail que tiene un valor significativo. El valor de diGQ/dt también influye en el de ITGQM. Valores elevados, mayores a

51

30 A/useg, aseguran un apagado homogeneo . No existe un máximo para diGQ/dt, valores muy elevados, de 100 a 1000 A/useg, incrementan considerablemente ITGQM. dv/dt Crecimiento crítico de la tensión de ánodo Máxima velocidad de crecimiento de la tensión de ánodo aplicable a un GTO apagado que no lo cambia al estado de conducción, ts Tiempo de almacenamiento entre el comienzo de la corriente negativa de gate y el inicio del descenso de la corriente de ánodo. El tiempo de almacenamiento ts es una función directa de ITGQ y Tj e inversa de diGQ/dt. La adecuada consideración de este tiempo es fundamental en circuitos convertidores y puede provocar un funcionamiento incorrecto si no es debidamente considerado. Por ejemplo cortos entre columnas si no se produce el apagado de un GTO antes que otros se enciendan o distorción armónica debido a “jitter” debido a ts. También debe considerarse la influencia de ts cuando se conectan GTO en serie. Variaciones de ts pueden conducir a asimetrías de tensión al momento del apagado debido a sobrevoltajes en aquellos dispositivos que se apaguen primero. tf tiempo de caída de la corriente de ánodo. Valor propio del dispositivo y que prácticamente es independiente de parámetros externos y del control de gate. toff o tgq Mínimo tiempo antes que el GTO pueda ser nuevamente encendido por un pulso positivo de corriente de gate. Si el dispositivo es encendido durante este tiempo existe el riesgo de su destrucción debido a encendido localizado. Sin embargo, el toff puede reducirse si el pulso de disparo de gate es lo suficientemente elevado. Eoff Energía de apagado por pulso.

Definida como EOFF = | IT (t) VD (t) dt, integrada en un período dado, generalmente de 40

useg. 11.5.6.- Características Térmicas Comparten las mismas definiciones que otros dispositivos de potencia como: Tj Temperatura de juntura RthJC Resistencia térmica juntura cápsula RthCM Resistencia térmica cápsula montaje ZthJC Impedancia térmica juntura cápsula