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Circuits de puissance
EN-NAHLI Mohammed Formateur OFPPT / ISTA RI Fès Maroc
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RESUME DE THEORIE
EN-NAHLI Mohammed Formateur OFPPT / ISTA RI Fès Maroc
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TABLE DES MATIERES
1. LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES DE PUISSANCE .................................................................. 1
1.1. PARTICULARITES D’UN CIRCUIT DE PUISSANCE ........................................................................................ 1 1.2. NECESSITE DE LA COMMUTATION DANS LES CIRCUITS DE PUISSANCE ..................................................... 2 1.3. LES SEMIS-CONDUCTEURS DE PUISSANCE ................................................................................................ 2 1.4. LA DIODE DE PUISSANCE EN COMMUTATION ............................................................................................ 3
1.4.1. Caractéristiques de la commutation. ............................................................................................... 4 1.4.2. Les diodes rapides ........................................................................................................................... 5 1.4.3. Paramètres de la commutation d'une diode de puissance ............................................................... 6
1.5. LES TRANSISTORS BIPOLAIRES DE PUISSANCE .......................................................................................... 6 1.5.1. Rappel de la caractéristique statique du transistor NPN .............................................................. 7 1.5.2. modèle d’un transistor NPN en régime de commutation ............................................................. 7 1.5.3. Caractéristique de la commutation ................................................................................................ 7 1.5.4. Pertes dues à la commutation dans un transistor bipolaire .......................................................... 8 1.5.5. Circuits d’aide à la commutation ................................................................................................... 9
1.6. LES TRANSISTORS MOSFET .................................................................................................................. 11 1.6.1. Rappel sur les MOSFETs ............................................................................................................ 11 1.6.2. MOSFET à appauvrissement D-MOSFET ................................................................................. 11 1.6.3. MOSFET à enrichissement : E-MOSFET .................................................................................. 12 1.6.4. Le transistor MOSFET en commutation ..................................................................................... 13 1.6.5. Exemples de circuits de commande (DRIVE) ............................................................................. 15
1.7. TRANSISTOR BIPOLAIRE A GRILLE ISOLEE (INSULATED GATE BIPOLARTRANSISTOR - IGBT) ................ 17 1.8. PROTECTION DES TRANSISTORS MOSFET ET IGBT .............................................................................. 18
1.8.1. Protection contre les courts-circuits ............................................................................................ 18 1.8.2. Détection par mesure du courant ................................................................................................. 18 1.8.3. Circuits intégrés de commande .................................................................................................... 19
1.9. LES THYRISTORS ET LES TRIACS ............................................................................................................ 20 1.10. COMPARAISON DES INTERRUPTEURS COMMANDES ............................................................................ 20 EXERCICES ......................................................................................................................................................... 21
2. LES REGULATEURS LINEAIRES ........................................................................................................... 1
2.1. SYNOPTIQUE D'UN BLOC D'ALIMENTATION LINEAIRE ............................................................................... 1 2.2. QU’EST CE QUE LA REGULATION DE TENSION........................................................................................... 1 2.3. DEFINITIONS ET PRINCIPALES CARACTERISTIQUES. .................................................................................. 2 2.4. EXEMPLES DE MONTAGES ........................................................................................................................ 4
2.4.1. Régulateur de tension fixe ............................................................................................................. 4 2.4.2. Régulateur de tension variable ...................................................................................................... 5
2.4. LA PROTECTION EN COURANT .................................................................................................................. 6 2.4.3. Informations générales .................................................................................................................. 6 2.4.4. Courbes ........................................................................................................................................... 7 2.4.5. La protection en courant simple .................................................................................................... 8 2.4.6. La protection en courant à déléstage partiel ................................................................................ 9
2.5. REGULATEUR DE TENSION A BASE DU CIRCUIT µA723 ........................................................................... 10 2.5.1. Synoptique interne. ....................................................................................................................... 10 2.5.2. Montages pratiques ...................................................................................................................... 10 Exercices ....................................................................................................................................................... 14
3. LES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE ................................................................................................ 1
3.1. INTRODUCTION ........................................................................................................................................ 1 3.2. INTERETS DES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE ......................................................................................... 1
3.2.1. Alimentations linéaires issues du secteur ...................................................................................... 1 3.2.2. Alimentations à découpage issues du secteur ................................................................................ 1
3.3. INDUCTANCES ET TRANSFORMATEURS EN REGIME DE COMMUTATION ..................................................... 3 3.3.1. Inductance en régime impulsionnel .............................................................................................. 3 3.3.2. Transformateur en régime impulsionnel ....................................................................................... 3
3.4. FAMILLES DES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE ISSUES DU SECTEUR ........................................................ 4 3.4.1. Alimentation Flyback : transfert direct ......................................................................................... 4 3.4.2. Alimentation Forward : transfert direct ........................................................................................ 4
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3.4.3. Alimentation Push-Pull .................................................................................................................. 6 3.5. PRINCIPE ET FONCTIONNEMENT DETAILLE DE L’ALIMENTATION FLYBACK .............................................. 6 3.6. EXEMPLE DE CIRCUITS INTEGRES REGULATEUR A DECOUPAGE .............................................................. 10
3.6.1. Circuit TL494 ...................................................................................................................................... 10 3.6.2. Exemple de réalisation ........................................................................................................................ 13
EXERCICES ......................................................................................................................................................... 15
4. LE THYRISTOR .......................................................................................................................................... 1
4.1. MISE EN SITUATION ................................................................................................................................. 1 4.2. STRUCTURE D’UN THYRISTOR .................................................................................................................. 2 4.3. AMORÇAGE ET DESAMORÇAGE D’UN THYRISTOR..................................................................................... 2
4.3.1. Conditions de l'amorçage d'un thyristor ......................................................................................... 2 4.3.2. Conditions de désamorçage d'un thyristor ...................................................................................... 2
4.4. CARACTERISTIQUES D'UN THYRISTOR ...................................................................................................... 2 4.5. CAUSES POSSIBLES DE LA MISE EN CONDUCTION ..................................................................................... 4 4.6. PROCEDES D’AMORÇAGE D’UN THYRISTOR .............................................................................................. 6 4.7. PROCEDES DE DESAMORÇAGE D'UN THYRISTOR ....................................................................................... 6 4.8. ROLE DE LA RESISTANCE GACHETTE-CATHODE ........................................................................................ 8 4.9. PARAMETRES D’UN THYRISTOR................................................................................................................ 9 4.10. PROTECTION DES THYRISTORS. ............................................................................................................ 9
4.10.1. Introduction ..................................................................................................................................... 9 4.10.2. Protection contre l'amorçage Amorçage par du/dt ......................................................................... 9 4.10.3. Protection contre les di/dt ............................................................................................................. 12 4.10.4. Protection contre les courts-circuits ............................................................................................. 13 4.10.5. Protection contre les surtensions .................................................................................................. 13
4.11. FAMILLE DES THYRISTORS ................................................................................................................ 13 4.11.1. Les thyristors de puissance ............................................................................................................... 13 4.11.2. Les thyristors d’amorçage et de faible puissance ............................................................................. 14
5. LE TRIAC ..................................................................................................................................................... 1
5.1. MISE EN SITUATION ....................................................................................................................................... 1 5.2. PRINCIPE ....................................................................................................................................................... 1 5.3. CARACTERISTIQUE ........................................................................................................................................ 2 5.4. LES QUATRE 4 MODES D’AMORÇAGE D’UN TRIAC. ....................................................................................... 2 5.5. LE PHOTO-TRIAC ET L'OPTO-TRIAC ............................................................................................................... 3
6. LES CIRCUITS DE DECLENCHEMENT DES THYRISTORS ET DES TRIAC. .............................. 1
6.1. LE CONTROLE DE PUISSANCE AVEC LES THYRISTORS ET LES TRIACS............................................................. 1 6.1.1. Le contrôle de puissance par le contrôle de phase (contrôle de l'angle d'amorçage) .......................... 1 6.1.2. Le contrôle de puissance par cycle complet .......................................................................................... 3
6.2. LE TRANSISTOR UNI-JONCTION UJT OU TUJ ................................................................................................. 4 6.2.1. Structure ................................................................................................................................................ 4 6.2.2. caractéristique ...................................................................................................................................... 4 6.2.3. Générateur d'impulsions à base de l'UJT ............................................................................................. 5
6.3. LE DIAC ....................................................................................................................................................... 7 6.4. EXEMPLES DE MONTAGES PRATIQUES ......................................................................................................... 10
Montage 1 ..................................................................................................................................................... 10 Montage 2 ..................................................................................................................................................... 10 Montage 3 ..................................................................................................................................................... 10 Montage 4 ..................................................................................................................................................... 11 Montage 5 ..................................................................................................................................................... 11 Montage 6 ..................................................................................................................................................... 11
6.5. CIRCUIT INTEGRE TCA785 ......................................................................................................................... 11 6.5.1. Synoptique interne ............................................................................................................................... 12 6.5.2. Chronogrammes .................................................................................................................................. 12 6.5.3. Branchement deses sorties .................................................................................................................. 14 6.5.4. Exemples de montages ........................................................................................................................ 15
EXERCICES ......................................................................................................................................................... 19
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Présentation
Ce cours contient 6 chapitres.
Le premier chapitre donne une description générale sur les semi-conducteurs de commutation
utilisés en électronique de puissance, les phénomènes qui accompagnent la commutation, les
pertes de puissance ainsi que les circuits de commande à utiliser pour ce type de composants
Le deuxième et le troisième chapitre traitent les deux techniques de la régulation de tension. A
savoir, les régulateurs linéaires et les régulateurs à découpage.
Le deuxième chapitre ne représente pas une application des semi-conducteurs de
commutation. Pourtant on constate encore une large utilisation de ce type de régulateurs qui
utilisent des circuits de puissance.
Par contre le troisième chapitre représente une application concrète du premier chapitre.
Dans les chapitres 4 et 5 on découvre deux composants de puissance à savoir le thyristor et le
Triac.
Nous recommandons une première lecture de ces deux chapitres pour comprendre le principe
de chacun des deux composants, et de passer au chapitre 6 qui donne des circuits
d’application puis revenir sur les chapitres 4 et 5 pour mieux comprendre les limites
d'utilisation et les protections à assurer pour le bon fonctionnement.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-1
1. LES COMPOSANTS ELECTRONIQUES DE PUISSANCE
1.1. Particularités d’un circuit de puissance
La figure ci-dessous montre La différence entre l’électronique de puissance et l’électronique
de traitement de signal.
Circuit électronique de
puissance
Circuit électronique de
traitement de signalEnergie électrique Energie électrique
Energ
ie
Signaux de
commande
Info
rmation
s
d'e
ntr
ée
Info
rmation
s
de
so
rtie
figure1-1.
Bien que les deux systèmes utilisent la même technologie « circuits électroniques » la
différence est la suivante :
Circuit électronique de puissance :
L’entrée est une énergie électrique sous la forme du courant continu ou alternatif. La sortie est
aussi une énergie électrique sous une autre forme. Le système a pour fonction la conversion
de la forme d’énergie (continu, alternatif, amplitude, fréquence, …..). Les signaux de
commande permettent d’agir sur un ou plusieurs paramètres de l'énergie électrique.
On distingue quatre types de convertisseurs dont les schémas de principe sont donnés sur la
figure ci dessous
LES QUATRE TYPES DE CONVERSION DE L'ENERGIE ELECTRIQUE
Convertisseur courant alternatif-courant continu :c'est la fonction "redresseur" ;
Convertisseur courant continu- courant continu : c'est la fonction "hacheur" ;
Convertisseur courant continu- courant alternatif : c'est la fonction "onduleur" ;
Convertisseur alternatif-alternatif :
C'est un gradateur lorsque seule la valeur efficace de la tension alternative est
modifiée.
Ou bien c'est un variateur de la fréquence.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-2
Les applications sont très variées on cite comme exemple :
Les blocs d’alimentations des ordinateurs, téléviseurs, ….
Les fours à micro-ondes, appareils électroménagers …
Les alimentations des appareils électriques autonomes,
La commande des moteurs électriques avec vitesses variables.
Etc.
Dans ce type de systèmes, les courants et les tensions mises en jeu peuvent êtres de très
grandes amplitudes. Nous devons rechercher le meilleur rendement c’est à dire réduire les
pertes dans le circuit.
Circuit électronique de traitement du signal
Dans ce cas on s’intéresse au traitement de signaux d’entrées qui représentent des
informations, les signaux de sorties représentent eux aussi des informations après le
traitement.
Le traitement peut être de type analogique ou/et numérique (amplification, filtrage,
modulation, échantillonnage, calcul, mémorisation…).
L’énergie fournie sert pour l’alimentation "polarisation" des circuits électroniques utilisés
dans le système. Le but recherché est :
Avoir un traitement avec le meilleur rapport signal/bruit.
Réduire au minimum possible la puissance électrique nécessaire au fonctionnement
du circuit.
Les applications sont très variées on cite comme exemple :
Les équipement d'instrumentation industrielle, médicale,…
Les calculateurs numériques, Les ordinateurs, ..
Les équipements de télécommunication…
1.2. Nécessité de la commutation dans les circuits de puissance
Lorsque les opérations de conversion s'effectuent à forte puissance, elles doivent
obligatoirement l'être à très faibles pertes relatives, non seulement pour des raisons de
rendement mais surtout parce qu'il est exclu que les composants électroniques utilisés puissent
dissiper sans risque d’échauffement et de destruction un pourcentage non négligeable de la
puissance mise en jeu.
L’électronique de puissance est dans la plus part des cas une électronique de commutation.
Nous examinons ci-dessous le cas des transistors bipolaires.
En régime linéaire : il y’a en permanence une ddp VCE et un courant ICE et par la suite
une puissance dissipée permanente qui peut être excessive. (voir le cas des
alimentations linéaires).
En régime de commutation. à l’état bloqué (ICE=0) et à l’état saturé (VCE presque nul).
Donc une puissance moyenne VCE.ICE dissipée faible.
1.3. Les semis-conducteurs de puissance
Les semi-conducteurs de puissance actuels peuvent être classés en trois catégories :
Diodes. États fermé ou ouvert contrôlés par le circuit de puissance.
Thyristors et Triacs. Fermés par un signal de commande, mais doivent être ouvert par le
circuit de puissance.
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Interrupteurs commandables à l'ouverture et à la fermeture. (Ouverts et fermés par un
signal de commande).
La catégorie des interrupteurs commandés inclut de nombreux types de composants :
Transistors Bipolaires à Jonctions (Bipolar Junction Transistors - BJT) ;
Transistors à effet de champ Metal-Oxyde-Semiconducteur (MOSFET) ;
Thyristors commandés à l'ouverture (Gate-Turn-Off Thyristors - GTO Thyristors) ;
Transistors bipolaires à grille isolée (Insulated Gate Bipolar Transistors - IGBT) ;
Thyristors MOS Commandés (MOS-Controlled Thyristors - MCTs).
Dans le cas où les semi-conducteurs de puissance peuvent être considérés comme des
interrupteurs parfaits, l'analyse du principe de fonctionnement des convertisseurs d’énergie est
évidemment grandement facilitée.
Dans la suite de ce chapitre, La présentation des caractéristiques des semi-conducteurs de
puissance usuels va nous permettre de déterminer dans quelles conditions et jusqu'à quel point
ceux-ci peuvent être considérés comme parfaits.
1.4. La diode de puissance en commutation
Symbole
Modèles équivalents d'une diode de puissance
figure1-2. Modèles d'une diode
(a) modèle de la diode à l’état bloqué.
(b) Modèle de la diode à l’état passant tenant compte de la tension directe
(c) Modèle de la diode à l’état passant tenant compte de la tension directe et de la
résistance équivalente.
Lorsque la diode est polarisée en inverse (VAK<0), elle se comporte comme un circuit
ouvert. (Un courant de fuite négligeable circule en sens inverse). En fonctionnement
normal, la tension inverse ne doit pas atteindre la tension d'avalanche.
Lorsque la diode est polarisée en direct, elle commence à conduire à partir d'une faible
tension directe VF(Forward) de l'ordre de 0.6v à 1V(cas des diodes de puissance). La diode se
comporte alors comme un interrupteur fermé présentant une résistance équivalente très
faible (négligeable vis à vis des tensions généralement mises en jeu dans les circuits de
puissance).
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Compte tenu du courant de fuite très faible circulant en inverse et de la faible tension de
polarisation VF en direct comparés aux courants et tensions mis en jeu dans les circuits pour
lesquels ces diodes sont utilisées, la caractéristique i-v de la diode peut être idéalisée comme
le montre la figure 1-4. Cette caractéristique idéalisée peut être utilisée pour analyser le
principe de fonctionnement de base des convertisseurs. Par contre, il est évident que cette
idéalisation ne doit pas être utilisée dans le cas d'une conception prenant en compte les
problèmes de dissipation thermique ou de chute de tension.
figure1-3. caractéristique idéalisée d'une diode
1.4.1. Caractéristiques de la commutation.
E2
E1R
VeD
DIODE
figure1-4.
La figure 1-5 montre l'exemple d'une diode en commutation.
La figure 1-6 donne l'allure de l'évolution de IAK et VAK lors de la commutation
IAK
VAK
t
t
t
tfr ts tt
E1
E2
VF
E1/R
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figure1-5. : courbes de la commutation
A la commutation de l'état ouvert à l'état fermé, la diode peut être considérée comme un
interrupteur idéal car cette transition s'effectue rapidement vis à vis des phénomènes
transitoires relatifs aux circuits de puissance.
Par contre, lors de la commutation de l'état fermé à l'état ouvert, l'annulation du courant dans
la diode dure un temps trr=ts+tt (reverse-recovery time. en français temps de recouvrement)
comme indiqué sur la figure 1-6. Pendant ce temps un courant transitoire négatif traverse la
diode afin d'évacuer les charges en excès dans la jonction de celle-ci. Le courant de
recouvrement maximum IRM peut parfois induire des surtensions dans les circuits inductifs.
Les pertes de puissance Pertes à la conductions: la puissance dissipée dans la diode dépend de la tension direct, de la
résistance équivalente en série et de la valeur du courant qui la traverse.
Pertes à l’état bloqué : Comme le courant de fuite à l'état bloqué est très faible. Ainsi, les
pertes à l'état bloqué sont généralement négligeables devant les pertes à l'état passant.
Pertes dues à la commutation :
On remarque d’après la figure 1-6 que les pertes VAKxIAK sont importantes lors de la phase
du blocage, ces pertes augmentent si la fréquence de commutation augmente.
Dans la mesure où les pertes à la fermeture sont très faibles par rapport aux pertes à
l'ouverture, seules ces dernières sont généralement prises en compte pour le calcul des pertes
de commutation.
1.4.2. Les diodes rapides
Une diode rapide est une diode qui présente un phénomène de recouvrement réduit par
rapport à une diode ordinaire
On donne ci-dessous des exemples de diodes ordinaires et rapides
Diodes ordinaires
1N
4001
1N
4002
1N
4003
1N
4004
1N
4005
1N
4006
1N
4007
Tension inverse continue VR 50 100 200 400 600 800 1000 V
Tension inverse de pointe
répétitive
VRRM 50 100 200 400 600 800 1000 V
Courant direct de
surcharge accidentel
IFSM 30 30 30 30 30 30 30 A
Courant direct moyen I0 1 1 1 1 1 1 1 A
Courant inverse IR 5 à 50 µA µA
Temps de recouvrement
inverse
trr 30 µs
Diodes rapides
BYX61
50
BYX61
100
BYX61
200
BYX61
300
BYX61
400
Tension inverse continue VR 50 100 200 300 400 V
Tension inverse de pointe VRRM 50 100 200 300 400 V
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répétitive
Courant direct de
surcharge accidentel
IFSM 150 150 150 150 150 A
Courant direct moyen I0 12 12 12 12 12 A
Courant inverse IR 3mA
Temps de recouvrement
inverse
trr 100ns
1.4.3. Paramètres de la commutation d'une diode de puissance
On cite ci-dessous certains paramètres fournis par les fabricants.
Courant moyen dans le sens direct : IF(AV).
Tenue en tension inverse : VRRM. Cette tension correspond à la limite de la tenue en
tension d'une diode polarisée en inverse avant l'apparition du phénomène d'avalanche
due à une ionisation par impact.
Temps de recouvrement trr. le temps de recouvrement permet une rapide estimation du
comportement de la diode face aux pertes de commutation.
Tension dans le sens direct : VF. elle est donnée pour un courant correspondant au
courant moyen IF(AV).
Tension inverse maximum impulsionnelle répétitif (VRRM : Reverse – Repetitive –
Maximum).
Tension inverse maximum impulsionnelle non répétitif (VRSM : Reverse – Single –
maximum).
Courant efficace permanent admissible IF(RMS). Cette valeur est définie de manière à ne
pas dépasser la température maximum de jonction TJMAX lorsque la diode est le siège
de pertes de conduction.
Courant maximum en régime non répétitif sinusoïdal IFSM..
Température maximale de jonction en fonctionnement Tjmax.
Température maximale de stockage Tstg.
Temps d'établissement (ou de recouvrement) direct tfr.
Temps de recouvrement inverse trr
Courant maximum inverse de recouvrement IRM.
1.5. Les transistors bipolaires de puissance
On rappel l’existence de deux structures de base pour les transistors bipolaires. Le transistor
NPN et le transistor PNP. La structure Darlington permet d'augmenter le gain en courant des
transistors de puissance.
B
E
C
NPN
C
Darlington
E
B
B
E
PNP
C
B
E
C
figure1-6. symboles des transistors bipolaires
Par la suite de ce paragraphe on discute le cas du transistor NPN, les mêmes résultats sont
obtenus pour la structure PNP en inversant le sens des tensions et des courants.
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1.5.1. Rappel de la caractéristique statique du transistor NPN
figure1-7. Caractéristiques statiques d'un transistor NPN
1.5.2. modèle d’un transistor NPN en régime de commutation
Transistor bloqué Transistor saturé
figure1-8. Modèle simplifié d'un NPN en commutation
Pour garantir la saturation d’un transistor bipolaire il faut que le courant de base fourni
soit supérieur à la valeur limite de la saturation ( IBréel > IBsat)
En réalité un transistor bipolaire de puissance présente une tension VCE = 1à2v à l’état saturé.
1.5.3. Caractéristique de la commutation
La figure 1-10 montre un transistor en commutation commandé par la tension V2 supposée de
forme carrée. Le niveau haut commande la saturation (fermeture) et le niveau bas commande
le blocage (fermeture).
V2
R
Energie
TpuissanceRBCommande
V1
E
figure1-9. Transistor en commutation
Les courbes de la figure 1-11 montrent l'évolutions de IB , IC et VCE pendant la commutation.
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le courant Ic met un temps ton pour atteindre
la saturation.
td :delay time = temps du retard
tr rise time = temps de croissance
Une puissance VCE*ICE est dissipée pendant tr
le courant de base est négatif pendant toff
(recouvrement de charges).
Ts : storage time = temps de stockage
Tf :fall time = temps de décroissance
Une puissance VCE*ICE est dissipée pendant tf
figure1-10. Courbes à la commutation
1.5.4. Pertes dues à la commutation dans un transistor bipolaire
Pour illustrer l'exemple d'une mauvaise commutation des transistors bipolaires nous allons
examiner l'exemple suivant.
R
V1
E
dio
de
ro
ue
lib
re
TpuissanceRB
L
Commande
V2
Energie
IC
VCE
2stauration
blocage1
figure1-11. Caractéristique IC en fonction de VCE: Cas d'une charge inductive
Etat du transistor Puissance dissipée dans le transistor (VCE.ICE)
Bloqué
ICE=0 ; VCE=V1
la puissance dissipée est nulle puisque ICE est nulle.
Saturé
ICE=0 ; VCE=VCEsat
La puissance dissipée en permanence dans le transistor est VCEsat .ICE
cette puissance est d’autant plus élevée que le courant est élevé.
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commutation de
l'état bloqué à l'état
saturé
le courant ICE augmente lentement à cause de la bobine, par contre
VCE passe à zéro. La puissance dissipée dans le transistor est
quasiment négligeable. (chemin 1)
commutation de
l'état saturé à l'état
bloqué
la diode roue libre maintient la tension VCE à la valeur de la source
pendant un certain temps (démagétisation de la bobine), Alors que le
courant ICE met du retard pour s'annuler (à cause de toff). Un pic de
puissance (VCE.ICE) dissipée important est observé.
la puissance moyenne dissipée dans le transistor augmente avec la
fréquence de commutation du transistor
1.5.5. Circuits d’aide à la commutation
Le circuit ci-dessous permet de remédier au problème précédent.
Tp
R
L
C1
dio
de r
oue lib
re
RB
R2
Energie
V1
E
V2
Commande
D2
IC
VCE
stauration
blocage
figure1-12. Exemple de circuit d'aide à la commutation
Lorsque le transistor se bloque, la tension VCE augmente lentement à cause du condensateur et
de la diode D2. Le chemin parcouru par le couple (VCE, ICE) passe par la zone faible
puissance.
Les valeurs à choisir sont: R2 au voisinage de 100, C1 entre 1nF et 100nF.
1.5.4. Commande des transistors bipolaires de puissance
Le circuit de commande d'un transistor bipolaire de puissance doit assurer:
Une saturation rapide du transistor, le courant de base doit charger rapidement les
capacités des jonctions du transistor. Il faut une surintensité du courant de base au
début de la commande.
Un blocage rapide, le circuit de commande du blocage doit extraire les charges
stockées dans les jonctions (accélérer la création rapide de la zone de déplétion). Pour
y arriver on peut polariser négativement la base pendant la phase du blocage.
On donne ci-dessous deux exemples de circuits de commande.
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RB
T2
R1
+VCC
C2
-Vee
C1
Tp
R2D2
T3
figure1-13.
circuit de commande pour les faibles
puissances
T2 injecte un courant de saturation
C2 accélère la saturation de Tp
T3 permet d'extraire les charges au blocage
R1 assure la polarisation pendant le blocage
RB
C2
-Vee
Tp
R1D4
R2
C1
D2
T2D3
L2
T3
+VCC
figure1-14.
circuit de commande pour les grandes
puissances
D4 et T3 accélèrent le blocage de Tp
L2 limite la décroissance de IB
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1.6. Les transistors MOSFET
1.6.1. Rappel sur les MOSFETs
Se sont des Transistor à Effet de Champ à Métal Oxyde Semiconducteur (MOSFET : Metal
Oxyde Semiconductor Field Effect Transistor) dont on a isolé la grille du canal par une
couche de dioxyde de silicium (SiO2 ).
Les deux types fondamentaux de MOSFET sont:
les MOSFET à appauvrissement (Depletion) D-MOSFET,
Les MOSFET à enrichissement (Enhancement) E-MOSFET .
Dans chaque type de MOSFET, on peut distinguer:
Le MOSFET canal N (le courant provient du déplacement d'électrons).
Le MOSFET canal P (le courant provient du déplacement de trous).
1.6.2. MOSFET à appauvrissement D-MOSFET
Structure du MOS à appauvrissement canal N
figure1-15.
Si on applique une tension négative sur la grille par rapport au substrat, les électrons sont
repoussés et la conductivité du canal diminue.
Structure du MOS à appauvrissement canal P
figure1-16.
Si on applique une tension positive sur la grille par rapport au substrat, les trous sont
repoussés et la conductivité du canal diminue.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-12
Les transistors MOS à appauvrissement sont passants sans tension de commande sur la grille
(NORMALLY ON), ils deviennent de moins en moins conducteurs au fur et à mesure que la
tension de commande augmente pour finalement se bloquer au delà d'une tension de blocage
VGSoff .( négative pour le canal N et positive pour le canal P).
1.6.3. MOSFET à enrichissement : E-MOSFET
Structure du MOS à enrichissement canal N
figure1-17.
En appliquant une tension positive sur la grille, on attire les électrons à l'interface isolant-
semiconducteur et on repousse les trous. A partir d'une certaine valeur : tension de seuil VTH
(Threshold Voltage), une couche d'inversion apparaît et le transistor devient de plus en plus
passant.
Structure du MOS à enrichissement canal P
figure1-18.
En appliquant une tension négative sur la grille par rapport au substrat, les électrons sont
repoussés et les trous minoritaires sont attirés. A partir d'une certaine valeur : tension de seuil
VTH (Threshold Voltage), une couche d'inversion apparaît et le transistor devient de plus en
plus passant.
Caractéristiques :
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-13
figure1-19. Caractéristiques de conduction des MOSFET
1.6.4. Le transistor MOSFET en commutation
A l’état bloqué le transistor se comporte comme un circuit ouvert.
A l’état saturé le transistor se comporte comme un circuit fermé de très faible
résistance.
Lors de la commutation ; bien que la grille est isolée, la présence des condensateurs
de fuites (voir figure 1-21) entre la grille et la source et entre la grille et le drain
nécessite que le circuit de commande assure la charge et la décharge rapide de ces
condensateurs lors des phases transitoires de commutation.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-14
figure1-20.
modèle qui fait apparaître les capacités des jonction
La commande de l'état bloqué ou saturé d’un transistor MOSFET ne nécessite que
l’application d’une tension constante, le courant de la grille étant nul.
Par contre lors des phases de commutation, le circuit de commande peut être amené à délivrer
transitoirement des intensités élevées (jusqu’à plusieurs ampères); pendant de très courtes
durées (quelques 10 ns) pour assurer la charge et la décharge de sa capacité d’entrée. (voir
figure 1-22).
Ainsi, le choix et le câblage du circuit de commande doivent être étudiés et réalisés avec soin.
figure1-21. Exemple d'une commande d'un MOSFET
La figure 1-23 montre un exemple de l'évolution des tensions et des courant lors d'une phase
de la fermeture d’un MOSFET.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-15
figure1-22. Caractéristiques de la commutation
On constate:
la nécessité d’un courant transitoire de la grille,
la présence d'un retard à la conduction.
Un PIC de puissance dissipée IDS.VDS pendant la phase de conduction.
Du même pendant la phase du blocage, il faut que le circuit de commande assure la décharge
des condensateurs équivalents des jonctions.
1.6.5. Exemples de circuits de commande (DRIVE)
(a) Commande simple (b) commande par six inverseurs
figure1-23.
Le circuit (b) présente l'avantage d'une commande de fermeture rapide puisque le courant
transitoire est fourni par six sorties logiques au lieu d'une seule.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-16
(a) Drive avec push-pull bipolaire (b) Drive avec push-pull bipolaire
figure1-24.
figure1-25. Driver avec push-pull MOSFET
figure1-26. Commande avec isolation
Il existe des circuits intégrés spécialisées pour la commande des transistors MOSFET.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-17
1.7. Transistor bipolaire à grille isolée (Insulated Gate BipolarTransistor
- IGBT)
Les transistors IGBT combinent les avantages du transistor bipolaire et du MOSFET :
- Bipolaire: faibles pertes en conduction mais temps de commutation élevée.
- MOSFET: temps de commutation faible mais pertes en conduction plus
élevées, augmentant avec VDS.
DOMAINE D’UTILISATION : UTILISE PRESQUE EXCLUSIVEMENT EN COMMUTATION DANS LES
DISPOSITIFS DE FORTE PUISSANCE.
Circuit équivalent symboles
figure1-27.
Le transistor est commandé par tension de la grille (entre la grille et l’émetteur), mais ses
caractéristiques de conduction sont celles d’un transistor bipolaire. Ceci permet un faible coût
énergétique du côté de la commande et des pertes de conduction très faibles.
L’IGBT s’avère donc comme le meilleur choix pour la moyenne et la forte puissances.
Exemple :Module IGBT 3300V 1200A Mitsubishi
figure1-28.
Qualités de l'IGBT
Impédance d'entrée élevée. Circuit de commande simple et bon marché.
Possibilité d'être enclenché et déclenché contrairement au thyristor.
Très grands courants IC. ( → 500 A)
VCESAT ≤ 3 V
Grande tension collecteur - émetteur (→ 1700V)
Commutation très rapide (→ 40ns)
Protégé contre les surintensités
Avantages de l'IGBT sur le transistor MOSFET
VCE plus élevé en mode bloqué
IC plus élevé en mode saturé
Prix plus bas
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-18
Pertes par effet Joule plus petites
Avantages de l'IGBT sur le transistor bipolaire
Plus rapide
Plus simple à commander
VCE plus élevé en mode bloqué
Applications de l'IGBT
Le transistor IGBT a été conçu pour travailler en mode tout ou rien (saturé ou bloqué) et les
Fabricants déconseillent son utilisation en amplificateur linéaire.
1.8. Protection des transistors MOSFET et IGBT
1.8.1. Protection contre les courts-circuits
Le court-circuit est un dysfonctionnement très contraignant pour les composants à semi-
conducteur de puissance, car il leur impose de supporter simultanément de fortes tensions et
de forts courants, d’avoir une aire de sécurité suffisante, et d’être capable de dissiper de façon
transitoire des énergies très élevées.
Il faut donc prévoir des circuits de protection.
Détection par mesure de la désaturation
figure1-29. principe de la détection par mesure du courant
Lors de cette phase de fonctionnement accidentel (charge court-circuitée), on retrouve une
tension élevée aux bornes de l’IGBT alors que, compte tenu de la tension appliquée sur
l’électrode de grille par le circuit de commande, en régime sans défaut, il devrait être passant
avec une très faible chute de tension à ses bornes.
Lorsque la tension VCE devient supérieure à Vref (par exemple en cas de court-circuit), la
diode de désaturation D se bloque, ce qui inhibe au bout d’un temps Tinhib le circuit de
commande et bloque le transistor. La tension Vref fixe le niveau de la tension VCE devant être
considéré comme excessif. La durée d’inhibition Tinhib du circuit de protection est nécessaire
pour assurer correctement les phases de mises en conduction (où l’on a également
simultanément une entrée de commande à un niveau logique haut et une tension VCE
significative).
1.8.2. Détection par mesure du courant
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-19
figure1-30. détection par miroir du courant
La mesure directe du courant à l’aide de capteurs spécifiques est rarement utilisée pour la
détection d’un régime de court-circuit, essentiellement à cause de leur prix et de leur
encombrement. En revanche, des transistors MOSFET et IGBT intégrant un miroir de courant
(une petite fraction des cellules isolées pour refléter l’allure du courant principal) sont
disponibles. Il faut ensuite relier la connexion « Sense » à une résistance pour avoir une image
tension du courant traversant le transistor. L’information issue de ce capteur intégré de
courant peut être mise à profit pour la détection d’un régime de court-circuit ou de
surintensité. On peut noter que certains transistors intègrent la résistance de sense avec
également l’électronique permettant la détection et la protection du transistor.
1.8.3. Circuits intégrés de commande
De nombreux circuits intégrés de commande sont également disponibles, ils comprennent
tous un étage de sortie se comportant comme une interface de puissance à transistors
bipolaires ou à transistors MOSFET capables de délivrer ou de laisser transiter les pics de
courant nécessaires à la charge et à la décharge de la grille lors des commutations. L’entrée
est généralement compatible avec des circuits logiques. Certains circuits intègrent également
la fonction de protection contre les régimes de court-circuit (généralement, il faut associer à
ces circuits une diode haute tension pour la détection de la désaturation, mais parfois elle est
déjà intégrée dans le circuit de commande qui se trouve alors spécifié en tension).
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-20
figure1-31.
1.9. Les thyristors et les Triacs
Ces deux composants seront traités en détail dans les chapitres 4 et 5.
1.10. Comparaison des interrupteurs commandés
On doit rester très prudent lorsque l'on désire comparer les différents interrupteurs présentés
dans les précédents paragraphes car de nombreuses propriétés rentrent en compte et les
caractéristiques de ces composants évoluent encore de façon rapide et importante. Néanmoins,
les observations qualitatives présentées dans le tableau, ci-après, peuvent être faites.
Composant Puissance d'utilisation Rapidité de commutation
BJT Moyen Moyen
MOSFET Faible Rapide
Thyristors
GTO
(voir plus loin)
Fort Lent
IGBT Moyen Plus rapide que BJT
L'utilisateur doit garder à l'esprit qu'en plus des améliorations apportées à ces divers
composants, d'autres composants entièrement nouveaux sont en cours d'étude. Les progrès
dans la technologie des semi-conducteurs conduiront sans aucun doute dans un avenir proche
vers des puissances d'utilisation supérieures, des temps de commutation plus brefs et des coûts
plus faibles.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-21
Exercices
exercice#1. soit le circuit suivant
RB
dio
de r
oue lib
re
V1
E
V2
L
Energie
ColmmandeTpuissance
R
On donne R=20 ohm L=100mH V1=20v
Le gain en courant du transistor est de 20
La tension de saturation est VCE = 0.
La tension de commande V2 est 0v ou 5v.
1. Déterminer la valeur du courant de saturation de base IBsat.
2. Calculer alors la valeur de RB nécessaire à la saturation du transistor.
3. Représenter VCE(t) et IC(t) lorsque l’on commande la saturation du transistor (v2 passe de
0v à 5v).
4. que peut on dire de la puissance dissipée dans le transistor pendant la phase de la
fermeture.
exercice#2. Dans l’exercice précédent on prend comme courant de commande
IB=25mA.
1. Représenter VCE(t) et IC(t).
2. Calculer la puissance dissipée dans le transistor à l'état de saturation.
exercice#3. On suppose que l’inductance est parfaite (la résistance R est nulle). La
diode roue libre présente une tension à ces bornes de 0.6v lorsqu’il conduit. Le transistor se
bloque et se sature correctement.
1. Représenter la variation du courant IL(t) lorsque le transistor devient saturé.
2. Lorsque IC atteint la valeur 20A on bloque le transistor. Représenter la variation du
courant IL(t) dans ce cas.
3. Calculer le temps que met IL pour s’annuler lors de la phase du blocage du transistor.
4. Représenter dans ce cas la variation de la tension VCE(t).
exercice#4. On donne le circuit suivant.
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Les semi-conducteurs de commutation Page 1-22
RB
dio
de r
oue lib
re
V1
E
V2
L
Energie
ColmmandeTpuissance
15VDZ R
On suppose la bobine parfaite (R=0).
La roue libre se fait par une diode Zener en série avec la diode.
1. Représenter la variation du courant IL(t) lorsque le transistor devient saturé.
2. Lorsque IC atteint la valeur 20A on bloque le transistor. Représenter la variation du
courant IL(t) dans ce cas.
3. Calculer le temps que met IL pour s’annuler lors de la phase du blocage du transistor.
4. Représenter dans ce cas la variation de la tension VCE(t).
5. comparer les résultats par rapport à l'exercice 3.
exercice#5.
RB
V1
E
V2
Energie
ColmmandeTpuissance
DL
On donne T un transistor de puissance dont la gain en courant est de 10. L=1H
On commande la saturation du transistor avec un courant de base de 5A
1. Représenter IC(t) et VCE(t) lorsque le transistor est conducteur.
Lorsque le courant IC atteint la valeur 50A, IC ne peut pas augmenter le transistor tend à
devenir bloqué, Dans ce cas VCE augmente.
2. Justifier pourquoi le transistor tend vers le blocage.
3. Quelle alors la puissance dissipée dans le transistor si on suppose la résistance de
l’inductance nulle.
Conclure !
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Les régulateurs Linéaires Page 2-1
2. LES REGULATEURS LINEAIRES
2.1. Synoptique d'un bloc d'alimentation linéaire
figure 2-1. Synoptique d'un bloc d'alimentation linéaire.
La tension du secteur est abaissée par le transformateur.
Un redresseur suivi d'un filtre fourni la tension VE continue mais qui n'est pas stable vis à
vis des variations de charges alimentées ou bien vis à vis des variations sur le réseau
(secteur ou ligne).
Un régulateur permet de maintenir la tension de sortie Vs constante même en présence des
variations de charge ou de ligne (secteur).
L'appellation linéaire vient du fait que l'élément régulateur est un transistor de puissance
qui travail en régime linéaire.
2.2. Qu’est ce que la régulation de tension
Le principe des régulateurs de tension est de maintenir une tension stable exempt d’influences
extérieures. Que ce soit une variation de la charge, une légère baisse dans la tension d’entrée
ou une hausse de température, la tension de sortie doit rester inchangée.
Quatre éléments de base sont nécessaires pour exécuter une excellente régulation:
Un élément de référence;
Un circuit de mesure d'un échantillon de la sortie;
Un comparateur - amplificateur d’erreur;
Un élément de contrôle.
ÉLÉMENT
DE CONTRÔLE
ÉL
ÉM
EN
T
D'É
CH
AN
TIL
LO
NN
AG
E
RÉ
FÉ
RE
NC
E
COMPARATEUR
VOLTAGE
D'ENTRÉE
VOLTAGE
DE SORTIE
RÉGULÉ
figure 2-2. : Schématique de base d'un régulateur linéaire
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Les régulateurs Linéaires Page 2-2
Élément de référence
Généralement c'est une diode Zener ou mieux encore, une tension de référence intégrée.
Puisqu’on utilise la tension d’entrée comme alimentation, il est préférable d’avoir un élément
de référence qui est stable.
Circuit de mesure "échantillon de la sortie"
Pour pouvoir stabiliser la tension de sortie vis-à-vis des perturbations, il faut mesurer les
changements possibles sur celle-ci et effectuer rapidement les correctifs.
Un diviseur de tension résistif est souvent utilisé pour refléter une image sur la sortie.
Élément de comparaison ou amplificateur d’erreur
Habituellement un amplificateur opérationnel est utilisé pour comparer l’échantillon de la
sortie à la tension de référence.
En fonction de l'écart (tension de référence- tension mesurée), le comparateur donne une
commande à l’élément terminal qui corrige et régularise la tension de sortie.
L’élément de contrôle ou élément terminal
Généralement c'est un transistor de puissance qui permet de laisser passer plus ou moins de
courant selon les besoins de la sortie et selon la commande du comparateur.
Si une variation se produit, le comparateur en prend note , la compare avec la tension de
référence et corrige en activant plus ou moins l’élément terminal dans le sens inverse de la
variation.
2.3. Définitions et principales caractéristiques.
Voici donc les principaux éléments à connaître pour les régulateurs de tension quelque soit
leur type.
RÉGULATEUR I O
UO
EI -
+
-
+
+ -
EI-U
O
figure 2-3. : Représentation schématique de tout régulateur
Ei La tension d’entrée: Généralement ondulée du fait qu’elle provient d’un circuit de
redressement et de filtrage. Il y a toujours une limite acceptable du ronflement en fonction de
l’application et du régulateur utilisé.
Uo(nl) tension de sortie à vide: Cette caractéristique permet de déterminer la valeur
de tension de sortie lorsque aucune charge n'est appliquée au régulateur. Les lettres (nl) tiré
de l’anglais “no load”.
Uo(fl) tension de sortie pleine charge: La vraie caractéristique de tension d’un régulateur
est donnée lorsque ce dernier est sous charge. Cette valeur de “pleine-charge” de l’anglais
“full load” est déterminée par les caractéristiques maximales du régulateur et est mesurée
lorsque la tension de sortie baisse légèrement en fonction du courant demandé.
Ei-Uo tension différentielle: permet de connaître les valeurs minimale et maximale
nécessaires au bon fonctionnement d’un régulateur.
Une tension différentielle trop faible empêcherait l’élément de régulation de fonctionner
normalement et il en résulterait l’apparition d’ondulation à la sortie. Généralement, une marge
de manoeuvre de 3V est nécessaire pour que l’élément de régulation puisse fonctionner.
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Les régulateurs Linéaires Page 2-3
Une tension différentielle trop élevée pourrait tout simplement faire chauffer ou sauter
l’élément de régulation. N’oubliez pas que les transistors de puissance ont une tension de
claquage de quarante à soixante volts.
Io Courant de sortie, de l’anglais “Iout”
Io(fl) Le courant en pleine-charge: c'est s le courant maximum que le régulateur peut
fournir avant que la tension de sortie soit trop basse. Il ne s’agit pas là du maximum de
courant avant la destruction du régulateur mais bien d’une limite d’opération normale. Si ce
courant est dépassé, la tension de sortie s’abaissera en dessous de la tension pleine-charge.
Io(sc) Cette caractéristique permet de déterminer le courant de court-circuit. Ce dernier est
déterminé en plaçant l’ampèremètre à la sortie de l’alimentation sous test. Attention, certaine
alimentation ne sont pas protégée contre les courts-circuits. Les lettres (sc) sont tirées du
terme anglais “short-circuit”.
Pd La puissance dissipée: elle est toujours approximée en fonction de la tension
différentielle présente aux bornes de l’élément de régulation et du courant y circulant.
RL Résistance de charge: :de l’anglais “Rload”
“Load regulation”
La régulation de charge permet de déterminer la variation de la tension de sortie
lorsque la charge est appliquée. Cette évaluation du régulateur permet de déterminer la pente
entre le point mort qu’est Uo(nl) et le point d’opération maximum qu’est Uo(fl), (voir).
Regulation dechargeUo nl Uo fl
Uo flx(%)
( ) ( )
( )
100
“Line regulation”
La caractéristique de régulation de ligne ou régulation d’entrée permet de juger du
pourcentage de variation de la sortie en fonction d’une variation à l’entrée pour un courant de
sortie constant. Un régulateur idéal donnera toujours la même tension de sortie peu importe la
tension à son entrée. Évidemment, les tensions différentielles minimale et maximale doivent
être respectées.
Regulationde ligneUsortie
Uentreex(%)
100
ro La résistance dynamique: permet d’évaluer la baisse de tension de sortie en fonction
des variations de courants. Plus elle est faible, meilleur est le régulateur.
Resis cedynamiquede sortieUsortie
Isortietan ( )
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Les régulateurs Linéaires Page 2-4
Io(sc)
Vo(nl) Vo(fl)
Io(fl)
Pente
due à Ro
5V
4V
3V
2V
1V
50mA30mA 70mA10mA
0V
figure 2-4. : Courbe caractéristiques d’un stabilisateur à Zener
2.4. Exemples de montages
2.4.1. Régulateur de tension fixe
Rf
Rin
R3
REF
EI
UORS
figure 2-5.
La tension de sortie est fonction du diviseur de tension Rf et Rin et de la valeur de la tension
de référence. Le comparateur tente de garder la tension de sortie stable en contrôlant la
conduction de l’élément terminal.
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Les régulateurs Linéaires Page 2-5
Si, pour une raison quelconque, la tension de sortie diminue,
La tension de l’échantillon à la broche inverseuse de l’amplificateur opérationnel diminue.
Une plus grande erreur par rapport à la référence apparaît.
Le comparateur -amplificateur permettra une plus grande conduction du transistor, VCE
diminue,
La tension de sortie U0 augmente de sorte à se stabiliser au niveau initial.
Cette boucle de régulation peut fonctionner si tous les composants sont à l’intérieur de leur
limite d’opération. En particulier le transistor doit fonctionner en régime linéaire.
Dans ce type de circuit ou le comprateur est à base d'un amplificateur opérationnel, l’analyse
quantitative reste simple. Dans le fonctionnement normal d’un régulateur, quel qu’il soit,
l’erreur devrait toujours être nulle. En prenant ceci en considération, la tension à la broche
inverseuse est toujours égale ou presque à la tension de référence.
0.)()( URFRin
RinVzVV
on a donc Vz
Rin
RfU ).1(0
Si un diviseur par 2 est utilisé pour échantillonner, la tension de sortie se retrouve deux fois
plus élevée que la tension de référence. Ainsi, pour réaliser un régulateur de +10V, il s’agit de
placer une référence de +5V et deux résistances de 10K. Pour un régulateur de +15V, Rf
serait de 10k et Rin de 5k. Une autre solution serait de monter la référence à +7.5V.
Les valeurs de résistances dans le circuit d’échantillon, sont choisies pour qu’un minimum de
courant circule dans cette branche. Des résistances trop élevées engendreraient du bruit. Pour
sa part, la valeur de R3 est déterminée selon la bonne marche de la tension de référence.
Faites attention: cette résistance est reliée à la tension d’entrée; dès lors, cette dernière dissipe
généralement une puissance élevée.
2.4.2. Régulateur de tension variable
Pour réaliser un régulateur à tension variable, Le premier réflexe est de remplacer Rf ou Rin
par un potentiomètre. Cette idée est intéressante mais n'est pas recommandable.
Un régulateur utilise généralement un amplificateur d’erreur; il est primordial de garder son
gain fixe afin que ce dernier ne tombe en oscillation lorsque le gain changera d’une valeur à
l’autre.
Pour varier la tension de sortie il s’agit de varier la tension de référence. La majorité des blocs
d’alimentation, utilise plutôt ce principe que celui du gain variable. la figure 2-6 montre un
exemple d’un tel circuit.
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Les régulateurs Linéaires Page 2-6
Déterminez: Uo min et max?
Ei :+25V, D1 :1N4733
R1 :470, R2 :330, R3 :500, P1 :5k, Rf :2k, Rin :1k
D1
VIN
Rf
P1 741 Q2
R1
RiR3
R2
Q1
Vout
figure 2-6. : Régulateur linéaire variable
1N4733 = Zener de 5.1V
Gain = 2000 / 1000 +1 = 3
Uout (max) = 5.1V * 3 = 15.3V
Uref (min) = 5.1V*500
5000+500
= 463 mV
Uout(min) = 463mV * 3 = 1.4V
Dans cet exemple, il faut faire attention puisque l’alimentation négative de l’amplificateur
opérationnel est au point commun. La plupart des sorties d’ampli-op ne peuvent descendre en
deçà de 2V lorsqu’elles sont montées dans cette configuration. Puisque Uout doit atteindre
+1.4V, il va sans dire que la tension de sortie de l’amplificateur est dangereusement près du
minimum acceptable. Il ne faut pas oublier la chute de 0.6V aux bornes Ube du transistor
faisant en sorte que la tension à la base de Q2 est d’environ +2V.
2.5. La protection en courant
2.5.1. Informations générales
Il faut protéger les régulateurs contre les surcharges de courant. Pour ce faire, il s’agit
uniquement de dévier, au moment de la surcharge, le courant de base du transistor de
puissance.
Afin de réaliser cet exploit, il faut placer une résistance en série avec la sortie qui
viendra lire le courant Io. Si la valeur devient trop élevée, la chute de potentiel
augmentera aux bornes de cette résistance déclenchant ainsi un transistor de déviation
(“bypass”). Ce transistor vole partiellement le courant de base de l’élément terminal,
produisant un manque d’alimentation diminuant ainsi la tension de sortie et, par le fait
même, protégeant le circuit.
Les courbes de la figure 2-7 et de la figure 2-8 représentent les deux types de
protections les plus utilisées. La première représente la protection simple ou à courant
constant, nommée ainsi par la simplicité de son montage. La seconde représente une
protection à délestage partiel. Celle-ci fait en sorte que le courant diminue avec un
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Les régulateurs Linéaires Page 2-7
dépassement de la charge maximale. L’adjectif «partiel» renvoie au processus suivant:
le courant en court-circuit n’est pas nul. Il existe un circuit à délestage complet mais il
est peu utilisé.
2.5.2. Courbes
La première courbe ci-dessous représente la sortie d’un régulateur à protection simple.
Le courant de court-circuit est légèrement plus élevé que le courant de pleine-charge.
ISC
VO
COURANT DE SORTIE
VO
LT
AG
E D
E S
OR
TIE
If l
figure 2-7. caractéristique d'une protection simple
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Les régulateurs Linéaires Page 2-8
La courbe ci-dessous représente un régulateur possédant une protection à délestage
partiel. Vous pouvez remarquer que le courant de court-circuit est plus faible que
le courant en pleine-charge.
ISC
VO
COURANT DE
CHARGE
VO
LT
AG
E D
E S
OR
TIE
IK
figure 2-8. caractéristique d'une protection à délestage partiel
Il est évident que, dans un circuit à protection simple, la puissance dissipée par
l’élément de régulation augmente en court-circuit. Intuitivement, nous pouvons croire
que lors d’une protection à délestage partiel, la puissance maximale dissipée se trouve
à pleine-charge. Il n'en est pas ainsi. Il est vrai qu’à pleine-charge le courant est
maximal, mais il faut voir que la tension différentielle est à son minimum puisque la
sortie est à son plus haut niveau. Lors d’un court-circuit, la tension différentielle est
élevée mais le courant est faible; il ne s’agit pas là du point de dissipation maximal. Le
milieu de la courbe présente le point le plus critique. C'est à cet endroit que le courant
et la tension se croisent pour faire supporter au régulateur le maximum de puissance.
2.5.3. La protection en courant simple
Formules pour protection en courant simple
Qp
Rsc
VoVinQ
1
figure 2-9. Protection simple
IflV
Rsc
0 6. Isc
V
Rsc
0 7. Rsc
V
Ifl
0 6.
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Les régulateurs Linéaires Page 2-9
2.5.4. La protection en courant à déléstage partiel
Formules pour la protection en courant à délestage partiel
Q1
Qp
RscVoVin
RxRy
figure 2-10. Protection à délestage partiel
IflV
Rsc
Vout V Ry
RscRx
0 65 065. ( . ) Isc
V
Rsc
Ry
Rx
0 651
.
Rsc
Vo
Isc Vo Ifl
( . )154 1 Ry Rx IscRsc ( . )154 1
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Les régulateurs Linéaires Page 2-10
2.6. Régulateur de tension à base du circuit µA723
Le régulateur intégré µA723 ( appelé aussi régulateur de précision ) permet de passer outre le
montage de pièces tels l’amplificateur opérationnel et la diode Zener qui est remplacée par
une référence interne plus stable de 7.15V
figure 2-11. Brochage du circuit A723
2.6.1. Synoptique interne.
figure 2-12. Synoptique interne µA723
Dans le même boîtier il est intégré:
Un comparateur qui compare la tension de la mesure IN- (broche 4) à celle de la référence
IN+ (broche 5).
Une tension de référence interne de 7.15v disponible sur la broche 6 (REF)
Un transistor de contrôle interne (collecteur à la broche 10 et l'émetteur à la broche 11) qui
doit être associé à un transistor externe en configuration Darlington pour amplifier la
valeur du courant de charge.
Un transistor interne pour servir à la limitation du courant (broches 2 et 3).
2.6.2. Montages pratiques
Montage1
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Les régulateurs Linéaires Page 2-11
figure 2-13. régulateur faible courant de charge
VI tension d'entrée supposée non régulée.
VIN+=7.15v (tension de référence interne)
Le comparateur interne doit maintenir VIN- =VIN+=7.15v
On adonc:
0.12
2V
RR
RVIN
; v
R
RV 15.7).
2
11(0
le rapport de R1 et R2 fixe la valeur de la tension de sortie
La résistance RSC permet la limitation du courant.
Montage2:
figure 2-14. Régulateur avec courant de charge amplifié.
R1 et R2 déterminent la valeur de la tension de sortie.
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Les régulateurs Linéaires Page 2-12
Le transistor 2N3997 forme un Darlington avec le transistor de contrôle interne ce qui permet
de fournir plus de courant de sortie.
Montage 3 : Bloc d'alimentation 5v (Banc d'essai EV)
figure 2-15.
Montage 4 : Bloc d'alimentation 2x (12v ou 15v) (Banc d'essai EV)
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Les régulateurs Linéaires Page 2-13
figure 2-16.
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Les régulateurs Linéaires Page 2-14
Exercices
exercice #1.
Si D1 est une diode Zener de 7.2 Volts, déterminez la tension de sortie.
Q1 fait partie de quel ensemble?
12V VOUT
Q1
Q2R3
R2
R1
7.2V
exercice #2.
Déterminez les valeurs des pièces non-définies pour avoir un Uo de 24 Volts.
Quelle est la puissance dissipée par le TIP32 si une charge de 100R est branchée à Uo?
Rf
Rin
R1
EI = -30V U
O
uA741
TIP32
1N4736
exercice #3.
Calculez Umaximale et Umininale de la sortie.
À quel valeur du courant de sortie la protection en courant commence son action si UBE de Q3
est de 700millivolts?
10k
5k 741Q2
2V5
470
3k3470
R2
Q1
Q3
2.21k
Vout
+30V
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Les régulateurs Linéaires Page 2-15
exercice #4.
Calculez Uout, Ilimite si: R1= 10R, R2= 5R, R3= 1K, R5= 300R et R4= 680R
723C723C723C
12 11
10
2
3
4
137
5
6
+18
V
EO
R1
R2
R3
C3
C2
C1 R4
R5
exercice #5.
Calculez Uout, Ifl, Isc.
723C723C723C
12 11
10
2
3
4
137
5
6
+18V
1000uF
1nF
5k1
2k2
47
2k7
22
4k7
Eout
exercice #6. Consulter les figures 2-15 et 2-16
On suppose que chacun des deux montages présente une panne (absence de la tension de
sortie)
Proposer une procédure à suivre pour faire la réparation.
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Les régulateurs à découpage Page 3-1
3. LES ALIMENTATIONS A DECOUPAGE
3.1. Introduction
Les paragraphes 3.2 et 3.3 sont des paragraphes préliminaires permettant de mieux
comprendre l’intérêt des alimentations à découpage et de poser les bases pour l’étude de leur
fonctionnement abordé aux paragraphes 3.4 et 3.5.
3.2. Intérêts des alimentations à découpage
3.2.1. Alimentations linéaires issues du secteur
Principe
Le synoptique de la partie puissance des alimentations linéaires est indiqué ci dessous
figure 3-1. synoptique d'une alimentation linéaire
La dénomination « linéaire » pour le type d’alimentation décrite vient du fait que le transistor
de la figure fonctionne dans sa zone linéaire.
Points forts des alimentations linéaires
faciles à mettre en œuvre.
permettent d’obtenir des tensions très stables.
Stabilité sans trop de contraintes techniques.
très peu perturbatrices pour l’environnement électrique ou électronique.
Points faibles des alimentations linéaires
Le transformateur est lourd et volumineux car il fonctionne à 50Hz.
Le transistor « ballast » dissipe une puissance VCE.ICE. Il impose l’utilisation d’un
radiateur encombrant et nuit au rendement de l’alimentation.
3.2.2. Alimentations à découpage issues du secteur
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Les régulateurs à découpage Page 3-2
Principe
figure 3-2. Synoptique d'une alimentation à découpage
Les éléments fondamentaux utilisés dans une alimentation à découpage sont :
Redresseur + Filtre directement connectés au réseau (secteur).
La tension filtrée (non régulée) est découpée à l'aide d'un interrupteur électronique
(transistor en commutation) qui s'ouvre et se ferme périodiquement à une fréquence
supérieure à 20 KHz.
Transformateur d’impulsion (isolation galvanique entre le réseau et l’utilisateur), piloté au
primaire par un l'interrupteur.
Le circuit de commande de l'interrupteur est un modulateur de l'impulsion en largeur
(PWM). La largeur de l'impulsion dépend de l'écart entre la tension de sortie effective et
celle désirée à la sortie de telle sorte à garder cette dernière constante.
Redresseur + Filtre en sortie.
Remarque importante:
Le choix de la fréquence de coupure supérieure à 20Khz est lié à deux impératives.
Une fréquence inférieure à 20 Khz correspond au spectre audible. Dans ce cas
l'alimentation sera pénible à l'oreille.
Plus la fréquence de découpage est grande, plus la capacité du condensateur de filtrage de
sortie pourra être choisie faible, plus la taille du transformateur sera réduite.
Points forts des alimentations à découpage
Le transformateur travaille à une fréquence très supérieure à celle du réseau 50Hz, il
est donc de dimension réduite.
Le transistor de puissance fonctionne en régime de commutation et présente des
pertes réduites. Donc Le dissipateur associé est de faibles dimensions, d’où un gain en
volume et en masse.
Le rendement de l’alimentation est supérieur à 80 % (contre 60 % maximum pour les
alimentations linéaires).
Il est possible de réaliser trois types de régulateurs à découpage (abaisseur de tension,
élévateur de tension, inverseur de tension).
Points faibles des alimentations à découpage
Elles sont moins simples à mettre en oeuvre que les alimentations linéaires.
Une ondulation résiduelle due au découpage subsiste en sortie. .
Elles sont perturbatrices pour l’environnement électrique et électronique ; les parasites
rayonnés sont importants à cause du découpage.
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Les régulateurs à découpage Page 3-3
3.3. Inductances et transformateurs en régime de commutation
3.3.1. Inductance en régime impulsionnel
figure 3-3. Inductance en régime impulsionnel
Prenons une application numérique réaliste : E=20V ; L = 1 mH ; R = 0, 1.
On impose une intensité maximale égale à 20A (intensité admise par l’interrupteur).
La figure 3-4 montre l’évolution de i(t) lorsqu'on ferme l'interrupteur.
Courbe (RL): Montre l'évolution réelle qui tient compte de la résistance de la bobine.
Courbe (L) : Montre l'évolution lorsqu'on néglige la résistance de la bobine.
figure 3-4. courant dans la bobine
Pour i(t) < 20A admissible. Les deux courbes sont presque confondues. La courbe du courant
est presque linéaire. Le calcul montre que l'écart est inférieur à 5%.
La règle que l’on peut adopter pour la suite est la suivante :
On peut considérer une inductance parfaite lorsque le courant maximum admis (avant
l'ouverture de I) est atteint pour un temps très inférieur /10 (=L/R ).
3.3.2. Transformateur en régime impulsionnel
Le transformateur d'impulsion est utilisé dans les alimentations à découpage pour permettre
l'isolation galvanique entre le réseau et le circuit utilisateur.
Principe
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Les régulateurs à découpage Page 3-4
figure 3-5. Principe de construction d'un transformateur d'impulsions
Le courant du primaire crée un flux du champ magnétique dans le noyau du transformateur.
Celui-ci canalise le flux pour atteindre l'enroulement secondaire.
Si on néglige les pertes du flux on peut écrire ' =.
Si le flux est variable une ddp apparaît aux bornes du secondaire.
3.4. Familles des alimentations à découpage issues du secteur
3.4.1. Alimentation Flyback : transfert direct
figure 3-6. Principe d’une alimentation à découpage type Flyback.
L'interrupteur I commandé par un oscillateur PWM (modulateur de largeur d'impulsions) se
ferme et s'ouvre périodiquement à haute fréquence.
On a deux cycles de fonctionnement:
I fermé: u1=VE; u2<0 la diode est bloquée, le transformateur se comporte
comme une inductance simple (primaire). Le courant i1 augmente, le primaire
emmagasine de l'énergie sous forme magnétique.
I ouvert: le courant i1 décroît d'une façon quasi- instantanée, les tensions u1 et u2
s'inversent. La diode D conduit et l'énergie magnétique emmagasinée pendant le cycle
précédent est restituée à travers le secondaire vers le circuit d'utilisation.
Les deux enroulements ne sont pas parcourus par du courant en même temps. Cette
caractéristique nécessite un circuit magnétique avec entrefer, le courant principal étant le
courant magnétisant.
3.4.2. Alimentation Forward : transfert direct
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Les régulateurs à découpage Page 3-5
figure 3-7. Principe d’une alimentation à découpage Type Forward
Le transformateur est placé en série avec l’interrupteur statique I (transistor ou thyristor). La
diode roue libre D1 étant placée au secondaire du transformateur. Un troisième enroulement
(en série avec D3) est placé sur le noyau du transformateur. Il permet la démagnétisation du
transformateur après la phase de conduction de l’interrupteur I. La diode D3 permet de forcer
la démagnétisation par le troisième enroulement.
Lorsque l’interrupteur est passant, le primaire est soumis à la tension VE. Il s’en suit la
magnétisation du transformateur, et un transfert d’énergie de la source vers le filtre et la
charge, via le transformateur et la diode D1.
Lorsque l’interrupteur est bloqué. Il apparaît une phase de roue libre au niveau du secondaire
(continuité du courant dans l’inductance via la diode de roue libre), et une phase de
démagnétisation du transformateur par continuité du courant magnétisant à travers le
troisième enroulement. Il est nécessaire d’attendre la fin de la démagnétisation du
transformateur avant d’entrer à nouveau dans une phase de magnétisation et de transfert
d’énergie
L'étude détaillée donne
Remarque
Le principe de démagnétisation par un troisième enroulement n’est pas le seul possible. En
faible puissance, on peut trouver des montages ou l’énergie stockée dans le circuit magnétique
est dissipée, comme cela est réalisé pour les transformateurs d’impulsion
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Les régulateurs à découpage Page 3-6
figure 3-8.
Avantages / Inconvénients:
Cette architecture s'adapte bien aux sorties basse tension fort courant car le filtrage de sortie
est aisé, pour des puissances d'environ 100 à 500W. Elle présente néanmoins des
inconvénients inhérents à la structure :
Présence de deux composants magnétiques
Nécessité de prévoir un système de démagnétisation du transformateur.
Mauvaise utilisation du circuit magnétique du transformateur, qui n’est utilisé avec un
flux qui ne change pas de signe.
3.4.3. Alimentation Push-Pull
figure 3-9. Principe d’une alimentation à découpage Type Push-Pull
Ce type d’alimentation à été conçu pour palier à un des inconvénients de l’alimentation
Forward, à savoir l’utilisation dans un seul quadrant magnétique du transformateur. (Flux de
même, sens).
Pour permettre l’utilisation dans deux quadrants du circuit magnétique (B>0 et B<0), il est
nécessaire de pouvoir magnétiser le transformateur sous une tension positive, puis sous une
tension négative. (La commande de la fermeture des interrupteurs I1 et I2 est alternée)
3.5. Principe et fonctionnement détaillé de l’alimentation Flyback
L'objectif est de déterminer l'expression de la tension de sortie Vs
Soit:
Ton :Temps pendant lequel l’interrupteur est fermé.
T :Période du signal de commande de l’interrupteur. constante
= Ton/ T le rapport cyclique variable par le circuit de commande.
Les hypothèses pour simplifier sont les suivantes :
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Les régulateurs à découpage Page 3-7
VE=Cte (constante) ;
VS=Cte (On supposera que la constante de temps RC du filtre de sortie est très grande
devant la période de fonctionnement T de l’alimentation, nous assimilerons donc
tension de sortie à une constante).
Diode, transformateur et interrupteur parfaits.
figure 3-10.
L’interrupteur est fermé Pour 0 < t< Ton :
Le schéma électrique équivalent est donné sur la figure 3-11 pour cette phase de
fonctionnement.
figure 3-11.
On a :
e1= VE
EVn
ne
1
22 <0 (attention aux bornes homologues sur le transformateur)
UD (diode) = e2-Vs <0 la diode est donc bloquée Vs est nécessairement positive i2=0.
tL
Vi E .
1
1 (d'après dt
diLVE
11. ).
Le courant du primaire augmente, le flux dans le noyau augmente aussi.
La charge est alimentée par le condensateur de sortie (chargé pendant le cycle précédent)
à l'instant t=T=Ton on a :
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Les régulateurs à découpage Page 3-8
TL
Vi E .
1
1 noté I1 valeur maximale
le flux est maximal à cet instant: Soit = M
2
1112
1ILW M L'énergie totale emmagasinée dans l'enroulement primaire
Pour t= T =Ton :
La continuité du flux dans le circuit magnétique entraîne la continuité des ampères tours au
niveau de l'un des deux enroulements. Le courant induit consécutif à la présence du flux ne
pouvant plus passer par l’enroulement 1 (interrupteur bloqué), il est forcé dans l’enroulement
2, entraînant la mise en conduction de la diode.
Pour t=T- TL
Vi E
1
1
Pour t=T+ i1=0 i2=I2max n2I2max =n1I1max =M
Pour T<t<T : l'interrupteur est ouvert
figure 3-12.
Le flux magnétique dans le noyau commence à diminuer.
e2 devient positive D conduit
dt
diLVs 2
2 .
max2
2
2 . IL
tVsi le courant i2 décroît.
Vsn
neVU ET .
2
11 (Attention aux bornes homologues)
La valeur moyenne de la tension aux bornes du primaire en régime permanent (ou du
secondaire) est nulle.
Valeur moyenne de e1=0
0)..(.0....)(2
1
0 2
1
0
1 VsTTn
nVTdtVs
n
ndtVdtte E
T T
T
E
T
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EVn
nVs
1.
1
2
Graphe des courants et tensions ainsi que celui du flux
figure 3-13.
Remarque
Nous avons considéré les inductances parfaites. En pratique, une étude de conception
complète doit tenir compte de la résistance électrique des enroulements, des inductances dues
aux fuites électromagnétiques, de l’hystérésis du Circuit Magnétique (CM) et éventuellement
d’une légère saturation du CM. Cette remarque est également valable pour la diode et
l’interrupteur.
Régulation de la tension de sortie
L'expression EVn
nVs
1.
1
2 montre que la tension de sortie dépend du rapport cyclique .
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Les régulateurs à découpage Page 3-10
Le circuit de commande de l'interrupteur est un oscillateur PWM (générateur d'impulsions
modulées en largeur).
Pour garantir la régulation de la tension de sortie, le circuit de commande PWM doit ajuster
au besoin la durée Ton avec T constante (c à d ajuster le rapport cyclique).
Choix du condensateur de filtrage à la sortie
C est calculé en fonction du taux d’ondulation maximum toléré en sortie Vs et du courant de
sortie (courant de charge).
En considérant une croissance et une décroissance de C linéaire en fonction du temps, ce qui
est réaliste pour de faibles ondulations, on a :
t
VsC
t
QIs
. Avec t= T
tVs
IsC
.. C
Avantages:
Peu de composants.
Un seul composant bobiné
Architecture économique pour les faibles puissances (<150W)
Inconvénients:
L’énergie étant stockée dans l’inductance couplée et dans le condensateur de sortie,
ceux-ci deviennent encombrants pour des puissances supérieures à 200 W, et
l’alimentation Flyback devient alors moins intéressante.
Risque de surtension lors du fonctionnement à vide : l’énergie stockée durant la phase
de magnétisation est alors transmise au condensateur durant la phase de
démagnétisation. Cette énergie est alors stockée par le condensateur qui voit sa tension
monter, et il y a alors risque de destruction.
3.6. Exemple de circuits intégrés régulateur à découpage
3.6.1. Circuit TL494
Le circuit intégré TL494 est un générateur de fréquence fixe à modulation de largeur
d'impulsions utilisé pour les alimentations à
découpage.
Il comprend:
Un oscillateur avec ou sans commande.
Un modulateur de largeur d'impulsions
deux amplificateurs d'erreur.
Une phase temps mort ajustable.
Deux transistors à collecteur ouvert.
Deux transistors de sorties pour une
commande simple ou une commande push-
pull.
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Les régulateurs à découpage Page 3-11
Synoptique interne
figure 3-13. Synoptique interne du TL494
Chronogrammes
figure 3-14. chronogrammes
A la broche 5 on dispose d’un signal dent de scie, La fréquence d'oscillations est :
Ct
Rt1.1 c’est aussi la fréquence des impulsions de sorties
Ce qu'il faut retenir à partir des chronogrammes est:
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Les régulateurs à découpage Page 3-12
La largeur de l'impulsion de sorties présentes aux émetteur des transistors Q1 et Q2
varie en fonction de la tension qui se présente sur la broche 3 (feedback).
Branchements
Circuit de contrôle du temps mort
figure 3-15.
Circuit de démarrage des oscillations
figure 3-16.
Amplificateurs d'erreur
Amplificateur non inverseur Amplificateur inverseur
figure 3-17.
Branchement des sorties
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Les régulateurs à découpage Page 3-13
Branchement de sorties simples Branchement de sorties push-pull
figure 3-18.
3.6.2. Exemple de réalisation
figure 3-19.
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Les régulateurs à découpage Page 3-14
figure 3-20.
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Les régulateurs à découpage Page 3-15
Exercices
exercice#1.
+20V
TIP32C
500mH
C1 50/1W
100mA
+5V
R1R2
R3
R4
1N4936
D1
2N4401
TOFF
TON
T
+12V
0V
En se basant sur les fiches techniques des transistors.
1. Donner les valeurs pour R3 et R2 pour que les deux transistors fonctionnent en
commutation.
La tension de commande est supposée périodique de fréquence élevée.
Tension de commande égale 12v pendant Ton
Le circuit équivalent devient
LDEi C R
L
IL
IC
+
-
UO
+
-
uL
IO
2. Quel est l’état de la diode ?
3. Donner l’expression de la variation de IL(t) en fonction de Ei et de Uo.
4. en déduire la variation pendant Ton.
La tension de commande passe à 0v
Le circuit équivalent devient
LDE
iC
RL
IC
+
-
Uo
IO
CONSTANT+
-
uL
5. Pourquoi la diode devient conductrice immédiatement lorsque le transistor TIP passe
de l’état saturé à l’état bloqué.
6. Exprimer dans ce cas l’expression de la variation de IL(t) en fonction de Uo.
7. en déduire la variation pendant Toff.
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Les régulateurs à découpage Page 3-16
En régime permanent le taux de croissance de IL est identique au taux de décroissance. Les
tensions Ei et Uo supposée constantes sur une période Ton+ Toff ( (Ton +Toff) très faible, Ei
et Uo subissent des faibles variation)
8. En déduire alors l’expression de Uo en fonction de Ei Ton et Toff.
exercice#2. on donne le circuit suivant
7805
GND
OUTIN
10V<Vin < 20V
149
8 C
+5V
1311
10 D
+5V
+
-
VO
5V
1A0.22F
22k 2k470k
22k
6800pF
33k
1k
3k3
270R
2W
2N2222
TIP32C
1N4936
4mH
T106-26-200T
6k8
20k
15k
100R
1/2W
47F+5V
L’amplificateur C et D sont à base du circuit LM339 (sortie à collecteur ouvert). Ils
fonctionnent tous les deux en régime comme des comparateurs.
Comparateur à hystérisis C
Si V9>V8 : le transistor de sortie à la broche 14 est bloqué . le condensateur 6800pF se
charge à travers la résistance 33k + 2K (on suppose le courant qui traverse 470K
négligeable).
1. Exprimer l’évolution de la tension V8.
2. Calculer la valeur de la tension V9 (on néglige le courant dans 470K).
Lorsque la tension V8 dépasse V9 le comparateur C bascule. La broche 14 devient branchée
sur GND.
3. Exprimer dans ce cas l’évolution de V8(t).
4. Calculer la valeur de V9 sans négliger le courant qui traverse 470 K
5. Dessiner alors la forme de V8=V11
6. Indiquer sur le graphique la valeur V11max et V11min.
In suppose V10 = (V11max+ V11min)/2
7. Dessiner sur le même graphique la courbe V10.
8. Dessiner sous le graphique précédent l’allure de V13 en respectant la synchronisation
dans le temps (n’oublier pas que D=LM339).
9. Indiquer alors les durées de conduction Ton et du blocage Toff du transistor TIP.
10. Donner l’expression de la tension de sortie (voir exercice1)
On suppose maintenant que V1 subit une variation suite à une perturbation de la charge ou de
ligne (diminue par exemple).
A partir de l’analyse des graphique dire :
11. Est-ce que Ton augmente ou bien diminue.
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Les régulateurs à découpage Page 3-17
12. Est-ce que la période Ton +Toff varie ou bien reste presque constante.
13. Comment varie Uo suite à une la perturbation citée.
14. La tension Uo est elle régulée.
15. Quel est l’élément qui fixe la fréquence de découpage dans ce montage.
16. Donner le rôle du potentiomètre 20.
exercice#3. soit le circuit ci dessous
U1
T R 2
CV 5
Q 3
DIS 7
T HR 6
R
4
555
+5V
VO
A
43k
6k8
100R
1/2W
T50-26-125T
0.5mH1N4936
0.001F
3k9 5.1V
0.1F
47pF
AJUSTEMENT
DU 12.5V
10k
10k
AJUSTEMENT
DU 21V
1k
3k9
50F
100V
TIP
P2
P1
1N4148
Le principe de cette alimentation repose sur le circuit suivant
+5V
7.5mH
R1
TIP31C
C1
D1
RL
50mA
20V
+
-
+5V
0V
TON
TOFF
1. Donner le circuit équivalent pendant Ton
2. Donner l’expression de la variation du courant qui traverse l’inductance pendant Ton.
3. Donner la valeur de cette variation du courant après une durée Ton.
4. Donner le circuit équivalent pendant Toff.
5. Donner l’expression de la variation du courant Il pendant Toff
6. Donner la variation après une durée égale à Toff.
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Les régulateurs à découpage Page 3-18
En régime permanent on aura le taux de croissance de IL égal au temps de décroissance.
7. En déduire alors l’expression de Uo.
On suppose que la diode 1N4148 dans la figure …est débranché (remplacée par un
circuit ouvert.
8. Dessiner la forme de la tension présente à la broche 3 du NE555 ( voir cours
traitement de signal). Indiquer les valeurs des temps et des niveaux de tension.
9. Calculer alors la valeur de la tension de sortie.
10. Justifier pourquoi on a choisi le condensateur de filtrage de la tension de sortie avec
une tension de service 100v.
La diode 1N4148 est remise à sa position le point A est sur GND on a la configuration
suivante.
R3 3.9K
Q1PNP BCE
R1
D2
DIODE
R2
Vers
condensateur
D1
5.1
Vo
11. Calculer la tension aux bornes de R1 et celle aux bornes de R2
12. Si V change la quelle des tensions change (celle de R1 ou celle de R2).
13. On suppose Vo augmente dire comment dans quel sens varie :
Le courant qui traverse R1
Le courant qui traverse R2
Le courant de base de Q1
Le courant collecteur de Q1
Ton
Toff
Et par la suite V0
14. Conclure
exercice#4.
Chercher les fiches techniques des deux circuits intégrés suivant,
Circuit TL497
Circuit SG3525
Donner un exemple de réalisation d’une alimentation à découpage pour chacune des deux
circuits.
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Les Thyristors Page 4-1
4. LE THYRISTOR Le thyristor est un élément semi-conducteur assez similaire à la diode à jonction, utilisée pour
le redressement du courant alternatif. Comme la diode, il laisse passer le courant électrique
dans un seul sens, de l’anode (A) à la cathode (K). Cependant, le thyristor possède une
troisième électrode: la gâchette (G, en anglais gate).
Anode Cathode
Gachette
figure 4-1. Symbole d'un thyristor
Le thyristor ne conduira que si la tension UAK est positive et un courant minimum et
positif est fourni à la gâchette.
4.1. Mise en situation
La figure 4-2 montre deux charges identiques. Une est commandée par la diode D, l'autre est
commandée par un thyristor Th.
RcVo
D
Es
Vo
Vo
t
moy
Vo moy = E max
RcVo
Th
Es
commande
Vo
t
Emoy=E max
( cos )2
1
figure 4-2. redressement par la diode et par le SCR
Avec un redressement par la diode, la charge est alimentée par une tension redressée
dont la valeur moyenne est constante.
Avec un redressement par le thyristor, la charge est alimentée par une tension dont la
valeur moyenne peut varier en fonction de ( étant le retard à la conduction du
thyristor. Il peut être contrôlé par le circuit de commande entre la valeur 0 et )
On pourrait résumer en disant que le thyristor est une diode commandée et plus précisément
une diode de redressement commandée. En anglais, il est désigné par l'acronyme SCR, pour
Silicon Controlled Rectifier (redresseur commandé au silicium).
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Les Thyristors Page 4-2
4.2. Structure d’un thyristor
A
G
K
N
P
N
P
A
K
G
P
N
PP
N
N
A
K
G
CCBO
ICBO
C
E
BIB
IE
IC
(a) Structure (b) analogie 2 transistors (c) analogie faisant apparaître
les capacités de fuite
figure 4-3. Principe d'un SCR
4.3. Amorçage et désamorçage d’un thyristor
Amorçage = passage d'un thyristor de l'état bloqué à l'état de conduction.
Désamorçage = passage d'un thyristor de l'état de conduction à l'état bloqué.
4.3.1. Conditions de l'amorçage d'un thyristor
La tension de l'anode cathode est positive et suffisante VAK > 0
Le courant de gâchette (de G vers K) suffisant IG> IG(max) catalogue.
la notation Ig(max) indique la valeur maximale du courant (continu) de gâchette
nécessaire à l'amorçage de tous les thyristors d'une même référence. Ig(max) est donc
la valeur minimale à prendre en compte pour le dimensionnement de la résistance de
gâchette
lorsque le courant principal IAK est supérieur au courant d'accrochage Il (latching-
current). Le courant de gâchette peut être annulé, le thyristor reste en état de
conduction tant que la condition IAK > Il.
dans le cas où le thyristor pilote une charge fortement inductive, le courant principal
s'établit lentement, le courant de gâchette doit être maintenu pendant un temps
suffisant (impulsion longue)
4.3.2. Conditions de désamorçage d'un thyristor
Pour désamorcer un thyristor, il faut amener Le courant principal IAK à une valeur inférieur
au courant de maintien (IAK < Ih : holding current), pendant un temps supérieur au temps de
désamorçage tq fourni par la fabricant.
4.4. Caractéristiques d'un thyristor
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Les Thyristors Page 4-3
IA
VA
+
-
IA
A
G
K
VA
PREMIER QUADRANT
TROISIÈME QUADRANT
ITM
VBR(R)
VTM
IBR(R)
IH
IBO
VB0
T= 25OC
IGO
= 0IG2
> IG1
> IG0
RÉGION DE
CONDUCTION
(ON-STATE)
IT
VT
RÉGION DE BLOCAGE
EN INVERSE
(REVERSE BLOCKING)
IR
VR
RÉGION DE BLOCAGE
EN DIRECT
(OFF-STATE)
ID
VD
SCR
K GA
figure 4-4. Courbe IA-UA du C106
En polarisation directe UAK >0
En absence d'un courant de gâchette. le thyristor ne conduit pas. Il est équivalent à un
circuit ouvert. Ceci est due à la présence d'une jonction polarisée en inverse. Mais si
l'on augmente UAK jusqu' à une valeur critique VBO (tension de retournement fournie
par le fabricant ). Le thyristor devient conducteur (la jonction polarisée en inverse
tombe à l'état de l'avalanche). En pratique la tension d'utilisation doit être inférieur à la
valeur de VB0.
Si un courant est fourni sur la gâchette ( de G vers K) le thyristor devient conducteur.
En polarisation inverse UAK<0
Le thyristor se comporte comme un circuit ouvert. (un courant de fuite négligeable circule
dans le sens inverse).
Mais si la tension inverse dépasse la valeur critique VBR(R) (fournie par le fabricant), le
thyristor conduit dans le sens inverse (avalanche) sans que la tension à ses bornes diminue. Il
y aura forcement la destruction du composant.
Les fabricants donnent les valeurs limites pour l'exploitation des thyristors. On cite comme
exemple le thyristor C106:
Caractéristiques du SCR C106:
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Les Thyristors Page 4-4
Région de conduction: Région de blocage en inverse:
Courant direct max.: ITM=5amp.
Tension directe max.: UTM=1.7V
Courant de maintien: IH=5mA max.
Courant d’avalanche: I(BR)R 1mA
Tension d’avalanche: U(BR)R 100V
C106 A
200V
C106 B
300V
C106 C
400V
C106 D
Région de blocage en direct:
Courant de retournement: IBo 400A
Tension de retournement: UBo 100V
C106 A
200V
C106 B
300V
C106 C
400V
C106 D
Amorçage:
Courant d’amorçage: IGT=200A max.
Tension d’amorçage: UGT=1V max.
4.5. Causes possibles de la mise en conduction
4.3.3. Amorçage par la gâchette. (le plus utilisé)
figure 4-5. Principe de l’amorçage d’un thyristor
Le thyristor est polarisé en sens direct VAK positive
On applique une impulsion de courant sur la gâchette (base du transistor TR1)
Le transistor TR1 reçoit donc IG comme courant de base. De ce fait son courant de collecteur
passe à la valeur IG.1, (où 1 = gain en courant de TR1). Ce courant est à son tour injecté
dans la base de TR2, qui débite alors un courant IG. 1. 2 (où 2 = gain en courant de
TR2). Ce même courant IG..12 du collecteur de TR2 est réinjecté sur la base de TR1.
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Les Thyristors Page 4-5
Deux cas doivent alors être considérés.
1°) Le produit 1 2 est plus petit que 1 : LE DISPOSITIF NE S'AMORCE PAS.
2°) Le produit1 2 est proche de l'unité : le processus de l'amplification se manifeste et le
thyristor passe à l'état conducteur.
Ces deux conditions (12 < 1 et 1 2 proche de 1) caractérisent l'état du thyristor en
fonction du courant.
Le gain d'un transistor au silicium croît en effet généralement avec le courant (plus
exactement le gain en courant croît avec le courant d'émetteur).
Avec un courant de gâchette faible, le produit1 2 est inférieur à 1. Le thyristor reste bloqué.
Avec un courant de gâchette de valeur plus élevée, c'est-à-dire avec une impulsion de
commande suffisante, les courants d'émetteurs sont assez élevés pour que 12 donne une
valeur tendant vers l'unité, c'est-à-dire1 2 -------> 1.
Dès que l'amorçage est réalisé, la réaction positive (le courant de collecteur de chaque
transistor étant appliqué sur les bases de l'autre transistor) fait conduire TR1 et TR2 à
la saturation. Ces deux composants se maintiennent dans cet état, même si le signal de
commande disparaît.
4.3.4. Amorçage par énergie lumineuse (utilisé pour les photothyristors) Il existe sur le marché des photo -thyristors appelés LASCR (Light Activated SCR) qui
s’amorcent par un flux lumineux dirigé vers la région de gâchette (base de Q2) à travers une
fenêtre incorporée au boîtier.
L’énergie des photons est convertie en paires électron-trou qui servent de courant de gâchette.
Ce type de thyristors assure une isolation électrique entre le circuit de commande et le circuit
de puissance.
4.3.5. Par tension d’avalanche (amorçage accidentel) Si la tension de l'anode augmente jusqu’à ce qu’un des deux transistors entre en avalanche
(conduction dans le sens inverse de la jonction polarisée en inverse). Le courant résultant sera
suffisant pour que 12 tendent vers 1 et que l’effet cumulatif d’amplification se réalise. Le
thyristor s'amorce.
Cet amorçage est indésirable.
4.3.6. Par variation de la tension VAK ( par dV/dt) (amorçage accidentel) Si UA augmente rapidement, la capacité totale de fuite C = CCBO1 + CCBO2 peut agir comme un
court-circuit entre les deux bases pour fournir un chemin de conduction facile à travers les
jonctions base- émetteur des deux transistors. (Voir figure 4-3 (c) )
i = (C V) / t : C = valeur de capacité de la jonction
V (delta V) = variation de la tension de l'anode par rapport à la cathode
t (delta t) = durée de la variation
Si le courant (i) atteint une certaine valeur suffisante, l'amorçage se produit.
En pratique, ce type d’amorçage, appelé « amorçage par du / dt », se produit au moment où on
commande le blocage du thyristor. À cet instant, IA s’annule de même que la tension de la
charge RL et UA augmente rapidement à la valeur de la tension d’alimentation.
On verra plus loin une méthode pour réduire le du/dt et empêcher cet amorçage indésirable
4.3.7. par augmentation de la température : (amorçage accidentel) le courant de fuite inverse d'un transistor au silicium, double approximativement tous les
14°C (lorsque la température croît).
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Les Thyristors Page 4-6
Là encore, lorsque le courant de fuite est suffisant, le thyristor s'amorce.
4.6. Procédés d’amorçage d’un thyristor
D’une façon générale, la méthode d’amorçage des SCR consiste à faire en sorte que le
courant de gâchette IG devient supérieur au courant IGT (le courant d’amorçage garanti)
pendant un temps suffisant.
On peut y arriver par:
un courant continu de gâchette
un courant continu de la gâchette assure l'amorçage, mais il n'est pas nécessaire une fois le
thyristor est amorcé.
une impulsion de courant de gâchette
puisque le courant de la gâchette n'est pas nécessaire après l'amorçage d'un thyristor. On peut
donc fournir une impulsion du courant sur la gâchette. On réduit ainsi la puissance au niveau
du circuit de commande.
un train d’impulsions de courant de gâchette
Pour garantir l'amorçage et réduire la puissance au niveau du circuit de commande il est
recommandé de fournir un courant de gâchette sous la forme de train d'impulsions.
4.7. Procédés de désamorçage d'un thyristor
On a vu que la condition pour désamorcer un thyristor est de réduire le courant IAK à une
valeur inférieure au courant de maintien IH.
1. lorsque le thyristor fonctionne en redressement du courant alternatif, son blocage est
automatique puisque sa tension VAK devienne négative périodiquement.
2. Dans le cas d'un fonctionnement en courant continu (hacheur par exemple), il faut
recourir à des dispositifs de blocage (blocage forcé ou commutation forcée).
Commutation par interruption de courant. +15V
SW1
SW2
680R
3k3
1k
+15V
680R
3k3
1k
SW1
SW2
figure 4-6. exemple d’interruption forcée du courant IAK.
Commutation forcée.
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Les Thyristors Page 4-7
IG
UCC
RL
RC
SW
UA U
SW
ONOFFSW
IG
OFF
USW
UA
VCC
R + RL
RVCC
RL + R
RL
VCC
= RC
= (R + RL)C
= RLC
Ut
t3
t2
t1
figure 4-7. exemple de commutation forcée
Une impulsion du courant IG permet l'amorçage du thyristor, celui ci devient conducteur, la
charge RL est alimentée par du courant continu. Le condensateur C est chargé à travers la
résistance R.
Pour désamorcer le SCR il suffit de fermer l'interrupteur SW2. Dans ce cas le condensateur
présente une différence de potentielle VAK négative aux bornes du thyristor.
Pour assurer le désamorçage du SCR, il faut que C maintienne le potentiel d’anode
négatif pendant un temps Tc au moins égal ou supérieur au Toff spécifié par le
manufacturier.
Si on applique les lois de charge des condensateurs on peut aboutir à la condition sur
le choix de la capacité suivant.
CToff
RL
ln 2
Comme le montre la figure 4-8 l’interrupteur SW peut être remplacé par des
interrupteurs électroniques comme un transistor ou un SCR.
Les formes d’onde du circuit (a : figure 4-8) sont identiques à celles du circuit de base
de la figure 4-7.
Pour le circuit (b) les formes d’onde sont celle qui acompagnent la figure 4-8.
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Les Thyristors Page 4-8
VCC
RRL C
VCC
RL2
RL1 C
VA2VA1
IG1
IG2
VA1
VA2
VCC
VT
VCC
VT
- (VCC - 2
VT)
= RL1
C
= RL2
C
a) faible puissance b) forte puissance
figure 4-8.
4.8. Rôle de la résistance gâchette-cathode
Les manufacturiers recommandent presque toujours de placer une résistance RGK, entre la
gâchette et la cathode, pour simuler la résistance RS des SCR «Shorted Emitter».
Le rôle de cette résistance est de désensibiliser le SCR en dérivant une partie du courant du
collecteur du PNP interne autour de la jonction base-émetteur du NPN.
UGG
RG
RGK
figure 4-9.
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Les Thyristors Page 4-9
4.9. Paramètres d’un thyristor
On donne ci-dessus les principaux paramètres fournis par les fabricants.
di/dt vitesse critique de croissance du courant IAK à l'état passant.
dv/dt vitesse critique de croissance de la tension VAK à l'état bloqué.
IGT courant d'amorçage par la gâchette
IH courant de maintien noté aussi par IL
I0 courant moyen à l'état passant
ITM courant de crête à l'état passant
IT RMS courant efficace à l'état passant
VDRM tension de pointe répétitive à l'état bloqué.
VGT tension de la gâchette à l'amorcage
VRM tension inverse crête
VRRM tension inverse de pointe répetitive.
VTM tension de cerête à l'état passant
tq temps de désamorçage par commutation
4.10. Protection des thyristors.
4.10.1. Introduction
Tout processus de commutation d’un thyristor comporte quatre phases:
L’amorçage (turn-on)
L’état conducteur (on state)
Le désamorçage (turn-off)
L’état bloqué (off state)
Lorsqu’un SCR conduit, les principales caractéristiques à considérer sont :
Le courant maximum It,
Le courant minimum ou courant de maintien IH.
La puissance dissipée PD.
Pour un SCR bloqué, il faut tenir compte principalement :
De la tension maximale qu’il peut supporter en direct, c’est la tension de
retournement ou « Breakover Voltage » UBo.
De la tension maximale qu’il peur supporter en inverse, c’est la tension
d’avalanche UBR (R).
Dans les pages qui suivent, nous porterons notre attention sur le comportement dynamique du
SCR à l’amorçage et au désamorçage. Nous discuterons du temps de fermeture Ton (turn-on-
time) et du phénomène de di/dt ainsi que du temps d’ouverture Toff (turn-off-time).
4.10.2. Protection contre l'amorçage Amorçage par du/dt
Référons-nous aux circuits des figures 4-10 et 4-3 (c).
Lorsque l’alimentation UL est appliquée sans qu’un courant de gâchette soit présent , le SCR
devrait demeurer bloqué. Toutefois, si le taux d’augmentation de la tension d’anode du/dt
excède une valeur critique (cas d’un échelon de tension UL). Le SCR s'amorce à cause des
courants de charge des capacités équivalentes "base-collecteur" des transistors.
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Les Thyristors Page 4-10
+
UL
R1
+
-U
A
-U
G IG
IA
figure 4-10. amorçage par dv/dt
Pour éviter ce phénomène d’amorçage indésirable, il faut limiter le du/dt du SCR par un des
circuits RC comme il est indiqué sur la figure 4-11.
.
ES
RL
R
C
D
ES
RL
R
C
(a) faibles et moyennes puissance (b) pour les grandes puissances RL très faible
figure 4-11. protection contre les du/dt
Lorsque la source Es présente une variation rapide (front raide). Le condensateur C se charge
à travers la résistance R et l'impédance RL de la ligne (pour le cas b la charge se fait à travers
RL et la diode D). La tension VAK évolue plus lentement (à peu prés comme aux bornes du
condensateur).
La résistance R intervient lors de l'amorçage commandé figure 4-11 (a) et limite aussi le
courant de décharge du condensateur dans le thyristor (limitation de di/dt).
Ce circuit présente aussi l'avantage d'un amorçage plus facile du thyristor lorsque la charge
est inductive (la bobine retarde l'augmentation du courant), la décharge du condensateur
permettant ainsi un établissement plus rapide du courant d'accrochage Il.
Pour évaluer la valeur de C, considérons que Es est une onde carrée idéale comme à la
figure4-12.
La pente de la forme d’onde de UA est exponentielle. Elle est à son maximum à t=0.
Pour que le SCR n’amorce pas par dv/dt, il faut que le dv/dt (max.) imposé par C soit
inférieur au dv/dt (critique) spécifiée par le manufacturier.
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Les Thyristors Page 4-11
T
T
VA
ES
dv
dt
(MAX)
= RL*C
t = 0
figure 4-12. comportement du circuit de protection contre les du/dt
du
dt
du
dtcritique(max.) ( )
Or, le du/dt(max.) est proportionnel au courant initial de C à t=0 selon:
I initial Cdu
dt( ) (max.)
En combinant les deux expressions précédentes on obtient:
I in
C
du
dt
du
dtcrit
( .)(max.) ( .)
D’où l’on tire: CI in
du
dtcrit
( .)
( .)
CEs
Rdu
dtcritL
( .)
N’oublions pas que le manufacturier recommande toujours de désensibiliser le SCR avec une
résistance de gâchette RGK. Tel que décrit précédemment, le SCR peut supporter des dv/dt
beaucoup plus élevées.
Pour un C106 avec un RGK=1k, le du/dt critique possède une valeur typique de 8V/s.
Les valeurs usuelles pour la protection des thyristors à 50HZ sont:
Courant thyristor R en
220v
R en
380v
C en µF
1 à 3A 47 0.5W 68 1W 0.047µF
4 à 16A 47 0.5W 56 1W 0.1µF
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Les Thyristors Page 4-12
25 à 50 A 47 0.5W 39 1W 0.22µF
63 à140 A 47 0.5W 27 1W 0.47µF
4.10.3. Protection contre les di/dt
On donne à la figure 4-13 l'évolution de la tension VAK et du courant IAK pendant le cycle
d'amorçage et pendant le cycle de désamorçage.
IG
t
t
t
t
t
VAK
IAK
VAK
IAK
td
tr
tgt
cycle d'amorçage
cycle de désamorcage
tr
trg
tq
figure 4-13. évolution de VAK et IAK lors de la commuation
A l’amorçage, on note une pointe de puissance que le SCR doit dissiper (VAK.IAK). Si le
thyristor contrôle des charges importantes et par le fait même des courants intenses, il peut se
produire une destruction du SCR par di/dt.
En effet si l’augmentation du courant d’anode di/dt atteint une valeur prohibitive avant que la
jonction ne se polarise uniformément (càd avant que VAK diminue) l’échauffement local
pourra être suffisant pour détruire le SCR, même si le calcul des puissances moyennes et
crêtes conduit à des résultats sécuritaires.
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Les Thyristors Page 4-13
Deux solutions s’offrent pour éviter la destruction.
La première consiste à fournir la plus forte et la plus rapide impulsion de gâchette possible
tout en demeurant à l’intérieur des normes de puissance maximale de gâchette. De cette façon,
le temps nécessaire à l’établissement d’une polarisation uniforme sera diminué.
Il existe des composants d’amorçage capables de fournir de telles impulsions.
La deuxième solution consiste à brancher une inductance saturable en série avec la charge
pour bloquer momentanément le courant pendant l’établissement d’une polarisation uniforme
de la jonction de gâchette.
Dans le cas du C106, le di/dt doit toujours être maintenu à une valeur inférieure à 50A/s.
4.10.4. Protection contre les courts-circuits
Pour la protection contre les surintensités accidentelles causées par un court-circuit ou par
une fausse manoeuvre On utilise des fusibles ultra rapides ou de disjoncteurs choisis en
fonction de leur contrainte thermique I²t (A².s): I²t fusible < I² t thyristor.
Ils peuvent être placés soit :
dans la partie alternative du circuit ;
en série avec chaque thyristor ;
dans la partie continue du circuit.
4.10.5. Protection contre les surtensions
L’interruption brutale d’un courant traversant des circuits inductifs (moteur) est la cause
principale qui est à l’origine des surtensions. Les fabricants indiquent les valeurs limites à ne
pas dépasser.
Pour protéger les thyristors contre les surtensions, on a habituellement recours aux moyens
suivants:
surdimensionnement des thyristors ou dispositifs écrêteurs. On utilise habituellement
des thyristors ayant une tension inverse de crête supérieure à la tension inverse crête
appliquée. Le coefficient de surdimensionnement adoptée est d’environ 2.
On place en parallèle avec le thyristor:
Un thyrector (diode tête bêche au silicium)
Ou bien Un GeMov (métal oxyde varitor).
4.11. Famille des thyristors
On cite dans les paragraphes suivant la famille des thyristors
4.11.1. Les thyristors de puissance
Se sont Les thyristors dont le rôle est de contrôler l’apport de puissance dans une charge
quelconque on trouve le SCR, le LASCR, le LAS, le amplifying gate SCR, le GCS et le
TRIAC.
Le tableau ci-dessous montre le symbole de ces composants.
SYMBOLE NOM Description
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Les Thyristors Page 4-14
SYMBOLE NOM Description
A
GK
SCR (Silicon Controled
Rectifier)
Triode thyristor Reverse
blocking
Thyristor ordinaire
A
GK
LASCR (Light Activated SCR)
Triode thyristor Reverse
blocking
le LASCR peut être commandé autant
par un signal lumineux que par un signal
de gâchette
A
K
LAS (Light Activated Switch)
Diode thyristor Reverse
blocking
le LAS n’amorce que par un signal
lumineux
A
KG
Amplifying Gate SCR
Reverse blocking
il y a d’intégré un SCR de faible
puissance avec le SCR principal pour
donner une impulsion de gâchette si forte
et surtout si rapide à ce dernier qu’il
pourra admettre une augmentation très
vive de son courant d’anode.
A
EK
GCS (Gate Controled Switch)
ou GTO (Gate Turn off Switch)
Reverse blocking
Le GCS est un SCR qui peut être
désamorcé par un signal de
gâchette négatif. Pour que ce
SCR bloque, on n’a qu’à
appliquer un signal de contrôle
négatif pour faire sortir le courant
par la gâchette. Le principe est
simple mais difficilement
applicable dans les circuits où les
puissances mises en jeu sont
considérables.
MT1
G
MT2
TRIAC
Bidirectional Triode thyristor
C'est un thyristor bidirectionnel qui peut
s'amorcer autant en direct qu’en inverse
(sera traité dans le chapitre suivant)
4.11.2. Les thyristors d’amorçage et de faible puissance
Le tableau ci-dessous présente les autres membres de la famille des thyristors qui
servent principalement à l’amorçage des thyristors et des triacs de puissance.
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Les Thyristors Page 4-15
SYMBOLE NOM Description
E
B2
B1
TUJ
(Transistor Unijonction)
TUJC
Transistor Unijonction
Complémentaire
A
K
Diode Shockley ou à quatre
couches.
La diode Shockley: SCR sans
gâchette qui amorce par
tension d’avalanche
seulement.
AG
K
PUT
Programmable Unijonction
Transistor
Le PUT: SCR à gâchette
d’anode qui, avec deux
résistances externes se
comporte comme un TUJ.
A
G1
G2
K
SCS
Silicon Controled Switch
SCS: SCR de faible
puissance à deux
gâchettes.
A
K
G
SUS
Silicon Unilateral Switch
SUS: SCR à gâchette
d’anode dont la tension
d’avalanche est diminuée
et régularisée par une
diode zener.
DIAC (NPN type)
ST2
DIAC PNPN: Triac sans
gâchette qui amorce par
une tension d’avalanche
seulement.
DIAC
Bidirectional Diode Thyristor
DIAC PNPN: Triac sans
gâchette qui amorce par
une tension d’avalanche
seulement.
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Les Thyristors Page 4-16
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Les Triacs Page 5-1
5. LE TRIAC
5.1. Mise en situation
Le triac (TRIode for Alternative Current) est un semi-conducteur de puissance conçu pour
fonctionner comme un interrupteur bidirectionnel commandé par une gâchette sur un réseau
alternatif.
CHARGE
CONTRÔLEE
i
+
-
+
-
+ -UL
ANGLE
D'AMORÇAGE
ANGLE DE
CONDUCTION
Upo
Up
TENSION AUX
BORNES DU SCR UAK
TENSION AUX
BORNES DE LA
CHARGE UL
figure 5-1. charge commandée par un Triac
On constate bien que la valeur efficace de la tension aux bornes de la charge est une fonction
de l’angle d’amorçage. Celle-ci varie entre 0% de Ei et 100% de Ei.
5.2. Principe
figure 5-2. Principe et symboles d’un Triac
On peut assimiler un Triac à 2 thyristors en antiparallèle + un élément auxiliaire qui aiguille
le courant de gâchette vers les deux thyristors.
Les bornes autres que la gâchette sont plutôt appelées Anode 1 et Anode2 ou bien MT1 et
MT2.
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Les Triacs Page 5-2
5.3. Caractéristique
figure 5-3. caractéristique courant/tension d’un Triac
En absence d’un courant de gâchette le Triac est équivalent à un circuit ouvert. Mai si la
tension à ses bornes dépassa la valeur VB0 le triac devient conducteur. On parle d’un
amorçage par tension de retournement.
Dans la pratique la tension de service ne doit pas atteindre cette valeur.
Lorsqu’un courant de gâchette (positif ou négatif) est fourni le triac conduit dans le sens
imposé par la polarité de la tension à ses bornes. On distingue quatre modes d’amorçage.
5.4. Les quatre 4 Modes d’amorçage d’un Triac.
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Les Triacs Page 5-3
figure 5-4. les quatre modes d’amorçage d’un Triac
Ce sont les modes I et III qui sont les plus utilisés (cas de notre système).
Remarque:
Comme dans le cas des thyristors, les Triac doivent être protégés:
Contre les courts-circuits par des fusibles ultra-rapides.
Contre les variations brusques de la tension aux bornes par l'emplacement d'un
circuit RC en parallèle.
Contre l'échauffement pour les triacs de puissance par installation d'un
radiateur.
5.5. Le photo-Triac et l'opto-Triac
Le photo-Triac est tout simplement un Triac commandé par la lumière. Il est principalement
utilisé dans la commande des Triac pour assurer une isolation entre le circuit de commande et
le circuit de puissance.
Principe:
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Les Triacs Page 5-4
figure 5-5.
Dans le même boîtier il est intégré une diode lumineuse et un photo-triac. Pour amorcer le
Triac il suffit de fournir un courant du côté de la Led.
Ce dispositif présente aussi l'avantage d'une commande par une Logique TTL ou CMOS avec
une isolation aux environ de 7500v.
Exemples de circuits.
MOC 3010/3020/3021/3022/3023
figure 5-6.
L'opto-Triac (MOC2010 par exemple) permet de commander la fermeture du Triac de
puissance branché avec la charge.
Le Triac s'amorce dés que l'opto-Triac est commandé. (broche 2 sur niveau bas). C'est le type
de circuit qu'il faut exploiter dans le cas d'un contrôle de puissance par angle d'amorçage.
MOC 3031/3032/3033/3041/3042/3043
figure 5-7.
Ce composant est un opto-Triac muni d'une circuiterie de détection de passage par zéro de la
tension alternative commandée.
Lorsque on met la broche 2 sur GND. L'opto Triac ne va s'amorcer qu'à l'instant du prochain
passage par zéro de la tension d'alimentation de puissance. Et par la suite le Triac de
puissance ne peut conduire qu'au début de chaque cycle.
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Les Triacs Page 5-5
Evidement ce circuit ne peut être exploité que pour une commande par cycle complet (voir
plus loin).
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Les Triacs Page 5-6
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Les circuits de déclenchement Page 6-1
6. LES CIRCUITS DE DECLENCHEMENT DES THYRISTORS
ET DES TRIAC. Les thyristors et les Triacs sont utilisés pour contrôler la puissance électrique fournie à une
charge. Pour y arriver ces composants nécessitent des circuits de commande qui leur
fourniront les courants de gâchette à des instants bien particuliers.
Les circuits de commandes peuvent être réalisés par des circuits à composants discrets, par
une combinaison de circuits analogiques et numériques ou à base de circuits spéciaux.
Quelque soit le type de circuits de commande utilisé, deux méthodes sont utilisées pour le
contrôle de la puissance.
6.1. Le contrôle de puissance avec les thyristors et les Triacs
6.1.1. Le contrôle de puissance par le contrôle de phase (contrôle de l'angle
d'amorçage)
Le contrôle de phase est une technique qui permet de contrôler la puissance fournie à la
charge en alimentant cette dernière en courant alternatif pendant une fraction ajustable du
cycle de la tension de l'alimentation.
Le principe repose sur la méthode suivant:
Détection de passage par zéro de la tension alternative source d’énergie.
Elaboration d'un retard variable qui débute à l'instant de détection de passage par zéro.
Génération du courant sur la /les gâchettes sous forme impulsionnelle ou continu à la
fin du retard.
EXEMPLES Redressement en demi onde
CHARGE
CONTRÔLEE
i
+
-
+
-U
AK
+ -UL I
L= I
AK
ANGLE
D'AMORÇAGE
ANGLE DE
CONDUCTION
Upo
Up
TENSION AUX
BORNES DU SCR UAK
TENSION AUX
BORNES DE LA
CHARGE UL
a)
figure 6-1. Principe du redressement simple alternance avec un SCR
Lorsque Ei est négative (Alternance négative du secteur), le thyristor est bloqué, le courant
qui traverse la charge est nul.
Lorsque Ei est positive (Alternance positive), le thyristor est toujours bloqué tant que le
circuit de contrôle n'a pas fourni un courant de gâchette.
Après un retard le circuit de contrôle donne l'ordre de conduction du thyristor, celui-ci
devient équivalent à un interrupteur fermé. La charge est donc alimentée pendant le reste de la
demi période (angle de conduction ).
Si vari alors le temps de conduction vari et par la suite la valeur moyenne du courant de
charge vari.
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Les circuits de déclenchement Page 6-2
Redressement /Gradateur
CHARGE
+ -UL
CHA RGE
D C
CONTRÔLE
figure 6-2. Principe du redressement double alternance avec un SCR
Ici le circuit de contrôle fourni une impulsion de gâchette retardée à chaque alternance.
Si la charge est placée avant le redresseur à diodes, la charge est parcourue par un courant
alternatif dont la valeur efficace est contrôlée par l’angle d’amorçage. (voir figure 6-5)
Si la charge est placée en série avec le SCR celle si est traversée par un courant continu dont
la valeur moyenne est aussi controlée par l’angle d’amorçage.
Gradateur
CHARGE
CONTRÔLEE
i
+
-
+
-
+ -UL
CHARGE
CONTRÔLEE
i
+
-
+
-U
AK
+ -U
vL
CONTRÔLE
(a) (b)
figure 6-3. Principe d’un Gradateur à Triac ou à thyristor
CHARGE
CONTRÔLE
Ei
+
-
+ -
+
-U
AK
figure 6-4. Principe d’un Gradateur à thyristor et diodes
Dans le circuit de la figure 6-3 (b) la commande des thyristors nécessite l’isolation des deux
circuits de commande des deux thyristors.
Le principe de la figure 6-4 montre comment s’en passer du problème d’isolation des deux
circuits de commande.
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Les circuits de déclenchement Page 6-3
ANGLE
D'AMORÇAGE
ANGLE DE
CONDUCTION
Upo
Up
TENSION AUX
BORNES DU SCR UAK
TENSION AUX
BORNES DE LA
CHARGE UL
figure 6-5. forme d’ondes aux bornes d’une charge commandée par un gradateur.
6.1.2. Le contrôle de puissance par cycle complet
Dans les circuits de contrôle de phase (contrôle de la lumière, redressement
contrôlé,....), l’augmentation très rapide de courant à l’amorçage du SCR produit du
bruit parasite à haute fréquence.
Ces parasites se propageant sur les lignes de distribution et affectent les équipements
qui sont raccordés sur la même ligne.
Les effets de ces parasites peuvent être réduits par la simple addition d’un filtre
antiparasite. Mais Lorsque la puissance commandée par le thyristor augmente, la
dissipation de puissance dans le filtre devient importante.
Il a été prouvé expérimentalement que lorsque le thyristor s'amorce avant que la
tension d’alimentation n’atteigne environ 5 volts, les parasites générés sont de
beaucoup plus faibles que dans le cas d’un circuit de contrôle de phase avec filtre
antiparasite.
La commande par cycle complet repose sur le principe suivant.
On commande l'amorçage du thyristor (ou Triac) au début de chaque cycle de la
tension secteur et pour un nombre de cycle consécutifs (soit N nombre de cycles
actifs), puis on arrête la commande de thyristor pendant M cycles du secteur.(voir la
figure 6-6)
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Les circuits de déclenchement Page 6-4
PUISSANC
E
PLUS
ÉLEVÉE
PUISSANC
E
PLUS
FAIBLE
CHARGETHYRISTOR
ET
CONTRÔLE
L
Cvi
100H
0.1F 400V
figure 6-6. principe de la commande par cycle complet
Pour contrôler la puissance fournie à la charge, il suffit tout simplement garder N+M
constante et faire varier N. La puissance augmente si le nombre de cycles actifs
augmente.
Cette méthode n'est pratique que pour certaines charges particulières tel que les
résistances chauffantes des fours (la température ne peut pas varier pendant un temps
qui correspond à quelques cycles inactifs).
6.2. Le transistor uni-jonction UJT ou TUJ
6.2.1. Structure
B2
B1
E
B2
B1
E
B2
B1
E
R2
R1
figure 6-7. structure d'un transistor unijonction
6.2.2. caractéristique
Si une tension EBB est appliquée entre les points B2 (+) et B1, la diode est bloquée tant que
la tension de l'émetteur est inférieure à la valeur UP = EBB + UD (dite tension de pique)
Où 21
1
RR
R
. est le rapport intrinsèque du TUJ et UD0.5V est la chute de tension aux
bornes de la jonction d’émetteur.
Dès que la tension de l'émetteur dépasse la valeur UP la jonction conduit la valeur de la
résistance R1 diminue (celle-ci se comporte comme une résistance négative. Càd lorsque le
courant qui la traverse augmente, la chute de tension à ces bornes diminue)
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Les circuits de déclenchement Page 6-5
Une fois la tension de l'émetteur atteint la valeur de la tension de vallée, la résistance R1 se
comporte alors comme une résistance positive et sa valeur augmente.
IE
UE
IEB1(SAT)
UEB1(SAT)
IV
Uv
IP
VP
RÉGION
DE
SATURATION
RÉGION
DE
RÉSISTANCE
NÉGATIVE
RÉGION
DE
BLOCAGE
figure 6-8. caractéristique d'un transistor unijonction
6.2.3. Générateur d'impulsions à base de l'UJT
EBB
= +20V
+
-
UE
UB1
+
-
RB2
RB1
R
C
0.2F
2N2646
VU
VU
mAIv
AIp
V
D
5.1
5.0
4.)(min
5.)(max
69.0
figure 6-9. Montage oscillateur à base d'un UJT
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Les circuits de déclenchement Page 6-6
UE
UB1
t
t
UOB1
UV
UP
+14.3V
+1.5V
figure 6-10. formes d'ondes d'un oscillateur à UJT
Lorsque la tension de l'émetteur est faible, la diode interne est bloquée, le condensateur C se
charge à travers la résistance R. l'allure de UE étant exponentielle.
Une fois la tension UE dépasse la valeur de pique UP = EBB + UD la diode conduit, la
résistance interne R1 du transistor devient très faible (voir caractéristique). Le condensateur se
décharge très rapidement à travers R1 en série avec RB1(souvent choisie faible).
La décharge instantanée du condensateur fait apparaître une impulsion de tension aux bornes
de RB1. c'est cette impulsion qui servira à l'amorçage d'un thyristor ou d'un Triac.
Calcule de la période des oscillations T
Si on néglige le temps de la décharge du condensateur par rapport au temps de charge on peut
écrire: la période des oscillations= la durée de charge
Equation de la charge du C:
BeAtUE CR
t
..)(
Avec A et B des constantes déterminées par la valeur initiale et la valeur finale
t=0 A+B= Vv
T= B= EBB On tire A= Vv-EBB
Pour t= T on a:
BeATUE CR
T
..)( = UpEeEVv BBCR
T
BB
.).(
UP = EBB + UD
Si on néglige UD et Vv on obtient:
)1
1(..
LnCRT
La constante du temps R.C permet de fixer la fréquence des oscillations.
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Les circuits de déclenchement Page 6-7
6.3. Le DIAC
(DIode Alternating Current, en anglais)
Il existe un triac sans gâchette appelé le DIAC il est s'amorce uniquement par le
dépassement de la tension VBO (VBO≈ ±30V).
Son rôle essentiel est de servir au déclenchement d'un triac.
Symbole:
OU
figure 6-11.
Caractéristique:
figure 6-12.
Le DIAC ne conduit pas le courant (à l'exception d'un courant de fuite négligeable) tant que sa
tension nominale n'est pas atteinte. Cette tension (V = VB0 breakover voltage, en anglais) se
situe, suivant le modèle, vers 32 ou 40 V. Lorsque cette tension est atteinte, il se produit un
phénomène de conduction en avalanche et la tension de seuil du composant chute aux
alentours de 5 V (VC valeur typique). Le courant qui traverse le DIAC est alors suffisant pour
déclencher un triac.
Générateur d'impulsions à base de l'UJT
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Les circuits de déclenchement Page 6-8
VCC
R1
ST2
R2
20RC1
0.1F
Us
figure 6-13. Générateur d'impulsions à base d'un DIAC
figure 6-14. formes d'ondes
UBo=30V typ. Vc=20v IBo=200A max. Vcc=50v
Note: UBo ne dépend pas de Vcc
C se charge à travers R1. Dès que la tension atteint 32 V, le DIAC conduit, C est déchargé
partiellement et rapidement (R2 faible).
Lorsque la tension atteint la valeur VC=20v Le DIAC se bloque et C reprend sa charge
jusqu'à 32 V. La période dépend de R et de C.
Note: Rarement utilisé comme oscillateur à relaxation avec polarisation continue. Il est plutôt utilisé
dans les circuits d’amorçage par contrôle de phase avec 240VCA au lieu de VCC comme le
montre l'exemple ci-dessous.
figure 6-15. exemple de générateur d'impulsions synchronisées sur le secteur.
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Les circuits de déclenchement Page 6-9
Exemple de montage de déclenchement des triacs dans les variateurs de puissance.
R2100
CHARGE
R1
5K
RL
220 VAC
QTRIAC
C22µF
Q2
VCA
figure 6-16.
figure 6-17. formes d'ondes
Pour une utilisation du triac en gradateur, on recourt souvent à un réseau RC, le cas échéant
associé à un diac, diode bidirectionnelle permettant d'obtenir un déphasage encore plus
important. On fait varier l'intensité dans la charge par l'intermédiaire de la résistance variable.
Deux points importants: dans le cas d'une charge inductive (moteur...), il est nécessaire de
rajouter un circuit de protection du triac, en branchant en parallèle une résistance et un
condensateur, et un circuit d'antiparasitage, comportant une self accompagnée ou non de
condensateurs. De plus, dès que la puissance dépasse 100 W, le triac doit être équipé d'un
dissipateur (radiateur).
Enfin, il ne faut jamais oublier que le triac est directement relié au secteur et qu'il convient par
conséquent de prendre à cet égard toutes les précautions utiles, à commencer par une parfaite
isolation du montage.
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Les circuits de déclenchement Page 6-10
6.4. Exemples de montages pratiques
Montage 1
C0.1µF
THSCR
CHARGE
RL
VCA
R5R
R3470
R2
50K
R41K
C0.1µF
THSCR
CHARGE
RL
VCA
R5R
R3470
R2
50K
R41K
+-
~ ~
Pont
(a) (b)
figure 6-18. Amorçage SCR par un circuit déphaseur
Le montage (a) est un redresseur simple alternance celui de (b) est double alternance.
Pendant l'alternance négative le thyristor est bloqué.
Pendant l'alternance positive la diode D2 conduit, le diviseur de tension (R2,R3,R4)
détermine la tension de la gâchette, celle-ci augmente avec l'augmentation de VCA.
L'angle d'amorçage est celui compris entre le début de l'alternance positive et celui ou la
tension UGT atteint la valeur UG qui produit l'amorçage. Celui-ci dépende de R2.
Si R2 augmente jusqu'à ce que UG devienne insuffisante pour amorcer le thyristor, l'amorçage
n'aura pas lieu. Comme UG atteint une valeur crête au milieu de l'alternance, l'angle
d'amorçage maximal du thyristor est de 90°.
Le circuit RC en parallèle avec le thyristor sert pour la protection contre du/dt.
Montage 2
R3470
C11µF
R5R
RLD1
CHARGE
R41K
VCA
THSCR
C0.1µF
D2
R2
50K
R1120
+-
~ ~
Pont
R3470
C11µF
R5R
RLD1
CHARGE
R41K
VCA
THSCR
C0.1µF
D2
R2
50K
R1120
figure 6-19. Amorçage SCR par un circuit déphaseur (version2)
Ces circuit permettent d'obtenir un angle d'amorçage supérieur à 90° en effet:
Pendant l'alternance négative de VCA le condensateur C1 se charge jusqu'à sa valeur crête
négative via R1 et D1.
Au cours de l'alternance positive suivante de VCA le condensateur se charge via les
résistances R2 et R3 (D bloquée) jusqu'à ce que la tension à ses bornes devienne suffisante
pour amorcer Le thyristor. L'angle de conduction peut être réglé par R2 entre 0° et 180°.
Montage 3
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Les circuits de déclenchement Page 6-11
R2
50K
R1120
C0.1µF
D1
R4100
VCA
THSCR
CHARGE
R3470
C11µF
R5R
Q1
UJT N
RLR61.5K
R2
50K
+-
~ ~
Pont
R1120
C0.1µF
D1
R4100
VCA
THSCR
CHARGE
R3470
C11µF
R5R
Q1
UJT N
RLR61.5K
(a) charge à CC (b) charge à CA
figure 6-20. Amorçage SCR par Transistor unijonction
L'angle d'amorçage dépend de la constante du temps du circuit déphaseur R2,R3,C1. celui-ci
est ajustable par la résistance R2.
Le transistor unijonction fournit les impulsions à la gâchette.
Montage 4
VCA
R1
5K
R3
10
QTRIAC
D
CHARGE
C22µF
R2100
RL
R3
10
C22µF
CHARGE
VCA
D2
D1QTRIAC
R2100
RL
R1
5K
(a) réglage pendant une alternance (b) réglage pour 2 alternances
figure 6-21. Amorçage du TRIAC par un circuit déphaseur
Montage 5
Montage 6
6.5. Circuit intégré TCA785
Le TCA785 est un circuit de commande par déphasage utilisé pour l'amorçage des Triacs et
des thyristors.
Le circuit génère des impulsions de commandes des gâchettes avec un angle d'amorçage
variable entre 0° et 180°.
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Les circuits de déclenchement Page 6-12
6.5.1. Synoptique interne
le circuit contient:
Un circuit de détection de passage par zéro de l'entrée VSYNC.
Un miroir du courant dont la valeur est ajustée par R9. le condensateur C10 se charge à
courant constant (V10 Est donc linéaire).
Un transistor interne qui décharge la capacité C10 à chaque passage par zéro de VSYNC
Un comparateur qui compare les tensions présentes sur les broches 10 et 11.
Une logique pour générer les signaux de sortie. Celle-ci peut être validée ou inhibée par le
niveau sur la broche 6.
Une tension stable disponible sur la broche 8.
6.5.2. Chronogrammes
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Les circuits de déclenchement Page 6-13
figure 6-22.
On remarque:
La présence d'une rampe sur la broche 10 celle-ci est synchronisée la tension de la broche 5.
Le niveau de tension sur la broche 11 détermine le retard des impulsions générées par
rapport au passage par zéro.
Si la broche 12 est à l'état haut on trouve ceci:
broche 15: impulsion positive courte lors de l'alternance positive.
broche 14: impulsion positive courte lors de l'alternance négative.
Si la broche 12 est reliée sur GND on trouve ceci:
broche 15: impulsion positive allongée jusqu'à la fin de l'alternance lors de l'alternance
positive.
broche 14: impulsion positive allongée jusqu'à la fin de l'alternance lors de l'alternance
négative.
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Les circuits de déclenchement Page 6-14
Sur les broches 2 et 4 on trouve des impulsions négatives associées respectivement aux
alternances positives et négatives. Elles sont du courte durée si la broche 13 est à l'état haut ou
bien allongées jusqu'à la fin de l'alternance si la broche 13 est reliée à GND.
Sur les broches 3 et 7 on trouve les formes indiquées sur le chronogramme
6.5.3. Branchement deses sorties
figure 6-23. sorties à collecteur ouvert.
figure 6-24. sorties Totem-pole.
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Les circuits de déclenchement Page 6-15
6.5.4. Exemples de montages
figure 6-25.
le circuit ci-dessus permet la commande d'un Triac ayant moins de 50mA de courant de
gâchette.
Le circuit est alimenté directement à partir du secteur (sans transformateur) par le biais de la
résistance 4.7K et de la diode 1N4005. La régulation est assurée par la diode Zener (circuit
à faible puissance).
Sur la broche 5 on trouve une tension tantôt positive tantôt négative synchronisée sur le
secteur.
Le potentiomètre 100K ajuste la pente de la rampe et par la suite la valeur crête de la
rampe.
Le potentiomètre 10K sert pour ajuster le retard à l'amorçage.
Le triac est commandé d'une façon alternée par la broche 14 et 15, il conduit donc dans les
deux sens mais avec un retard par rapport au passage par zéro du secteur.
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Les circuits de déclenchement Page 6-16
figure 6-26.
Gradateur pour une charges de grande puissance (15KW)
Deux thyristors anti-parallèles remplacent le TRIAC, les thyristors sont amorcées à travers
des transformateurs d'impulsions.
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Les circuits de déclenchement Page 6-17
figure 6-27.
figure 6-28.
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Les circuits de déclenchement Page 6-18
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Les circuits de déclenchement Page 6-19
Exercices exercice #1.
Données:
Considérez que l’amorçage du SCR se produit pour
UC=UGt+Ub1.65v.
Question:
a) quel est le rôle de la résistance variable R=100K.
b) Tracez les formes d’onde de UA, UL, UC pour un
angle d'amorçage de 30°
exercice #2.
Données:
=0.58
Ip=5A (max.)
Iv=3mA (min.)
Vv=1.5v
VD=0.56v
Question:
On considère Vi alternative sinusoidale 50Hz 48v, calculer:
a) la tension Vp Pique de l'UJT.
b) Rt(min.), Rt(max.) pour assurer une oscillation.
c) Calculez l’angle d’amorçage pour Rt=150k.
d) Tracez les formes d’onde Ei, Uz, UC, UA et UL suite à la question c).
e) Calculez la puissance dissipée par la charge à l’aide de l’angle d’amorçage que
vous avez calculé en c).
f) Calculez Rt si l’angle d’amorçage est égal à 135.
10k
0.039F1k
1N4004
C106
100k
UL
-+
UC
-
+
UA
-
+E
i
-
+
vL
+ -
vZ
+
-
vC
+
-
vA
+
-
0.022F100R
RT
vi
+
-
10V