Proyecto Fin de Carrera 1. INTRODUCCIÓN Ingeniería...
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1. INTRODUCCIÓN
Proyecto Fin de Carrera Ingeniería Industrial
Mejora del diseño hardware y software de un sensor capacitivo para la medida de la frecuencia cardiaca
Autor: Pablo Parodi Félix Tutor: Laura Mª Roa Romero
David Naranjo Hernández
Dep. Ingeniería de Sistemas y Automática Escuela Técnica Superior de Ingeniería
Universidad de Sevilla
Sevilla, 2016
Proyecto Fin de Carrera Ingeniería Industrial
Mejora del diseño hardware y software de un sensor capacitivo para la medida de la
frecuencia cardiaca
Autor: Pablo Parodi Félix
Tutor: Laura Mª Roa Romero
David Naranjo Hernández
Dep. de Ingeniería de Sistemas y Automática Escuela Técnica Superior de Ingeniería
Universidad de Sevilla Sevilla, 2016
Proyecto Fin de Carrera: Mejora del diseño hardware y software de un sensor capacitivo para la medida de la frecuencia cardiaca
Autor: Pablo Parodi Félix
Tutor: Laura Mª Roa Romero David Naranjo Hernández
El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los siguientes miembros:
Presidente:
Vocales:
Secretario:
Acuerdan otorgarle la calificación de:
Sevilla,2016
El Secretario del Tribunal
A mi familia, y en especial a mi abuelo, cuyo continuo afán por verme aquí
ha sido el motor de mi perseverancia
Y a todos mis amigos, que me han ayudado acompañándome todos estos años
Resumen
Es ampliamente conocida la importancia que tiene el correcto funcionamiento del
sistema cardiovascular en el cuerpo humano. Es por esto que se buscan métodos más
simples, pero a la vez robustos, para realizar lecturas cardiacas.
Si bien los métodos tradicionales son bastante fiables y han sido útiles hasta el
momento, estos presentan varias limitaciones. Entre ellas están la complejidad de los
aparatos, que conlleva la necesidad de una formación previa para su uso, o el modo en
que se conecta al paciente, el cual provoca alteraciones en las medidas objeto de lectura.
Concretamente, se pretende obtener un sistema que permita la monitorización
inalámbrica en tiempo real de la frecuencia cardiaca en reposo, de manera que podamos
obtener un dispositivo fiable, barato, portátil, cómodo para el usuario y de sencillo uso,
que no requiera de personal cualificado. Se pretende implementar este dispositivo en
una prenda, de modo que pueda ser colocado por el usuario y monitorizar su frecuencia
cardiaca de manera independiente y lo más cómoda posible.
Se ha hecho uso de la tecnología capacitiva mediante un circuito oscilador LC.
Basándose en recientes estudios y patentes, se han estudiado las posibles alternativas a
la distribución, material y forma de los electrodos en la prenda, así como la
parametrización óptima del circuito electrónico a diseñar, buscando la máxima robustez.
Posteriormente, se ha realizado el procesado de la señal recibida para aislar la referente
a la frecuencia cardiaca frente a otros como la respiración o perturbaciones, tanto
externas como internas, obteniendo así una versión filtrada de la señal de la que pueda
calcularse la frecuencia cardiaca mediante un algoritmo que también será abordado en la
presente memoria. Finalmente, se han llevado a cabo experimentos tomando lecturas de
un paciente en diversas posturas, comprobando los resultados con los leídos
simultáneamente mediante un electrocardiógrafo.
i
Abstract
The importance of the right performance of the cardiovascular system in the
human body is widely known. That’s why simpler, but also more robust methods are
sought for cardiac readings.
Although traditional methods are quite reliable and have been useful so far, they
have several limitations. These include the complexity of the equipment, which involves
the need for prior training in its use, or how the device is connected to the patient, which
causes changes in the readings measures. Specifically, it aims to get a system that enables
wireless real-time monitoring of heart rate at rest, so that we can get a reliable, cheap,
portable, user friendly and easy to use device that does not require qualified personnel.
It is intended to implement this device in a garment, so that the user can put it on and
check your heart rate independently and as comfortable as possible.
It has used of the capacitive technology by means of a LC oscillator circuit. Based on
recent studies and patents, it has studied the possible alternatives for distribution,
material and shape of the electrodes in the garment, and the optimum electronic circuit
design, looking maximum robustness. Later, the methodology of processing the received
signal to isolate the heart rate from others as the breathing or disturbances, both
external and internal, has been performed, using an algorithm which will also be
explained herein. Finally, experiments were performed taking readings from a patient in
several postures, checking the results with those read by an electrocardiograph.
iii
Índice
Resumen i
Abstract iii
Índice v
Índice de tablas viii
Índice de figuras x
1 Introducción 1 1.1 Objetivos 5
1.2 Estructura 5
2 Fundamentos tecnológicos del proyecto 7
2.1 Sensores capacitivos 7
2.1.1 Aplicaciones 7
2.1.2 Osciladores electrónicos 9
2.1.2.1 Oscilador de Pierce 11
2.1.2.2 Oscilador de frecuencia sintetizada 14
2.1.2.3 Osciladores LC 16
3 Materiales y Métodos 21
3.1 Electrodos 21
3.2 Metodología 22
4 Resultados 25
4.1 Diseño del circuito. Simulaciones 25
4.1.1 Adecuación inicial del circuito 25
4.1.2 Colocación óptima de los electrodos en el circuito 27
4.1.3 Estudio de sensibilidad del oscilador frente a variaciones en las magnitudes de sus componentes 29
4.2 Diseño circuito del prototipo 32
4.3 Pruebas con osciloscopio 33
4.4 Prototipo definitivo 41
4.5 Pruebas experimentales 46
4.5.1 Conexión puerto Bluetooth 46
4.5.2 Recepción de datos e impresión. Matlab 46
4.5.3 Electrodos 47
4.5.4 Procesamiento de la señal 58
4.5.5 Validaciones experimentales junto a ECG 61
4.6 Cálculo de frecuencia cardiaca 69
5 Conclusiones 73
6 Bibliografía 75 v
7 Anexos 100
ANEXO A: Código de Programación Matlab 100
ANEXO B: Datasheet RN42 Microchip Módulo Blutetooth 104
ANEXO C: PIC32-PINGÜINO-OTG 113
Índice de Tablas y Ecuaciones
Tabla 1. Comparativa de productos ..................................................................................................... 24
Tabla 2. Resultados del ensayo de sensibilidad .................................................................................... 30
Tabla 3. Resultados del estudio del inductor ........................................................................................ 34
Ecuación 1. Ganancia en amplificación realimentada.................................................................................... 10
Ecuación 2. Frecuencia de resonancia LC........................................................................................................ 17
Ecuación 3. Igualdades en oscilador LC........................................................................................................... 19
Ecuación 4. Frecuencia de oscilación de oscilador......................................................................................... 20
Ecuación 5. Filtro Butterworth......................................................................................................................... 60
vii
Índice de Figuras Figura 1. Onda PQRST..................................................................................................................................................1 Figura 2. Sensores capacitivos .....................................................................................................................................8 Figura 3. Diagrama amplificación/realimentación ...................................................................................................... 10 Figura 4. Oscilador Pierce .......................................................................................................................................... 11 Figura 5. Oscilador discreto de Pierce ........................................................................................................................ 12 Figura 6. Oscilador Pierce con cristal de cuarzo .......................................................................................................... 13 Figura 7. Oscilador de frecuencia sintetizada. ............................................................................................................ 15 Figura 8. Distribución en oscilador ............................................................................................................................. 16 Figura 9. Ilustración de estados. Oscilador LC [26]..................................................................................................... 17 Figura 10. Oscilador Hartley ...................................................................................................................................... 18 Figura 11. Oscilador Colpitts ...................................................................................................................................... 21 Figura 12. Circuito de partida. ................................................................................................................................... 28 Figura 13. Simulación de partida ............................................................................................................................... 28 Figura 14. Simulación corregida las resistencias ......................................................................................................... 28 Figura 15. L=0,5mH ................................................................................................................................................... 31 Figura 16. L=1,78mH ................................................................................................................................................. 32 Figura 17. L=40mH .................................................................................................................................................... 32 Figura 18. R=0,2k ...................................................................................................................................................... 33 Figura 19. Diseño de capa top del circuito.................................................................................................................. 34 Figura 20. Máquina fresadora ProtoMat S62 ............................................................................................................. 35 Figura 21. Señal con salida desconectada .................................................................................................................. 35 Figura 22. Esquema con seguidor de tensión ............................................................................................................. 36 Figura 23. Esquema con condensador ....................................................................................................................... 36 Figura 24. Resultado en 1 .......................................................................................................................................... 37 Figura 25. Resultado en 2 .......................................................................................................................................... 37 Figura 26. Resultado en 3 .......................................................................................................................................... 37 Figura 27. Esquema con divisor de tensión ................................................................................................................ 38 Figura 28. Resultado en 1 .......................................................................................................................................... 38 Figura 30. Resultado a la salida del divisor de tensión ................................................................................................ 39 Figura 29. Resultado de 2 .......................................................................................................................................... 39 Figura 31. Esquema del circuito ................................................................................................................................. 39 Figura 32. Resultado a la salida del oscilado............................................................................................................... 40 Figura 33. Resultado a la salida del seguidor de tensión ............................................................................................. 40 Figura 34. Modificación con puente rectificador ........................................................................................................ 41 Figura 35. Esquema de un puente rectificador de onda completa .............................................................................. 42 Figura 36. Circuito con comparador ........................................................................................................................... 42 Figura 37. Señal cuadrada conseguida ....................................................................................................................... 43 Figura 38. Prototipo de circuito completo .................................................................................................................. 43 Figura 39. Dispositivo. Placa y Módulo BT .................................................................................................................. 44 Figura 40. Señal con dispositivo en carga ................................................................................................................... 45 Figura 41. Señal con dispositivo desconectado de carga ............................................................................................ 46 Figura 42. Punto (1) ................................................................................................................................................... 46 Figura 43. Punto (2) ................................................................................................................................................... 47 Figura 44. Punto (3) ................................................................................................................................................... 47 Figura 45. Punto (4) ................................................................................................................................................... 47 Figura 46. Código Matlab .......................................................................................................................................... 49 Figura 48. Lectura de respiración ............................................................................................................................... 50 Figura 47. Electrodos paralelos orientados horizontalmente ...................................................................................... 50 Figura 49. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia con puenteado .................................................... 51 Figura 50. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia sin puenteado. .................................................... 51
ix
Figura 51. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia con puenteado .................................................... 51 Figura 52. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia sin puenteado ..................................................... 52 Figura 53. Electrodos verticales orientados verticalmente ......................................................................................... 52 Figura 54. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia con puenteado ........................................................ 53 Figura 55. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia sin puenteado ......................................................... 53 Figura 56. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia con puenteado ........................................................ 53 Figura 57. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia sin puenteado ......................................................... 54 Figura 58. Electrodos horizontales perpendiculares a misma altura ........................................................................... 54 Figura 59. Lectura con electrodos horizontales y perpendiculares .............................................................................. 55 Figura 60. Electrodos enfrentados ............................................................................................................................. 55 Figura 61. Lectura con electrodos enfrentados con puenteado .................................................................................. 56 Figura 62. Lectura con electrodos enfrentados sin puenteado ................................................................................... 56 Figura 63. Electrodos divididos en cuatro interconectados ......................................................................................... 57 Figura 64. Lectura con electrodos interconectados .................................................................................................... 57 Figura 65. Electrodos encajados entre sí .................................................................................................................... 58 Figura 66. Electrodos encajados en forma peine con puenteado ................................................................................ 58 Figura 67. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho puenteado ................................. 59 Figura 68. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho sin puenteado ........................... 59 Figura 69. Lectura con electrodos grandes enfrentados con puenteado ..................................................................... 59 Figura 70. Lectura electrodos grandes enfrentados sin puenteado ............................................................................. 60 Figura 71. Señal sin tratar .......................................................................................................................................... 61 Figura 72. Código para filtro paso alto ....................................................................................................................... 61 Figura 73. Señal tras Filtro paso alto .......................................................................................................................... 62 Figura 74. Señal tras filtro paso alto........................................................................................................................... 63 Figura 75. Lectura en posición sentada con la espalda apoyada ................................................................................. 64 Figura 76. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda apoyada ............................................................ 65 Figura 77. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda apoyada............................................................. 65 Figura 78. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda no apoyada ....................................................... 66 Figura 79. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda no apoyada ........................................................ 66 Figura 80. Lectura señal procesada en postura tumbada boca abajo .......................................................................... 67 Figura 81. Lectura señal detectada en postura tumbada boca abajo .......................................................................... 67 Figura 82. Lectura en postura tumbada boca arriba ................................................................................................... 68 Figura 83. Lectura señal detectada en posición tumbada boca arriba ......................................................................... 68 Figura 84. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado derecho ............................................................ 69 Figura 85. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado derecho ............................................................ 69 Figura 86. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado izquierdo .......................................................... 70 Figura 87. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado izquierdo ........................................................... 70 Figura 88. Código Matlab de cálculo frecuencial mediante cruces por cero ................................................................ 72 Figura 89. Resultado con leyenda indicando la frecuencia .......................................................................................... 73 Figura 90. Interfaz del programa Matlab .................................................................................................................... 74
1
1. INTRODUCCIÓN
El progreso de la medicina nos depara el fin de aquella época liberal en la que el hombre aun podía morirse de lo que quería...
-StanislawLec- (1900 – 1966)
La frecuencia cardiaca no es más que el número total de contracciones del corazón
por unidad de tiempo, expresado en latidos por minuto, es decir, las veces que el
corazón realiza el ciclo completo de llenado y vaciado de sus cámaras en un
determinado tiempo. La representación gráfica de esta frecuencia cardiaca es una
herramienta clave para el diagnóstico y tratamiento de diversas enfermedades o
patologías cardiacas, como pueden ser hipertensión [1], diabetes [2], obesidad [3], apnea
del sueño [4], [5], arritmia [6] o estrés psico-fisiológico [7], [11].
Figura 1. Onda PQRST
Ya desde principios del siglo XX, y gracias al premio Nobel de Medicina Willem
Einthoven [8], la búsqueda de posibles anomalías en la frecuencia cardiaca del paciente
ha sido posible gracias al electrocardiograma (ECG). Unos electrodos adhesivos
colocados sobre la piel del paciente en determinadas partes de su cuerpo, siendo las
extremidades la localización más común, perciben los impulsos eléctricos que el
llamado nodo sinusal emite para que se provoque el latido. Estos impulsos se registran
en forma de curvas cuyo trazado típico consiste en una onda P, un complejo QRS, y una
2
onda T. Anomalías en la forma de estas ondas determinan las posibles patologías en el
paciente [9].
Sin embargo este método, aun siendo no-invasivo y enormemente extendido en el
mundo de la medicina, tiene varias limitaciones y desventajas. El principal problema es
la incomodidad que supone los electrodos y su correspondiente cableado, ya que el
paciente debe llevarlos adheridos a la piel durante todo el proceso de monitorización.
Esta incomodidad y sensación de confinamiento provocada por los cables, puede
alterar involuntariamente la medida de la frecuencia cardiaca ya que ésta depende del
sistema nervioso autónomo, encargado del control de las acciones involuntarias; de ahí
que el paciente no las pueda controlar. Otro asunto problemático es la adhesión de los
electrodos sobre la piel que, a largo plazo, podría provocar molestias e irritación en la
misma, así como la pérdida de la señal por el deterioro del adhesivo [11].
La arritmia cardíaca, cambios en la frecuencia cardiaca, tanto aceleradas o
disminuidas (taquicardia o bradicardia), como de manera irregular, es un trastorno
que requiere una monitorización constante de la actividad cardiaca del paciente para su
diagnóstico, al menos durante un largo periodo de tiempo debido a que ocurren,
generalmente, de manera imprevisible.
Existe el llamado estudio Holter que ofrece una lectura continua de la frecuencia
cardiaca durante más de 24 horas, con la posibilidad de registrar los datos por petición
del mismo paciente cuando siente los síntomas [10]. El paciente deberá anotar la hora a
la que siente los síntomas, para ayudar al médico. Este último método no deja de tener
el mismo problema antes mencionado, pues se compone de un aparatoso sistema
formado por un monitor del tamaño y aspecto similar al conocido walkman, del cual
'derivan' varios cables hacia los electrodos que estarán en contacto con su piel
distribuidos por el pecho.
Por todo esto crece la necesidad de crear sistemas no obstructivos que resulten
menos aparatosos para el paciente y puedan ser perfectamente portátiles para dar la
3
posibilidad de monitorizar, por un periodo largo de tiempo, su frecuencia cardiaca sin
tener que retenerlo 'conectado' a una máquina. Además, los estudios en este campo van
dirigidos hacia la total autonomía por parte del paciente, por lo que es importante la
facilidad de uso del dispositivo.
Se han propuesto diversos sistemas para cubrir estas necesidades. Un ejemplo es
el sensor pletismográfico de anillo. La fotopletismografía, el tipo de pletismografía
usado, puede detectar variaciones del flujo arterial y venoso a nivel de los plexos
dérmico y subdérmico, cuyo principio físico está basado en la capacidad de la gama
infrarroja de la energía lumínica en incidir en el flujo sanguíneo de arterias y venas
subcutáneas [12]. El dispositivo captura ópticamente la pulsación y saturación de
oxígeno del flujo sanguíneo arterial y transmite la señal mediante un transmisor de
radiofrecuencia. El anillo se compone de componentes optoelectrónicos, un CPU, un
transmisor de radiofrecuencia, una batería y la estructura en forma de anillo.
Sin embargo, este sistema presenta algunos inconvenientes como son la
susceptibilidad a excitaciones externas y el consumo de energía [13]. Si el anillo entra en
contacto con alguna superficie que se encuentre cercana al paciente durante su uso la
medida se distorsiona de manera importante debido al cambio de posición relativo con
respecto al dedo. A esto se le suma la luz ambiente como factor indeseable para una
medida fiable del dispositivo.
Por otra parte, también se están estudiando dispositivos para tomar las medidas
de la frecuencia cardiaca a través de variaciones de la bioimpedancia que provoca el
flujo sanguíneo [14]. Este dispositivo sería una nueva técnica de medida en la que el
paciente se subiría al aparato, de tal modo que quedaría en contacto con la planta de los
pies del paciente. El factor clave por el cual se decantan por la zona plantar de los pies
es la distensibilidad que sufren las paredes de los vasos sanguíneos debido al cambio de
volumen experimentado por el flujo sanguíneo, la cual es más apreciable en aquellas
partes del cuerpo con menor tejido [15].
4
Se han publicado también estudios para un sistema sensorial de no-contacto para
la frecuencia respiratoria y cardiaca basada en el principio del radar Doppler de onda
continua (CW), el cual trabaja mediante la comparación de la frecuencia de una
microonda con ella mismo cuando vuelve después de ser reflectada en un cuerpo en
movimiento relativo respecto del emisor. Ocurre un aparente cambio de frecuencia de
la onda producido por el movimiento relativo de la superficie reflectora respecto al
emisor. Se sienta al paciente enfrente del emisor de la onda, de tal modo que éste quede
apuntando al corazón [16] , [17].
También se ha tratado de solventar estos problemas mediante el diseño de un
sensor acelerómetro de bajo coste. Basado en las señales de seismocardiografía
generadas por la actividad del corazón y el flujo sanguíneo que actúa sobre el pecho,
este sensor incluye un pequeño acelerómetro de tres ejes, así como un circuito
electrónico para procesar las señales que recibe [18].
Incluso se ha indagado en sensores remotos basados en ondas milimétricas de
ultrasonidos [19], los cuales pueden estar hasta a varios metros del paciente. Pero estos
manifiestan una gran dificultad para procesar la señal, aislando la referente a la
frecuencia cardiaca de otras como pueden ser la respiración, o ruido interno del
sistema o procedente de otros.
Todos estos avances en el campo de estudio coinciden en una serie de limitaciones
o carencias. Entre estas están la complejidad, los elevados precios debido a la
tecnología y los materiales requeridos, la alteración en los patrones de la frecuencia
cardiaca a estudiar que provocan algunos métodos obstructivos por su incomodidad y
sensación de confinamiento en el paciente, o la limitada resolución que provoca la falta
de fiabilidad del dispositivo.
5
1.1. Objetivos
Comentado lo anterior, y teniendo en cuenta las carencias encontradas en los
sistemas empleados en la actualidad, el objetivo principal del presente proyecto es el
diseño de un dispositivo de manejo sencillo, no invasivo o molesto para el usuario,
fiable y robusto, y de bajo coste, que permita la monitorización de la frecuencia cardiaca
de forma remota y en tiempo real. Y para conseguir esto, ha sido necesario alcanzar una
serie de metas subsecuentes que se enumeran a continuación:
Estudio bibliográfico sobre las tecnologías actualmente existentes en torno
a medidas cardiacas, así como los fundamentos teóricos que envuelven esta
rama de la medicina, como enfermedades cardiovasculares,
comportamiento de complejo QRS, etc.
Estudio de la tecnología de sensorización capacitiva, con especial interés en
los distintos osciladores electrónicos, comprendiendo sus fundamentos y
comportamientos.
Parametrización de un oscilador de Colpitts, buscando una máxima
sensibilidad para el sensor.
Diseño completo del dispositivo, añadiendo al oscilador los componentes
necesarios que aseguren una señal adecuada, así como el módulo de
transmisión de la señal.
Desarrollo de un algoritmo para la recepción de datos, el tratamiento de la
señal y la medida de la frecuencia cardiaca.
1.2. Estructura
La presente memoria se divide en distintos capítulos que recogen, de manera
explícita y ordenada, todos los pasos seguidos durante su desarrollo.
6
A partir de esta sección, el presente documento comienza, bajo el título de
fundamentos tecnológicos, abordando el estudio realizado sobre este campo de la
electrónica que rodea la sensorización capacitiva y los distintos osciladores. Partiendo
de estudios previos, se analizan las ventajas e inconvenientes de los principales
osciladores.
Posteriormente, se introduce el capítulo de materiales y métodos en el que, como
indica su nombre, describe la metodología seguida para alcanzar los objetivos, así
como las herramientas −tanto software como hardware, herramientas de medidas, etc.−
que se han ido usando. Todo esto precedido de una sección en la que se desarrolla un
análisis sobre los posibles materiales que se pueden usar para los electrodos.
El apartado de resultados describe lo fundamental del proyecto, ya que detalla
todos los pasos realizados para su completo diseño. Se muestran las simulaciones
realizadas para la parametrización del circuito oscilador, especificando la metodología y
su propósito; se desarrolla el análisis para la elección de los electrodos adecuados; y,
finalmente, se desarrolla el código de matlab que programase el tratamiento de la señal,
así como el cálculo iterativo de las frecuencias.
Finalmente, se decide añadir al programa la posibilidad de visualizar también la
respiración, con su correspondiente cálculo de la frecuencia respiratoria, seguido de un
apartado de conclusiones, donde se comentan tanto los puntos más sobresalientes del
proyecto como las limitaciones o posibilidades de mejora.
7
2. FUNDAMENTOS TECNOLÓGICOS
Teniendo en cuenta los requisitos establecidos en los objetivos del proyecto para el
desarrollo del dispositivo y por su amplio uso en la industria con reconocida eficiencia, se
ha escogido la sensorización capacitiva. Asimismo, presenta varias ventajas importantes:
su amplio uso conlleva unos precios reducidos, ya que se compone de componentes
electrónicos suficientemente estandarizados; no requiere contacto con el paciente; y a
distancias cortas son sensores bastantes precisos y sensibles.
2.1 Sensores capacitivos
El principio de funcionamiento de un sensor capacitivo estriba en la medición de
los cambios de capacitancia eléctrica de un condensador eléctrico, el cual vendrá
determinado por el dieléctrico situado entre las placas, o electrodos, del condensador,
así como de la geometría de las placas y la distancia entre estas.
Estos sensores se emplean para la identificación de objetos, para funciones
contadoras, para toda clase de control de nivel de carga de materiales sólidos o
líquidos, así como mediciones de humedad o presión. Como ejemplo, son usados para
muchos dispositivos con pantalla táctil ya que el sensor percibe la pequeña diferencia
de potencial entre membranas de los dedos eléctricamente polarizados de una persona.
2.1.1 Aplicaciones
Concretamente en la industria, estos sensores son empleados como detectores de
materiales, tanto metálicos como aislantes no metálicos. Esto se consigue aplicando una
corriente eléctrica al sensor que, por mínima que sea, genera un campo electrostático
que reacciona frente a las variaciones de la capacitancia provocadas por la presencia
del objeto. En la figura 2 se muestra un modelo de sensor capacitivo de proximidad y un
8
ejemplo de su implementación en una cinta transportadora instalado para controlar el
nivel del líquido en su interior y la posición de la caja.
Figura 2. Sensores capacitivos
Como características más relevantes de estos sensores están la capacidad de
detectar la presencia de materiales, como fluidos, a través de algunos materiales, como
es el caso del control de la leche en el interior de sus cajas; la amplia variedad de
configuraciones posibles; y su larga vida útil. Sin embargo, también destaca su corta
distancia de detección, su sensibilidad a factores ambientales y la falta de selectividad
para detectar exclusivamente el objeto pertinente.
Aunque la aplicación de este tipo de sensores es prácticamente exclusiva al ámbito
industrial, existen estudios sobre el desarrollo en el campo de la medicina. En estos
casos es tremendamente importante la fiabilidad, el rendimiento y el bajo coste de
estos sensores debido al significativo aumento previsto de la demanda para la
monitorización y control de los pacientes.
Un ejemplo de estos avances son los acelerómetros, usados para medir la
inclinación de segmentos corporales y la actividad física en la vida diaria de pacientes
en rehabilitación [20]. Otros como procesos de monitorización de la presión intraocular
[21], o la presión intracraneal [22], diagnóstico de enfermedades pulmonares mediante
sensores de humedad. Estos últimos funcionan aplicando una capa químicamente
absorbente, normalmente un polímero, entre los electrodos paralelos del capacitador.
Así la humedad se detecta como un cambio en la capacitancia debido a la variación de la
constante dieléctrica al absorber las moléculas de agua por esta capa absorbente. Otro
sistema parecido usa hidrogel con el fin de medir los analitos corporales mediante la
9
variación de capacitancia que es debida a la variación de volumen que sufre el polímero
[23].
De hecho, hay varios estudios que tratan de obtener señales biomédicas de un
paciente mediante sensores capacitivos. Se ha diseñado un sensor capacitivo
implementado en un cinturón ubicado en el abdomen el cual mide el ritmo respiratorio
mediante un circuito capacitivo diferencial con apantallamiento con la suficiente
resolución para tomar medidas de manera fiable [24].
Entre estos, también cabe destacar uno de los estudios en los que se fundamenta
este proyecto, en el cual se profundizará más adelante, que usa un sensor capacitivo
basado en un oscilador electrónico para la lectura del pulso cardiaco del paciente [25].
2.1.2 Osciladores electrónicos
Una tecnología muy extendida dentro de la sensorización capacitiva es la de
sensores basados en circuitos osciladores, concretamente los llamados osciladores
armónicos. Estos generan una señal sinusoidal provocada por el intercambio de energía
entre una bobina y un condensador y mediante amplificación y realimentación se
consigue crear la señal periódica por sí mismo. La frecuencia de oscilación es el
parámetro determinante en este sistema. Su elemento activo es, normalmente, un
transistor único, un FET, un bipolar o un integrado, y la frecuencia de operación se
determina con un circuito sintonizado o un cristal piezoeléctrico en la trayectoria de la
alimentación.
Otro parámetro importante a tener en cuenta en la selección de un oscilador es el
factor de mérito o factor de calidad Q. Éste es clave para reducir el ruido en el oscilador.
Cuanto mayor sea Q de la ganancia en lazo abierto, menor será el ruido del oscilador.
Este amplio uso viene justificado por las ventajas que presenta, tales como la alta
sensibilidad en frecuencia que posee ante variaciones en la capacidad y la buena
estabilidad en frecuencia frente a fenómenos indeseables como vibraciones, cambios de
temperatura o cambios en la tensión de alimentación.
10
Según lo establecido, la ganancia de la amplificación con realimentación está dada
por:
𝐴𝑟 =𝐴0
1 − 𝛽 · 𝐴0
Ecuación 1. Ganancia en amplificación realimentada
donde 𝐴0 es la amplificación de ganancia y 𝛽 es el coeficiente de una red de
realimentación positiva. Esta última es la que determinará la frecuencia de las
oscilaciones generadas en ausencia de excitación externa. A modo ilustrativo se
muestra, en la figura 3, su representación esquemática.
Figura 3. Diagrama amplificación/realimentación
Mediante el criterio de estabilidad de Barkhausen, se define una condición para
que el sistema pueda oscilar. Esta manifiesta que si 𝐴0 es la amplificación de ganancia
en el circuito y 𝛽 es el coeficiente o función de transferencia de la ruta de
realimentación, entonces 𝛽 · 𝐴0 es la ganancia de lazo en la ruta de realimentación y el
circuito mantendrá oscilaciones de manera estable en las frecuencias para las cuales:
1.1 el valor absoluto de la ganancia del lazo sea igual a la unidad, |𝛽 · 𝐴0| = 1, y
2.1 el cambio de fase en el lazo sea cero o múltiplo entero de 2𝜋, ∠ 𝛽𝐴0 = 2𝜋𝑛,
𝑛 ∈ 0, 1, 2, …
Según este criterio, y viendo la anterior ecuación de lazo cerrado que expresa su
comportamiento, si a una determinada frecuencia la ganancia 𝛽𝐴0 es igual a la unidad,
entonces la ganancia de 𝐴𝑟 será infinito. De este modo, en ausencia de una
alimentación externa, cualquier perturbación que se produzca en el circuito, como por
ejemplo del ruido electrónico, que inevitablemente aparece en todos los sistemas
11
electrónicos con diferentes componentes de frecuencia, hará que en la salida se obtenga
una señal sinusoidal cuya frecuencia vendrá determinada por el bloque de
realimentación.
Dicho de otro modo, los factores fundamentales para conseguir una determinada y
mantenida frecuencia de oscilación serán una rotación de fase de la señal realimentada
de 360º, y una ganancia suficientemente grande para asegurar la unidad en el producto
𝛽𝐴0.
Los factores más relevantes a tener en cuenta para la selección del adecuado
oscilador de entre los distintos tipos que existen son: la frecuencia de operación,
amplitud o potencia de salida, estabilidad en amplitud y de la frecuencia, pureza de la
forma de onda, arranque seguro y rendimiento. A continuación se van a introducir los
principales osciladores de radiofrecuencia, que son: osciladores Pierce, cuarzo o
cerámicos; osciladores por frecuencia sintetizada; y osciladores LC, Hartley, Colpitts o
Clapp.
2.1.2.1 Osciladores Pierce
Es un oscilador en el cual el circuito resonante LC es reemplazado por un cristal,
principalmente de cuarzo. El modelo de un cristal de cuarzo puede describirse por un
circuito equivalente, compuesto de la conexión en paralelo entre una inductancia L, a su
vez en serie con una resistencia R y un condensador C1; y un condensador C2. Esta
distribución aparece representada en la figura 4.
Figura 4. Oscilador Pierce
12
Entre las posibles configuraciones de osciladores de cristal, las más comunes son
el oscilador discreto de Pierce, el oscilador Pierce de circuitos integrados y el de medio
puente RLC.
Oscilador discreto de Pierce
Con un rango de la frecuencia de operación de 1kHz-30MHz, utiliza circuitos
relativamente simples compuestos por pocos componentes. Poseen una alta potencia
de la señal de salida mientras que disipan poca potencia en el cristal. Como segunda
ventaja, estos circuitos tienen una excelente estabilidad de frecuencia a corto plazo
debido a que el factor de calidad en el circuito de entrada es prácticamente igual de alta
como la interna del cristal. Sin embargo, estos osciladores requieren un amplificador de
alta ganancia, por lo que tiene que utilizarse un solo transistor de alta ganancia o un
amplificador de etapas múltiples.
A continuación, en la figura 5, viene representada el circuito para un oscilador
discreto de Pierce de 1 MHz. En esta, R1 y C1 se encargan de proporcionar un atraso en
fase de 65º a la señal de retroalimentación y Q1 da toda la ganancia necesaria para que
ocurran las oscilaciones sin la necesidad de una continua excitación externa.
Figura 5. Oscilador discreto de Pierce
El cristal presenta una impedancia casi totalmente resistiva con una pequeña
inductancia que, combinada con la reactancia de C2 proporciona 115º adicionales a la
fase. Esto sumaría 180º, más los otros 180º debidos al transistor que invierte la señal se
13
cumplen los 360º necesarios para cumplimiento del criterio de estabilidad de
Barkhausen. Los mismos responsables de la buena estabilidad en frecuencia
introducen, a su vez, ciertas pérdidas sustanciales que provocan que el transistor tenga
que tener una ganancia de voltaje alta. Estos son los condensadores C1 y C2, y esa su
principal desventaja.
Oscilador Pierce con circuitos integrados
Aunque proporciona menos estabilidad de frecuencia, se puede implantar
utilizando un diseño digital sencillo de CI y reduce sustancialmente el costo sobre los
diseños discretos convencionales. La figura 6 muestra un oscilador de este tipo. Para
asegurar que empiecen las oscilaciones se invierte la entrada y salida del amplificador
A1. A2 convierte la salida de A1 a una oscilación completa del punto de corte a
saturación, reduciendo los tiempos de crecimiento y descarga así como el búfer de la
salida de A1. La resistencia de salida de A1 se combina con C1 para proporcionar el
retraso de fase necesario de RC. Las versiones de CMOS (semiconductor metálico-óxido
complementario) operan hasta aproximadamente 2 MHz, y las versiones ECL (lógica
acoplada al emisor) operan hasta 20 MHz.
Figura 6. Oscilador Pierce con cristal de cuarzo
El cristal de cuarzo es el encargado de conferir al circuito la gran estabilidad en
frecuencia que posee, pero exactamente por ese motivo es difícil obtener osciladores de
frecuencia variable, lo que hace que no sea el oscilador más recomendable para nuestra
aplicación porque necesitamos tener un margen amplio de frecuencia donde el sensor
14
capacitivo pueda operar correctamente, ya que la frecuencia de trabajo del oscilador
variará dependiendo de la persona que tenga conectado el dispositivo, la distancia, el
tamaño y la forma de los electrodos, etc.
Si el oscilador Pierce usa un componente cerámico en vez del cristal de cuarzo, se
mejora el rango de frecuencia donde puede operar el oscilador, pero esto se consigue a
costa de la estabilidad en frecuencia. Otra desventaja existente es la alta sensibilidad a
la temperatura ambiental.
2.1.2.2 Osciladores de frecuencia sintetizada
La síntesis de frecuencia consiste en la generación de una señal de frecuencia
variable, utilizando para esto dos o más osciladores interconectados de forma
conveniente. La variación de frecuencia que se obtiene es discreta, pudiendo hacerse
los saltos tan pequeños como se desee, el sintetizador debe ser capaz de producir tantas
frecuencias como sea posible, pudiendo llegar a miles o millones según la necesidad. La
síntesis de frecuencia puede hacerse de dos formas: síntesis directa e indirecta.
Síntesis directa
La síntesis de frecuencia directa consiste en efectuar, con una o más señales de
frecuencia estable, operaciones matemáticas (sumas, restas, multiplicaciones y
divisiones) a fin de obtener en la salida una señal cuya frecuencia sea la deseada. Este
método tiene la ventaja de que si el oscilador base es un oscilador muy estable, también
lo serán las distintas frecuencias de salida. Este tipo de síntesis fue el que primero se
utilizó y no se utiliza en la actualidad debido a su gran complejidad, se debe realizar un
gran número de operaciones, requiere un gran número de bloques, entre ellos filtros
muy complejos, resultando esto en un costo elevado. La ventaja es que permite obtener
una resolución muy fina, dependiendo esto del uso que se le dará.
15
Figura 7. Oscilador de frecuencia sintetizada.
Como se ve en la figura 7, se utilizan dos osciladores con una serie de cristales
intercambiables cada uno, la frecuencia de oscilación a la salida de estos dos
osciladores se aplica a un mezclador balanceado. La salida del mezclador contiene la
componente suma y resta de las dos frecuencias de entrada, mediante el uso de un filtro
se selecciona la suma o la diferencia obteniéndose el valor de frecuencia deseada. Con
este sintetizador se pueden obtener frecuencias con un salto de 10 KHz.
Otra alternativa sería utilizar un solo oscilador patrón y a partir de operaciones de
suma, resta, multiplicación y división obtener la frecuencia de salida deseada, en este
caso se pueden obtener resoluciones tan pequeñas como se deseen. La figura 8 ilustra
esta opción.
16
Figura 8. Distribución en oscilador
Síntesis indirecta, PLL
En los últimos años los PLL han adquirido gran desarrollo, que por su simplicidad
y costo han visto generalizado su uso. En la actualidad es el método más popular en la
generación sintetizada de frecuencias. Este circuito nos permite, mediante una señal
generada internamente (referencia), controlar un lazo o bucle (PLL) y obtener en la
salida una señal cuya estabilidad en frecuencia depende de la estabilidad de la señal de
control o referencia. Esa señal, de frecuencia determinada, normalmente proviene de
osciladores de cristal, que permiten obtener gran estabilidad en frecuencia. Otra
característica importante radica en que además de la estabilidad en frecuencia nos
permite obtener una variación discreta de la frecuencia de salida, donde el rango de
frecuencias y la resolución dependen de la red divisora y del valor de la frecuencia de
referencia que ingrese al comparador de fase, este compara las fases de estas dos
señales de entrada y en su salida entrega una tensión cuyo valor es proporcional a la
diferencia de fase, esa tensión se utiliza para atacar al oscilador controlado por tensión,
tendiendo a corregir su frecuencia de oscilación.
La principal desventaja de estos osciladores radica en su reducida sensibilidad
frente a la capacidad de medida, que conlleva unos márgenes de frecuencia de trabajo
menores que con los osciladores LC, que serán descritos a continuación.
17
2.1.2.3 Osciladores LC
Los osciladores LC son circuitos que utilizan un llamado tanque LC para los
componentes que determinan la frecuencia. La operación del circuito tanque involucra
un intercambio de energía entre cinética y potencial. La figura 9 ilustra la operación del
circuito tanque LC. Como se muestra en la figura 9a, una vez que la corriente se inyecta
en el circuito (instante t1), se intercambia la energía entre el inductor y el capacitor,
produciendo el voltaje de salida de corriente alterna correspondiente (por tiempos t2 a
t4). La forma de onda de voltaje de salida se muestra en la figura 9b.
La frecuencia de operación de un circuito tanque LC es simplemente la frecuencia
de resonancia de la red LC en paralelo y el ancho de banda es una función del factor de
calidad Q del circuito. Matemáticamente, la frecuencia de resonancia de un circuito
tanque LC con Q = 10 se le puede aproximar por la siguiente ecuación.
𝑓0 =1
2𝜋√(𝐿𝐶)
Ecuación 2. Frecuencia de resonancia LC
Figura 9. Ilustración de estados. Oscilador LC [26]
18
Los osciladores LC más conocidos son el oscilador de Hartley y el de Colpitts. Su
diferencia se encuentra en la red de realimentación: el oscilador de Colpitts utiliza un
divisor capacitivo en paralelo con una autoinducción y el oscilador de Hartley utiliza un
divisor inductivo en paralelo con una capacidad, es decir, ambos son duales.
Oscilador Hartley
La figura 10 muestra el diagrama esquemático de un oscilador Hartley. El
amplificador transistorizado (Q1) proporciona la amplificación necesaria para una
ganancia de voltaje de lazo unitaria a frecuencia de resonancia. El capacitor de
acoplamiento (CC) proporciona la ruta para la retroalimentación regenerativa. L1 y C1,
son los componentes que determinan la frecuencia, y VCC es la fuente de voltaje de c.c.
La figura 10b muestra el circuito equivalente en c.c. para el oscilador Hartley. CC es
un capacitor de bloqueo que aísla el voltaje de polarización de base de c.c. y evita que
haga un corto a tierra a través de L1b. C2 también es un capacitor de bloqueo para evitar
que la fuente de voltaje del colector haga corto a tierra a través de L1a.
Figura 10. Oscilador Hartley
19
El choque de radiofrecuencia, RFC, es un corto en c.c. La figura 10c muestra el
circuito equivalente de ca para el oscilador Hartley. CC es un capacitor de acoplamiento
de ca y proporciona una ruta de retroalimentación positiva del circuito tanque a la base
de Q1. C2 acopla las señales de ca del colector de Q1 al circuito tanque. El RFC presenta
un circuito abierto en ca, en consecuencia aislando la fuente de c.c. de las oscilaciones
en ca.
En el arranque inicial, aparece una multitud de frecuencias en el colector de Q1 y
se acoplan a través de C2 dentro del circuito tanque. El ruido inicial proporciona la
energía necesaria para cargar C1. Una vez que se ha cargado parcialmente C1 empieza la
acción del oscilador. El circuito tanque solamente oscilará de manera eficiente en su
frecuencia de resonancia. Una porción del voltaje del circuito tanque oscilante se deja
caer a través de L1b y se retroalimenta nuevamente a la base de Q1 donde se amplifica.
La señal amplificada aparece en el colector 180° fuera de fase con la señal de base. Se
realiza un desplazamiento adicional de fase de 180° a través L1; en consecuencia, la
señal que se retroalimenta nuevamente a la base de Q1 se amplifica y se desplaza en
fase a 360°. Por lo tanto, el circuito es regenerativo y mantendrá las oscilaciones sin
señal de entrada externa. La proporción de energía oscilatoria que se retroalimenta a la
base de Q1 se determina por la razón de L1b a la inducción total (L1a+ L1b) Si se
retroalimenta insuficiente energía, las oscilaciones se amortiguan. Si se retroalimenta
energía en exceso, el transistor se satura. Por lo tanto, la posición de L1 se ajusta hasta
que la cantidad de energía de retroalimentación sea exactamente la requerida para una
ganancia de voltaje de lazo unitario manteniéndose las oscilaciones.
Identificando variables de la ecuación anterior que expresa la frecuencia de
oscilación en osciladores LC, se tienen las igualdades:
𝐿 = 𝐿1𝑎 + 𝐿1𝑏 y 𝐶 = 𝐶1
Ecuación 3. Igualdades en oscilador LC
20
Oscilador Colpitts
La operación de oscilador Colpitts es muy similar a la de Hartley excepto que se
utiliza un divisor capacitivo en lugar de una bobina con un punto intermedio variable.
Q1 proporciona la amplificación, CC proporciona la ruta para la retroalimentación
regenerativa, L1, C1a y C1b son los componentes para determinar la frecuencia, y VCC es la
fuente de voltaje de c.c. La figura 11b muestra el circuito equivalente para el oscilador
Colpitts. C2 es el capacitor de bloqueo que evita que aparezca la fuente de voltaje de
colector en la salida. El RFC es nuevamente un corto en c.c. La figura 11c muestra el
circuito equivalente de c.a. para el oscilador Colpitts. CC es un capacitor de
acoplamiento en c.a. y proporciona la ruta de retroalimentación regenerativa del
circuito tanque a la base de Q1. El RFC está abierto en c.a. y desacopla las oscilaciones a
partir de la fuente de voltaje en c.c.
La operación del oscilador Colpitts es casi idéntica a la del oscilador Hartley. En el
arranque inicial, aparece ruido en el colector de Q1 y suministra energía al circuito
tanque, haciendo que empiece a oscilar. C1a y C1b constituyen un divisor de voltaje en
ca. El voltaje que se deja caer a través de C1b se retroalimenta a la base de Q1 hasta CC.
Hay un cambio de fase de 180° de la base al colector de Q1 y un cambio de fase adicional
de 180° a través de C1. En consecuencia, el cambio total de fase es de 360° y la señal de
retroalimentación es regenerativa. La relación de C1a a (C1a+C1b) determina la amplitud
de la señal de retroalimentación.
En este caso la frecuencia de oscilación vendrá determinada por:
𝑓0 =1
2𝜋√(𝐿𝐶1·𝐶2
𝐶1+𝐶2)
Ecuación 4. Frecuencia de oscilación de oscilador
21
Figura 11. Oscilador Colpitts
Finalmente, podemos concluir que el diseño más conveniente para el proyecto
tratado es el del circuito oscilador LC de Colpitts, por ser de un uso ampliamente
extendido , con la posibilidad de trabajar en una gran gama de frecuencias y con una
buena estabilidad de frecuencia, superior a la del circuito Hartley.
22
23
3. MATERIALES Y MÉTODOS
En este apartado, se pretende desarrollar, de un modo lo más conciso posible, toda
la metodología seguida para llevar a cabo el proyecto, así como la maquinaria,
herramientas, programas informáticos y materiales usados para su diseño. Asimismo,
se dedicará una parte a una breve discusión sobre los posibles materiales a emplear en
los electrodos para elegir el más adecuado atendiendo los requisitos en cuanto a coste y
facilidad de uso.
3.1 Electrodos
Una parte esencial en el diseño del dispositivo es la correspondiente a la interfaz
entre el circuito eléctrico diseñado y la variación mecánica cardiaca producida por el
corazón del paciente, es decir, la señal objeto de lectura. Esto corresponde al diseño de
los electrodos, el modo en que se conecta al circuito y su distribución y localización en el
cuerpo humano.
Los electrodos son conductores eléctricos que actúan como las placas de un
condensador en el que el cuepro humano es el medio dieléctrico. Por lo tanto, los
electrodos deben evitar el contacto directo con la piel.
Un análisis de los materiales más adecuados para la implementación de los
electrodos de tal modo que se obtuviera la suficiente moldeabilidad para conseguir un
adecuado contacto con la superficie de la piel, ha permitido definir los siguientes: cintas
de cobre adhesivas, presentadas en el mercado en rollos; y láminas de tela conductiva los
cuales se componen de una mezcla de hilo de poliéster con fibras de acero inoxidable. El
aislante que será colocado entre la piel y el electrodo será en este caso el material de la
camiseta, que podría ser algodón, entre otros, lo que ahorraría posibles problemas de
irritación o alergias [4].
24
Por otra parte, si se eligiese la tela conductiva en lugar de la cinta adhesiva sería
necesario un material de unión para conectar el circuito a dicho lámina. Para ello existen
ciertos pegamentos, los cuales son presentados como aerosoles conteniendo pigmento de
cobre, y otros como rotuladores conductivos.
A continuación se muestra un cuadro resumen con los productos anteriormente
mencionados
En cuanto al material para electrodo se elige la cinta de cobre ya que presenta
propiedades similares y resulta la mejor opción para trabajar con diversos tamaños y
formas. Los cables irán unidos a los electrodos mediante pinzas eléctricas.
3.2 Metodología
Concretamente en este proyecto, se ha realizado una optimización de un sensor
previamente desarrollado en el Grupo de Ingeniería Biomédica de la Universidad de
Sevilla, a partir de la cual se ha obtenido un dispositivo mejorado en cuanto a
sensibilidad, precisión y medición.
Como ya se ha visto anteriormente, para la elaboración de este proyecto se ha
realizado una revisión bibliográfica a modo de estudio previo sobre el campo de la
medicina concreta que envuelve las aplicaciones del dispositivo y la tecnología
electrónica en la que se apoya el funcionamiento de estos sensores.
Tabla 1. Comparativa de productos
25
Posteriormente a eso, se ha realizado una búsqueda y análisis de todos los posibles
materiales para los electrodos. Era necesario un material adhesivo que pudiera
colocarse en la prenda y, por supuesto, con la suficiente conductividad para trabajar
como electrodo. Atendiendo a coste, facilidad de uso y efectividad, se discuten las
alternativas y se decide por uno.
En cuanto al diseño del dispositivo en cuestión, se comenzó dibujando el circuito
del sensor ya desarrollado para realizar un escrupuloso análisis de cada uno de sus
componentes. Se estudió las alternativas en cuanto a la colocación de los principales
condensadores y se analizó el comportamiento de la señal obtenida ante variaciones en
los valores de todos los componentes que formaban el circuito. Todo esto se llevó a
cabo mediante simulaciones, haciendo uso del software OrCAD Capture y PsPice.
Una vez calculadas toda la parametrización y distribución del circuito oscilador, y
mediante el software OrCAD Layout, se diseñó la placa de circuito impreso para obtener
un primer prototipo, que sería implementado mediante la fresadora automática
ProtoMAT S62 de LPKF. En este prototipo se soldarían pines en donde deberían ir las
resistencias, condensadores, bobinas, etc. con el fin de obtener una versión reajustable
del dispositivo ya que, aunque hubiese sido estudiado en simulaciones, la
parametrización debía corroborarse a un nivel más práctico. Esta validación
experimental se llevaría a cabo mediante el osciloscopio MSO6032A de Agilent
Technologies con la que, visualizando la señal de salida se estudiarían diversas
alternativas a implementar para mejorar el dispositivo en cuanto a estabilidad,
robustez y precisión se refiere.
En una segunda etapa de validaciones experimentales, y teniendo un diseño
completo del circuito formado no sólo por el oscilador, sino por las últimas
implementaciones como reguladores, seguidores de tensión, etc., se volvió a hacer uso
de la fresadora para imprimir todo el circuito en una misma placa. Este circuito ya se
diseñó con la distribución, ayudados por los softwares CircuitCam y BroadMaster, para
26
ser conectado a un microcontrolador PIC32-PINGÜINO-OTG que se encargaría de la
transmisión, vía bluetooth, al ordenador.
Una vez hecho todo esto, se pasó a las dos últimas etapas de pruebas
experimentales. En la primera, se realizó un análisis de las posibilidades en cuanto a
tamaño, formas y distancias de los electrodos. Para cada alternativa se tomaban
medidas sobre un voluntario buscando la máxima variabilidad de la frecuencia de
oscilación ante pulsos cardiacos.
Teniendo elegidos los electrodos adecuados, pasamos a una etapa de desarrollo del
programa que recibiese adecuadamente la señal, la procesase y mostrase
adecuadamente por pantalla.
Finalmente, con la señal tratada se realizaron los últimos experimentos,
comprobando la validez de la señal recibida en comparación con un electrocardiógrafo
facilitado por el grupo de investigación de Ingeniería Biomédica de la Universidad de
Sevilla. Estas validaciones se realizaron estando el voluntario en distintas posturas,
determinando así la más adecuada.
27
4. RESULTADOS
4.1 Diseño del circuito. Simulaciones
Se describen a continuación las diversas simulaciones que se realizaron del circuito
oscilador con el objeto de analizar la colocación óptima de los electrodos en el mismo
para así obtener la mayor sensibilidad posible en nuestro sensor, así como para
optimizar los parámetros y componentes del diseño para mejorar la sensibilidad y
robustez del sensor.
Para esto, se ha hecho uso del software OrCAD, de Pspice. Reproduciendo el circuito
establecido y probando diversas distribuciones alternativas, se ha buscado la máxima
variación de frecuencia en el oscilador para un mismo incremento en la capacitancia
desde un valor de referencia típico de la capacitancia de una persona a través de su
pecho. Esta referencia se ha fijado, gracias a previos estudios experimentales, a 50 𝑝𝐹
[5].
4.1.1 Adecuación inicial del circuito
En lo que sigue, para todas las situaciones estudiadas, se describen las
simulaciones del circuito en parejas de estados prácticamente idénticos a diferencia del
valor de la capacidad en los electrodos, en los que se introducirá una variación de 0,5 pF,
incremento con el que se pretende modelar la variación provocada por el corazon
durante su funcionamiento.
Diseñando el circuito de partida en el software OrCAD con la distribución que
aparece en la figura 12 y asignándole idénticos valores de 1k a las resistencias, el valor
típico de la capacidad que posee el torso humano [5], y un valor aleatorio para la
inductancia de la bobina se obtienen oscilaciones como las que también se presentan a
continuación.
28
Figura 12. Circuito de partida.
Con estos valores, la señal obtenida tiene una zona transitoria indeseable que
representa un arranque inseguro, así como un comportamiento no oscilatorio debido a
una inadecuada polarización del transistor Q1 cuando cae la tensión base-emisor .
Figura 13. Simulación de partida
Por esto es interesante aumentar la resistencia R1 y reducir considerablemente R2.
Estos cambios mejoran la señal, forzando un comportamiento oscilatorio y con una
tensión de continua de 5 voltios que oscila entre 0 y 10 voltios. El resultado se muestra
en la figura 14.
Figura 14. Simulación corregida las resistencias
29
4.1.2 Colocación óptima de los electrodos en el circuito
Una vez parametrizadas las resistencias de tal modo que se eviten polarizaciones
que provoquen la pérdida del comportamiento oscilatorio de la señal, se procede a hallar
la localización óptima del condensador referente a los electrodos del dispositivo, los
cuales son factores fundamentales de la sensibilidad del sensor.
Inicialmente se puede contemplar tres alternativas en cuanto a la colocación del
condensador, C(hum+elec): colocar los electrodos paralelos al condensador superior,
paralelo al inferior, o paralelos a ambos. Sin embargo, después de simularlo se descarta
la opción de colocar el condensador paralelo a C3 ya que se pierde el comportamiento
oscilatorio.
Estamos entonces ante dos posibles soluciones: colocar los electrodos paralelos al
condensador superior, o paralelos a ambos.
Partiendo de la premisa que cuanto menor es la capacitancia equivalente del
sensor más se altera la respuesta para una variación pequeña, se han realizado varias
simulaciones para los casos antes comentados. Estos casos, a su vez, se simulan bajo
distintas situaciones en las que varían tanto la impedancia de R3 como la capacidad de C2
y C3.
En la tabla se muestran las dos posibles distribuciones de los electrodos en el
circuito y los valores usados en la simulaciones para R3, C2 y C3; y como resultados se
muestra la frecuencia de oscilación con la que trabaja el oscilador en cada supuesto, la
variación en la frecuencia provocada por incrementos de 0,5 pF en el condensador que
representa los electrodos (valor aproximado al cambio que provoca la variación
mecánica del corazón), y la sensabilidad, factor principal en la determinación de los
valores adecuados. La sensibilidad es el valor relativo de la variación de la frecuencia de
trabajo y se corresponde con la variación de la frecuencia en herzios dividido por la
frecuencia de trabajo, medida en kilo herzios. Esta magnitud proporciona más
información y es más determinante que la variación absoluta de la frecuencia.
30
Tabla 2. Resultados del ensayo de sensibilidad
De los resultados referentes al caso en el que los electrodos se conectan paralelos
a ambos condensadores, se aprecia una pequeña dependencia entre la resistencia R3 y el
valor de salida, siendo mayor ésta cuando se disminuye la primera. Sin embargo no se
aprecian mejoras en los resultados variando las capacidades en esta distribución, a
excepción de los casos en los que se le ajusta el mínimo valor a la resistencia y 1
picofaradio a C2, siendo ese el máximo que puede experimentar. El resto posee una
variación de frecuencia pobre para una lectura real.
En el segundo caso sí encontramos un punto a partir del cual podemos seguir
estudiando ya que se da una variación de frecuencia por encima de los 800Hz. Estos
resultados no son determinantes, puesto que el factor principal del que depende la
variación de frecuencia es la frecuencia de trabajo. Aun así, se elige esta segunda opción.
Para valores inferiores al mínimo estudiado en C3, el comportamiento de salida pierde
amplitud muy rápidamente.
31
De entre todas las alternativas estudiadas en este caso, −no todas mostradas en la
tabla anterior por la invariancia de sus resultados−, destaca el del último de los casos,
con valores de 0,5 𝑝𝐹 y 10 𝑛𝐹 para 𝐶2 y 𝐶3, respectivamente. Con estos valores en los
condensadores los resultados no varían al modificar el valor en la R3.
4.1.3 Estudio de sensibilidad del oscilador frente a variaciones en las
magnitudes de sus componentes
Se procede ahora a estudiar de manera más concreta, en qué medida afecta la
variación de los parámetros de cada uno de los componentes que forman nuestro
circuito.
Nuestro circuito se compone principalmente de siete componentes electrónicos
susceptibles a ajustes: tres condensadores, tres resistencias y una bobina.
Bobina, L1: Como ya se ha dicho, la bobina es crucial para la determinación de la
frecuencia de oscilación del oscilador. De hecho, su variación afecta exclusivamente a
esta frecuencia, lo que permite fijarla. A continuación se muestran los resultados
referentes a tres simulaciones en las que se ha variado solamente la inductancia de la
bobina.
Figura 15. L=0,5mH
32
Del mismo modo, los condensadores C2 y C3 son también responsables de la
frecuencia de oscilación del circuito. Asimismo, estos dos componentes forman un
divisor de tensión, con conexión a tierra en el punto de unión entre ambos, lo que
provoca la cualidad de simetría en la onda respecto a la fuente de tensión. De este modo,
la variación en la capacitancia de estos dos condensadores provoca la variación en la
frecuencia de trabajo. Uno de estos dos condensadores lleva en paralelo los electrodos
del sensor, por lo que éste se representa como la capacitancia equivalente de ambos. La
parametrización de estos ya se estudió en apartados anteriores, buscando una máxima
sensibilidad en el sensor.
Resistencias: Las resistencias son las encargadas de soportar las variaciones de
tensión sufridas por la bobina durante las oscilaciones, y así no hacer cambiar de estado
al transistor.
Figura 16. L=1,78mH
Figura 17. L=40mH
33
Si la resistencia 𝑅1 no tiene el valor suficiente, en el momento que la bobina
almacena suficiente energía como para provocar una caída de tensión superior a la que
pueda soportar el transistor, este entra en saturación y la caída de tensión entre el
colector y el emisor, 𝑉𝐶𝐸, cae a cero. Esto, obviamente, deforma nuestra onda oscilatoria.
En la figura 18 se muestra la tensión para un valor pequeño en la resistencia 𝑅1, por
ejemplo de 200Ω.
Es por esto que dicha resistencia se ajusta en un valor de 2k. Finalmente, 𝐶1 se
disminuye hasta 1𝑝𝐹 desde los mil que tenía anteriormente y vemos cómo la respuesta
al escalón no varía apreciablemente. El circuito parametrizado queda:
𝐶1 = 1𝑛𝐹; 𝐶2 = 0,5𝑝𝐹; 𝐶3 = 10𝑛𝐹
𝑅1 = 2𝑘Ω; 𝑅2 = 200Ω; 𝑅3 = 2𝑘Ω
El valor de 𝑅3 se eleva puesto que no afecta a la respuesta y beneficia a la señal en
cuanto a estabilidad se refiere.
A continuación se muestran los resultados de las simulaciones realizadas con
estos parámetros variando exclusivamente la inductancia de la bobina la cual, ajustada
a 1,2𝑚𝐻 proporciona una frecuencia de 634,89 𝐾𝐻𝑧.
Figura 18. R=0,2k
34
Tabla 3. Resultados del estudio del inductor
No se han seguido las simulaciones hacia mayores frecuencias de oscilación por
los problemas anteriormente mencionados. Por limitaciones en cuanto a valores típicos
de los componentes en el mercado, no seguimos el estudio hacia resoluciones mayores
que las que se muestran en la tabla anterior. Encontramos un máximo alrededor del
punto donde ajustamos la bobina a 1,1 mili henrios, por lo que fijamos la bobina con
este valor.
4.2 Diseño circuito de prototipo
Para esta sección se ha hecho uso del programa ORCAD layout en el cual se han
diseñado las pistas para poder obtener un circuito impreso, especificando las rutas de
cada capa. A partir de este diseño, el software genera un código para importarlo en la
fresadora automática, ProtoMatS62.
Figura 19. Diseño de capa top del circuito
L1 (mH) Freq. Trabajo (KHz) Variación freq. (Hz) S (Hz/KHz)
2 491,857 483,132 0,9827438
1,8 518,375 536,666 1,0358215
1,6 550,025 604,219 1,0991338
1,4 587,858 690,353 1,1750433
1,2 634,886 805,182 1,2690355
1,1 663,094 1009,803 1,5240259
1 695,857 967,139 1,3908196
0,9 733,098 537,068 0,7328689
0,8 777,563 604,167 0,7773027
0,6 897,617 805,038 0,8972637
35
Ya que los parámetros estudiados anteriormente en base a las simulaciones no
son en absoluto definitivos, puesto que deberían ser considerados muchos más factores
para que en la práctica los resultados fuesen coincidentes, no se sueldan los
componentes directamente a la placa del circuito. En lugar de eso, se realiza una placa
con pines donde conectar los componentes a probar.
4.3 Pruebas con osciloscopio
Una vez se tiene la placa de circuito impreso, alimentado con una pila de 9 voltios,
se toman, mediante el osciloscopio MS06032A de Agilent Technologies, medidas de la
señal a la salida del oscilador, estando éste desconectado. Realizando varias medidas se
comprueba que el trato directo con el oscilador provoca alteraciones en la señal,
mostrando distintas formas y frecuencias en cada medida. Esto es mostrado en la figura
21.
Figura 20. Máquina fresadora ProtoMat S62
Figura 21. Señal con salida desconectada
36
Con el fin de aislar el oscilador y poder tomar medidas sin afectar a esta, se instala
un seguidor de tensión de tal modo que siga fielmente la señal y, posteriormente, pueda
ser manipulado sin que afecte al resultado. Para realizar el seguidor de tensión se ha
utilizado un operacional OPA211.
El seguidor de tensión afecta al valor de continua del oscilador, provocando que
éste deje de oscilar. Para evitar este fenómeno se introdujo un condensador en serie a
la entrada del seguidor, con el propósito de desacoplar la componente de continua de
amos elementos.
Con esta distribución tomamos medidas en tres puntos distintos, numerados en la
imagen. En el primero de los casos, a la salida del oscilador tenemos una señal
oscilatoria, con una tensión en continua de aproximadamente 3,25 voltios, una
amplitud de pico a pico de 2,45 voltios y una frecuencia de 333 KHz (figura 24). Al pasar
por el condensador, la señal permanece invariante a excepción de la tensión de
continua que desciende a 1,84 voltios (figura 25). Sin embargo, a la salida del seguidor
de tensión, la salida presenta formas irregulares, indeseables debido a la posible
imprecisión que puede generar en la cuenta de la frecuencia (figura 26).
Figura 22. Esquema con seguidor de tensión
Figura 23. Esquema con condensador
37
Figura 24. Resultado en 1
Figura 25. Resultado en 2
Figura 26. Resultado en 3
38
Como la señal oscilatoria supera el rango dinámico del operacional, se producen
estas deformaciones de la señal a la salida. Como posible solución, se incluye como
etapa previa al condensador de desacoplo un divisor de tensión con resistencias de 1
MΩ. Este valor de resistencia es suficientemente elevado como para no afectar al
oscilador y a la señal generada por éste, consiguiendo una reducción de la amplitud de
la señal oscilatoria dentro del rango dinámico de funcionamiento del operacional. El
esquema del dispositivo queda como sigue:
Con esta distribución, y con la anterior regulación del circuito a 5 voltios, se
toman las medidas en cada punto susceptible a posibles alteraciones de la señal: a la
salida del oscilador desconectado del resto del circuito1, a la salida del divisor de
tensión2, a la salida del condensador de desacoplo3, y a la salida del seguidor de
tensión4. En el primer caso la salida desconectada resulta adecuada, con una tensión en
continua de 5 voltios, amplitud de pico a pico de 8,75 voltios, y frecuencia de 340KHz
(figura 28). Sin embargo, las medidas tomadas pasado el divisor de tensión indican que
éste atenúa en exceso la señal (figura 29), nótese la gran disminución de amplitud en la
señal.
Figura 27. Esquema con divisor de tensión
Figura 28. Resultado en 1
39
Se intenta corregir disminuyendo el valor de las resistencias a 200kΩ, pero no es
suficiente decremento y sigue atenuando en exceso la señal, aunque ahora en menor
medida (figura 30).
Figura 30. Resultado a la salida del divisor de tensión
No se puede reducir en gran cantidad el valor de los resistores pues afectaría a la
señal, por lo que se decide prescindir del condensador. En la figura 31 queda reflejada
la distribución del circuito.
Figura 29. Resultado de 2
Figura 31. Esquema del circuito
40
En este último caso, se toman medidas únicamente a la salida del oscilador y a la
salida del seguidor de tensión. Para el primero de los casos, la señal obtenida tiene una
amplitud de 9,56 voltios de pico a pico, una tensión en continua de 5 voltios y una
frecuencia de funcionamiento de 562 KHz; a la salida del seguidor de tensión la
amplitud de pico a pico desciende a 3,3 voltios, el voltaje en continua pasa a 3,05 voltios
y la frecuencia aumenta ligeramente hasta los 600 KHz. Este cambio brusco en la
frecuencia de funcionamiento, que prácticamente duplica a la frecuencia medida en las
anteriores pruebas, resulta inusual por lo que se investiga el motivo. La frecuencia real
termina siendo esta última que ronda los 600 KHz ya que las anteriores frecuencias se
han visto afectadas por una de las sondas con las que se han tomado medidas y su
sustitución por otra lo ha corroborado. A continuación se muestran los resultados de
las dos últimas medidas.
Figura 32. Resultado a la salida del oscilado
Figura 33. Resultado a la salida del seguidor de tensión
41
Una vez concluida esta parte, se intenta, mediante un puente rectificador de onda
completa, aumentar la precisión de nuestro sensor. La explicación que fundamenta esto
estriba en la definición del puente rectificador.
Puente rectificador de onda completa
En un intento por aumentar la frecuencia de trabajo, y con ello la sensibilidad del
sensor, estudiamos la posibilidad de implementar un puente rectificador. Este suele
usarse para convertir la corriente alterna en corriente continua, mediante un posterior
filtro con un condensador en paralelo. Ante una señal senoidal como la nuestra, el
puente hace que las ondas que forman los valores negativos pasen a ser positivos. Así,
se modifica la señal como se muestra en la figura 34.
De este modo la frecuencia de la señal se duplicaría y obtendríamos una mayor
precisión en nuestro dispositivo.
Esto se consigue gracias al circuito mostrado en la figura 35. Cuando el voltaje es
positivo, la corriente pasa por el polo positivo cortando los diodo D4 y D3, y pasando
por D1, D2 y la carga R. Cuando la tensión cae a valores por debajo de cero, se cortan los
diodos D2 y D1, dando paso a la corriente por D3 y D4. De este modo cruza la carga, R,
en la misma dirección que cuando recibe tensión positiva y causa la tensión mostrada
en la figura 34.
Figura 34. Modificación con puente rectificador
42
Figura 35. Esquema de un puente rectificador de onda completa
Sin embargo, en el caso que nos preocupa los diodos no polarizan ya que, al tener
tensión de continua, el voltaje no pasa a valores negativos en ningún momento y, por lo
tanto la corriente no cambia de dirección. Por este motivo prescindimos del
rectificador.
Comparador operacional
A la salida del seguidor de tensión se conecta un operacional con la distribución
determinada para hacerlo funcionar como comparador, que convierte la señal en una
cuadrada. Este comparador es alimentado con la mitad de tensión que al oscilador. Así,
el comparador tendrá un voltaje umbral igual al punto medio de la onda de la señal, el
cual será el valor que marcará el flanco. A continuación se muestra un esquema del
circuito externo con la última implementación, así como la señal conseguida.
Figura 36. Circuito con comparador
43
Figura 37. Señal cuadrada conseguida
La figura 38 muestra el resultado del acople total de cada uno de los componentes
mediante un protoboard y varios jumpers. En él se distingue claramente la
alimentación, conectada al regulador; ambos operacionales, en distribución de seguidor
de tensión y de comparador; el divisor de tensión mediante la conexión directa de las
resistencias; y la placa del circuito oscilador.
Figura 38. Prototipo de circuito completo
4.4 Prototipo definitivo
Una vez más, se diseña la placa a implementar por la fresadora automática
haciendo uso del OrCAD Layout. En esta ocasión se ha recurrido en gran medida a la
capa bottom debido a la mayor complejidad del circuito. En la figura 39 puede
observarse, aparte de los pines de componentes ya instalados en la placa básica inicial,
tres microchips: dos operacionales planos soldados a la placa, los cuales actúan como
44
seguidor de tensión y comparador, y un módulo Bluetooth. Este módulo Bluetooth es el
RN42 I-RM de ROVING Networks de Microchip. Esta serie es una radio Bluetooth Clase 2,
con diseño pequeño y de baja potencia que será utilizado para enviar la señal de
manera inalámbrica al ordenador a la hora de tomar las pruebas.
Figura 39. Dispositivo. Placa y Módulo BT
La placa antes mencionada se ha implementado con la medida y los pines
necesarios para ser conectado a una placa PIC32-PINGÜINO-OTG. Esta es compatible
con el conocido arduino UNO pero con ciertas ventajas, las cuales se detallan a
continuación:
Memoria Flash de 256kB frente a 32kB de Arduino UNO
Memoria RAM de 32kB frente a 2kB de Arduino UNO
No tiene memoria EEPROM de datos
Frecuencia de reloj de 80MHz frente a los 16MHz de Arduino UNO
8 Entradas analógicas frente a 6 de Arduino UNO
26 Salidas digitales frente a 14 de Arduino UNO
3 Salidas digitales con PWM frente a 6 de Arduino UNO
Un pulsador de usuario
2 Leds de usuario frente a uno de Arduino UNO
Conector para tarjeta SD/MMC micro
Cristal de cuarzo de 32768 Hz para reloj de tiempo real
Alimentación de 9V a 24V frente a de 7V a 12V en Arduino UNO
Alimentación opcional con batería de Litio
45
Puerto USB OTG
Por último, y aunque no se aprecie en la imagen, se ha implementado un
interruptor conectando la pletina de la pila y el dispositivo. Si se presta atención en la
figura 39 se puede apreciar un pin que proporciona la posibilidad de puentear la malla
protectora de los cables de los electrodos con la señal de salida del seguidor de tensión.
Estudios realizados por el grupo de investigación de Ingeniería Biomédica de la
Universidad de Sevilla demostraron que es posible mejorar la precisión y calidad de
una señal tomada por tecnología capacitiva conectando la malla protectora que cubre el
cable a la señal de salida del oscilador tras el seguidor de tensión. Por este motivo, más
adelante se realizarán también pruebas con el fin de corroborar esta teoría.
Haciendo uso del osciloscopio una última vez con el fin de verificar el correcto
funcionamiento de nuestro dispositivo, tomamos medidas de la señal. Estas nos revelan
una alteración de la misma al estar el dispositivo conectado a carga. Al estar enchufado,
se filtra la señal de 50 Hz. Esta falta de invariabilidad en la frecuencia de la señal se
contempla en la siguiente imagen, figura 40, de la pantalla del osciloscopio. Más abajo la
misma señal con el dispositivo desconectado y alimentado a batería, figura 41.
Figura 40. Señal con dispositivo en carga
46
Figura 41. Señal con dispositivo desconectado de carga
A continuación de muestran las señales tomadas en distintos puntos del
dispositivo, de tal modo que pueda verse el cambio de esta a su paso por el circuito.
Estos puntos son: a la salida del oscilador, con éste en carga y desacoplado del resto (1);
en el mismo punto anterior pero esta vez desconectado(2); en el mismo punto
desconectado y acoplado(3); a la salida del seguidor de tensión y a la salida final del
dispositivo(4).
Figura 42. Punto (1)
47
Figura 43. Punto (2)
Figura 44. Punto (3)
Figura 45. Punto (4)
48
4.5 Pruebas experimentales
En esta sección se va a mostrar y explicar todas las pruebas tomadas con el
dispositivo ya completamente instalado. Para ello se hará uso de una camiseta
deportiva de licra, de tal modo que quede bien ceñida al cuerpo. Se tomarán medidas
para confirmar la real mejora de la señal mediante el puenteo con la malla protectora
anteriormente comentada. Para esto se tomarán medidas por parejas en mismas
condiciones a excepción de este detalle, con el pin de puenteado puesto y quitado.
Después de esto se hará un análisis mediante numerosas medidas para tomar una
decisión en cuanto a la distribución, tamaño, forma, e incluso número de electrodos a
usar. Todas estas posibilidades se describirán más adelante.
4.5.1 Conexión Puerto Bluetooth
De ahora en adelante, las medidas se mostrarán por Matlab, recibiéndolas vía
bluetooth a través del módulo. El PC empleado trabaja en un sistema operativo de
Windows, Windows 10. Se realizaron una serie de pruebas preliminares para comprobar
la conectividad del dispositivo con el ordenador utilizando Tera Term, un software libre
emulador de terminal. Una vez asegurado el correcto envío de datos se desarrolló una
aplicación en Matlab para la captura de datos.
4.5.2 Recepción de datos y representación gráfica. Matlab
El programa provisional para la recepción de los datos y su salida por pantalla en
gráfica la forma un código bastante sencillo que mostramos a continuación.
49
En primer lugar se declara la variable pserie, que será el manejador del puerto
serie, el cual es configurado con una tasa binaria. El puerto se configura y se abre
mediante el comando fopen. Haciendo uso de un bucle while se reciben los datos por el
puerto serie, se almacenan y se calcula la diferencia entre el actual y el anterior. Tanto
el valor leído como la diferencia de frecuencias se muestra por pantalla. A su vez, el
dato recibido se almacena en un vector que irá actualizándose en una gráfica mostrada
por pantalla. Una vez se rellene la gráfica con un máximo de puntos max_samp, el
programa borra los datos del vector y de la gráfica y empieza de nuevo. Realiza esto
hasta un máximo de veinte gráficas, momento en el que el programa sale del bucle while
y finaliza.
4.5.3 Electrodos
En esta sección se va a desarrollar el proceso realizado hasta encontrar la
distribución, distancia entre ellos, tamaño y forma óptimas de los electrodos,
mostrando cada una de las opciones estudiadas.
La primera alternativa estudiada se compone de unos electrodos rectangulares de
11 x 6 cm tomamos las medidas adhiriéndolos a la camiseta paralelos entre ellos y con
una distancia variable.
Figura 46. Código Matlab
50
Debe saberse que, al no haber tratado aun la señal, las lecturas reflejarán
cualquier variación que se produzca cerca o entre los electrodos. El simple movimiento
relativo de la camiseta respecto al cuerpo, el movimiento del cuerpo o la respiración se
contemplará en los resultados. Con el propósito de realizar un análisis de la
sensibilidad del sistema a las variaciones producidas por la señal cardiaca, los
experimentos se realizaron intentando mantener una posición inmóvil, manteniendo la
respiración con el objeto de proporcionar una lectura cardiaca lo más definida posible.
Para esclarecer esto, a continuación se muestra como ejemplo el resultado de una
lectura en la que se estaba respirando con normalidad.
Figura 48. Lectura de respiración
Figura 47. Electrodos paralelos orientados horizontalmente
51
En la siguientes figuras se muestran las lecturas tomadas variando la distancia
entre los electrodos entre 2 y 4 cm.
Figura 49. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia con puenteado
Figura 50. Lectura con electrodos horizontales a 2 cm de distancia sin puenteado.
Figura 51. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia con puenteado
52
Figura 52. Lectura con electrodos horizontales a 4 cm de distancia sin puenteado
Los anteriores resultados desvelan que, dados unos electrodos orientados
paralelamente, la lectura es más nítida cuanto más cerca están los electrodos entre sí.
Por otra parte, la diferencia entre los casos en los que quedaba puenteada la malla
protectora con el cable y los que no, se manifestaba en la diferencia de frecuencia de
trabajo. Cuando se medía sin puenteado la frecuencia subía unos 3 kHz y por este
motivo los latidos se hacian mas pronunciados en la gráfica, ya que a mayor frecuencia
de trabajo mayor variación de ésta. Sin embargo, es sabido que las bajas frecuencias
penetran mejor en el tejido humano.
A continuación, se prueban la mismas distribuciones que antes pero con los
electrodos en vertical. La figura 53 muestra esto.
Figura 53. Electrodos verticales orientados verticalmente
53
Figura 54. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia con puenteado
Figura 55. Lectura con electrodos verticales a 2 cm de distancia sin puenteado
Figura 56. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia con puenteado
54
Figura 57. Lectura con electrodos verticales a 4 cm de distancia sin puenteado
Si bien por lo general este caso empeora respecto al anterior (caso horizontal),
una de las lecturas muestra una gráfica bastante interesante. Es el caso de la tomada
con los electrodos a 2 cm sin puenteado. Es, hasta el momento, la gráfica con los picos
más pronunciados, aunque estos correspondan con mínimos en la gráfica.
En el siguiente caso se probó una distribución horizontal en la que uno de los
electrodos quedaba colocado en el lateral del costado, debajo del brazo, y el otro debajo
del pecho. La figura 58 ilustra el caso.
Figura 58. Electrodos horizontales perpendiculares a misma altura
55
Figura 59. Lectura con electrodos horizontales y perpendiculares
La opción en la que los electrodos quedaban en la anterior disposición se descartó
en un primer momento al ver los resultados de la primera lectura. La señal es
prácticamente plana, muy ruidosa e inestable. Posteriormente se tomaron
medidas con los electrodos enfrentados, es decir, uno bajo el pecho y el otro en la
espalda, dejando el cuerpo entre medio.
Figura 60. Electrodos enfrentados
56
Figura 61. Lectura con electrodos enfrentados con puenteado
Figura 62. Lectura con electrodos enfrentados sin puenteado
De nuevo es el caso en el que no se realiza el puenteado en el que aparecen
variaciones más significativas relacionadas con las pulsaciones. Sin embargo, no se
consigue suficiente variación.
En un intento por mejorar la lectura de la señal, la siguiente alternativa consiste
en unos electrodos formando una cuadrícula de 4 cuadrados interconectados por
parejas. De esta modo cada adhesivo cuadrado queda conectado con el que tiene en su
esquina opuesta. A continuación se ilustra esta distribución de electrodos.
57
Figura 63. Electrodos divididos en cuatro interconectados
Ha de notarse que los lazos de conexión no están en contacto, si bien pueda parecerlo.
Figura 64. Lectura con electrodos interconectados
Con esta distribución, aunque pueda notarse una mejoría en cuanto a la mayor
variabilidad de la frecuencia con las pulsaciones, tiene el problema de que aumenta
mucho la sensibilidad ante movimientos, lo que hace la señal muy inestable.
El método más complejo en cuanto a elaboración de los electrodos es el siguiente
en el que, a partir de una distribución parecida a la primera opción, se han recortado los
electrodos en forma de peines enfrentados para así acercarlos entre sí encajándolos. Se
ilustra esta distribución a continuación.
58
Figura 65. Electrodos encajados entre sí
Figura 66. Electrodos encajados en forma peine con puenteado
Si bien se esperaba una mejoría notable respecto a las anteriores alternativas, no
sucede así. Resulta una gráfica plana. Como principal causa de esto se baraja la
posibilidad que sea por la pérdida considerable de superficie en los electrodos. Es por
esto que, por último, se prueba con electrodos más grandes para comprobar si el
tamaño influye significativamente en la capacidad de lectura de los electrodos. Se
repiten las distribuciones horizontales, esta vez con un tamaño de 30 x 6 cm primero,
primero con ambos electrodos en el pecho, y posteriormente, con uno en el pecho y el
otro en la espalda.
59
Figura 67. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho puenteado
Figura 68. Lectura con electrodos grandes dispuestos horizontalmente en el pecho sin puenteado
Figura 69. Lectura con electrodos grandes enfrentados con puenteado
60
Figura 70. Lectura electrodos grandes enfrentados sin puenteado
Sin lugar a dudas, esta última alternativa parece las más favorable de todas las
estudiadas. Nótese que en éste último caso en el que el cuerpo queda entre los
electrodos, se ha tenido que ampliar el rango de valores mostrados en el eje vertical,
debido a que la amplitud de los impulsos debidos a las pulsaciones aumenta
considerablemente. En cuanto a las diferencias en los casos en los que se ha
contemplado medidas con puenteado y sin él, puede decirse que, si bien esto reduce la
frecuencia en un 13% aproximadamente −variación, en principio, beneficiosa−, también
aplana la curva haciendo que en los casos sin el puenteado pueda realizarse una mejor
lectura.
4.5.4 Procesamiento de la señal
Como ya se dijo anteriormente, las medidas tomadas en las pruebas realizadas
para la elección de unos electrodos adecuados, se obtuvieron aguantando la respiración
con el fin de producir la señal cardíaca más visible posible. Sin embargo, esto en la
práctica no sería muy útil por lo que en esta apartado se tratará la señal con el fin de
aislar la señal deseada de otras que, aparte de la respiración, pueden ser producidas
por la tos, movimientos, etc.
Para esto se hará uso de filtros digitales, los cuales se implementarán en Matlab y
cuyos resultados se irán explicando paso a paso. Se ha extraído una muestra de unos 30
segundos y esta será la que usaremos para la descripción del procesamiento completo.
61
Es por esto que hemos implementado un fragmento más de código al que ya se tenía
para la lectura con el propósito de guardar los datos en una variable al acabar el
experimento. De este modo, se obtiene una batería de experimentos a partir de los
cuales puede desarrollarse el software de detección. A continuación se muestra la
gráfica que ilustra esto.
Figura 71. Señal sin tratar
En la figura 71 se aprecia claramente el ritmo respiratorio, que corresponde a la
principal oscilación de la señal. No tan fácil, y en bastante menor medida, puede
apreciarse la correspondiente a pulsos cardíacos. Aparte de esto, como ya hemos dicho,
la señal puede tener ruido de alta frecuencia y otras señales parásitas.
Figura 72. Código para filtro paso alto
62
En el código mostrado, el programa carga los datos obtenidos de la lectura (figura
71), y obtiene los coeficientes de b y a, correspondientes a los de la función de
transferencia que rige un filtro butterworth,
𝐻(𝑧) =∑ 𝑏𝑘 · 𝑧−𝑘𝑁
𝑘=1
∑ 𝑎𝑘 · 𝑧−𝑘𝑁𝑘=1
Ecuación 5. Filtro Butterworth
en la que N se refiere al orden del filtro, z la variable del dominio de la transformada Z,
y k el índice de valores previos de la señal en el dominio discreto, de acuerdo a la
transformada Z. Una vez procesados todos los valores de la señal se muestra por
pantalla, eliminando los primeros puntos, imprecisos debido al transitorio. Ha de
recalcarse que, al pretender eliminar la respiración mediante este filtro, las pruebas
que se fuesen tomadas a partir de ahora, deberían realizarse respirando de la manera
más lenta y profunda posible, intentando así emular las condiciones en las que sería
utilizado el dispositivo; todo esto sin llegar a forzar la respiración natural hasta tal
punto que alterase la frecuencia cardiaca. El resultado es mostrado en la figura 73.
Figura 73. Señal tras Filtro paso alto
La imagen anterior muestra un pulso cardiaco mucho más perceptible, habiéndose
filtrado la respiración. Sin embargo, no es una señal muy limpia ya que posee
irregularidades correspondientes con ruido de alta frecuencia. Para solucionar esto se
incluye un filtro paso bajo, para así suavizar la señal y evitar estos picos e
63
irregularidades. Destacar que para ambos filtros se ha fijado la frecuencia de corte en
0.75 y 1.4 herzios, límites bastantes distanciados entre ellos en comparación a los
normales de hombres y mujeres sanos, los cuales están en 60 y 80 pulsaciones por
minuto, 1 y 1.33 herzios. A continuación el resultado.
Figura 74. Señal tras filtro paso alto
Este último proceso, aparte de mostrar una señal más clara de los pulsos
cardiacos, ayudará a la hora de diseñar el algoritmo que detecte dichos pulsos para
calcular la frecuencia cardiaca. A continuación se realizarán experimentos comparando
el dispositivo en cuestión con otros dispositivos de medida de demostrada fiabilidad.
4.5.5 Validaciones experimentales junto a ECG
Se realizaron varias pruebas en las cuales se tomaban lecturas con el dispositivo y
un electrocardiógrafo, de manera simultánea. Este electrocardiógrafo consistía en unos
electrodos adheridos a la piel en ambas manos y en la pierna izquierda, los cuales se
encargaban de leer los impulsos eléctricos de cada pulsación mediante sensorización
inductiva. Variando la postura del paciente, se realizaron un total de 6 experimentos.
En el primer caso se realizaron con el paciente sentado en una silla con su espalda
totalmente en contacto con ella; posteriormente, el paciente quedó sentado en el borde
de la silla con la espalda al aire; los siguientes experimentos se realizaron tumbado
64
boca arriba, boca abajo, sobre el lado izquierdo y sobre el lado derecho. A continuación
se muestran los resultados de todas estas pruebas.
Figura 75. Lectura en posición sentada con la espalda apoyada
En la anterior figura, figura 75, se muestra la señal original captada por el sensor
capacitivo y la leída por el electrocardiógrafo. Con el objetivo de sincronizar ambas
señales, se alteraron las lecturas con un impulso externo en ambos dispositivos,
tocando con las manos los electrodos durante el experimento. Esto se traduce en un
cortocircuito que provoca la caída de la señal alrededor de los nueve y veinticuatro
segundos, respectivamente. A partir de ahora se mostrarán los resultados de cada
postura, con la señal tratada y sincronizada primero, y con la original después, respecto
al ecg para así poder comprobar su precisión. Aparte de la sincronización, se le redujo
el valor de continua a la señal de ecg y se multiplicaron los valores de la señal tratada
para resaltarla frente a la anterior.
65
Posición sentada, espalda apoyada
Figura 76. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda apoyada
Figura 77. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda apoyada
66
Posición sentada, espalda no apoyada
Figura 78. Lectura señal procesada en postura sentada con espalda no apoyada
Figura 79. Lectura señal detectada en postura sentada con espalda no apoyada
67
Posición tumbada, decúbito prono
Figura 80. Lectura señal procesada en postura tumbada boca abajo
Figura 81. Lectura señal detectada en postura tumbada boca abajo
68
Posición tumbada, decúbito supino
Figura 82. Lectura en postura tumbada boca arriba
Figura 83. Lectura señal detectada en posición tumbada boca arriba
69
Posición tumbada, decúbito lateral derecho
Figura 84. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado derecho
Figura 85. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado derecho
70
Posición tumbada, decúbito lateral izquierdo
Figura 86. Lectura señal procesada en posición tumbada sobre lado izquierdo
Figura 87. Lectura señal detectada en posición tumbada sobre lado izquierdo
Analizando estos resultados se puede concluir con que las lecturas en posición
tumbada boca arriba y sobre el lado derecho deben descartarse como posturas de
71
medida idóneas. No sólo la falta de intensidad en los impulsos relacionados con los
latidos del corazón, sino también la inestabilidad de la periodicidad de ésta hacen que
no sean posturas ideales. Sin embargo, se aprecia claramente, sobre todo en las
comparaciones con la señal sin tratar, cómo las posturas tumbado lateral sobre lado
izquierdo y sentado con la espalda apoyada son las mejores posiciones para tomar las
medida, ya que los impulsos son bastante más claros y la frecuencia sigue fielmente la
correspondiente a los pulsos eléctricos del electrocardiógrafo, tanto de la señal tratada
como de la detectada.
4.6 Cálculo de la frecuencia cardiaca
Si bien conocidas funciones matemáticas que muestren la señal en el dominio
frecuencial, como pueden ser la densidad espectral o la transformada discreta de
Fourier, pueden ser eficaces para tratar la señal, tienen mucho coste computacional y
puede ser perjudicial para una lectura en tiempo real. Se busca algún algoritmo menos
pesado en cuanto a cálculos se refiere para poder realizarlos de manera iterativa en
cada lectura, o cada cierto número finitos de lecturas. De este modo, se debe estudiar
algún método factible para el caso que nos concierne.
El cálculo de la frecuencia de la señal conlleva a su vez el cálculo de la
periodicidad, por lo que se debía buscar algún patrón repetitivo en la señal y almacenar
los instantes en los que se producían, para así hallar esa distancia temporal entre ellas y
de ahí, la frecuencia. Sin embargo, esto conlleva cierta dificultad debido a que no es una
señal que posea una periodicidad estricta, es decir, posee muchos formas irregulares,
así como casos en los que no se detecta impulso, o este no lleva una forma similar a la
anterior.
Una posible solución podía ser realizar un conteo del número de cortes por la
línea horizontal de cero. A continuación, se muestra una imagen con el código.
72
Figura 88. Código Matlab de cálculo frecuencial mediante cruces por cero
Este fragmento del código, extraído del interior del bucle en el que se está
realizando la lectura, y una vez realizado un número considerable de lecturas para
evitar la zona transitoria provocada por los filtros, busca puntos que hayan cruzado la
línea horizontal de cero en decremento. Una vez hallado el punto se registra el instante
de tiempo en un vector llamado inst, el cual servirá para calcular la distancia temporal
entre éste y el anterior, que se almacenaría en otro vector dist. Puesto que siempre
habrá, como ya se ha explicado, casos irregulares que contengan cruces de este tipo no
definidos por el impulso cardiaco, se debía realizar algún tipo de aproximación o
búsqueda del valor más típico entre varios valores ya registrados. Es decir, si se
pretendía calcular una frecuencia mínimamente estable, fiable y lo menos cambiante
posible debíamos crear alguna condición para esto. Se terminó eligiendo el siguiente:
este cálculo anteriormente explicado, se realizaría cada 5 segundos durante los cuales
se iría almacenando todos los cruces y las distancias entre ellos. Cada vez que se
cumplía los 5 segundos, se hallaba la mediana de todos los valores almacenados en dist,
éste se traducía en pulsaciones por minuto y se redondeaba a un valor entero. Cada vez
que se realiza este cálculo, el resultado se muestra por pantalla, en la misma ventana en
la que está representada la gráfica. Esto se ilustra en la figura 89.
73
Figura 89. Resultado con leyenda indicando la frecuencia
Si ya, mediante este algoritmo, los cálculos resultaban bastante aproximados, se
intentó otro método ya que puede apreciarse como, ante ciertas situaciones
inesperadas causadas por una rápida u honda respiración, este pulso se ensanchaba y,
por lo tanto, el cruce de la señal por la línea de cero se distanciaba relativamente
respecto a la anterior.
Este otro método consistía en la detección de máximos en la gráfica, y el cálculo de
las distancias entre ellos. Ya que los máximos no son desplazados por la variación de
anchura de los pulsos, de este modo se puede solucionar la limitación comentada
anteriormente. En éste la condición impondría que el punto a leer fuese inferior al
anterior, y éste superior al precedente. Y esto sólo se cumple en los casos en los que
existe un máximo en el valor anterior al leído en ese instante. Sin embargo, se eligió la
primera puesto era más simple e igual de eficaz.
Frecuencia respiratoria
Ya que en la señal detectada se muestra el comportamiento respiratorio, se ha
optado por añadir al dispositivo la función de mostrar y calcular la frecuencia
respiratoria. Para esto, se ha implementado en el código un nuevo fragmento que se
encarga de filtrar las altas y medias frecuencias de la señal, mostrar la señal
respiratoria suavizada y calcular la frecuencia.
74
De este modo, la ventana que muestra por pantalla estas constantes vitales resulta
como la figura 90.
Figura 90. Interfaz del programa Matlab
75
5. CONCLUSIONES
En este apartado se desarrolla la visión de conjunto adquirida una vez concluido el
proyecto, incluyendo los objetivos alcanzados, las dificultades encontradas a lo largo
del proceso y las limitaciones que permanecen al acabar, dejando la puerta abierta a
posibles mejoras.
El objetivo del proyecto era la mejora del diseño hardware y software de un
sensor capacitivo para su aplicación a la medida de la frecuencia cardiaca. El proyecto
ha concluido con el completo diseño optimizado del dispositivo cuya circuitería
impresa ha sido conectada a un módulo de transmisión bluetooth, y a una alimentación
mediante una pila de 9 voltios, formando un prototipo perfectamente válido para las
pruebas experimentales posteriores.
En un primer lugar, se ha realizado un minucioso análisis en el cual se han
obtenido los valores óptimos de cada componente de la placa para una máxima
sensibilidad del sensor. Esto se llevó a cabo sin olvidar el interés por obtener un
dispositivo de bajo coste, que conllevaba buscar un mínimo consumo. A partir de la
señal recibida por el microcontrolador, y haciendo uso de filtros discretos, se ha
conseguido filtrar la señal cardiaca; gracias a esto se ha obtenido un programa capaz de
tomar las lecturas de manera precisa en tiempo real, con un bajo coste computacional
frente a otras alternativas originales, y dotado con inteligencia necesaria para calcular y
actualizar cada cierto intervalo de tiempo ambas frecuencias. Como valor añadido, se ha
implementado también la medida de la frecuencia respiratoria.
Como posibles mejoras destaca la posibilidad de, finalmente, poder implementar
este dispositivo en una camiseta, de tal manera que el paciente se olvidase del aparato
en cuestión, eliminándose así la posible sensación de confinamiento que provoca el
verse uno mismo conectado a un aparato, lo que conlleva alteraciones de las constantes
76
vitales objeto de lectura. Esto podría llevarse a cabo usando componentes SMD,
encapsulado en una micro placa que quedase implementada en la camiseta y que
transmitiese los datos a un simple dispositivo de bolsillo que se encargase del
procesamiento y la lectura mediante algún tipo de display.
77
6. BIBLIOGRAFÍA
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80
81
7. ANEXOS
ANEXO A: Código de Programación Matlab
% CONFIGURACIÓN PUERTO SERIE global pserie figure(1) pserie = serial('COM3'); set(pserie,'Timeout',10000,'BaudRate',19200,'FlowControl','none'); close(1) fopen(pserie) fin=0;
frec=[]; %VECTORES DE ALMACENAMIENTO DE LA SEÑAL frec_1=[]; frec_2=[]; frec_r=[];
frec_muestreo=20; frec_cardiaca=0; %FREC.CARDIACA MOSTRADA POR PANTALLA
dist=0; i=1; ii=1; mm=0; m=0; n=0; tempo=0; inst=0; instt=0; sum=0;
vector_xr=0; %VECTORES GRÁFICA RESPIRATORIA vector_yr=0;
vector_x=0; %VECTORES GRÁFICA CARDIACA vector_y=0;
Fcb=0.75; %PARÁMETROS FILTROS fca=1.4; orden=4;
minfr=100000; %VARIABLES EJES maxfr=-100; maxf=30; minf=-30;
while (fin==0)
n=n+1;
82
frec(n)=str2double(fscanf(pserie)); %RECIBE DATO
if frec(n)>=maxfr %AJUSTAR GRÁFICA A SEÑAL maxfr=frec(n); end if frec(n)<=minfr minfr=frec(n); end %%TRATAMIENTO SEÑAL %coeficientes de los filtros [b,a]=butter(orden,fcb*2/frec_muestreo,'high'); [b2,a2]=butter(orden,fca*2/frec_muestreo,'low'); [b3,a3]=butter(orden,fcb*2/frec_muestreo,'low'); % %Bucle para filtro discreto paso alto if n==1 valor=b(1)*frec(n); elseif n==2 valor=b(1)*frec(n)+b(2)*frec(n-1); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1); elseif n==3 valor=b(1)*frec(n)+b(2)*frec(n-1)+b(3)*frec(n-2); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1)-a(3)*frec_1(n-2); elseif n==4 valor=b(1)*frec(n)+b(2)*frec(n-1)+b(3)*frec(n-2); valor=valor+b(4)*frec(n-3); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1); valor=valor-a(3)*frec_1(n-2); valor=valor-a(4)*frec_1(n-3); else valor=b(1)*frec(n); valor=valor+b(2)*frec(n-1); valor=valor+b(3)*frec(n-2); valor=valor+b(4)*frec(n-3); valor=valor+b(5)*frec(n-4); valor=valor-a(2)*frec_1(n-1); valor=valor-a(3)*frec_1(n-2); valor=valor-a(4)*frec_1(n-3); valor=valor-a(5)*frec_1(n-4); end frec_1(n)=valor; %% %Bucle filtro discreto paso bajo (para frec respiratoria) if n==1 valor=b3(1)*frec(n); elseif n==2 valor=b3(1)*frec(n)+b3(2)*frec(n-1); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1); elseif n==3 valor=b3(1)*frec(n)+b3(2)*frec(n-1)+b3(3)*frec(n-2); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1)-a3(3)*frec_r(n-2); elseif n==4 valor=b3(1)*frec(n)+b3(2)*frec(n-1)+b3(3)*frec(n-2); valor=valor+b3(4)*frec(n-3); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1); valor=valor-a3(3)*frec_r(n-2); valor=valor-a3(4)*frec_r(n-3); else
83
valor=b3(1)*frec(n); valor=valor+b3(2)*frec(n-1); valor=valor+b3(3)*frec(n-2); valor=valor+b3(4)*frec(n-3); valor=valor+b3(5)*frec(n-4); valor=valor-a3(2)*frec_r(n-1); valor=valor-a3(3)*frec_r(n-2); valor=valor-a3(4)*frec_r(n-3); valor=valor-a3(5)*frec_r(n-4); end frec_r(n)=valor; %% %Bucle para filtro discreto paso bajo if n==1 valor=b2(1)*frec_1(n); elseif n==2 valor=b2(1)*frec_1(n)+b2(2)*frec_1(n-1); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1); elseif n==3 valor=b2(1)*frec_1(n)+b2(2)*frec_1(n-1)+b2(3)*frec_1(n-2); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1)-a2(3)*frec_2(n-2); elseif n==4 valor=b2(1)*frec_1(n)+b2(2)*frec_1(n-1)+b2(3)*frec_1(n-2); valor=valor+b2(4)*frec_1(n-3); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1); valor=valor-a2(3)*frec_2(n-2); valor=valor-a2(4)*frec_2(n-3); else valor=b2(1)*frec_1(n); valor=valor+b2(2)*frec_1(n-1); valor=valor+b2(3)*frec_1(n-2); valor=valor+b2(4)*frec_1(n-3); valor=valor+b2(5)*frec_1(n-4); valor=valor-a2(2)*frec_2(n-1); valor=valor-a2(3)*frec_2(n-2); valor=valor-a2(4)*frec_2(n-3); valor=valor-a2(5)*frec_2(n-4); end frec_2(n)=valor; tempo(n)=n/frec_muestreo; %% CALCULO DE FREC CARDIACA if n>100 %almacenamiento distancia entre cruces por 0 en bajada if (frec_2(n)<0)&&(frec_2(n-1)>=0) m=m+1; inst(m)=tempo(n); if m>1 dist(m-1)=inst(m)-inst(m-1); %se define la periodicidad como el valor mediano de %las distancias almacenadas cada 5 valores if (inst(m)-inst(1))>=5 frec_cardiaca(i)=round(60/median(dist)); m=0; i=i+1; end end end %% CALCULO DE FREC RESPIRATORIA
84
%detección de máximos if (frec_r(n)<=frec_r(n-1))&&(frec_r(n-1)<=frec_r(n-2))&&...
(frec_r(n-2)>=frec_r(n-3))&&(frec_r(n-3)>=frec_r(n-4))
mm=mm+1; instt(mm)=tempo(n-2); if mm>=2 distt(ii)=instt(mm)-instt(mm-1); sum=sum+distt(ii); distt_avg=sum/ii; frec_respiratoria(ii)=round(60/distt_avg); ii=ii+1; end end
vector_xr(n)=tempo(n); vector_yr(n)=frec_r(n); vector_x(n)=tempo(n); vector_y(n)=frec_2(n); subplot(2,1,1); plot(vector_x,vector_y); if i>1 %El programa va actualizando la frecuencia cardiaca y mostrándola
por pantalla title(['frecuencia cardíaca: ',num2str(frec_cardiaca(i-1)),'
pulsaciones por minuto']); end
hold on if n>600 axis([tempo(n-600) tempo(n) minf maxf]) else axis([3 30 minf maxf]) end drawnow; hold off
subplot(2,1,2); plot(vector_xr,vector_yr); if ii>1 title(['frecuencia respiratoria: ',...
num2str(frec_respiratoria(ii-1)),' respiraciones por minuto']); end hold on if n>600 axis([tempo(n-600) tempo(n) minfr-280 maxfr]) else axis([3 30 maxfr-280 maxfr]) end drawnow; hold off end if tempo(n)>60 fin=1 end end fclose(pserie)
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ANEXO B: Datasheet RN42 Módulo Bluetooth
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ANEXO C: PIC32-PINGÜINO-OTG
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