RAPPORT DE MONTAGE

Par

Mathieu RICHARD

MODULATION ET DÉMODULATION DE FRÉQUENCE

Domaine :

ÉLECTRONIQUE

17 mars 2010

ENS Cachan, departement EEA, agregation PA61, avenue du President Wilson, F-94235 CACHAN CEDEX

Table des matieres

Table des matieres i

1 Definitions et generalites 11.1 Definitions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.2 Etude spectrale . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.3 Largeur de bande : regle de Carson . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2 Modulation FM 52.1 Presentation de l’oscillateur avec module . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

2.1.1 Schema du modulateur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52.1.2 Roles des differents composants de l’oscillateur . . . . . . . . . . . 6

2.2 Dimensionnement des composants de l’oscillateur . . . . . . . . . . . . . 62.2.1 Polarisation du transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62.2.2 Condition et frequence d’oscillation . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.2.3 Limite de linearite de l’oscillateur . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

2.3 Etude de la modulation de ce circuit . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102.3.1 Etude de la structure du module . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102.3.2 Modulation de frequence . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122.3.3 Modulation d’amplitude . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

3 Demodulation FM 153.1 Presentation de la PLL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 153.2 Caracterisation des elements . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.2.1 Le multiplieur AD633 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163.2.2 Le filtre passe-bas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163.2.3 Le VCO XR2206 (Voltage Control Oscillator) . . . . . . . . . . . 16

3.3 Caracterisation de la PLL . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 183.3.1 Plage de verrouillage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 183.3.2 Plage de capture . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18

3.4 Montage annexe . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

Conclusion 21

i

ii

Chapitre 1

Definitions et generalites

La modulation en frequence (FM : Frequency modulation), utili-see par exemple dans les systemes radio, a pour interet de pouvoirtransmettre une information dans un canal. En effet, sur l’exempledes radios, l’information etant le son audio, qui se situe dans unegamme de frequence allant de la centaines de Hertz a la vingtainede kiloHertz, est filtree par l’atmosphere et donc elle ne peut pasetre emise telle quelle. Pour palier ce phenomene on decale alorsl’information en haute frequence en utilisant la modulation FM.

1.1 Definitions

L’information qui doit etre transmise est appelee la modulante et sera note m(t). Lesfrequences de ce signal seront supposees comprises entre fmmin

et fmmax . Dans le cas d’unemodulante sinusoıdale, nous adopterons la notation suivante :

m(t) = M.sin(2.π.fm.t)

Afin de decaler frequentiellement une information en haute frequence, un signal defrequence fondamentale f0 appelle la porteuse est utilise, en general elle est de formesinusoıdale :

p(t) = P0.sin(2.π.f0.t+ φ0)

Le signal obtenu apres modulation FM est appele la modulee et est de la forme :

s(t) = A.sin(2.π.(f0.t+ k.

∫(m(t)dt)) + φ0)

Dans le cas sinusoıdale, ce signal s’ecrit :

s(t) = A.sin(2.π.(f0.t−k.M

2.π.fm.cos(2.π.fm.t)) + φ0)

1

L’indice de modulation est alors defini comme :

β =∆f

fm

Ou ∆f est l’excursion en frequence du signal module. Dans le cas d’une modulantesinusoıdale, cet indice vaut :

β =∆f

fm=

k.M

2.π.fm

1.2 Etude spectrale

L’etude frequentielle du signal module est importante parce qu’elle permet d’observercomment la puissance est repartie frequentiellement et donc de differencier la puissanceutile du reste et ainsi de definir le rendement de cette transmission :

η =PuissanceutilePuissancetotale

Dans le cas d’une modulante sinusoıdale, le signal module se decompose en la seriefrequentielle suivante :

s(t) =∞∑

k=−∞

C.J|k|(β).sin(2.π.(f0 + k.fm).t)

Ou C est une constante et les J|k|(x) sont les fonctions de Bessel dont on peut voir lestrois premieres sur la figure 1.1.

Figure 1.1 – Les trois premieres fonctions de Bessel

2

Sur la figure 1.2 est represente un exemple de composition spectrale d’un signal modulea modulante sinusoıdale.

Figure 1.2 – Composition spectrale du signal module dans le cas d’une modulante sinusoı-dale de frequence 1kHz, d’une porteuse de frequence 10 kHz et d’un indice de modulationde 4.

Remarque

Pour le cas d’une modulante sinusoıdale, la composition spectrale presente une sy-metrie autour de la frequence porteuse. De plus le signal module est compose de raiesspectrales toutes espacees de sa voisine de la frequence modulante.

La raie a la frequence porteuse n’apporte pas d’information utile, il est donc interessantde la supprimer. A partir des fonctions de Bessel la valeur de β est choisie afin d’obtenirJ0(β) = 0 (suppression de la raie a la frequence porteuse).

1.3 Largeur de bande : regle de Carson

Dans la transmission radio (par exemple), il est important de connaıtre et de minimiserl’encombrement spectral du signal module afin d’avoir le maximum de canaux sur la plagede frequence. Cet encombrement est appele largeur de bande. Carson elabora une regleempirique permettant d’estimer la largeur de bande d’un signal module, en partant duprincipe que la largeur de bande comprenait 98% de la puissance du signal :

B = 2.(β + 1).fmmax

Une experience peut etre menee a l’aide d’un spectrometre pour montrer cette repar-tition.

3

4

Chapitre 2

Modulation FM

Dans ce chapitre, sont presentes les differentes etapes de dimen-tionnement et de caracterisation d’un modulateur FM. L’exempleemploye est l’oscillateur de colpitts auquel un module est ajoute afind’effectuer la modulation de frequence.

2.1 Presentation de l’oscillateur avec module

2.1.1 Schema du modulateur

Figure 2.1 – L’oscillateur Colpitts avec son module (en rouge) permettant la variationde frequence de l’oscillateur. Le point O, represente en vert, est le point de sortie dumodulateur FM.

5

Choix des elements :

Ld = 400mHL = 100µHC1 = 306pFC2 = 3.1nFCs = Cd = CL1 = CL2 = 330nF

V cc = 15VRg = 100kΩRd = 33kΩRs = 10kΩ

(2.1)

Le transistor utilise est le JFET BF245B (canal N) et la varicap (C) est la BB212.

2.1.2 Roles des differents composants de l’oscillateur

Les capacites CL1 et CL2 sont des capacites de liaison servant a separer la polarisationde transistor du fonctionnement oscillateur.

La capacite Cs est une capacite de decouplage permettant d’obtenir un gain maximaldu transistor. Ce gain vaut, en effet, dans la zone de pincement du transistor :

G =gm.Rd

1 + gm.Rs√1+(Rs.Cs.ω)2

⇒ gm.Rd (2.2)

L’inductance L, et les capacites C1 et C2 determinent la frequence d’oscillation f0.

La resistance Rg permet de ne pas laisser de potentiel flottant a la grille qui depo-lariserait le transistor. De plus cette resistance est prise grande afin de conserver uneimpedance d’entree sur la grille grande.

Les resistances Rs et Rd permettent la polarisation du transistor.

2.2 Dimensionnement des composants de l’oscillateur

2.2.1 Polarisation du transistor

Sur la figure 2.2 est represente le schema equivalent basse frequence de polarisationdu transistor JFET. La polarisation de la tension Vgs etant fixee par la droite de charge,le transistor bipolaire ne peut fonctionner, en statique, que dans la zone de saturation oude pincement. La droite de charge statique s’ecrit :

Vcc = (Rs +Rd).Is + Vds

Ou Is est le courant tranversant la resistance Rs.

Ainsi, avec les valeurs de Rs, Rd et Vcc, seul un faible courant peut s’etablir dans cettebranche.

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Figure 2.2 – Schema de polarisation dutransistor JFET BF245B.

Calculons le point de polarisation en sup-posant le transistor fonctionnant en zone depincement. Dans la zone de pincement, lesrelations suivantes sont verifiees :

Vgs =√

2.Isβ

+ Vp

Vgs = −Rs.Is

Ou β et Vp sont des constantes propres autransistor.

La constante β n’est pas donnee dansla documentation technique, en revanche lecourant I0 traversant le transistor pour unepolarisation de Vgs nulle est fournie. Ainsiune relation emmerge :

β

2=

I0V 2p

Ainsi, une equation du second degre d’in-connue Is peut etre etablie :

R2s.I

2s −

(V 2p

I0+ 2.Vp.Rs

).Is + V 2

p = 0

Le determinant de cette equation doit etre positif afin d’obtenir des solutions reelles,l’inegalite suivant apparait alors :

∆ =V 3p

I0.

(VpI0

+ 4.Rs

)≥ 0

Or la tension Vp est negative, donc pour travailler en zone de pincement, il est neces-saire d’avoir :

Rs ≤ −Vp

4.I0

D’apres la documentation technique de ce composant, Vp est compris entre -0.5V et-8V et I0 entre 6mA et 15mA. Ainsi l’inegalite impose a Rs d’etre plus petite que 333Ω.La resistance Rs valant 10 kΩ, le transistor fonctionne, en statique, dans la zone saturee.

7

Dans la zone saturee les equations suivantes sont verifiees :

Is = Issat .f(Vds)

Issat = β2.(Vgs − Vp)2)

f(Vds) = 1 + λ.Vds

Ou λ correspond a l’effet d’Early.

La tension Vds etant positive, elle ne peut etre a l’origine du faible courant. Ainsil’approximation Vgs ≈ Vp peut etre faite. Donc, la polarisation s’en deduit :

Vgs ≈ Vp = 2.4V

Is = −Vgs

Rs≈ 0.24mA

Vds = Vcc − (Rs +Rd).Is ≈ 4.7V

(2.3)

Remarques– Sur la figure suivante, la polarisation choisie est representee schematiquement. La

droite en rouge schematise la droite de charge dynamique.

Figure 2.3 – Polarisation M0 du transistor.

– Une autre polarisation, plus simple, peut etre faite (Placement du point de polari-sation au milieu de la droite de charge dynamique). Cette derniere est decrite dansle TP d’electronique “Oscilllateurs quasi-sinusoıdaux a boucle de retroaction”.

2.2.2 Condition et frequence d’oscillation

Nous supposerons que les variations de Vgs sont faibles par rapport a la tension d’Early.Ainsi la fonction f precedement definie est une constante F :

Is = F.β

2.(Vgs − Vp)2

Donc la transconductance gm s’ecrit :

8

gm =√

2.F.β.Is

Ainsi la condition de Barkhausen reste la meme que lors d’un fonctionnement dutransistor dans sa zone de pincement :

1

gm.Rd

≤ C1

C2

(2.4)

La frequence d’oscillation f0 de ce montage Colpitts s’ecrit (cf TP d’electronique“Oscillateurs quasi-sinusoıdaux a boucle de retroaction”) :

f0 =1

2.π.

√C1 + C2

L.C1.C2

(2.5)

Dans notre cas la frequence d’oscillation theorique est de 946 kHZ (dans ce calcul aete prise en compte la capacite de la varicap en son point de polarisation). En realite, onmesure une frequence d’oscillation de 917 kHz.

Remarques

– La difference entre la mesure et la theorie de la valeur de la frequence d’oscillationest due partiellement a l’influence de la mesure. En effet, des sondes ont ete utilisees.Or une sonde apporte une capacite de 15pF supplementaire au circuit.

– La sonde apporte d’autre influence sur la mesure. En effet, la sonde est assimilable aune capacite en parallele avec une resistance de 10MΩ. Ainsi les potentiels flottantssitues de part et autre de l’inductance L sont imposes a zero par la sonde lors d’unemesure en ces points.

2.2.3 Limite de linearite de l’oscillateur

En realite la fonction f n’est pas constante et peut etre la source de saturation dumontage.

Il existe deux saturations possibles. La premiere donne lieu a un ecretage de la tensionau drain du transistor :

– Lorsque |Vgs| augmente le courant Id diminue jusqu’a s’annuler et, d’apres la droitede charge, Vds augmente jusqu’a saturer a Vcc. La transconductance chutera alorsjusqu’a zero.

– Lorsque |Vgs| diminue le courant Id augmente jusqu’a sa valeur maximal Vcc

Rd+Rset

, d’apres la droite de charge, Vds diminue jusqu’a zero. Les variations de Vds sontbeaucoup plus importante que les variations de Is du fait du facteur (Rs +Rd) quiles relie. Ainsi la transconductance chutera jusqu’a atteindre la valeur :

gm =

√2β.VccRd +Rs

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Selon la polarisation du transistor, un ecretage ou deux sera visible.

La seconde est une saturation douce due au fait que la condition de Barkhausen n’estplus verifiee avant que le signal ne s’ecrete. L’etude de ces saturations necessiterait l’uti-lisation d’un modele grands signaux, ce que nous n’avons pas le temps de faire.

Remarques

Le courant de drain est en forme d’impulsion. En effet, le courant de polarisation etantproche de zero et ne pouvant etre negatif, le courant de drain restera quasi-nul sur unedemi-periode mais augmentera sur la seconde demi-periode.

2.3 Etude de la modulation de ce circuit

2.3.1 Etude de la structure du module

Le module ajoute est compose d’une varicap d’une bobine et d’une capacite. Le prin-cipe de ce module est d’ajouter une capacite variable a la capacite C2 afin de moduler lafrequence. Pour cela, il suffit de moduler la polarisation de la varicap.

2.3.1.1 La capacite Cd

La capacite Cd n’a pour but que d’empecher la tension de polarisation d’influencerl’oscillateur Colpitts. Elle se dimensionne en fonction de la frequence d’oscillation et dela resistance equivalante de l’oscillateur en O.

2.3.1.2 L’inductance Ld

L’inductance Ld n’a pour but que d’empecher l’oscillateur de deteriorer l’alimentationstabilisee en imposant une variation de tension a ses bornes. Elle se dimentionne enfonction de la frequence d’oscillation et de la resistance equivalante de l’oscillateur en O.

2.3.1.3 La varicap

La varicap a ete caracterisee a l’analyseur d’impedance. Sa caracteristique est presen-tee sur la figure 2.4. Afin de rester dans une zone lineaire entre la capacite et la tensionde polarisation, nous choisissons de travailler autour de la tension de polarisation de 2V.

Ainsi l’equation suivante est obtenue :

C = 1200− 270 ∗ E

Ou E est la tension de polarisation en Volt et C la capacite en picoFarad. On posealors K=-270 pF.V −1. Pour E=2V, on obtient une capacite C0 de 630 pF. Redefinissonsalors C2 : C2 = C0 + C2

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Figure 2.4 – Caracteristique de la varicap BB212 (les deux varicaps de ce composant ontete mis en parallele et sont polarisees en inverse)

2.3.1.4 Condition de polarisation de la varicap

Afin de ne pas sortir de la linearisation de la varicap et de considerer la capacitecomme constante pour une modulante constante, les oscillations de la tension au pointO, imposees par le Colpitts, doivent etre faibles (inferieur au Volt). Or la cellule en πfait office de pont diviseur de tension a la frequence d’oscillation. En effet, le couranttraversant la capacite CL1 est negligeable car Rg vaut 100 kΩ :

VO =C1

C2

.VE

On s’impose alors un critere :

C1

C2

≤ E

10.∆VE(2.6)

Remarques

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Si la saturation est un ecretage, une majoration de ∆VE peut etre faite :∆VE ≤ Vcc

2, ce

qui permet de faire un choix sur les capacites C1 et C2 independament de la polarisationdu transistor.

Pour la meme raison les variations de la modulante devront rester faibles. Pour lescalculs des ordres de grandeur, il sera pris ∆m(t) =100mV.

2.3.2 Modulation de frequence

La frequence d’oscillation s’ecrit maintenant :

f =1

2.π.

√C1 + C2 +K.m(t)

L.C1.(C2 +K.m(t))

En linearisant cette equation, c’est a dire en considerant de faible variation de m(t),on obtient :

f = f0.(1−C1.K.m(t)

2.C2.(C1 + C2)) (2.7)

Donc une excursion en frequence :

∆f

f0

=C1.K.∆m(t)

2.C2.(C1 + C2)) ≈ 2, 7.10−3.∆m(t) (2.8)

2.3.3 Modulation d’amplitude

Precedemment, nous avons mis en evidence un pont diviseur de tension dependantde la capacite C2. Le signal module etant la tension au point O, la variation de la capa-cite entrainera une variation de la valeur crete a crete du signal module. Autrement ditl’oscillateur Colpitts a ete transforme en un modulateur de frequence mais aussi en unmodulateur d’amplitude.

Ainsi les variations d’amplitude sont de la forme :

V0 =C1

C2 +K.∆m(t).VE

Puis apres linearisation (faible variation de m(t) par rapport a C2

K) :

∆VOVO

=K

C2

.∆m(t) ≈ 7, 3.10−2.∆m(t)

Remarques

En premier lieu, on s’appercoit que les variations en amplitudes seront au mieux deuxfois plus importantes que les variations de frequence, c’est donc un probleme que l’on nepeut pas s’affranchir.

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En second lieu, il peut etre judicieux de prendre le point de sortie du modulateur enE, le seul inconvenient a cela est que le signal au point E est plus riche en harmonique.

13

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Chapitre 3

Demodulation FM

Dans ce chapitre, sont presentes les differentes etapes de dimen-sionnement et de caracterisation d’un demodulateur FM. L’exempleemploye est une boucle a verrouillage de phase. Cette derniere estdisponible sur maquette au laboratoire du departement EEA. Ce de-modulateur sera adapte pour recevoir le signal emis par le modula-deur presente dans le chapitre 2.

3.1 Presentation de la PLL

Figure 3.1 – Schema bloc de la PLL. Le multiplieur AD633 a un gain km. Le VCO est centreen f0 et a une contante KV CO. Les gains A et G ne sont pas presents sur la maquettedu departement EEA. Leur ajout sera justifie ulterieurement(A=-1000 et G=10). Lesvariables k et m(t) sont definies en debut de rapport.

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3.2 Caracterisation des elements

3.2.1 Le multiplieur AD633

Le multiplieur AD633 a un gain d’un dixieme et a une caracteristique lineaire pourles deux entrees allant de +Vcc a −Vcc.

3.2.2 Le filtre passe-bas

Dans cette PLL, un filtre passe-bas du premier ordre est utilise :

H(f) =1

1 + j. ffb

Ce filtre est dimensionne pour couper les frequences doubles a la frequence porteuse.Mais dans le cas d’un demodulateur, ce filtre doit laisser passer le signal modulant :

fmmax ≤ fb ≤ 2.f0 (3.1)

La frequence de coupure est alors choisi approximativement en moyenne logarith-mique :

fb =√f0.fmmax

En considerant le signal modulant comme une information audio, la frequence porteuseetant a 900kHz, la frequence de coupure est choisie a 72 kHz (R = 100Ω, C=22nF).

On verra par la suite que cette frequence de coupure permet aussi d’avoir une plagede capture suffisante.

3.2.3 Le VCO XR2206 (Voltage Control Oscillator)

3.2.3.1 Caracteristique tension/frequence du VCO

La formule reliant tension de commande et frequence de sortie est donnee dans la do-cumentation technique (cette derniere fournit, a titre d’information, quelques explicationssur cette relation) :

f0 =1

RC.

(1 +

R

Rc

.

(1− Vc

3

))Avec Rc = 5.7kΩ et R = 4.7kΩ.

Seule la capacite C est changeable sur la maquette, on ne peut choisir a la fois lafrequence centrale f0 et la constante KV CO. La constante KV CO pouvant etre ajustee

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dans la boucle a verrouillage de phase grace a un gain, il est plus important de fixer lafrequence centrale f0.

La frequence centrale du VCO est donc ajustee. Pour cela il existe deux reglages :

– Un reglage grossier utilisant une capacite C :

f0 =1

R.C.

(1 +

R

Rc

)Cette relation etant valable pour Vc=0. La capacite retenue est de 220 pF pour unefrequence centrale de 1.8MHz. Ceci donnant une constante KV CO de 270kHz.V −1.Pour des raisons de bande passante du VCO (1 MHz), seul l’ordre de grandeur estvalable (cf valeur mesuree).

– Un reglage fin utilisant une resistance variable. Cette resistance permet de rajoutera l’aide d’un sommateur un offset de tension a Vc.

Sur la figure 3.2 est representee la dependance de la frequence de sortie du VCO enfonction de la tension de commande apres reglage de la frequence centrale.

La relation suivante est alors obtenue pour une linearisation de la courbe autour dela frequence centrale :

f = 915 + 142.Vc

Ou f est en kiloHertz et Vc en Volt.

3.2.3.2 Caracteristique tension/tension du VCO

Une deuxieme caracterisation a ete faite permettant de visualiser les defauts du VCO.Sur la figure 3.3 est representee la dependance de la tension crete a cretre du signal desortie en fonction de la tension de commande.

Le VCO est loin d’etre parfait, ce defaut aura pour effet d’entraıner une disymetriedans les plages de verrouillage et de capture de la PLL. Pour ce montage l’influence ne sefera pas trop ressentir puisque la variation en frequence du signal module est faible :

Vc(t) =k.m(t)

KV CO

⇒ ∆Vc(t) =∆f

KV CO

= 17%.∆m(t) ≡ 2mV

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Figure 3.2 – Caracteristique du VCO : graphe de la frequence de sortie en fonction de latension de commande

3.3 Caracterisation de la PLL

3.3.1 Plage de verrouillage

Pour une PLL, sa plage de verrouillage vaut au maximum (cf TP d’electronique “Prin-cipe et realisation d’une boucle a verrouillage de phase”) :

∆fv = KV CO.Kc avec Kc =Ve.Vs.km.G

2Ou Ve est l’amplitude maximale de e(t), Vs est l’amplitude maximale de s(t).

L’amplitude signal e(t) etant faible (cf chapitre 2), un gain de 10 est rajoute afind’agrandir la plage de verrouillage. Cette plage est de 53 kHZ en theorie, en pratique onmesure une plage de verrouillage de 63 kHz.

3.3.2 Plage de capture

La plage de capture du VCO verifie des relations :

18

Figure 3.3 – Caracteristique du VCO : graphe de la tension crete a crete de la sortie enfonction de la tension de commande.

∆fc ∝

√Kc.KV CO.fb

∆fc ≤ ∆fv = Kc.KV CO

Or fb ≥ ∆fv donc :

∆fc / ∆fv

On releve un plage de capture de 53 kHZ.

3.4 Montage annexe

Le gain A visible sur la figure 3.1 est constitue d’un AO compense connecte de lafacon suivante :

Ce gain est necessaire pour visualiser la modulante car le signal Vc(t) est trop faible :

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Figure 3.4 – Montage amplificateur inverseur utilisant un AO compense. La resistance R1

vaut 100Ω et R2 vaut 100kΩ

Vc(t) =k.m(t)

KV CO

⇒ ∆Vc(t) =∆f

KV CO

= 17%.∆m(t)

Ce calcul etant fait en supposant le canal sans pertes.

Le second avantage de ce montage est qu’il permet de filtrer les hautes frequencespuisque le produit gain.bande d’un AO compense est constant (ici egale a 1 MHz). Ainsiles frequences au dessus de 1 kHz seront filtree. Pour un signal audio, ce gain devrait etreplus faible pour laisser passer les frequences allant jusqu’a 20kHz.

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Conclusion

En ce qui concerne le modulateur constitue d’un oscillateur de Colpitts et d’une vari-cap, quelques mises en garde sont a retenir. Tout d’abord ce modulateur s’utilise plutoten haute frequence et sur une plage de frequence petite afin d’obtenir une modulationd’amplitude du signal module faible. De ce fait, l’indice de modulation est tres faible etdonc le rendement du signal module n’est pas maximal ; le rendement du signal etant lerapport entre la puissance utile et la puissance totale de ce dernier. De plus les signauxrectangulaires sont mal transmis du, a priori, a la non linearite de la varicap ; une etudeplus approfondie de la varicap serait necessaire pour mieux comprendre les phenomenes.

En revanche, pour le demodulateur constitue d’une PLL, le reglage est assez simpledans la mesure ou la modulante est de frequence tres faible par rapport a la porteuse. Parcontre, il est important de dimensionner correctement le facteur KV CO de l’oscillateurcontrole en tension, en effet la valeur maximale du signal demodule dependera cetteconstante.

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