Thème Commande à vitesse variable d’un moteur à courant ...
Transcript of Thème Commande à vitesse variable d’un moteur à courant ...
République Algérienne Démocratique et Populaire Ministère de l’Enseignement Supérieur et de la Recherche Scientifique
Université Larbi Ben M’hidi, Oum El-Bouaghi Faculté des Sciences et des Sciences Appliquées, Aïn Beïda
Département de Génie Electrique
Mémoire de fin d’études en vue de l’obtention du Diplôme de Master
Spécialité : Génie Electrique (GE)
Thème
Commande à vitesse variable d’un
moteur à courant continu
Soutenu le 22 juin 2017
Proposé et Dirigé par : Présenté par :
Melle Chiha Yamina Chaffai Fairouz
Année Universitaire : 2016/2017
Tout d’abord je remercie Allah le tout puissant qui m’a donné la volonté et la patience pour terminer ce travail.
Je tiens avant tout, à adresser mon très vif remerciement à Melle Chiha Yamina qui a accepté de m’encadrer et qui n’a jamais cesser de me diriger
par ses remarques et ses conseils.
Je remercie aussi, de manière générale, tous les membres du jury qui nous ont fait l’honneur de juger ce travail
Mes sentiments de reconnaissance et mes remerciements vont également à toute personne qui a participé de près ou de loin,
à la réalisation de ce travail.
Je remercie mes parents, mes collègues et mes amies pour leurs encouragements.
Et finalement un grand merci a tous ceux qui m'ont aidé de prés ou de loin pour accomplir ce travail.
Dédicace
Je dédie ce modeste travail
A ma très chère mère ;
A mon très cher père ;
A mes grands-parents ;
A mes chers frères « « Bachir Radhouane Mahdi » » ;
A mes chères sœurs « « Asma Chayma » » ;
A toute ma famille ;
A tous mes amis chacun son nom
Fairouz
Commande à vitesse variable d’un moteur à courant continue
Résumé
La commande de la vitesse d’un moteur à courant continu occupe une place de
choix dans diverses applications industrielles; dans ce mémoire on a présenté une
technique pour réaliser cette commande, qui est la modulation de largeur d’impulsion
(PWM). Pour cela on a choisi d’utiliser un circuit intégré (NE555). Ensuite on a utilisé un
étage de puissance constitué d’un hacheur pour le changement de sens de rotation du
moteur à courant continu.
Mots clé
Circuit intégré NE555, hacheur en pont, MLI.
Abstract
The speed control of a DC motor has a prominent place in various industrial
applications; in this paper we presented a technique for achieving this commande, whichis
the pulse width modulation (PWM).For this we chose to use integrated circuit NE555.
Then we use a power stage consisting of a choper for the change of direction of rotation of
the DC motor.
Keywords
Integrated circuit NE555, Bridge chopper, PWM.
Sommaire
INTRODUCTION GENERALE ………………………………………………………..1
Chapitre I : les multivibrateurs
1. Introduction…………………………………………………………………………3
2. Présentation du circuit intégré NE555 ……………………………………………..3
3. Modes de fonctionnement…………………………………………………………..5
3.1 Fonctionnement en mode astable ………………………………………………………6
3.2 Fonctionnement en mode monostable ………………………………………………….9
3.3 Fonctionnement en mode bistable…………………………………………………….11
4. Génération d'une MLI (PWM)…………………………………………………….........12
4.1 Principe de la commande MLI………………………………………………………...12
5. Conclusion………………………………………………………………………………13
Chapitre II : les hacheurs
1. Introduction…………………………………………………………….................14
2. Hacheurs…………………………………………………………………………..14
2.1 Transistor MOSFET……………………………………………………………....14
2.2 Structure du MOSFET……………………………………………..........................15
2.3 Principe de fonctionnement ………………………………………………………16
2.4 Analyse de fonctionnement d’un MOSFET……………………………………….17
3. Types de hacheurs ………………………………………...………………………18
3.1 Hacheurs non réversibles ………………………………………...………….18
3.1.1 Hacheur abaisseur ou série ……………………………………...…………18
3.1.2 Hacheur parallèle…………………………………...……………………….18
3.1.3 Hacheur élévateur-abaisseur ou parallèle-série………………………....19
3.2 Hacheurs réversibles ………………………………………………………………………….19
3.2.1Hacheurs deux quadrants ……………………………………………………20
3.2.1.a Hacheur série réversible en courant …………………………………….20
3.2.1.b Hacheur réversible en tension …………………………………………..21
3.2.2 Hacheurs quatre quadrants (réversible en tension et en courant) ……..21
3.2.3 Fonctionnement dans les 4 quadrants ………………………………………………23
4. Conclusion ……………………………………………………………………………..24
Chapitre III : la réalisation pratique
1. Introduction……………………………………………………………………………25
2. Interface de puissance ………………………………………………………………...25
2.1. Hacheur quatre quadrants…………………………………………………………25
2.1. a Schéma des différents quadrants…………………………………………………...26
2.2. Circuit d'isolation………………………………………………………………….28
3. Circuit de commande (montage délivrant le signal PWM)…………………………..30
4. Schéma du montage complet dans ISIS………………………………………………35
5. Réalisation du montage sur la plaque d’essai…………………………………………37
6. Réalisation du Circuit Imprimé ……………………..………………………………..38
6.1. Insolation de circuit ………………………………………………………..……..38
6.2. Révélation……………………………………………………………...………….39
6.3. Gravure …………………………………………………………..……………….40
6.4. Perçage…………………………………………..………………………………..41
6.5. Test du circuit imprimé ……………………………………..…………………..41
7. Le plaque final…………………………………………………..…………………….41
8. Conclusion…………………………………………..…………………………….…..42
CONCLUION GENERALE…………………………………………………………...43
BIBLIOGRAPHIE
ANNEXE
Introduction
générale
1
Introduction générale
La commande des machines électriques est l’une des applications des
convertisseurs statiques. Cette commande nécessite l’association d’une machine (à courant
continue, synchrone, asynchrone ou autre) dont le fonctionnement est à une vitesse
variable, à un convertisseur statique (redresseur, hacheur, gradateur, onduleur). L’apport
des convertisseurs statiques tel que la possibilité de fonctionner dans les quatre quadrants
des axes couple-vitesse (ou courant-tension).
La conversion DC/DC consiste à générer une tension ou un courant continu à partir d’une
source d’alimentation également continue. Le besoin de ce type de conversion est très
important dans la plupart des appareillages électriques et notamment dans l’alimentation de
circuits électroniques.
Ces structures, souvent désignées sous le nom de hacheurs reposant sur l’utilisation de
commutateurs de types « « Transistors » » commandés à l’ouverture et à la fermeture.
Les transistors MOS sont mieux adaptés pour l’utilisation d’un pont en H. Leur chute de
tension à leurs bornes est plus faible et leur commutation est plus rapide.
Il y a plusieurs façons de procéder pour varier la vitesse d'un moteur à courant
continu. On peut la faire modifier en variant la tension d'alimentation à ses bornes mais
dans ce cas une partie importante de l'énergie est consommée par le dispositif
d’alimentation. Pour cette raison, on préfère l'alimenter de façon discontinue avec un
hacheur et faire ainsi varier la tension moyenne à ses bornes. On parle alors de Modulation
par Largeur d'Impulsions (MLI), très utilisée dans le domaine de la variation de vitesse de
rotation d’un moteur à courant continu. Un signal MLI est un signal dont la période est
fixe, mais le rapport cyclique varie, la vitesse est donc proportionnelle au rapport cyclique.
Dans le présent projet on propose un montage permettant de commander un moteur
à courant continu, pour contrôler son sens de rotation et sa vitesse.
Pour mener à bien ce travail, la représentation du mémoire est structurée en une
introduction générale, trois chapitres et une conclusion, suivie d’annexe, et répartie comme
suit :
Le premier chapitre est consacré à l’étude théorique des multivibrateurs à base de
circuit intégré NE555, ainsi que le principe de génération d’un signal MLI.
Dans le deuxième chapitre, on représente l’étude théorique des hacheurs ainsi que
ses types et leur fonctionnement.
2
Le troisième chapitre est consacré à la réalisation pratique comportant le montage
de commande à base de NE555 ainsi que l’interface de puissance.
Enfin, dans la dernière partie, nous terminons par une conclusion générale sur cette
réalisation.
Chapitre 1
Les multivibrateurs
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
3
1. Introduction
Les multivibrateurs sont des montages qui permettent de générer en sortie une tension
rectangulaire donc les niveaux hauts et bas sont plus ou moins stables. En fonction de cette
stabilité, on distingue :
Les multivibrateurs astables.
Les multivibrateurs monostables.
Les multivibrateurs bistables.
Les astables sont des autos-oscillateurs, car ils ne reçoivent aucune impulsion de
l’extérieur alors que les monostables et les bistables sont les oscillateurs de déclenchement.
Tout multivibrateur comporte obligatoirement les organes suivants :
Un élément actif (transistor, l’amplificateur opérationnel, les portes logiques …etc)
Un organe qui accumule de l’énergie (le condensateur)
Un organe qui dissipe de l’énergie (résistance)
En fonction de l’élément actif, on distingue les multivibrateurs à transistor, les
multivibrateurs à porte logiques et enfin les multivibrateurs à circuit intégré (NE555….)
Dans notre travail en va étudier le multivibrateur à circuit intégré NE555 ainsi que ces trois
modes de fonctionnement.
2. Présentation du circuit intégré NE555
Le NE555 est un circuit intégré utilisé pour la temporisation ou en mode multivibrateur. Le
NE555 a été créé en 1970 par Hans R. Camenzind et commercialisé en 1971 par Signetics.
Ce composant est toujours utilisé de nos jours en raison de sa facilité d'utilisation, son
faible coût et sa stabilité. Un milliard d'unités sont fabriquées par an.
Le NE555 peut fonctionner selon trois modes : monostable, astable ou bistable.
Le schéma fonctionnel du Temporisateur NE555 est représenté sur la figure ci-dessous.
(Fig.I.1)
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
4
Le circuit de minuterie NE555 se compose essentiellement de deux comparateurs,
d’une bascule, d’un transistor de décharge et d’un diviseur de tension résistif. La bascule
est un composant numérique, il s’agit d’un composant à deux états, c’est-à-dire que sa
sortie peut produire soit un niveau de tension haut (S de l’anglais Set), soit un niveau de
tension bas (remis à zéro, R de l’anglais reset). On peut changer l’état de la sortie à partir
de signaux appropriés à l’entrée.
Le diviseur de tension résistif est utilisé pour ajuster les niveaux de tension des
comparateurs. Les trois résistances sont de même valeur. Par conséquent, le comparateur
supérieur a une tension de référence égale à 2/3Vcc, tandis que le comparateur inférieur
possède une tension de référence de 1/3Vcc. Les sorties des comparateurs contrôlent l’état
de sortie de la bascule.
La table suivante (Tab.1) présente les broches présentes sur la version simple dans un
boitier DIP. Les autres boitiers utilisent les mêmes noms de broches [1].
Fig. I.1 Description du NE555.
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
5
3. Modes de fonctionnement
Fig.I.2 Schéma interne du NE555.
Fig.I.3 Table de vérité de la bascule RS.
Tab.1.les broches du NE555
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
6
La NE555 est un circuit intégré de 8 broches, sa tension d'alimentation varie entre 4V et
16V.
La broche 8 est reliée à l'alimentation et la broche 1 est reliée à la masse. La broche 2 est
reliée à l'entrée inverseuse du comparateur A2, alors que l'entrée non inverseuse de A2
donne une tension de référence égale à 1/3VCC. Lorsque e+
1 > e-2 la tension VS passe au
niveau haut et la sortie de la bascule est mise à 1. Si e-2 > e
+2 la sortie du comparateur reste
au niveau bas. .
La broche 6 est reliée à l'entrée non inverseuse du comparateur A1 alors que l'entrée
inverseuse sert de tension de référence et on a 2/3VCC. Lorsque e+
1 > e-1, la sortie VR passe
au niveau haut et la bascule est remise à 0.
La broche 7 est reliée au collecteur d'un transistor commandé par la tension de sortie Qbarre
(Qbarre: Q barre) de la bascule RS. Pour Qbarre= 0, le transistor est bloqué et le circuit de
sortie du transistor est ouvert. Pour Qbarre=1 le transistor est saturé et le circuit de sortie se
comporte comme un court-circuit, c'est sur cette broche que sera raccordé les
condensateurs utilisés dans les applications du NE555. La broche 4 constitue la remise à 0
de la bascule. Elle a la priorité sur toutes les autres entrées. La broche 5 est souvent
inutilisée, la broche 3 est la sortie.
a. Fonctionnement en mode astable
Un astable ou horloge est un dispositif qui charge l'état spontanément sans qu'il soit
nécessaire de lui appliquer une impulsion de commande. Il délivre à sa sortie un signal
rectangulaire caractérisé par sa période T et son rapport cyclique α=T1/T
T1: durée du niveau haut.
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
7
Nous nous plaçons en régime établi (permanant), le condensateur subit une
succession de charge et de décharge évoluant entre VCC/3 et 2VCC/3. Lorsque Q =1 ;
Qbarre=0, le transistor est bloqué et le condensateur se charge jusqu'à la valeur de 2VCC/3 à
travers les résistances RA et RB. Lorsque la tension VC veut dépasser 2VCC/3, la sortie du
comparateur A1 passe à "1" et entraîne Q=0 et Qbarre=1, le transistor se sature et la broche
"7" sera mise à la masse. Le condensateur va se décharger à travers RB jusqu'à VCC/3.
Lorsque VC veut aller en décade VCC/3, le comparateur A2 passe à 1. Et fait basculer Q=1
et Qbarre=0 et le cycle recommence.
Charge du condensateur
Equation de la charge d'un condensateur :
Uc = Uo + ( V - Uo )( 1 - e -t/RC
)
Fig.I.4 Circuit NE555 en mode astable.
Fig.I.5 Forme d’onde de la tension sur le condensateur et la tension de sortie.
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
8
Au moment de la charge du condensateur Uo = 1/3 Vcc.
Uc = 1/3V + (V -1/3V) ( 1 - e -t/(R
A +R
B)C
)
La tension atteinte au bout du temps T1 est 2/3 V.
2/3 = 1/3 + 2/3(1 - e –T
1/(R
A + R
B)C
)
1/2 =1 - e –T
1/(R
A + R
B)C
e –T
1/(R
A+R
B)C
= 1/2
T1 = (RA+RB) C ln 2
T1 = 0.69 (RA+RB) C
Décharge du condensateur
Equation de la décharge d'un condensateur : Vc=0
Uc = Uo - Uo ( 1 - e -t/RC
)
Au moment de la décharge du condensateur Uo = 2/3 Vcc.
Uc = 2/3Vcc -2/3Vcc( 1 - e -t/R
BC )
La tension atteinte au bout du temps T2 est 1/3 Vcc.
1/3 = 2/3 - 2/3(1 - e –T
2/R
BC)
e –T
2/R
BC= 1/2
T2 = RB C ln 2
T2 =0.69RBC
La période totale de l'astable est :
𝑇1 = 0.7(𝑅𝐴 + 𝑅𝐵)𝐶 𝑒𝑡 𝑇2 = 0.7𝑅𝐵𝐶
𝑇 = 𝑇1 + 𝑇2 = 0.7(𝑅𝐴 + 2𝑅𝐵)𝐶
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
9
b. Fonctionnement en mode monostable
C'est un circuit ou montage qui possède deux états (un état stable et un état
instable), celui-ci étant à l'état stable une impulsion de commande ou de déclenchement le
fait passer à l'état instable. La durée T de cet état instable est indépendante de la forme et
de l'intensité de l'impulsion de commande mais dépend plutôt d'un réseau RC. Le
monostable réalise une fonction de temporisation utilisée chaque fois que l'on souhaite
déclencher un dispositif avec retardement. Suivant les montages ou les besoins de
temporisation, la temporisation peut aller de quelques micros secondes à quelques heures.
Fig.I.6 Circuit NE555 en mode monostable.
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
10
Qbarre= 0 T bloqué, C se charge.
Qbarre= 1 T saturé, C se décharge.
Etude de l'état stable : A t=t0, le condensateur C est complètement déchargé, VC=0,
Ve=VCC et S=0; R=0, le transistor étant saturé Qbarre=1 et Q=0
Etude de l'état instable : A t=t1 on applique une impulsion Ve=0v ; S=1 et R=0 ; Q=1 et
Qbarre=0. Le transistor se bloque, le condensateur se charge à travers R. Après la
disparition de l'impulsion à l'instant t=t2 on aura Ve=VCC ; S=0 R=0 d'où Q=1 et
Qbarre=0, le transistor reste bloqué. L'état instable va prendre fin lorsque VC=2VCC/3
Etude de récupération : A t=t3 on a VC est légèrement supérieure à 2VCC/3, R=1 et S=0
Q=0 et Qbarre=1, le transistor se sature et la patte 7 est mise à la masse, le condensateur
se retrouve en court-circuit et se décharge donc très rapidement et on se retrouve à l'état
initial.
Fig.I.7 Formes d’ondes de la tension de condensateur et de tension de sortie.
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
11
c. Fonctionnement en mode bistable
C'est un système qui possède deux états stables. On passe d'un état à l'autre par l'action
d'une impulsion de déclenchement.
La commutation du signal de sortie est obtenue en contrôlant les entrées de
déclenchement et réinitialisation du NE555, qui sont détenus "HIGH" par les deux
résistances R1 et R2. En prenant l'entrée de déclenchement (broche 2) "LOW",
l’interrupteur en position set, modifie l'état de sortie dans l'état "HIGH" et en prenant
l'entrée reset (broche 4) "LOW", l’interrupteur en position reset, change la sortie dans l'état
"LOW".
Le bistable à NE555 est stable dans les deux Etats, "HIGH" et "LOW". L'entrée de seuil
(broche 6) est connectée à la masse pour s'assurer qu'elle ne peut pas réinitialiser le circuit
bistable.
Fig.I.8 Circuit NE555 en mode bistable.
Fig.I.9 Forme d’onde de la tension de sortie.
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
12
4. Génération d'une MLI (PWM)
Pour faire varier la vitesse d'un moteur on peut faire varier la tension d'alimentation
à ses bornes mais dans ce cas une partie importante de l'énergie est consommée par le
dispositif d’alimentation, on préfère l'alimenter de façon discontinue avec un hacheur et
faire ainsi varier la tension moyenne à ses bornes. On parle alors de Modulation par
Largeur d'Impulsions (MLI), ou Pulse Width Modulation (PWM).
Une Modulation par Largeur d'Impulsion est un signal à période constante mais à rapport
cyclique réglable. La MLI (ou PWM) est utilisée dans la famille des variateurs de
fréquence : les cyclo convertisseurs, les onduleurs, les redresseurs et les hacheurs.
Son application dans les variateurs de vitesse de moteur à courant continu est très courante.
Le variateur de fréquence étant très utilisé dans l'industrie, l'étude des MLI devient très
importante [2].
a. Principe de la commande MLI
Le Principe de base de la Modulation de la Largeur d’impulsion MLI est fondé sur
le découpage d’une pleine onde rectangulaire. Ainsi, la tension de sortie est formée par une
succession de créneaux d’amplitude égale à la tension continue d’alimentation et de largeur
variable. La technique la plus répondue pour la production d’un signal MLI est de
comparer entre deux signaux : Le premier, appelé signal de référence, est un signal
continue et le second, appelé signal de la porteuse, définit la cadence de la commutation
des interrupteurs statiques du convertisseur. C’est un signal de haute fréquence par rapport
au signal de référence. L’intersection de ces signaux donne les instants de commutation des
interrupteurs.
Fig.I.10 génération du signal PWM.
Chapitre 1 Les Multivibrateurs
13
Dans notre étude on a utilisé le NE555 en mode astable pour générer un signal
PWM pour la commande d’un moteur à courant continu.
5. Conclusion
Le circuit de minuterie NE555 est un circuit intégré d’une grande souplesse
d’emploi, utilisé dans de nombreuses applications. Dans ce chapitre, nous avons présentés
le NE555 et comment le configurer comme multivibrateur fonctionnant en mode astable,
monostable et bistable. En même temps, on a parlé de la stratégie de commande en
utilisant la modulation à largeur d'impulsion (MLI) ou Pulse Width Modulation (PWM).
Chapitre 2
Les hacheurs
Chapitre 2 Les hacheurs
14
1. Introduction
Le convertisseur continu-continu (DC-DC) est un convertisseur statique qui permet le
réglage du transfert d’énergie entre une source à courant continu et un récepteur à courant
continu.
Les convertisseurs DC–DC (hacheurs) réversibles, permettent l’inversion du courant ou de la
tension.
Nous nous intéressons aux convertisseurs DC-DC réversibles, qui sont très utilisés surtout dans
le domaine de la traction électrique à courant continu dans lequel il est possible de faire la
transition bidirectionnelle de l’énergie électrique, ainsi la récupération de cette dernière.
2. Hacheurs
Un hacheur permet d’obtenir une tension unidirectionnelle de valeur moyenne réglable à
partir d’une source de tension continue. C’est un convertisseur continu-continu (tension Ve
continue - courant ie continu) dont le symbole est : (fig.II.1)
Un hacheur peut être réalisé à l’aide d’interrupteurs électroniques commandables à l’ouverture et
à la fermeture tels que les thyristors GTO ou les transistors bipolaires ou à effet de champ à grille
isolée (MOSFET) [3].
2.1. Transistor MOSFET
Un transistor à effet de champ (à grille) métal-oxyde est un type de transistor à effet de
champ; on utilise souvent le terme MOSFET (metal oxyde semiconductor field effect transistor).
Comme tous les transistors, le MOSFET module le courant qui le traverse à l'aide d'un signal
appliqué à son électrode d'entrée ou grille. Il trouve ses applications dans les circuits intégrés
numériques, en particulier avec la technologie CMOS, ainsi que dans l'électronique de puissance.
Ve Vs
ie is
Fig.II.1 Symbole d’un hacheur.
Chapitre 2 Les hacheurs
15
2.2. Structure du MOSFET
La figure ci-dessous montre la structure physique d'un transistor MOS de type canal N. Sur
un substrat en silicium de type P, on a diffusé deux zones de type N fortement dopées, appelées
source et drain. Une très fine couche (0,1μm) d'oxyde Si02, qui est un excellent isolant
électrique, est créée à la surface du substrat de manière à recouvrir la zone qui s'étend entre le
Drain et la Source. Sur cette couche isolante, on dépose une couche d'aluminium pour former
l'électrode de grille (Gate). Des contacts métalliques sont également prévus au niveau de la
Source, du Drain et du substrat (Body). On obtient donc un dispositif à 4 électrodes : Source,
Drain, Gate, Body.[4]
On remarque que le substrat de type P forme avec le drain et la source des jonctions PN qui
seront maintenues polarisées en inverse durant le fonctionnement normal. Pour ce faire, on relie
généralement la source au substrat, le drain étant toujours soumis à une tension positive par
rapport à la source.
Lorsqu'une tension positive par rapport à la Source est appliquée à la grille, un courant circule
latéralement du drain vers la source, à travers une région appelée canal.
Fig.II.2 Structure physique d'un transistor MOS
Canal N(a) vue en perspective; (b) coupe
Chapitre 2 Les hacheurs
16
2.3. Principe de fonctionnement du MOSFET
Lorsqu’aucune tension VGS n'est appliquée entre grille et source, alors qu'une tension VDS
positive est présente entre drain et source, la diode substrat (relié à la Source) - drain est
polarisée en inverse et aucun courant ne circule dans le circuit drain-source.
Appliquons une tension VGS positive entre grille et source. Le champ électrique créé par la
tension VGS repousse les porteurs majoritaires présents dans le substrat.
Ce dernier étant le type P, les porteurs majoritaires sont des trous. Il se forme alors sous la grille
une zone de déplétion, vide de porteurs libres (trous) mais peuplée d'atomes ionisés
négativement.
Parallèlement, la tension positive de grille attire dans le canal des électrons provenant de
la source et du drain (où ils sont majoritaires). Lorsqu'un nombre suffisant d'électrons est
accumulé à la surface du canal, sous la grille, une zone de type N est effectivement créée.
Un courant électrique s'établit alors à travers cette zone N induite, du drain vers la source. La
zone N induite forme un canal N qui donne son nom à ce type de MOSFET (on notera qu'un
MOSFET canal N est réalisé sur un substrat P. Inversement on peut réaliser des MOSFET’S
canal P à partir d'un substrat N).
Fig.II.3 Principe de fonctionnement du MOSFET à
enrichissement canal N
Chapitre 2 Les hacheurs
17
La valeur de la tension grille-source VGS correspondant à une accumulation suffisante
d'électrons pour créer un canal conducteur est appelée tension de seuil Vth (Threshold voltage).
La grille (GATE) et le substrat (relié à la source) forment un condensateur dont le diélectrique
est la couche d'oxyde.
La tension VGS appliquée provoque la charge de ce condensateur avec accumulation de
charges positives sur la grille et de charges opposées dans la zone d'inversion qui forme le canal.
C'est donc l'amplitude de cette tension VGS qui contrôle la conductivité du canal et donc le
courant qui y circule lorsqu'une tension positive est appliquée entre drain et source.
2.4. Analyse du fonctionnement d’un MOSFET
Du point de vue général, un MOSFET peut fonctionner en mode amplification (linéaire)
ou commutation (non linéaire). Pour le premier mode, le MOSFET est amorcé pour conduire à
un niveau de tension de commande minimale VGSmin (généralement autour de 5V). Au-delà de
cette valeur et jusqu’un seuil prédéterminé Vth (généralement entre 10V et 15V), le MOSFET
peut amplifier le courant de Drain Id en fonction linéaire de la tension de commande VGS. A
partir de la tension de seuil, le MOSFET se sature à un courant de Drain égale à celui de la
charge. Ce dernier mode de fonctionnement est le plus employé dans le domaine de
l’électronique de puissance. En effet, on fait commuter le MOSFET entre ces deux états
stationnaires ON et OFF.
3. Types de hacheurs
Nous distinguons deux types
3.1. Hacheurs non réversibles
Nous traitons dans cette partie des convertisseurs unidirectionnels en courant et en tension.
Cela implique que la fluence d’énergie ne peut se faire, au sein du convertisseur, que dans un
seul sens. [5]
Cela revient également à considérer :
Des sources de tension unidirectionnelles en courant, dont la tension qu’elles imposent ne
peut être que d’un seul signe.
Des sources de courant unidirectionnelles en tension, dont le courant qu’elles imposent ne
peut être que d’un seul signe.
Cela conduit à l’étude des convertisseurs DC-DC les plus simples qui puissent être. Dans ce
cadre, on distingue trois familles de hacheurs :
Chapitre 2 Les hacheurs
18
Hacheur série ou abaisseur (ou Buck),
Hacheur parallèle ou élévateur (ou Boost),
Hacheur série-parallèle ou abaisseur-élévateur (Buck–Boost).
3.1.1. Hacheur abaisseur ou série
Ce nom est lié au fait que la tension moyenne de sortie est inférieure à celle de l'entrée. Il
comporte un interrupteur à amorçage et à blocage commandés (transistor bipolaire, transistor
MOS ou IGBT, …) et un interrupteur à blocage et amorçage spontanés ou une diode (Fig.II.4).
Ce type de hacheur est considéré comme une liaison directe entre une source de tension
continue et un récepteur de courant continu.
3.1.2. Hacheur parallèle
Dans ce hacheur, la tension moyenne de sortie est supérieure à la tension d'entrée. Cette
structure nécessite un interrupteur commandé à l'amorçage et au blocage (transistor bipolaire,
MOS, IGBT, …) et une diode (Fig.II.5).
C’est un hacheur à stockage inductif qui peut être considéré comme une liaison directe entre une
source de courant continu et un récepteur de tension continue.
L’inductance permet de lisser le courant appelé de la source.
Fig.II.4 Schéma de principe d'un hacheur série.
Chapitre 2 Les hacheurs
19
3.1.3. Hacheur élévateur-abaisseur ou parallèle-série
Le dernier convertisseur de la famille des hacheurs non réversibles, le convertisseur
parallèle-série (Fig.II.6), également appelé élévateur-abaisseur pour son aptitude à fournir une
tension plus faible ou plus élevée que celle appliquée à son entrée, ceci dépend de la valeur du
rapport cyclique. De plus c’est un montage inverseur de tension et qui peut être considéré
comme une liaison indirecte entre deux sources de tension continue par l’intermédiaire d’une
source de courant continu (bobine).
3.2. Hacheurs réversibles
Les structures que nous venons de voir ne sont pas réversibles, ni en tension, ni en
courant. L'énergie va donc toujours de la source vers la charge. Il est possible de modifier ces
dispositifs pour inverser le sens de parcours de l'énergie. Ainsi, une source peut devenir une
Fig.II.6 Schéma de principe d'un hacheur parallèle série.
Fig.II.5 Schéma de principe d'un hacheur parallèle.
Chapitre 2 Les hacheurs
20
charge et inversement. Ce type de comportement se rencontre usuellement dans les systèmes
d’entrainement électriques. Ainsi, un moteur en sortie d'un hacheur représente une charge.
Cependant, si on veut réaliser un freinage, le moteur va devenir générateur, ce qui va entraîner
un renvoi d'énergie à la source. Il existe deux catégories de hacheurs réversibles[5] :
3.2.1. Hacheurs deux quadrants
a. Hacheur série réversible en courant
Dans ce système, le changement du sens de parcours de l'énergie est lié au changement de
signe du courant alors que la tension reste de signe constant.
Cette fois, la cellule est formée de deux composants. Le premier est un composant
commandé à l'amorçage et au blocage (transistor, IGBT, GTO, …) alors que le second est une
diode. Ils sont montés en antiparallèle (Fig.II.7).
Le courant dans la charge peut être positif ou négatif. Il n'y aura plus de phénomène de
conduction discontinue, dû à l'impossibilité, pour le courant, de changer de signe. Simplement,
suivant le sens du courant, l'un ou l'autre des composants assurera la conduction.
Nous allons reprendre la structure du hacheur série classique par des interrupteurs
réversibles en courant. Nous avons modifié la charge (inutile de demander à une résistance de se
transformer en génératrice, …) en prenant une machine à courant continu, qui peut, sous tension
constante, fonctionner en génératrice ou en moteur.
Fig.II.7 Schéma de principe d'un hacheur réversible en courant.
Chapitre 2 Les hacheurs
21
Ce type de hacheur est très employé pour l’entrainement d’une machine à courant continu dans
un sens de rotation avec freinage par récupération (domaine de la traction électrique à courant
continu).
b. Hacheur réversible en tension
La tension appliquée à la charge peut prendre les valeurs positives ou négatives, ce qui
permet (suivant la valeur du rapport cyclique) de donner une valeur moyenne de tension de sortie
positive ou négative. En revanche, le courant doit rester de signe constant dans la charge, car les
interrupteurs ne sont pas réversibles (Fig.II.8).
Ce type de hacheur est utilisé pour l’entrainement d’une machine à courant continu dans un sens
de rotation pour le fonctionnement en moteur avec freinage par récupération dans l’autre sens de
rotation, pour le fonctionnement en génératrice, c’est le cas des ascenseurs.
Les interrupteurs K1 et K2 sont commandés simultanément. De t = 0 à t = αT, ils sont fermés et
le reste de la période ils sont ouverts, c'est-à-dire nous avons deux phases :
Pour 0 ≤ t < αT : T1 et T2 fermés, D1 et D2 bloqués.
Pour αT≤ t< T: T1 et T2 sont ouverts, les deux diodes D1 et D2 doivent obligatoirement
être passantes, car on doit évacuer l'énergie magnétique emmagasinée dans l'inductance L.
Fig.II.8 Schéma de principe d'un hacheur réversible en tension.
Chapitre 2 Les hacheurs
22
3.2.2. Hacheurs quatre quadrants (réversible en tension et en courant)
On reprend la structure du hacheur réversible en tension que nous venons de donner en
remplaçant les interrupteurs par des interrupteurs réversibles en courant. Dans ce cas, le courant
dans la charge peut changer de signe (Fig.II.9). Comme pour le hacheur simplement réversible
en courant, ce sera la diode ou le transistor qui sera passant, suivant le signe du courant dans
l'interrupteur.
Cette fois, la tension moyenne et le courant moyen de sortie peuvent être positifs ou
négatifs. Source et charge peuvent avoir leurs rôles inversés suivant le signe de ces grandeurs.
Ce type de hacheur est souvent employé pour l’entrainement d’une machine à courant continu
dans les deux sens de rotation avec freinage par récupération.
Pour un fonctionnement dans un quadrant donné, deux des quatre interrupteurs restent
toujours bloqués (même si on leur envoie des commandes d'amorçage), les deux autres
fonctionnent simultanément et sont ouverts et fermés ensemble et périodiquement. (la commande
des interrupteurs est de type complémentaire: T est la période de découpage du hacheur; et α son
rapport cyclique)
Nous faisons l'hypothèse d'un courant ininterrompu (courant dans la charge ne s'annule jamais),
les composants sont parfaits (quand un thyristor conduit, la tension à ses bornes est nulle).
Fig.II.9 Schéma de principe d'un hacheur réversible en tension.
Chapitre 2 Les hacheurs
23
3.2.3 Fonctionnement dans les 4 quadrants
T1 et T4 sont fermés, T2 et T3 sont ouverts Vs = E1 : le moteur tourne dans un sens
Si is > 0 alors le courant passe par T1 et T4 : fonctionnement dans Q1.
Si is < 0 alors le courant passe par D1 et D4 : fonctionnement dans Q2
T1 et T4 sont ouverts, T2 et T3 sont fermés Vs = - E1 : le moteur tourne dans l’autre sens
Si is < 0 alors le courant passe par T2 et T3 : fonctionnement dans Q3
Si is > 0 alors le courant passe par D2 et D3 : fonctionnement dans Q4
Les diodes sont appelées diodes de récupération, elles permettent la circulation du courant
lorsque l’interrupteur est commandé et que le courant est dans le sens opposé à celui de
l’interrupteur. Cette phase est appelée phase de récupération, elle correspond au freinage du
moteur (qui fonctionne à ce moment précis en génératrice) appelé «freinage par récupération».
Notons la présence obligatoire de la diode D dite de récupération : en effet, le moteur étant un
élément inductif par nature, le courant le traversant ne peut pas s’annuler brusquement (L.di/dt
ne peut pas tendre vers l’infini). Par ailleurs, ce découpage simple effectué par le signal PWM
permet de piloter le moteur que dans un seul sens de rotation : la tension moyenne à ses bornes
est toujours positive [7].
Fig.II.10 Fonctionnement dans les quatre quadrants.
Chapitre 2 Les hacheurs
24
4. Conclusion
Dans ce chapitre nous avons présenté l’un des composants de commutation de puissance
le plus utilisé dans l’électronique de puissance qui est le MOSFET.
Aussi nous avons présenté d’une manière générale les différents types de hacheurs, en particulier
les hacheurs réversibles et leurs avantages par rapport aux hacheurs non réversibles, ainsi que
leurs applications qui sont nombreuses pour la commande des machines à courant continu.
Chapitre 3
Réalisation pratique
Chapitre 3 La réalisation pratique
25
1. Introduction
Après l’étude théorique, nous passons maintenant à la réalisation pratique, il s’agit dans ce
travail, de la réalisation d’une carte de puissance pour la commande d’un moteur à courant
continu. Cette carte est constitué d’un convertisseur statique DC-DC, qui est dans notre
étude un hacheur quatre quadrants à base d’un transistor MOSFET, plus un étage
d’isolations constitué par des optocoupleurs et un montage délivrant un signal PWM pour
la commande de la variation de la vitesse du moteur à partir de l’étude théorique donnée
dans les chapitres précédents, on a pu simuler et vérifier le fonctionnement de notre
montage.
2. Interface de puissance
2.1. Hacheur quatre quadrants
Le hacheur quatre quadrants est composé de deux bras possédant chacun deux
transistors montés en antiparallèles avec des diodes, le tout compose un pont appelé pont
en H.(fig.III.1)
T1
IRF830
T2
IRF830
T3
IRF830
T4
IRF830
D11N4007
D21N4007
D31N4007
D41N4007
+88.8
kRPM
Vcc
Fig.III.1 Hacheur quatre quadrants.
Chapitre 3 La réalisation pratique
26
Ce montage en pont joue, vis-à-vis de la machine à courant continu, le rôle d’une source de
tension variable réversible en tension et en courant. Il permet ainsi le fonctionnement dans
les quatre quadrants.
La diode de récupération évite les surtensions aux bornes du transistor, et donc le protège.
Les charges sont évacuées dans la diode. Nous pouvons définir quatre quadrants de
fonctionnement [8].
a. Schéma des différents quadrants
Quadrant Q1
Les quadrants 1 et 2 représentent la marche avant puisque la tension est positive.
Lorsque le courant est du même signe que la tension nous sommes dans le quadrant n°1en
fonctionnement moteur, cela représente la phase d'accélération. [9]
Quadrant Q2
Fig.III.2 Schéma du passage du courant dans le moteur pour le
quadrant 1.
Fig.III.3 Schéma du passage du courant dans le moteur pour le quadrant 2.
Chapitre 3 La réalisation pratique
27
Inversement au quadrant 1, pour le quadrant 2 ou le courant et la tension sont de signes
opposés, il s'agit de la phase de freinage.
Quadrant Q3
Pour les quadrants 3 et 4, ils représentent la marche arrière du moteur à courant
continu, puisque la tension est négative. Les phases de fonctionnement restent les mêmes
Lorsque U et I sont négatifs, nous sommes dans le quadrant n°3, soit un fonctionnement
moteur donc cela représente la phase d'accélération.
Quadrant Q4
Lorsque U est négatif et I positif, nous sommes dans le quadrant n°4, soit un
fonctionnement en générateur et donc cela représente la phase de freinage.
Fig.III.4 Schéma du passage du courant dans le moteur pour le quadrant 3.
Fig.III.5 Schéma du passage du courant dans le moteur pour le quadrant 4.
Chapitre 3 La réalisation pratique
28
Lorsque T1 et T4 sont fermés (saturés), le moteur tourne dans un sens (marche avant),
lorsque T2 et T3 sont fermés, le moteur va tourner dans l'autre sens (marche arrière) [10].
2.2. Circuit d'isolation
Un opto-coupleur est considéré comme un élément de transfert de signal dont l'entrée
et la sortie sont électriquement isolés l'une de l'autre par un couplage optique, la figure
suivante illustre le principe de fonctionnement d'un opto-coupleur :
Son rôle c’est l’isolation galvanique (pas de liaison électrique) entre la partie commande et
la partie puissance d’un système. Si un problème (surtension) apparaît sur la partie
puissance il ne se répercutera pas sur la partie commande (circuits numériques qui sont
fragiles).
On injecte un signal PWM à l’entrée, la LED s’allume, le phototransistor reçoit la lumière :
le phototransistor est saturé (interrupteur fermé) ceci implique que la grille reçoit la tension
aux bornes de la résistance R4.
Fig.III. 6 Principe de fonctionnement d’un opto-coupleur.
Fig.III.7 Fonctionnement de l’étage d’opto-coupleur.
Chapitre 3 La réalisation pratique
29
En l’absence d’un signal PWM à l’entrée, la LED est éteinte, le phototransistor ne reçoit
pas de lumière, le phototransistor est bloqué (interrupteur ouvert) ceci implique que la
grille est liée à la masse.
Calcul de la tension de la grille du MOSFET (VG).
Pour : R4 = 10 KΩ, Ve = 3.4*2v = 6.8v, VG= 3.6*2v = 7.2v
Pour : R4 =2.2kΩ, VG=2.7*2v=5.4v
Fig.III.8 la tension d’entrée d’opto-coupleur.
Fig.III.9 la tension à la sortie de l’opto-coupleur.
Fig.III.10 la tension à la sortie de l’opto-coupleur.
0.2ms
2v
0.2ms
2v
0.2ms
2v
Chapitre 3 La réalisation pratique
30
On remarque que : si la résistance R4 augmente, la tension à la sortie de l’opto-coupleur
augmente aussi (relation proportionnelle).
3. Circuit de commande (montage délivrant le signal PWM)
Les hacheurs, utilisent souvent dans leur circuit de commande des générateurs de
fréquence fixe et de rapport cyclique variable (Modulation de Largeur d’Impulsion ou
PWM (Pulse Width Modulation)). Dans le présent projet, le circuit de commande est
constitué par le circuit intégré NE555. Le NE555 est monté ci-dessous en générateur de
signaux rectangulaires de période T et de rapport cyclique α = ton/T.
Un signal PWM est un signal dont la période est fixe, mais le rapport cyclique varie. La
vitesse est proportionnelle au rapport cyclique. En d'autres termes, ton et toff varient tout en
conservant ton+toff=T=constante. La tension moyenne appliquée au moteur est
proportionnelle au rapport cyclique selon la formule:
𝑉𝑚𝑜𝑦 =𝑡𝑜𝑛
𝑇𝑉𝑐𝑐
D21N4007
D31N4007
D41N4007
D51N4007
BAT215V
Q1IRF830
Q2IRF830
Q3
IRF830
Q4
IRF830
R11k
R42.2k
R51k
R62.2k
6
5
4
1
2
U2
OPTOCOUPLER-NPN
+88.8
6
5
4
1
2
U3
OPTOCOUPLER-NPN
R7
220
R8
220
Marche avant
Marche arriere
Fig.III.11 Circuit de puissance.
Chapitre 3 La réalisation pratique
31
La vitesse du moteur varie en fonction de cette tension moyenne
Le condensateur C2 est initialement déchargé (Vc = 0v), ce qui implique Vs = Vcc.
Puis le condensateur se charge à travers R2+αRV1 sous Vcc avec Vc(0)=0v, selon,
𝑉𝑐 = 𝑉𝑐𝑐(1 − 𝑒−𝑡/(𝑅2+𝛼𝑅𝑉1)𝐶), jusqu'à ce que Vc atteigne 2/3Vcc.
La sortie passe à l'état bas et le transistor devient passant; le condensateur se
décharge à travers (1-α)RV1+R3, selon 𝑉𝑐 = 2 3⁄ 𝑉𝑐𝑐𝑒−𝑡/(𝑅3+(1−𝛼)𝑅𝑉1)𝐶 jusqu'à ce que :
Vc = 1/3Vcc.
R4
DC7
Q3
GND
1VC
C8
TR2
TH6
CV5
U1
NE555
D1DIODE
RV1
47k
R24.7k
R34.7k
C218n
BAT110v
Signal de commande
Fig.III.12 Signal PWM.
Fig.III.13 Montage délivrant un signal PWM.
Chapitre 3 La réalisation pratique
32
La sortie passe à l'état haut et le transistor est bloqué; le condensateur se charge à
travers R2+αRV1sous Vcc selon 𝑉𝑐 = 𝑉𝑐𝑐(1 − 2 3⁄ 𝑒−𝑡/(𝑅2+𝛼𝑅𝑉1)𝐶)jusqu'à ce que Vc
atteigne 2/3 Vcc. La sortie passe alors à l'état bas et le transistor est passant. On retrouve
alors la situation précédente.
L’ajout d’une diode aux bornes du potentiomètre, permet de différencier le circuit de
charge de celui de décharge et permettra, en jouant sur le potentiomètre (RV1), d’ajuster le
rapport cyclique ‘α’ dans une large plage (quelques % à près de 100%). On observera que
l’on peut ainsi régler ce rapport cyclique sans modifier la période du signal rectangulaire
généré.
Le réglage du rapport cyclique α est effectué à travers le potentiomètre RV1
𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 , 𝑡𝑜𝑓𝑓 = 0.7(𝑅3 + (1 − 𝛼)𝑅𝑉1)𝐶 , 𝑇 = 𝑡𝑜𝑛 + 𝑡𝑜𝑓𝑓
𝑇 = 0.7(𝑅2 + 𝑅3 + 𝑅𝑉1)C
Pour : C = 18nF R2=4.7kΩ R3=4.7kΩ RV1= 47kΩ
D’après la figure ci-dessus :
T(mesurée) = 4.6*0.2ms = 0.92ms
ton = 2.3*0.2ms =0.46ms
toff = 2.3*0.2ms =0.46ms
Le rapport cyclique : α = 0.5 = 50%.
0.2ms
2v
Fig. 14 signal de commande avec α = 50%
Chapitre 3 La réalisation pratique
33
Calcul théorique :
𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 = 0.7(𝑅2 + 𝑅𝑉2)𝐶
RV2= 20kΩ , RV3 = 20kΩ
ton =0.31ms
𝑇 = 0.7(𝑅2 + 𝑅3 + 𝑅𝑉1)𝐶
T = 0.62ms
α = ton/ T = 0.31 / 0.62 = 0.5= 50%
A la sortie, RV1 est au minimum :
ton = 1.6*0.2ms =0.32ms
toff = 3*0.2ms =0.6ms
Le rapport cyclique : α = 0.34 = 34%.
Calcul théorique :
𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 = 0.7(𝑅2 + 𝑅𝑉2)𝐶
RV2= 8kΩ , RV3 = 32kΩ
ton = 0.16ms;α = ton/ T = 0.16 / 0.62 = 0.26= 26%
VCC
GND
RV2
RV3
RV1
R2
R3
0.2ms
2v
Fig. 15 signal de commande avec α = 34%
Chapitre 3 La réalisation pratique
34
A la sortie, RV1 est au maximum :
ton = 3.8*0.2ms =0.76ms
toff =0.8*0.2ms =0.16ms
Le rapport cyclique : α = 0.83 = 83%.
Calcul théorique :
𝑡𝑜𝑛 = 0.7(𝑅2 + 𝛼𝑅𝑉1)𝐶 = 0.7(𝑅2 + 𝑅𝑉2)𝐶
RV2= 36kΩ , RV3 = 4kΩ
ton = 0.51ms
α = ton/ T = 0.51/ 0.62 = 0.82= 82%
En modifiant RV1, le rapport cyclique varie de 15 % à 85 % environ en passant par un
rapport de 50 %.
0.2ms
2v
2v
0.2ms
Fig. 16 signal de commande avec α = 82%.
Chapitre 3 La réalisation pratique
35
4. Schéma du montage complet dans logiciel ISIS PROTEUS
R4
DC7
Q3
GN
D1
VC
C8
TR2
TH6
CV5
U1
NE555
D1DIODE
RV1
47k
R24.7k
R34.7k
C218n
BAT110v
D21N4007
D31N4007
D41N4007
D51N4007
BAT215V
T1
IRF830
T2IRF830
T3
IRF830
T4
IRF830
R11k
R42.2k
R51k
R62.2k
6
5
4
1
2
U2
OPTOCOUPLER-NPN
+88.8
6
5
4
1
2
U3
OPTOCOUPLER-NPN
R7
220
R8
220
SW2
SW-ROT-3
Fig.III.17 Circuits de commande et de puissance.
Chapitre 3 La réalisation pratique
36
Le montage complet dans logiciel Aress
Après la finition du dessin, le schéma final du circuit réalise en 3D est :
Chapitre 3 La réalisation pratique
37
Ensuite l’étape d’impression du typon puis le traitement de la plaque obtenue dans le
laboratoire de circuits imprimés, puis la soudure des composants sur la plaque ainsi
obtenue.
5. Réalisation du montage sur la plaque d’essai
Chapitre 3 La réalisation pratique
38
6. Réalisation du Circuit Imprimé
Avant de passer à la réalisation du circuit imprimé, on va présenter d’abord la plaque du
circuit imprimé utilisée. C’est une plaque en verre époxy de couleur verte, recouverte
d’une mince pellicule de cuivre, cette dernière est aussi recouverte d’une couche de produit
chimique sensible aux ultraviolets appelée « résine ». Pour ne pas être exposée aux
rayonnements UV (Ultra-violet) naturels du soleil, cette couche est livrée avec un film
protecteur anti UV [11].
Après l’élaboration des typons, on passe à la réalisation des circuits imprimés.
On choisit les plaques d’époxy et on les découpe à la taille de typon à l’aide de la scie
circulaire.
6.1. Insolation de circuit
Cette étape sert à attaquer la résine par les rayonnements UV délivrés par
l’insoleuse, la procédure se fait comme suit :
Chapitre 3 La réalisation pratique
39
On éteint la lumière au niveau du laboratoire, puis on découle le film protecteur.
On place le typon sur le verre de l’insoleuse de telle façon que le côté cuivré sur le
typon, en respectant l’orientation et on ferme le capot.
On allume l’insoleuse pendant 3 minutes, ce temps d’insolation est très important,
car si ce dernier est trop long, les rayons UV passeront à travers les zones noires du
typon.
6.2. Révélation
C’est l’étape qui suit l’étape de l’insolation. Le produit nécessaire pour cette
étape est un produit chimique assez dangereux, qui impose le port de gants.
Chapitre 3 La réalisation pratique
40
Le révélateur sert à éliminer la résine attaquée par UV, et il ne reste que le cuivre et la
résine protégée par l’encre imprimé sur la carte lors de l’étape de l’insolation. On rince
soigneusement la plaque sous le robinet en frottant avec les doigts jusqu’à ce qu’elle ne
soit plus « grasse » au toucher.
6.3. Gravure
la gravure consiste à plonger le circuit dans un bain d’acide (perchlorure de
fer). Le cuivre mis à nu lors de la révélation sera éliminé. Seules les pistes protégées par la
résine resteront. La procédure de gravure se fait comme suit :
On plonge la plaque d’époxy dans le bain d’acide, la température du bain de la
solution doit être de 40° et pendant 20 minutes.
Lorsque tout le cuivre sera disparu, on sort le circuit puis on le rince sous le
robinet en frottant avec les doigts jusqu’à ce qu’elle ne soit plus « grasse » au toucher.
Pour retirer la résine et ainsi apparait les pistes de cuivres, on met le circuit à
nouveau dans l’insoleuse, la durée est de 2 minutes.
Chapitre 3 La réalisation pratique
41
6.4. Perçage
L’opération de perçage est l’ultime étape dans la réalisation du circuit imprimé.
On a utilisé une perceuse manuelle, le foret utilisé est de diamètre 0.8mm.
6.5. Test du circuit imprimé
Nous avons utilisé un multimètre pour tester et vérifier.
7. Le plaque final
Chapitre 3 La réalisation pratique
42
8. Conclusion
Dans ce chapitre nous avons réalisé une carte de puissance pour la commande d’un
moteur à courant continu ainsi que son circuit de commande. Cette réalisation nous a
permet de comprendre le fonctionnement d’un MOSFET, le hacheur quatre quadrants et
l’isolation par opto-coupleur.
Le principe de la PWM pour faire varier la vitesse d’un moteur à courant continu aussi, et
enfin calculer la tension de gâchette pour la mise en marche du MOSFET qui doit être
suffisamment élevé.
Conclusion
générale
43
Conclusion générale
L’objectif du projet est atteint, la carte électronique réalisée nous permet la
commande de vitesse du moteur à courant continu ainsi que le changement du sens de rotation
du moteur. Elle dispose de tout l’interfaçage de commande et de puissance nécessaire.
On a généré un signal rectangulaire à l’aide d’un circuit intégré NE555, et ceci
pour pouvoir réaliser la technique de la modulation de largeur d’impulsion (PWM). Cette
dernière nous permet de faire varier la vitesse du moteur.
Le changement du sens de rotation du moteur a été assuré par un convertisseur
statique qui est le hacheur, ce dernier est constitué de quatre transistors MOSFET montés en
pont.
Ce projet nous a permis de comprendre et d’appliquer de manière concrète nos
connaissances dans divers matières telles que l’électronique de puissance. Nous avons appris
à être autonome, car il fallait rechercher sur différentes sources de documentations, les
composants utiles ainsi que les solutions à nos problèmes.
Comme perspective pour ce travail nous proposons de remplacer le circuit de
commande par montage comportant un microcontrôleur ou harduino.
Bibliographie
Références bibliographiques
[1] Thomas L. Floyd
Electronique, composant et système d’application, 5e édition, REYNALD GOULET.
[2] Albert Paul Malvino
Principes d’électronique, 6e édition, DUNOD.
[3] G. Berthome
Les hacheurs, LycéeMireille GRENET – COMPIEGNE.
[4] J. Dunn, “Matching
MOSFET Drivers to MOSFETs”, Application Note, AN799, Microchip Technology
Incorporated, U.S.A. 2004.
[5] Université Joseph Fourier
Cours électronique de puissance, Conversion continu-continu : Hacheurs,
Alimentations à découpage, Convertisseurs à résonance. DUT GEII.
[6] Thierry LEQUEU
Cours d’électronique de puissance, IUT GEII, Mars 2005.
[7] R. Bausière, F. Labrique& G. Seguier
Les convertisseurs de l’électronique de puissance Vol. 3 : La conversion continu-
continu (2ème édition), Edition Lavoisier TEC & DOC, 1997
[8] Jacques Laroche
Electronique de puissance : Convertisseurs statiques,
[9] Chapitre 4 : Hacheurs
Énergie et convertisseurs d'énergie, Université de Savoie.
[10] A. Bougandoura
Etude sur la commande du hacheur quatre quadrants, Mémoire Master génie
électrique, Université Larbi Ben M’hidi d’Oum El-Bouaghi, 2013.
[11] N. Berkani & S. Louafi
Etude conception et réalisation d’un télémètre ultrasonore à base de microcontrôleur
pour la perception d’un robot mobile, Mémoire Master productique-robotique,
Université Larbi Ben M’hidi d’Oum El-Bouaghi, 2015.
Annexe
IRF830, SiHF830www.vishay.com Vishay Siliconix
S16-0754-Rev. C, 02-May-16 1 Document Number: 91063For technical questions, contact: [email protected]
THIS DOCUMENT IS SUBJECT TO CHANGE WITHOUT NOTICE. THE PRODUCTS DESCRIBED HEREIN AND THIS DOCUMENTARE SUBJECT TO SPECIFIC DISCLAIMERS, SET FORTH AT www.vishay.com/doc?91000
Power MOSFETFEATURES• Dynamic dV/dt rating
• Repetitive avalanche rated
• Fast switching
• Ease of paralleling
• Simple drive requirements
• Material categorization: for definitions of compliance please see www.vishay.com/doc?99912
Note* This datasheet provides information about parts that are
RoHS-compliant and / or parts that are non-RoHS-compliant. Forexample, parts with lead (Pb) terminations are not RoHS-compliant.Please see the information / tables in this datasheet for details.
DESCRIPTIONThird generation power MOSFETs from Vishay provide the designer with the best combination of fast switching, ruggedized device design, low on-resistance and cost-effectiveness. The TO-220AB package is universally preferred for all commercial-industrial applications at power dissipation levels to approximately 50 W. The low thermal resistance and low package cost of the TO-220AB contribute to its wide acceptance throughout the industry.
Notesa. Repetitive rating; pulse width limited by maximum junction temperature (see fig. 11).b. VDD = 50 V, starting TJ = 25 °C, L = 24 mH, Rg = 25 , IAS = 4.5 A (see fig. 12).c. ISD 4.5 A, dI/dt 75 A/μs, VDD VDS, TJ 150 °C.d. 1.6 mm from case.
PRODUCT SUMMARYVDS (V) 500
RDS(on) () VGS = 10 V 1.5
Qg max. (nC) 38
Qgs (nC) 5.0
Qgd (nC) 22
Configuration Single
N-Channel MOSFET
G
D
S
TO-220AB
GD
S
Available
Available
ORDERING INFORMATIONPackage TO-220AB
Lead (Pb)-freeIRF830PbF
SiHF830-E3
SnPbIRF830
SiHF830
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (TC = 25 °C, unless otherwise noted)PARAMETER SYMBOL LIMIT UNIT
Drain-Source Voltage VDS 500V
Gate-Source Voltage VGS ± 20
Continuous Drain Current VGS at 10 VTC = 25 °C
ID4.5
ATC = 100 °C 2.9
Pulsed Drain Current a IDM 18
Linear Derating Factor 0.59 W/°C
Single Pulse Avalanche Energy b EAS 280 mJ
Repetitive Avalanche Current a IAR 4.5 A
Repetitive Avalanche Energy a EAR 7.4 mJ
Maximum Power Dissipation TC = 25 °C PD 74 W
Peak Diode Recovery dV/dt c dV/dt 3.5 V/ns
Operating Junction and Storage Temperature Range TJ, Tstg -55 to +150 °C
Soldering Recommendations (Peak temperature) d for 10 s 300
Mounting Torque 6-32 or M3 screw10 lbf · in
1.1 N · m
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Notesa. Repetitive rating; pulse width limited by maximum junction temperature (see fig. 11).b. Pulse width 300 μs; duty cycle 2 %.
THERMAL RESISTANCE RATINGSPARAMETER SYMBOL TYP. MAX. UNIT
Maximum Junction-to-Ambient RthJA - 62
°C/WCase-to-Sink, Flat, Greased Surface RthCS 0.50 -
Maximum Junction-to-Case (Drain) RthJC - 1.7
SPECIFICATIONS (TJ = 25 °C, unless otherwise noted)PARAMETER SYMBOL TEST CONDITIONS MIN. TYP. MAX. UNIT
Static
Drain-Source Breakdown Voltage VDS VGS = 0 V, ID = 250 μA 500 - - V
VDS Temperature Coefficient VDS/TJ Reference to 25 °C, ID = 1 mA - 0.61 - V/°C
Gate-Source Threshold Voltage VGS(th) VDS = VGS, ID = 250 μA 2.0 - 4.0 V
Gate-Source Leakage IGSS VGS = ± 20 V - - ± 100 nA
Zero Gate Voltage Drain Current IDSS VDS = 500 V, VGS = 0 V - - 25
μA VDS = 400 V, VGS = 0 V, TJ = 125 °C - - 250
Drain-Source On-State Resistance RDS(on) VGS = 10 V ID = 2.7 A b - - 1.5
Forward Transconductance gfs VDS = 50 V, ID = 2.7 A b 2.5 - - S
Dynamic
Input Capacitance Ciss VGS = 0 V, VDS = 25 V,
f = 1.0 MHz, see fig. 5
- 610 -
pFOutput Capacitance Coss - 160 -
Reverse Transfer Capacitance Crss - 68 -
Total Gate Charge Qg
VGS = 10 V ID = 3.1 A, VDS = 400 V,see fig. 6 and 13 b
- - 38
nC Gate-Source Charge Qgs - - 5.0
Gate-Drain Charge Qgd - - 22
Turn-On Delay Time td(on)
VDD = 250 V, ID = 3.1 A Rg = 12 , RD = 79, see fig. 10 b
- 8.2 -
nsRise Time tr - 16 -
Turn-Off Delay Time td(off) - 42 -
Fall Time tf - 16 -
Internal Drain Inductance LD Between lead,6 mm (0.25") from package and center of die contact
- 4.5 -
nH
Internal Source Inductance LS - 7.5 -
Gate Input Resistance Rg f = 1 MHz, open drain 0.5 - 2.7
Drain-Source Body Diode Characteristics
Continuous Source-Drain Diode Current IS MOSFET symbolshowing the integral reversep - n junction diode
- - 4.5A
Pulsed Diode Forward Current a ISM - - 18
Body Diode Voltage VSD TJ = 25 °C, IS = 4.5 A, VGS = 0 V b - - 1.6 V
Body Diode Reverse Recovery Time trrTJ = 25 °C, IF = 3.1 A, dI/dt = 100 A/μs b
- 320 640 ns
Body Diode Reverse Recovery Charge Qrr - 1.0 2.0 μC
Forward Turn-On Time ton Intrinsic turn-on time is negligible (turn-on is dominated by LS and LD)
D
S
G
S
D
G
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TYPICAL CHARACTERISTICS (25 °C, unless otherwise noted)
Fig. 1 - Typical Output Characteristics, TC = 25 °C
Fig. 2 - Typical Output Characteristics, TC = 150 °C
Fig. 3 - Typical Transfer Characteristics
Fig. 4 - Normalized On-Resistance vs. Temperature
Fig. 5 - Typical Capacitance vs. Drain-to-Source Voltage
Fig. 6 - Typical Gate Charge vs. Drain-to-Source Voltage
91063_01
101
100
10-1
100 101
VDS, Drain-to-Source Voltage (V)
Bottom
TopVGS
15 V10 V8.0 V7.0 V6.0 V5.5 V5.0 V4.5 V
20 µs Pulse WidthTC = 25 °C
I D, D
rain
Cur
rent
(A
)
4.5 V
91063_02
101
100
10-1
100 101
VDS, Drain-to-Source Voltage (V)
I D, D
rain
Cur
rent
(A
)
4.5 V
Bottom
TopVGS
15 V10 V8.0 V7.0 V6.0 V5.5 V5.0 V4.5 V
20 µs Pulse WidthTC = 150 °C
20 µs Pulse WidthVDS = 50 V
91063_03
101
100
10-1
I D, D
rain
Cur
rent
(A
)
VGS, Gate-to-Source Voltage (V)
5 6 7 8 9 104
25 °C
150 °C
ID = 3.1 AVGS = 10 V
91063_04
3.0
0.0
0.5
1.0
1.5
2.0
2.5
- 60 - 40 - 20 0 20 40 60 80 100 120 140 160
TJ, Junction Temperature (°C)
RD
S(o
n), D
rain
-to-
Sou
rce
On
Res
ista
nce
(Nor
mal
ized
)
91063_05
1500
1250
1000
750
0
250
500
100 101
Cap
acita
nce
(pF
)
VDS, Drain-to-Source Voltage (V)
Ciss
Crss
Coss
VGS = 0 V, f = 1 MHzCiss = Cgs + Cgd, Cds ShortedCrss = CgdCoss = Cds + Cgd
91063_06 QG, Total Gate Charge (nC)
VG
S, G
ate-
to-S
ourc
e V
olta
ge (
V)
20
16
12
8
0
4
0 8 40322416
ID = 3.1 A
VDS = 100 V
VDS = 250 V
For test circuitsee figure 13
VDS = 400 V
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Fig. 7 - Typical Source-Drain Diode Forward Voltage
Fig. 8 - Maximum Safe Operating Area
Fig. 9 - Maximum Drain Current vs. Case Temperature
Fig. 10a - Switching Time Test Circuit
Fig. 10b - Switching Time Waveforms
Fig. 11 - Maximum Effective Transient Thermal Impedance, Junction-to-Case
91063_07
101
100
VSD, Source-to-Drain Voltage (V)
I SD, R
ever
se D
rain
Cur
rent
(A
)
0.4 1.21.00.80.6
25 °C
150 °C
VGS = 0 V
91063_08
10 µs
100 µs
1 ms
10 ms
Operation in this area limitedby RDS(on)
VDS, Drain-to-Source Voltage (V)
I D, D
rain
Cur
rent
(A
)
TC = 25 °CTJ = 150 °CSingle Pulse
10-2
102
0.1
2
5
0.12
5
1
2
5
10
2
5
2 51
2 510 2 5 102 2 5
103 2 5104
91063_09
I D, D
rain
Cur
rent
(A
)
TC, Case Temperature (°C)
0.0
1.0
2.0
3.0
4.0
5.0
25 1501251007550
Pulse width ≤ 1 µsDuty factor ≤ 0.1 %
RD
VGS
RG
D.U.T.
10 V
+-
VDS
VDD
VDS
90 %
10 %VGS
td(on) tr td(off) tf
10
91063_11
1
0.1
10-2
10-5 10-4 10-3 10-2 0.1 1 10
PDM
t1t2
t1, Rectangular Pulse Duration (S)
The
rmal
Res
pons
e (Z
thJC
)
Notes:1. Duty Factor, D = t1/t22. Peak Tj = PDM x ZthJC + TC
Single Pulse(Thermal Response)
0 - 0.5
0.2
0.10.05
0.020.01
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Fig. 12a - Unclamped Inductive Test Circuit Fig. 12b - Unclamped Inductive Waveforms
Fig. 12c - Maximum Avalanche Energy vs. Drain Current
Fig. 13a - Basic Gate Charge Waveform Fig. 13b - Gate Charge Test Circuit
RG
IAS
0.01 Ωtp
D.U.T
LVDS
+
-VDD
A10 V
Vary tp to obtainrequired IAS
IAS
VDS
VDD
V(BR)DSS
tp
91063_12c
600
0
100
200
300
400
500
25 1501251007550
Starting TJ, Junction Temperature (°C)
EA
S, S
ingl
e P
ulse
Ene
rgy
(mJ)
Bottom
TopID
2.0 A2.8 A4.5 A
VDD = 50 V
QGS QGD
QG
VG
Charge
10 V
D.U.T.
3 mA
VGS
VDS
IG ID
0.3 µF0.2 µF
50 kΩ
12 V
Current regulator
Current sampling resistors
Same type as D.U.T.
+
-
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Fig. 14 - For N-ChannelVishay Siliconix maintains worldwide manufacturing capability. Products may be manufactured at one of several qualified locations. Reliability data for Silicon Technology and Package Reliability represent a composite of all qualified locations. For related documents such as package/tape drawings, part marking, and reliability data, see www.vishay.com/ppg?91063.
P.W.Period
dI/dt
Diode recoverydV/dt
Ripple ≤ 5 %
Body diode forward drop
Re-appliedvoltage
Reverserecoverycurrent
Body diode forwardcurrent
VGS = 10 Va
ISD
Driver gate drive
D.U.T. lSD waveform
D.U.T. VDS waveform
Inductor current
D = P.W.Period
+
-
+
+
+-
-
-
Peak Diode Recovery dV/dt Test Circuit
VDD
• dV/dt controlled by Rg
• Driver same type as D.U.T.• ISD controlled by duty factor “D”• D.U.T. - device under test
D.U.T.Circuit layout considerations
• Low stray inductance• Ground plane• Low leakage inductance
current transformer
Rg
Notea. VGS = 5 V for logic level devices
VDD
Package Informationwww.vishay.com Vishay Siliconix
Revison: 14-Dec-15 1 Document Number: 66542For technical questions, contact: [email protected]
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TO-220-1
Note• M* = 0.052 inches to 0.064 inches (dimension including
protrusion), heatsink hole for HVM
M*
321
L
L(1)
D
H(1
)
Q
Ø P
A
F
J(1)
b(1)
e(1)
e
E
bC
DIM.MILLIMETERS INCHES
MIN. MAX. MIN. MAX.
A 4.24 4.65 0.167 0.183
b 0.69 1.02 0.027 0.040
b(1) 1.14 1.78 0.045 0.070
c 0.36 0.61 0.014 0.024
D 14.33 15.85 0.564 0.624
E 9.96 10.52 0.392 0.414
e 2.41 2.67 0.095 0.105
e(1) 4.88 5.28 0.192 0.208
F 1.14 1.40 0.045 0.055
H(1) 6.10 6.71 0.240 0.264
J(1) 2.41 2.92 0.095 0.115
L 13.36 14.40 0.526 0.567
L(1) 3.33 4.04 0.131 0.159
Ø P 3.53 3.94 0.139 0.155
Q 2.54 3.00 0.100 0.118
ECN: X15-0364-Rev. C, 14-Dec-15DWG: 6031
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ASE Xi’an
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Statements regarding the suitability of products for certain types of applications are based on Vishay’s knowledge of typical requirements that are often placed on Vishay products in generic applications. Such statements are not binding statements about the suitability of products for a particular application. It is the customer’s responsibility to validate that a particular product with the properties described in the product specification is suitable for use in a particular application. Parameters provided in datasheets and / or specifications may vary in different applications and performance may vary over time. All operating parameters, including typical parameters, must be validated for each customer application by the customer’s technical experts. Product specifications do not expand or otherwise modify Vishay’s terms and conditions of purchase, including but not limited to the warranty expressed therein.
Except as expressly indicated in writing, Vishay products are not designed for use in medical, life-saving, or life-sustaining applications or for any other application in which the failure of the Vishay product could result in personal injury or death. Customers using or selling Vishay products not expressly indicated for use in such applications do so at their own risk. Please contact authorized Vishay personnel to obtain written terms and conditions regarding products designed for such applications.
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January 2012 Doc ID 2182 Rev 6 1/20
20
NE555SA555 - SE555
General-purpose single bipolar timers
Features■ Low turn-off time
■ Maximum operating frequency greater than 500 kHz
■ Timing from microseconds to hours
■ Operates in both astable and monostable modes
■ Output can source or sink up to 200 mA
■ Adjustable duty cycle
■ TTL compatible
■ Temperature stability of 0.005% per °C
DescriptionThe NE555, SA555, and SE555 monolithic timing circuits are highly stable controllers capable of producing accurate time delays or oscillation. In the time delay mode of operation, the time is precisely controlled by one external resistor and capacitor. For a stable operation as an oscillator, the free running frequency and the duty cycle are both accurately controlled with two external resistors and one capacitor.
The circuit may be triggered and reset on falling waveforms, and the output structure can source or sink up to 200 mA.
1
2
3 6
7
8
4 5
NDIP8
(Plastic package)
DSO8
(Plastic micropackage)
1 - GND2 - Trigger3 - Output4 - Reset
5 - Control voltage6 - Threshold7 - Discharge8 - VCC
Pin connections(top view)
www.st.com
Schematic diagrams NE555 - SA555 - SE555
2/20 Doc ID 2182 Rev 6
1 Schematic diagrams
Figure 1. Block diagram
Figure 2. Schematic diagram
THRESHOLD
COMP
5kΩ
5kΩ
5kΩ
TRIGGER
R
FLIP-FLOP
S
Q
DISCHARGE
OUT
INHIBIT/
RESET
RESET
COMP
S
+
CONTROL VOLTAGE
VCC
NE555 - SA555 - SE555 Absolute maximum ratings and operating conditions
Doc ID 2182 Rev 6 3/20
2 Absolute maximum ratings and operating conditions
Table 1. Absolute maximum ratings
Symbol Parameter Value Unit
VCC Supply voltage 18 V
IOUT Output current (sink & source) ±225 mA
Rthja
Thermal resistance junction to ambient(1)
DIP8SO-8
1. Short-circuits can cause excessive heating. These values are typical.
85125
°C/W
Rthjc
Thermal resistance junction to case(1)
DIP8SO-8
4140
°C/W
ESD
Human body model (HBM)(2)
2. Human body model: a 100 pF capacitor is charged to the specified voltage, then discharged through a 1.5 kΩ resistor between two pins of the device. This is done for all couples of connected pin combinations while the other pins are floating.
1000
VMachine model (MM)(3)
3. Machine model: a 200 pF capacitor is charged to the specified voltage, then discharged directly between two pins of the device with no external series resistor (internal resistor < 5 Ω). This is done for all couples of connected pin combinations while the other pins are floating.
100
Charged device model (CDM)(4)
4. Charged device model: all pins and the package are charged together to the specified voltage and then discharged directly to the ground through only one pin. This is done for all pins.
1500
Latch-up immunity 200 mA
TLEAD Lead temperature (soldering 10 seconds) 260 °C
Tj Junction temperature 150 °C
Tstg Storage temperature range -65 to 150 °C
Table 2. Operating conditions
Symbol Parameter Value Unit
VCC
Supply voltage
NE555SA555SE555
4.5 to 164.5 to 164.5 to 18
V
Vth, Vtrig,
Vcl, VresetMaximum input voltage VCC V
IOUT Output current (sink and source) ±200 mA
Toper
Operating free air temperature range
NE555SA555SE555
0 to 70-40 to 105-55 to 125
°C
Electrical characteristics NE555 - SA555 - SE555
4/20 Doc ID 2182 Rev 6
3 Electrical characteristics
Table 3. Tamb = +25° C, VCC = +5 V to +15 V (unless otherwise specified)
Symbol ParameterSE555 NE555 - SA555
UnitMin. Typ. Max. Min. Typ. Max.
ICC
Supply current (RL = ∝)
Low state VCC = +5 VVCC = +15 V
High state VCC = +5 V
310
2
512
310
2
615
mA
Timing error (monostable)(RA = 2 kΩ to 100 kΩ, C = 0.1 μF)
Initial accuracy (1)
Drift with temperatureDrift with supply voltage
0.530
0.05
21000.2
1500.1
3
0.5
%ppm/°C
%/V
Timing error (astable)(RA, RB = 1 kΩ to 100 kΩ, C = 0.1 μF, VCC= +15 V)
Initial accuracy (1)
Drift with temperatureDrift with supply voltage
1.590
0.15
2.251500.3
%ppm/°C
%/V
VCL
Control voltage levelVCC = +15 VVCC = +5 V
9.62.9
103.33
10.43.8
92.6
103.33
114
V
Vth
Threshold voltage
VCC = +15 VVCC = +5 V
9.42.7
103.33
10.64
8.82.4
103.33
11.24.2
V
Ith Threshold current (2) 0.1 0.25 0.1 0.25 µA
Vtrig
Trigger voltageVCC = +15 VVCC = +5 V
4.81.45
51.67
5.21.9
4.51.1
51.67
5.62.2
V
Itrig Trigger current (Vtrig = 0 V) 0.5 0.9 0.5 2.0 µA
Vreset Reset voltage (3) 0.4 0.7 1 0.4 0.7 1 V
Ireset
Reset currentVreset = +0.4 VVreset = 0 V
0.10.4
0.41
0.10.4
0.41.5
mA
VOL
Low level output voltage
VCC = +15 VIO(sink) = 10 mAIO(sink) = 50 mAIO(sink) = 100 mAIO(sink) = 200 mA
VCC = +5 V IO(sink) = 8 mAIO(sink) = 5 mA
0.10.42
2.50.1
0.05
0.150.52.2
0.250.2
0.10.42
2.50.3
0.25
0.250.752.5
0.40.35
V
NE555 - SA555 - SE555 Electrical characteristics
Doc ID 2182 Rev 6 5/20
VOH
High level output voltage
VCC = +15 VIO(sink) = 200 mAIO(sink) = 100 mA
VCC = +5 V IO(sink) = 100 mA133
12.513.33.3
12.75
2.75
12.513.33.3
V
Idis(off)Discharge pin leakage current(output high) Vdis = 10 V
20 100 20 100 nA
Vdis(sat)
Discharge pin saturation voltage(output low) (4)
VCC = +15V, Idis = 15 mAVCC = +5V, Idis = 4.5 mA
18080
480200
18080
480200
mV
trtf
Output rise timeOutput fall time
100100
200200
100100
300300
ns
toff Turn off time (5) (Vreset = VCC) 0.5 0.5 µs
1. Tested at VCC = +5 V and VCC = +15 V.
2. This will determine the maximum value of RA + RB for 15 V operation. The maximum total (RA + RB) is 20 MΩ for +15 V operation and 3.5 MΩ for +5 V operation.
3. Specified with trigger input high.
4. No protection against excessive pin 7 current is necessary, providing the package dissipation rating is not exceeded.
5. Time measured from a positive pulse (from 0 V to 0.8 x VCC) on the threshold pin to the transition from high to low on the output pin. Trigger is tied to threshold.
Table 3. Tamb = +25° C, VCC = +5 V to +15 V (unless otherwise specified) (continued)
Symbol ParameterSE555 NE555 - SA555
UnitMin. Typ. Max. Min. Typ. Max.
Electrical characteristics NE555 - SA555 - SE555
6/20 Doc ID 2182 Rev 6
Figure 3. Minimum pulse width required for triggering
Figure 4. Supply current versus supply voltage
Figure 5. Delay time versus temperature Figure 6. Low output voltage versus output sink current
Figure 7. Low output voltage versus output sink current
Figure 8. Low output voltage versus output sink current
NE555 - SA555 - SE555 Electrical characteristics
Doc ID 2182 Rev 6 7/20
Figure 9. High output voltage drop versus output
Figure 10. Delay time versus supply voltage
Figure 11. Propagation delay versus voltage level of trigger value
Application information NE555 - SA555 - SE555
8/20 Doc ID 2182 Rev 6
4 Application information
4.1 Monostable operationIn the monostable mode, the timer generates a single pulse. As shown in Figure 12, the external capacitor is initially held discharged by a transistor inside the timer.
Figure 12. Typical schematics in monostable operation
The circuit triggers on a negative-going input signal when the level reaches 1/3 VCC. Once triggered, the circuit remains in this state until the set time has elapsed, even if it is triggered again during this interval. The duration of the output HIGH state is given by t = 1.1 R1C1 and is easily determined by Figure 14.
Note that because the charge rate and the threshold level of the comparator are both directly proportional to supply voltage, the timing interval is independent of supply. Applying a negative pulse simultaneously to the reset terminal (pin 4) and the trigger terminal (pin 2) during the timing cycle discharges the external capacitor and causes the cycle to start over. The timing cycle now starts on the positive edge of the reset pulse. During the time the reset pulse is applied, the output is driven to its LOW state.
When a negative trigger pulse is applied to pin 2, the flip-flop is set, releasing the short-circuit across the external capacitor and driving the output HIGH. The voltage across the capacitor increases exponentially with the time constant t = R1C1. When the voltage across the capacitor equals 2/3 VCC, the comparator resets the flip-flop which then discharges the capacitor rapidly and drives the output to its LOW state.
Figure 13 shows the actual waveforms generated in this mode of operation.
When Reset is not used, it should be tied high to avoid any possibility of unwanted triggering.
Reset
Trigger
Output
R1
C1
Control Voltage
0.01μF
NE555
= 5 to 15VVCC
4
2
3
1
5
6
7
8
NE555 - SA555 - SE555 Application information
Doc ID 2182 Rev 6 9/20
Figure 13. Waveforms in monostable operation
Figure 14. Pulse duration versus R1C1
4.2 Astable operationWhen the circuit is connected as shown in Figure 15 (pins 2 and 6 connected) it triggers itself and free runs as a multi-vibrator. The external capacitor charges through R1 and R2 and discharges through R2 only. Thus the duty cycle can be set accurately by adjusting the ratio of these two resistors.
In the astable mode of operation, C1 charges and discharges between 1/3 VCC and 2/3 VCC. As in the triggered mode, the charge and discharge times and, therefore, frequency are independent of the supply voltage.
CAPACITOR VOLTAGE = 2.0V/div
t = 0.1 ms / div
INPUT = 2.0V/div
OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div
R1 = 9.1kΩ, C1 = 0.01μF, R = 1kΩL
C(μF)10
1.0
0.1
0.01
0.00110 100 1.0 10 100 10 (t )dμs μs ms ms ms s
10MΩ1M
Ω100kΩ10
kΩR1= 1
kΩ
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10/20 Doc ID 2182 Rev 6
Figure 15. Typical schematics in astable operation
Figure 16 shows the actual waveforms generated in this mode of operation.
The charge time (output HIGH) is given by:
t1 = 0.693 (R1 + R2) C1
and the discharge time (output LOW) by:
t2 = 0.693 (R2) C1
Thus the total period T is given by:
T = t1 + t2 = 0.693 (R1 + 2R2) C1
The frequency of oscillation is then:
It can easily be found from Figure 17.
The duty cycle is given by:
Output 3
4 8
7
5
1
R1
C12
6
R2
ControlVoltage
NE555
VCC = 5 to 15V
0.01μF
f = 1T--- 1.44
R1 2R2+( )C1---------------------------------------=
t1t1 t2+( )
--------------------- R1 R2+( )R1 2 R2•+( )
------------------------------------ 1 R2R1 R2+( )
---------------------------–= =
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Doc ID 2182 Rev 6 11/20
Figure 16. Waveforms in astable operation
Figure 17. Free running frequency versus R1, R2 and C1
t = 0.5 ms / div
OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div
CAPACITOR VOLTAGE = 1.0V/div
R1 = R2 = 4.8kΩ, C1= 0.1μF, R = 1kΩL
C(μF)10
1.0
0.1
0.01
0.0010.1 1 10 100 1k 10k f (Hz)o
1MΩ
R1 + R2 = 10MΩ
100kΩ
10kΩ
1kΩ
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12/20 Doc ID 2182 Rev 6
4.3 Pulse width modulatorWhen the timer is connected in the monostable mode and triggered with a continuous pulse train, the output pulse width can be modulated by a signal applied to pin 5. Figure 18 shows the circuit.
Figure 18. Pulse width modulator
4.4 Linear rampWhen the pull-up resistor, RA, in the monostable circuit is replaced by a constant current source, a linear ramp is generated. Figure 19 shows a circuit configuration that will perform this function.
Figure 19. Linear ramp
Trigger
Output
R
C
NE555
2
4
3
1
5
6
7
ModulationInput
8
A
VCC
Trigger
Output
C
NE555
2
4
3
1
5
6
7
8
E
VCC
0.01μFR2
R1R
2N4250or equiv.
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Figure 20 shows the waveforms generator by the linear ramp.
The time interval is given by:
Figure 20. Linear ramp
4.5 50% duty cycle oscillatorFor a 50% duty cycle, the resistors RA and RB can be connected as in Figure 21. The time period for the output high is the same as for astable operation (see Section 4.2 on page 9):
t1 = 0.693 RA C
For the output low it is
Thus the frequency of oscillation is:
T = (2/3 Vcc RE (R1+R2) CR1 Vcc - VBE (R1+R2)---------------------------------------------------------------- VBE = 0.6V
VCC = 5 V
Time: 20 µs/DIVR1 + 47 kΩR2 = 100 kΩRE = 2.7 kΩC = 0.01 µF
Top trace: input 3 V/DIV
Middle trace: output 5 V/DIVBottom trace: output 5 V/DIV
Bottom trace: capacitor voltage 1 V/DIV
t2 [(R. RB)/(RA+RB)].C.Ln RB 2RA–2RB RA–---------------------------=
f 1t1 t2+-----------------=
Application information NE555 - SA555 - SE555
14/20 Doc ID 2182 Rev 6
Figure 21. 50% duty cycle oscillator
Note that this circuit will not oscillate if RB is greater than 1/2 RA because the junction of RA and RB cannot bring pin 2 down to 1/3 VCC and trigger the lower comparator.
4.6 Additional informationAdequate power supply bypassing is necessary to protect associated circuitry. The minimum recommended is 0.1 µF in parallel with 1 µF electrolytic.
Out
RA
C
NE555
2
4
3
1
5
6
7
8
VCC
51kΩ
RB
22kΩ
0.01μF
VCC
0.01μF
NE555 - SA555 - SE555 Package information
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5 Package information
In order to meet environmental requirements, ST offers these devices in different grades of ECOPACK® packages, depending on their level of environmental compliance. ECOPACK® specifications, grade definitions and product status are available at: www.st.com. ECOPACK® is an ST trademark.
Package information NE555 - SA555 - SE555
16/20 Doc ID 2182 Rev 6
5.1 DIP8 package information
Figure 22. DIP8 package mechanical drawing
Table 4. DIP8 package mechanical data
Ref.
Dimensions
Millimeters Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
A 5.33 0.210
A1 0.38 0.015
A2 2.92 3.30 4.95 0.115 0.130 0.195
b 0.36 0.46 0.56 0.014 0.018 0.022
b2 1.14 1.52 1.78 0.045 0.060 0.070
c 0.20 0.25 0.36 0.008 0.010 0.014
D 9.02 9.27 10.16 0.355 0.365 0.400
E 7.62 7.87 8.26 0.300 0.310 0.325
E1 6.10 6.35 7.11 0.240 0.250 0.280
e 2.54 0.100
eA 7.62 0.300
eB 10.92 0.430
L 2.92 3.30 3.81 0.115 0.130 0.150
NE555 - SA555 - SE555 Package information
Doc ID 2182 Rev 6 17/20
5.2 SO-8 package information
Figure 23. SO-8 package mechanical drawing
Table 5. SO-8 package mechanical data
Ref.
Dimensions
Millimeters Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
A 1.75 0.069
A1 0.10 0.25 0.004 0.010
A2 1.25 0.049
b 0.28 0.48 0.011 0.019
c 0.17 0.23 0.007 0.010
D 4.80 4.90 5.00 0.189 0.193 0.197
E 5.80 6.00 6.20 0.228 0.236 0.244
E1 3.80 3.90 4.00 0.150 0.154 0.157
e 1.27 0.050
h 0.25 0.50 0.010 0.020
L 0.40 1.27 0.016 0.050
L1 1.04 0.040
k 0 8° 1° 8°
ccc 0.10 0.004
Ordering information NE555 - SA555 - SE555
18/20 Doc ID 2182 Rev 6
6 Ordering information
Table 6. Order codes
Part number Temperature range Package Packing Marking
NE555N0 °C, +70 °C
DIP8 Tube NE555N
NE555D(1)/DT
1. Not recommended for new design. Contact local ST sales office for availability.
SO-8 Tube(1) or tape & reel NE555
SA555N-40 °C, +105 °C
DIP8 Tube SA555N
SA555D(1)/DT SO-8 Tube(1) or tape & reel SA555
SE555N-55 °C, + 125 °C
DIP8 Tube SE555N
SE555D(1)/DT SO-8 Tube(1) or tape & reel SE555
NE555 - SA555 - SE555 Revision history
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7 Revision history
Table 7. Document revision history
Date Revision Changes
01-Jun-2003 1 Initial release.
2004-2006 2-3 Internal revisions
15-Mar-2007 4Expanded order code table.
Template update.
06-Nov-2008 5
Added IOUT value in Table 1: Absolute maximum ratings and Table 2: Operating conditions.
Added ESD tolerance, latch-up tolerance, Rthja and RthjcinTable 1: Absolute maximum ratings.
04-Jan-2012 6
Modified duty cycle equation in Section 4.2: Astable operation.Updated ECOPACK® text in Section 5: Package information.
Added footnote 1 to Table 6: Order codes as shipping method in tubes is not recommended for new design.
NE555 - SA555 - SE555
20/20 Doc ID 2182 Rev 6
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