МИНОБРНАУКИ РОССИИ

федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение

высшего профессионального образования

«САНКТ-ПЕТЕРБУРГСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ МОРСКОЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ»

(СПбГМТУ)

На правах рукописи

Пьей Пьо Тун

СОВЕРШЕНСТВОВАНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

В СОСТАВЕ АВТОНОМНЫХ СИСТЕМ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

ЭЛЕКТРОТЕХНИЧЕСКИХ КОМПЛЕКСОВ

Специальности: 05.09.03 – Электротехнические комплексы и системы

Диссертация на соискание ученой степени

кандидата технических наук

Научный руководитель:

д.т.н., профессор

Дмитриев Борис Федорович

Санкт-Петербург

2014

2

ОГЛАВЛЕНИЕ

ВВЕДЕНИЕ................................................................................................................................. 5

ГЛАВА 1. СОВРЕМЕННОЕ СОСТОЯНИЕ И ПЕРСПЕКТИВЫ ПРИМЕНЕНИЯ

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ДЛЯ СИСТЕМ АВТОНОМНОГО

ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ .............................................................................................................. 10

1.1. Анализ требований, предъявляемых к системам автономного электропитания

с учетом обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС). .................................. 10

1.2. Принципы построения, структуры и элементная база полупроводниковых

преобразователей для автономных систем электропитания ............................................ 15

1.2.1. Топология силовой части многоуровневых преобразователей

электрической энергии для автономных электроэнергетических систем ....................... 22

1.2.2. Способы формирования и регулирования выходного напряжения

в многоуровневых преобразователях. ................................................................................. 30

1.2.3. Трёхфазный инвертор на базе трёх однофазных мостовых схем. ......................... 30

1.2.4. Трёхфазный мостовой инвертор. ............................................................................... 32

1.2.5. Трёхуровневый трёхфазный инвертор. ..................................................................... 33

1.2.6. N-уровневые инверторы напряжения. ...................................................................... 34

Выводы по 1-ой главе………………………………………………………………………...40

ГЛАВА 2. АНАЛИЗ И РАСЧЕТ СТАТИЧЕСКИХ И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ

ХАРАКТЕРИСТИК МНОГОУРОВНЕВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ ...................................................... 41

2.1. Математическое представление способов формирования токов и напряжений

многоуровневых преобразователей. ................................................................................... 41

2.1.1. Математическое представление выходного напряжения и выходного тока. ....... 41

3

2.1.2. Однофазные многоуровневые преобразователи. ..................................................... 48

2.2. Моделирование однофазного многоуровневого преобразователя. .......................... 51

2.3. Статические и энергетические показатели многоуровневых выпрямителей. ......... 56

2.4. Расчёт установленной мощности многоуровневых преобразователей. ................... 58

2.5. Способы управления преобразователями частоты (ПЧ) ........................................... 65

2.5.1. Алгоритмы управления автономными инверторами напряжения ......................... 66

2.5.2. Управляемые преобразователи напряжения ............................................................ 71

Выводы по 2-ой главе………………………………………………………………………...75

ГЛАВА 3. ИССЛЕДОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ И ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ

ПРОЦЕССОВ В МНОГОУРОВНЕВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ ..................................... 76

3.1. Гармонический анализ напряжения и тока однофазного многоуровневого

выпрямителя. ......................................................................................................................... 76

3.2. Гармонический анализ напряжения и тока реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от трёхфазной сети ........................................................... 81

3.2.1. Математическое моделирование реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от трёхфазной сети ............................................................ 81

3.2.2. Схемотехническое моделирование реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от трёхфазной сети ............................................................ 86

3.2.3. Разработка подсистемы «Measurements» для определения энергетических пока

зателей многоуровневых преобразователей……………………………………………...92

3.3. Гармонический анализ напряжения и тока многоуровневого инвертора

при питании от источников постоянного тока .................................................................. 97

Выводы по 3-ей главе…………………………………………………………………….…106

4

ГЛАВА 4. ТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ МНОГОУРОВНЕВЫХ

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ В СИСТЕМАХ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ ...................................... 107

4.1. Практическая реализация многоуровневых преобразователей. ............................. 107

4.2. Расчет статических и динамических потерь в транзисторных модулях ......................

трехуровневого инвертора ................................................................................................. 116

4.3. Применение многоуровневых преобразователей для управления АД .................. 119

4.4. Моделирование системы ПЧ-АД ............................................................................... 121

Выводы по 4-ой главе……………………………………………………………………….129

ЗАКЛЮЧЕНИЕ……………………………………………………………………………...130

ЛИТЕРАТУРА ........................................................................................................................ 134

Приложение 1 ......................................................................................................................... 141

Приложение 2 ......................................................................................................................... 144

Приложение 3. Гармонический анализ напряжения и тока реверсивного

многоуровневого преобразователя при питании от четырехпроводной сети ................. 150

П3.1. Математическое моделирование реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от четырехпроводной сети ............................................. 150

П.3.2. Схемотехническое моделирование реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от четырехпроводной сети ............................................. 154

Приложение 4 ......................................................................................................................... 162

П4.1. Анализ основных видов транзисторных ключей и особенностей

их применения. ................................................................................................................... 162

П4.2. Полностью управляемые по затвору тиристоры. .................................................. 164

П4.3. Силовые транзисторы. ............................................................................................. 165

Приложение 5…………………………………………………………………………….…171

5

ВВЕДЕНИЕ

В XXI веке две технологии будут иметь наибольшее значение – компьютеры и си-

ловая электроника с электроприводом. Первая станет выполнять функция разума, а вто-

рая – мускулов [4].

Полупроводниковые преобразователи электрической энергии являются одним из

наиболее распространенных технических устройств, работающих на разветвленную сеть

потребителей. От степени искажения потребляемого ими из питающей сети тока суще-

ственно зависит качество напряжения в сети и значение потерь активной мощности. В

свою очередь, от качества выходной энергии преобразователей существенно зависит

эффективность работы электропотребителей, получающих питание от них. Поэтому по-

вышение качества преобразования и использования электрической энергии является ак-

туальным в аспекте обеспечения энергосбережения [14 ].

В автономных системах электропитания (АСЭ) потребители электрической энер-

гии, имеющие различный характер нагрузки, получают питание от одной распредели-

тельной сети, которая должна обеспечивать надежное снабжение всех потребителей при

требуемом качестве электроэнергии.

Значительная часть оборудования имеет в своем составе выпрямители, сварочные

установки, агрегаты бесперебойного питания, особенностью которых является работа на

разветвленную сеть потребителей с нелинейным характером нагрузки [49].

Воздействие потребителей с нелинейными характеристиками на сеть заключается

в генерации ими высших гармонических составляющих тока и напряжения. Высшие

гармоники повышают вероятность возникновения резонансных явлений, нарушают

нормальную работу вычислительной техники, устройств релейной защиты и автомати-

ки; в результате повышенного нагрева токами высших гармоник происходит ускоренное

старение изоляции электрических машин и кабелей и т.д. В связи с этой проблемой ост-

ро встает вопрос об обеспечении в системах электроснабжения электромагнитной со-

вместимости [24].

На данном этапе характеризуется вниманием исследователей и разработчиков си-

ловой электроники к энергетическим аспектам работы ПП, к вопросам энергосбереже-

ния средствами регулируемого электропривода, к задачам оптимального управления.

Cоздание перспективных систем связано с решением проблем энергетической и элек-

6

тромагнитной совместимости ПП с питающей сетью и ЭМ, с исследованиями высоко-

частотных электромагнитных процессов, вызываемых ПП с ШИМ в электросетях и ЭМ,

с оценкой их влияния на надежность, долговечность, экономичность и другие характе-

ристики оборудования.

В связи с появлением множества новых технических решений по силовым схемам

ПП, с усложнением этих схем, большой объем работ выполняется по синтезу оптималь-

ных алгоритмов управления, по реализации в микропроцессорных устройствах функций

идентификации параметров, технической диагностики и визуализации процессов. В

практику эксплуатации ПП и электроприводов внедряются новые информационные тех-

нологии.

Регулируемые электроприводы являются основой автоматизации управления мно-

гими производственными процессами. Современные устройства и технологии требуют

от электропривода хороших регулировочных свойств, высоких показателей быстродей-

ствия и надежности, понижения вносимых системой «преобразователь-

электродвигатель» искажений в сетевое напряжение [4].

В настоящее время наблюдается устойчивая тенденция перехода от исполнитель-

ных элементов постоянного к исполнительным элементам переменного тока, для управ-

ления которыми преимущественное применение находят преобразователи частоты с яв-

но выраженным звеном постоянного тока [14].

Достижения в области микроэлектроники, непрерывное совершенствование сило-

вых полупроводниковых приборов и средств реализации импульсно-модуляционных

методов преобразования (формирование новых структур построения, создание эффек-

тивных схемотехнических решений устройств и систем) позволяют максимально ис-

пользовать потенциальные возможности импульсных методов преобразования и регули-

рования (стабилизации) электрической энергии и в силовой преобразовательной техни-

ке.

Использование современных полупроводниковых приборов и прямого микропро-

цессорного управления создали предпосылки для применения сложных законов модуля-

ции в системах с импульсно-модуляционным подходом преобразования энергии. В ос-

нове данных систем лежит принцип воспроизведения входного модулирующего воздей-

ствия на выходе с применением многоуровневого преобразования параметров электри-

ческой энергии. Такие преобразователи позволяют повысить скорость управления элек-

7

трическим потоком и на этой основе повысить качество преобразования энергии, харак-

теризуемое достижением заданных характеристик в переходных и квазиустановившихся

режимах работы, достигнуть необходимого уровня электромагнитной и энергетической

совместимости, а также снизить загрузку питающих сетей неактивными составляющими

мощности.

Таким образом преобразователи переменного тока для управления моментом,

скоростью или положением ротора асинхронных, синхронных и вентильных двигателей

являются современными электротехническими устройствами, которые выпускаются ве-

дущими электротехническими фирмами в различных модификациях.

Повышение статических и динамических характеристик электроприводов с пре-

образователями частоты в первую очередь определяются использованием новых алго-

ритмов управления как при раздельном, так и при совместном регулировании частоты и

напряжения, а также разработкой методов анализа и синтеза импульсных систем преоб-

разования энергии.

Поэтому цель диссертационной работы является развитие топологии силовой час-

ти многоуровневых преобразователей и практическая реализация этих преобразователей

переменного напряжения в постоянное (переменное) с многоуровневым принципом

преобразования параметров электрической энергии и методов управления этими преоб-

разователями в составе АСЭ.

Для достижения поставленной задачи в работе решаются следующие задачи:

выполнить сопоставительный анализ современного состояния и переспективы

применения импульсных полупроводниковых преобразователей для систем авто-

номного электропитания;

обосновать целесообразность применения многоуровневого принципа формиро-

вания выходного напряжения для полупроводниковых преобразователей в систе-

мах автономного электропитания;

выполнить математическое и схемотехническое моделирование многоуровневых

преобразователей с целью сравнения их спектрального состава выходного напря-

жения (тока) и входного тока;

исследовать энергетические характеристики многоуровневых преобразователей

при различных законах управления;

8

разработать рекомендации по практической реализации многоуровневых преобра-

зователей для АСЭ.

В первой главе анализируется состояние и перспективы применения полупровод-

никовых преобразователей для систем автономного электропитания. Рассмотрен класс

преобразователей переменного напряжения в регулируемое постоянное (переменное)

для АСЭ с использованием многоуровневого принципа преобразования параметров

электрической энергии и применением многократной коммутации, позволяющие полу-

чить выходное напряжение как меньше входного, так и больше входного, без использо-

вания внутри себя реактивных элементов.

Во второй главе приведено математическое описание способов формирования вы-

ходного напряжения (тока) и входного тока многоуровневых преобразователей на осно-

ве коммутационных функций. Представлены способы управления многоуровневыми

преобразователями напряжения. Выполнено математическое и схемотехническое моде-

лирование многоуровневых преобразователей для определения статических и энергети-

ческих характетистик. Приведен расчет установленной мощности многоуровневых пре-

образователей для различных топологий.

В третьей главе показано, что результаты математического моделирования вы-

ходного напряжения реверсивного многоуровневого преобразователя в пакете Mathcad

при различных индексах модуляции m совпадают с результатами схемотехнического

моделирования в пакете MatLab. Спектральные характеристики (THD) выходного на-

пряжения, выходного и входного токов многоуровневого преобразователя при питании

от переменного (постоянного) тока исследуются в зависимости от различных индексов

модуляции m, частоты управляющего сигнала fy и частоты коммутации fк при управле-

нии с синусоидальной ШИМ для активно-индуктивной нагрузки.

В четвертой главе характеризуется устойчивой тенденцией, заключающейся в пе-

реходе от исполнительных элементов постоянного тока к исполнительным элементам

переменного тока, для реализации частотного управления которыми преимущественное

применение получили преобразователи частоты с явно выраженным звеном постоянного

тока. Показана взаимосвязь частоты коммутации с коммутационными потерями и их

влияние на тепловые процессы в IGBT-модуле. Составляющая динамических потерь за-

висит от частоты коммутации ключа. Потери мощности в силовом модуле непосредст-

9

венно влияют на КПД преобразователя и поэтому их снижение является одной из ос-

новных задач разработчиков полупроводниковых приборов.

На защиту выносятся следующие положения:

1. Способы формирования и регулирования выходного напряжения с использовани-

ем многоуровневого принципа преобразования параметров электрической энер-

гии с широтно-импульсным регулированием.

2. Математические модели для определения спектрального состава выходного на-

пряжения и входного тока многоуровневых преобразователей с использованием

коммутационных функций )(tFk , рядов Фурье и функций Бесселя.

3. Спектральные характеристики выходного напряжения, выходного и входного то-

ков многоуровневого преобразователя при питании от переменного и постоянного

тока.

4. Подсистема «Measurements» для определения энергетических показателей много-

уровневых преобразователей.

5. Схемотехническое моделирование применения многоуровневых преобразовате-

лей в качестве источника питания в составе ПЧ-АД.

Достоверность научных положений, выводов и рекомендации подтверждена ре-

зультатами математического моделирования с применением пакета Mathcad, схемотех-

нического моделирования в пакете MatLab (Simulink/SimPowerSystems) и достаточной

сходимостью с результатами исследований других авторов.

По результатам работы опубликовано 5 печатных работ: в том числе 2 статьи в

журналах, рекомендованных ВАК РФ.

Материалы диссертационной работы докладывались на:

семинарах кафедры Электротехники и электрооборудования судов СПбГМТУ,

2012-2014г.

II-ой Всероссийской межотраслевой научно-технической конференции

СПбГМТУ, 2013.

III-ей Всероссийской межотраслевой научно-технической конференции

СПбГМТУ, 2014.

научно-техническом семинаре в Доме Учёных им. М. Горького Российской Ака-

демии наук, секция Электромагнитной совместимости в техно- и биосфере,

СПбГМТУ, 2013.

10

ГЛАВА 1

СОВРЕМЕННОЕ СОСТОЯНИЕ И ПЕРСПЕКТИВЫ ПРИМЕНЕНИЯ

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ДЛЯ СИСТЕМ

АВТОНОМНОГО ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

1.1. Анализ требований, предъявляемых к системам автономного электропитания

с учетом обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС).

К современным системам электропитания, в составе различных технологий,

предъявляется ряд требований, важнейшие из которых определяются статическими, ди-

намическими и массогабаритными показателями. Кроме того системы должны удовле-

творять требованиям электромагнитной и энергетической совместимости [2, 4, 24, 30].

В настоящее время происходит интенсивный рост числа электронной аппаратуры,

функционирование которой сопровождается потреблением из сети импульсного тока и,

как следствие, генерацией в сеть высших гармонических составляющих, способных вы-

звать повреждение электрооборудования или его неправильное функционирование. В

связи с этим должны быть решены задачи:

– определение требований к качеству электроэнергии, используемой при работе

различного рода потребителей;

– обеспечение этих требований при создании и эксплуатации устройств, систем и

комплексов. [18, 29]

Определение требований к качеству электроэнергии осуществляется разработчи-

ками аппаратуры и обуславливается точностью устройств. По мере усложнения задач,

решаемых электронной аппаратурой, происходит повышение требований к ее точности,

и следовательно, к качеству электроэнергии.

Для устройств автоматики и вычислительной техники эти требования сводятся в

основном к стабильности напряжения питания в статических и динамических режимах.

Обеспечение требуемой стабильности напряжения питания производится за счет

разработки соответствующих полупроводниковых преобразователей энергии. Повыше-

ние требований к стабильности напряжения приводит к усложнению схем преобразова-

телей, что вызывает ухудшение массогабаритных, энергетических и других показателей.

Особо сложной и трудноразрешимой задачей является задача обеспечения ста-

бильности напряжения в автономных подвижных объектах, где всегда имеют место же-

11

сткие ограничения на массогабаритные показатели оборудования.

Развитие современных технологий характеризуется широким распространением

автономных объектов, способных решать различные производственные задачи при раз-

нообразных условиях эксплуатации. Как правило, подобные объекты оснащаются авто-

номными системами электроснабжения.

В зависимости от характера функциональных задач, решаемых автономными объ-

ектами, их системы электроснабжения содержат ряд источников вторичного электропи-

тания (ИВЭП) соответствующих видов энергии.

Вследствие того, что технические устройства, реализующие производственные

технологии, предъявляют определенные требования к качеству энергии, то соответст-

вующие ИВЭП снабжаются соответствующими регуляторами и образуют вместе с ними

замкнутые динамические системы.

Так как проектирование динамической системы производится при условии обес-

печения номинальных значений энергетических координат, то отклонение последних

при работе системы воспринимаются ею как возмущения, действующие на определен-

ные элементы системы. Отклонение энергетических координат от номинальных значе-

ний в ряде случаев приводит к некоторому эквивалентному изменению динамических

свойств системы.

Оба отмеченных фактора обуславливают изменение качества функционирования

динамических систем и требуют разработки методов учета или устранения указанных

явлений при проектировании подобных систем. Отклонение энергетических координат

от номинальных значений в процессе работы технических устройств обусловлено огра-

ничением по мощности соответствующих ИП. [24, 37]

Известно [24, 37], что повышение мощности ИП при прочих равных условиях

практически всегда ведет к увеличению габаритов и массы соответствующего оборудо-

вания, повышению непроизводительных затрат энергии, (например увеличение потерь

холостого хода) и следовательно, к ухудшению общего КПД энергооборудования. В си-

лу указанных причин излишнее увеличение мощности ИП на автономных объектах и

особенно на подвижных крайне нежелательно, поэтому мощность ИП автономных объ-

ектов на практике всегда ограничена и часто бывает соизмерима с мощностью приемни-

ков. Следствием ограниченности мощности ИП является зависимость значений их вы-

ходных координат от режима и характера работы нагрузки, которая, например, для ис-

12

точников электрической энергии определяется внутренним сопротивлением источника

питания. В свою очередь характер и режимы работы приемников определяются режи-

мами работы соответствующих динамических систем, в состав которых они входят.

Таким образом, при соизмеримости мощности ИП с мощностью приемников, с

одной стороны, происходит влияние режимов работы динамических систем на характер

изменений и значения выходных (энергетических) координат ИП, с другой стороны,

следствием отклонений энергетических координат ИП от их номинальных значений яв-

ляется изменение (обычно ухудшение) качества функционирования динамических сис-

тем, получающих энергию от данного ИП.

Если от одного ИП получают энергию ряд динамических систем, то вследствие

указанных факторов может возникнуть взаимное влияние между процессами в разных

системах через общий ИП. Для устранения этого явления можно производить раздель-

ное энергоснабжение различных систем от нескольких автономных ИП. Однако подоб-

ное решение проблемы в общем случае не всегда удовлетворительно, поскольку приме-

нение целого ряда автономных ИП одной и той же физической природы приводит к

ухудшению массогабаритных и энергетических показателей качества электрооборудо-

вания.

Поэтому в настоящее время наиболее широкое распространение получили систе-

мы централизованного питания подвижных объектов, предполагающие использование

одного общего ИП, от которого и получают энергию все системы подвижного объекта.

Так как в состав системы «ИП-ИВЭП-нагрузка», входят самые разнообразные

технические устройства (ТУ) различные по своей физической природе и принципу дей-

ствия, работа которых предполагает потребление энергии разных видов и номиналов, то

системы энергоснабжения по необходимости должны содержать преобразующие уст-

ройства, обеспечивающие получение энергии требуемого рода и качества.

Таким образом, система централизованного энергоснабжения, кроме первичного

источника питания (ИП), содержит ряд преобразователей энергии, снабженных регуля-

торами соответствующих выходных (энергетических) координат, являющихся по суще-

ству замкнутыми регулируемыми динамическими системами.

Поскольку число приемников электроэнергии обычно велико и они расположены

некомпактно, то между ИП и нагрузкой необходимо организовать распределительную

сеть, включающую в себя устройства передачи энергии, устройства коммутации каналов

13

ее передачи и ряд вспомогательных устройств (фильтры, ограничители, датчики контро-

ля, индикации).

Таким образом, первичные ИП совместно с распределительной, коммутационной

регулирующей аппаратурой и всеми преобразователями энергии, образуют систему

электроснабжения (СЭС), от которой получают энергию все потребители.

Современное судно (корабль) с позиций системного анализа представляет собой

сложную иерархическую структуру, состоящую из большого числа подсистем и ком-

плексов, значительная часть которых характеризуется высокой степенью автоматизации.

К современным судовым системам автоматики и вычислительным комплексам

предъявляется ряд требований, важнейшие из которых определяются статическими, ди-

намическими и массогабаритными показателями. Кроме того, судовые системы должны

удовлетворять требованиям ЭМС.

Радиоэлектронная аппаратура на большинстве судов и кораблей получает питание

не от основной электростанции, а от специальных преобразователей электроэнергии.

Основные причины такого технического решения две [23, 42, 47, 51].

Первая заключается в том, что параметры электроэнергии для питания радиоэлек-

тронных систем отличаются от стандартных параметров силовой электрической сети.

Вторая причина состоит в том, что РЭА является нелинейным потребителем и по-

этому искажает форму кривой напряжения. В процессе развития как микроэлектроники,

так и силовой электроники несовместимость по цепям питания увеличивается. С одной

стороны, миниатюризация электронных схем преобразования сигналов все более снижа-

ет уровень сигналов, делая схемы более критичными к качеству питания. С другой сто-

роны, в силовой электронике ускоренно развиваются тиристорные и транзисторные пре-

образователи электроэнергии с высокочастотным преобразованием ее параметров.

Проблема снижения сложности и стоимости системы электропитания РЭА приве-

ла к увеличению числа потребителей, питающихся от одного вторичного щита с преоб-

разователем. Появились индивидуальное и централизованное электропитание спецпо-

требителей [26 ].

Развитие систем электропитания РЭА идет, в основном, в двух направлениях: за-

мена электромашинных преобразователей статическими и перевод на питание непосред-

ственно от шин ГРЩ электростанции.

Результатом комплексной автоматизации корабельных электроэнергетических

14

систем стало появление на кораблях нового класса потребителей электроэнергии – ком-

плексных систем управления (КСУ), что привело к созданию специальных систем цен-

трализованного электропитания СЦП [51, 52]. Произошло развитие СЦП от чисто за-

щитно-распределительных систем до систем силовой электроники, предназначенных

для реализации бесперебойного электропитания специфической электронной нагрузки.

Отмеченное позволяет считать системы централизованного электропитания (СЦП) от-

дельной частью корабельной электротехнической системы (КЭТС) [51]. Корабельные

СУ ЭЭС по существующей классификации относятся к классу систем управления функ-

циональным комплексом технических средств автономных электроэнергетических сис-

тем.

Применение в корабельных ЭЭС существенно нелинейных нагрузок (например,

электропривод) является одним из существенных факторов, влияющих на результаты

работы измерительных цепей СУ ЭЭС.

Более 60% всей вырабатываемой в мире электрической энергии потребляется

электрическими двигателями различных типов общепромышленного и судового назна-

чения. Современные судовые системы, устройства и технологии требуют от электро-

привода повышенной точности движения, быстродействия, надежности, понижения

вносимых системой «преобразователь-двигатель» искажений в сетевое напряжение.

Развитие электроники, создание новых полупроводниковых преобразователей

сделали возможным решение поставленных выше задач. Использование нового поколе-

ния силовых полупроводниковых приборов типа IGBT, GТО и др. в системах регули-

руемого электропривода позволяет улучшить массогабаритные показатели устройств

управления и существенно повысить технико-экономические показатели электроприво-

дов.

В настоящее время проявляется большой интерес к решению этих задач с помо-

щью импульсного управления потоком электроэнергии на высокой частоте [14, 34, 49,

56].

Этим вопросам посвящен ряд работ отечественных и зарубежных авторов: Гер-

ман-Галкина С.Г., Глазенко Т.А., Джури Э., Дмитриева Б.Ф, Дмитрикова В.Ф., Ефимова

А.А., Зиновьева Г.С., Кобзева А.В., Козярука А.Е., Лабунцова В.А., Липковского К.А.,

Михальченко Г.Я., Мыцыка Г.С., Пронина М. В., Розанова Ю.К., Томасов В. С., Хари-

тонова С. А., Шрейнера Р.Т., Ясакова Г. С.

15

1.2. Принципы построения, структуры и элементная база полупроводниковых пре-

образователей для автономных систем электропитания

Низкое значение коэффициента мощности (порядка 0,65-0,7), низкое качество вы-

ходного напряжения [2,7] позволяет сделать вывод о необходимости применения новых

схемных решений преобразователей частоты для АСЭ.

Современные полупроводниковые преобразователи частоты (ППЧ) на базе авто-

номных инверторов напряжения (АИН) практически не уступают по КПД непосредст-

венным преобразователям частоты (НПЧ), при этом имеют более простую силовую схе-

му, и в меньшей степени влияют на качество электроэнергии в судовой сети [14, 22].

Настоящее время характеризуется вниманием исследователей и разработчиков

силовой электроники к энергетическим аспектам работы ПП, к вопросам энергосбере-

жения средствами регулируемого электропривода, ИБП к задачам оптимального управ-

ления. На данном этапе создание перспективных систем связано с решением проблем

энергетической и электромагнитной совместимости ПП с питающей сетью и ЭМ, с ис-

следованиями высокочастотных электромагнитных процессов, вызываемых ПП с ШИМ

в электросетях и ЭМ, с оценкой их влияния на надежность, долговечность, экономич-

ность и другие характеристики оборудования [24].

В связи с появлением множества новых технических решений по силовым схемам

ПП, с усложнением этих схем, большой объем работ выполняется по синтезу оптималь-

ных алгоритмов управления, по реализации в микропроцессорных устройствах функций

идентификации параметров, технической диагностики и визуализации процессов. В

практику эксплуатации ПП и электроприводов внедряются новые информационные тех-

нологии.

Запираемые тиристоры (GTO, IGCT, SGCT и др.) относятся к полностью управ-

ляемым СПП и позволяют построить полностью управляемые преобразователи. Для

этих приборов также характерно низкое падение напряжения в открытом состоянии.

Однако большие коммутационные потери энергии приводят к необходимости применять

в преобразователях сравнительно низкие частоты ШИМ (до 500-600 Гц). Вследствие

этого токи и напряжения на входе и выходе преобразователей имеют значительные ис-

кажения и для устранения искажений необходимо применение мощных фильтров. Вы-

соковольтные преобразователи этого типа мощностью до 4 МВт и выше производятся

фирмой Rockwell Automation для приводов насосов, вентиляторов, компрессоров, мель-

16

ниц и др. В России в этом направлении работают ОАО "Новая эра", НИИПТ, ЦНИИ

СЭТ и др. По данным фирмы Rockwell Automation типичный КПД полностью управляе-

мых преобразователей частоты на запираемых тиристорах 97,5%.

Традиционно для улучшения ЭМС выпрямителей увеличивали эквивалентную

фазность входного напряжения (m=12, 18, 24), что связано с увеличением числа трех-

фазных мостов, выходы которых соединялись последовательно или параллельно [14,

21].

С появлением мощных полупроводниковых приборов начался новый этап в раз-

витии преобразовательной техники и ее широкое использование в автономных комплек-

сах. Освоение промышленностью новых типов силовых высококачественных полупро-

водниковых приборов создало основу для разработки высокоэффективных преобразова-

тельных устройств с принципиально новыми схемотехническими и конструктивными

решениями, обеспечивающими высокое быстродействие, КПД, надежность при сравни-

тельно малой массе и габаритах. Расширились классы схем регуляторов постоянного и

переменного напряжения, бесконтактной коммутационной аппаратуры, автономных ин-

верторов, преобразователей частоты, что позволяет наиболее гибко, с малыми потерями

управлять потоком энергии и изменять ее параметры [22, 56].

Особенность большинства преобразователей автономных систем - силовое им-

пульсное воздействие на объект регулирования посредством модуляции того или иного

вида. Такой способ подвода энергии позволяет за счет дозировки длительности и интен-

сивности воздействия существенно повысить плотность энергии и реализовать опти-

мальные способы управления нестационарными и стационарными процессами в элек-

тромеханических электронно-оптических, электротехнологических и других устройст-

вах автономных комплексов [8, 14].

Импульсно-модуляционные преобразователи (ИМП), в основу которых положен

принцип воспроизведения входного модулирующего воздействия на энергетическом

(силовом) выходе, применяются давно, а в настоящее время в связи с интенсивным со-

вершенствованием динамических свойств полностью управляемых полупроводниковых

приборов(транзисторов, тиристоров) и ростом коммутируемой ими мощности становят-

ся основным инструментом для реализации практически всех видов преобразования па-

раметров электрической энергии [23,44]. Существенное снижение динамических потерь

полностью управляемых приборов позволяет без заметного снижения КПД ИМП повы-

17

сить электромагнитную совместимость, снизить загрузку питающих сетей реактивной

мощностью, мощностью искажения, а также получить желаемые динамические характе-

ристики в замкнутых системах автоматического регулирования.

Известны, разрабатываются и исследуются полупроводниковые преобразователи

с повышенной ЭМС следящего [14,24] и модуляционного типов, причем преобразовате-

ли первого типа преимущественно ориентированы на формирование заданного выход-

ного переменного напряжения при постоянном входном [44,56] или входного перемен-

ного тока при постоянном выходном напряжении [40,44]. В практике построения преоб-

разователей модуляционного типа к настоящему времени сложилось два направления,

одно из которых базируется на принципах квазиоднополюсной модуляции (КОМ) и дос-

таточно подробно освещено в [44], а второе – на основе двойной модуляции энергетиче-

ского потока. Общие свойства и возможности этих направлений с точки зрения повы-

шения качества параметров электрической энергии рассмотрены в [11,15].

Требования к модуляционным ИВЭ (МИВЭ) приборных систем весьма различны,

что предопределяет использование большого числа типов преобразовательных уст-

ройств, классификация которых приведена на (рис. 1.1).

Преимущественное распространение в МИВЭ получили выпрямители (В), ши-

ротно-импульсные преобразователи (ШИП) постоянного напряжения (тока), автоном-

ные инверторы напряжения (тока) на основе полумостовых, а также мостовых однофаз-

ных и трехфазных транзисторных схем, импульсные преобразователи постоянного на-

пряжения с реактивными накопителями энергии [40]. Ужесточение требований к качест-

ву выходной электрической энергии и диапазону регулирования выходных параметров

приводит к необходимости использования схем как с однократным, так и с многократ-

ным преобразованием энергии, в которых с помощью системы управления реализуются

различные виды линейной (ЛМ) и импульсной (ИМ) модуляции: амплитудная (AM), фа-

зовая (ФМ), частотно-импульсная (ЧИМ), широтно-импульсная (ШИМ), амплитудно-

импульсная (АИМ), многозонная импульсная (МИМ), комбинированная (КМ) и др.

18

Рис. 1.1. Виды модуляции модуляционных ИВЭ

Модуляционные ИВЭ с однократным преобразованием энергии, питаемые от од-

ного источника напряжения (одноступенчатые) [14,49], выполняются, как правило, од-

ноячейковыми, содержат минимальное число полупроводниковых ключей, весьма эко-

номичны и надежны. Однако в них могут применяться лишь простейшие виды модуля-

ции. Питание от нескольких изолированных источников напряжения (многоступенчатый

многоячейковый ИВЭ) позволяет, кроме того, реализовать МИМ - сочетание амплитуд-

ной и широтно-импульсной модуляции в одной ступени питающего напряжения.

В преобразователях с МИМ диапазон значений выходной величины )(tU ВЫХ раз-

делен на ряд ступеней - зон. Модулируемый параметр в каждой зоне изменяется по пол-

ному циклу. Окончание цикла является условием перехода из зоны в зону. Сравнение

трех видов импульсной модуляции при линейно возрастающем входном сигнале (штри-

ховая линия) показывает, что амплитудная модуляция с ограниченным числом зон дает

наибольшее отклонение формы выходного напряжения от заданной, а частота включе-

ния ступеней зависит от скорости изменения входного сигнала.

Многозонная модуляция обеспечивает наименьшую погрешность воспроизведе-

ния энергетическим каналом заданной формы управляющего напряжения на входе ин-

формационного канала преобразователя и наименьшие коммутационные потери мощно-

сти (так как высокочастотная ШИМ имеет место лишь в одной ступени), а также улуч-

шает спектр выходного напряжения, чем облегчаются условия ЭМС.

Кроме того, МИМ наиболее органично сочетается с прямым цифровым управле-

нием, и такой МИВЭ может использоваться как силовой цифро-аналоговый преобразо-

ватель [29,49].

В зависимости от типа источника первичного питания ячейки выполняются на

19

транзисторных ключах либо на одно- или двукратных трансформаторно-ключевых

структурах [14,30].

Для регулирования и стабилизации различного рода нагрузок (на электротранс-

порте, в приводе металлообрабатывающих станков, для питания бортовых систем и т.д.)

все более широкое применение находят широтно-импульсные преобразователи, что

объясняется рядом их преимуществ:

– высокий КПД, так как потери мощности на регулирующем элементе преобразова-

теля незначительны по сравнению с потерями мощности при непрерывном регу-

лировании;

– малая чувствительность к изменениям температуры окружающей среды, посколь-

ку регулирующим фактором является время проводимости управляемого ключа, а

не внутреннее сопротивление регулирующего элемента, как при непрерывном ре-

гулировании;

– высокое быстродействие, что особенно важно для автоматизированного электро-

привода;

– гибкость регулирования выходного напряжения в широком диапазоне.

Эффективными являются схемы ШИП [49,53] построенные по принципу разделе-

ния питающего напряжения на ряд ступеней (рис.1.2а), каждая из которых включается с

помощью самостоятельного транзисторного ключа. При питании от сети переменного

тока вторичная цепь силового трансформатора выполнена в виде нескольких обмоток,

работающих на выпрямительные мосты. Все силовые транзисторы ступенчатого ШИП

работают независимо друг от друга и управляющие ими импульсы могут иметь различ-

ную относительную продолжительность и частоту следования. Одна или несколько сту-

пеней напряжения могут быть выполнены некоммутируемыми. Подобный же принцип

используют в реверсивных выходных каскадах ступенчатых ШИП. В этом случае на-

грузка шунтируется цепью, состоящей из несколько последовательно включенных тран-

зисторно-диодных мостов (рис.1.2б). Транзисторы мостов обычно переключаются по

несимметричным законам.

Используя принцип многоуровневого построения выходного каскада, можно лег-

ко получить нужное значение напряжения с малой амплитудой пульсаций на выходе

преобразователя. При этом полупроводниковые приборы должны быть выбраны на мак-

симальное напряжение, равное напряжению питания одной ступени.

20

Главным фактором, обеспечивающим эффективность использования современной

элементной базы является возможность применения импульсно-модуляционного управ-

ления, которое решает две основные задачи : формирование заданной выходной коорди-

наты и воспроизведение заданного управляющего входного напряжения, в основе кото-

рых используются АИМ и ШИМ-методы преобразования электрической энергии

[49,66,81,88].

21

Рис. 1.2. Многоуровневые ШИП

22

1.2.1. Топология силовой части многоуровневых преобразователей электрической

энергии для автономных электроэнергетических систем

Современные суда и корабли содержат сложные технические комплексы, в кото-

рых широко используются электроэнергетические и управляющие технические средст-

ва. При этом под техническими средствами понимаются основные и вспомогательные

устройства, предназначенные для выполнения определённых функций. К ним относятся

снабжение потребителей необходимым видом энергии, обеспечение движения и манев-

рирования корабля, предотвращение аварий и борьба с их последствиями, создание ус-

ловий жизнеобеспечения и нормальных условий эксплуатации судового оборудования.

Наиболее важной технической системой является энергетическая система корабля

(судна), она является многофункциональной, поскольку выполняет несколько функций:

генерирование, распределение, передачу и потребление электроэнергии.

Судовые и электроэнергетические системы имеют свои особенности и сущест-

венно отличаются от наземных электроэнергетических систем. Основными

характерными чертами судовых и корабельных ЭЭС являются [17,62,69]:

– соизмеримость мощностей генераторов и потребителей электроэнергии;

– большое количество потребителей, различающихся по роду тока, напряжения,

мощности;

– нелинейность многих видов нагрузки;

– частые динамические изменения нагрузки;

– высокие требования по надёжности.

Автономность судовой и корабельной ЭЭС в условиях ограниченных площадей и

объёмов размещения её оборудования затрудняет обеспечение требуемого качества

электроэнергии. Например, при установке обычного гребного двигателя (ГЭД), в зави-

симости от типа и водоизмещения судна (корабля), сектор, где устанавливается ГЭД, за-

нимает 5-10% объёма судна (корабля). В настоящее время широкое применение получи-

ли пропульсивные комплексы с винторулевой колонкой (ВРК), который обладает суще-

ственными преимуществами по сравнению с установками обычных типов ГЭД (рис.

1.3). Достоинствами таких комплексов с ВРК является отсутствие валопровода и руле-

вого устройства. Это позволяет повысить КПД, улучшить виброакустические характе-

ристики оборудования и одновременно принципиальным образом улучшить маневрен-

ность судна.

23

Рис. 1.3. Обобщенная схема единой ЭЭС

Создание на базе систем электродвижения переменного тока единых электроэнер-

гетических установок, в которых главные генераторы обеспечивают питанием как ГЭД,

так и общесудовые приемники электроэнергии, позволяет существенно улучшить массо-

габаритные и технико-экономические показатели энергетической установки.

Питание и управление ГЭД с ВРК осуществляется через полупроводниковый пре-

образователь частоты (ПЧ), который значительно влияет на качество электрической

энергии, искажая в ряде случаев форму потребляемого тока и напряжения на шинах

ЭЭС (рис. 1.3).

В настоящее время одним из важнейших факторов, влияющим на экономичность

использования электрической энергии, является сокращение потребляемой полупровод-

никовыми преобразователями и регулируемой на их основе реактивной мощности.

Наиболее перспективной возможностью обеспечения энергосбережения и повы-

шения экономичности использования электрической энергии в полупроводниковых

преобразователях является повышение качества энергопотребления за счёт использова-

ния топологий многоуровневого преобразования, связанных с новыми стратегиями

управления (например, релейно-векторного) при реализации силовых схем полупровод-

никовых преобразователей с учётом современной элементной базы.

При этом становится возможным активное формирование потребляемых такими

преобразователями сетевых токов и режимов энергопотребления из питающей сети.

24

Коэффициент мощности при наличии нелинейной нагрузки уменьшается из-за

изменения формы кривой тока и сдвига по фазе между первой гармоникой потребляемо-

го тока и напряжением сети, что ведёт к увеличению потерь в питающих сетях.

Анализ показал, что на уменьшение коэффициента мощности влияют следующие

факторы [11, 19, 41, 72]:

– несинусоидальность потребляемых токов и приложенных напряжений, обуслов-

ленных нелинейной нагрузкой;

– несинусоидальность потребляемого тока, обусловленная наличием в системе

сглаживающего фильтра.

Уменьшение коэффициента мощности приводит к необходимости применения

более мощных источников электропитания (из-за роста потерь мощности), что сопрово-

ждается ужесточением требований, предъявляемых к надежности и безопасности рабо-

ты преобразовательных устройств, а также ухудшает их удельные массогабаритные по-

казатели и увеличивает стоимость.

Возросшие требования к степени электромагнитной совместимости преобразова-

телей с питающей сетью потребовали новых технических решений для преобразовате-

лей с приданием им свойств активной коррекции коэффициента мощности. Многоуров-

невый принцип преобразования параметров электрической энергии позволяет осущест-

вить практически синусоидальное потребление тока из питающей сети, синфазное с на-

пряжением сети во всем диапазоне регулирования выходного напряжения.

В настоящее время существуют топологии силовой части многоуровневых преоб-

разователей электрической энергии, которые можно считать базовыми, поскольку на их

основе реализуются более сложные структуры. На рис. 1.4 представлены основные то-

пологии многоуровневых схем наиболее распространенных в системах электропитания.

Двухуровневая трёхфазная топология (рис. 1.4. а);

Трёхуровневая трёхфазная топология (рис.1.4. б) (в английской литературе –

neutral point clamped inverter «NPC»);

Трёхфазная «Н» топология, состоящая из трёх однофазных «Н» топологий

(рис.1.4. в), имеющая общий накопитель на стороне постоянного тока (рис.1.4. г).

Мощные преобразователи (10 – 40 МВА) состоят из группы таких преобразовате-

лей, часто называемых модулями, соединенных последовательно или параллельно. На

рис. 1.5 приведены модификации топологии, реализуемых на базе двухуровневых или

25

трёхуровневых трёхфазных топологий. Они реализуются за счет последовательного или

параллельного включения с использованием трансформаторов двух двухуровневых или

трёхуровневых трёхфазных структур (рис. 1.5. а, б).

a

b

c

сторона постоянного тока

сторона переменного тока

S1

S2

S3

S4

S5

S6

а)

S2

S1

сторона постоянного тока

A

S3

S4 S8

S7

S5

S6 S10

S9

S11

S12

а,b,c - cторона переменного тока

B C

б)

a

bсторона постоянного тока

сторона переменного тока

S1

S2

S3

S4

в)

26

a1

b1сторона постоянного тока

сторона переменного тока

a2

b2

a3

b3

S1

S2

S3

S4

S5

S6

S7

S8

S9

S10

S11

S12

г)

Рис.1.4. Основные базовые топологии силовой части многоуровневых преобразователей

электрической энергии: а) двухуровневая трёхфазная топология, б) трёхуровневая трёх-

фазная топология, в) однофазная «Н» топология, г) трёхфазная «Н» топология с общим

накопительным конденсатором

a)

27

б)

Рис. 1.5. Модификации топологий (Т1-Т4) на основе базовых структур:

а) двенадцатипульсная топология многоуровневого преобразователя

б) двадцатичетырехпульсная топология многоуровневого преобразователя

Двухуровневая трёхфазная и трёхуровневая трёхфазная топологии называются

также 6-ти пульсной, если частота коммутации ключей равна 50Гц. Пространственный

вектор напряжения при этом имеет 6 положений в пространстве, а фазное напряжение

имеет 6 ступенек.

Трёхфазная трёхуровневая топология стала основной в приложениях среднего на-

пряжения. В преобразователе, имеющем эту топологию, номинальное значение напря-

жения ключевых элементов, в два раза меньше, чем напряжение на стороне постоянного

тока, что позволяет отказаться от использования последовательного соединения ключе-

вых элементов. Это повышает эффективность использования ключевых элементов и на-

дёжность их работы, при этом напряжение преобразователя имеет три уровня (в отличие

от двухуровневой трёхфазной схемы), что уменьшает величину генерируемых высших

гармоник в сеть на частоте коммутации.

28

12-ти пульсная топология – включение последовательно или параллельно двух 6-

ти пульсных (рис. 1.5. а). Последовательное включение осуществляется посредством

двух трансформаторов с соединением обмоток «звезда-звезда» и «звезда-треугольник».

На стороне сети трансформаторы соединяются последовательно, то есть одна обмотка

первого трансформатора соединяется последовательно с обмоткой другого трансформа-

тора, средняя точка имеется только у обмоток второго трансформатора. Таким включе-

нием достигается исключение гармоник напряжения в общем напряжении АФ со сле-

дующими номерами 5+12n (5, 17, 29, 41, ...) и 7+12n (7, 19, 31, 43, ...).

Трансформаторы могут быть включены последовательно или параллельно. В пер-

вом случае суммируются напряжения, а во втором – токи двух преобразователей. Сиг-

налы управления вторым преобразователем идентичны сигналам управления первым, но

сдвинуты во времени на 30 основной гармоники. В суммарном напряжении (токе) ми-

нимальные по частоте высшие гармоники присутствуют в спектре на частотах с номе-

рами 11 и 13.

24-х и 48-ми пульсные схемы преобразователей, состоят из последовательного

или параллельного включения соответственно двух и четырёх 12-ти пульсных тополо-

гий (рис.1.5. г). Минимальные по частоте высшие гармоники присутствуют в спектре на

частотах с номерами 23, 25 и 47, 49 соответственно.

Для компенсации токов и напряжений обратной последовательности (симметри-

рование нагрузки) необходимо использовать преобразователи на базе «Н» топологий,

так как при этом возможно независимо управлять током в каждой фазе трёхфазной сис-

темы. Составная топология на основе « Н» топологий показана на рис.1.4. б. При этом

может использоваться общий накопительный конденсатор для всех преобразователей.

Возможно последовательное включение однофазных преобразователей без использова-

ния трансформаторов, но при этом надо использовать отдельный накопитель (электро-

литический конденсатор) на каждую однофазную «Н» топологию.

Использование «Н» топологий упрощает конструкцию вследствие уменьшения

компонентов преобразователя – в каждом преобразователе используется на 6 диодов

меньше по сравнению с трёхфазной трёхуровневой топологией. Также устраняется про-

блема небаланса напряжения конденсаторной батареи, присущая трёхуровневой трёх-

фазной топологии.

29

«Н» топологии нельзя включать «звездой» или «треугольником», для создания 12-

ти пульсной топологии, если используется общий накопительный конденсатор. Можно

использовать отдельный накопительный конденсатор на каждую фазу, но при этом не-

обходимо осуществлять контроль за уровнем активной мощностью в каждой фазе. В то-

пологии с общим конденсатором больше возможности контроля напряжения конденса-

тора, так как работа каждой фазы может влиять на уровень напряжения на накопитель-

ном конденсаторе. Вследствие этого потребуется увеличить суммарную ёмкость раз-

дельных батарей конденсаторов. Однако, использование раздельных конденсаторных

батарей, упрощает монтаж установки, так как значительно сокращается длина соедини-

тельных проводов, если учесть, что конденсаторы можно расположить возле шкафа си-

ловых ключей соответствующей фазы. Сокращение длины проводников уменьшает па-

разитную индуктивность контура коммутации ключа, что улучшает характер переход-

ных процессов.

Rн

Кл1

Су

Кл3 Кл5

Кл8

Кл4 Кл6 Кл2

Кл7

0 A B C

Lн

а)

Кл1

Кл2

Кл3

а

b

c

A

B

C

Тр-р

Lн

Rн

б)

Рис. 1.6. Структурные схемы многоуровневых регуляторов постоянного напряжения

а) на ключах с двусторонней проводимостью

б) на ключах с односторонней проводимостью

На рис. 1.6 приведены структурные схемы многоуровневых преобразователей по-

стоянного напряжения.

Приняты следующие обозначения: СУ – система управления; S1÷S12 – полностью

управляемые ключи; Rн, Lн – нагрузка.

30

1.2.2. Способы формирования и регулирования выходного напряжения в много-

уровневых преобразователях.

В зависимости от числа уровней базовых векторов напряжения трёхфазной сис-

темы, которое мы можем получить на выходе преобразователя, а также в зависимости

от способа их получения, можно выделить несколько схем многоуровневых преобразо-

вателей с двумя основными топологиями построения силовых цепей: на базе много-

уровневого автономного инвертора напряжения (МАИН) с несколькими уровнями ис-

точника напряжения постоянного тока и каскадные многоуровневые преобразователи с

последовательным соединением нескольких однофазных автономных инверторов на-

пряжения (АИН) в выходных фазах. Многоуровневые преобразователи обеспечивают

наилучшие энергетические показатели, однако схемы их содержат большое число клю-

чей, сложны, громоздки и, как результат, имеют более высокую стоимость в сравнении с

другими типами ПЧ. [49,56,69,86,89]

1.2.3. Трёхфазный инвертор на базе трёх однофазных мостовых схем.

Возможны два варианта включения нагрузки в такой инвертор. Если у трёхфазной

нагрузки доступны оба конца каждой фазы, то отдельные её фазы могут просто подклю-

чаться к выходу каждого однофазного моста. Если же доступно только три вывода на-

грузки, то они подсоединяются к соответствующим выводам мостов, а оставшиеся сво-

бодными выводы инвертора соединяются в общую точку.

Возможны различные варианты данной схемы. Так, каждый из однофазных мос-

тов может питаться от общего источника постоянного напряжения (рис.1.7(а)) либо от

отдельных источников (рис.1.7(б)), которые могут быть созданы, например, путём при-

менения многообмоточного трансформатора. Выходы каждого Н-моста могут непосред-

ственно подключаться к нагрузке (рис.1.7(б)) либо посредством трансформаторной раз-

вязки (рис.1.7(а)).

31

а)

б)

Рис. 1.7. Трёхфазный инвертор на базе трёх однофазных мостовых схем: а) с трансфор-

маторной развязкой выхода, б) с непосредственным подключением нагрузки.

Трёхфазные инверторы на базе однофазных мостовых схем можно назвать одно-

ступенчатыми с ШИМ, так как их выходное напряжение в каждой полуволне имеет

только одну ненулевую ступень напряжения (E), как и модуль базового вектора напря-

жения. [49,56, 69,86,89]

32

1.2.4. Трёхфазный мостовой инвертор.

Самая простая и самая распространённая схема трёхфазного инвертора (в боль-

шинстве литературных источников она называется «основной») получается простым

объединением трёх полумостовых однофазных инверторов (рис.1.8).

Рис. 1.8. Трёхфазный мостовой инвертор напряжения.

Данная схема считается одноуровневым инвертором напряжения (т.к. позволяет

получить на выходе только один уровень базового вектора), но в отличие от однофазной

мостовой, уже имеет по модулю два ненулевых уровня в кривой фазного напряжения

(E/3 и 2E/3 – двухступенчатый инвертор). При этом электромагнитные нагрузки на ком-

мутационные приборы не отличаются от соответствующих нагрузок в рассмотренной

ранее схеме.

Вид кривой фазного напряжения определяется алгоритмом управления. Силовая

схема инвертора может находиться в восьми состояниях (шесть активных, когда вклю-

чены два транзистора катодной группы и один анодной (и наоборот), и два нулевых, ко-

гда включены все три транзистора одной из групп). Синтез алгоритма управления сво-

дится к заданию порядка смены состояний и длительности пребывания в каждом из них.

[12,31,55,90]

33

Данные схемы позволяют реализовать одноуровневые алгоритмы управления.

Дальнейшее улучшение гармонического состава достигается увеличением числа ступе-

ней в выходном напряжении и увеличении, соответственно, числа уровней модуля базо-

вых векторов напряжения. По этому признаку различают многоуровневые инверторы

напряжения (трехуровневые, пятиуровневые, семиуровневые). Технически это достига-

ется, как было сказано ранее, добавлением к методу ШИМ ещё и метода амплитудной

модуляции. Последнее возможно только при наличии нескольких уровней напряжения у

входного источника питания [52,56,69].

1.2.5. Трёхуровневый трёхфазный инвертор.

Схема трёхуровневого трёхфазного инвертора напряжения представлена на рис.

1.9.

Здесь каждое плечо классического трёхфазного инвертора состоит из двух после-

довательно включённых полностью управляемых вентилей, шунтированных обратными

диодами. Дополнительные диоды соединяют нулевую точку источника входного напря-

жения со средними точками плеч инвертора, образованные последовательно соединён-

ными вентилями.

С помощью различных комбинаций ключей можно реализовать три варианта схе-

мы замещения инвертора, аналогичные изображённым на рис. 1.10.

На основании схем замещения для данного преобразователя можно выделить че-

тыре ненулевых ступени в кривой фазного напряжения (Uвх/6, Uвх/3, Uвх/2, 2Uвх/3). Мо-

дуль базовых вектор в данной схеме может иметь три фиксированных значения (Uвх/3,

Uвх/ , 2Uвх/3). Таким образом, трёхуровневый инвертор, имея в три раза большее (во-

семнадцать) число возможных положений обобщённого вектора напряжения, чем одно-

уровневый инвертор, позволяет более качественно сформировать кривую напряжения на

нагрузке за счёт использования ещё и амплитудной модуляции обобщённого вектора

напряжения. [49,56,69,86,89]

34

Рис. 1.9. Трёхуровневый трёхфазный инвертор.

Рис. 1.10. Схемы замещения трёхуровневого трёхфазного инвертора.

1.2.6. N-уровневые инверторы напряжения.

Дальнейшего увеличения уровней базового вектора выходного напряжения мож-

но добиться двумя путями. Первый основан на секционировании (емкостным делите-

лем) общего источника питания постоянного напряжения. Для получения N уровней в

полуволне выходного напряжения инвертора требуется N-1 емкостей в делителе напря-

жения. Из такого же количества ключей (вентилей с полным управлением) будет состо-

ять и каждое плечо инвертора. Пример одной фазы такого N-уровневого инвертора при-

веден на рис. 1.11 (а), а форма его выходного напряжения будет иметь вид N-

ступенчатой аппроксимации каждой полуволны синусоиды.

Напряжение на каждом элементе схемы ограничено уровнем напряжения одного

конденсатора делителя входного напряжения, которое здесь равно Ud/N. Это обеспечи-

вается соответствующим включением блокирующих диодов. Ценой за улучшение каче-

35

ства выходного напряжения является большое число диодов на высокие напряжения и

сложность поддержания равномерного распределению напряжения источника питания

между конденсаторами делителя напряжения. Возможен вариант этой схемы с заменой

блокирующих диодов конденсаторами с плавающим (не фиксированным) уровнем на-

пряжения на них (рис. 1.11(б)), делительные конденсаторы здесь также отсутствуют. Из-

за сложности процессов заряда-разряда в делительных конденсаторах (баланс напряже-

ния) и больших нагрузок на блокирующие диоды при проектировании многоуровневых

схем по данной топологии обычно ограничиваются тремя уровнями (схема с четырьмя

ключами на плечо – рис.1.9). [56,69,86,89] При необходимости получения большего чис-

ла уровней применяют схему с навесными конденсаторами либо схему с описанной ни-

же топологией.

Второй подход к построению многоуровневого инвертора напряжения основан на

использовании в каждой фазе последовательного включения (N-1) однофазных мосто-

вых ячеек инверторов напряжения, имеющих отдельные источники питания постоянно-

го напряжения. Схема трехфазного инвертора напряжения, образованного из таких кас-

кадов однофазных ячеек, соединенных в звезду, показана на рис. 1.12.

Форма кривой фазного напряжения инвертора такая же, как в предыдущей схеме.

Амплитудная модуляция выходного напряжения каскада ячеек обеспечивается различ-

ной продолжительностью импульсов напряжения отдельных ячеек. Затраты на собст-

венно инвертор здесь меньше, чем при первом подходе, но возрастают затраты на созда-

ние (N-1) независимых источников постоянных напряжений Ud для каждой ячейки

инвертора. Это потребует многообмоточного трансформатора и 3(N-1) неуправляе-

мых выпрямителей с емкостными фильтрами для трехфазного N-уровневого инвертора.

[49,56,69,86,89]

Важной особенностью данного типа инверторов является то, что при отказе одно-

го из Н-мостов его выход может быть автоматически закорочен специальным ключом,

при этом система продолжает функционировать при некотором снижении максимальной

выходной мощности. [4]

В данной главе были рассмотрены самые известные схемы одно- и многоуровне-

вых преобразователей напряжения. Такое многообразие схем конечно же связано с тем,

что все они имеют свои достоинства и недостатки, которые будут подробнее рассмотре-

ны и оценены далее в процессе моделирования и расчёта.

36

а ) б)

Рис. 1.11. N-уровневый инвертор: а)С секционированием ИПН и блокирующими диода-

ми; б)С навесными конденсаторами.

Рис.1.12. N-уровневый преобразователь на базе одноуровневых инверторов

напряжения

37

Существенно иными характеристиками обладают мощные транзисторные модули.

Модули IGBT имеют падения напряжения на транзисторах в открытом состоянии от 4 В

у модулей первого поколения до 1,2 В у модулей 4 поколения.. В низковольтных тран-

зисторных преобразователях частоты достигается КПД порядка 97%, в высоковольтных

– 97,5-98%. Модули IGBT относятся к полностью управляемым СПП. При построении

преобразователей на модулях IGBT снимаются многие ограничения. В частности, воз-

можно значительное увеличение частоты ШИМ, например до 10-20 кГц и более. Это по-

зволяет существенно упростить фильтрацию токов и напряжений на входе и выходе

преобразователей. Это также открывает перспективы для новых применений устройств

силовой электроники. Транзисторные преобразователи используются в системах любого

типа, в том числе в приводах с синхронными и асинхронными электрическими машина-

ми.

Рис. 1.13. Многотактный инвертор

Для мощных систем сравнительно низкого напряжения используются многотакт-

ные преобразователи. На рис. 1.13 изображена схема трехтактного инвертора напряже-

ния. В многотактных преобразователях полупроводниковые ключи или преобразова-

тельные мосты включаются параллельно через уравнительные дроссели.

38

Рис. 1.14. Многотактно-многоуровневый инвертор

Ключи или мосты управляются со сдвигом по фазе (на частотах ШИМ) импульсов

управления. При этом гармонические составляющие токов и напряжений параллельно

работающих мостов частично взаимно компенсируются. За счет этого уменьшаются ис-

кажения токов и напряжений на входе и выходе преобразователя. Токовая нагрузка кон-

денсаторов в звене постоянного напряжения уменьшается ориентировочно обратно про-

порционально количеству параллельно включенных транзисторных мостов.

Рассматриваются также возможности использования многотактно-

многоуровневых преобразователей. Схема инвертора представлена на рис. 1.14. Эти

преобразователи могут применяться в мощных системах с повышенным напряжением.

Они обладают указанными преимуществами многоуровневых и многотактных преобра-

зователей.

В ряде электроприводов повышенного напряжения используются каскадные пре-

образователи частоты. В них в каждой фазе нагрузки имеется несколько низковольтных

преобразователей частоты, выходы которых соединяются последовательно и образуют

высоковольтный источник напряжения [14,56,69,86,89].

Питание низковольтных преобразователей частоты осуществляется через много-

обмоточный трансформатор, который, в свою очередь, питается от электросети с напря-

жением 6 или 10 кВ. Преобразователи такого типа поставляет фирма Mitsubishi и другие

фирмы. Возможно построение таких преобразователей с диодными или транзисторными

выпрямителями. Возможно также использование комбинированных решений.

39

Многие фирмы ведут разработки матричных преобразователей частоты (НПЧ с

ШИМ). Схема преобразователя представлена на рис. 1.15 [14,49,57].

Преобразователь обеспечивает работу систем с заданным коэффициентом потреб-

ляемой мощности, может работать с синхронными и асинхронными двигателями.

При использовании в преобразователях полностью управляемых полупроводни-

ковых приборов образовалось новое направление развития силовой электроники - ак-

тивные преобразователи. Преобразователи этого класса отличаются возможностями не

только потребления, но и генерирования реактивной мощности, а также возможностями

фильтрации токов и напряжений электросетей и обеспечения требуемого качества по-

требляемого (рекуперируемого) тока.

Рис. 1.15. Матричный ПЧ

40

Выводы по первой главе

1. На современном этапе развития силовой электроники имеется развитая элементная

база для полупроводниковых преобразователей регулируемого электропривода, по-

зволяющая создавать системы автономного электропитания в широком диапазоне

мощностей.

2. Традиционно для улучшения ЭМС преобразователей увеличивали эквивалентную

фазность входного напряжения, что связано с увеличением числа трехфазных мос-

тов, выходы которых соединялись последовательно или параллельно.

3. Развитие модуляционных методов преобразования параметров электрической энер-

гии, а также освоение промышленностью новых типов силовых высокочастотных

полупроводниковых приборов создало основу для разработки высокоэффективных

преобразовательных устройств с принципиально новыми схемотехническими реше-

ниями, обеспечивающими высокие статические и динамические показатели при при-

емлемых массе и габаритах.

4. Проведенный анализ показывает перспективность импульсно-модуляционных пре-

образователей, которые с ростом коммутируемой мощности и динамических показа-

телей становятся основным инструментом для реализации практически всех видов

преобразования параметров электрической энергии. Существенное снижение дина-

мических потерь в полностью управляемых полупроводниковых приборах позволяет

улучшить ЭМС, снизить загрузку питающих сетей неактивными составляющими

мощности.

5. Для создания регулируемых электроприводов с улучшенными технико-

экономическими характеристиками необходимы исследования высокочастотных

электромагнитных процессов, вызываемых полупроводниковыми преобразователя-

ми.

6. В диссертационной работе рассматривается класс преобразователей переменного на-

пряжения в регулируемое постоянное (переменное) для АСЭ с использованием мно-

гоуровневого принципа преобразования параметров электрической энергии и приме-

нением многократной коммутации, позволяющие получить выходное напряжение

как меньше входного, так и больше входного, без использования внутри себя реак-

тивных элементов.

41

ГЛАВА 2

АНАЛИЗ И РАСЧЕТ СТАТИЧЕСКИХ И ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ

ХАРАКТЕРИСТИК МНОГОУРОВНЕВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

С ШИРОТНО-ИМПУЛЬСНЫМ РЕГУЛИРОВАНИЕМ

2.1. Математическое представление способов формирования токов и напряжений

многоуровневых преобразователей.

Многоуровневые преобразователи переменного напряжения в регулируемое по-

стоянное (переменное) (МПП) с многократной коммутацией имеют две составные части

- силовую цепь и систему управления. Силовая электрическая цепь содержит элементы

(трансформаторы, диоды, ключи переменного тока), предназначенные для создания

проводимости в течение управляемого интервала времени между входными и выходны-

ми выводами, т.е. между источником и нагрузкой. Силовая цепь может включать не-

сколько этапов преобразования параметров электрической энергии - трансформация,

выпрямление, широтно-импульсная модуляция и т.д.. Система управления задает начала

и продолжительности интервалов проводимости силовых ключей и управляет процес-

сом формирования кривой выходного напряжения. Таким образом, кривые выходного

напряжения преобразователя состоят из участков кривых входного напряжения. Дли-

тельности этих участков определяются продолжительностью замкнутого состояния со-

ответствующих им ключей в силовой цепи [22,47,49,52,61].

2.1.1. Математическое представление выходного напряжения и выходного тока.

В настоящее время одним из важнейших факторов, влияющим на экономичность

использования электрической энергии, является сокращение потребляемой полупровод-

никовыми преобразователями и регулируемой на их основе реактивной мощности.

Наиболее перспективной возможностью обеспечения энергосбережения и повы-

шения экономичности использования электрической энергии в полупроводниковых

преобразователях является повышение качества энергопотребления за счёт использова-

ния топологий многоуровневого преобразования, связанных с новыми стратегиями

управления (например, релейно-векторного) при реализации силовых схем полупровод-

никовых преобразователей с учётом современной элементной базы.

42

При этом становится возможным активное формирование потребляемых такими

преобразователями сетевых токов и режимов энергопотребления из питающей сети.

Коэффициент мощности при наличии нелинейной нагрузки уменьшается из-за

изменения формы кривой тока и сдвига по фазе между первой гармоникой потребляемо-

го тока и напряжением сети, что ведёт к увеличению потерь в питающих сетях.

Анализ показал, что на уменьшение коэффициента мощности влияют следующие

факторы [11,43,72]:

несинусоидальность потребляемых токов и приложенных напряжений, обуслов-

ленных нелинейной нагрузкой;

несинусоидальность потребляемого тока, обусловленная наличием в системе

сглаживающего фильтра.

Уменьшение коэффициента мощности приводит к необходимости применения

более мощных источников электропитания (из-за роста потерь мощности), что сопрово-

ждается ужесточением требований, предъявляемых к надежности и безопасности рабо-

ты преобразовательных устройств, а также ухудшает их удельные массогабаритные по-

казатели и увеличивает стоимость.

Возросшие требования к степени электромагнитной совместимости (ЭМС) преоб-

разователей с питающей сетью потребовали новых технических решений для преобра-

зователей с приданием им свойств активной коррекции коэффициента мощности. Мно-

гоуровневый принцип преобразования параметров электрической энергии позволяет

осуществить практически синусоидальное потребление тока из питающей сети, синфаз-

ное с напряжением сети во всем диапазоне регулирования выходного напряжения.

Многоуровневые преобразователи переменного напряжения в регулируемое по-

стоянное (переменное) имеют две составные части - силовую цепь и систему управле-

ния. Силовая электрическая цепь содержит элементы (трансформаторы, диоды, ключи

переменного тока), предназначенные для создания проводимости в течение управляемо-

го интервала времени между входными и выходными выводами, т.е. между источником

и нагрузкой. Силовая цепь может включать несколько этапов преобразования парамет-

ров электрической энергии - трансформация, выпрямление, широтно-импульсная моду-

ляция. Система управления задает начала и продолжительности интервалов проводимо-

сти силовых ключей и управляет процессом формирования кривой выходного напряже-

ния. Таким образом, кривые выходного напряжения преобразователя состоят из участ-

43

ков кривых входного напряжения. Длительности этих участков определяются продол-

жительностью замкнутого состояния соответствующих им ключей в силовой цепи.

Процесс формирования n выходных напряжений для преобразователя с много-

кратной коммутацией, содержащего m входных фаз и N+1 этапов преобразования, изо-

бражен на рис. 2.1. Для каждого этапа преобразования выходные напряжения можно

представить через соответствующие входные напряжения и коммутационные функции

[18,59,61]. Коммутационная функция FKpq(t) математически описывает действия силово-

го ключа, подающего входное напряжение Uq, на выход p . Когда FKpq=1 , это означает

,что входное напряжение Uq подается на вывод p, когда FKpq=0, напряжения Uq на этом

выводе нет. Система S уравнений, характеризующая первый этап преобразования

(рис.2.1) имеет вид:

1 11 1 12 2 1

2 21 1 22 2 2

1 1 2 2

( ) ( ) ... ( )

( ) ( ) ... ( )

.........................................................................

( ) ( ) ... ( )

вх вх m вхm

вх вх m вхm

S S вх S вх Sm в

U FK t U FK t U FK t U

U FK t U FK t U FK t U

U FK t U FK t U FK t U хm

(2.1)

где Uвх1, Uвх2, …, Uвхm мгновенные значения входных напряжений. Система уравнений

(2.1) может быть записана более кратко в следующей матричной форме:

1 111 12 1

2 221 22 2

1 2

( ) ( ) ... ( )

( ) ( ) ... ( )

... ...............................................

( ) ( ) ... ( )

вхm

вхm

S вхmS S Sm

U UFK t FK t FK t

U UFK t FK t FK t

U UFK t FK t FK t

(2.2)

или

( ) ( )вхU FK t U t (2.3)

где FK - коммутационная матрица. Она определяет соотношение между входными и по-

лучаемыми выходными напряжениями. Аналогично описываются и все остальные этапы

преобразования [17,18,59,61].

44

UN2

UN1

UN3

UNl Uвых n

Uвых 3

Uвых 2

Uвых 1

N+1N

<=>

Система

управления

IUI1

UI2

UI3

UISUвх m

Uвх 3

Uвх 2

Uвх 1

Рис. 2.1. Функциональная схема формирования выходного напряжения.

При питании от промышленных источников переменного тока входные напряже-

ния являются симметричными синусоидальными функциями времени:

1

2

sin

( ) 2sin

( )( )

........

( ) 2sin[ ( 1) ]

вх

вх

вхвх

вх вхm

вхm

вх

t

U tt

U t mU t U

U tt m

m

(2.4)

где Uвхm - амплитуда, одинаковая для всех напряжений от Uвх1 до Uвхm. Из (2.3) следует,

что при заданных Uвхm, ωвх и m , кривая выходного напряжения преобразователя полно-

стью определяется набором матриц FK - для отдельных этапов преобразования.

Регулирование среднего значения выходного напряжения преобразователя обес-

печивается за счет изменения параметров коммутационных функций (продолжительно-

сти замкнутых состояний соответствующих им ключей в силовой цепи). Представим

элементы коммутационной матрицы FK(t) рядами Фурье в тригонометрической форме:

1

( ) cos ( )mk

k

FK t U k t

(2.5)

45

где - относительная продолжительность замкнутого состояния ключа в силовой цепи;

Umk - амплитуда k -ой гармонической составляющей для k = 1,2,3,..., ; - угловая час-

тота коммутационной функции; - начальная фаза.

После подстановки (2.4), (2.5) в (2.2) каждое выходное напряжение может быть

представлено суммой ряда, содержащей постоянную составляющую, гармонические со-

ставляющие обусловленные коммутацией, и составляющие боковых частот, вследствие

взаимодействия составляющих вызванных коммутацией и входных напряжений.

Показателями качества выходного напряжения многоуровневого преобразователя

переменного напряжения в регулируемое постоянное с многократной коммутацией яв-

ляются [18,31,50]:

относительное среднее значение выходного напряжения Ūd, определяемое как от-

ношение постоянной составляющей выходного напряжения к его максимальному

значению;

коэффициент пульсации

2

1

n i d

i

K U U

(2.6)

где Ui действующее значение гармонических составляющих выходного напряжения; Ud

- среднее значение выходного напряжения.

В многоуровневых преобразователях стремятся получить линейную зависимость

Ud от управляющего сигнала и свести к минимуму коэффициент пульсаций [7,65].

Каждая кривая выходного напряжения образуется из отрезков кривых входных

напряжений, при этом через нагрузку и подключенные источники питания протекает

выходной ток. В интервалы времени, когда данный источник питания не подключен его

входной ток равен нулю. Таким образом, вся кривая входного тока в общем случае со-

ставляется из отдельных участков кривых выходных токов [41,43,47].

Математическое описание входного тока.

Кривые входных токов на отдельных этапах преобразования могут быть выраже-

ны через выходные токи при транспонировании коммутационной матрицы FK соответ-

ствующего этапа. Система m уравнений, характеризующая первый этап преобразования

(рис. 2.1) имеет вид:

46

1 111 21 1

2 212 22 2

1 2

( ) ( ) ... ( )

( ) ( ) ... ( )

..................................................

( ) ( ) ... ( )

вх S

вх S

вхm Sm m Sm

i iFK t FK t FK t

i iFK t FK t FK t

i iFK t FK t FK t

(2.7)

или

( ) ( )Tвх Ii t FK t i (2.8)

Кривые входных токов, определяемые (2.7) , являются результирующими кривы-

ми, имеющими основную и искажающие составляющие тока, обусловленные коммута-

цией, т.е. каждый входной ток может быть представлен суммой синусоидальных состав-

ляющих.

Показателями качества входного тока многоуровневого преобразователя пере-

менного напряжения в регулируемое постоянное с многократной коммутацией являются

[18,28,43]:

коэффициент несинусоидальности тока, т.е. отношение амплитуды основной со-

ставляющей к результирующей среднеквадратичной амплитуде входного тока

2 2

1 1

2

Н m m i

i

K I I I (2.9)

коэффициент сдвига по фазе первой гармоники тока питающей сети относительно

напряжения питания, cos 1;

коэффициент мощности

1cosM HK K (2.10)

относительная амплитуда основной гармоники тока Ī1m, т.е. отношение основной

составляющей к её максимальному значению;

относительное действующее значение входного тока ĪД , т.е. отношение результи-

рующего действующего значения входного тока к его максимальному значению

при =1.0

Показатели качества входного тока и выходного напряжения в общем случае за-

висят от характера коммутационных функций (рис. 2.2). Путем оптимального выбора

коммутационных функций могут быть оптимизированы отдельные показатели для того

чтобы удовлетворить частным условиям применения преобразователя.

47

n 1

2( t) sin n cosn( t )

n

n 1

2( t) sin n cosn( t )

n

n 1

2( t) sin n cosn( t )

n

k 1

2( t) 1 cos k sink( t )

k

k 1

4 k( t) sin sink( t )

k 3

k 1

1 2 k( t) sin cosk( t )

3 k 3

k 1

1 2 k( t) sin cos2k( t )

3 k 3

k 1

2 4 k( t) cos cosk( t )

3 k 3

Рис. 2.2. Виды коммутационных функций

48

Поэтому рассматриваются и исследуются различные способы формирования и ре-

гулирования выходного напряжения в однофазных, многоуровневых преобразователях с

различными формами выходного напряжения и видами модуляции.

2.1.2. Однофазные многоуровневые преобразователи.

Принципиальная схема многоуровневого преобразователя, содержащего три од-

нофазных выпрямителя, приведена на рис. 2.3. а. Проведем анализ гармонического со-

става выходного напряжения и входного тока преобразователя при различном числе

коммутаций и различном характере нагрузки [18,47,59,61].

Кривые напряжения на отдельных этапах преобразования и выходное напряжение

преобразователя [18] приведены на рис. 2.3. б (q=1) , рис. 2.3. в (q=3). Процесс форми-

рования выходного напряжения содержит три этапа преобразования (рис. 2.3. г) и опре-

деляется видом коммутационной функции на втором этапе (2.12).

На первом этапе осуществляется выпрямление вторичного напряжения транс-

форматора

4T

T

a b c вхU U U U K FK U (2.11)

где K - коэффициент трансформации трансформатора ; Uвх -матрица входных напряже-

ний; FK4- коммутационная матрица, имеющая следующий вид:

1

1

1

)3/4sin(

)3/2sin(

sin

4

n

mn

n

mn

n

mn

tU

tU

tU

FK

здесь nnU mn /)cos1(2 - амплитуда n - ой гармонической составляющей для n=

1,2,3,..., ; =2 /Т - угловая частота источника питания.

На втором этапе осуществляется коммутация (широтно-импульсная модуляция)

выпрямленных фазных напряжений

3 TU FK U

(2.12)

49

где FK3- коммутационная матрица, имеющая вид:

1

1

1

cos

23 cos ( )

3

4cos ( )

3

mk

k

mk

k

mk

k

U k t

FK U k t

U k t

(2.13)

здесь kkU mk /sin2 - амплитуда k - ой гармонической составляющей для

k=1,2,3,..., ; =tИ/Тk - относительная продолжительность замкнутого состояния ключа

Sw-A (Sw-B, Sw-C ); =2q - угловая частота коммутационной функции ; q – количество

коммутаций на интервале .

На третьем этапе осуществляется суммирование выпрямленных промодулирован-

ных фазных напряжений на нагрузке, т.е. определение выходного напряжения

1выхU U (2.14)

где 1 1 1 1

После преобразования выходное напряжение преобразователя для рассматривае-

мого способа формирования напряжения запишется в виде [16]:

( ) 3 [1 ( 1) 2cos ]cos231

[1 ( 1) 2cos ]cos31

1[1 ( 1) 2cos ]cos(2 )

2 31 1

ml

mk

mk ml

lU t U U l l tвых do

l

kU U k k tdo

k

l kl kU U l k t

k l

(2.15)

где /2 в хmdo UU - постоянная составляющая напряжения неуправляемого одно-

фазного мостового выпрямителя ;

)41(4 2lUU вхmml-амплитуда l-ой гармонической составляющей выходного

напряжения неуправляемого однофазного мостового выпрямителя.

Относительное среднее значение выходного напряжения преобразователя имеет

вид [18,47]:

0

1[1 ( 1) 2cos ]

2 3 31 1

mk mld

d

U U l kl kUUk l

(2.16)

50

Рис. 2.3. Схема однофазного многоуровневого преобразователя и этапы преобразования

входной и выходной энергии

Процесс формирования входных токов (рис. 2.3. д) определяется видом коммута-

ционной функции на первом этапе.

На первом этапе преобразования имеем

3T

I Ia Ib Ic выхi i i i FK i (2.17)

На втором этапе осуществляется инвертирование токов ключей, т.е. определение

вторичных токов трансформатора.

4T T

a b ci i i i FK i

а) в) б)

г) д)

51

На третьем этапе осуществляется трансформация вторичных токов, т.е. определе-

ние входных токов преобразователя.

T

в хC

в хB

в хA

в х i

i

i

i

i

211

121

112

3

1

После преобразований входные фазные токи преобразователя могут быть пред-

ставлены в виде суммы синусоидальных составляющих, содержащих основную и иска-

жающие составляющие

1 11

])sin[(6

1sin)(

l k

rmkml

l

lв х klAUUtlAti ,

где llUml )cos1(2 - амплитуда l- ой составляющей напряжения;

kkU mk sin2 - амплитуда k-ой коммутационной составляющей ;

3)]3cos()1(1[2 lA l

l -амплитуда l-ой составляющей тока; 22

csr AAA - коэф-

фициент, определяющий амплитуду искажающей составляющей тока ;

( )c sarctg A A - начальная фаза тока :

2 2cos[( ) ] cos[( ) ]3 3

sA l k l k

2 2sin[(2 ) ] sin[( 2 ) ]

3 3cA k l k l

2.2. Моделирование однофазного многоуровневого преобразователя.

Для подтверждения результатов теоретического исследования гармонического со-

става выходного напряжения, выходного и входного токов было выполнено математи-

ческое моделирование с использованием пакета Mathcad 14 [18,47 ]. Результаты матема-

тического моделирования приведены на рис. 2.4.

На рис. 2.5. представлена схемотехническая модель однофазного многоуровнево-

го преобразователя в пакете Matlab Simulink.

Результаты схемотехнического моделирования выходного напряжения (рис. 2.6.)

представлены при аналогичных параметрах нагрузки и частоте коммутации.

На рис. 2.7. приведены эпюры выходного напряжения, выходного тока и входного

тока для активно-индуктивной нагрузки при γ = 0,75; Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн; fк = 1

кГц.

52

а)

б)

в)

Рис. 2.4. Выходное напряжение преобразователя при Rн = 20 Ом, Lн = 0,1 Гн,

fк = 1 кГц. а) γ = 0,25 ; б) γ = 0,75 ; в) γ = 1,0

53

Рис. 2.5. Схемотехническая модель однофазного многоуровневого преобразователя

54

а)

б)

в)

Рис. 2.6. Выходное напряжение преобразователя при Rн = 20 Ом, Lн = 0,1 Гн,

fк = 1 кГц. а) γ = 0,25 ; б) γ = 0,75 ; в) γ = 1,0

55

а)

б)

в)

Рис. 2.7. Эпюры преобразователя при γ = 0,75 , Rн = 20 Ом, Lн = 0,1 Гн, fк = 1 кГц.

а) выходное напряжение; б) выходной ток; в) входной ток

56

2.3. Статические и энергетические показатели многоуровневых выпрямителей.

Анализ гармонического состава выходного напряжения, выходного и входного

токов многоуровневых преобразователей для различных способов формирования и ре-

гулирования выходного напряжения (рис. 2.3.), при различном числе коммутаций и ха-

рактере нагрузки позволяет выбрать соответствующий способ регулирования и частоту

коммутации для повышения входных (коэффициента мощности) и выходных (коэффи-

циент пульсаций) показателей, а также для улучшения качества входного тока и выход-

ного напряжения (с точке зрения фильтрации) [17,18,22,47].

На рис. 2.8. приведены регулировочные и энергетические характеристики много-

уровневых выпрямителей.

57

Рис. 2.8. Регулировочные и энергетические характеристики многоуровневых

выпрямителей а) среднее значение выходного напряжения;

б) коэффициент пульсации; в) коэффициент мощности

Проведенные исследования статических и энергетических характеристик одно-

фазного многоуровневого преобразователя показали целесообразность многоуровневого

принципа формирования и широтно-импульсного регулирования выходного напряже-

ния, а также эффективность применения многократной коммутации для повышения

входных и выходных показателей такого класса преобразователей.

Применение многоуровневых преобразователей в качестве регулируемых источ-

ников вторичного электропитания для автономных систем вызвало необходимость ис-

следования их частотных свойств при различных параметрах нагрузки.

На основании проведенных исследований статических и энергетических характе-

ристик однофазных многоуровневых преобразователей можно сделать следующие вы-

воды:

1. Регулировочные характеристики (рис. 2.8 а) при числе коммутаций q = 1 имеют

нелинейный характер, чем регулировочные характеристики первого (многоуров-

невого) преобразователя. При первом способе регулирования (рис. 2.8 а) нели-

нейность для многоуровневого преобразователя наблюдается в начале и в конце

регулировочных характеристик, а для второго преобразователя - в конце регули-

ровочных характеристик. При втором способе регулирования нелинейность для

многоуровневого преобразователя наблюдается в середине регулировочных ха-

рактеристик, а для второго преобразователя - в начале регулировочных характе-

58

ристик. С увеличением числа коммутаций (q 3) регулировочные характеристики

преобразователя принимают линейный характер.

2. Значения коэффициентов пульсаций (рис. 2.8 б) выходных напряжений у второго

преобразователя значительно больше, чем у первого (многоуровневого) преобра-

зователя при любом числе коммутаций и для обоих способов регулирования. У

многоуровневого преобразователя при q = 1 значения Кп для второго способа ре-

гулирования несколько меньше, чем значения Кп для первого способа. Увеличе-

ние числа коммутаций приводит к некоторому уменьшению Кп для первого спо-

соба регулирования и увеличению Кп для второго способа. При q 1 коэффици-

енты пульсаций напряжений на одноименных нагрузках многоуровневого преоб-

разователя становятся равными для обоих способов регулирования.

3. Коэффициенты мощности (рис. 2.8 в) преобразователя при индуктивной нагрузке

почти равны и не зависят от способа регулирования и от числа коммутаций. Ко-

эффициент мощности многоуровневого преобразователя при резистивной нагруз-

ке зависит от способа регулирования и от числа коммутаций. Коэффициент мощ-

ности второго преобразователя при резистивной нагрузке равен единице и не за-

висит от способа регулирования и от числа коммутаций. При резистивной нагруз-

ке Км у преобразователя больше, чем при индуктивной нагрузке.

2.4. Расчёт установленной мощности многоуровневых преобразователей.

Используем два основных подхода к реализации многоуровневых преобразовате-

лей напряжения. В первом случае это достигается применением навесных конденсато-

ров. Во втором случае дробление источника напряжения достигается путём использова-

ния многообмоточного трансформатора (с одной первичной обмоткой и несколькими

вторичными – по числу последовательно соединённых Н-мостов – на каждую фазу) и

последующего включения в каждую вторичную обмотку выпрямителя с ёмкостным

фильтром.

Создание многоуровневых схем сопряжено со значительным усложнением струк-

тур преобразователей. Усложнение схемы приводит, как правило, к увеличению уста-

новленной мощности оборудования. Поэтому предлагается приближённая оценка уста-

новленной мощности отдельных устройств и преобразователя в целом при различном

числе уровней выходного напряжения.

59

Основной частью каждой из рассмотренных схем преобразователей является вен-

тильный блок, состоящий из полностью (не полностью) управляемых вентилей (транзи-

сторов, тиристоров) и неуправляемых вентилей (диодов). Для расчёта используются

полностью управляемые приборы (IGBT-транзисторы, GTO,IGCT-тиристоры), а также

включенные параллельно с ними обратные диоды. Расчёт установленной мощности

полностью управляемых вентилей производится по формуле [14, 49, 56, 69, 89]:

max max ;ув ув b aS n U I (2.18)

где nув – число управляемых вентилей, Ub max – максимальное обратное напряже-

ние на вентиле (падение напряжения на закрытом вентиле), Ia max – максимальное значе-

ние анодного тока.

Для неуправляемых вентилей (диодов) установленную мощность будем оцени-

вать в соответствии [14, 49, 56]:

max max;нв нв b aS n U I (2.19)

Другой важной частью схем преобразователей являются конденсаторы, которые

служат для разпределения напряжения источника постоянного тока и для фильтрации

выходного напряжения выпрямителей, питающих Н-мостовые схемы. Конденсатор в

цепи постоянного тока характеризуется запасённой энергией при заданном уровне и

частоте пульсаций напряжения [14, 49, 56]:

2;cS CU (2.20)

Источником постоянного напряжения, питающего преобразователь, обычно слу-

жит выпрямитель, который обычно имеет на входе трансформатор (в том числе и мно-

гообмоточный). Установленная мощность трансформатора определяется в соответствии

[14, 49, 56]:

11 11 2 2

1

1.

2

J

m j j

j

S U I U I

(2.21)

Где U11, I11 – действующие напряжение и ток первичной обмотки, U2j, I2j – дейст-

вующие значения напряжения и тока j-й вторичной обмотки, J – число вторичных обмо-

ток.

Определение установленной мощности производится исходя из заданного ампли-

тудного значения фазного напряжения на выходе преобразователей (Uф,1max) и ампли-

60

тудного значения фазного тока нагрузки (Iфmax). Способ управления для рассматривае-

мых преобразователей – синусоидальная ШИМ, индекс модуляции m=1. Обмотки трёх-

фазной нагрузки соединены в звезду.

Выполним расчёт установленной мощности двух простейших схем:

а) Трёхфазной мостовой;

б) Трёхфазной на базе трёх однофазных Н-мостовых.

Определение установленной мощности трёхфазной мостовой схемы.

При заданной амплитуде первой гармоники фазного напряжения для данного

преобразователя и при синусоидальной ШИМ напряжение питания инвертора:

,1max2 ;d фU U (2.22)

Максимальное обратное напряжение на вентилях инвертора равно напряжению

звена постоянного тока. Амплитуда анодного тока вентиля равна амплитуде тока на-

грузки Iф max. Общее число полупроводниковых вентилей (управляемых и неуправляе-

мых) равно 12. Отсюда установленная мощность вентильного блока:

max ,1max max12 24 ;в d ф ф фS U I U I (2.23)

Напряжение на выходе выпрямителя считаем идеально сглаженным. Тогда уста-

новленная мощность фильтрующего конденсатора:

2 2

,1max4 ;с d фS СU CU (2.24)

Считаем, что в качестве схемы выпрямления во всех случаях выбираем однофаз-

ную мостовую схему. Максимальное обратное напряжение на диодах равно половине

выпрямленного напряжения, а максимум анодного тока, положим равным максималь-

ному току, потребляемому инвертором, т.е. . Отсюда установленная мощность

вентильного блока выпрямителя:

max ,1max max4 4 ;2

dв выпр ф ф ф

US I U I (2.25)

На входе выпрямителя стоит двухобмоточный трансформатор, установленную

мощность которого примем:

max ,1max max1,5 3 ;m d ф ф фS U I U I (2.26)

61

Определение установленной мощности мостового m-уровневого преобразователя.

Рассматриваем вариант данной схемы с навесными конденсаторами, так как выше

уже было сказано, что при создании схем с более чем тремя уровнями напряжения на

выходе топология с блокирующими диодами обычно не применяется. Для создания m

уровней в полуволне выходного напряжения инвертора требуется (m-2) навесных кон-

денсатора на плечо моста [33,36].

Для построения силовой части инвертора в таком случае требуется большее, чем в

предыдущей схеме, количество управляемых и неуправляемых вентилей:

6( 1);ув нвn n m (2.27)

Тогда общее число вентилей:

12( 1);вn m (2.28)

Число навесных конденсаторов варьируется в зависимости от числа уровней от 1

до (m-2). Напряжение источника делится между этими конденсаторами в определённых

пропорциях. В идеальном случае его можно определить следующим образом [7]:

;( 1)

fCi d

iU U

m (2.29)

где значение i изменяется от 1 до (m-2) для соответствующего конденсатора.

Максимальное обратное напряжение на вентилях в этой схеме в (m-1) раз меньше

напряжения на входе инвертора (выход звена постоянного тока), которое, в свою оче-

редь, при увеличении числа уровней при синусоидальной ШИМ также равно удвоенной

амплитуде первой гармоники фазного напряжения:

,1max2 ;d фU U (2.30)

Максимальное значение тока, протекающего через вентили, при этом будет по-

прежнему равно амплитуде фазного тока нагрузки, и, так как сравнение схем корректно

производить при неизменности напряжения и сопротивления нагрузки, то и ток вентиля

также будет одинаковым в любой мостовой схеме.

Тогда установленная мощность вентильного блока инвертора:

max ,1max max ,1max max

24( 1)24 ;

( 1) 1

dв в ф ф ф ф ф

U mS n I U I U I

m m (2.31)

62

Несмотря на то, что установленная мощность каждого отдельного вентиля значи-

тельно сокращается, установленная мощность вентильного блока в целом не изменяется

с увеличением числа уровней.

В данной схеме, в отличие от предыдущей, присутствуют навесные конденсато-

ры, падение напряжения на каждом из которых было определено ранее (2.29). Допустим,

что ёмкости конденсаторов не меняются при увеличении числа уровней. Тогда

суммарная установленная мощность навесных конденсаторов:

222 2 2,1max2 2

1 1 1

3 3 12 ;1 1

m m mф

fC fCi d

i i i

UiS CU C U C i

m m (2.32)

Полученная мощность зависит от числа уровней m и является возрастающей, т.е.

при увеличении числа уровней установленная мощность навесных конденсаторов рас-

тёт.

В случае применения в качестве источника постоянного напряжения выпрямителя

с трансформатором на входе, его установленная мощность (включая трансформатор и

фильтрующий конденсатор) практически не отличается от рассчитанной в предыдущем

случае.

Таким образом, на основании представленных выше оценочных расчётов, можно

утверждать, что с увеличением числа уровней выходного напряжения (а соответственно,

и усложнения преобразователя) в мостовых многоуровневых преобразователях суммар-

ная установленная мощность оборудования будет увеличиваться. Кроме того, следует

отметить, что в блоке навесных конденсаторов всё время происходят сложные процессы

их перезарядки, что также неблаготворно сказывается на энергетических показателях

преобразователя.

Определение установленной мощности трёхфазного инвертора, построенного на

базе трёх однофазных мостовых схем.

Считаем, что нулевые выводы каждого из мостов соединены в одну точку. Другие

выводы подключены к трёхфазной нагрузке, соединённой в «звезду». При сравнении

одно- и многоуровневых схем отталкиваться будем, как и в предыдущем случае, от не-

изменности первой гармоники фазного напряжения на нагрузке (Uф,1) и постоянства ха-

рактера и величины самой нагрузки.

63

Каждый из Н-мостов инвертора питается от отдельного источника постоянного

напряжения одинаковой величины. Такие источники обычно создаются при помощи

многообмоточного трансформатора с последующим выпрямлением и фильтрацией.

Увеличение числа источников (что необходимо при увеличении числа уровней) дости-

гается увеличением числа вторичных обмоток. В данном случае мы используем одно-

фазный трансформатор с тремя вторичными обмотками, к каждой из которых подклю-

чен однофазный мостовой выпрямитель с ёмкостным фильтром.

Напряжение на входе Н-моста в данной схеме при синусоидальной ШИМ с мак-

симальным индексом модуляции равно амплитуде первой гармоники фазного напряже-

ния нагрузки:

,1max ;d фU U (2.33)

Максимальное обратное напряжение на вентилях мостов равняется напряжению их пи-

тания, т.е. Ud, а амплитуда анодного тока, как и в предыдущем случае, равна амплитуде

тока нагрузки Iф max. Отсюда установленная мощность SН трёх Н-мостовых инверторов:

1 max ,1max max3 24 24 ;Н Н d ф ф фS S U I U I (2.34)

Напряжение на выходе выпрямителей, как и раньше, считаем идеально сглажен-

ным, тогда установленная мощность фильтрующих конденсаторов, с учётом 2.33:

2 2

,1max3 3 ;C d фS СU СU (2.35)

В качестве схемы выпрямления, как и раньше, выбираем однофазную мостовую

схему. Максимальное обратное напряжение на диодах равно половине выпрямленного

напряжения, а максимум анодного тока равен максимальному току, потребляемому ин-

вертором, т.е. . Отсюда установленная мощность всех выпрямителей:

max ,1max max3 4 6 ;2

dв выпр ф ф ф

US I U I (2.36)

Поскольку основной целью данного исследования является сравнение различных

преобразователей с точки зрения их установленных мощностей, то условно примем ус-

тановленную мощность трансформатора с тремя вторичными обмотками равной мощно-

сти трёх двухобмоточных трансформаторов (установленная мощность которых опреде-

ляется аналогично формуле 2.26):

max ,1max max3 1,5 4,5 ;m d ф ф фS U I U I (2.37)

64

Как видно из этого расчёта, несмотря на значительное усложнение схемы по

сравнению с мостовой, установленная мощность оборудования незначительно отличает-

ся от установленной мощности последней. Это достигается, в первую очередь, высоким

значением коэффициента передачи по напряжению самого инверторного блока.

Определение установленной мощности трёхфазного инвертора, образованного по-

следовательным соединением однофазных Н-мостовых схем.

Данная схема позволяет получить больше уровней в кривой выходного напряже-

ния, чем предыдущая. Она будет отличаться увеличенным числом инвертирующих мос-

тов на фазу, а соответственно и числом источников постоянного напряжения, т.е. увели-

ченным числом вторичных обмоток трансформатора и питающихся от них выпрямите-

лей с ёмкостью на выходе.

Обозначим через n число последовательно соединённых Н-мостовых инверторов.

Число уровней в кривой фазного напряжения в таком случае:

2 1;m n (2.38)

«Минусы» первых трёх инверторов (с каждой фазы) соединены в одну точку, а

их «плюсы», как и у всех последующих, подключаются к «минусу» следующего моста.

«Плюс» последнего из соединённых последовательно мостов подключен к нагрузке, со-

единённой в звезду. В таком случае напряжение питания каждого отдельного Н-

мостового инвертора можно выразить следующим образом через первую гармонику

фазного напряжения:

,1max

1;d фU U

n (2.39)

Производя все оценки аналогично предыдущему параграфу, находим установлен-

ные мощности всего остального оборудования.

Установленная мощность всех Н-мостовых инверторов:

1 max ,1max max3 24 24 ;Н Н d ф ф фS n S nU I U I (2.40)

Как и в предыдущем случае, установленная мощность отдельных вентилей

уменьшается за счёт уменьшения обратного напряжения, но их суммарная установлен-

ная мощность не изменяется, т.к. число вентилей растёт с увеличением числа уровней.

65

Установленная мощность фильтрующих конденсаторов:

2 2

,1max

33 ;C d фS nCU СU

n

(2.41)

Установленная мощность выпрямителей:

max ,1max max3 4 6 ;2

dв выпр ф ф ф

US n I U I (2.42)

Установленная мощность трансформатора:

max ,1max max3 1,5 4,5 ;m d ф ф фS n U I U I (2.43)

На основании проведённого анализа можно констатировать, что с увеличением

числа уровней для данного типа инверторов, в отличие от мостовых, установленная

мощность оборудования уменьшается.

По сравнению с рассмотренными ранее мостовыми схемами, данные инверторы

обеспечивают лучший коэффициент передачи по напряжению, в них отсутствуют слож-

ные процессы заряда-разряда навесных конденсаторов, и при соизмеримой мощности

оборудования позволяют более качественно сформировать кривую фазного напряжения

на нагрузке (получить большее число уровней). Однако следует отметить, что последнее

преимущество достигается только при предложенной схеме включения нагрузки.

При раздельном включении фаз нагрузки в каждое плечо инвертора форма кри-

вой заметно ухудшается. При проектировании реальных преобразователей элементы

схемы выбираются с определённым запасом по напряжению.

2.5. Способы управления преобразователями частоты (ПЧ)

Устройства управления ПЧ должны реализовывать способ, который обеспечил бы

удовлетворение двух основных требований, предъявляемых к системе ПЧ-АД:

– минимизация потерь в двигателе и минимизация пульсаций момента, обусловлен-

ных воздействием полей первой и высших гармоник;

– минимизация потерь в элементах преобразования.

Эти требования противоречивы, так как для улучшения работы двигателя следует

повышать несущую частоту, а для уменьшения потерь в преобразователе ее следует

уменьшать, кроме того, двухсторонняя энергетическая связь требует добавочных пере-

ключений в преобразователе.

66

2.5.1. Алгоритмы управления автономными инверторами напряжения

Любые способы управления АИН в системе ПЧ-АД должны отвечать единым

требованиям, заключающимися в возможности глубокого регулирования частоты ос-

новной гармоники и ее амплитуды, разделения рабочей полосы частот и полосы, в кото-

рой располагаются нежелательные составляющие.

Требования к качеству выходного напряжения АИН установок, асинхронного

электропривода и электрических сетей нормируются ГОСТ 54149-2010.

Эксплуатационные характеристики АИН характеризуются [49,56,69,86,89]:

– коэффициентом преобразования по напряжению UK , под которым понимается

отношение максимально возможного действующего значения основной гармони-

ки выходного напряжения АИН к среднему напряжению в цепи постоянного тока;

– качеством выходного напряжения, определяемым коэффициентом гармоник ( ГK )

для низкочастотной и эквивалентной комбинационной гармоникой ( ЭU ), а также

коэффициентом компенсационных гармоник ( ..КГK ) для высокочастотной части

частотного спектра;

– формой кривой потребляемого тока из цепи постоянного тока.

Выходное напряжение АИН представляется в виде

)()()( tutFtu dkн ,

где )(tFk – схемная коммутационная функция.

Следовательно, задача управления качеством выходного напряжения АИН сво-

дится к формированию )(tFk , которая определяется выбранным законом управления и

видом широтно-импульсной модуляции.

Диапазон мощностей у различных систем ПЧ-АД весьма широк и составляет от

0,4 до 500кВт и более. Скорость вращения таких систем регулируется в диапазоне

0÷400Гц и более. Одним из факторов повышения качества выходного напряжения явля-

ется выбор частоты коммутации силовых ключей инвертора. Принципиально повыше-

ние частоты возможно до 30кГц (использование сверхпроводящих IGBT-модулей), что

снижает амплитуду пульсаций трехфазного тока обмотки статора и связанные с ними

шумы и вибрации в АД в звуковом спектре частот. Снижение времени включения и вы-

ключения ключей (повышение частоты коммутации) ниже 1мкс повышает нелинейность

процесса преобразования. Это связано с уменьшением соотношения периода ШИМ и

67

«мертвого времени» (зоны неуправляемости ключа). Вместе с тем повышение частоты

коммутации свыше 5÷10кГц вызывает резкое увеличение тепловых нагрузок на ключе в

статических и динамических режимах. Так, при увеличении частоты коммутации до

20кГц тепловые потери возрастают в 5÷10 раз, что вызывает снижение токовых нагрузок

в соответствующем соотношении, и приводит к изначальному увеличению габаритов

преобразователя и его удорожанию.

Использование прямого микропроцессорного управления позволяет осуществить

выбор той или иной )(tFk и необходимой частоты коммутации в зависимости от скоро-

сти вращения ротора АД (рис. 2.9) [49,56,69,89]. Общая тенденция заключается в пере-

ходе от ШИР в различных модификациях, используемого в диапазоне высоких скоро-

стей вращения, к ШИМ на низких скоростях вращения [49,56,69,89].

Рис. 2.9. Выбор вида и частоты модуляции для вращения АД

Для получения высокого качества выходного напряжения используют три вида

трехфазной ШИМ [49,56,69,89]:

– классическая ШИМ по синусоидальному закону;

– ШИМ с предмодуляцией третьей гармоникой выходной частоты (квазивекторная

ШИМ);

– векторная (или симплексная) ШИМ.

68

Квазивекторная и векторная ШИМ обеспечивают повышение UK , по сравнению с

классической трехфазной синусоидальной ШИМ, примерно на 15% [14,28]. Реализация

векторной ШИМ ориентирована на использование микропроцессорных систем управле-

ния [39,42,55,79].

В основе технической реализации классической трехфазной и ШИМ с предмоду-

ляцией лежит принцип вертикального управления с использованием ШИМ второго рода

и двухстороннего сигнала развертки треугольной формы

22sinarcsin

2)( tN

Rtr m ,

где N – количество импульсов управления на полупериоде инвертируемого напряжения

2T кратные трем; mR – максимальное значения сигнала развертки. Моменты вклю-

чения (hВt ) и отключения (

hOt ) ключевых элементов (рис. 2.10) определяются путем ре-

шения трансцендентных уравнений:

Рис. 2.10. Двухполярная двухсторонняя широтно-импульсная модуляция

– классическая ШИМ-2 по синусоидальному закону

)()( tVtr yA ; )()( tVtr yB ; )()( tVtr yC ; tKtV MyA sin)( ;

3

2sin)( tKtV MyB ;

3

4sin)( tKtV MyC ; )10(MK ; (2.44)

– ШИМ-2 с предмодуляцией

ttKtV MyA 3sin13,0sin)( ;

69

ttKtV MyB 3sin13,03

2sin)( ; ttKtV MyC 3sin13,0

3

4sin)( , (2.45)

где )(tVyA, )(tVyB

, )(tVyC – сигналы управления для фаз A, B, C; MK – коэффициент моду-

ляции.

В практическом плане переключение ключевых элементов ключевого блока осу-

ществляется с помощью ШИМ модуляторов второго рода в соответствии с

0,1),()( trtVifm yAA ; 0,1),()( trtVifm yBB ; 0,1),()( trtVifm ycC , что приводит

к неравенству отрезков времени hhTc1 и hhTc2 (рис. 2.10).

Неравенство hhhh TcTc 21 отрицательно сказывается на качестве гармонического

состава выходного напряжения. Для устранения указанного недостатка необходимо

уменьшить значение hT , т.е. увеличить значение несущей частоты hf . Для достаточно

высоких значений hf синусоидальный управляющий сигнал, на отрезке времени hT , за-

меняется прямоугольно-ступенчатым )(tu (рис. 2.10) [7, 26, 48]. В данном случае

hOhO tt ; hhhh TcTc 21 , а выражение для UK , при mmy RV , примет вид

MU KK 5,0 ,

где mV – максимальное значение сигнала управления.

Для однофазных АИН целесообразно использование однополярных сигналов раз-

вертки с двухсторонней или с модуляцией по фронту и срезу, обеспечивающих меньшие

значения амплитуды эквивалентной комбинационной гармоники ( ЭU ) и коэффициента

компенсационных гармоник ( ..КГK ) по сравнению с двухполярной [9,29,69,89].

При использовании синусоидальной двухсторонней модуляции (рис.2.11), которая

выгодно отличается от модуляции по срезу и фронту большим числом информационных

точек, моменты времени hВt и

hOt определяются путем решения трансцендентного урав-

нения

70

Рис. 2.11. Однополярная двухсторонняя широтно-импульсная модуляция

)()( trtVy; tKtV My sin)( ; )10(MK ;

222sinarcsin

2)( mm R

tNR

tr , (2.46)

практическая реализация которой осуществляется с помощью ШИМ модулятора второ-

го рода

0,1),()( trtVifm y .

Значение первой гармоники выходного напряжения, для достаточно высоких hf ,

определяется выражением

dMUKU1 .

Увеличение значения 1U , при сохранении качественных характеристик гармони-

ческого состава выходного напряжения, возможно путем использования ШИМ с трапе-

цеидальным и прямоугольно-ступенчатым законами управления, а также за счет синтез

модуляции (ШИМ с предмодуляцией). Значение первой гармоники, при данных видах

модуляции, возрастает до значений (5÷15)% от dU [9, 29, 69, 89].

Проведенный анализ показывает, что развитие методов управления АИН в систе-

мах ПЧ-АД связано с применением различных видов ШИМ, которые требуют лишь мо-

дификации алгоритмов управления, ориентированных на прямое микропроцессорное

управление и снижение необходимой частоты коммутации.

71

2.5.2. Управляемые преобразователи напряжения

Управляемые преобразователи переменного тока в постоянный строятся на осно-

ве использования управляемых выпрямителей (УВ) и широтно-импульсных преобразо-

вателей (ШИП) и характеризуются: средними значениями выпрямленного напряжения и

тока dU , dI ; относительным средним значением выходного напряжения dU , определяе-

мого как отношение постоянной составляющей выходного напряжения к его макси-

мальному значению; видом внешней )( dd IfU и регулировочной )( yd VfU характери-

стик, где )(tVy – сигнал управления; диапазоном регулирования и коэффициентом пуль-

саций.

Управляемые выпрямители с естественной коммутацией и фазовым управлением

получили наибольшее применение в научной литературе и широко используются в про-

мышленности [22,47,49].

Наряду с такими достоинствами, как однократное преобразование и свободный

обмен энергией между питающей сетью и нагрузкой, простота построения силовой час-

ти, системы управления и отсутствие устройств искусственной коммутации, управляе-

мые выпрямители с естественной коммутацией имеют малое быстродействие, понижен-

ный коэффициент мощности, невысокое качество выходного напряжения.

Существенное улучшение динамических свойств вентильных преобразователей

может быть получено путем увеличения кратности включения (многократное включе-

ние) вентилей за период сетевого напряжения при комбинации естественной и искусст-

венной коммутации [14,29].

Анализ технической литературы показывает, что использование комбинирован-

ной коммутации направлено на улучшение энергетических показателей (коэффициента

мощности), уменьшение влияния полупроводниковых преобразователей на питающую

сеть (улучшение электромагнитной совместимости преобразователя с питающей сетью),

улучшение качества формы выходного напряжения (лучший гармонический состав вы-

ходного напряжения), повышение динамических показателей (быстродействие).

Следует отметить, что недостаточная эффективность узлов искусственной комму-

тации вентилей до настоящего времени препятствует широкому промышленному при-

менению полупроводниковых преобразователей с комбинированной коммутацией, по-

этому растет интерес к преобразователям с высокочастотной коммутацией, выполнен-

72

ных на полностью управляемых вентилях и транзисторах, отличающихся большими

функциональными возможностями.

Широтно-импульсный преобразователь реализуется на основе неуправляемых

выпрямительных мостов с широтно-импульсным регулированием на стороне постоян-

ного тока (рис.2.12÷2.14). По отношению к моментам естественной коммутации осуще-

ствляются режимы управления по углу включения и выключения, а также комбиниро-

ванное и симметричное управление. Для достижения необходимых значений коэффици-

ента пульсаций используются LC-фильтры, параметры которых выбираются из условия

представления выпрямителя в виде генератора постоянной составляющей и второй гар-

моники.

Успешное решение задачи формирования заданного выхода возможно за счет

применения многоуровневых преобразователей переменного напряжения в постоянное,

в которых можно легко получить нужное значение напряжения с малой амплитудой

пульсаций на выходе преобразователя, а коэффициент передачи по напряжению может

быть выше единицы.

Рис. 2.12. Однофазный управляемый преобразователь

Рис.2.13. Трехфазный преобразователь с нулевым выводом

73

Рис.2.14. Многозвенные управляемые преобразователи

Простейшими являются схемы многоуровневых преобразователей, построенных

по принципу разделения питающего напряжения на ряд ступеней, каждая из которых

включается с помощью самостоятельного транзисторного ключа (рис. 2.14) [17, 28]. При

питании от сети переменного тока вторичная цепь силового трансформатора выполнена

в виде нескольких обмоток, работающих на выпрямительные мосты. Все силовые тран-

зисторы работают независимо друг от друга, а управляющие импульсы могут иметь раз-

личную относительную продолжительность и частоту следования. Одна или несколько

ступеней напряжения могут быть выполнены некоммутируемыми. Используя для сило-

вого ключа различные законы управления на базе широтно-импульсной модуляции воз-

можно регулирование выходного напряжения отдельной секции с различными показате-

лями качества.

Проведенный анализ позволяет сделать следующий вывод. В настоящее время

существуют две концепции преобразования переменного напряжения в регулируемое

постоянного тока:

– на использовании измененной формы кривой напряжения на выходе преобразова-

теля за счет фазового, широтно-импульсного или ступенчатого управления;

– на использовании многозонной амплитудно-импульсной модуляции с широтно-

импульсным регулированием и многократной коммутацией.

74

Таким образом, для реализации потенциально достижимых характеристик им-

пульсно-модуляционного подхода в задачах управления преобразователями переменно-

го тока в постоянный в составе системы ПЧ-АД возникает необходимость в разработке

соответствующего алгоритмического обеспечения, ориентированного на использование

прямого микропроцессорного управления.

Перспективными являются методы анализа и синтеза импульсных систем в не-

прерывном времени [41], реализация которых возможна на основе решения обратных

задач динамики путем искусственной периодизации заданных траекторий движения вы-

ходных координат [11,15,47].

На стадии компьютерных исследований проверяется корректность высказанных

предположений и допущений, сформулированных при математическом описании иссле-

дуемого процесса и уточняются результаты аналитических исследований.

Основной технико-экономический эффект компьютерное моделирование дает на

начальных этапах разработки за счет резкого сокращения времени на анализ и сравнение

технических решений, принимаемых для устройства в целом и его подсистем с учетом

их иерархических связей. Существует большое разнообразие вычислительных средств и

программных продуктов, которые могут быть успешно использованы для решения кон-

кретных задач проектирования силовых электронных устройств. Наибольшее распро-

странение получили системы Designlab, Electronics Workbench и MathLab. В настоящее

время система MathLab с соответствующими приложениями является наиболее эффек-

тивным средством моделирования силовых электронных устройств. Среди приложений

особое место занимают пакеты расширения Simulink и Power System Blockset. Библио-

тека пакета Simulink содержит набор математических моделей, позволяющих исследо-

вать практически любую электронную сеть, проводить моделирование силовых и циф-

ровых устройств в статических и динамических режимах работы, осуществлять отладку

программ цифрового управления микроконтроллеров силовых электронных устройств в

составе систем управления электромеханических комплексов.

75

Выводы по второй главе

1. Приведено математическое описание способов формирования выходного напряже-

ния (тока) и входного тока многоуровневых преобразователей на основе коммутаци-

онных функций.

2. Рассмотрены способы формирования выходного напряжения в однофазных много-

уровневых преобразователях и определены их статические и энергетические показа-

тели.

3. Представлены способы управления многоуровневыми преобразователями напряже-

ния.

4. Выполнено математическое и схемотехническое моделирование многоуровневых

преобразователей для определения статических и энергетических характетистик.

5. Приведен расчет установленной мощности многоуровневых преобразователей для

различных топологий.

6. Рассмотрены способы управления АИН в составе ПЧ-АД с использованием много-

уровневых преобразователей напряжения.

7. Сделан вывод, что применение многоуровневых преобразователей в качестве топо-

логий для регулирования источников питания в составе АСЭ вызывает необходи-

мость исследования их частотных свойств.

76

ГЛАВА 3

ИССЛЕДОВАНИЕ ЧАСТОТНЫХ СВОЙСТВ И ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ

ПРОЦЕССОВ В МНОГОУРОВНЕВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯХ

Применение многоуровневых преобразователей в качестве регулируемых источ-

ников питания вызвало необходимость исследования их динамических свойств. В ряде

работ [37,38] рассматриваются динамические свойства преобразователя как элемента в

системе регулирования и, частично, их частотные свойства. Однако частотные свойства

многоуровневых преобразователей исследованы недостаточно. Эти свойства имеют оп-

ределенную специфику и при воздействии периодических сигналов вызывают сущест-

венные отклонения от нормальных условий работы многоуровневого преобразователя.

3.1. Гармонический анализ напряжения и тока однофазного многоуровневого вы-

прямителя.

Принципиальная схема многоуровневого преобразователя, содержащего три од-

нофазных выпрямителя, приведена на рис. 3.1. Анализ гармонического состава выход-

ного напряжения производится с использованием коммутационных функций, рядов Фу-

рье, функций Бесселя, схемотехнического и математического моделирования.

При формировании импульсов, модулированных по ширине [44,49 ], осуществля-

ется сравнение пилообразного напряжения с частотой и управляющего напряжения

содержащего постоянную и переменную составляющие с частотой следования . При

этом относительная длительность сигнала управления запишется в следующем виде:

0 sintu U U tmy yTk

(3.1)

где п п

, oo

UU myU Umy

U U - относительная постоянная составляющая и относительная

амплитуда напряжения управления;

пU - максимальное значение пилообразного напряжения;

- частота управляющего сигнала;

y - начальная фаза управляющего сигнала.

77

Рис. 3.1. Схема однофазного многоуровневого выпрямителя

Выходное напряжение однофазного многоуровневого преобразователя, осуществ-

ляющего способ широтно-импульсной модуляции [14, 18, 61] имеет вид:

( ) 3 2 cos21

3 1cos cos(2 ) ,

2 2 11 1

вых do

do

u t U U tm

U U k t U U k tmmk mk

k k

(3.2)

где 2

do

UmU – постоянная составляющая напряжения однофазного неуправляе-

мого выпрямителя; Um - амплитуда напряжения источника питания;

)()]cos([ 24134212 mUmU – амплитуда - ой гармоники составляющей, обу-

словленной пульсациями выпрямления; T2 - угловая частота источника напряже-

ния; kkkmkU sin])([ 112 – амплитуда к-ой гармоники составляющей, обуслов-

ленной принудительной коммутацией; kT2 - угловая частота пилообразного на-

пряжения; Tk

– период коммутаций.

После подстановки (3.1) в выражение (3.2) выходное напряжение однофазного

многоуровневого преобразователя в общем виде имеет вид:

78

0 1 2 3

4 5 6 7

( ) ( ) ( ) [( ) ]

( ) [( ) ] [( ) ] [( ) ]

выхu t U U t U t U t

U t U t U t U tp pk k k k

(3.3)

Нулевая составляющая

3o do oU U U (3.4)

обусловлена действием среднего значения выпрямленного напряжения и постоянной со-

ставляющей управляющего напряжения.

1( ) 3 sin()doU t U U ty y

(3.5)

Первая составляющая (3.5) обусловлена действием среднего значения выпрям-

ленного напряжения и переменной составляющей управляющего напряжения. Она из-

меняется во времени с частотой сигнала управления.

122 02

tmUUtU cos)( (3.6)

Вторая составляющая (3.6) обусловлена постоянной составляющей управляющего

напряжения и гармоническими составляющими огибающей выпрямленного напряже-

ния.

123

])sin[(])[( ytmUyUtU

(3.7)

Третья составляющая (3.7) обусловлена переменной управляющего напряжения и

составляющими огибающей выпрямленного напряжения. Угловая частота третьей со-

ставляющей имеет вид:

3 2 (3.8)

Отметим, что амплитуда mU определена только для .1,2,3,...=n где ,n3

Поэтому при 6n частота напряжения (3.7) может быть меньше частоты огибающей

выпрямленного напряжения. Если 6n , то выражение (3.8) имеет составляющие,

частоты которых меньше частоты напряжения управления. Если 0 86

1 25, , ,n

то тре-

тья составляющая (3.7) содержит гармоники, частоты которых значительно меньше час-

тоты управляющего сигнала и частоты огибающего выпрямленного напряжения.

04 0

3[ ] ( )cos ,

2 1du t U A M k tsk

k

(3.9)

79

где 0sin2[1 ( 1) ]k k U

Ask

- коэффициент, определяемый к-ой гармоникой

коммутации и постоянной составляющей управляющего напряжения; )(M0 - функция

Бесселя первого рода нулевого порядка; yUkM - аргумент функции Бесселя.

Четвертая составляющая (3.9) обусловлена частотой коммутации выпрямлен-

ного напряжения. Напряжение (3.9) не равно 0 для четных значений (k) и для значений

0 00 0,5 и 0,5< 1,0.U U

0

0

5 2

2 1

3[( ) ] ( )cos[( 2 ) 2 ]

2 11

3( )sin[(2 ) (2 1) ],

2 11

d p

d p

u t U A M k p t pp s ykpk

U A M p k t pc yk

(3.10)

где 122 pp , - функция Бесселя первого рода, 2p - го , (2p+1) - го порядка;

0kUtgsAcA - коэффициент, определяемый к - ой гармоникой коммутации и посто-

янной составляющей напряжения управления.

Пятая составляющая (3.10) обусловлена взаимодействием коммутационных со-

ставляющих и переменной составляющей напряжения управления. Напряжение 5( )u t со-

держит составляющие, частоты которых меньше частоты коммутации. Для нечетных

значений (k) выражение (3.10) равно нулю. Угловые частоты пятой составляющей име-

ют вид :

5 52 , 2k p p k (3.11)

Если в выражении (3.11) при некоторых значениях к и р выполняется условие

( ) ( )k p p1 2 2 1 или < (1+ k ) , то напряжение (3.10) содержит составляю-

щие, частоты которых меньше частоты управляющего сигнала. При условии

),...,,( и , , , 3212750250 00 nnkUU второе слагаемое напряжения 5U равно нулю,

а при nkU 2505 и , в нуль обращается первое слагаемое.

6 0

1[( ) ] ( )cos(2 )

2 1 1U t U A M k tsmk

k (3.12)

Шестая составляющая (3.12) обусловлена взаимодействием коммутационных со-

ставляющих и составляющими огибающей выпрямленного напряжения. Эта состав-

80

ляющая не равна нулю при ),...,,( , 32123 nnkn и значениях постоянной состав-

ляющей управляющего сигнала .,, и , 0150500 00 UU

7 2

2 1

1[( ) ] ( )cos[(2 ) 2 ]

2 1 11

1( )sin[((2 1) 2 ) (2 1) ]

2 1 01

p

p

U t U A M k p t pp s ymkpk

U A M p k t ps ympk

(3.13)

Седьмая составляющая (3.13) обусловлена взаимодействием всех трех гармониче-

ских составляющих: составляющими огибающей выпрямленного напряжения, коммута-

ционными составляющими и управляющим сигналом. Спектр составляющих 7u t до-

вольно широк, а их амплитуды быстро уменьшаются с увеличением .,, pk

Результирующий спектр выходного напряжения многоуровневого преобразовате-

ля находим путем алгебраического суммирования амплитуд при одинаковых частотах.

81

3.2. Гармонический анализ напряжения и тока реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от трёхфазной сети.

3.2.1. Математическое моделирование реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от трёхфазной сети

Схема реверсивного однофазного многоуровневого преобразователя от трёхфаз-

ной сети приведена на рис.3.2. Пусть управляющее напряжение имеет вид:

sin( ),yu U tmy y (3.14)

Рис. 3.2. Схема реверсивного многоуровневого преобразователя

тогда выходное напряжение реверсивного многоуровневого преобразователя описыва-

ется следующим уравнением:

82

0

0 2 1

2 1

( ) 3 sin( ) sin[(1 ) ]1

3( )sin[(2 1 ) (2 1) ]

2 01

1( )sin[(2 1 ) (2 1) ],

2 1 01

вых d

d p

p

Su t U U t U U tmy y my ym q

U A M p kS t p ykpk

SU A M p kS t p ym k qpk

(3.15)

где 12p - функция Бесселя первого рода (2р+1)-го порядка, ykUMp ;,...2,1,0 - ар-

гумент функции Бесселя; kkk

A ])1(1[2 - коэффициент, определяемый к-ой гармо-

никой коммутации; q- количество коммутаций на интервале Sq ;,...3,2,1,3 - ко-

эффициент, показывающий во сколько раз частота коммутации больше частоты управ-

ляющего сигнала, ,...4,3,2S .

Первая составляющая

01( ) 3 sin( )du t U U tmy y (3.16)

обусловлена действием управляющего напряжения (3.14) и средним значением выпрям-

ленного напряжения, и изменяется с частотой управляющего сигнала.

Вторая составляющая

2( ) sin[(1 ) ]1

Su t U U tmy ym q

(3.17)

обусловлена действием управляющего сигнала и составляющими огибающей выпрям-

ленного напряжения. Если выполняется условие

,11q

S

то напряжение (3.17) содержит составляющие, частоты которых меньше сигнала управ-

ления.

Частота третьей составляющей выходного напряжения (3.15)

tkSp )( 123 (3.18)

обусловлена действием управляющего сигнала и коммутационными составляющими k

Частота четвертой составляющей

tkSq

Sp )( 124 (3.19)

83

обусловлена действием управляющего сигнала, составляющими огибающей выпрям-

ленного напряжения и коммутационными составляющими.

Спектр частот 4 3 и довольно широк и может содержать низкие частоты. С

увеличением к и р амплитуды составляющих (3.18), (3.19) быстро уменьшаются.

Выполнив алгебраическое суммирование амплитуд при одинаковых частотах, оп-

ределим результирующий спектр выходного напряжения реверсивного многоуровневого

преобразователя.

Гармонический состав тока на входе многоуровневого преобразователя.

При воздействии управляющего сигнала (3.1) ток на входе однофазного много-

уровневого преобразователя имеет следующий вид:

0

2

2 1

2 1( ) sin cos[( ) ]

3 31 1

( )sin[( 2 ) ]61 1

( )sin[( 2 2 ) ( 2 )]61 11

( )cos[( 2 261 01

вх y

p

p

i t U A t U A tmy y

U Arm U M qk tsk

U Arm U M qk p t ps ypk

U Arm U M qk ppk

) ( (2 )],t p y y

(3.20)

где myUU ,0 - относительная постоянная составляющая и относительная амплитуда на-

пряжения управления; ]cos)([

311A - коэффициент амплитуды - ой составляю-

щей тока; kkUU mkm /sin;/)cos( 212 - амплитуда к-ой коммутационной со-

ставляющей; )(M0 - функция Бесселя первого рода нулевого порядка; M kU y - ар-

гумент функции Бесселя; )(, Mpp 122 - функции Бесселя первого рода 2р-го, 2р+1-го

порядка; kkkUsU /])()[sin( 112 0 - коэффициент, определяемый постоянной состав-

ляющей 0U и к-ой гармоникой коммутации; ycAsArAkUtgsUcU ; ;/ 220 - на-

чальная фаза сигнала управления;

)/( sAcAarctg - начальная фаза выходного тока при Uy 0 ; q -число коммута-

ций на интервале 3;

84

]./)cos[(])sin[(

;/)cos[()]cos[()(

32

32212

kkcA

kksA

Спектр входного тока (3.20) преобразователя кроме основной составляющей t

содержит: составляющие t обусловленные инвертированием выходного напряжения;

составляющие ,)( t обусловленные управляющим и инвертированным выходным

напряжениями; составляющими ,)( tqk2 обусловленные инвертированным выход-

ным напряжением и гармоническими вследствие коммутации; составляющие

,)( ,)( tpqtpqk 2222 обусловленные управляющим напряжением,

инвертированным выходным напряжением и гармоническими вследствие коммутации.

Результирующий спектр входного тока (3.20) многоуровневого преобразователя,

определим путем алгебраического суммирования амплитуд при одинаковых частотах.

Для подтверждения результатов теоретического исследования гармонического со-

става выходного напряжения было выполнено математическое моделирование с исполь-

зованием пакета Mathcad 14 [18].

На рис. 3.3. приведены выходные напряжения преобразователя при математиче-

ском моделировании при fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц; 0oy ; и различных индексах мо-

дуляции: а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8.

Для подтверждения результатов математического моделирования было выполне-

но схемотехническое моделирование реверсивного многоуровневого преобразователя

при питании от трёхфазной сети.

85

а)

б)

в)

Рис. 3.3. Выходное напряжение преобразователя при fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и

при различных индексах модуляции: а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8

86

3.2.2. Схемотехническое моделирование реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от трёхфазной сети.

На рис. 3.4. приведена схемотехническая модель реверсивного многоуровневого

преобразователя от трёхфазной сети в пакете Matlab Simulink.

Схема управления для транзисторных ключей (4, 5, 6, 7) представлена на рис. 3.5.

и формирование управляющего импульса ключами при индексе модуляции m=0,8; час-

тоте управляющего сигнала fy = 50 Гц; частоте коммутации fк = 1 кГц, приведено на рис

3.6.

Эпюры выходного напряжения реверсивного преобразователя при управлении с

синусоидальной широтно-импульсной модуляции для активно-индуктивной нагрузки

(Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн), частоте управляющего сигнала fy = 50 Гц; частоте коммута-

ции fк = 1 кГц и индексе модуляции: а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8 изображены на рис 3.7.

Рис. 3.4. Схемотехническая модель реверсивного многоуровневого преобразователя

87

Рис. 3.5. Схема управления для ключей 4, 5, 6 и 7

Рис. 3.6. Формирование управляющего импульса транзисторными ключами

при индексе модуляции m=0,8; fy = 50 Гц; fк = 1 кГц.

Для исследования спектральных характеристик (THD) от индекса (коэффициента)

модуляции (рис 3.8 3.10) приведены спектральные составы выходного напряжения, вы-

ходного тока, входного тока при управлении с синусоидальной ШИМ для активно-

индуктивной нагрузки (Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн ) и различных индексах модуляции; m =

0,2 1 ; частоте управляющего сигнала fy = 50 Гц; частоте коммутации fк = 1 кГц.

88

а)

б)

в)

Рис. 3.7. Эпюры выходного напряжения трехфазного мостового преобразователя при fy=

50 Гц; fк = 1 кГц ; Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн и различных индексах модуляции:

а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8.

89

a)

б)

в)

г)

Рис. 3.8. Выходное напряжение и его спектральный состав при Rн=20 Ом,Lн =0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

90

a)

б)

в)

г)

Рис. 3.9. Выходной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

91

a)

б)

в)

г)

Рис. 3.10. Входной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

92

3.2.3. Разработка подсистемы «Measurements» для определения энергетических по-

казателей многоуровневых преобразователей

Активная мощность P равна среднему значению мгновенной мощности за пери-

од питающего напряжения и определяет количество электромагнитной энергии, необра-

тимо преобразующейся в другие формы энергии [5, 22, 46, 48]. Активная мощность ха-

рактеризует полезную работу в нагрузке, включая полезную мощность и мощность по-

терь в установке.

Полная, или кажущаяся, мощность S всегда больше фактически передаваемой

нагрузке активной мощности из-за существования неактивных составляющих мощно-

сти, которые, не создавая полезного эффекта, приводят в то же время к увеличению по-

терь в питающей сети. Известны три неактивные составляющие полной мощности: реак-

тивная мощность Q , или мощность сдвига, мощность искажения T и мощность несим-

метрии H .

Реактивную мощность или мощность сдвига Q , связывают со сдвигом по фазе

основной гармоники тока относительно напряжения питающей сети. Вследствие сдвига

основной гармоники тока появляется реактивная составляющая тока, которая не участ-

вует в передаче активной мощности нагрузке, так как среднее значение мгновенной

мощности за период, обусловленное этой составляющей тока, равно нулю.

Мощность искажения T обусловлена высшими гармониками тока. Среднее зна-

чение мгновенной мощности, связанной с этими гармониками, за период также равно

нулю, однако и они вызывают дополнительные потери энергии в сети.

Мощность несимметрии H учитывает дополнительные потери энергии, связан-

ные с неравномерным распределением тока по фазам многофазной цепи. В однофазных

и многофазных симметричных системах мощность неcсимметрии равна нулю.

В общем случае полная мощность связана со своими составляющими известным

выражением вида [5, 46, 48]:

2222 HTQPS (3.21)

В симметричной системе полная мощность связана со своими составляющими со-

отношением:

222 TQPS (3.22)

93

Случаю трехфазной сети с симметричной синусоидальной системой напряжений

соответствует предпосылка о наличии питающей сети переменного тока бесконечно

большой мощности и позволяет получить необходимую для практики точность расчетов

в случаях, когда мощность вентильного преобразователя невелика в сравнении с мощно-

стью сети. В трехфазной сети с симметричной системой напряжений и с симметричной

(равномерной) нагрузкой фаз полная мощность и ее составляющие определяются выра-

жениями [5, 46, 48]:

ФФIUS 33 (3.23)

ФPP 33 (3.24)

ФQQ 33 (3.25)

где ФU - действующее значение напряжения фазы, ФI - действующее значение

тока фазы. При равномерной нагрузке независимо от способа ее соединения (звездой

или треугольником):

ЛЛФФ IUIU 33 (3.26)

где ЛU - действующее значение линейного напряжения, ЛI - действующее зна-

чение линейного тока. Поэтому вместо формулы (3.23) часто используют следующую:

ЛЛ IUS 33 (3.27)

Мощность искажения может быть определена из формулы (3.22):

)( 2

3

2

3

2

33 QPST (3.28)

Определив полную мощность энергоподсистемы S и ее составляющие P , Q и T

можно определить основные показатели качества энергопотребления: мощностиK - коэф-

фициент мощности, сдвигаK - коэффициент сдвига, искаженияK - коэффициент искажения,

гармоникK - коэффициент гармоник или THDK , инесимметриK . - коэффициент несимметрии.

Коэффициент мощности электротехнического комплекса характеризует способ-

ность этого комплекса потреблять электрическую энергию первичного источника пита-

ния.

S

PKмощности (3.29)

94

Коэффициент сдвига характеризует обмен энергией между приемником и источ-

ником, обусловленный способностью реактивных элементов электротехнического ком-

плекса накапливать и отдавать энергию.

22 QP

PKсдвига (3.30)

Коэффициент несимметрии характеризует степень несимметрии системы и опре-

деляется из равенства:

S

TQPK инесим м етри

)( 222

(3.31)

В симметричной системе коэффициент несимметрии равен единице.

Коэффициент искажения характеризует обмен энергией между источником и

приемником, обусловленный высшими гармоническими составляющими тока.

222

22

TQP

QPKискажения (3.32)

Коэффициент гармоник характеризует соотношение между энергией, обуслов-

ленной высшими гармониками тока, и энергией обусловленной основной (первой) гар-

моникой тока.

1)1

( 2

22искажения

гармоникKQP

TK (3.33)

Коэффициент гармоник (несинусоидальности) тока [5, 46, 48]:

..

1

в гг т

IK

I (3.34)

где Iв.г. – действующее значение высших гармоник тока, I1 – действующее значе-

ние первой гармоники тока. Аналогично определяется и коэффициент гармоник напря-

жения (Кг.н.). В среде MATLAB/Simulink для этого используется стандартный блок THD

(Total Harmonic Distortion).

Коэффициент искажения тока [5, 46, 48]:

1.и т

IK

I (3.35)

где I – действующее значение тока. Аналогично определяется и коэффициент ис-

кажения напряжения (Ки.н). Для его определения пользуемся арифметическим методом,

95

находя с помощью стандартных блоков библиотеки SimPowerSystems действующие зна-

чения тока нагрузки (блок RMS) и первой гармоники (с помощью блока Fourier) [5, 46,

48]. Коэффициент искажения тока для всех преобразователей приблизительно равен 1.

На рис. 3.11 представлена разработанная подсистема «Measurements», позволяю-

щая определить активную ( P ), реактивную ( Q ), полную ( S ) мощности в фазах, а так-

же мощность искажения ( T ), коэффициент искажения напряжения (Kи_u), коэффициент

искажения тока (Kи_i), коэффициент мощности (Kм), коэффициент гармоник напряже-

ния (Kг_u ), коэффициент гармоник тока (Kг_i ). В скобках приведены обозначения па-

раметров, используемые в пакете Matlab при построении подсистемы и её моделирова-

нии.

Показатели качества электроэнергии на выходе реверсивного многоуровневого

преобразователя, полученные в результате моделирования, приведены в таблице 3.1.

Рис.3.11. Подсистема «Measurements».

96

Таблица 3.1

Коэффициент

модуляции,

m

Активная

мощность

Рф, Вт

Реактивная

мощность

Qф, Вар

Мощность

искажения

Тф, Вт

Полная

мощность

Sф, ВА

Коэффициент

мощности,

Км

Коэффициент

искажения

Коэффициент

Гармоник

Ки.н Ки.т Кг.н

(Uвых) Кг.т

(Iвых) Кг.т

(Iвх)

0,2 89,56 140,7 256,7 306,1 0,29 0,55 0,99 1,54 0,038 0,46

0,4 362 568,6 538,7 862,9 0,42 0,78 0,99 0,79 0,022 0,41

0,6 823,9 1294 711,4 1691 0,49 0,91 0,99 0,46 0,014 0,35

0,8 1479 2323 1080 2957 0,5 0,93 0,99 0,39 0,013 0,33

1,0 2336 3669 1185 4508 0,52 0,96 0,99 0,27 0,012 0,29

Зависимость коэффициента гармоник преобразователя от индекса модуляции при

управлении с синусоидальной ШИМ представлена на рис.3.12.

Рис.3.12. Зависимость коэффициента гармоник преобразователя

от индекса модуляции при управлении с синусоидальной ШИМ

Зависимость (рис. 3.12) показывает, что с уменьшением входного сигнала коэф-

фициент гармоник (THD) увеличивается.

97

3.3. Гармонический анализ напряжения и тока многоуровневого инвертора при

питании от источников постоянного тока

Источниками электроэнергии в различных автономных системах электропитания

могут являться аккумуляторная батарея, топливные элементы, электрохимические гене-

раторы.

Основное назначение многоуровневых полупроводниковых преобразователей

(МПП) состоит в получении напряжения на выходе преобразователя превышающего

максимальное напряжение на его полупроводниковом ключе . Необходимость примене-

ния МПП возникает в мощном тяговом электроприводе для транспортных систем на-

земного, надводного и подводного назначения и в электроэнергетических системах при

транспортировке и преобразовании электрической энергии.

В диссертационной работе выполнены исследования по реализации многоуровне-

вого инвертора с питанием от источников постоянного напряжения (тока).

На рис. 3.13. представлена принципиальная схема многоуровневого инвертора, а

на рис. 3.14. приведена схемотехническая модель инвертора в пакете Matlab Simulink.

Рис. 3.13. Принципиальная схема многоуровневого инвертора

при питании от источника постоянного напряжения

98

Рис. 3.14. Схемотехническая модель многоуровневого инвертора

Эпюры выходного напряжения при управлении по линейному закону для актив-

но-индуктивной нагрузки (Rн = 20 Ом; L = 0,1 Гн), частоте коммутации fк = 1 кГц и

различных индексах модуляции: а) m = 0,2; б) m = 0,6; в) m = 0,8, изображен на рис 3.15.

99

а)

б)

в)

Рис. 3.15. Эпюры выходного напряжения многоуровневого инвертора для

активно-индуктивной нагрузки (Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн); fк = 1 кГц и

при различных индексах модуляции: а) m = 0,2; б) m = 0,6; в) m = 0,8.

100

Исследование спектральных характеристик осуществляется в пакете SimPower

System программной среды Matlab – Simulink. При расчете спектра в пакете Matlab ис-

ходной является дискретная реализация электромагнитного процесса. Нахождение ам-

плитуд гармонических составляющих осуществляется применением дискретного преоб-

разования Фурье.

При этом исследуемый непрерывный процесс ( )y t длительностью T заменяется

дискретной функцией 0( ), ( 1,2,3.... ), y kT k N N - заданное число точек 0

TT

N- шаг

дискретизации. В пакете Matlab дискретное преобразование Фурье выполняется проце-

дурой быстрого преобразования Фурье (fft – Fast Fourier Transform). Для вычисления

спектра электромагнитных переменных на входе и\ или выходе полупроводникового

преобразователя с помощью процедуры fft выделяется участок исследуемого процесса

длительностью Т, разбивается этот участок на N точек, соответствующих равноот-

стоящим моментам времени с интервалом 0T и осуществляется суммирование.

Все эти операции в пакете SimPower System выполняет блок Powergui (графиче-

ский интерфейс пользователя) совместно с блоком Scope. В блоке Scope осуществляется

запись исследуемого процесса в рабочее пространство (Workspace) Matlab. Дискретное

преобразования Фурье этого процесса осуществляется блоком Powergui, в котором за-

даются параметры ( 0 и T T ) этого преобразования.

На рис. 3.16

3.18 приведен спектральный состав выходного напряжения для ак-

тивно-индуктивной нагрузки (Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн), частоте коммутации fк = 1 кГц

и различных индексах модуляции: m = 0,2 1.

101

а)

б)

в)

г)

Рис. 3.16. Выходное напряжение и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн=0,1 Гн;

fк = 1 кГц и различных индексах модуляции а) m=0,2; б) m=0,4; в) m=0,6; г) m=0,8.

102

а)

б)

в)

г)

Рис. 3.17. Выходной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн=0,1 Гн;

fк = 1 кГц и различных индексах модуляции а) m=0,2; б) m=0,4; в) m=0,6; г) m=0,8.

103

а)

б)

Рис. 3.18. Спектральный состав а) выходного напряжения; б) выходного тока

при Rн=20 Ом, Lн=0,1 Гн; fк = 1 кГц и индексе модуляции m=1,0.

На рис. 3.19 представлена разработанная подсистема «Measurements», позволяю-

щая определить активную ( P ), реактивную ( Q ), полную ( S ) мощности в фазах, а так-

же мощность искажения ( T ), коэффициент искажения напряжения (Kи_u), коэффициент

искажения тока (Kи_i), коэффициент мощности (Kм), коэффициент гармоник напряже-

ния (Kг_u ), коэффициент гармоник тока (Kг_i ). В скобках приведены обозначения па-

раметров, используемые в Matlab пакете при построении подсистемы и её моделирова-

нии.

Показатели качества электроэнергии на выходе многоуровневого инвертора, по-

лученные в результате моделирования, приведены в таблице 3.2.

104

Рис.3.19. Подсистема «Measurements».

Таблица 3.2

Коэффициент

модуляции,

m

Активная

мощность

Рф, Вт

Реактивная

мощность

Qф, Вар

Мощность

искажения

Тф, Вт

Полная

мощность

Sф, ВА

Коэффициент

мощности,

Км

Коэффициент

искажения

Коэффициент

гармоник

Ки.н Ки.т Кг.н Кг.т

0,2 247,9 389,3 490,8 673,7 0,37 0,69 0,99 1,06 0,014

0,4 991,6 1557 1021 2110 0,47 0,88 1 0,55 0,009

0,6 2231 3504 1527 4426 0,5 0,94 1 0,37 0,006

0,8 3967 6229 2158 7694 0,52 0,96 1 0,29 0,005

1,0 6273 9851 2376 11920 0,53 0,98 1 0,2 0,004

105

Зависимости коэффициента гармоник выходного напряжения и коэффициента

гармоник выходного тока от индекса модуляции приведены на рис.3.20, рис 3.21 соот-

ветственно.

Рис.3.20. Зависимость коэффициента гармоник выходного напряжения

от индекса модуляции

Рис.3.21. Зависимость коэффициента гармоник выходного тока

от индекса модуляции

Из рис 3.20 и рис 3.21 следует, что с уменьшением входного сигнала коэффици-

ент гармоник (THD) увеличивается. Из анализа спектрального состава выходного на-

пряжения и выходного тока видно, что многоуровневые преобразователи существенно

улучшают качество выходного напряжения (тока) (рис. 3.16

3.18) во всем диапазоне

регулирования по сравнению с одноуровневыми преобразователями.

106

Выводы по третьей главе

1. Разработаны математические модели для определения спектрального состава выход-

ного напряжения и входного тока реверсивного многоуровневого преобразователя с

использованием коммутационных функций )(tFk , рядов Фурье и функций Бесселя.

2. Показано, что результаты математического моделирования выходного напряжения

реверсивного многоуровневого преобразователя в пакете Mathcad при различных ин-

дексах модуляции m, частоте управляющего сигнала fy и частоте коммутации fк

совпадают с результатами схемотехнического моделирования в пакете MatLab.

3. Спектральные характеристики (THD) выходного напряжения, выходного и входного

токов многоуровневого преобразователя при питании от переменного (постоянного)

тока исследуются в зависимости от различных индексов модуляции m, частоты

управляющего сигнала fy и частоты коммутации fк при управлении с синусоидальной

ШИМ для активно-индуктивной нагрузки.

4. Из анализа гармонического состава выходного напряжения (тока) и входного тока

следует, что с уменьшением значения управляющего сигнала коэффициент гармоник

(THD) увеличивается. Из результатов исследования видно, что многоуровневые пре-

образователи существенно улучшают качество выходного напряжения (тока) во всем

диапазоне регулирования по сравнению с одноуровневыми преобразователями. Ко-

личество уровней определяется требуемыми параметрами качества выходной энер-

гии, мощностью АСЭ.

5. Анализ гармонического состава выходного напряжения и входного тока многоуров-

невых преобразователей для различных способов формирования и регулирования

выходного напряжения, при различном числе коммутаций и различном характере на-

грузке позволяет выбрать соответствующий способ регулирования и число коммута-

ций для повышения входных ( коэффициента мощности) и выходных (коэффициент

пульсаций) показателей, а также для улучшения качества входного тока и выходного

напряжения.

107

ГЛАВА 4

ТЕХНИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ МНОГОУРОВНЕВЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

В СИСТЕМАХ ЭЛЕКТРОПИТАНИЯ

4.1. Практическая реализация многоуровневых преобразователей.

Эффективность работы электроэнергетических систем связана с эффективностью

преобразования электрической энергии. В этой главе будут рассмотрены особенности

работы многоуровневых преобразователей в системах управления электропитания элек-

троприводам с АД, питания ответственных потребителей (ИБП). Рассмотрим принцип

работы многоуровневого преобразователя.

Модули или инверторные ячейки соединяются последовательно, за счет этого на-

пряжение питания устройства может быть выше рабочего напряжения отдельных клю-

чей. Подобное решение позволяет формировать «многоступенчатый» выходной сигнал,

снизить уровень гармонических искажений и отказаться от дорогостоящих и громоздких

выходных фильтров. Очевидно, что все силовые ключи при этом должны управляться

гальванически изолированными сигналами.

Рис. 4.1. Схема трехуровневого инвертора

Типовая схема одной стойки трехуровневого инвертора приведена на рис. 4.1. В

классическом преобразователе выходное напряжение может принимать только два зна-

чения, равных по амплитуде: -VDC или +VDC. Трехуровневый инвертор формирует сиг-

108

нал, каждая из полуволн которого состоит из трех ступеней (0, VDC/2, VDC). Потери про-

водимости трехуровневой схемы несколько выше, чем у двухуровневой. Тем не менее

существенное снижение потерь при коммутации позволяет уменьшить общее значение

рассеиваемой мощности примерно на 40%, и это достоинство особенно ярко проявляет-

ся на высоких частотах коммутации [69, 72, 74, 75, 89 ].

Схема трехуровневого инвертора содержит 10 полупроводниковых элементов на

фазу (рис. 4.1): четыре IGBT (Т1-Т4), четыре антипараллельных диода (D1-D4) и два

фиксирующих диода (D5, D6), а в фазе двухуровневого инвертора работает только че-

тыре ключа. Каждая стойка преобразователя подключается к АС-шине и DC- шине, со-

стоящей из цепей DC+, DC- и нейтрали (N). Звено постоянного тока трехуровневого ин-

вертора разделено на две симметричные последовательные секции; верхняя половина

подключена к цепям DC+ и N, нижняя — к N и DC-. В трехуровневой схеме в каждом из

возможных путей протекания тока участвует два последовательно включенных полу-

проводниковых ключа. В результате данная структура позволяет использовать IGBT с

меньшим блокирующим напряжением или, соответственно, в два раза повысить рабочее

напряжение.

Рассмотрим достоинства и недостатки реализуемых схем. Разница между трех-

уровневым и двухуровневым инвертором состоит не только в количестве используемых

силовых ключей. В двухуровневом преобразователе транзисторы подключают АС-

выход поочередно к выводам звена постоянного тока, соответственно, выходное напря-

жение состоит из двух уровней, равных DC+ и DC-. Коммутация выходов трехуровнево-

го инвертора производится между потенциалами DC+, DC- и N в результате формирует-

ся напряжение, содержащее три уровня, как показано на рис. 4.2(б). Благодаря этому

форма выходного сигнала приближается к синусоидальной, что позволяет не только су-

щественно снизить уровень гармонических искажений (THD) выходного тока, но и

уменьшить негативное влияние на питающую сеть (ЭМС).

109

Рис. 4.2. Эпюры напряжений и токов: а) двухуровневая схема; б) трехуровневая схема

При сравнении двух- и трехуровневой схем следует отметить следующие основ-

ные факторы:

для достижения одинакового уровня THD в трехуровневом преобразователе

можно использовать меньшую рабочую частоту fsw и за счет этого снизить ве-

личину динамических потерь в транзисторах.

соответственно, при работе на одинаковой частоте трехуровневая схема имеет

существенно меньший коэффициент гармоник, что улучшает массогабаритные

показатели выходного фильтра.

в цепях протекания тока трехуровневого инвертора используется удвоенное

количество транзисторов, что обусловливает более высокий уровень потерь

проводимости в них. Требуется более сложный алгоритм управления и более

мощный источник для питания драйверов, управляющих транзисторами.

в трехуровневой схеме используются транзисторы с меньшим блокирующим

напряжением, вместо IGBT 12-го класса можно применить транзистор с UCE =

600-В с низким уровнем потерь и гораздо более высокой плотностью тока.

Алгоритмы управления трехуровневым инвертором намного сложнее, чем у

обычного двухуровневого преобразователя, в котором верхний и нижний IGBT в стойке

всегда включаются инверсно. У трехуровневого инвертора длительность открытого со-

стояния определенных ключей (Т2 и Т3) зависит от величины cosφ нагрузки. Количест-

во возможных состояний (для обычного инвертора их четыре: 0/0, 0/1, 1/0, 1/1) в этом

случае увеличивается до 16. Некоторые из них являются допустимыми, некоторые —

опасными, а ряд состояний может привести к отказу ключей (табл. 4.1).

110

Таблица 4.1. Коммутационные состояния трехуровневого инвертора

Состояние Допустимое Потенциально опасное Аварийное

T1 0 0 0 1 0 0 1 0 1 1 0 1 1 1 0 1

T2 0 1 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1 1 0 1 1

T3 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 0 1 0 1 1 1

T4 0 0 0 0 0 1 0 1 1 0 1 0 1 1 1 1

Допустимые состояния:

все IGBT закрыты, конвертор выключен;

Т2 или Т3 включаются по одному;

два непосредственно соединенных IGBT открыты (Т1/Т2, Т2/Т3, Т3/Т4).

Потенциально опасные состояния:

Т1 или Т4 включаются по одному или вместе;

включаются два не связанных непосредственно IGBT (Т1/Т3 или Т2/Т4). По-

следствия от возникновения этих событий зависят от состояния ключей в дру-

гих фазах.

Аварийные состояния:

открываются три непосредственно соединенных IGBT (Т1/Т2/Т3 —> замыка-

ние верхней половины DC-шины, Т2/Т3/Т4 —> замыкание нижней половины

DC-шины);

открываются три не связанных непосредственно IGBT (Т1/Т2/Т4 полное DC-

напряжение прикладывается к Т3, Т1/Т3/Т4 —> полное DC-напряжение при-

кладывается к Т2);

открываются все четыре IGBT замыкание DC+, DC- и N цепей

При разработке модуля трехуровневого инвертора следует основное внимание

уделять личную паразитной индуктивностью Ls. При выключении тока нагрузки, теку-

щего по индуктивной цепи, образуется всплеск напряжения, амплитуда которого про-

порциональна скорости выключения dildt и величине Ls. Для того, чтобы это не привело

к повреждению модуля, сумма амплитуды коммутационного выброса и напряжения пи-

тания должна быть меньше блокирующей способности силового ключа. Это может быть

достигнуто за счет снижения напряжения DC-шины или путем минимизации паразитной

111

индуктивности цепи коммутации. Очевидно, что уменьшение Ls является главной зада-

чей разработчиков специализированных модулей трехуровневых инверторов, поскольку

это позволяет работать при большем значении UDC и, следовательно, максимально ис-

пользовать их мощностные характеристики.

Рис.4.3. Сборка трехуровневого инвертора с помощью стандартных модулей

Теоретически трехуровневый инвертор может быть спроектирован с использова-

нием стандартных полумостовых модулей, как показано на рис. 4.3. Сложность такой

сборки заключается в необходимости применения специальных шин для промежуточ-

ных соединений, что неизбежно ведет к появлению длинных цепей с высокой паразит-

ной индуктивностью.

Таблица 4.2. Мощностные характеристики модулей SKiM 4 MU

Тип модуля VCES, B VDCmax, B VACmax, B IC_nom, A Pout_nom, кBA

SKiM 400 MLI 066HD 650 800 480 600 250

SKiM 300 MLI 12E4 1200 1500 1000 300 260

Следствием этого является высокий уровень коммутационных перенапряжений.

Решением данной задачи является разработка специализированного модуля, силовых

ключей, в котором соединены в соответствии с трехуровневой топологией подключают-

ся с помощью простых плоскопараллельных шин.

112

Следует также учесть, что проектирование более мощных ключей требует приме-

нения кристаллов с большей активной площадью, что, в свою очередь, также ведет к

увеличению паразитных индуктивностей цепей и, следовательно, к ограничению выход-

ного тока. Повышение токовых характеристик может быть достигнуто и с помощью па-

раллельного соединения маломощных модулей, что усложняет устройство управления.

Компанией SEMIKRON разработана серия специализированных модулей MU, вы-

полненных в соответствии с трехуровневой топологией [69, 72, 74, 75, 89 ]. Компоненты

семейства MU реализуются в четырех конструктивах: SEMITOP (миниатюрные с пая-

ным подключением), MiniSKiiP (миниатюрные с пружинными контактами),

SEMITRANS (стандартные 62-мм с винтовыми терминалами), SKiM («безбазовые» мо-

дули прижимного типа). Для построения инверторов в диапазоне до 100 кВА предлага-

ются модули в корпусах SEMITOP и MiniSKiiP, отличающиеся способом подключения.

Штыревые выводы компонентов серии SEMITOP соединяются с интерфейсной платой

методом пайки. Особенностью конструкции MiniSKiiP является использование пружин-

ных контактов для силовых и сигнальных подключений. Установка MiniSKiiP и соеди-

нение их выводов с интерфейсной платой производится одним винтом за одну техноло-

гическую операцию, что обеспечивает предельную простоту сборки и обслуживания из-

делия [69, 72, 74, 75, 89 ].

Для реализации трехуровневых инверторов в модулях MLI применены специаль-

ные чипы IGBT и диоды с блокирующей способностью 650 В, что позволяет работать

при напряжении DC-шины до 900 В.

Для систем более высокой мощности выпускаются модули в конструктивах SKiM

и SEMITRANS, имеющие рабочий ток в диапазоне 150-600 А. Силовые ключи 12-го

класса семейства SKiM с током IC_nom до 300 А (табл. 4.2) ориентированы на использова-

ние в инверторах с выходной мощностью до 260 кВА (табл. 4.2).

Трехуровневый инвертор на модулях 12-го класса способен обеспечить выходное

напряжение до 1000 В, что является еще одним важным преимуществом трехуровневой

топологии. Таким образом, с помощью специализированных модулей на стандартных

низковольтных кристаллах можно не только получить удвоенное напряжение, но и

сформировать близкое к синусоидальному напряжение, а также упростить выходной

фильтр [69, 72, 74, 75, 89 ].

113

Простейшим способом формирования импульсов управления IGBT в плече трех-

уровневого инвертора является сравнение двух симметричных, относительно “ 0 ”,

опорных треугольных напряжений с управляющим синусоидальным напряжением, как

показано на рис.4.4. Данный принцип генерации ШИМ- сигнала носит название PD

(Phase Disposition). В то время как «внешние» транзисторы Т1 и Т4 коммутируют ток в

активной фазе, «внутренние» IGBT (Т2, Т3) могут постоянно находиться во включенном

состоянии. В зависимости от угла проводимости это состояние может продолжаться

вплоть до полупериода синусоиды (180°).

Рис. 4.4. Эпюры токов и напряжений трехуровневой топологии при управлении

по методу PD

При запуске трехуровневого инвертора, когда все ключи закрыты, один из «внут-

ренних» IGBT может быть включен первым (Т2 для положительного выходного сигна-

ла). Спустя короткий промежуток времени (Т2 полностью включен) импульс управле-

ния подается на Т1. Для выключения используется обратная последовательность, при-

чем перед открытием Т2 необходимо убедиться, что Т1 полностью закрыт. Это может

обеспечиваться выключением Т2 на короткое время (1-3 мкс) после подачи запирающе-

го сигнала на Т1. Подобная функция (Interlock), необходимая для исключения сквозного

тока, является стандартной для трехуровневых драйверов SEMIKRON.

114

Если «внутренние» IGBT (Т2 или Т3) выключаются перед соответствующими

«внешними» IGBT (Т1 или Т4), «внутренние» ключи могут оказаться под полным на-

пряжением DC-шины. При недостаточной блокирующей способности транзисторов они

будут пробиты.

Кроме того, сигналы, подаваемые на затворы транзисторов Т1 и Т3 (Т2 и Т4, соот-

ветственно), являются инверсными. Схема управления должна гарантировать выключе-

ние одного IGBT перед включением второго. В таблице 4.1 указаны коммутационные

состояния, которые могут привести к выходу транзисторов из строя, они должны быть

исключены при выборе алгоритма управления.

В классическом двухуровневом инверторе также существует ряд состояний, при

которых силовые транзисторы должны быть немедленно выключены:

перегрев;

перегрузка по току;

короткое замыкание нагрузки (выход транзисторов из насыщения).

Любое из этих событий должно быть предотвращено и в трехуровневой тополо-

гии, однако в ней необходимо соблюдать определенную последовательность запирания

IGBT. Первыми должны отключаться «внешние» транзисторы (Т1 или Т4), и только по-

том — «внутренние» (Т2 или Т3), что необходимо для исключения пробоя по напряже-

нию.

Перегрев или медленное нарастание тока нагрузки не требуют мгновенной реак-

ции схемы защиты, они детектируются NTC/PTC- термодатчиками и токовым сенсором

и предотвращаются управляющим контроллером. Ток КЗ, приводящий к выходу IGBT

из насыщения (Desaturation), должен быть прерван в течение 10 мкс (6 мкс для тонкоп-

леночных транзисторов), что является функцией драйвера затворов. Когда один из

внешних IGBT (Т1 или Т2) переходит в линейный режим, его необходимо отключить

мгновенно, а через 1-3 мкс следует закрыть и внутренние транзисторы (Т3, Т3) [69, 72,

74, 75, 89 ].

Реализация алгоритма усложняется, если из насыщения первыми выходят Т2 или

ТЗ: когда драйвер детектирует состояние DESAT, он должен одновременно получить

информацию о состоянии соответствующего «внешнего» ключа. Если он открыт, то вы-

ключение должно происходить мгновенно; далее, после паузы 1-3 мкс, драйвер должен

115

закрыть и «внутренний» транзистор. В противном случае «внутренний» IGBT запирает-

ся сразу после определения неисправности.

При наступлении любого аварийного состояния драйвер формирует сигнал неис-

правности, используемый контроллером для отключения всех остальных IGBT и пере-

вода конвертера в безопасное состояние [69, 72, 74, 75, 89 ].

При прерывании тока в любой цепи трехуровневого инвертора (при отключении

IGBT или диода) напряжение на этом участке начинает расти. Перенапряжение возника-

ет вследствие накопления энергии в распределенной индуктивности пути протекания

тока.

Величина запасенной энергии пропорциональна квадрату тока и величине Ls в со-

ответствии с выражением. WL = (Ls x I2)/2. Коммутационный всплеск, амплитуда кото-

рого зависит от индуктивности и скорости выключения (Us = Ls х di/dt), добавляется к

напряжению DC-шины. Получившееся суммарное значение UDC+Us может превысить

величину блокирующего напряжения ключа, что приведет к его пробою.

При разработке трехуровневого инвертора на основе стандартных полумостовых

компонентов индуктивность цепи (и, соответственно, уровень перенапряжения) получа-

ется не менее 200 нГн [69, 72, 74, 75, 89 ].

Если уровень перенапряжения остается критичным, его необходимо снижать с

помощью снабберов или схем активного ограничения. Снабберные конденсаторы под-

ключаются между цепями DC+ и N, и, соответственно, N и DC-.

Рис. 4.5. Упрощенная схема активного ограничения

Еще одним известным способом уменьшения амплитуды коммутационных вы-

бросов является активное ограничение (рис. 4.5). Схема состоит из нескольких последо-

вательных стабилитронов, подключенных между коллектором и затвором IGBT, при

этом их суммарное напряжение должно быть немного ниже блокирующей способности

116

транзистора. Если коммутационный всплеск сигнала, образующийся при выключении

IGBT, превышает суммарное напряжение стабилитронов, они начинают проводить ток,

открывая транзистор. При этом он переходит в линейный режим, принимая на себя

энергию паразитной индуктивности до тех пор, пока Ls полностью не разрядится. Не-

достатком данного метода является рассеяние большой мощности на проводящем ключе

и возможность возникновения дребезга после его запирания.

4.2. Расчет статических и динамических потерь в транзисторных модулях

трехуровневого инвертора

Вычисление температуры перегрева кристаллов трехуровневого инвертора произ-

водится в несколько этапов. В первую очередь определяется среднее Iav и среднеквадра-

тичное Irms значения тока каждого IGBT и диода. На основе этих величин осуществляет-

ся расчет статических и динамических потерь, полученные данные используются для

определения температуры радиатора, корпуса модуля, кристаллов.

Общие принципы анализа мощности потерь и тепловых режимов для двухуровне-

вых и трехуровневых инверторов одинаковы, различия касаются методик расчета токов

кристаллов. Каждое фазное плечо трехуровневой схемы содержит 10 ключей (четыре

последовательно соединенных IGBT с антипараллельными диодами + два фиксирующих

диода), в то время как классический полумост состоит из четырех ключей. Следствием

этого является большее количество коммутационных режимов для каждого полупровод-

ника и более сложные пути прохождения тока [69, 72, 74, 75, 89 ].

Основные выражения для расчета среднего (avg) и эффективного (rms) значения

тока показаны ниже [69, 74, 75]:

2

0

2

2 2 2

0

1( ) sin( ) ( );

2

1( ) sin ( ) ( ).

2

avg T pk

rms T pk

I dc t I t d t

I dc t I t d t

где dcT – коэффициент заполнения (duty cycle) транзистора

1 2

3 1 4 2

sin( ) 0 1 0;

0 2 1 sin( ) 2

1 ; 1

T T

T T T T

M t если t если tdc dc

если t M t если t

dc dc dc dc

117

В таблице 4.3 приведены формулы для расчета статических и динамических по-

терь каждого из 10 ключей с учетом коэффициента заполнения управляющих импульсов

и фазового угла.

Таблица 4.3. Основные формулы для расчета потерь проводимости и

переключения трехуровневых инверторов

IGBT

(T1/T4)

2

03 cos sin 2 1 cos12

cond ce ce

MIP V r I

11 cos

2

I VK K

ccsw sw sw I

ref ref

I VP f E G

I V

IGBT

(T2/T3)

2

0 12 3 cos sin 3 2 1 cos12

cond ce ce

IP V M r I M

11 cos

2

I VK K

ccsw sw sw I

ref ref

I VP f E G

I V

Диоды

(D5/D6)

20 12 3 [(2 )cos 2sin ] 3 4 (1 cos )

12cond f f

IP V M r I M

11 cos

2

I VK K

ccsw sw sw I

ref ref

I VP f E G

I V

Диоды

(D1/D4)

2

03 cos sin 2 1 cos12

cond f f

MIP V r I

11 cos

2

I VK K

ccsw sw sw I

ref ref

I VP f E G

I V

Диоды

(D2/D3)

2

03 cos sin 2 1 cos12

cond f f

MIP V r I

0swP

Приведенные выше формулы справедливы для коэффициента модуляции М =

0...1, который связан с напряжением DC-шины и выходным эффективным значением

напряжения следующим соотношением:

118

Типовые значения KV, КI, GI, для IGBT и диодов модулей MLI SEMIKRON пока-

заны в таблице 4.4 [69, 74, 75].

Таблица 4.4. Коэффициенты для расчета статических и динамических потерь

трехуровневого инвертора

Коэффициент IGBT FWD

Kv 1,4 0,6

KI 1 0,6

GI 1 1,15

Существуют программы тепловых расчетов транзисторных модулей [69,74,75].

Программа SemiSel может быть использована для анализа основных конфигураций схем

в реальных условиях эксплуатации, она способна помочь разработчику практически на

всех этапах проектирования от формирования технического задания. SemiSel предлагает

пользователю несколько режимов работы, включающих тепловое моделирование, выбор

силового ключа (Device Proposal), готовой сборки (StackSel), устройства управления

(DriverSel). Самым важным этапом проектирования является расчет потерь мощности и

температуры перегрева, в интернет-версии он носит название Step by Step Design. Дист-

рибутив программы можно получить в центре технической поддержки SEMIKRON.

Концепция трехуровневого преобразователя, несмотря на кажущуюся сложность,

имеет очевидные технические преимущества в высокочастотных схемах и в преобразо-

вателях с высокими требованиями к качеству выходного сигнала. В последнее время

трехуровневые преобразователи стали все более активно применяться в источниках бес-

перебойного питания (UPS) и солнечных энергетических станциях, что вызвано высо-

кими требованиями по КПД и качеству выходного сигнала данных устройств. Снижение

уровня гармонических искажений достигается за счет увеличения частоты коммутации

f, что в свою очередь ведет к росту динамических потерь. Многоуровневая схема позво-

ляет при относительно низком значении fw решить эту проблему и, кроме того, умень-

шить требования к выходному фильтру, габариты и стоимость которого вносят сущест-

венный вклад в показатели всего изделия. Еще одним достоинством трехуровневой то-

пологии является низкий уровень излучаемых электромагнитных шумов, что особенно

важно для таких применений, как UPS (источник бесперебойного питания).

119

Поскольку в цепи коммутации трехуровневой схемы участвуют четыре полупро-

водниковых ключа, потери проводимости данной схемы несколько выше, чем у тради-

ционной двухуровневой. Однако существенное снижение потерь переключения позво-

ляет уменьшить общее значение рассеиваемой мощности примерно на 40%, и это досто-

инство особенно ярко проявляется на высоких частотах коммутации.

В низковольтном диапазоне применительно к таким устройствам, как UPS, трех-

уровневая схема оказывается предпочтительнее и с экономической точки зрения, по-

скольку общая стоимость шестисотвольных (600-В) специализированных силовых клю-

чей примерно на 25% ниже, чем трех стандартных полумостов 12-го класса. Кроме того,

применение компонентов в конфигурации многоуровневых инверторов (MLI) упрощает

конструкцию соединительных шин и всего инвертора.

Для решения проблем, связанных с вычислениями потерь трехуровневого конвер-

тора с фиксированной нейтралью, схема трехуровневого включена в программу тепло-

вого расчета SemiSel.

4.3. Применение многоуровневых преобразователей для управления АД

Преобразователи частоты (ПЧ)для трехфазных асинхронных двигателей строятся

на основе использования трехфазных инверторов напряжения и тока [22, 49, 56, 69, 89].

Структура ПЧ со звеном постоянного тока и управляемым выпрямителем реали-

зует базовые алгоритмы управления с , 32 градусной проводимостью [69, 89] кото-

рые характеризуются несинусоидальностью выходного напряжения, что приводит к не-

синусоидальному характеру тока в статорных обмотках и пульсациям момента двигате-

ля, вызывающим неравномерность вращения двигателя, особенно на малых скоростях.

Указанные недостатки частично устраняются в структуре с неуправляемым вы-

прямителем и автономным инвертором напряжения (рис.4.6) за счет использования

ШИР или ШИМ, которая используется для управления АД малой и средней мощности.

В данном случае влияние процессов преобразования на первичную сеть минимально, а

энергия запасенная АД в режимах торможения рассеивается с помощью резистора TR .

Для рекуперации энергии в первичную сеть (АД большой мощности) используют-

ся структуры (рис. 4.7) с активным выпрямителем напряжения (АВН).

120

Рис. 4.6. Преобразователь частоты с трехфазным инвертором и широтно-импульсной

модуляцией

Рис. 4.7. Структура преобразователя частоты с активным выпрямителем

121

При этом в системе управления могут решаться следующие задачи [22, 49, 56, 69,

89]:

– стабилизация выпрямленного напряжения на заданном уровне путем воздейст-

вия на амплитуду заданных фазных токов сети;

– формирование фазных токов сети, близких по форме к синусоиде путем воз-

действия на напряжение управления;

– поддержание заданного коэффициента мощности сети (индуктивного, емкост-

ного или равного единице) путем воздействия на напряжение управления;

– передача энергии из сети переменного напряжения в цепь постоянного напря-

жения и противоположном направлении.

Для АД большой мощности применяют частотно-токовый метод управления на

основе использования автономных инверторов тока (АИТ).

АИТ по принципу действия осуществляет распределение подводимого к нему то-

ка по фазам двигателя, следовательно, его применение требует обязательного использо-

вания входного управляемого преобразователя, осуществляющего регулирование вели-

чины тока [22, 49].

Способы управления преобразователям частоты рассмотрим во второй главе (2.5).

В этой же главе (2.5.1) рассмотрим алгоритмы управления автономным инвертором на-

пряжения.

4.4. Моделирование системы ПЧ-АД

При исследовании электромагнитных процессов в системе ПЧ-АД обычно приме-

няются три системы координат: система d , q , неподвижная относительно ротора; сис-

тема , , неподвижная относительно статора; система x , y , вращающаяся в простран-

стве с синхронной угловой скоростью [22, 49, 56, 69, 89].

Моделирование проводилось в соответствии с математической моделью, записанной в

системе координат неподвижной относительно статора. Данная математическая модель

физически наглядна, позволяет оперировать абсолютными величинами переменных,

достаточно гибкая при исследовании и дает возможность проконтролировать в процессе

моделирования все необходимые величины.

Система дифференциальных уравнений в неподвижной системе координат примет

вид [69, 89]:

122

C

П

П

П

MMJdt

d

iipM

pK

rL

K

rL

dt

d

pK

rL

K

rL

dt

d

uK

rL

K

rL

dt

d

uK

rL

K

rL

dt

d

1

2

31111

22

0

211

0

202

22

0

211

0

202

11

0

122

0

101

11

0

122

0

101

, (4.1)

где 1 , 2 – потокосцепление статора и ротора; )2(1L – индуктивности обмоток статора

(ротора); 0L – взаимная индуктивность между статором и ротором;

212100 LLLLLK ; )2(1L – индуктивности рассеяния статора (ротора); Пp – число

пар полюсов.

Полученная система дифференциальных уравнений учитывает, что для АД управ-

ляющим воздействием является напряжение статора (амплитуда и частота), возмущаю-

щим – момент сопротивления CM , а выходными переменными будут момент, развивае-

мый АД, скорость ротора, потокосцепления и токи статора, которые могут быть пред-

ставлены в виде:

.

;

0

0221

1

0

02211

K

LLi

K

LLi

(4.2)

Принципиальная схема многоуровневого преобразователя от трёхфазной сети

приведена на рис.4.8.

На рис. 4.9. приведена схемотехническая модель многоуровневого преобразовате-

ля от трёхфазной сети в пакете Matlab Simulink. Схема управления для транзисторных

ключей представлена на рис. 4.10.

123

Рис. 4.8. Принципиальная схема многоуровневого преобразователя

Рис. 4.9. Схемотехническая модель многоуровневого преобразователя

124

Рис. 4.10. Блок-схема системы управления транзисторами

Таблица 4.5. Параметры АД

Наименование параметра Значение

Номинальная мощность, кВт 4

Номинальное линейное напряжение, В 400

Активное сопротивление статора, Ом 1,405

Индуктивность статора, Гн 0,005839

Активное сопротивление ротора, Ом 1,395

Индуктивность ротора, Гн 0,005839

Взаимная индуктивность обмоток, Гн 0,1722

Частота вращения, об/мин 1430

Момент номинальный, Нм 15,49

Инерция, кг.м2 0,0131

Коэффициент трения 0,002985

Пар полюсов 2

Частота сети, Гц 50

125

Соответствующий номинал емкости, удовлетворяющий обоим требованиям, мо-

жет быть найден с помощью следующего выражения [3]:

2 2

max min

2;

P tC

U U

(4.3)

Где P – мощность асинхронного двигателя; t (1/fk) – продолжительность переклю-

чения; Umax , Umin – пульсации напряжения питания инвертора.

Эпюры выходного напряжения, выходного и входного токов многоуровневого

преобразователя при управлении с синусоидальной широтно-импульсной модуляции

для АД, частоте управляющего сигнала fy = 50 Гц; частоте коммутации fк = 1 кГц;

С=100 мкФ и индексе модуляции m=0,8 изображены на рис 4.11, 4.12 и 4.13.

126

Рис. 4.11.Выходное напряжение при индексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ;

fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц.

Рис. 4.12. Выходной ток при индексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ;

fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц.

Рис. 4.13. Входной ток при индексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ;

fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц.

На рис 4.14 и 4.15 приведены графики токов в обмотках ротора и статора при ин-

дексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ; fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц.

127

Рис. 4.14.Ток в обмотках ротора при индексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ;

fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц.

Рис. 4.15.Ток в обмотках статора при индексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ;

fy = 50 Гц; fк=1000 Гц.

Графики изменения частоты вращения ротора и электромагнитного момента при

индексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ; fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц изображены на рис 4.16,

4.17 и 4.18.

Рис. 4.16.Частота вращения ротора при индексе модуляции m=0,8; С=100 мкФ;

fy=50 Гц; fк=1000 Гц.

128

Рис. 4.17. График изменения электромагнитного момента при индексе модуляции m=0,8;

С=100 мкФ; fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц.

Рис. 4.18. График изменения электромагнитного момента при индексе модуляции m=0,8;

С=100 мкФ; fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц.

129

Выводы по четвертой главе

1. Современный этап развития систем элетропривода характеризуется устойчивой тен-

денцией, заключающейся в переходе от исполнительных элементов постоянного тока

к исполнительным элементам переменного тока, для реализации частотного управле-

ния которыми преимущественное применение получили преобразователи частоты с

явно выраженным звеном постоянного тока.

2. В зависимости от технико-экономических показателей предъявляемых к системе ПЧ-

АД, используются структуры ПЧ с раздельным и совместным управлением частотой

и напряжением. В настоящее время наибольшее распространение получили преобра-

зователи частоты с неуправляемым выпрямителем и автономным инвертором напря-

жения с синусоидальной широтно-импульсной модуляцией второго рода, которые

минимизируют влияние процессов преобразования на первичную сеть.

3. Для рационального использования располагаемых ресурсов управления в системе

ПЧ-АД необходимо использовать адаптивный подход к выбору вида широтно-

импульсной модуляции в зависимости от частоты электромагнитного поля (ротора

АД), заключающегося в переходе от прямоугольного закона управления АИН в верх-

нем диапазоне частот электромагнитного поля к синусоидальному на повышенных

частотах квантования в диапазоне низких частот, реализация которых требует ис-

пользования микропроцессорного управления и разработки соответствующего алго-

ритмического обеспечения.

4. Показана взаимосвязь частоты коммутации с коммутационными потерями и их влия-

ние на тепловые процессы в IGBT-модуле. Составляющая динамических потерь за-

висит от частоты коммутации ключа. Потери мощности в силовом модуле непосред-

ственно влияют на КПД преобразователя и поэтому их снижение является одной из

основных задач разработчиков полупроводниковых приборов.

5. Достижение заданных технико-экономических показателей многоуровневых преоб-

разователей энергии в сильной степени определяется гармоническим составом вы-

ходного напряжения и потребляемого тока, методы анализа и синтеза которых для

систем с импульсно-модуляционным управлением недостаточно сформализованы и

требуют дальнейшего развития на основе использования коммутационных функций.

130

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

На современном этапе развития силовой электроники имеется развитая элемент-

ная база для полупроводниковых преобразователей регулируемого электропривода, по-

зволяющая создавать системы автономного электропитания в широком диапазоне мощ-

ностей.

Традиционно для улучшения ЭМС преобразователей увеличивали эквивалентную

фазность входного напряжения, что связано с увеличением числа трехфазных мостов,

выходы которых соединялись последовательно или параллельно.

Развитие модуляционных методов преобразования параметров электрической

энергии, а также освоение промышленностью новых типов силовых высокочастотных

полупроводниковых приборов создало основу для разработки высокоэффективных пре-

образовательных устройств с принципиально новыми схемотехническими решениями,

обеспечивающими высокие статические и динамические показатели при приемлемых

массе и габаритах.

Проведенный анализ показывает перспективность импульсно-модуляционных

преобразователей, которые с ростом коммутируемой мощности и динамических показа-

телей становятся основным инструментом для реализации практически всех видов пре-

образования параметров электрической энергии. Существенное снижение динамических

потерь в полностью управляемых полупроводниковых приборах позволяет улучшить

ЭМС, снизить загрузку питающих сетей неактивными составляющими мощности.

Для создания регулируемых электроприводов с улучшенными технико-

экономическими характеристиками необходимы исследования высокочастотных элек-

тромагнитных процессов, вызываемых полупроводниковыми преобразователями.

В диссертационной работе рассматривается класс преобразователей переменного

напряжения в регулируемое постоянное (переменное) для АСЭ с использованием мно-

гоуровневого принципа преобразования параметров электрической энергии и примене-

нием многократной коммутации, позволяющие получить выходное напряжение как

меньше входного, так и больше входного, без использования внутри себя реактивных

элементов.

131

Приведено математическое описание способов формирования выходного напря-

жения (тока) и входного тока многоуровневых преобразователей на основе коммутаци-

онных функций.

Рассмотрены способы формирования выходного напряжения в однофазных мно-

гоуровневых преобразователях и определены их статические и энергетические показате-

ли.

Представлены способы управления многоуровневыми преобразователями напря-

жения.

Выполнено математическое и схемотехническое моделирование многоуровневых

преобразователей для определения статических и энергетических характетистик.

Приведен расчет установленной мощности многоуровневых преобразователей для

различных топологий.

Рассмотрены способы управления АИН в составе ПЧ-АД с использованием мно-

гоуровневых преобразователей напряжения.

Сделан вывод, что применение многоуровневых преобразователей в качестве то-

пологий для регулирования источников питания в составе АСЭ вызывает необходи-

мость исследования их частотных свойств.

Разработаны математические модели для определения спектрального состава вы-

ходного напряжения и входного тока реверсивного многоуровневого преобразователя с

использованием коммутационных функций )(tFk , рядов Фурье и функций Бесселя.

Показано, что результаты математического моделирования выходного напряже-

ния реверсивного многоуровневого преобразователя в пакете Mathcad при различных

индексах модуляции m, частоте управляющего сигнала fy и частоте коммутации fк

совпадают с результатами схемотехнического моделирования в пакете MatLab.

Спектральные характеристики (THD) выходного напряжения, выходного и вход-

ного токов многоуровневого преобразователя при питании от переменного (постоянно-

го) тока исследуются в зависимости от различных индексов модуляции m, частоты

управляющего сигнала fy и частоты коммутации fк при управлении с синусоидальной

ШИМ для активно-индуктивной нагрузки.

Из анализа гармонического состава выходного напряжения (тока) и входного тока

следует, что с уменьшением значения управляющего сигнала коэффициент гармоник

(THD) увеличивается. Из результатов исследования видно, что многоуровневые преоб-

132

разователи существенно улучшают качество выходного напряжения (тока) во всем диа-

пазоне регулирования по сравнению с одноуровневыми преобразователями. Количество

уровней определяется требуемыми параметрами качества выходной энергии, мощно-

стью АСЭ.

Анализ гармонического состава выходного напряжения и входного тока много-

уровневых преобразователей для различных способов формирования и регулирования

выходного напряжения, при различном числе коммутаций и различном характере на-

грузке позволяет выбрать соответствующий способ регулирования и число коммутаций

для повышения входных ( коэффициента мощности) и выходных (коэффициент пульса-

ций) показателей, а также для улучшения качества входного тока и выходного напряже-

ния.

Современный этап развития систем элетропривода характеризуется устойчивой

тенденцией, заключающейся в переходе от исполнительных элементов постоянного тока

к исполнительным элементам переменного тока, для реализации частотного управления

которыми преимущественное применение получили преобразователи частоты с явно

выраженным звеном постоянного тока.

В зависимости от технико-экономических показателей предъявляемых к системе

ПЧ-АД, используются структуры ПЧ с раздельным и совместным управлением частотой

и напряжением. В настоящее время наибольшее распространение получили преобразо-

ватели частоты с неуправляемым выпрямителем и автономным инвертором напряжения

с синусоидальной широтно-импульсной модуляцией второго рода, которые минимизи-

руют влияние процессов преобразования на первичную сеть.

Для рационального использования располагаемых ресурсов управления в системе

ПЧ-АД необходимо использовать адаптивный подход к выбору вида широтно-

импульсной модуляции в зависимости от частоты электромагнитного поля (ротора АД),

заключающегося в переходе от прямоугольного закона управления АИН в верхнем диа-

пазоне частот электромагнитного поля к синусоидальному на повышенных частотах

квантования в диапазоне низких частот, реализация которых требует использования

микропроцессорного управления и разработки соответствующего алгоритмического

обеспечения.

Показана взаимосвязь частоты коммутации с коммутационными потерями и их

влияние на тепловые процессы в IGBT-модуле. Составляющая динамических потерь за-

133

висит от частоты коммутации ключа. Потери мощности в силовом модуле непосредст-

венно влияют на КПД преобразователя и поэтому их снижение является одной из ос-

новных задач разработчиков полупроводниковых приборов.

Достижение заданных технико-экономических показателей многоуровневых пре-

образователей энергии в сильной степени определяется гармоническим составом выход-

ного напряжения и потребляемого тока, методы анализа и синтеза которых для систем с

импульсно-модуляционным управлением недостаточно сформализованы и требуют

дальнейшего развития на основе использования коммутационных функций.

134

ЛИТЕРАТУРА

1. ГОСТ Р 54149-2010 «Электрическая энергия. Совместимость технических средств

электромагнитная. Нормы качества электрической энергии в системах электроснаб-

жения общего назначения».

2. Алатырев М.С., Быков К.В. Гармонический состав потребляемого тока и коэффици-

ент мощности выпрямителя на полностью управляемых полупроводниковых прибо-

рах // Электротехника. 2000, №4, С.23-28.

3. Андрей Колпаков. Инверторная платформа SEMIKUBE – вопросы выбора // Сило-

вая электроника. 2009, № 1, С. 14-19.

4. Белов М.П., Новиков В.А., Рассудов Л.Н. Автоматизированный электропривод ти-

повых производственных механизмов и технологических комплексов. М.:

ACADEMA, 2004, 574 с.

5. Борисов П. А., Томасов В. С. Определение составляющих полной мощности энерго-

подсистем электротехнических комплексов в пакете Matlab. – Exponenta Pro. Мате-

матика в применениях, 2004, №1, с. 40-44.

6. Брованов С. В. Реализация векторной ШИМ в трехфазном трехуровневом выпрями-

теле/ С. В. Брованов, С. А. Харитонов // Электротехника. -2008. -№6.

7. Галушин С.Я. Топологии корректоров коэффициента мощности в автономных сис-

темах электропитания // Морской Вестник, спец. Выпуск, №2 (125), 2013, с. 37-40.

8. Глазенко Т.А. Полупроводниковые преобразователи в электроприводах постоянно-

го тока. Л.: Энергия, 1973. 303 с.

9. Джури Э. Импульсные системы автоматического регулирования. М.: Государствен-

ное издательство физико-математической литературы, 1963, 455с.

10. Дмитриев Б.Ф. Статические и энергетические характеристики инверсных преобра-

зователей // Судостроение, 2001, №1, С.28-31.

11. Дмитриев Б.Ф. Анализ статических характеристик ступенчатого преобразователя

напряжения // Электротехника. 2000, №12, С.26-30.

12. Дмитриев Б.Ф., Лихоманов А.М., Агунов А.В. Синтез управления качеством стаби-

лизации и регулирования параметров электроэнергии. К.: Техническая электроди-

намика, 2000, с. 14-15.

13. Дмитриев Б.Ф. Анализ переходных и квазиустановившихся процессов в ступенча-

тых преобразователях // Электричество. №8, 2001, С.50-56.

135

14. Дмитриев Б. Ф., В. М. Рябенький., А. И. Черевко, М. М. Музыка., П. В. Солуянов.

Судовые полупроводниковые преобразователи: учебник. Издательство СПбГМТУ,

2011 г, 525 с.

15. Дмитриев Б. Ф., Ратников И. В., Лихоманов А.М., Розов А. Ю. Анализ и синтез гар-

монического состава выходного напряжения регуляторов переменного тока в авто-

номных системах электропитания с импульсной нагрузкой // Морской Вестник,

Спец. Выпуск №1(9), 2012, 1, с. 78-81.

16. Дмитриев Б. Ф., Калмыков А.Н., Галушин С.Я. Взаимосвязанный широтно-

импульсный преобразователь в составе автономной системы электропитания // VII

международная конференция по автоматизированному электроприводу, Иваново,

2012 г., с.295-299.

17. Дмитриев Б.Ф., Пьей Пьо Тун. Топологии силовой части многоуровневых преобра-

зователей электрической энергии для судовых электроэнергетических систем //

Морской Вестник,спец. Выпуск №2 (125), 2013, с.22-24.

18. Дмитриев Б.Ф., Пьей Пьо Тун. Математическое описание электромагнитных про-

цессов в многоуровневых преобразователях для автономных систем электропитания

// Морской Вестник, спец. выпуск, №2 (125), 2013, с.40-45.

19. Дмитриев Б.Ф., Пьей Пьо Тун, Писарев. А. Ю. Структуры силовой части много-

уровневых преобразователей электрической энергии для транспортных средств //

Актуальные проблемы морской энергетики. Всероссийская межотраслевая НТК.

Изд-во СПбГМТУ, 2013., с.216-221.

20. Дмитриков В.Ф., Дмитриев Б. Ф., Лившиц А.И., Шушпанов Д.В., Современное со-

стояние систем электропитания на основе мембранных технологий водородной

энергетики // Электросвязь, №9, 2010, с.20-25.

21. Дмитриков В.Ф., Дмитриев Б. Ф., Лившиц А.И. Разработка систем электропитания

на основе водородных топливных элементов // Практическая силовая электроника,

№42, 2011, с.16-22.

22. Ефимов А.А., Шрейнер Р.Т. Активные преобразователи в регулируемых электро-

приводах переменного тока. Новоуральск: Издательство НГТН. 2001, 250с.

23. Заездный А.М. Гармонический синтез в радиосвязи и электротехнике. Л.: Энергия,

1972, 527с.

136

24. Зиновьев Г.С. Электромагнитная совместимость устройств силовой электроники.

Н.: НГУ, 1998, 32с.

25. Зиновьев Г.С. Основы силовой электроники: Учебник. –Новосибирск: Изд-во

НГТУ, 1999, 199с.

26. Злакоманов В.В., Яковлев Б.С. Взаимодействие динамических систем с источника-

ми энергии. М.: Энергия, 1980, 176 с.

27. Калашников Б.Е. Проблема «длинного кабеля» в электроприводах с IGBT-

инверторами // Электротехника. №12, 2002, С.24-26.

28. Калмыков А.Н., Сеньков А.А., Дмитриев Б. Ф. Многоуровневые широтно-

импульсные преобрзователи для судовых электроэнергетических систем // VI Меж-

дународная конференция по автоматизированному электроприводу, Тула 2010,

с.119-124, ч.3.

29. Кобзев А.В. Многозонная импульсная модуляция. Н.: Наука, 1979, 297с.

30. Ковчин С.А., Сабинин Ю.А. Теория электропривода. С.-Пб.: Энергоатомиздат, 2000,

495с.

31. Колпаков А. Алгоритмы управления многоуровневыми инверторами. «Силовая

электроника», №2, 2009.

32. Корн Г., Корн Т. Справочник по математике. М.: Наука, 1978, 831с.

33. Кумаков Ю.А. Инверторы напряжения со ступенчатой модуляцией и активной

фильтрации высших гармоник // Новости электротехники. – 2005. №6. С.71-74.

34. Кумаков Ю.А. Импульсные регуляторы постоянного напряжения для питания мно-

гоуровневых инверторов // Новости электротехники. – 2006. №4. С.71-74.

35. Куо Б. Теория и проектирование цифровых систем управления. М.: Машинострое-

ние, 1986, 447с.

36. Ланнэ А.А. Оптимальный синтез линейных электронных схем. М.: Связь, 1969.

239с.

37. Лихоманов А.М., Дмитриев Б.Ф. Частотный подход к решению обратных задач

динамики. Линейные одномерные модели //Изв.вузов, Электромеханика, 1993, №4,

С.51-60.

38. Лихоманов А.М., Дмитриев Б.Ф., Панин С.Ю., Писарев А.Ю. Синтез взаимосвязан-

ных систем электропривода на основе частотного подхода к решению обратных за-

дач динамики //Электричество, 1998, №11, С.44-52.

137

39. Лихоманов А.М., Дмитриев Б.Ф., Бизяев А.А., Бусько А.В. Синтез структуры и па-

раметров сглаживающих фильтров для широтно-импульсных систем преобразова-

ния энергии//Электричество, 2005, №5, С.47-51.

40. Лихоманов А.М., Дмитриев Б.Ф. Синтез широтно-импульсного преобразователя с

разветвлённой нагрузкой // Изв. вузов. Приборостроение, 2008, Т.51, №6. с. 24-30.

41. Лихоманов А.М., Дмитриев Б.Ф. Анализ и синтез гармонического состава выходно-

го напряжения однофазных инверторов с импульсной нагрузкой // Электричество,

№7, 2009, с.51-55.

42. Лихоманов А.М., Дмитриев Б.Ф., Бизяев А.А., Розов А.Ю. Анализ и синтез гармо-

нического состава ключевого блока однофазных инверторов напряжения // Элек-

тричество. 2009. №7.с.56-61.

43. Лихоманов А.М., Дмитриев Б.Ф. Широтно-импульсный преобразователь в составе

автономной системы электропитания и работе на разветвлённую нагрузку // Мор-

ской Вестник, №3 (35), 2010, с. 52-55.

44. Михальченко Г.Я. Семенов В.Д. Модуляционные ключевые преобразователи элек-

трической энергии // Электричество, 1992, №10, С.24-28.

45. Михайлов О.П. Автоматизированный электропривод станков и промышленных ро-

ботов. М., Машиностроение, 1990, 302 с.

46. Михеев К. Е., Томасов В. С. Анализ энергетических показателей многоуровневых

преобразователей систем электропривода. Научно-технический вестник НИУ ИТ-

МО, 2002, Вып 1 (77), с.46-52.

47. Поздеева А.Д. Управляемые выпрямители в системах автоматического управления.

М.: Энергоатомиздат, 1984, 352 с.

48. Пронин М. В., Воронцов А. Г. Силовые полностью управляемые полупроводнико-

вые преобразователи (моделирование и расчёт). – СПб: Электросила, 2003, 172 с.

49. Розанов Ю.К., Рябчинский М.В., Кваснюк А.А. Силовая электроника. М.: Изда-

тельский дом МЭИ, 2007, 631с.

50. Розенвассер Е.Н. Теория цифрового управления в непрерывном времени. М.: Наука,

1994, 461с.

51. Соколовский Г.Г. Электроприводы переменного тока с частотным регулированием.

М.: ACADEMA, 2006, 264 с.

138

52. Харитонов С. А., Брованов С. В. Однофазный трехуровневый выпрямитель с улуч-

шенным гармоническим спектром входного тока/ С. А. Харитонов, // Электротехни-

ка. -2006. -№ 10.

53. Цыпкин Я.З. Теория импульсных систем. М.: Государственное издательство физи-

ко-математической литературы, 1958, 724 с.

54. Чаплыгин Е.Е., Агудов А.Н., Московка А.А. Анализ инвертора напряжения, рабо-

тающего на разветвленную сеть потребителей // Электротехника, 2000, №4, С.47-51.

55. Чаплыгин Е.Е. Микропроцессорное управление автономными инверторами с ШИМ

// Электричество, 1999, №9, С.18-24.

56. Чаплыгин Е.Е. Инверторы напряжения и их спектральные модели. М.: Издательство

МЭИ, 2003, 63с.

57. Чаплыгин Е.Е. Анализ искажений выходного напряжения и сетевого тока матрично-

го преобразователя частоты // Электричество, 2007, №11, С. 24-37.

58. Чиженко Н.М., Руденко В.С., Сенько В.Н. Основы преобразовательной техники. М.:

Высшая школа, 1974, 429 с.

59. Шрейнер Р.Т. Математическое моделирование электроприводов переменного тока с

полупроводниковыми преобразователями частоты. Екатеринбург: Изд-во УРО РАН,

2000, -654с.

60. Шрейнер Р.Т., Ефимов А.А. Активный фильтр как новый элемент энргосберегаю-

щих систем электропривода // Электричество. 2003. №3. С.46-54.

61. Шрейнер Р.Т., Ефимов А.А., Калыгин А.Н. Математическое описание и алгоритмы

ШИМ активных выпрямителей тока // Электротехника, 2000, №10, С.42-49.

62. Ясаков Г. С. Теория режимов и автоматизация корабельных электроэнергетических

систем. ч.1 Учебное пособие. СПб.: ВМА, 2004г. -390с.

63. Ясаков Г. С., Рамадан А., Томилин С. А. Состояние и перспективы развития регули-

руемого электропривода в корабельных электроэнергетических системах. Межот-

раслевая научно-практическая конференция. “ВОКОР-2006”.

64. Espinoza Jose R. Inverters Power electronics: Handbook. / Ed. H. Rashid Muhammad.

USA: Academic Press, 2001.

65. Hengchum Mao, Fred C. Y. Lee, Dushan Borogevich and Silva Hiti. Review of High-

Performance Three-Phase Power-Factor Correction Circuits. // IEEE Transactions on In-

dustrial Electronics. vol. 44, No 4, August, 1997, pp. 437-446.

139

66. Holmes D.G., Lipo T.A. Pulse Width Modulation for Power Converters, Principles and

Practice // IEEE Press Series on Power Engineering, 1, Auflage, October 2003.

67. John Prentice. High Current Logic Level MOSFET Driver. //Intersil, №4, AN9301, 1999.

68. Lamp J. IGBT Peak Voltage Measurement and Snubber Capacitor Specification. Applica-

tion Note AN-7006, SEMIKRON.

69. Power Electronics Converters, application and design. //Mohan Ned, Underland Tore M.,

Pollins William, New York, 1995.

70. Power Supply (Product Handbook, 1996-1997). //Computer products, Power Conversion,

1996.

71. Rashid M.H. Power Electronics (Circuits, Devices, and Applications. Second edition).

Prentice Hall. New Jersey, 1991.

72. Semikron application manual. http://www.semikron.com/internet/index.jsp?sekld=13 (ref-

erenced 14.9.2005)

73. Shin-Liang and Ying-Yu Tzon. Discrete Sliding-Mode Control of a PWM Inverter for Si-

nusoidal Output Waveform Synthesis with Optimal Sliding Curve /IEEE Trans. on Power

Electronics. 1996. vol. 11, No4. p. 567-577.

74. Sprenger M., Alvarez R., Staudt l., Bernet S. Characterization of a new 1.2kV IGBT 3L-

NPC Phase-leg module for low voltage applications // EPE.2011.

75. Staudt I., Wintrich A., Haddad K., Cardi V. Numerical loss calculation and simulation tool

for 3L NPC converter design // PCIM Nuremberg, 2011.

76. Behzad Vafakhah, Multilevel Space Vector PWM for Multilevel Coupled Inductor Invert-

ers, Edmonton, Alberta 2010.

77. T. Bruckner, The Active NPC Converter for Medium Voltage Drives, Verlag Shaker,

2006.

78. S. Bernet and R. Teichmann, A. Zuckerberger, and P. Steimer, “Comparison of high pow-

er IGBTs and hard driven GTOs for high power inverters,” in Proc. Conf. Rec.

IEEEAPEC, 1998, pp. 711-718.

79. N. Celanovic, Space Vector Modulation and Control of Multilevel Converter, Blacksburg,

Virginia, 2000.

80. L. Li, D. Czarkowskj, Y. Liu, and P. Pillay, “Multilevel Space Vector PWM Technique

Based on Phase-Shift Harmonic Suppression,” IEEE/APEC, 2000, pp. 535-541.

140

81. J. P. Felix, Modulation and Control of three-phase PWM Multilevel Converters, Technical

University of Catalonia, Spain, 2002.

82. S. S. Fazel, D. Krug, T. Taleb, and S. Bernet, “Comparison of Power Semiconductor Uti-

lization, Losses and Harmonic Spectrum of State-of-the-Art 4.16kV Multi-Level Voltage

Source Converters,” in EPE Conf. Rec., Dresden, Germany, 2005.

83. S. S. Fazel, S. Bernet, D. Krug, and K. Jalili, “Design and comparison of 4kV Neutral

Point Clamped, Flying Capacitor and Series Connected H-Bridge Multi-Level Convert-

ers,” the paper is accepted at the IEEE Trans. on Industrial Applications, (July/August

2007).

84. R. Lund, M. D. Manjrekar, P. Steimer, and T. A. Lipo, “Control Strategies for a Hybrid

Seven-level Inverter,” in Proc. of EPE’99, Lausanne, Switzerland.

85. D. W. Kang and D. S. Hyun, “Simple harmonic analysis method for multi-carrier PWM

techniques using output phase voltage in multi-level inverter,” IEE Proc. Electric Power

Applications, March 2005, vol. 152, no.2, pp. 157-165.

86. D. Krug, M. Malinowski, S. Bernet, “Design and Comparison of Medium Voltage Multi-

level Converters for Industry Applications,” in Conf. Rec. IEEE-IAS Annu. Meeting,

2004, vol. 2, pp. 781-790.

87. Y. Liang and C. O. Nwankpa, “A Power-Line Conditioner Based on Flying-Capacitor

Multilevel Voltage-Source Converter with Phase-Shift SPWM,” IEEE Transactions on In-

dustrial Electronics, 2000, vol.36, no.4, pp. 965-971.

88. K. Matuskawa, K. Yoshida, and S. Kaku, “Multilevel Pulse Width Modulation Sinusoidal

Inverter with Modulation Switching and Carrier Frequency Modulation,” Electronics and

Communication Conf., Japan, 1997, vol. 80, no.2, pp.35-43.

89. M. Marchesoni and M. Mazzucchelli, “Multilevel converters for high power AC drives: A

review,” in Proc. IEEE International Symposium Industry Electronics (ISIE’93), Buda-

pest, Hungary, 1993, pp. 38-43.

90. B. P. McGrath, Topologically Independent Modulation of Multilevel Inverters, Monash

University Australia, 2002.

141

Приложение 1

Таблица П1.1. Виды схем импульсных преобразователей

142

Таблица. П1.2. Сравнительные характеристики высоковольтного ПЧ

Фир-

ма/Показатели ABB Siemens Allen-Bradley Toshiba Mifsubishi GE ESTEL

Серия ACS 1000i ACS 500 Simovert Sinamlcs GM

150

Pertfecct

Harmouny 15557 MV

PowerFlex

7000 Tosvert MV

MELTRAC-

F500HV TM Drive

Innnovotion

MV ЭТВА

Выходное

напряжение, В

2200, 3300, 4160,

(600 – с

вых.трансформатор

ом)

6000, 6600, 6900

2200, 3300, 4160,

(600 с IНУ

автотрансформатор

ом)

2200, 3300,

4160, 6600,

7200

2200, 3300,

4160, 6600,

7200, 10000,

13800

2300, 3300,

4160, 6600

2400, 3300,

4160, 6600 3300, 6000 3300, 6600

330000/3000,

6600/6000

3300, 4160,

6600 6000 (10000)

Мощность, кВТ 315…5000 44000…20500 640…3320 600…10000 300…17500 315…7500 300…6340 500…5450 500…6600

250..3550 (при

3300В) и до

7700 (при

6000)

2000…12500 630…6300

Диапазон изме-

рения выходной

частоты, ГЦ

0..66 (220) 0…75

0…150 (при 2, 2/3,

3/4, 16 кВ); 0…66

(при 6 кВ)

0…250 0…60 (250) 0…75 0…75 0…60 (120) 0…50 (60) 0..50 (60) 0…60 0…50 (60)

Перегрузочная

способность

110% - 1 мин,

(150% -1 мин,

опция)

110% - 1 мин,

(150% -1 мин,

опция)

110% - 1 мин 110% - 1 мин 110% - 1 мин

150% -1 мин

110% - 1 мин,

(150% -1 мин,

опция)

110% - 1 мин

150% -1 мин

110% - 1 мин

120% - 1 мин,

(150% -1 мин,

опция)

120% - 1 мин,

(150% -1 мин,

опция)

120% - 1 мин 200% - 15 сек

Схема

преобразователя

(стандартное

исполнение)

12(24)-пульсный

НВ, АИН по схеме

NPC с выходным

LC-фильтром

36-пульсный

НВ, АИН по

схеме NPC на

каждую фазу

12(24)-пульсный

НВ, АИН по схеме

NPC с выходным

LC-фильтром

12(24)-

пульсный НВ,

АИН по схеме

– 3 уровневый

NPC (опция -

выходной LC-

фильтром)

Многообмат.

трансформ. с

последоват.

соединением

IGBT – АИТ

в фазе

6 (12, 8-

пульсный

УВ, АИТ с

ШИМ

6 (18)-

пульсный

УВ, AFE,

АИТ с ШИМ

Многообмат.

трансформ.

18, 30 и 36-

пульсный НВ

и IGBT –

АИТ в фазе

Многообмат.

трансформ.

18-пульсный

НВ и IGBT –

АИТ в фазе

Многообмат.

трансформ.

18-пульсный

НВ и IGBT –

АИТ в фазе

6-пульсный

УВ с IGBT–

ШИМ, АИН

с IGBT–

ШИМ и вы-

ходным LC-

фильтром

6-пульсный

УВ без-

трансформ.

АИТ с парой

коммути-

рующий ти-

ристоров

КПД, % 98 (без тр-ра) >98,5 (без тр-ра) 98,5 (без тр-ра) 98,5 (без тр-ра) 96 (с тр-ром) 97 (без тр-ра) 98 (без тр-ра) 97,6 (с тр-

ром) 98 (с тр-ром) 98 (без тр-ра) 97,5 96,5

Коэффициент

мощность

выпрямителя

0,96 >0, 96 0,96 0,96 0,96 0,96 (18-

пульсный)

0,96 (18-пул.)

0,98…1,0 для

ШИМ

выпрям.

0,95 0,96 0,95 0,98…1,0 0,9

Тип силовых

полупроводников

ых приборов

Диоды – НВ, IGCT

–АИН

Диоды – НВ,

IGBT - АИТ

Диоды – НВ, IGBT -

АИТ

Диоды – НВ,

АИТ – IGBT и

IGCT

Диоды – НВ,

IGBT - АИТ

Тир-ры – УВ,

GTO - АИТ

Тир-ры – УВ,

SGCT -АИТ

Диоды – НВ,

IGBT – АИТ,

IGBT - НВ

Диоды – НВ,

IGBT - АИТ

Диоды – НВ,

IGBT - АИТ

IGBT УВ и

АИТ

Тир-ры – УВ

и АИТ

Принцип

коммутации в

инверторе

3-уровневый ШИМ

– модуляция в

«звезду»

Многоуровневы

й (9-уровневый)

ШИМ

3-уровневый ШИМ

– модуляция в

«звезду»

3-уровневый

ШИМ – моду-

ляция в «звез-

ду»

Многоуров-

невый ШИМ

(Multf-level

PWM)

ШИМ с из-

бир. подав-

лением выс-

ших гармо-

ник

ШИМ с из-

бир. подав-

лением выс-

ших гармо-

ник

Многоуров-

невый ШИМ

(Multf-level

PWM)

Многоуров-

невый ШИМ

(Multf-level

PWM)

Многоуров-

невый ШИМ

(Multf-level

PWM)

Комбиниров.

ШИМ (Multf-

level PWM

bridge topolo-

gies)

«Конденсато

рная»

коммутация

THD сетевой, %

(зависит от от-

ношения мощно-

сти к.з. сети к

мощности ПЧ)

5,2%(напр.)

6,5%(ток)

для Хисточн=5,75%

1,5% (напр.)

1,0% (ток)

5,2% (напр.) 6,5%

(ток) для

Хисточн=5,75%

5,2% (напр.)

6,5% (ток) для

Хисточн=5,75

%

1,2% (напр.)

0,8% (ток)

для

Хисточн=5,75

%

<5% (напр.),

<6,5% (ток) –

для 12-

пульсного

выпрямителя

1,5% (напр.)

<1,25% (ток)

– для ШИМ

выпр., <3, 5%

(напр.), <3%

(ток) – для

18-пульсного

выпрямителя

1,2% (напр.)

0,8% (ток)

для

Хисточн=5,7

5%

1,2% (напр.)

0,8% (ток)

для

Хисточн=5,7

5%

1,2% (напр.)

0,8% (ток) для

Хисточн=5,75

%

<3,5% (напр.)

5,5% (ток)

для

Хисточн=5,7

5%

5,2% (напр.)

6,5% (ток)

для

Хисточн=5,7

5%

Установка

выходного

фильтра

Sin-фильтр Не требуется Sin-фильтр Sin-фильтр Не требуется Не требуется Не требуется Не требуется Не требуется Не требуется Не требуется Не требуется

THD – ток

нагрузки, %

<5% с выходным

Sin-фильтр <5%

<5% с выходным

IHV sin-фильтр

<5% с

выходным Sin-

фильтр

<2,5% <5% <5% <5% <5% <5% <3% 6,5%

143

Фир-

ма/Показатели ABB Siemens Allen-Bradley Toshiba Mifsubishi GE ESTEL

Серия ACS 1000i ACS 500 Simovert Sinamlcs GM

150

Pertfecct

Harmouny 15557 MV

PowerFlex

7000 Tosvert MV

MELTRAC-

F500HV TM Drive

Innnovotion

MV ЭТВА

Возможность

рекуперативного

торможения

нет нет нет нет Нет есть Есть Нет Нет Нет да Нет

Возможность

удаления транс-

форматора от

ЧРП

Да Да Да Да нет Да Да нет нет нет нет Да

Возможность

удаления двига-

теля от ЧРП на

больших рас-

стояниях без

вых. фильтра

Нет да Нет Нет да да Да да да да да Да

Информационно-

управляющая

электроника

Микропроцессор Микропроцес-

сор Микропроцессор

Микропроцесс-

сор

Микропроце-

ссор

Микропроце-

ссор

Микропроце-

ссор

Микропроце-

ссор

Микропроце-

ссор

Микропроце-

ссор

Микропроце-

ссор

Микропроце-

ссор (2005 г.)

Коммуникационн

ые возможности

Все обычные

периферийные

шины

Все обычные

периферийные

шины

Интегрирован ProfiBus, совмести-

мость с CAN–ШИМ, Ethernet и дру-

гими шинами

Все обычные

периферийны

е шины

Все обычные периферийные

шины

Все обычные

периферийны

е шины

Все обычные

периферийны

е шины

Все обычные периферийные

шины

RS-485,

ProfiBus

Исполнение IP21,22,31, 32 и 42

IP32 (стандарт-

ное исполне-

ние).

До IP54 (опция)

IP21 ( возд. охлаж-

дение) и IP41, 43, 54

(опция – IP54) –

жидкостное охлаж-

дение

IP22 (возд. ох-

лаждение),

IP43 (жидкост-

ное охлажде-

ние)

IP21 (опция –

IP42) – возд.

охлаждение,

IP23 (опция –

IP54) – жид-

кое охлажде-

ние

IP21 IP21

IP21

(стандартное

исполнение)

IP21 IP21 IP32 (IP54) IP21

Охлаждение

Воздушное – до

1600 кВт Жидкостное

Воздушное,

форсированное

Воздушное –

до 6000 кВт,

жидкостное –

от 1800 до 5000

кВт

Воздушное –

до 6000 кВт,

жидкостное –

от 1800 до

5000 кВт

Воздушное –

до 2500 кВт,

жидкостное –

более 3150

кВт

Воздушное –

до 4000 кВт,

жидкостное –

от 3700кВт

Воздушное,

форсирован-

ное

Воздушное,

форсированн

ое

Воздушное,

форсирован-

ное

Жидкостное

Воздушное,

форсирован-

ное

Диапазон

температур, °С 1…40

1..40

(50 – опция) 5…40 5…40 0…40 5…40 5…40 0…40 0…40 0…40 0…40

0…35

(40 – опция)

Удельные габа-

риты, (без тр-ра),

дм3/кВт

39,6…13 3,2…1,15

11,9…2,87

(12-пульсный НВ,

воздушное

охлаждение)

16…3,43

(12-пульсный

НВ, воздушное

охлаждение)

7,66…2,73

(12-пульсный

НВ, жидкост-

ное охлажде-

ние)

8,9…2,9

при воздуш-

ное охлажде-

ние

6,5…2,63

при жидкост-

ное охлажде-

ние (с тр-ром)

17,4…9,375

(при воздуш-

ное охлажде-

ние)

8,7…3,66

(при жидко-

стное охлаж-

дение)

19,8…3,52

(6-пульсный

УВ) воздуш-

ное охлажде-

ние)

3,41…2,16

(18-пульсный

УВ, жидко-

стное охлаж-

дение)

9,315…3,6

(для

исполнения

на 6000 В)

20,24..7,1

(для испол-

нения при

6000 В) (с тр-

ром)

18,4…8,34

при 3300 В,

10,5..6,8 = при

6000 В (с тр-

ром)

6,4…1,48 13,2..3,78

144

Приложение 2

Гармонический анализ напряжения однофазного многоуровневого выпрямителя.

Принципиальная схема многоуровневого преобразователя, содержащего три од-

нофазных выпрямителя, приведена на рис. П2.1. Анализ гармонического состава выход-

ного напряжения производится с использованием коммутационных функций, рядов Фу-

рье, функций Бесселя и математического моделирования.

При формировании импульсов, модулированных по ширине [44,49], осуществля-

ется сравнение пилообразного напряжения с частотой и управляющего напряжения

содержащего постоянную и переменную составляющие с частотой следования . При

этом относительная длительность сигнала управления запишется в следующем виде:

0 sintu U U tmy yTk

(П2.1)

где п п

, oo

UU myU Umy

U U - относительная постоянная составляющая и относительная

амплитуда напряжения управления;

пU - максимальное значение пилообразного напряжения;

- частота управляющего сигнала;

y - начальная фаза управляющего сигнала.

145

Рис. П2.1. Схема однофазного многоуровневого выпрямителя

Выходное напряжение однофазного многоуровневого преобразователя, осуществ-

ляющего способ широтно-импульсной модуляции [14, 18, 61] имеет вид:

( ) 3 2 cos21

3 1cos cos(2 ) ,

2 2 11 1

вых do

do

u t U U tm

U U k t U U k tmmk mk

k k

(П2.2)

где 2

do

UmU – постоянная составляющая напряжения однофазного неуправляе-

мого выпрямителя; Um - амплитуда напряжения источника питания;

)()]cos([ 24134212 mUmU – амплитуда - ой гармоники составляющей, обу-

словленной пульсациями выпрямления; T2 - угловая частота источника напряже-

ния; kkkmkU sin])([ 112 – амплитуда к-ой гармоники составляющей, обуслов-

ленной принудительной коммутацией; kT2 - угловая частота пилообразного на-

пряжения; Tk

– период коммутаций.

146

После подстановки (П2.1) в выражение (П2.2) выходное напряжение однофазного

многоуровневого преобразователя в общем виде имеет вид:

0 1 2 3

4 5 6 7

( ) ( ) ( ) [( ) ]

( ) [( ) ] [( ) ] [( ) ]

выхu t U U t U t U t

U t U t U t U tp pk k k k

(П2.3)

Нулевая составляющая

3o do oU U U (П2.4)

обусловлена действием среднего значения выпрямленного напряжения и постоянной со-

ставляющей управляющего напряжения.

1( ) 3 sin()doU t U U ty y

(П2.5)

Первая составляющая (П2.5) обусловлена действием среднего значения выпрям-

ленного напряжения и переменной составляющей управляющего напряжения. Она из-

меняется во времени с частотой сигнала управления.

122 02

tmUUtU cos)( (П2.6)

Вторая составляющая (П2.6) обусловлена постоянной составляющей управляю-

щего напряжения и гармоническими составляющими огибающей выпрямленного на-

пряжения.

123

])sin[(])[( ytmUyUtU

(П2.7)

Третья составляющая (П2.7) обусловлена переменной управляющего напряжения

и составляющими огибающей выпрямленного напряжения. Угловая частота третьей со-

ставляющей имеет вид:

3 2 (П2.8)

Отметим, что амплитуда mU определена только для .1,2,3,...=n где ,n3

Поэтому при 6n частота напряжения (П2.7) может быть меньше частоты огибаю-

щей выпрямленного напряжения. Если 6n , то выражение (П2.8) имеет составляю-

щие, частоты которых меньше частоты напряжения управления. Если 0 86

1 25, , ,n

то

третья составляющая (П2.7) содержит гармоники, частоты которых значительно меньше

частоты управляющего сигнала и частоты огибающего выпрямленного напряжения.

147

04 0

3[ ] ( )cos ,

2 1du t U A M k tsk

k

(П2.9)

где 0sin2[1 ( 1) ]k k U

Ask

- коэффициент, определяемый к-ой гармоникой

коммутации и постоянной составляющей управляющего напряжения; )(M0 - функция

Бесселя первого рода нулевого порядка; yUkM - аргумент функции Бесселя.

Четвертая составляющая (П2.9) обусловлена частотой коммутации выпрям-

ленного напряжения. Напряжение (П2.9) не равно 0 для четных значений (k) и для зна-

чений 0 00 0,5 и 0,5< 1,0.U U

0

0

5 2

2 1

3[( ) ] ( )cos[( 2 ) 2 ]

2 11

3( )sin[(2 ) (2 1) ],

2 11

d p

d p

u t U A M k p t pp s ykpk

U A M p k t pc yk

(П2.10)

где 122 pp , - функция Бесселя первого рода, 2p - го , (2p+1) - го порядка;

0kUtgsAcA - коэффициент, определяемый к - ой гармоникой коммутации и посто-

янной составляющей напряжения управления.

Пятая составляющая (П2.10) обусловлена взаимодействием коммутационных со-

ставляющих и переменной составляющей напряжения управления. Напряжение 5( )u t со-

держит составляющие, частоты которых меньше частоты коммутации. Для нечетных

значений (k) выражение (П2.10) равно нулю. Угловые частоты пятой составляющей

имеют вид :

5 52 , 2k p p k (П2.11)

Если в выражении (П2.11) при некоторых значениях к и р выполняется условие

( ) ( )k p p1 2 2 1 или < (1+ k ) , то напряжение (П2.10) содержит составляю-

щие, частоты которых меньше частоты управляющего сигнала. При условии

),...,,( и , , , 3212750250 00 nnkUU второе слагаемое напряжения 5U равно нулю,

а при nkU 2505 и , в нуль обращается первое слагаемое.

6 0

1[( ) ] ( )cos(2 )

2 1 1U t U A M k tsmk

k (П2.12)

148

Шестая составляющая (П2.12) обусловлена взаимодействием коммутационных

составляющих и составляющими огибающей выпрямленного напряжения. Эта состав-

ляющая не равна нулю при ),...,,( , 32123 nnkn и значениях постоянной состав-

ляющей управляющего сигнала .,, и , 0150500 00 UU

7 2

2 1

1[( ) ] ( )cos[(2 ) 2 ]

2 1 11

1( )sin[((2 1) 2 ) (2 1) ]

2 1 01

p

p

U t U A M k p t pp s ymkpk

U A M p k t ps ympk

(П2.13)

Седьмая составляющая (П2.13) обусловлена взаимодействием всех трех гармони-

ческих составляющих: составляющими огибающей выпрямленного напряжения, комму-

тационными составляющими и управляющим сигналом. Спектр составляющих 7u t до-

вольно широк, а их амплитуды быстро уменьшаются с увеличением .,, pk

Результирующий спектр выходного напряжения многоуровневого преобразовате-

ля находим путем алгебраического суммирования амплитуд при одинаковых частотах.

Для подтверждения результатов теоретического исследования гармонического со-

става выходного напряжения, выходного и входного токов в однофазном многоуровне-

вом выпрямителе было выполнено математическое моделирование с использованием

пакета Mathcad 14 [16]. На рис. П2.2 приведены выходные напряжения преобразователя

при fy =50 Гц; fк = 1000 Гц; 0 0,5U ; 0,5Umy и а) 0oy б) 30o

y ; в) 90o

y .

а)

149

б)

в)

Рис.П2.2. Выходное напряжение преобразователя при fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц;

0 0,5U ; 0,5Umy и а) 0oy ; б) 30o

y ; в) 90 .o

y

150

Приложение 3

П3. Гармонический анализ напряжения и тока реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от четырехпроводной сети.

П3.1. Математическое моделирование реверсивного многоуровневого

Преобразователя при питании от четырехпроводной сети.

Схема реверсивного многоуровневого преобразователя при питании от четырех-

проводной сети приведена на рис. П3.1. Пусть управляющее напряжение имеет вид:

sin( ),yu U tmy y (П 3.1)

Рис. П 3.1. Схема реверсивного многоуровневого преобразователя

тогда выходное напряжение реверсивного многоуровневого преобразователя описыва-

ется следующим уравнением:

151

0

0 2 1

2 1

( ) 3 sin( ) sin[(1 ) ]1

3( )sin[(2 1 ) (2 1) ]

2 01

1( )sin[(2 1 ) (2 1) ],

2 1 01

вых d

d p

p

Su t U U t U U tmy y my ym q

U A M p kS t p ykpk

SU A M p kS t p ym k qpk

(П 3.2)

где 12p - функция Бесселя первого рода (2р+1)-го порядка, ykUMp ;,...2,1,0 - ар-

гумент функции Бесселя; kkk

A ])1(1[2 - коэффициент, определяемый к-ой гармо-

никой коммутации; q- количество коммутаций на интервале Sq ;,...3,2,1,3 - ко-

эффициент, показывающий во сколько раз частота коммутации больше частоты управ-

ляющего сигнала, ,...4,3,2S .

Первая составляющая

01( ) 3 sin( )du t U U tmy y (П 3.3)

обусловлена действием управляющего напряжения (3.14) и средним значением выпрям-

ленного напряжения, и изменяется с частотой управляющего сигнала.

Вторая составляющая

2( ) sin[(1 ) ]1

Su t U U tmy ym q

(П 3.4)

обусловлена действием управляющего сигнала и составляющими огибающей выпрям-

ленного напряжения. Если выполняется условие

,11q

S

то напряжение (П3.4) содержит составляющие, частоты которых меньше сигнала управ-

ления.

Частота третьей составляющей выходного напряжения (П 3.2)

tkSp )( 123 (П 3.5)

обусловлена действием управляющего сигнала и коммутационными составляющими k

152

Частота четвертой составляющей

tkSq

Sp )( 124 (П 3.6)

обусловлена действием управляющего сигнала, составляющими огибающей выпрям-

ленного напряжения и коммутационными составляющими.

Спектр частот 4 3 и довольно широк и может содержать низкие частоты. С

увеличением к и р амплитуды составляющих (П 3.5), (П 3.6) быстро уменьшаются.

Выполнив алгебраическое суммирование амплитуд при одинаковых частотах, оп-

ределим результирующий спектр выходного напряжения реверсивного многоуровневого

преобразователя.

Для подтверждения результатов теоретического исследования гармонического со-

става выходного напряжения было выполнено математическое моделирование с исполь-

зованием пакета Mathcad 14 [18].

На рис. П 3.2. приведены выходные напряжения преобразователя при математи-

ческом моделировании при fy = 50 Гц; fк = 1000 Гц; 0oy ; и различных индексах мо-

дуляции: а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8.

Для подтверждения результатов математического моделирования было выполне-

но схемотехническое моделирование реверсивного многоуровневого преобразователя

при питании от четырехпроводной сети.

153

а)

б)

в)

Рис. П 3.2. Выходное напряжение преобразователя при fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и

при индексе модуляции: а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8.

154

П.3.2. Схемотехническое моделирование реверсивного многоуровневого

преобразователя при питании от четырехпроводной сети.

На рис. П 3.3. представлена схемотехническая модель преобразователя при пита-

нии от четырехпроводной сети в пакете Matlab Simulink.

На рис. П3.4. приведена схема управления для ключей 1, 2, 3, 4 и формирование

управляющего импульса ключом 1 при индексе модуляции m=0,8; частоте управляюще-

го сигнала fy = 50 Гц; частоте коммутации fк = 1 кГц, приведено на рис П 3.5.

Эпюры выходного напряжения реверсивного преобразователя при управлении с

синусоидальной широтно-импульсной модуляции для активно-индуктивной нагрузки

(Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн), частоте управляющего сигнала fy = 50 Гц; частоте коммута-

ции fк = 1 кГц и индексе модуляции: а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8 изображен на рис П

3.6.

Рис. П 3.3. Схемотехническая модель реверсивного многоуровневого преобразователя

155

Рис. П3.4. Схема управления для ключей 1, 2, 3 и 4

Рис. П3.5. Формирование управляющего импульса транзисторными ключами

при индексе модуляции m=0,8; fy = 50 Гц; fк = 1 кГц.

Для исследования спектральных характеристик (THD) от индекса (коэффициента)

модуляции (рис П 3.7 П 3.9) приведены спектральные составы выходного напряжения,

выходного тока, входного тока при управлении с синусоидальной ШИМ для активно-

индуктивной нагрузки (Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн ) и различных индексах модуляции; m =

0,2 1 ; частоте управляющего сигнала fy = 50 Гц; частоте коммутации fк = 1 кГц.

156

а)

б)

в)

Рис. П 3.6. Эпюры выходного напряжения трехфазного мостового преобразователя

при fy = 50 Гц; fк = 1 кГц ; Rн = 20 Ом; Lн = 0,1 Гн и

при индексе модуляции: а) m=0,2; б) m=0,5; в) m=0,8.

157

a)

б)

в)

г)

Рис. П 3.7. Выходное напряжение и его спектральный состав при Rн=20 Ом,Lн =0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и при различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

158

a)

б)

в)

г)

Рис. П 3.8. Выходной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и при различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

159

a)

б)

в)

г)

Рис. П 3.9. Входной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и при различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

160

На рис. П3.10 представлена разработанная подсистема «Measurements», позво-

ляющая определить активную ( P ), реактивную ( Q ), полную ( S ) мощности в фазах, а

также мощность искажения ( T ), коэффициент искажения напряжения (Kи_u), коэффи-

циент искажения тока (Kи_i), коэффициент мощности (Kм), коэффициент гармоник на-

пряжения (Kг_u ), коэффициент гармоник тока (Kг_i ). В скобках приведены обозначения

параметров, используемые в Matlab пакете при построении подсистемы и её моделиро-

вании.

Показатели качества электроэнергии на выходе реверсивного многоуровневого

преобразователя, полученные в результате моделирования, приведены в таблице П3.1.

Рис.П3.10. Подсистема «Measurements».

161

Таблица П3.1

Коэффициент

модуляции,

m

Активная

мощность

Рф, Вт

Реактивная

мощность

Qф, Вар

Мощность

искажения

Тф, Вт

Полная

мощность

Sф, ВА

Коэффициент

мощности,

Км

Коэффициент

искажения

Коэффициент

гармоник

Ки.н Ки.т Кг.н Кг.т

0,2 79,63 125,1 231 274,5 0,29 0,54 0,99 1,56 0,042

0,4 341,7 536,7 523,5 824 0,41 0,77 0,99 0,82 0,026

0,6 791,4 1243 689 1627 0,49 0,91 0,99 0,47 0,017

0,8 1433 2250 1085 2880 0,5 0,93 0,99 0,41 0,016

1,0 2268 3563 1235 4400 0,52 0,96 0,99 0,29 0,013

Зависимость коэффициента гармоник преобразователя от индекса модуляции при

синусоидальной ШИМ представлена на рис. П 3.11.

Рис. П 3.11. Зависимость коэффициента гармоник преобразователя

от индекса модуляции при управлении с синусоидальной ШИМ

Зависимость (рис. П 3.11) показывает, что с уменьшением входного сигнала ко-

эффициент гармоник (THD) увеличивается.

162

Приложение 4

П4.1. Анализ основных видов транзисторных ключей и особенностей

их применения.

Выбор наиболее рациональной структуры многоуровневых инверторов зависит от

мощности, решаемых задач, и параметров используемых ключевых элементов. Поэтому

необходимо провести анализ существующих ключевых полупроводниковых элементов,

и определить области их применения [53,70,78].

В качестве номинальных значений тока и напряжений полупроводникового ключа

указывают обычно максимально – допустимые импульсные токи и перенапряжения, ко-

торые не приводят к разрушению ключа. Эти значения используются в основном для

сравнения характеристик ключевых элементов и обычно намного превосходят рабочие

значения тока и напряжения ключевого элемента. Ключевой элемент обычно работает в

режиме с частыми переключениями и потери от переключений могут превышать потери

в статическом режиме. В качестве номинального значения тока ключа обычно указыва-

ется среднее постоянное значение (в английской литературе “DC on-state current”), или

действующее значение тока ключа (RMS on-state current). Данные приводятся для раз-

личных значений температур кристалла (Tj) полупроводника, из диапазона 80 90 , или

корпуса (Tc) транзистора, из диапазона 110 150 С, поэтому в таблицах данных токов и

напряжений ключа указывается значение расчётной температуры. Для сравнения клю-

чевых элементов можно использовать эквивалентную мощность ключа, полученную по

продолжительным рабочим значениям тока и напряжения ключа. Однако реальная мощ-

ность ключа зависит от условий эксплуатации ключа: типа использующегося радиатора

для охлаждения ключа, частоты коммутации, напряжения на стороне постоянного тока

преобразователя.

Наибольшее распространение на больших мощностях получили три типа ключе-

вых элементов: GTO-тиристор - полностью управляемый тиристор, IGCT-тиристор -

полностью управляемый тиристор со встроенным драйвером, IGBT-транзистор - бипо-

лярный транзистор с изолированным затвором.

Выбор типа ключевого элемента определяется такими параметрами, как мощность

ключевого элемента, рабочие значения токов и напряжений, частота переключения.

Ориентировочный диапазон рабочих параметров различных типов мощных полупро-

163

водниковых ключевых элементов, приведён в табл. П4.1. Следует отметить, что суще-

ствуют более мощные ключевые элементы, которые пока ещё не получили большого

распространения. В таблице приведено максимальное допустимое напряжение на клю-

чевом элементе в непроводящем состоянии, обычно оно составляет 50 60% от класса

напряжения ключа.

Таблица П4.1

Диапазон рабочих параметров полупроводниковых ключевых элементов

Тип Диапазон рабочего

тока, кА

Диапазон рабочего

напряжения, кВ

Диапазон частот, Гц

GTO 3 6 2,7 3,6 50 250

IGCT 2 4 1,7 2,7 150 850

IGBT 1 3 1,2 1,7 350 1500

Для сравнения различных типов полупроводниковых ключей и выбора наиболее

подходящего для конкретной задачи, необходимо оценить такие параметры ключа как:

Номинальные рабочие значения тока и напряжения ключа (номинальная мощ-

ность ключа);

Рабочий диапазон частоты переключения;

КПД ключа – отношение тепловых потерь и потерь управления к рабочей мощно-

сти;

Схемотехническая реализация и мощность цепи управления (драйвер);

Схемотехническая реализация и мощность цепи формирования траектории пере-

ключения ключа (ЦФТП или «снаббер»);

Работа в нештатной ситуации (способность ограничивать ток КЗ, устойчивость к

перенапряжению и т.д.).Рабочее напряжение ключевого элемента выбирается исходя из

соответствия класса напряжения транзистора его рабочему напряжению табл. П4.2 Тес-

тируемое напряжение – это напряжение на ключевом элементе, при котором справедли-

вы параметры ключевого элемента, приводимые в описании (коммутационные потери).

164

Таблица П4.2

Номинальные значения некоторых ключевых элементов.

Класс напряжения клю-

чевого элемента, В

Тестируемое напряжение,

В

Типичный диапазон

применения, В

600 300 200-400

1200 600 500-700

1700 1200 800-1250

3300 1800 1400-2200

4500 2700 2500-2900

6500 3600 2900-4400

П4.2. Полностью управляемые по затвору тиристоры.

Среди запираемых тиристоров GTO тиристор обладает наибольшей номинальной

мощностью по сравнению с остальными типами полностью управляемых полупровод-

никовых ключей. Однако он требует сложной и мощной цепи управления (драйвер).

Применяется при сравнительно низких частотах коммутации (50Гц 150Гц), так как име-

ет большие динамические потери и большое время переключения. Необходимо исполь-

зование снабберов, причём, на них при переключении выделяется значительная мощ-

ность. Наличие снабберов, сложного и мощного драйвера, приводит к большим затра-

там при сборке преобразователя по сравнению с использованием IGBT транзисторов и

IGCT тиристоров. Последний разработан сравнительно недавно на основе GTO тиристо-

ра. Как и GTO, IGCT имеет относительно небольшие потери проводимости. По сравне-

нию с IGBT транзисторами классов напряжений 3,3кВ, 4,5кВ, IGCT тиристоры имеет

более низкое падение напряжения в проводящем состоянии. IGCT обладают большой

плотностью тока проводимости, сравнимой только с GTO тиристором, благодаря опти-

мально - симметричному распределению плазмы. Тиристор IGCT представляет собой

интеллектуальный модуль, содержащий элементы управления и защиты, что обеспечи-

вает наилучшую производительность. Наличие встроенного драйвера улучшает и упро-

щает монтаж полупроводникового ключа [70,78].

К недостаткам IGCT тиристора можно отнести следующим:

Частота переключения тиристора не высока, она лежит в пределе 150-500кГц.

165

Наличие снабберной цепи на включение для ограничения нарастания тока

включения. Это приводит к увеличению максимального допустимого тока вы-

ключения и усложнению схемы. Кроме этого, в процессе коммутации мощ-

ность потерь коммутации тиристоров выделяется в резисторе снабберной схе-

мы, причём рабочая температура этого резистора может быть намного выше

рабочей температуры тиристора, поэтому требуется менее сложная инфра-

структура системы охлаждения.

П4.3. Силовые транзисторы.

В настоящее время наиболее перспективными являются IGBT-транзисторы, кото-

рые отличаются от запираемых тиристоров следующим [70,78]:

Более высокая частота коммутации по сравнению с остальными типами клю-

чевых элементов (GTO и IGCT);

Возможностью использования без элементов формирования траектории пере-

ключения (снаббер);

Относительно небольшая мощность драйвера управления;

Способность ограничивать тока КЗ, путём контроля скорости изменения тока,

при помощи управления напряжением затвора транзистора;

Относительно небольшая мощность полупроводникового ключа по сравнению

с остальными типами ключевых элементов (GTO и IGCT);

Для управления и защиты IGBT требуется интеллектуальный драйвер, способный

контролировать скорость нарастания тока коллектора в процессе коммутации, контро-

лировать падение напряжения на транзисторе для защиты от токов перегрузки, имею-

щий возможность настройки времён переключения и уровней срабатывания защит, и

имеющий возможность сигнализировать об различных аварийных ситуациях управляю-

щей системе.

С повышением частоты коммутации уменьшается рабочий ток IGBT транзистора.

Например данные по транзисторам фирмы «Infineon Technologies AG» (бывшая

«Eupec»), полученные при помощи программы расчёта тепловых потерь «Iposim Simula-

tion» приведены на рис. П4.1. Данные приведены для двух типов транзисторов класса

напряжения 3,3кВ, номинальное значение тока 1500А с мягким «soft» и жёстким типом

166

переключения «hard». Условия расчёта: напряжение на стороне постоянного тока 1800В,

температура окружающей среды 60 С, температура кристалла 125 С.

Рис.П4.1. Зависимость рабочего тока IGBT транзистора от частоты коммутации.

Данные расчёта показывают, что рабочее значение тока транзистора значительно

зависит от частоты коммутации. Причём, приводимое в описании номинальное рабочее

значение тока, справедливо только для частот коммутации менее 200Гц.

Большое значение имеет максимальное значение рабочей температуры кристалла,

так как с увеличением допустимой рабочей температура кристалла улучшаются условия

теплоотдачи. Например IGBT транзистор фирмы «Infineon» в корпусе типа IHM-B (тер-

минология фирмы “Infineon”) имеет максимальную рабочую температуру 150 С, что

увеличивает теплоотдачу, примерно на 50% по сравнению с транзисторами имеющими

рабочую температуру 125 С.

В описании IGBT транзистора приводится напряжения на ключе в проводящем

состоянии, в зависимости от тока коллектора, а также зависимость энергии, выделяю-

щейся в ключе при включении и выключении. На рис. П4.2 приведены эти характери-

стики для транзистора FZ1200R33KL2C, класса напряжения 3300В (рабочее напряжение

1700 1800В), номинальное среднее значение тока ключа 1200А (при температуре кор-

пуса 80 С), максимальное импульсное значение тока 2400А (в течении 1мс).

ток

транзи

сто

ра,

А

частота переключения, Гц

FZ1200R33HL3 (3,3кВ,1500А)

FZ1200R33HL3 soft (3,3кВ,1500А)

FZ1200R33HL3 hard (3,3кВ,1500А)

cos(φ) = ±1, водяное охлаждение

167

а)

б)

Рис.П4.2. Основные характеристики IGBT транзистора FZ1200R33KL2C.

а – напряжение на транзисторе в проводящем состоянии (VCE) в зависимости от то-

ка коллектора (IC);

б – зависимость энергии, выделяющейся в ключе при включении (Еon) и выключе-

нии (Еoff) от тока коллектора (IC).

Основные параметры некоторых мощных IGBT транзисторов фирмы “Infineon

Technologies AG” приведены в табл П4.3.

Таблица П4.3

Тип транзистора

Класс

напряжения,

кВ

Пиковое

значение

тока (в

течении

1мс), кА

Среднее

значение

напряжения,

кВ

Среднее

значение

тока, кА

Tc = 80 C

Тепловое со-

противление

кристалл -

корпус,

С/кВт

FZ1200R33KL2C 3,3 2,4 1,7 1,2 8,5

FZ800R33KL2C 3,3 1,6 1,7 0,8 13

FZ3600R17KE3 1,7 7,2 0,9 3,6 7

FZ2400R17KF6CB2 1,7 4,8 0,9 2,4 7

168

Преимуществом IGBT по сравнению с тиристорами является то, что он способен

ограничивать скорость нарастания тока КЗ, и мягко его отключать в течение 5 10мкс, не

вызывая перенапряжения на индуктивностях подводящих проводов.

На рис. П4.3 приведены экспериментальные данные потерь преобразователя, вы-

полненного на IGCT тиристорах и преобразователя на IGBT транзисторах [70,78]. Ис-

пользовались IGBT транзисторы класса напряжения 3,3кВ, тока 1200А, IGCT тиристоры

класса напряжения 4,5кВ, тока 3120А. Частота коммутации ключей в обоих преобразо-

вателях 500Гц.

Рис.П4.3. Потери преобразователя, выполненного на IGCT тиристорах

и преобразователя на IGBT транзисторах.

По графику видно, что потери проводимости IGBT транзистора больше на 30%

потерь проводимости IGСT, причём потери коммутации примерно одинаковы. В итоге,

общие потери IGBT транзистора больше на 30% потерь IGСT.

Частота коммутации транзисторов компенсатора должна быть на порядок больше,

чем частота максимальной (по частоте) гармонической составляющей тока, генерируе-

мого компенсатором. В тоже время, максимальная частота коммутации транзисторов

АФ ограничена максимально допустимой мощностью динамических потерь. Частота

коммутации может быть разной в различных режимах работы компенсатора. Изменение

частоты коммутации в пределах рабочего диапазона не связано с какими-либо времен-

ными или другими затратами.

169

Транзисторы преобразователя выбираются по максимальному напряжению кол-

лектор – эмиттер UCE в выключенном состоянии ключа, действующему значению тока

транзистора, и по допустимой величине потерь при заданной температуре корпуса тран-

зистора. В трёхфазных мостовых преобразователях с сетевым напряжением 400В ис-

пользуются транзисторы класса напряжения 1200В, с рабочим диапазоном напряжения

коллектор – эмиттер 480 720В.

В таблице П4.4. показаны характеристики современных мощных силовых ключей

как рекомендация при использовании в разных областях силовой электроники [70,78].

Таблица П4.4.

Сравнение современных мощных силовых ключей

Тип

прибора Преимущества Недостатки Области применения

Традици

онный

тиристор

(SCR)

Самые низкие потери во

включенном состоянии.

Самая высокая перегру-

зочная способность. Вы-

сокая надежность. Легко

соединяются

параллельно и

последовательно.

Не способен к прину-

дительному запира-

нию по управляюще-

му электроду. Низкая

рабочая частота.

Привод постоянного то-

ка; мощные источники

питания; сварка; плавле-

ние и нагрев; статиче-

ские компенсаторы;

ключи переменного тока

GTO

Способность к управ-

ляемому запиранию.

Сравнительно высокая

перегрузочная способ-

ность. Возможность по-

следовательного соеди-

нения. Рабочие частоты

до 250 Гц при напряже-

нии до 4 кВ

Высокие потери во

включенном состоя-

нии. Очень большие

потери в системе

управления. Сложные

системы управления

и подачи энергии на

потенциал. Большие

потери на переклю-

чение.

Электропривод; статиче-

ские компенсаторы; ре-

активные мощности;

системы бесперебойного

питания; индукционный

нагрев

170

IGCT

Способность к управ-

ляемому запиранию. Пе-

регрузочная способность

та же, что и у GTO. Низ-

кие потери во включен-

ном состоянии на пере-

ключение. Рабочая час-

тота - до единиц., кГц.

Встроенный блок

управления (драйвер).

Возможность

последовательного

соединения.

Не выявлены из-за

отсутствия опыта

эксплуатации

Мощные источники пи-

тания (инверторная и

выпрямительная под-

станции линий передач

постоянного тока); элек-

тропривод (инверторы

напряжения для преобра-

зователей частоты и

электроприводов раз-

личного назначения)

IGBT

Способность к управ-

ляемому запиранию. Са-

мая высокая рабочая

частота (до 10 кГц).

Простая неэнергоемкая

система управления.

Встроенный драйвер.

Очень высокие поте-

ри во включенном со-

стоянии

Электропривод (чоппе-

ры); системы беспере-

бойного питания: стати-

ческие компенсаторы и

активные фильтры; клю-

чевые источники пита-

ния

171

Приложение 5

Сравнение результатов исследования гармоинческого состава выходной и входной

энергии при различных частотах коммутации и рекомендация по выбору частоты

коммутации

Рис. П 5.1. Схема реверсивного многоуровневого преобразователя

Рис. П 5.2. Схемотехническая модель реверсивного многоуровневого преобразователя

172

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.3. Выходное напряжение и его спектральный состав при Rн=20 Ом,Lн =0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

173

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.4. Выходной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

174

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.5. Входной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 1 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

175

Рис. П 5.6. Зависимость коэффициента гармоник реверсивного преобразователя

от индекса модуляции при fк = 1000 Гц

Рис. П 5.7. Зависимость коэффициента гармоник выходного тока реверсивного пре-

образователяот индекса модуляции при fк = 1000 Гц

176

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.8. Выходное напряжение и его спектральный состав при Rн=20 Ом,Lн =0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 2 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

177

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.9. Выходной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 2 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

178

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.10. Входной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 2 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

179

Рис. П 5.11. Зависимость коэффициента гармоник реверсивного преобразователя

от индекса модуляции при fк = 2000 Гц

Рис. П 5.12. Зависимость коэффициента гармоник выходного тока реверсивного

преобразователя от индекса модуляции при fк = 2000 Гц

180

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.13. Выходное напряжение и его спектральный состав при Rн=20 Ом,Lн =0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 3 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

181

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.14. Выходной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 3 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

182

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.15. Входной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 3 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

183

Рис. П 5.16. Зависимость коэффициента гармоник реверсивного преобразователя

от индекса модуляции при fк = 3000 Гц

Рис. П 5.17. Зависимость коэффициента гармоник выходного тока реверсивного

преобразователя от индекса модуляции при fк = 3000 Гц

184

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.18. Выходное напряжение и его спектральный состав при Rн=20 Ом,Lн =0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 4 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

185

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.19. Выходной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 4 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

186

a)

б)

в)

г)

Рис. П 5.20. Входной ток и его спектральный состав при Rн=20 Ом, Lн = 0,1 Гн;

fy = 50 Гц; fк = 4 кГц и различных индексах модуляции

а) m=0,4; б) m=0,6; в) m=0,8; г) m=1,0.

187

Рис. П 5.21. Зависимость коэффициента гармоник реверсивного преобразователя

от индекса модуляции при fк = 4000 Гц

Рис. П 5.22. Зависимость коэффициента гармоник выходного тока реверсивного

преобразователя от индекса модуляции при fк = 4000 Гц

188

Таблица П 5.1

Коэффициент

модуляции,

m

Коэффициент гармоник (%)

при fк = 1 кГц

Коэффициент гармоник (%)

при fк = 2 кГц

Коэффициент гармоник (%)

при fк = 3 кГц

Коэффициент гармоник (%)

при fк = 4 кГц

Кг.н

(Uвых) Кг.т

(Iвых) Кг.т

(Iвх) Кг.н

(Uвых) Кг.т

(Iвых) Кг.т

(Iвх) Кг.н

(Uвых) Кг.т

(Iвых) Кг.т

(Iвх) Кг.н

(Uвых) Кг.т

(Iвых) Кг.т

(Iвх)

0,2 160,14 3,84 45,3 158,85 2,07 45,54 162,17 1,54 45,55 158,12 2,08 44,98

0,4 82,33 2,17 40,26 81,58 1,34 40,06 84,40 1,22 41,06 81,81 1,23 40,42

0,6 47,06 1,44 35,38 47,39 1,19 35,73 46,61 1,18 34,95 46,97 1,17 34,9

0,8 40,05 1,43 32,37 40,08 1,13 32,39 41,21 1,06 32,44 39,85 1,06 32,12

1,0 28,04 1,29 28,56 28,11 1,08 28,75 28,17 1,01 28,75 28,27 0,99 28,09