Studiul Convertorului de Frecventa Pentru Reglarea Vitezei Motorului Asincron
-
Upload
manolache-marius-andrei -
Category
Documents
-
view
160 -
download
3
description
Transcript of Studiul Convertorului de Frecventa Pentru Reglarea Vitezei Motorului Asincron
1
Introducere
Datorită ponderii convertoarelor electromecanice în echipamentele industriale, acestea
ocupă un rol important privind cunoştinţele în pregătirea unui specialist care conduce procese
tehnice.
Energia electrică, aceptată la intrare de motoarele electrice, este de o anumită formă şi
anumiţi parametri. Din această cauză a apărut necesitatea unor interfeţe (echipamente) între
sursa de energie electrică şi motor care să adapteze parametrii energiei la receptor şi totodată
să dozeze fluxul energetic în scopul reglării anumitor variabile din sistemul de acţionare
(viteză, cuplu, poziţie, etc.). Aceste echipamente poartă denumirea de convertoare şi trebuie
să realizeze o conversie electric-electric într-o manieră controlată. Odată cu apariţia
dispozitivelor semiconductoare de putere s-au realizat convertoarele statice numite şi
convertoare electronice de putere.
Convertoarele statice sunt echipamente de putere care permit conversia unei energii de
curent alternativ într-o energie de curent continuu sau a unei energii de curent continuu într-o
energie de curent alternativ. Există, de asemenea, convertoare statice care furnizează la ieşire
acelaşi tip de energie cu cea de la intrare schimbînd numai unii dintre parametrii acesteia, cum
ar fi amplitudinea în tensiune, amplitudinea în curent, frecvenţa etc.
Convertoarele statice sunt echipamente complet statice şi din acest punct de vedere
aduc incontestabile avantaje faţă de alte sisteme care realizează aceleaşi funcţiuni. În favoarea
convertorului static sunt o serie de argumente evidente şi nicidecum de neglijat, cum ar fi: o
uzură mai redusă (deci o durată de funcţiune incontestabil de mare), o întreţinere mai sumară
şi la intervale mai mari. Deasemenea, randamentul energetic este întotdeauna mai bun.
Cu toate acestea se pot enumera şi unele dezavantaje ale utilizării convertoarelor
statice: în condiţiile actuale convertoarele statice se realizează la un cost destul de înalt, pentru
întreţinerea lor este necesar un personal cu calificare superioară, deasemenea sunt mai puţin
robuste la funcţionarea cu şocuri de sarcină, în asemenea cazuri fiind necesare întotdeauna
supradimensionări care se soldează cu o creştere corespunzătoare a preţului de cost. Din acest
punct de vedere convertoarele statice concurează cu alte grupuri de maşini electrice.
În lucrarea dată se studiază un convertor static de frecvenţă cu circuit intermediar de
curent continuu.
2
Cap. 1. Convertoare Statice
1.1. Generalităţi
Convertoarele statice de putere sunt echipamente statice complexe care au rolul de a
modifica parametrii energiei furnizate de sursa (valoare, formă, frecvenţă a tensiunii) ţinând
cont de cerinţele impuse de receptor. În general sunt intercalate între sursa de energie şi
receptor. Ele pot fi, de asemenea, montate între două surse de energie pentru a face posibilă
funcţionarea simultană a acestora. Convertorul static are rol de receptor din punct de vedere al
sursei de energie şi rol de sursă de energie din punct de vedere al sarcinii.
Partea de putere a convertorului se realizeză cu dispozitive semiconductoare de putere
comandabile cum ar fi tiristoarele şi tranzistoare şi/sau necomandabile cum ar fi diodele.
Când aceste dispozitive funcţionează în regim de comutaţie, au rolul unor întrerupătoare,
rezultând un regim permanent format dintr-o succesiune periodică de regimuri tranzitorii.
Închiderea şi deschiderea succesivă a acestor întrerupătoare se face dupa o logică impusă de
principiul de funcţionare a convertorului. Această logică este asigurată de schema electronică
de comandă. Deci toate convertoarele conţin o parte de putere (forţă) şi o parte de comandă.
Convertoarele asigură conversia unor cantităţi importante de energie. Aceasta impune
ca, principalul lor criteriu de dimensionare să fie randamentul. Acest fapt determină diferenţe
între electronica de putere şi electronica de semnal, unde scopul principal este obţinerea unui
semnal de ieşire fidel.
1.2. Clasificarea convertoarelor statice
Echipamentele cu electronică de putere se pot clasifica în raport cu parametrii energiei
electrice de la intrare, respectiv de la ieşire. Cum în majoritatea cazurilor alimentarea se
realizează de la reţea, clasificarea se face în funcţie de tensiunea/curentul de la ieşire.
Astfel avem următoarele categorii de bază:
1. Ieşire în curent continuu sau tensiune continuă:
a. la curent sau tensiune constante (stabilizate);
b. la curent sau tensiune variabile.
2. Ieşire în curent alternativ sau tensiune alternativă:
a. la frecvenţă constant şi curent sau tensiune variabile;
b. la frecvenţă şi curent sau tensiune variabile.
3
Echipamentele cu electronică de putere au în alcătuire, în general, mai multe
convertoare statice “decuplate” între ele prin intermediul unui element de stocare a energiei
capacitiv sau inductiv (Fig. 1.1).
Fig. 1.1 Structura unui echipament cu electronică de putere.
Din acestă cauză puterea instantanee de la intrare nu trebuie sa fie egală cu puterea
instantanee de la ieşire.
Astfel convertoarele statice sunt celulele de bază ale echipamentelor cu electronică de
putere iar clasificarea lor se poate face după dupa cum urmează:
a. convertoare alternative-continuu cunoscute sub denumirea de redresoare. La
redresoare fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ la partea de curent
continuu;
b. convertoare continuu-alternativ sau invertoare. La invertoarele autonome fluxul de
energie este orientat de la partea de curent continuu a intrării la partea de curent alternativ. La
ieşire găsim una sau mai multe tensiuni alternative reglabile ca valoare efectivă şi ca
frecvenţă;
c. convertoare continuu-continuu un exemplu ar fi chopperele. La choppere fluxul de
energie este orientat dinspre partea de curent continuu a intrării la partea de curent continuu a
ieşirii. Tensiunea de ieşire este reglabilă ;
d. convertoare alternativ-alternativ sau variatoare de tensiune alternative, respectiv
cicloconvertoare, convertoare matriciale etc. La variatoarele de tensiune alternative fluxul de
energie este orientat de la partea de curent alternativ a intrării spre partea de curent alternativ
a ieşirii. Frecvenţa tensiunii de ieşire este aceeaşi cu cea a tensiunii de intrare, dar valoarea sa
efectivă poate fi modificată. Fluxul de energie este orientat de la partea de curent alternativ a
intrării la partea de curent alternativ a ieşirii. Frecvenţa tensiunii de ieşire poate fi modificată
în raport cu cea a tensiunii de intrare, ca şi valoarea sa efectivă.
4
O altă clasificare a convertoarelor statice poate fi efectuată după modul în care are loc
comutaţia dispozitivelor de putere ce le compun:
a. convertoare cu comutaţie naturală de la reţea. În acest caz dispozitivele de putere sunt
trecute în stare blocată cu ajutorul reţelei de c.a. de la care se alimentează, deschiderea
realizându-se prin sincronizare de fază în raport cu forma de undă a tensiunii sau a curentului
de alimentare;
b. convertoare cu comutaţie forţată. În acest caz dispozitivele de putere sunt complet
comandabile, starea lor de conducţie fiind dictate exclusiv prin comandă;
c. convertoare cu rezonanţă. În acest caz dispozitivele de putere sunt “asistate” de
circuite rezonante, comutaţia realizându-se la trecerea prin zero a curentului sau tensiunii pe
dispozitiv.
Comutaţia reprezintă trecerea succesivă a curentului de la o cale de curent la altă cale
de curent a parţii de putere.
O cale de current, prin definiţie, conţine un singur întrerupător (un singur dispozitiv
semiconductor de putere). Prin comutarea între stările închis şi deschis înţelegem că un
întrerupător trebuie sa aibă aplicată la bornele sale o tensiune convenabilă, tensiunea
numindu-se "tensiune de comutaţie".
Redresoarele, variatoarele de tensiune alternativă şi cicloconvertoarele sunt
convertoare cu comutaţie "naturală", deoarece tensiunea de comutaţie se găseşte în partea de
forţă, furnizată de reţeaua alternativă. Blocajul tiristoarelor sau al diodelor în convertoarele cu
comutaţie naturală se face la trecerea naturală prin zero a curentului care le străbate.
Chopperele şi invertoarele autonome sunt convertoare cu comutaţie "comandată".
Convertoarele matriciale sunt o clasă specială de convertoare statice ce s-au dezvoltat
în ultimul timp. Acestea pot inlocui stadiile multiple de conversie şi stocare a energiei
electrice printr-o legatură “matricială”, cu ajutorul unor module de dispozitive de putere ce
pot asigura parcurgerea bidirecţională de curent, conectate de la fiecare fază a intrării la
fiecare fază a ieşirii.
Acest tip de convertor are câteva caracteristici particulare:
a. poate asigura circulaţia bidirecţională de putere;
b. în lipsa oricărui element de stocare de energie (presupunând randamentul
convertorului unitar), puterea activă instantanee la intrare trebuie sa fie egală cu
corespondenta ei de la ieşire. Având în vedere faptul că parametrii energiei electrice de la
intrare şi cei de la ieşire sunt de regulă diferiţi, puterile reactive momentane nu pot fi egale.
5
c. intrarea şi ieşirea pot avea orice formă (c.c. sau c.a.), cu unele restricţii: dacă intrarea
este o sursă de tensiune, ieşirea trebuie să fie o sursă de curent, sau invers; altfel există riscul
conectării în paralel a două surse de acelaşi tip, operaţiune ce poate conduce la distrugerea
convertorului.
1.3. Invertoare. Introducere
Invertoarele sunt convertoare statice ce transformă energia de curent continuu in
energie de curent alternativ de o anumită formă, amplitudine şi frecvenţă. Invertoarele se pot
utiliza ca surse de tensiune alternativă de siguranţă sau pentru alimentarea şi reglajul vitezelor
maşinilor electrice alternative.
Invertorul fiind alimentat de o sursă de curent continuu, pentru a face întreruperea
fluxului de energie continuă (a curentului sursei), este nevoie de ventile comandabile sau
ventile semicomandabile. Pentru ventilelele comandabile atât intrarea în conducţie cât şi
ieşirea din conducţie se poate face prin comandă la momente de timp potrivit alese. Pentru
ventilele semicomandabile aprinderea se face prin comandă caz în care stingerea se asigură
obişnuit prin utilizarea unor circuite auxiliare sau prin modul de funcţionare al schemei. Ca
ventile semicomandabile ale invertoarelor sunt tiristoarele sau ventile din familia acestora
(GTO, MCT, triac), iar comandabilele sunt tranzistoarele, bipolare sau cu efect de câmp, (în
special tranzistoarele MOS), tranzistoarele cu grilă izolată (IGBT).
Fig. 1.2 Schema bloc a unui invertor
Deoarece invertoarele comandate necesită comenzi, acestea trebuie să fie formate din
două părţi principale:
schema (circuitul, blocul) de forţă
schema (circuitul, blocul) de comandă
6
În general alimentarea circuitului de forţă şi cea a circuitului de comandă sunt
separate. În majoritatea cazurilor se asigură o izolare galvanică totală intre forţă şi comandă,
fie prin transformatoare de separare a impulsurilor de comandă, fie prin cuplaj optic
(optocuploare, fibră de sticlă). Scopul este protecţia circuitului de comandă faţă de tensiunile
mari din circuitul de forţă dar şi protecţia la perturbaţii a aceluiaşi circuit de comandă.
În Fig. 1.2. este prezentată schema bloc a unui invertor în varianta cea mai întâlnită.
Invertoarele pot fi apreciate urmărind: puterea şi frecvenţa maximă, solicitarea
ventilelor, comportarea la variaţie a parametrilor sarcinii, gama de reglaj a puterii şi
frecvenţei, preţul.
O altă clasificare a invertoarelor se poate face după modul de comutare al
dispozitivelor electronice astfel:
invertoare cu comutaţie de la sarcină cu comandă prin reacţie autooscilantă –
comutaţia dispozitivelor electronice se face cu o frecvenţă apropiată de frecvenţa de rezonanţă
a sarcinii;
invertoare cu comutaţie cu comandă externă la care comutaţia este realizată de circuite
de comandă, în conformitate cu valorile parametrilor ce se doresc să se obţină la ieşirea
invertorului.
Clasificarea invertoarelor cu comandă externă se face după mai multe criterii:
După numărul de faze obţinute la ieşirea invertorului:
invertoare monofazate
invertoare trifazate
Dupǎ tipul circuitului intermediar întâlnim douǎ clase de invertoare:
Invertoare de curent dacǎ circuitul intermediar este o inductivitate de
valoare importantǎ ce imprimǎ caracter de sursǎ de curent, (Fig. 1.3);
Invertoare de tensiune dacǎ circuitul intermediar are o capacitate de valoare mare ce
imprimǎ caracter de sursǎ de tensiune, (Fig. 1.4).
Fig. 1.3 Convertor static cu circuit intermediar de curent
7
Fig. 1.4 Convertor static cu circuit intermediar de tensiune
După tipul sarcinii avem :
invertoare de bandă largă;
invertoare de bandă ingustă (rezonante).
După forma semnalului de ieşire avem:
invertoare cu semnal dreptunghiular ;
invertoare cu semnal dreptungiular modulat în durată;
invertoare cu semnal sinusoidal;
invertoare cu sinteză dreptungiulară care aproximează sinusoide prin trepte.
După modul de comandă al dispozitivelor semiconductoare întâlnim:
invertoare comandate cu undă plină (tensiunea de ieşire este de formă
dreptunghiulară);
invertoare comandate pe principiul modulării în durată a impulsurilor de comandă,
denumite PWM (Pulse Width Modulation = modularea pulsurilor în laţime).
La ieşire invertoarele cu semnal dreptunghiular au amplitudinea tensiunii de ieşire fixă
şi nu se modifică, iar frecvenţa e variabilă. Această modificare se realizează utilizând un
redresor comandat sau un chopper pentru alimentarea invertorului.
Invertoarele de tensiune pot fi:
Cu tensiune continuǎ, caz în care redresorul este comandat şi realizeazǎ variaţia
tensinunii continui la intrarea invertorului, acesta având funcţia de a produce
variaţia frecvenţei;
Cu tensiune continuǎ constantǎ, atunci când redresorul este necomandat, invertorul având
funcţia de a produce o tensiune de ieşire de frecvenţǎ şi amplitudine variabile. Acest mod
de funcţionare are ca reprezentant tipic procesul modulaţiei în duratǎ a impulsurilor de
comandǎ.
8
Fiecare invertor poate fi realizat în diferite variante, o altă clasificare putând fi facută
dupǎ tipul circuitelor de stingere astfel:
Invertoare cu circuite de stingere individuale cu tiristor auxiliar;
Invertoare cu stingere autonomǎ comandatǎ prin intrarea în conducţie a altui
dispozitiv;
Invertoare cu circuit de stingere comun.
1.4 Invertoare de curent
Invertoarele de curent sunt invertoare autonome legate cu sursa de alimentare printr-o
inductantă de netezire, astfel încât tiristoarele invertorului comută curentul. La invertoarele de
curent se folosesc tiristoare monooperaţionale. Pentru comutaţia tiristoarelor, de obicei se
cuplează în paralel cu sarcina un condensator de comutare. În funcţie de metoda de cuplare a
condensatorului la sarcină, aceste invertoare se numesc paralele. Schema invertorului de
curent monofazat în punte paralel este prezentată în Fig. 1.5. Curentul de intrare al
invertorului (curentul sursei E) se poate considera ideal netezit datorită inductanţei mari a
filtrului de netezire, . Cu ajutorul impulsurilor de la sistemul de comandă la cuplarea lui
şi se formează circuitul de trecere a curentului – – – – – . Sensul
curentului în diagonalele punţii este reprezentat în figură. Curentul îşi schimbă sensul la
cuplarea lui şi . Datorită comutării periodice asigurate de tiristoare, curentul de intrare se
transformă în diagonalele punţii în curent alternativ de formă dreptunghiulară.
În cazul sarcinii active tensiunea pe condensator, = se modifică exponenţial cu
constanta de timp = C şi, la sfârşitul intervalului, când sunt deschise tiristoarele şi ,
are polaritatea arătată în Fig 1.5.a, datorită constantei curentului i = . În momentul t2,
semnalul de comandă se aplică la electrozii de comandă ai lui şi . La deschiderea
acestora, condensatorul de comutare C este cuplat în paralel pe ambele tiristoare, şi ,
care anterior erau în conducţie. Polaritatea tensiunii pe condensator este astfel, că tensiunea pe
tiristoare este în acest caz inversă, curentul prin şi se întrerupe şi tiristoarele îşi refac
capacităţile lor de blocare. Când > , datorită reîncărcării condensatorului, tensiunea pe
tiristoare, , devine din nou pozitivă. Când = se produce din nou cuplarea lui şi şi
decuplarea lui şi .
9
Fig. 1.5 – Schema (a) şi diagramele de timp (b) la invertorul de curent
monofazat paralel în punte
În schema dată, când curentul de la un tiristor se transferă direct pe altul, are loc
comutaţia curentului cu o singură treaptă. Forma şi mărimea tensiunii de ieşire a invertorului
şi timpul de blocare a tiristoarelor depind de regimul invertorului, determinat de constanta de
timp : cu cât este mai mare , cu atât mai lent variază tensiunea pe sarcină, legea de variaţie
se apropie de cea liniară, iar forma tensiunii se apropie de cea triunghiulară. Tensiunea pe
diagonalele punţii, este egală în orice moment de timp cu tensiunea pe tiristorul închis.
Astfel, când tiristorul este deschis, ( fiind tensiunea pe tiristorul ), iar
când este deschis tiristorul , .
Când se neglijează pierderile în inductanţă valoarea medie a tensiunii este egală cu
E. Având în vedere că :
(1.1)
10
La creşterea lui (spre exemplu la creşterea lui ) are loc creşterea palierului negativ
al curbei (curba haşurată din Fig. 1.5.b) şi, datorită faptului că ., se observă
creşterea palierului pozitiv şi mărirea tensiunii pe sarcină, . Din această cauză, caracteristica
externă, pe intervalul respectiv este rapid descrescătoare (Fig 1.6.a).
Având în vedere randamentul invertorului , să exprimăm puterea în sarcină prin
puterea cedată de sursa E:
(1.2)
unde este valoarea efectivă a primei armonici a curentului dreptunghiular (Fig. 1.5.b) şi
este unghiul de defazare dintre curentul I şi tensiunea . Din descompunerea curentului i în
serie Fourier se obţine . Înlocuind această valoare în relaţia (1.2), se obţine:
(1.3)
Unghiul poate fi determinat din schema echivalentă din Fig. 1.6.b, care arată
circuitul prin care trece curentul . Diagrama fazorială pentru schema echivalentă este
reprezentată în Fig. 1.6.c.
Fig.1.6 – Caracteristica externă (a) schemele echivalente (b, d) şi diagramele de timp (c, e) ale
invertorului de curent
11
Coeficientul de sarcină, B, este egal cu raportul dintre curentul în sarcină, şi
curentul prin condensatorul C. Astfel avem relaţia:
(1.4)
Din diagrama vectorială din Fig. 1.6.c, rezultă:
(1.5)
Introducând relaţia (1.5) în (1.3) se obţine ecuaţia caracteristicii externe (Fig. 1.6.a):
(1.6)
Pe baza valorii coeficientului de sarcina, B, se poate determina tensiunea relativă de
ieşire,
şi durata de timp pentru decuplarea tiristoarelor,
. În acelaşi fel, se poate
construi caracteristica externă a invertorului de curent pentru sarcina activ-inductivă, în care
scop se construieşte schema electrică, se determină unghiul şi valoarea şi se introduce
in relaţia (1.3). Se pastrează caracterul abrupt de scădere a caracteristicii externe.
O deficienţă a invertoarelor de curent o reprezintă dependenţa puternică a tensiunii pe
sarcină in funcţie de caracteristicile acesteia. Pentru stabilizarea tensiunii pe sarcină se
folosesc diferite soluţii, dintre care cea mai răspândită este schema invertorului de curent cu
aşa-numitul regulator inductiv-tiristor (Fig. 1.7).
Fig. 1.7 – Invertor de curent cu regulator inductiv-tiristor
12
In schema invertorului de curent monofazat in punte paralel se introduce suplimentar
convertorul reglabil de tensiune variabilă cu sarcină inductivă (elementele , , L).
Curentul consumat de acesta are intotdeauna prima armonică defazată faţă de tensiunea .
Ampltudinea primei armonici a curentului depinde de unghiul de comanda , care este egal
cu defazarea impulsurilor de comandă pe (sau ) în raport cu momentul de schimbare a
polarităţii tensiunii .
În Fig. 1.6.d este prezentată schema echivalentă iar în Fig. 1.6.e diagrama fazorială a
invertorului din Fig. 1.7. Pe diagrama fazorială apare componenta suplimentară a curentului
. Prin reglarea acestuia, datorită modificării unghiului cu ajutorul sistemului de comandă,
se stabileşte curentul pentru care unghiul de defazare, , dintre curentul i şi tensiunea de
sarcină ramâne neschimbat; în acest fel, în conformitate cu expresia (1.3), tensiunea pe
sarcină va fi constantă indiferent de modificarea curentului de sarcină. Comparând diagramele
fazoriale din Fig. 1.6.c şi 1.6.e, se constată că, la cea de-a doua, curentul de sarcină scade (
creşte), dar datorită curentului , unghiul rămâne constant şi , ceea ce este
reprezentat cu linie punctată în Fig. 1.6.a. La scăderea curentului in sarcină, unghiul de
comandă creşte şi se micşorează.
Fig. 1.8 – Invertor de curent trifazat în punte
13
La invertorul din Fig. 1.7 se poate stabiliza unghiul la alt nivel, de exemplu prin
mărirea sa în comparaţie cu valoarea arătată în diagramele din Fig. 1.6.c şi 1.6.e. În acest caz,
tensiunea de ieşire a invertorului, pentru aceeaşi tensiune E, va fi mare, însă stabilitatea sa la
schimbările parametrilor sarcinii se va păstra. Invertoarele de curent se folosesc frecvent
pentru funcţionarea în sarcină trifazată. În Fig. 1.8 se arată schema invertorului de curent
trifazat paralel în punte. Tiristoarele invertorului funcţionează în pereche, în aceeaşi ordine ca
şi la redresorul trifazat în punte.
Invertoarele de curent cu regulator inductiv-tiristor se utilizează frecvent în industrie,
De exemplu la agregatele de alimentare fără întrerupere, puterea acestora putând atinge sute
de kilowati. Forma tensiunii de ieşire este apropiată de cea sinusoidală, ceea ce uneori permite
utilizarea lor fără filtre în partea de curent alternativ. La construcţia invertoarelor de curent cu
frecvenţă de ieşire variabilă apar dificultăţi în funcţionarea la frecvenţe joase, pentru că, prin
micşorarea frecvenţei, este necesară mărirea capacităţii condensatoarelor de comutaţie. Pentru
evitarea acestor dificultăţi se elaborează scheme modificate de invertoare de curent, la care
comutaţia curentului de la un tiristor la altul se face in două etape, în care scop, în schemă se
introduc tiristoare ajutătoare. Soluţii mai simple se asigură insă în aceste cazuri cu
invertoarele de tensiune.
1.5 Invertorul de tensiune
Invertoarele de tensiune sunt convertoare autonome, în care tensiunea variabilă în
sarcină se formează ca rezultat al cuplării periodice a acesteia cu ajutorul comutatoarelor la
sursa de curent continuu; prin intermediul lor, se asigură polaritatea alternativă a impulsurilor
de tensiune în sarcină. Invertoarele de tensiune se construiesc cu dispozitive comandate
(tranzistoare, tiristoare bioperaţionale, monooperaţionale, înzestrate cu circuite de comutaţie).
Schema tipică a unui invertor trifazat de tensiune care alimentează o sarcină inductivă
activă (de ex. motor de c.a.) este redată în Fig. 1.9 a), unde dispozitivele electronice de
comutaţie comandate sunt simbolizate de întrerupători. Se vede invertorul are trei braţe
corespunzător celor trei faze ale tensiunii de ieşire. Fiecare braţ conţine două comutatoare,
unul conectat la bara pozitivă a sursei de c.c., celălalt conectat la bara negativă. Se observă în
schemă prezenţa diodelor de curent invers legate în paralel cu fiecare dispozitiv de comutaţie,
care în anumite etape de funcţionare a invertorului asigură cale de închidere spre sursă a
curenţilor din fazele sarcinii. Dioda de multe ori nu apare ca şi o componentă discretă ci este
integrată în dispozitivul de comutaţie.
14
Pentru generarea sistemului trifazat de tensiuni comanda comutatoarelor se face
decalat cu π/3 în secvenţa numerotării dispozitivelor (T1-T2-T3-T4-T5-T6) rezultând un
decalaj de 2π/3 între comutatoarele din partea pozitivă a punţii T1-T3-T5 şi acelaşi decalaj de
2π/3 între comutatoarele din partea negativă a punţii T2-T4-T6 cum se vede pe Fig. 1.9 b).
Liniile îngroşate reprezintă starea de conducţie a dispozitivelor. Din condiţia că nu pot fi
comandate simultan cele două comutatoare de pe acelaşi braţ al invertorului (pentru a evita
scurtcircuitarea sursei), rezultă că durata maximă cât poate conduce un comutator este π
radiani. Cu această strategie de comandă tensiunea de linie pe bornele sarcinii se va compune
din pulsuri de amplitudine Ud respectiv -Ud separate de o pauză. Tensiunile de fază vor fi
compuse din pulsuri de ±2Ud /3 şi ±Ud /3 fără pauze cum se vede pe Fig. 1.9b).
a)
b)
Fig. 1.9. a) Schema de principiu a unui invertor trifazat de tensiune şi
b) diagrama de comandă (sus), şi formele de undă a tensiunii de linie între fazele R-S (mijloc), a
tensiunii de fază şi a curentului din faza R (jos).
Valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie este:
dU
π
6
ef1U ,
iar valoarea efectivă a tensiunii de linie este :
dU
3
2
efU
id
uRS
Ud
T1
iT1 iD1
D6
T
D3T3
iT3 iD3
D4
iD4
T4
iT4
D1
iD6iT6
T6
T5
iT5 iD5
D2
iD2
T2
iT2
D5
R
C
S
2
Ud
2
Ud
uST
uR uS uT
+
-
t
t
uRS
Ud
2
T1T3
T5
T2T4 T6T6
T1T5
com
anda
NP
t
-Ud
0t
uR,iR2Ud/3
Ud/3
0
-2Ud/3
-Ud/3
uRf1 uR
iR
15
Se vede, valoarea efectivă a tensiunii alternative aplicate sarcinii poate fi modificată
prin modificarea amplitudinii tensiunii Ud a sursei de c.c. de alimentare a invertorului (de
exemplu, prin folosirea unui redresor comandat), deci prin modulare de amplitudine.
Frecvenţa tensiunii sarcinii este stabilită de frecvenţa secvenţei impulsurilor de comandă.
1.5.1 Invertoare monofazate de tensiune
O primă variantă de stingere este cunoscută sub numele de invertor Bedford –
McMurray, Fig. 1.10, fiind un invertor cu stingere autonomă. Circuitele de stingere sunt
realizate din semibobinele cuplate magnetic 2L şi capacităţile 41 C...,C , identice ca valoare.
Se consideră, Fig. 1.11, că invertorul este comandat cu undă dreptunghiulară. Sarcina
Z este de tip R+L, ceea ce face ca variaţia curentului de sarcină (t)0
i să fie de forma din Fig.
1.11. Pe intervalul [0, t2] sunt comandate tiristoarele T1 şi T4. Pe primul interval [0, t1],
0(t)0
i , conducţia se închide prin diodele D1 şi D4. Există evident relaţia:
03
i2
i
ii
4i
1i
5i
(1.7)
Pe intervalul [t1, t2], T1 şi T4 intră în conducţie, 0(t)0
i , relaţia (1.7) rămânând valabilă.
Fig. 1.10. Invertor monofazat Bedford - McMurray
Pe întreg intervalul [0, t2], condensatoarele C1 şi C4, având practic tensiune nulă la
borne, sunt descărcate. În acelaşi timp, condensatoarele C3 şi C4 sunt încărcate, cu polaritatea
din desen, la valorile:
16
dV
3C
u2
Cu (1.8)
În momentul t2, când primesc comanda de intrare în conducţie T2 şi T3,
condensatoarele C3 şi C4 se descarcă rapid prin tiristoare şi semibobinele 2L . Ca urmare a
cuplajului magnetic dintre semibobine, în anozii tiristoarelor T1 şi T4 se aplică tensiunile de
inducţie mutuală negative din semibobinele 2L , forţând ieşirea din conducţie a acestora.
În continuare, conducţia şi blocarea se produce asemănător, inversându-se rolul
condensatoarelor şi tiristoarelor.
Invertorul poate fi folosit şi cu regimurile de comandă PWM, cu precauţia de
frecvenţă de comutare, care să permită regimurile tranzitorii de încărcare şi descărcare a
capacităţilor.
Fig.1.11 Formele de undă pentru invertorul Bedford – McMurray
17
O a doua variantă de stingere, Fig. 1.12, este cunoscută sub numele de invertor
McMurray, fiind un invertor cu stingere independentă.
Fig.1.12. Invertorul McMurray.
În Fig. 1.12 se recunoaşte imediat invertorul monofazat în punte format din tiristoarele
T1,…, T4, diodele D1, …, D4. Circuitele acumulatoare de energie L-C sunt conectate pentru
stingerea prin tiristoare auxiliare 41 ii T,...,T , de putere mult mai mică decât cele ale
invertorului.
Fig. 1.13. Diagrama de semnale pentru invertorul McMurray.
18
Diagramele de forme de undă pentru comandă şi ieşire sunt prezentate în Fig. 1.13.
În Fig. 1.13, a şi b sunt prezentate intervalele de comandă pentru perechile de tiristoare T1, T4,
respectiv T2, T3. În Fig. 1.13, c şi d sunt redate comenzile pentru tiristoarele auxiliare. Se
constată că la 0t sunt comandate simultan perechile de tiristoare 1i1 TT şi
4i4 TT . Prin
T1 şi T4 se închide curentul de sarcină )t(i0 , respectiv se furnizează tensiunea )t(v0 pe
aceasta, Fig. 1.13 – e, sarcina fiind de tipul R+L. În acelaşi timp prin perechile 1T , 1i
T ,
respectiv, 4T , 4iT începe încărcarea condensatoarelor 1C şi 2C , tensiunea pe 1C , )(tu
1C
fiind prezentată în Fig. 1.13–f. Circuitul LC fiind oscilant, tiristoarele 2iT ,
3iT se
autoblochează în momentul în care circuitul de încărcare se anulează, moment când:
dV
2C
u1
Cu , (1.9)
Următoarea etapă are loc la:
Δt2
T1t (1.10)
Comanda tiristoarelor principale este întreruptă înainte de 2
T din motive cunoscute, al
evitării scurtcircuitării sursei, numită şi conducţie „în cros” („în cruce”). Simultan sunt
comandate în impuls tiristoarele auxiliare 1i
T şi 4iT . Condensatoarele C1 şi C2 se descarcă
prin 1D şi 1i
T , respectiv, D4 şi 4iT , furnizând aşa-numitul „curent de comutaţie” Ci .
Curentul printr-o diodă va fi:
0i
Ci
Di (1.11)
În acelaşi timp tiristoarele principale 1T şi 4T se blochează datorită căderii de tensiune
de la bornele diodelor antiparalel cu acestea. În acelaşi timp condensatoarele C1 şi C2 încep să
se descarce. La trecerea prin zero a tensiunii pe condensatoare, curentul de comutaţie, ca
urmare a caracterului oscilant al circuitului LC, este nenul păstrând în conducţie tiristoarele
auxiliare 1i
T şi 4iT . Tensiunea pe condensatoarele C1 şi C2 schimbă de sens, acestea
reîncărcându-se la dV cu polaritatea schimbată faţă de cea din Fig. 1.12. La sfârşitul
intervalului Δt , practic T1 şi T4 se blochează şi intră în conducţie, primind comandă, 2T şi 3T .
Curentul de reîncărcare a condensatoarelor C1 şi C2 comută pe 2T şi 3T , închizându-se de la
dV prin 1i
T , 4iT . În felul acesta, condensatoarele sunt pregătite pentru blocarea conducţiei
tiristoarelor 2T şi 3T la sfârşitul perioadei T.
19
Cel de al doilea impuls de comandă furnizat de perechile 1i
T , 4iT , respectiv,
2iT ,
3iT , are rol la amorsarea conducţiei prin invertor, având ca rol asigurarea încărcării
condensatoarelor la începerea funcţionării invertorului.
Schema este mai avantajoasă decât cea a invertorului Bedford – McMurray ca urmare
a faptului că prin tiristoarele principale circulă numai curentul de sarcină, curentul de
comutaţie nu depinde de sarcină, iar randamentul conversiei superior ca urmare a circuitului
de închidere a curenţilor de comutaţie. Schema poate să funcţioneze şi la frecvenţe mari, până
la 5 KHz, precauţiile fiind aceleaşi ca mai sus.
1.5.2 Invertoare trifazate de tensiune
Pentru invertoarele trifazate de tensiune se utilizează variantele monofazate cu
stingere autonomă sau independentă, cu adaptările necesare funcţionării trifazate.
Pentru invertoarele cu stingere independentă există mai multe variante:
Cu circuit de blocare separat pe fiecare fază şi condensator unic.
Această schemă provine de la invertorul monofazat McMurray, Fig. 1.12, prin
adăugarea celui de al treilea braţ, identic cu primele două, pentru asigurarea funcţionării
trifazate. În principiu, funcţionarea invertorului şi proprietăţile sunt cele ale invertorului
McMurray.
Cu circuit de blocare separat şi condensator divizat, Fig. 1.14. în figură este
prezentat numai un braţ, corespunzător fazei A de ieşire. Celelalte braţe, pentru fazele B şi C
sunt identice. Funcţionarea invertorului este asemănătoare cu cea a invertorului McMurray,
diagrama de comandă fiind prezentată în Fig. 1.15. Diferenţa constă în faptul că există câte un
condensator separat pentru blocarea conducţiei fiecărui tiristor principal, C2, pentru T1, C1
pentru T2.
Fig. 1.14. Invertor cu circuit de blocare separat şi condensator divizat.
20
Fig. 1.15. Diagrama de comandă pentru invertor
Cu circuit de blocare şi condensator unic, Fig. 1.16. Condensatoarele C0 au rolul de
a crea punctul median 0 al sursei dV . Este deci necesar ca:
C0
C (1.12)
Tiristoarele auxiliare 61 ii T,...,T au rolul de a conecta sursa de blocare pe tiristoarele
principale 61 T,...,T , după o diagramă asemănătoare cu cea din Fig. 1.15, extinsă pentru
trifazat.
Fig. 1.16. Invertor de tensiune cu circuit de blocare şi condensator unic.
21
Tiristoarele 'T şi "T au rolul de a permite supraîncărcarea condensatoarelor C cu o
polaritate sau alta. Blocarea conducţiei unui tiristor se realizează în doi timpi, ca la tiristorul
McMurray. În primul timp se descarcă condensatorul C pe ansamblul tiristor – diodă aflat în
conducţie, iar în timpul al doilea se reîncarcă C cu polaritatea inversată, pregătitor pentru
blocarea următorului tiristor succesiv electric. Inductivitatea "L are rolul de a evita variaţia
bruscă, gradientul mare al curentului de comutaţie la trecerea acestuia de pe circuitul de
blocare, tiristorul principal, perioada de recuperare. Varianta păstrează toate proprietăţile
invertorului McMurray. Se realizează şi o variantă la care condensatorul C este divizat în
două condensatoare egale ca în schema 1.14, în acest caz nemaifiind necesare cele două
condensatoare C0.
Stingerea autonomă se realizează de asemenea în mai multe variante:
Schema cu condensator de blocare pe fiecare fază derivă din cea a invertorului
Bedford – McMurray, în sensul că se completează schema invertorului monofazat din Fig.
1.10 cu un al treilea braţ identic pentru generarea fazei C. Funcţionarea este asemănătoare, cu
diferenţa generării unei comenzi trifazate, de tip undă dreptunghiulară sau PWM.
Schema cu condensator de blocare între faze este prezentată în Fig. 1.17.
Fig. 1.17. Invertor cu condensator de blocare între faze.
Condensatoarele de blocare sunt 6212 C,...,C , conectate între fazele invertorului.
Bobinele L sunt identice şi cuplate magnetic. Se presupune că, condensatorul 13C este
încărcat într-o fază anterioară cu polaritatea din desen. Blocarea lui 1T se produce la intrarea
în conducţie a tiristorului 3T , succesiv electric lui 1T . Condensatorul 13C se descarcă prin
22
circuitul 1T şi 3T . Curentul de descărcare are sens contrar celui de sarcină prin 1T şi ca
urmare va produce blocarea conducţiei acestuia. Reîncărcarea condensatorului 13C cu aceeaşi
polaritate se realizează în continuarea descărcării prin circuitul borna +, 3T , 13C , '1D , 1L ,
4L , 1D , pe seama energiei acumulate în circuitul oscilant 1L , 2L , 13C . Diodele de tip 'D au
rol dublu.
Pe de o parte, la anularea curentului de încărcare, când datorită caracterului oscilant al
circuitului 1L , 4L , 13C , tensiunea pe condensator este maximă, blochează curentul de
încărcare păstrând condensatorul încărcat la tensiunea maximă. Pe de altă parte se evită
descărcarea acestora pe impedanţa sarcinii. Dezavantajul principal al schemei constă în faptul
că inductivităţile circuitelor de încărcare ale condensatoarelor, 61 L,...,L , sunt parcurse de
curentul de sarcină, deci vor avea o dimensiune importantă, iar încărcarea condensatoarelor va
fi influenţată de curentul de sarcină. Asemănător se realizează şi invertoare de curent cu
stingere autonomă.
1.6 Invertoare PWM
1.6.1 Concepte fundamentale ale invertoarelor PWM de tensiune
În invertoarele PWM, tensiunea continuă de intrare este menţinută constantă, acest
lucru se poate realiza utilizând un redresor cu diode, ce redresează tensiunea sursei de
alimentare. Invertorul trebuie sa controleze amplitudinea şi frecvenţa tensiunii alternative de
ieşire, acest lucru obţinându-se utilizând modularea în durată (PWM) a impulsurilor cu care se
comandă comutatoarele invertorului si din această cauză aceste invertoare mai sunt numite
invertoare PWM. În cazul invertoarelor amplitudinea tensiunii de ieşire (tensiunea este
sinusoidală) şi frecvenţa trebuie să fie controlate impreună.
Semnalele de comutaţie se obţin în urma comparării undei sinusoidale de frecvenţă
dorită cu o undă triunghiulară. Frecvenţa undei de formă triunghiulară stabileşte frecvenţa de
comutaţie a invertorului şi este in general păstrată constantă impreună cu amplitudinea sa.
Pentru ilustrarea conceptelor fundamentale referitoare la invertoarele PWM de
tensiune, se consideră structura de bază prezentată în Fig. 1.18. Acest invertor este format
dintr-un singur braţ (notat A), iar sarcina este conectată între punctual median al braţului şi
punctual median al divizorului capacitiv de la intrare. Dacă capacităţile condensatoarelor sunt
egale şi de valori suficient de mari, atunci potenţialul punctului O (măsurat faţă de punctual
N) este constant şi egal cu
, indiferent de sensul şi mărimea curentului de sarcină .
23
Fig. 1.18 Invertor monofazat “braţ de punte”
Astfel tensiunea de ieşire a convertorului este dictată de starea instantanee a
dispozitivelor, existând, următoarele variante:
(a)
, dacă în conducţie şi blocat;
(b)
, dacă în conducţie iar blocat.
Fig. 1.19 Modularea PWM sinusoidală
24
Comanda PWM a braţului invertorului are în vedere compararea unui semnal periodic
triunghiular cu o tensiune de control sinusoidală (a cărui frecvenţă este
egală cu frecvenţa dorită la ieşire), conform Fig. 1.19.
Starea dispozitivelor braţului este dictată de comparaţia dintre şi în
maniera următoare:
conduce iar este blocat dacă ;
conduce iar este blocat dacă .
În continuare se definesc următoarele noţiuni:
semnalul triunghiular se numeşte undă purtătoare (modulată) iar frecvenţa
acestui semnal, egală cu frecvenţa de comutaţie a dispozitivelor, se numeşte frecvenţă
purtătoare ;
tensiunea de control se numeşte undă modulatoare, iar frecvenţa acesteia,
egală cu frecvenţa dorită la ieşire, se numeşte frecvenţă modulatoare ;
indicele de modulare în amplitudine, definit ca fiind raportul dintre amplitudinea
tensiunii de control şi amplitudinea semnalului triunghiular;
indicele de modulare in frecvenţa, definit ca fiind raportul dintre frecvenţa purtătoare
si frecvenţa modulatoare:
Funcţionarea structurii de bază de invertor PWM poate fi rezumată la următoarele
concluzii:
1. Tensiunea instantanee de ieşire nu este sinusoidală, deci va conţine o
componentă fundamentală şi armonici superioare. Teoretic, frecvenţele armonicilor sunt date
de relaţia:
(1.12)
Conform ecuaţiei (1.12), armonicele de ieşire apar in benzi de frecvenţă centrate în
jurul frecvenţei de comutaţie şi a multiplilor acesteia. În plus, pentru valori
impare ale lui j, armonicile apar numai pentru valori pare ale lui k, în timp ce pentru valori
pare ale lui j, armonicile există numai pentru valori impare ale lui k. În general, în literatura
de specialitate sunt date în tabele valorile normate ale armonicilor
, în funcţie de
indicele de modulare . Aceste tabele se folosesc pentru a determina amplitudinile
armonicilor de ieşire în funcţie de tensiunea de intrare (în acest caz
).
25
2. Amplitudinea componentei fundamentale este egală cu
, dacă este
îndeplinită condiţia .
Dacă este suficient de mare, atunci tensiunea sinusoidală de control este
cvasiconstantă pentru o perioada de comutaţie
. Rezultă că, pentru o perioadă de
comutaţie, valoarea medie a tensiunii de ieşire este dată de relaţia:
(1.13)
Deoarece tensiunea de control variază sinusoidal de la o perioadă de comutaţie la alta,
rezultă că se poate defini o “tensiune medie instantanee de ieşire”, definite de ecuaţia (1.13)
care de fapt este egală cu componenta fundamentală a tensiunii de ieşire . Înlocuind
în ecuaţia (1.13) expresia tensiunii de control , se obţine:
(1.14)
În concluzie, dacă amplitudinea componentei fundamentale variază liniar cu
indicele de modulare în amplitudine . Din acest motiv, gama de variaţie a lui între 0 şi
1 se mai numeşte şi gama liniară.
3. Indicele de modulare în frecvenţă trebuie să fie întreg impar
Dacă în Fig. 1.19. ( se consideră ca origine a timpului trecerea prin
zero spre valori negative a fundamentalei, atunci tensiunea instantanee de ieşire
prezintă atât simetrie impară ( ), cât şi simetrie impară la jumătate de
perioadă de comutaţie
. Din acest motiv, tensiunea instantanee
de ieşire va conţine numai armonici impare. În plus, coeficienţii termenilor în cosinus din
dezvoltarea în serie Fourier sunt nuli, deci vor exista numai armonici impare în sinus.
4. Datorită influenţei reduse a armonicilor superioare asupra uni motor, se recomandă
obţinerea unui indice de modulare în frecvenţă cât mai ridicat, fapt ce necesită utilizarea unor
dispozitive semiconductoare rapide (IGBT, MOSFET).
5. Pentru valori reduse ale lui , este necesară sincronizarea tensiunii de control cu
semnalul triunghiular, de unde apare denumirea de comandă PWM sinusoidală sincronizată.
În plus, se recomandă ca trecerile comune prin zero ale semnalelor şi
să se facă cu pante de semne contrare (ca în Fig. 1.19).
26
1.6.2 Supramodularea
Un neajuns al comenzii PWM prezentate, pentru care , este că amplitudinea
maximă a fundamentalei este egală cu
. Acest inconvenient poate fi depăşit prin creşterea
indicelui de modulare în amplitudine peste 1, rezultând de aici aşa-numita supramodulare.
La valori mari ale lui , egalitatea dintre semnalul triunghiular şi tensiunea de
control are loc numai la trecerile comune prin zero ale acestora. Din acest motiv, tensiunea
instantanee de ieşire degenerează într-o formă de undă alternativă dreptunghiulară, conform
Fig. 1.20.
Din analiza Fourier, amplitudinea fundamentalei este:
(1.15)
Amplitudinea armonicii de ordin al h va fi:
(1.16)
unde h ia numai valori impare.
Dezavantajul principal al supramodulării este un conţinut important de armonici joase.
În plus, amplitudinea fundamentalei nu va mai varia liniar cu conform dependenţei din
Fig. 1.21.
Fig. 1.20
27
Fig. 1.21
1.6.3 Invertoarele PWM trifazate
O sarcină trifazată poate fi alimentată prin intermediul a trei invertoare monofazate
în punte, comandate astfel încât componentele fundamentale ale tensiunilor de ieşire ale
acestora să fie decalate între ele cu electrice. Acest mod de alimentare impune accesul la
nulul sarcinii sau folosirea unui transformator de ieşire. În plus, această soluţie necesită
dispozitive semiconductoare de putere controlabile.
Din motivele mai sus amintite, cea mai cunoscută şi utilizată structură de invertor
PWM trifazat are în vedere folosirea a numai 6 dispozitive de putere controlabile aranjate
într-o topologie cu 3 braţe, conform Fig. 1.22.
Conform Fig. 1.22., sarcina trifazată este conectată la ieşirile celor 3 braţe, notate cu
A, B şi C. Dacă sarcina are neutrul accesibil, atunci există posibilitatea conectării acestuia
conform legăturii reprezentată în Fig. 1.22. cu linie punctată. Pentru a obţine tensiuni
alternative, filtrul capacitiv de la intrare este înlocuit cu un divizor capacitiv şi simetric, iar
fazele sarcinii vor fi conectate între bornele de ieşire ale braţelor invertorului şi punctul
median 0 al divizorului capacitiv. În consecinţă, invertorul trifazat este format din trei
invertoare monofazate ce funcţionează cu defazare de electrice între ele.
28
Fig. 1.22
În continuare, se consideră cazul în care sarcina trifazată are neutrul izolat. În mod
analog cu funcţionarea invertoarelor monofazate, obiectivul invertoarelor trifazate este de a
obţine şi controla în amplitudine şi frecvenţă trei tensiuni de linie ce formează un sistem
trifazic simetric. Pentru aceasta, controlul PWM ale acestor invertoare se realizează prin
compararea unui semnal triunghiular periodic cu trei tensiuni de control de aceeaşi
frecvenţă şi amplitudine dar decalate între ele cu electrice, conform formelor de undă
din Fig. 1.23.
Dacă se consideră ca origine a timpului trecerea prin zero spre valori pozitive a
tensiunii , atunci:
π
π
(1.17)
29
Fig. 1.23
În Fig. 1.23 este pus în evidenţă modul de obţinere al tensiunii instantanee de linie
Comparaţia dintre şi controlează braţul A, în timp
ce braţul B este controlat de comparaţia dintre şi . Valorile medii ale tensiunilor
şi sunt egale şi se vor anula reciproc în tensiunea de linie care nu va conţine
componenta continuă.
Funcţionarea invertorului trifazat din Fig. 1.23. poate fi rezumată la următoarele
concluzii:
1. Dacă atunci valoarea efectivă a fundamentalei tensiunii de linie la ieşirea
unui invertor trifazat este egală cu 0,612 .
Din Fig. 1.22. tensiunile şi pot fi exprimate în funcţie de potenţialul
punctului median fictiv O al divizorului capacitiv:
(1.18)
30
Rezultă că:
(1.19)
Astfel putem scrie următoarea relaţie:
(1.20)
În concluzie, dacă valoarea efectivă a componentei fundamentale a tensiunii
de linie variază liniar cu indicele de modulare în amplitudine. În mod analog cu cele discutate
la invertorul monofazat, gama de variaţie a lui între 0 şi 1 se numeşte gama liniară.
2. Indicele de modulare în frecvenţă trebuie să fie întreg impar şi multiplu de 3
Un indice de modulare în frecvenţă impar va conduce la apariţia, în spectrul
tensiunilor fictive şi , numai de armonici impare în sinus. Având in vedere că
diferenţa de fază dintre fundamentalele tensiunilor şi este de electrice, rezultă
că diferenţa de fază dintre armonicile de ordin din cele două tensiuni este de ( ).
Dacă este multiplu de 3, atunci această diferenţă de fază devine deci armonicile de
ordin se anulează în tensiunea de linie.
3. Datorită influenţei reduse a armonicilor superioare asupra unui motor, se recomandă
obţinerea unui indice de modulare în frecvenţă cât mai ridicat, fapt ce necesită utilizarea unor
dispozitive semiconductoare rapide (IGBT, MOSFET).
4. Pentru valori reduse ale lui , este necesară sincronizarea tensiunii de control cu
semnalul triunghiular, de unde apare denumirea de comandă PWM sinusoidală sincronizată.
În plus, se recomandă ca trecerile comune prin zero ale semnalelor şi
să se facă, cu pante de semne contrare (ca în Fig. 1. 23).
31
Cap. 2. Maşina asincronă
2.1. Generalităţi. Construcţia maşinilor asincrone
Maşina asincronă este cel mai des folosită în acţionările industriale în regim de
funcţionare ca motor datorită simplităţii construcţiei şi fiabilităţii mari în exploatare. Prima
variantă constructivă de maşină asincronă este atribuită lui Galileo Ferraris care a realizat în
anul 1885 un motor asincron bifazat cu rotorul din cupru masiv. În anul 1890 Dolivo
Dobrowolski realizează primele motoare asincrone, capabile să fie folosite în acţionări
industriale şi a căror construcţie, în principiu, este asemănătoare cu a motoarelor fabricate în
prezent.
Maşina asincronă se compune dintr-un stator prevăzut cu o înfăşurare monofazată sau
polifazată şi un rotor realizat în două variante constructive: bobinat şi cu înfăşurare în
scurtcircuit sub formă de colivie simplă sau multiplă. În Fig. 2.1 este prezentat un rotor în
scurtcircuit, secţionat (a) şi înfăşurarea în colivie (b).
Fig 2.1. Rotor în scurtcircuit şi colivie rotorică.
Principalele elemente componente ale rotorului în colivie sunt: 1 – ax; 2 – crestături
rotorice; 3 – inele de scurtcircuitare; 4 – bare cu rol de conductoare active; 5 – miezul
feromagnetic; 6 – aripioare pentru ventilaţie prinse de inelele de scurtcircuitare. Barele sunt
realizate din cupru sau aluminiu turnat sub presiune în crestături de diverse forme.
32
Motorul asincron cu rotor bobinat are atât statorul cât şi rotorul prevăzut cu câte o
înfăşurare polifazată, în mod obişnuit înfăşurare trifazată. Condiţia obligatorie pentru
realizarea conversiei electromecanice a energiei este egalitatea numărului de poli la cele două
înfăşurări. Accesul la rotor se face prin intermediul inelelor de contact confecţionate din
bronz, la care sunt legate capetele înfăşurării pe care calcă trei perii din grafit şi la care se
leagă un reostat de pornire ce urmează să fie scurtcircuitat când rotorul ajunge la viteza de
regim.
Fig. 2.2 Secţiune transversală printr-un motor cu rotorul în scurtcircuit;
În Fig. 2.2 este prezentată o secţiune longitudinală în motorul asincron cu rotorul în
scurtcircuit. Principalele părţi componente sunt: 1 – ax; 2 – scuturi cu lagăre; 3 – înfăşurarea
statorului; 4 – carcasa; 5 – miezul feromagnetic al statorului; 6 – inel de ridicare; 7 – miezul
feromagnetic; 8 – înfăşurarea rotorică.
Fig. 2.3 Secţiune transversală printr-un motor cu rotorul bobinat.
33
În Fig. 2.3 este prezentată o secţiune longitudinală în motorul asincron cu rotorul
bobinat. Principalele părţi componente sunt: 1 – ax; 2 – scuturi cu lagăre; 3 – înfăşurarea
statorului; 4 – carcasa; 5 – miezul feromagnetic al statorului; 6 – inel de ridicare; 7 – miezul
feromagnetic; 8 – înfăşurarea rotorică; 9 – perii; 10 – inele.
În afara elementelor constructive principale, maşina asincronă are, în funcţie de
destinaţie, de sistemul de răcire, de tipul şi forma constructivă, de putere şi tensiune, o serie
de elemente constructive şi accesorii necesare unei bune funcţionări. Chiar în cele două figuri
(fig. 2.2 şi fig. 2.3) se pot observa canale de ventilaţie radiale (statorul şi rotorul au circuitul
feromagnetic realizat din pachete de tole) şi axiale precum şi ansamblul plăcilor de borne.
Sistemul de ventilaţie este în strânsă legătură cu tipul de protecţie al motorului iar
soluţia adoptată este impusă în primul rând de puterea motorului. Sistemul de ventilaţie axial,
inclus în tipul de ventilaţie interioară, se aplică la motoare asincrone cu puteri de câteva sute
de kW şi este prezentat schematic în Fig. 2.4. Principalele părţi component sunt: 1 – ax; 2 –
lagăr; 3 – scut; 4 - orificiu de evacuare a aerului; 5 - miez stator; 6 - înfăşurare stator; 7 –
colivie rotor; 8 - inele de scurtcircuitare; 9 - fereastră de admisie; 10 - fereastră de evacuare.
Aerul intră prin partea opusă acţionării şi se ramifică pe trei căi: canale stator,
întrefier, canale rotor. La puteri mari se folosesc şi schimbătoare de căldură.
Fig. 2.4 Secţiune printr-un motor cu ventilaţie axială unilaterală.
34
2.2. Principiul de funcţionare a motoarelor asincrone
Motorul asincron trifazat este fără îndoială cel mai folosit motor în acţionări electrice,
fiindcă:
se poate cupla direct la reţeaua alternativă trifazată de alimentare;
este robust, sigur în funcţionare;
la sarcini nominale, viteza de rotaţie este practic constantă, independentă de sarcină;
la aceeaşi putere şi turaţie este maşina cea mai ieftină (faţă de motoarele de curent
continuu cu aproximativ 50%), are greutatea şi momentul de inerţie cel mai mic.
Fie un stator de maşină asincronă având o înfăşurare trifazată cu doi poli. Cele trei
faze ale înfăşurării trifazate ocupă fiecare câte o treime din crestăturile statorului. Unghiul
dintre conductoarele de ducere şi întoarcere ale aceleiaşi faze va fi de geometrice
(pentru a avea aceeaşi poziţie în câmp) iar unghiul dintre conductoarele de ducere ale unei
faze şi conductoarele de ducere ale fazei următoare va fi de geometrice.
Pentru simplificare vom reprezenta înfăşurarea trifazată statorică ocupând doar două
crestături pentru fiecare fază (una pentru conductorul de ducere iar cealaltă pentru
conductorul de întoarcere) ca în Fig.2.5. Începuturile înfăşurărilor de fază se marchează cu A,
B, C iar sfârşiturile cu X, Y, Z. Literele mari se utilizează pentru stator iar cele mici pentru
rotor. Conexiunea înfăşurării trifazate poate fi în stea sau în triunghi. Convenim să
considerăm un curent pozitiv atunci când pătrunde prin conductoarele de început ale fazei şi
părăseşte înfăşurarea fazei prin conductoarele de sfârşit.
Fig. 2.5. Explicativă la producerea câmpului magnetic învârtitor.
35
La momentul =0, curentul =0, şi şi figurăm pe desen sensurile
acestor curenţi. Trasăm, utilizând regula burghiului drept, spectrul liniilor de câmp ale
câmpului magnetic produs de aceşti curenţi. Pentru acest moment, spectrul liniilor de câmp
este acela al unui solenoid (bobină), având drept axă, axa înfăşurării fazei A. Câmpul, în
interiorul solenoidului, are direcţia A – X.
La momentul curentul >0, şi . Procedând în acelaşi mod
determinăm din nou poziţia câmpului (fig. 2.5.). Acum direcţia va fi Z – C. Procedând în
acelaşi mod pentru celelalte momente: , , … , se poate observa că în timpul unei
perioade T, a curentului – în planul i(t) – câmpul magnetic execută în spaţiu o rotaţie.
Unghiurile t determinate în planul timpului se măsoară în grade electrice iar unghiurile din
spaţiu se măsoară în grade geometrice.
Cele prezentate corespund cazului când maşina are 2 poli (N şi S) deci o singură
pereche de poli (p = 1).
Dacă fiecare fază ar avea două bobine ocupând câte un sfert din periferia indusului,
astfel încât curenţii să producă alternativ poli N şi S la periferia statorului, câmpul magnetic ar
avea două perechi de poli (p = 2). În acestă situaţie între conductoarele de ducere şi de
întoarcere vor fi:
,
iar între conductoarele de ducere a unei faze şi conductoarele de ducere a fazei următoare vor
fi:
.
În general, pentru un număr oarecare, p, de perechi de poli, unghiurile corespunzătoare
vor fi ( ) şi respectiv (120 ).
Din cele prezentate rezultă că legătura dintre un unghi măsurat în grade electrice şi un
unghi măsurat în grade geometrice este:
(2.1)
Derivând relaţia (2.1) rezultă:
, cu se obţine: (2.2)
unde: este pulsaţia curentului alternativ de frecvenţă ; este viteza unghiulară a
câmpului magnetic învârtitor.
Exprimând relaţia (2.2) în funcţie de frecvenţa f1 şi de turaţia n1 exprimată în rot/min
se obţine:
(2.3)
36
În concluzie: o înfăşurare trifazată imobilă parcursă de un sistem trifazat simetric de
curenţi produce un câmp magnetic învârtitor care se roteşte în spaţiu cu turaţia ,
unde este frecvenţa curentului alternativ de alimentare a înfăşurării iar p este numărul de
perechi de poli ai câmpului magnetic învârtitor.
Fig. 2.6. Funcţionarea motorului asincron
Miezul rotoric de formă cilindrică este realizat tot din tole de oţel electrotehnic, de
grosime 0,5 mm, la periferia căruia sunt practicate în mod uniform crestături în care se
plasează înfăşurarea rotorică (Fig. 2.7).
Fig. 2.7 Formele de crestături ale motorului asincron cu rotorul în scurtcircuit
Înfăşurarea rotorică prezintă următoarele forme constructive:
înfăşurare trifazată formată din trei înfăşurări de fază conectate de obicei în stea,
decalate la periferia rotorului cu unghiul 2π/3p, alcătuite din bobine plasate în crestături.
37
Capetele libere ale înfăşurărilor de fază sunt legate fiecare la câte un inel din material
conductor. Cele trei inele sunt izolate unul faţă de celălalt şi toate faţă de arborele rotoric, dar
se rotesc solidar cu rotorul. Pe fiecare inel freacă câte o perie legată la bornele din cutia de
borne a maşinii. Aceste maşini se numesc cu rotorul bobinat;
înfăşurare rotorică sub forma unei colivii de veveriţă, adică a unui ansamblu de bare
din material conductor care umple crestăturile rotorice de formă adecvată şi scurtcircuitate la
ambele capete. Aceste maşini se numesc cu rotorul în scurtcircuit sau în colivie şi se
construiesc în trei variante principale, prezentate şi în Fig. 2.7.
Câmpul magnetic învârtitor al statorului induce în înfăşurarea trifazată a rotorului în
repaus, tensiuni electromotoare, care în cazul circuitului rotoric închis, dau naştere unui
sistem trifazat de curenţi, cu pulsaţia .
Forţele Lorentz, care acţionează asupra conductoarelor înfăşurării rotorice parcurse de
curent şi aflate în câmpul învârtitor statoric, produce cuplul electromagnetic Mem în sesul
câmpului învârtitor. Când > , rotorul începe să se rotească în sensul câmpului învârtitor
statoric şi accelerează cât timp > . La o viteză unghiulară a rotorului Ω< , pulsaţia
tensiunii electromotoare induse şi a curenţilor din înfăşurările de fază al rotorului va fi:
(2.4)
Întroducem noţiunea de alunecare, definită prin relaţia
, (2.5)
şi rezultă că atunci când motorul asincron este în mişcare
respectiv (2.6)
Sistemul trifazat de curenţi, de frecvenţă , din înfăşurarea trifazată din rotor, produce
la rândul lui un câmp magnetic învârtitor, care se roteşte faţă de rotor cu viteza unghiulară
sau cu turaţia
(2.7)
Dar rotorul se roteşte cu viteza unghiulară Ω faţă de stator şi ca urmare câmpul
învârtitor rotoric se va roti faţă de stator cu viteza unghiulară:
(2.8)
Rezultă: în întrefierul motorului asincron avem câmpul învârtitor statoric care se
roteşte faţă de stator cu viteza unghiulară de sincronism şi câmpul învârtitor rotoric care se
roteşte faţă de stator tot cu . Cele două câmpuri se compun într-un câmp învârtitor rezultant
de flux Φ, care se roteşte faţă de stator cu viteza unghiulară de sincronism Ω .
38
Viteza unghiulară Ω a rotorului în regim de motor nu poate atinge viteza de
sincronism, fiindcă acest lucru ar duce la anularea tensiunii electromotoare induse în
înfăşurările de fază şi implicit al curenţilor şi al cuplului electromagnetic, dar în regim
nominal de funcţionare este apropiată de
2.3 Caracteristica mecanică a motorului asincron
Valoarea în modul a cuplului critic în regim de generator este mai mare decât a
cuplului critic în regim de motor.
Expresia turaţiei maşinii asincrone
(2.9), arată că turaţia
poate fi modificată prin variaţia alunecării s, prin modificarea numărului de perechi de poli p
si schimbarea frecvenţei de alimentare . Dependenţa n=f(M) reprezintă caracteristica
mecanică a motorului asincron. Ea se deduce din funcţia M=f(s), trasată in figura 2.8.
Regimurile de funcţionare ale m. a. trifazate:
pentru maşina funcţionează ca motor, cuplul fiind pozitiv;
pentru maşina lucrează ca generator, cuplul fiind negativ;
pentru maşina este în regim de frână, cuplul fiind pozitiv.
Corespondenţa punctelor P, Q, N şi O se realizează prin relaţia:
(2.10)
4
Fig. 2.8 Caracteristica cuplu-alunecare, M=f(s), a maşinii asincrone trifazate
sN scr1 scr2
generator motor frână
s
Q1 Mcr1
M
MN N
1
S
S'
N'
3
2
5 MP
Mr=ct
P
O
Mcr2 Q2
s=1
s=-1
(d)
|Mcr2|> Mcr1
39
De exemplu, pentru s=0, rezultă n= iar cuplul M este nul. Porţiunea trasată cu linie
plină este zona de funcţionare stabilă. Pentru maşinile de lucru, caracteristicile mecanice au o
formă apropiată de curba 2, adică la creşterea vitezei, cuplul creşte datorită suprapunerii peste
cel rezistent - constant a unui termen variabil, crescător cu viteza. Pentru aceste tipuri de
acţionări, condiţia de funcţionare stabilă se exprimă matematic astfel:
.
Dacă maşina de lucru posedă cuplu rezistent variabil după curba 3, punctul de
funcționare I nu este stabil, întrucât la o creştere a lui Mr viteza diminuându-se, cuplul M
scade mărind şi mai mult diferenţa între Mr şi M, fapt ce atrage o nouă diminuare a vitezei
ş.a.m.d., până când punctul de funcţionare ajunge în P – motorul se opreşte. Pe această
porţiune a caracteristicii, de funcţionare instabilă este valabilă relaţia:
.
Pentru aceeaşi maşină de lucru, cu caracteristica 3, punctul de funcţionare notat cu S
este stabil întrucât comportarea maşinii este similară cu cea corespunzătoare punctului N.
Aşadar, pentru acţionarea maşinilor de lucru cu ajutorul cuplului rezistent variabil în limite
reduse cu turaţia, motorul asincron funcţionează stabil pe porţiunea ONQ a caracteristicii
mecanice şi are funcţionare instabilă doar pe timpul pornirii sau al opririi cu blocare a
rotorului pe porţiunea QIP (figura 2.9.b). Dacă pe arbore este cuplată o maşină de lucru cu
caracteristica 3, atunci motorul asincron nu porneşte. Dacă a funcţionat în punctul N şi
ulterior a fost încărcat cu o sarcină având caracteristica 3, punctul de funcţionare se
deplasează în S, motorul lucrează în suprasarcină o anumita perioada de timp, existând un
pericol de supraîncălzire. Dacă motorul funcţionează în N şi maşina de lucru are caracteristica
4 atunci motorul decroşează, punctul de funcţionare descrie curba NSQIP, se calează şi doar
intervenţia protecţiei îl salvează de la o supraîncălzire, ajungând până la distrugerea termică a
izolaţiei înfăşurărilor, cu urmări grave.
Deoarece alunecarea nominală este mică, nN este apropiată de n1, caracteristica
mecanică este rigidă, sau dură. Datorită caracteristicii mecanice dure pe care o posedă,
motorul asincron trifazat este preferabil pentru acţionări la viteze aproximativ constante.
40
2.4. Pornirea motoarelor asincrone trifazate
Pornirea motoarelor asincrone este un proces tranzitoriu care se petrece atunci când
viteza rotorului creşte de la valoarea 0 până la o valoare apropiată de sincronism (sau valoarea
nominală). În ceea ce priveşte alunecarea, aceasta variază de la 1 până în apropierea lui 0. În
timpul pornirii, mărimile de natură electrică, magnetică şi mecanică au anumite variaţii în
timp, expresiile lor analitice fiind date de sistemul de ecuaţii diferenţiale ce caracterizează
ansamblul maşină electrică – maşină de lucru.
În mod deosebit se pun probleme legate de mărimea cuplului de pornire şi de valoarea
curentului absorbit de la sursă pe timpul pornirii.
De cele mai multe ori se impune condiţia ca pe timpul pornirii cuplul electromagnetic
al maşinii să fie cât mai mare, oricum mai mare decât cuplul rezistent, fiind astfel posibilă
accelerarea rotorului şi a părţii mobile a maşinii de lucru. Sunt situaţii în practică unde se cere
ca pe timpul pornirii cuplul să se menţină la valori apropiate sau chiar egale cu cuplul maxim
pe care îl furnizează motorul (la unele compresoare, mori pentru minereuri, cereale etc.).
Există şi situaţii, cum sunt anumite maşini textile, unde un cuplu ridicat de pornire provoacă
accelerări importante ale lanţului cinematic, fapt care conduce la ruperea firelor textile, de
exemplu, defecţiune care necesită repornirea motorului.
În ceea ce priveşte valoarea curentului de pornire, aceasta trebuie să fie cât mai mică
pentru a nu produce căderi ale tensiunii care pot deranja consumatorii racordaţi la aceeaşi
reţea de la care se alimentează şi motorul asincron pornit. Cu cât reţeaua este mai puternică în
raport cu motorul cu atât mai puţin este sesizabil şocul curentului de pornire, de către
consumatorii învecinaţi.
Fig. 2.9 a) Caracteristica M=f(s); b) Caracteristica mecanicăn=f(M).
0
n
P
Q
N nN
nQ
MP
b)
Mcr
O
MN
n1
M
S
I
1
2
3
4
=
O
0 s
M
P
Q
N
sN scr 1
MP
a)
Mcr
MN
=
41
În general, la motoarele de construcţie normală în colivie raportul se situează
în domeniul de valori de la 4 la 7.
Raportul curentului de pornire, se poate deduce şi prin metoda grafică dacă se
dispune de diagrama cercului. Motorul asincron cu colivie prezintă unele avantaje în raport cu
motorul cu rotorul bobinat, anume: construcţie mai robustă, preţ mai mic (mai ales la puteri
unitare reduse), funcţionare mai sigură (fiabilitate crescută). În ceea ce priveşte caracteristicile
de pornire, motorul cu rotorul în colivie este inferior, în mod deosebit datorită faptului că are
cuplu redus, pentru un anumit curent absorbit de la reţea; în schimb la pornirea motorului cu
rotor bobinat este necesar un reostat suplimentar, ceea ce înseamnă, de cele mai multe ori, o
investiţie însemnată. Dacă puterea reţelei este mare comparativ cu a motorului pornit, şocul de
curent la pornire nu este resimţit de consumatorii învecinaţi, iar motorul cu rotor în colivie
porneşte fără a fi necesară vreo instalaţie suplimentară. Când reţeaua impune o limită a
curentului de pornire atunci se diminuează tensiunea corespunzătoare aplicată statorului, cu
preţul micşorării şi a cuplului de pornire. Pentru porniri în sarcină mare se folosesc tipuri
speciale de motoare în scurtcircuit: cu bare înalte sau cu colivie dublă.
2.4.1 Pornirea motoarelor asincrone cu rotorul bobinat
În ultimul timp motoarele asincrone cu rotor bobinat se utilizează în general la puteri
mari în acţionări cu viteză reglabilă în gama: .
Pornirea motoarelor asincrone cu rotor bobinat (MAB) se efectuează folosind
rezistenţe reglabile în circuitul rotoric. Prezenţa acestor rezistenţe creează posibilitatea
diminuării curentului absorbit de motor la pornire şi menţinerea sa la o valoare acceptabilă din
punct de vedere al reţelei.
Pentru a justifica această afirmaţie se calculează raportul dintre curenţii , pentru s=1
şi pentru , în situaţia naturală când rotorul are numai rezistenţa sa
proprie şi se obţine relaţia (2.11):
În situaţia pornirii, când se înseriază pe circuitul rotoric o rezistenţă raportată de ,
acelaşi raport devine:
42
Aşadar, prin înserierea de rezistenţe în circuitul rotoric, curentul de pornire devine
<70% din valoarea curentului de la pornirea directă. În relaţiile de mai sus s-au considerat:
În ceea ce priveşte cuplul de pornire se poate dovedi că valoarea sa este mai mare
decât MN pentru un anumit domeniu de valori ale lui . Se poate justifica această afirmaţie
dacă se porneşte de la expresia:
(2.13)
şi se înlocuieşte s cu 1 (pornire), adică:
(2.14)
Se analizează funcţia , care pleacă din 0 pentru 0
2R şi tinde spre 0 pentru
2R tinzând la infinit. MP are valori pozitive pentru 0
2R , deci admite un maxim pentru
, care se obţine din egalarea cu zero a derivatei, adică dacă x
2R , rezultă:
(2.15)
Fig. 2.10 Pornirea motoarelor asincrone cu rotor bobinat
2
1
a)
L3
L2
L1
MAB
3~
K
Rp1
Rp2
Rp3
C
0
3 0 s
M/MN
2
b)
1,5
1
0,5
P R T V
Q S U
N 0 1 2 3
sN sU sS sQ
C pe plot 0 C pe 1 C pe 2 C pe plot 3
1
MPmax
43
Aşadar, rezistenţa totală raportată, la pornire, trebuie să fie de aproximativ 2
R6,1 ,
sau rezistenţa exterioară înseriată pe o fază rotorică trebuie să fie de 2R5,1 (la care se va
adăuga rezistenţa proprie 2
R a fazei rotorice).
Valoarea pozitivă a alunecării critice:
(2.16)
Din comparaţia acestei relaţii cu cea a alunecării critice (2.16), se constată că:
(2.17)
Rezultă că rezistenţa rotorică raportată trebuie să fie astfel calculată încât, la pornire,
alunecarea critică să fie 1, ceea ce înseamnă că la s=scr1=1 maşina să aibă cuplul
electromagnetic egal cu Mcr1, pornirea având loc cu cuplul maxim pe care îl poate furniza
motorul.
În figura 2.10 b) este prezentată o familie de caracteristici M=f(s), (în mărimi relative,
M/MN), la un motor al cărui cuplu critic este Mcr=2MN, pentru diverse valori ale rezistenţei
rotorice. Iniţial cursorul reostatului este în contact cu ploturile, rezistenţa înseriată fiind Rp3,
care sumată cu R2 şi raportată la stator îndeplineşte condiţia (2.17),adică:
(2.18)
Punctul de funcţionare se află în P, motorul posedă cuplul maxim Mpmax sub acţiunea
căruia rotorul accelerează, turaţia creşte iar s scade, punctul de funcţionare se deplasează pe
curba 3, din P spre Q. Când s devine sQ se trece cursorul C pe ploturile 2, punctul de
funţionare trece brusc din Q în R pe noua caracteristică M=f(s), notată cu 2 – corespunzătoare
rezistenţei rotorice Rp2 (sau celei totale raportate 2
Rp2
R ); motorul accelerează în
continuare, punctul de funţionare descrie porţiunea RS a curbei 2. Când s=sS se efectuează o
trecere a cursorului C de pe plotul 2 pe plotul 1, punctulde funţionare trece din S în T, apoi
parcurge porţiunea TU şi în sfârşit când s=sU se efectuează o trecere a lui C de pe plotul 1 pe
0 iar punctul de funcţionare va descrie porţiunea VN a caracteristicii naturale 0, stabilindu-se
în N când cuplul rezistent este egal cu cel nominal. Din analiza figurii 2.10 b) se constată că
pe intervalul pornirii, cuplul maşinii s-a menţinut între 2 valori prescrise N
1,5MN
2M , unde
2MN este egal chiar cu Mcr. Este necesară urmărirea în permanenţă a alunecării sau a turaţiei
astfel încât să se facă trecerile succesive ale cursorului C pe ploturile respective respectându-
se condiţia ca Mmin să nu fie mai mic decât cel impus: 1,5MN.
44
Cazul analizat este particular, întrucât valoarea maximă a cuplului pe timpul pornirii
este chiar Mcr. Se poate ca pe timpul pornirii să se menţină Mmax la o valoare ridicată dar mai
mică decât Mcr.
2.4.2 Pornirea directă a motoarelor asincrone cu colivie (cu rotorul în scurtcircuit)
Se foloseşte schema din figura 2.11 a). Pornirea constă în închiderea comutatorului
tripolar K. În locul acestuia se poate utiliza un contactor cu autoreţinere şi acţionare prin
buton de la distanţă.
În figura 2.11b) se prezintă caracteristica M=f(s) a unui motor asincron cu colivie din
bare rotunde fără refularea curentului. Se constată că Mp – cuplul de pornire este mai mic
decât cel nominal MN. Aceste motoare se pornesc în sarcini reduse sau la gol. În ceea ce
priveşte curentul de pornire, valoarea acestuia este de 4–7 ori mai mare ca a curentului
nominal şi este egală cu:
scZ3
1NU
1scI (2.19)
unde Zsc este impedanţa de scurtcircuit pe fază, iar U1N este tensiunea de linie nominală. Se
consideră motorul cu înfăşurare statorică conectată în stea.
În ceea ce priveşte cuplurile de pornire şi curenţii de pornire, aceste mărimi depind
esenţial de tipul rotorului. În figura 2.11 c) se prezintă caracteristicile cuplurilor de pornire
relative M/MN pentru două tipuri de rotoare: cu colivie din conductoare rotunde – curba a şi
cu colivie dublă – curba b. Pe abscisă s-a luat viteza relativă n/n1. Pentru motorul cu rotor
având colivie dublă, cuplul de pornire este de valoare ridicată apropiată de cea critică.
a)
M
3~
L1
L2
L3
K
Fig. 2.11 Pornirea directă a motoarelor asincrone trifazate
s
Mp
N
scr 1
P
MN
M
Mcr
0
b)
I1/I1N
1
2
3
4
5
M/MN
1
2
I1
M
6
a
b
c
d
n/n1
1 0 0,5
c)
45
În legătură cu curenţii de pornire aceştia sunt de 4 I1N la rotorul cu colivie dublă şi de
6,2 I1N la rotorul cu colivie din conductoare rotunde. Variaţiile acestor curenţi de la n=0 la
1nn sunt date prin curbele c, respectiv d. Pornirea directă a motoarelor asincrone conduce
la curenţi mari prin înfăşurări, care provoacă supraîncălziri ale acestora. Dacă frecvenţa
pornirilor este redusă aceste fenomene termice nu sunt periculoase pentru maşină.
2.5. Reglarea turaţiei motoarelor asincrone trifazate
Procedeele de reglare a turaţiei motoarelor asincrone rezultă din expresia turaţiei:
şi constau în:
variaţia frecvenţei a tensiunii de alimentare;
modificarea numărului de perechi de poli, p;
modificarea alunecării, s, prin modificarea rezistenţei rotorice.
2.5.1 Reglarea turaţiei prin modificarea frecvenței de alimentare
Prin modificarea frecvenţei tensiunii de alimentare a maşinii asincrone se poate obţine
o variaţie a turaţiei de sincronism şi, în funcţie de cuplul rezistent, se modifică turaţia
rotorului în scurtcircuit. Acest procedeu, al cărui domeniu de aplicaţie se lărgeşte în ultimul
timp, foloseşte un motor cu construcţie simplă de preţ redus şi robust, dar necesită un
convertor şi o comandă adecvată. Performanţele convertoarelor statice de frecvenţă depind de
caracteristicile semiconductoarelor pe care le folosesc.
Componentele electronice existente pe piaţă răspund aproape în totalitate nevoilor
industriale atât din punct de vedere tehnic cât şi din punct de vedere economic. Progresele
înregistrate în domeniul microprocesoarelor permit implementarea unor comenzi performante
cu costuri reduse.
În raport cu alte soluţii tehnice, procedeul variaţiei vitezei motoarelor asincrone cu
rotor în colivie asociate cu convertoare de frecvenţă, prezintă printre altele şi avantajele:
reducerea exploatării proceselor industriale prin creşterea comenzii motorului de
acţionare;
optimizarea consumului de energie electrică;
creşterea securităţii şi siguranţei acţionării.
46
Pentru obţinerea unor tensiuni de valori efective şi frecvenţe variabile aplicate
motorului, pornind de la tensiuni de valori efective şi frecvenţe constante, furnizate de reţeaua
industrială de 50Hz se utilizează fie un convertor direct fie un convertor indirect sub forma
unei cascade redresor-invertor. Convertoarele indirecte pot fi invertoare de tensiune sau
invertoare de curent. Invertorul este un dispozitiv electronic care transformă curentul continuu
în curent alternativ de frecvenţă variabilă. Alegerea unei soluţii dintre cele trei enumerate mai
sus este dictată de: puterea motorului, plaja de frecvenţe ce se cere a fi obţinută şi existenţa
unor condiţii specifice privind reversibilitatea funcţionării.
Invertorul de tensiune este indicat pentru asocierea cu motorul asincron, datorită
faptului că inductanţa motorului se comportă ca un filtru trece – jos, iar curenţii au un conţinut
de armonici inferior celui al tensiunilor furnizate. Cel mai des folosit invertor de tensiune este
cel cu modulaţie în lăţime a impulsurilor, MLI, sau PWM care permite modificarea atât a
valorii tensiunii cât şi a frecvenţei de ieşire. Schema de principiu este prezentată în figura
2.12. Se cunosc mai multe procedee de MLI, dintre care se enumeră: modulaţia sinus –
triunghi, modulaţia vectorială, modulaţia în delta.
Folosirea invertorului de tensiune pune frecvent şi problema reversibilităţii; dacă
motorul asincron funcţionează în regim de generator, curentul activ de la intrarea în invertor
se inversează, iar circuitul plasat la intrarea în invertor trebuie să fie capabil să permită
această circulaţie inversă.
În cazul când ondulorul este alimentat de la o reţea de c.c., constituită din
acumulatoare, care funcţionează reversibil în ceea ce priveşte curentul, problema este
rezolvată. Dacă, de exemplu reţeaua de c.c. este de tip urban – substaţie pentru alimentarea
unor motoare de tracţiune, recuperarea energiei furnizate de una sau mai multe maşini, care
ajung în regim de generator, se realizează cu celelalte maşini conectate la aceeaşi substaţie.
Când invertorul este alimentat, pornind de la reţeaua industrială conectată pe un redresor fix
(necomandat) nereversibil în curent, recuperarea nu este posibilă figura 2.12 a). Pentru a
elimina acest neajuns, se adoptă diverse soluţii: - alimentarea ondulorului de tensiune prin
două redresoare cu tiristoare montate în antiparalel şi care se deblochează la inversarea
rolurilor (figura 2.12 b), - utilizarea unui singur redresor şi plasarea la ieşirea sa a unui
inversor compus din două perechi de tiristoare comandate care asigură circulaţia curentului în
ambele sensuri, - utilizarea unui redresor cu modulaţie a lăţimii impulsurilor ce alimentează
ondulorul de tensiune, tot cu MLI, acestea putându-şi schimba între ele rolurile când maşina
funcţionează în regim de generator asincron
47
Invertorul de curent are schema de principiu din figura 2.13 şi prezintă avantajul de a
fi alimentat printr-un simplu redresor clasic. Din cauza inductanţei sale, motorul asincron nu
este facil de alimentat prin invertor de curent, întrucât la aplicarea de impulsuri ale curenţilor
apar supratensiuni pronunţate pe aceste inductanţe.
Fig. 2.12 Invertoare de tensiune: a) ireversibil; b) reversibil
L1
L2
L3
Lf Cf
Ud
MA
id
Inv
Filtru
Redr
a)
Lf Cf
L1
L2
L3
id
Ondulor de tensiune
(invertor)
Redr.1
Filtru
Redr.2
b)
Cf Lf
Ud
1
1'
3
2' 3'
2
Ud' Ud
Lf
L3 L2, L1, Redr.
Filtru activ
C
M.A.
Inv.
id
Fig. 2.13 Schemă de alimentare a motorului asincron cu invertor de curent
+
-
48
Limitarea supratensiunilor se poate realiza, într-o variantă, prin utilizarea de una sau
mai multe capacităţi care se opun variaţiei bruşte a tensiunii la borne.
Când se folosesc tiristoare convenţionale comandate pe poartă, pentru amorsare sunt
necesare circuite auxiliare de comutaţie (de stingere). Acestea conţin condensatoare cu dublul
rol: de comutare a curentului de pe o fază pe alta a maşinii şi de stingere a tiristoarelor prin
evacuarea purtătorilor minoritari.
În ultimul timp, în acţionările de putere cu motoare asincrone şi invertoare de curent se
folosesc dispozitive semiconductoare tip GTO şi mai ales tranzistoare IGBT a căror amorsare
şi blocare se realizează prin comenzi adecvate aplicate pe electrozii lor. Pentru eliminarea
unor "asimetrii" ale acestor dispozitive semiconductoare este necesară înserierea lor cu diode.
O soluţie de compensare a caracterului inductiv al motorului constă în montarea de
condensatoare, C, în paralel direct la bornele motorului (2.13). Pentru a folosi condensatoare
de valoare mai mică este indicată tehnica MLI pentru comanda invertorului Inv. Este posibilă
apariţia unor armonici de curenţi de la Inv, care ar putea creşte mult dacă se îndeplinesc
condiţiile de rezonanţă. Se va considera maşina asincronă cu rotor în colivie alimentată în
stator cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţă variabilă. Se consideră maşina simetrică,
cu parametrii constanţi în regim permanent sinusoidal, armonicile superioare de timp ale
curenţilor şi tensiunilor de frecvenţă variabilă, furnizate la ieşire de convertoarele electronice
fiind neglijate.
Dispozitivele care realizează condiţiile impuse, privitoare la tensiuni, frecvenţe,
curenţi pot fi invertoarele de tensiune prezentate în figura 2.12 la care s-a reprezentat numai
partea de forţă.
Pentru plasarea în condiţiile de flux rezultant (în întrefier) constant se va apela la
schema electrică echivalenta, unde se observă că s-au neglijat pierderile în fier fluxul total util
rezultant, adică:
(2.20)
Fig. 2.14 Scheme electrice echivalente – a) ; b) variante
I2' R2'/s
U1
I1 I10
b)
jXs2' jXs1 R1
E1 jXm
(j 1Lm)
I2'
R2'/s U1
I1
I10
j 1Ls2' j 1Ls1
Ls1
R1
j 1ψm= E1
a)
49
Menţinerea lui Ψm constantă este echivalentă cu păstrarea constantă a curentului I10 –
de magnetizare, deci problema se transferă la controlul curentului de mers în gol şi menţinerea
constantă a acestuia.
În cazul considerat, când pe timpul modificării frecvenţei f1, alunecarea se păstrează
constantă, rezultă că I1 se menţine constant. Valoarea acestui curent depinde de λ. Pentru
frecvenţe mai mari decât f1N, menţinerea constantă a fluxului Ψm se poate realiza numai dacă
se aplică statorului o tensiune U1>U1N. Acest fapt nu este admis cel puţin din două motive:
depăşirea tensiunii nominale pune în pericol înfăşurările maşinii întrucât se poate depăşi
tensiunea de străpungere a izolaţiei dintre spire; la valori ridicate ale tensiunii sunt puse în
pericol componentele electronice ale schemei de alimentare (convertorul).
Aşadar, peste f1>f1N, tensiunea se menţine la valoarea sa nominală U1N iar frecvenţa va
creşte, ceea ce înseamnă o scădere a raportului U1/f1, o diminuare a fluxului Ψm, o micşorare a
cuplului critic (deci a cuplului la care poate fi exploatat motorul în condiţii acceptabile).
În figura 2.16 a) se prezintă familia de caracteristici mecanice n=f(M) în mărimi
relative, în condiţiile variaţiei frecvenţei. Caracteristicile s-au trasat pe cât posibil pe
porţiunile lor stabile. Pentru f1<f1N s-au trasat curbele A, B, C şi D în condiţiile U/f=ct., ceea
ce implică Ψm=ct., şi Mcr=ct. -la cuplu constant.
M/McrN
B
A Mcr1
ω2
1
0,5
ΨmN
0,71ΨmN
Mcr2
ω1 ω2cr (sω1)
a)
Fig. 2.15 Caracteristici la flux rezultant constant: a) M=f( 2), b) n=f(m)
n
n1=60f1/p f1N
A B
O
(M/McrN)
f1 scade 1 m
MN
b)
50
Punctele corespunzătoare cuplului nominal arată că turaţia se poate modifica din
apropierea lui 0 până la n1N, aşa cum se petrece şi la motorul de c.c. cu excitaţie separată
(derivaţie). Capacitatea de suprasarcină a motorului este menţinută la aceeaşi valoare, întrucât
Mcr/MN=ct. Pentru tensiunea U1, cuplul M şi puterea activă P se prezintă dependenţele lor de
f1, în figura 2.16, - porţiunea de abscise cuprinse între 0 şi 1.
Pentru f1>f1N se menţine U1=ct. şi se creşte frecvenţa peste f1N. Se obţin caracteristicile
mecanice E, F, G, H, ale căror valori de cupluri maxime se diminuează o dată cu creşterea
frecvenţei. Justificarea a fost dată în figura 2.15 şi utilizează proprietatea: Mcr este
proporţional cu Ψm, care prin creşterea frecvenţei se micşorează.
2.5.2 Reglarea turaţiei prin modificarea rezistenţei rotorice
Variaţia alunecării s se realizează prin două procedee:
a. prin variaţia tensiunii de alimentare;
b. prin introducerea unei rezistențe suplimentare în circuitul rotoric al motorului;
c. prin introducerea de t.e.m. suplimentare în circuitul rotoric.
Fig.2.16 Caracteristicile motoarelor asincrone la comanda în frecvenţă
0
U1/f1=ct
U1 =ct
M =ct
U1
P
1 2 f1/ f1N
P =ct
P =var.
M
b)
M,U1,P
M =var.
F
I
C0
E
M/MN
1
0
2
2,5
1 2
G
H
J
naturală
f1/f1N= 2,5
2,25
2,0
1,75
1,5
1,25
1,0 C1
C2
U1=ct,
P=ct
a)
n/n1
A
C
B
D
U1/f1=ct,
Mcr=ct
0,75
0,5
0,25
51
Ultimele două metode (b. și c.) se pot aplica numai la motorul asincron cu rotorul
bobinat. Reglajul turației prin variația tensiunii de alimentare se aplică foarte rar datorită
următoarelor neajunsuri:
la reducerea tensiunii de alimentare se reduce momentul maxim al motorului şi
capacitatea sa de supraîncărcare;
domeniul de reglare este mic;
în reglarea reostatică se obţin pierderi suplimentare de energie.
Procedeul de variaţie a alunecării s – prin variaţia rezistenţei în circuitul rotorului, se
aplică motoarelor asincrone cu inele de contact. În acest sens, în circuitul rotorului se
introduce un reostat de reglare. Acest reostat de reglare este dimensionat pentru regimul de
funcţionare de lungă durată. Din egalitatea:
Ω
rezultă că la creşterea rezistenţei din circuitul rotoric, alunecarea s creşte proporţional, iar
turaţia rotorului motorului se reduce.
În figura 2.17 este dată familia de caracteristici mecanice reostatice. Din acestea se
observă că la momentul nominal cu cât rezistenţa circuitului rotoric este mai mare, cu atât
turaţia este mai mică ( ).Din aceeaşi figură se vede că la M redus domeniul de
reglare se reduce sensibil, adică atunci când motorul funcţionează la sarcină foarte mică,
reglajul de turaţie este aproape imposibil. Deşi prin acest procedeu de reglare cu creşterea
rezistenţei în rotor se reduce stabilitatea şi se amplifică pierderile de energie, el are largă
răspândire datorită execuţiei relativ uşoare şi domeniului larg de reglare. Se aplică la
macarale, trolii, poduri rulante etc.
Fig. 2.17 Caracteristicile mecanice n=f(M) pentru diferite rezistenţe
introduse în circuitul rotorului motorului asincron cu rotor bobinat
52
2.5.3 Reglarea turaţiei prin modificarea numarului de perechi de poli
Reglarea turaţiei motoarelor asincrone prin variaţia numărului perechilor de poli p ai
înfăşurării statorice se aplică de asemenea la motoarele cu rotor în scurtcircuit. La motoarele
cu inele de contact ea nu se aplică, deoarece comutarea perechilor de poli ai înfăşurării
statorice este necesară în înfăşurarea rotorică, complicându-se astfel construcţia motorului.
Pentru modificarea numărului perechilor de poli, motoarele cu rotor în scurt-circuit se
execută cu două înfăşurări separate cu număr diferit de perechi de poli, sau cu o înfăşurare, la
care se poate modifica numărul de poli. La al doilea procedeu, înfăşurarea fiecărei faze are
două semiînfășurări.
Fig. 2.18 a, b Explicative privind obţinerea de numere diferite de poli
pentru înfăşurările statorice
Atunci când aceste semiînfășurări sunt înseriate, se obţin patru poli (fig. 2.18 a), iar
când sunt puse în paralel se obţin doi poli (fig. 2.18 b). Neajunsul principal al acestui
procedeu de reglare este că se realizează reglarea în trepte şi construcţia motoarelor se
complică. Obişnuit motoarele se realizează pentru două turaţii.
Cel mai frecvent, motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit, se utilizează în
acţionările electrice cu turaţie nereglabilă, pentru acţionarea pompelor, ventilatoarelor,
transportoarelor cu lanţuri şi cu bandă, maşinilor de excitaţie, troliilor de screpere, combinelor
de galerii, maşinilor de mărunțit (spart) cu acţionare nereglată a organului de spart ş.a.
În acţionările electrice de c.a. cu reglaj de viteză se utilizează mai ales motoare
asincrone cu inele de contact. În minele cu gaze şi praf, în scopul reglării acţionărilor electrice
sunt în special de perspectivă motoarele asincrone cu rotorul în scurtcircuit completate cu
convertoare de frecvenţă. Avantajul esenţial al acestor motoare în medii cu foc şi explozive
este că la acestea spre deosebire de motoarele de c.c. şi motoarele asincrone cu inele de
contact, lipsesc periile de contact.
53
Cap. 3. Convertorului static de frecvenţă cu circuit
intermediar de curent continuu
3.1 Descrierea convertorului static de frecvenţă cu circuit intermediar de
curent continuu
Convertoarele statice de frecvenţă (CSF) permit transformarea energiei de la reţeaua
trifazată de tensiune şi frecvenţă fixă într-o energie de curent alternativ cu tensiune şi
frecvenţă variabilă. Aceste circuite electronice constituie astfel, surse optime de alimentare a
motoarelor de curent alternativ – rotative sau liniare, asincrone sau sincrone – în sistemele de
acţionare cu viteză reglabilă.
Acţionările utilizând motoare asincrone cu rotorul în scurtcircuit, alimentate de la
convertoare statice de frecvenţă, au pătruns în cele mai diferite domenii datorită în special
avantajelor acestor motoare (robuste, uşoare, dimensiuni mici, inerţie redusă, întreţinere
uşoară, etc.).
Ansamblul convertor static – motor asincron cu rotor în scurtcircuit facilitează punerea
de acord a caracteristicii mecanice a motorului cu condiţiile impuse de maşinile de lucru cele
mai diferite. Astfel se poate asigura toate cerinţele impuse sistemelor de acţionare cum ar fi:
pornirea automată şi accelerarea controlată;
funcţionarea cu turaţie constantă sau cuplu constant;
reglarea automată după program a turaţiei;
schimbarea sensului de rotaţie;
frânarea automată;
gamă largă de reglare a vitezei cu fineţe deosebită a reglării;
sensibilitate redusă la variaţii în anumite limite a tensiunii şi frecvenţei de alimentare;
viteză mare de răspuns.
Conversia energiei de curent alternativ realizată prin intermediul unei forme de
energie de curent continuu, are limite de variaţie mai largi din punct de vedere al frecvenţei
tensiunii de ieşire. În acest caz, CSF este denumit convertor de frecvenţă cu circuit
intermediar de curent continuu şi este alcătuit din:
un redresor (comandat sau necomandat);
un circuit intermediar de curent continuu având caracter de sursă de curent continuu
sau de tensiune continuă sau variabilă;
un invertor care poate fi de tensiune sau de curent.
54
Fig. 3.1. Structura unui convertor static de frecvenţă.
3.2 Principiul de funcţionare al convertorului static de frecvenţă cu
circuit intermediar de curent continuu
Invertoarele sunt componentele de bază ale convertoarelor statice de frecvenţă cu
circuit intermediar de tensiune continuă, echipamente electronice de putere care stau la baza
acţionărilor electrice cu turaţie reglabilă cu motoare de curent alternativ. În structura acestor
sisteme de acţionare, invertorul are un rol decisiv în stabilirea performanţelor energetice şi
dinamice ale sistemului pentru un motor de acţionare dat.
Este bine cunoscut faptul că obţinerea unui randament energetic ridicat şi a unor
performanţe dinamice superioare pentru sistemul de acţionare în ansamblu, este condiţionată
de alimentarea motorului de curent alternativ cu tensiuni şi curenţi sinusoidali, de frecvenţe şi
amplitudini impuse de sistemul de reglare.
Spre deosebire de invertoarele de curent, invertoarele de tensiune prezintă o mare
flexibilitate în adoptarea unor tehnici de comandă cu modularea impulsurilor de tensiune în
durată (PWM) şi/sau amplitudine în vederea reducerii conţinutului de armonici de frecvenţă
joasă din undele de tensiune şi de curent ce alimentează motorul de acţionare.
Funcţionarea invertoarelor de tensiune fără modulaţia impulsurilor, prin conducţia
continuă a dispozitivelor de comutaţie pe duratele corespunzătoare unor unghiuri de 120 el.
sau 180 el, prezintă dezavantajul unui conţinut ridicat de armonici de frecvenţă joasă în unda
tensiunii de ieşire, precum şi dezavantajul datorat imposibilităţii reglării tensiunii concomitent
cu reglarea frecvenţei numai prin intermediul invertorului.
Undele de tensiune obţinute la ieşirea invertorului sunt cvasisinusoidale, compuse din
impulsuri dreptunghiulare de durate egale cu durata de conducţie a semiconductoarelor de
putere. Astfel au o pondere însemnată a armonicilor impare 5, 7, 11, etc. care determină
cupluri oscilante ce înrăutăţesc performanţele dinamice ale motorului alimentat. În plus, la
reglarea vitezei motorului de acţionare (sincron sau asincron) se impune modificarea continuă
a tensiunii concomitent cu frecvenţa. Acest lucru nu se poate obţine cu ajutorul invertorului,
55
fiind necesară o sursă de tensiune continuă reglabilă, redresor comandat sau chopper în
circuitul de curent continuu.
În figura 3.2. este prezentată configuraţia unui convertor de frecvenţă cu circuit
intermediar de curent continuu pentru alimentarea unui motor asincron.
Fig. 3.2. Schema unui convertor cu circuit intermediar de curent continuu
Reglarea vitezei maşinii asincrone impune pe lângă variaţia frecvenţei fs care se
realizează în CFCI prin metode specifice de comandă pentru contactoarele statice şi variaţia
tensiunii Us, pentru a se evita saturarea (Us/fs=const.).
Există pentru îndeplinirea acestui deziderat, în principal trei metode distincte:
variaţia tensiunii continue Ucc la intrarea invertorului;
variaţia tensiunii Us la ieşirea din invertor;
variaţia tensiunii în invertor prin utilizarea tehnicilor PWM.
Prima metodă permite obţinerea unei forme constante a tensiunii la ieşirea
invertorului, indiferent de amplitudinea ei, dar impune folosirea redresorului comandat, ca
sursă de tensiune continuă reglabilă, pe calea de curent continuu.
Se utilizează cu precădere în schemele de reglare care funcţionează pe baza
controlului orientat după câmp, iar contactoarele statice ale invertorului sunt tranzistoare.
Dacă invertorul este realizat cu tiristoare, la variaţia în limite largi a tensiunii, capacitatea de
comutare scade pe măsura scăderii tensiunii de încărcare a condensatoarelor de stingere, din
care cauză, în unele aplicaţii se folosesc surse suplimentare de curent continuu pentru
încărcarea condensatoarelor de stingere.
A doua metodă se utilizează relativ rar în acţionările electrice reglabile, deoarece la
tensiuni reduse, conţinutul de armonici ale tensiunii la bornele maşinii este nesatisfăcător.
56
Metoda a treia este cea mai folosită atât în cazul controlului scalar, cât şi în cazul
controlului orientat după câmp, în acest ultim caz uneori împreună cu prima metodă.
Tehnicile de comandă PWM prezintă două avantaje esenţiale care le-au impus domeniul
metodelor de comandă folosite pentru invertoarele ce fac parte din convertoarele statice cu
circuit intermediar de curent continuu:
nu necesită componente suplimentare în invertor, blocul de comandă devenind însă
mai complex;
permit reducerea semnificativă sau chiar eliminarea armonicilor de frecvenţă de ordin
mic (cele mai apropiate de fundamentală), chiar la evoluţii în limite largi ale tensiunii şi
frecvenţei.
Reducerea conţinutului de armonici, în special a armonicilor de frecvenţă joasă şi
posibilitatea modificării în limite largi a tensiunii cu frecvenţa se obţin prin modulaţia în
durată a impulsurilor de tensiune, metodă consacrată sub denumirea de comandă PWM (Puls
Width Modulation). Metoda constă în fragmentarea duratelor de conducţie ale
semiconductoarelor de putere în vederea reducerii conţinutului de armonici din undele de
tensiune şi implicit de curent de la ieşirea invertorului ce alimentează motorul unui sistem de
acţionare electrică.
Metodele de comandă PWM (Puls Width Modulation) se aplică în aceeaşi măsură la
maşinile asincrone cât şi la cele sincrone. În această lucrare se va studia aplicarea acestor
tehnici de comandă maşinilor asincrone.
Configuraţia invertorului PWM pentru alimentarea unui motor asincron trfazat este
prezentată în figura 3.3.
Fig. 3.3. Invertor trifazat cu tranzistoare IGBT.
Modularea impulsurilor în durată (lăţime) constă în alimentarea maşinii cu un număr
de impulsuri de tensiune (curent) pe fiecare semiperioadă, durata fiecărui impuls fiind o
funcţie sinusoidală dependentă de poziţia unghiulară a impulsului în decursul semiperioadei.
57
Modularea se realizează prin compararea unui semnal de comandă (modulator), de
amplitudine Um şi frecvenţă fm variabile, a cărui formă este identică cu forma semnalului ce
se doreşte a fi obţinut la ieşirea invertorului, cu un semnal triunghiular (purtător), de
amplitudine Up şi frecvenţă fp fixe.
Caracterizarea acestui proces de modulaţie, cunoscut sub denumirea de modulaţie
PWM sinusoidală se face cu ajutorul a doi parametri:
gradul de modulaţie în frecvenţă, definit prin raportul dintre frecvenţa semnalului
purtător şi frecvenţa semnalului modulator fp/fm=m (m determină numărul de pulsuri pe
perioadă);
gradul de modulaţie în amplitudine al tensiunii, definit prin raportul dintre
amplitudinea semnalului modulator sinusoidal şi amplitudinea semnalului purtător
triunghiular Um/Up=k.
Principiul metodei, este ilustrat în figura 3.4.
Momentele în care unda modulatoare de frecvenţă fm şi amplitudine Um intersectează
unda purtătoare triunghiulară de frecvenţă fp şi amplitudine Up (figura 3.4 a), constituie
momente de comutare pentru contactoarele statice din invertor. Prin aceasta produc
impulsurile de tensiune modulate în durată după legea sinusoidală impusă de unda
modulatoare.
Cât timp unda modulatoare este mai mare decât unda purtătoare, contactoarele statice
corespunzătoare fazei şi polarităţii respective sunt închise, aplicând înfăşurării maşinii un
impuls de tensiune. Când unda purtătoare devine mai mare decât unda modulatoare, aceste
contactoare se vor deschide.
În funcţie de contactoarele care se închid, impulsurile de tensiune aplicate înfăşurării
maşinii vor fi de o polaritate sau alta, conform figurii 3.4 b), c), d).
Algoritmul de comutare pentru contactoarele din invertor, se observă în figurile 3.4.
e), f) şi g).
Pentru o undă triunghiulară de amplitudine şi frecvenţă constante, se poate modifica
amplitudinea fundamentalei undei de la ieşirea invertorului, prin modificarea amplitudinii
undei modulatoare Um (a indicelui de modulaţie k), păstrând frecvenţa acesteia constantă.
58
Fig. 3.4. Principiul modulãrii sinusoidale.
59
3.3. Simularea utilizând Matlab Simulink al convertorului static de
frecvenţă cu circuit intermediar de curent continuu
Schema de principiul şi modelul în mediul Matlab Simulink sunt prezentate în figurile
3.5, respectiv 3.6. Aceste scheme conţin blocuri de bază, cum ar fi inverotrul trizat, redresorul
trifazat comandat, motor asincron, generatorul de semnal PWM, regulatorul de tensiune
continuă.
Figura 3.5: Schema converoturului static de frecventa
Figura 3.6: Modelul Simulink al convertorului static de frecvenţă
60
Regulatorul de tensiune continuă este bazat pe un regulator PI şi un chopper cu
histerezis. Atunci când tensiunea continuă scade, regulatorul PI micşorează unghiul de
comandă. În caz că tensiunea continuă creşte, regulatorul PI mareşte unghiul de comandă.
Logica de comandă a chopperului este bazată pe un controller cu histerezis. Dacă tensiunea
atinge valoarea maximă admisă de banda de histerezis, figura 3.7, regulatorul de tensiune
continuă intră în modul frânare, şi chopperul este pornit. În modul chopper, regulatorul PI
devine regulator P, componenta integratoare devine nulă, deoarece dinamica chopperului este
foarte rapidă şi componenta integratoare nu işi are rostul. Dacă tensiunea atinge limita minimă
impusă de banda de histerezis, chopperul de frânare este oprit. Regulatorul de tensiune
continuă este prezentat în figura 3.8.
Figura 3.7: Principiul regulatorului cu histerezis
Figura 3.8: Regulatorul de tensiune continuă
61
Schema generatorului de semnale PWM este prezentată în figura 3.9.
Figura 3.9: Schema generatorului PWM
Parametri maşinii asincrone şi ai convertorului sunt prezentaţi în figura 3.10. Ca
mărime de intrate este selectat cuplul rezistent.
(a) (b)
Figura 3.10: Parametri nominali ai motorului asincron (a) şi ai invertorului (b)
62
Figura 3.11 prezintă rezultatele simulării convertorului de frecvenţă pentru comanda
maşinii asincrone. Cu toate că viteza iniţială de referinţă este de 1800rot/min, viteza motorului
nu urcă brusc la aceasta valoare, ci funcţionează în regim tranzitoriu până cand se stabilizează
la 1.3s. La momentul de timp t=2s, se aplică un cuplu de acceleraţie pe axul motorului. Se
observă creşterea vitezei. Deoarece viteza rotorului este mai mare decât viteza de sincronism,
maşina intră în regim de frană. Energia recuperată din frânare este transferată pe partea de
curent continuu, determinând creşterea tensiunii continue. Acest lucru determină regulatorul
de tensiune continuă să activeze chopperul de frânare, ceea ce determină ca tensiunea
continuă să scadă. La momentul t=3s, se aplică la motor un cuplu în trepte de la -11Nm la
11Nm. Se poate observa o oscilaţie a tensiunii continui şi vitezei. La momentul t=4s, cuplul
rezistent se elimină, astfel că regulatorul de curent continuu trece din modul frâna în modul
motor.
Figura 3.11: Rezultatele simulării controlului motorului asincron cu convertor de frecvenţă
63
Concluzii
La o comparaţie cu motoarele de curent continuu, a căror utilizare este limitată din
cauza dificultăţilor legate de producerea şi transportul energiei electrice în curent continuu,
cât şi de construcţia lor, precum şi faţă de motoarele sincrone la care reglarea turaţiei este
practic imposibilă iar funcţionarea presupune alimentarea înfăşurării de excitaţie în curent
continuu, motoarele asincrone se caracterizează prin aceea că:
- au avantajul funcţionării exclusiv în curent alternativ;
- este posibilă utilizarea la sarcini şi turaţii variabile;
- au construcţie şi funcţionare simplă;
- sunt robuste;
- pot fi întreţinute şi exploatate uşor.
La o comparaţie cu motoarele sincrone în schimb, motoarele asincrone au
dezavantajul consumului de energie reactivă inductivă, ceea ce duce la scăderea factorului de
putere şi deci la un consum suplimentar de energie electrică. De asemenea, pornirea lor este
legată de anumite dificultăţi privind mărimea cuplului şi a curentului, dar, prin măsurile care
se pot lua, larga lor utilizare nu este afectată.
Motoarele asincrone trifazate se pretează foarte bine la utilizarea pentru acţionări electrice, iar
progresele tehnologice survenite în construcţia şi comanda acestei familii de motoare le conferă atât
prezent cât şi viitor. În robotică de exemplu, au apărut motoare asincrone trifazate al căror stator
conţine poli din magneţi permanenţi din pământuri rare (samariu-cobalt, neodim-fier). Comutarea
înfăşurărilor este statică, iar echipamentul are rol dublu: de comutare a înfăşurărilor şi de furnizare,
prin impulsuri modulate în durată, a tensiunii medii necesare.
Utilizarea convertizoarelor de frecvenţă pentru reglarea turaţiei motoarelor asincrone
nu este o idee nouă. Însă noile tehnologii în acest domeniu fac această alternativă şi mai
atractivă datorită costurilor mai reduse. Utilizarea de motoarea asincrone cu reglarea variabilă
a turaţiei în sisteme cu convertoare de frecvenţă oferă un potenţial mare de economisire. Din
acest motiv, această tehnologie poate contribui în mod substanţial la respectarea acordurilor şi
al normelor locale şi internaţionale în domeniul economisirii de energie şi al scăderii emisiilor
de dioxid de carbon.
64
BIBLIOGRAFIE
1. Albu M., - Electronică de putere, Ed. Venus, IAȘI, 2007
2. Ionescu F., Floricău D. Nițu S., Jean Paul Delarue, Boguș C. – Electronica de putere.
Convertoare Statice, Ed. Tehnică, București, 1998;
3. Muntean N. – Convertoare Statice, Ed. Politehnică, Timișoara, 1998;
4. Diaconescu M.P., Graur I. – Convertoare Statice. Baze Teoretice. Elemente de Proiectare.
Aplicații, Ed. Gh. Asachi, IAȘI, 1996;
5. Mihai Puiu-Berizinţu, “Electronică Industrială de Putere Curs şi Lucrări Practice”, Ed.
Alma Mater, Bacău, 2007;
6. Mircea Gogu, Maşina asincronă”;
7. Simion A., Cojar M., Livadaru L., Mardarasevici G. – Mașini electrice, Ed. Shakti, IAȘI,
1998;
8. Cozma V., Popescu C., „Maşini electrice – Maşini asincrone”, Editura Sitech, Craiova,
2005;
9. Mircea Gogu, “Comanda motoarelor asincrone prin impulsuri modulate in durată(PWM)”;
10. Livinț Gh., Livinți P. – Algoritmi de comandă a acționărilor electrice prin metode
frecvențiale, Ed. Venus, IAȘI, 2003.