Hiệu quả của mẫu Pilot cho ước lượng kênh

truyền dẫn OFDM

Trần Thị Hường

Trường Đại học Công nghệ

Luận văn Thạc sĩ ngành: Kỹ thuật Điện tử; Mã số: 60 52 70

Người hướng dẫn: TS. Nguyễn Quốc Tuấn

Năm bảo vệ: 2012

Abstract: Trình bày kỹ thuật (ghép kênh phân chia theo tần số trực giao) OFDM : các

khái niệm cơ bản trong OFDM, nguyên tắc cơ bản của OFDM, tính chất trực giao

trong OFDM, nhiễu ISI và ICI, thuật toán FFT/IFFT, các vấn đề kỹ thuật và xây dựng

mô hình hệ thống. Ước lượng kênh truyền trong OFDM và hiệu quả của mẫu Pilot:

trình bày kỹ thuật ước lượng kênh truyền trong hệ thống OFDM, từ đó đưa ra hiệu quả

của mẫu Pilot cho ước lượng kênh. Mô phỏng kết quả: mô phỏng kết quả đạt được của

hiệu quả mẫu Pilot cho ước lượng kênh truyền dẫn OFDM và đưa ra hướng phát triển

của đề tài trong tương lai.

Keywords: Kỹ thuật điện tử; Kỹ thuật truyền tin; Kênh truyền thông tin; Tần số trực

giao

Content

CHƢƠNG 1. KỸ THUẬT OFDM

1.1. Giới thiệu chƣơng

Trong hệ thông tin vô tuyến cần thiết phải có sóng mang cao tần để truyền thông tin.

Các kỹ thuật điều chế cho phép bố trí dữ liệu trên sóng mang. Các hệ thống thông tin một tần

số hạn chế tốc độ dữ liệu và hạn chế về dung lượng. Phương pháp mới để truyền tín hiệu số

mà vẫn tiết kiệm được băng tần đó là OFDM. OFDM là kỹ thuật ghép kênh phân chia theo tần

số trực giao.

1.2. Nguyên tắc cơ bản của OFDM

1.2.1. Nguyên tắc cơ bản

Trong OFDM chuỗi dữ liệu đầu vào nối tiếp có tốc độ cao (R) được chia thành N chuỗi

con song song (1,2,…, N) có tốc độ thấp hơn (R/N). N chuỗi con này được điều chế bởi N

sóng mang phụ trực giao, sau đó các sóng mang này được cộng với nhau và được phát lên

kênh truyền đồng thời.

2

Hình 1.1. Phổ của tín hiệu FDM và OFDM

1.2.2. Hệ thống OFDM

Hình 1.3. Sơ đồ một hệ thống OFDM

Ở máy phát, chuỗi dữ liệu nối tiếp qua bộ S/P được biến đổi thành N chuỗi con song

song, mỗi chuỗi này qua một bộ điều chế. Ở ngõ ra các bộ điều chế, ta thu được một chuỗi số

phức D0, D1, …, DN-1, trong đó Dk = Ak + jBk. Chuỗi số phức này đi vào bộ IFFT:

1

0

1

0

2.

12

.1 N

k

N

k

nt

kfj

ekDN

nN

kj

ekDN

nd

(1.1)

Nhiễu

3

Ngõ ra bộ IFFT là các mẫu rời rạc của ký hiệu OFDM trong miền thời gian.

})fsin2fcos2).(({ReN

1{d[n]}Re)( kk

1

0

nnkk

N

k

tjtjBAny

1

0

kk )fsin2f2 cos(1

N

k

nknk tBtAN

(1.2)

Các mẫu y(n) này được chèn thêm khoảng bảo vệ, cho qua bộ biến đổi D/A để trở thành

tín hiệu liên tục y(t), được khuếch đại, đưa lên tần số cao rồi phát lên kênh truyền.

1

0

kk )fsin2fcos2(N

1)(

N

k

kk tBtAty (1.3)

Trong quá trình truyền, trên các kênh sẽ có các nguồn nhiễu gây ảnh hưởng như nhiễu

Gausian trắng cộng AWGN.

Ở máy thu, ta làm quá trình ngược lại: Tín hiệu OFDM được đổi tần xuống, biến đổi

A/D, loại bỏ khoảng bảo vệ, rồi được đưa vào bộ FFT. Sau đó giải điều chế, biến đổi từ song

song sang nối tiếp để thu lại chuỗi dữ liệu ban đầu n

N

kjN

n

endkD21

0

.

(1.4)

1.3. Tính trực giao

Các tín hiệu là trực giao nhau nếu chúng độc lập với nhau. Tính trực giao là một tính

chất cho phép nhiều tín hiệu thông tin được truyền và thu tốt trên một kênh truyền chung và

không có xuyên nhiễu giữa các tín hiệu này. Một tập các tín hiệu được gọi là trực giao từng

đôi một khi thỏa điều kiện.

STji0

jiK(t)dt*

j(t).S

iS (1.5)

với S*(t) là ký hiệu của liên hợp phức S(t). Ts là chu kỳ ký hiệu. K là hằng số.Tập N sóng

mang phụ trong kỹ thuật OFDM có biểu thức:

),0(0

0)T

ksin(2

(t)f Sk

S

S

Tt

Ttt (1.6)

với k = 0, 1, …, N-1

Các sóng mang này có tần số cách đều nhau một khoảng S

ST

F1

và trực giao từng đôi một

do thỏa điều kiện (1.5).

Ta xét hai sóng mang

t

S

1

T

k2Sin và

t

S

2

T

k2Sin

4

0dtT

tkk πcos2

T

tkk πcos2

2

1dtt

T

k π2.Sin t

T

k π2Sin

SS T

0 S

21

S

21

S

2

T

0 S

1

(1.7)

Hình 1.4. Phổ của các sóng mang trực giao

1.4. Sử dụng FFT/IFFT trong OFDM

Điều bất lợi là một số sóng mang cần có một máy phát sóng sin, một bộ điều chế và giải

điều chế của riêng nó, điều này là không thể chấp nhận được khi số sóng mang phụ rất lớn đối

với việc thi công hệ thống.

Giả sử tín hiệu x(n) có chiều dài là N (n = 0,1, 2, …, N-1). Công thức của phép biến đổi

DFT là

1

0

2

)()(N

n

jNkn

enxkX

, k = 0, 1, …, N-1 (1.8)

- Công thức của phép biến đổi IDFT là

1

0

12

)()(N

k

j

NN

kn

ekXnx

, k = 0, 1, …, N-1 (1.9)

1.5. Nhiễu giao thoa ký tự và nhiễu giao thoa sóng mang

1.5.1. Khái niệm

Trong môi trường đa đường, ký tự phát đến đầu vào máy thu với các khoảng thời gian

khác nhau thông qua nhiều đường khác nhau. Sự mở rộng của chu kỳ ký tự gây ra sự chồng

lấn giữa ký tự hiện thời với ký tự trước đó và kết quả là có nhiễu liên ký tự (ISI).

Nhiễu gây ra bởi ký tự trên sóng mang kế cận được xem là nhiễu xuyên kênh (ICI).

ICI xảy ra khi kênh đa đường khác nhau trên thời gian ký tự OFDM. Dịch Doppler trên

mỗi thành phần đa đường gây ra bù tần số trên mỗi sóng mang.

5

1.5.2 Phƣơng pháp chống nhiễu liên ký hiệu

Hình 1.7. Ảnh hưởng của ISI

Hình 1.7 cho ta thấy một ký hiệu và phiên bản trễ của nó. Chính thành phần trễ này gây

ra nhiễu ảnh hưởng đến phần đầu của ký hiệu tiếp theo. Đây chính là nhiễu liên ký hiệu ISI.

1.6. Hoạt động của kênh vô tuyến

1.6.1. Tổng quan

Trên thực tế, sóng vô tuyến truyền từ trạm phát (BS: base station) đến đầu thu di động

(MS: mobile station) sẽ chịu tác động của rất nhiều yếu tố của môi trường làm cho biên độ

của tín hiệu thay đổi, hiện tượng này gọi là hiện tượng fading.

Nếu đầu thu không đứng yên mà chuyển động có vận tốc tương đối với BS thì sẽ xảy

ra hiện tượng Doppler, độ dịch chuyển tần số cho bởi:

)cos(maxD ffD ,với

c

fvf c

maxD

Hình 1.11. Mô hình kênh truyền

1.6.2 Hiệu ứng đa đƣờng

Rayleigh fading

6

Phân bố Rayleigh được sử dụng để mô tả thời gian thống kê của công suất tín hiệu thu.

Nó mô tả xác suất của mức tín hiệu thu được do fading. Bảng 1.1 chỉ ra xác suất của mức tín

hiệu đối với phân bố Rayleigh.

Fading lựa chọn tần số

Trong bất kỳ đường truyền vô tuyến nào, đáp ứng phổ không bằng phẳng do có sóng

phản xạ đến đầu vào máy thu. Sự phản xạ có thể dẫn đến hiện tượng đa đường và làm suy

giảm công suất tín hiệu.

Trải trễ

Trải trễ là thời gian trễ giữa tín hiệu đi thẳng và tín hiệu phản xạ cuối cùng đến đầu vào

máy thu.

Hình 1.15. Trải trễ đa đường

1.6.3 Dịch tần Doppler

Khi nguồn tín hiệu bên phát và bên thu chuyển động tương đối với nhau, tần số tín hiệu

thu không giống bên phía phát. Khi chúng di chuyển lại gần nhau thì tần số nhận được lớn

hơn tần số tín hiệu phát, và ngược lại khi chúng di chuyển ra xa nhau thì tần số tín hiệu thu

được là giảm xuống. Đây gọi là hiệu ứng Doppler.

1.6.4. Nhiễu AWGN

Nhiễu AWGN tồn tại trong tất cả các hệ thống truyền dẫn. Các nguồn nhiễu chủ yếu là

nhiễu nền nhiệt, nhiễu điện từ các bộ khuếch đại bên thu, và nhiễu liên ô. Các loại nhiễu này

có thể gây ra nhiễu liên kí tự ISI, nhiễu liên sóng mang ICI. Nhiễu này làm giảm tỉ số tín hiệu

trên nhiễu SNR, giảm hiệu quả sử dụng phổ của hệ thống.

1.7. Các vấn đề kỹ thuật trong OFDM

- OFDM là giải pháp kỹ thuật rất thích hợp cho truyền dẫn vô tuyến tốc độ cao. Tuy

nhiên, để có thể đem áp dụng vào các hệ thống, có ba vấn đề cần phải giải quyết khi thực hiện

hệ thống sử dụng OFDM:

+ Ước lượng tham số kênh.

+ Đồng bộ sóng mang

+ Giảm tỉ số công suất tương đối cực đại PAPR

7

1.7.1. Ƣớc lƣợng tham số kênh

Ước lượng kênh (Channel estimation) trong hệ thống OFDM là xác định hàm truyền đạt

của các kênh con và thời gian để thực hiện giải điều chế bên thu khi bên phát sử dụng kiểu

điều chế kết hợp. Để ước lượng kênh, phương pháp phổ biến hiện nay là dùng tín hiệu dẫn

đường (PSAM-Pilot signal assisted Modulation). Có hai vấn đề chính được quan tâm khi sử

dụng PSAM :

- Vấn đề thứ nhất là lựa chọn tín hiệu pilot

- Vấn đề thứ hai là việc thiết kế bộ ước lượng kênh.

1.7.2 Đồng bộ trong OFDM

Đồng bộ là một trong những vấn đề đang rất được quan tâm trong kỹ thuật OFDM bởi

nó có ý nghĩa quyết định đến khả năng cải thiện các nhược điểm của OFDM.

Có ba loại đồng bộ khác nhau là : Đồng bộ ký tự, đồng bộ tần số sóng mang, và đồng bộ

tần số lấy mẫu.

1.8. Ƣu khuyết điểm của OFDM

1.8.1. Ƣu điểm

- Tăng hiệu quả sử dụng băng thông.

- Bền vững với fading chọn lọc tần số do các ký hiệu có băng thông hẹp nên mỗi sóng

mang phụ chỉ chịu fading phẳng.

- Chống được nhiễu liên ký hiệu ISI do chu kỳ ký hiệu dài hơn cùng với việc chèn thêm

khoảng bảo vệ cho mỗi ký hiệu OFDM.

- Sự phức tạp của máy phát và máy thu giảm đáng kể nhờ sử dụng FFT và IFFT.

- Có thể truyền dữ liệu tốc độ cao.

1.8.2. Khuyết điểm

- Nhạy với offset tần số

- Tại máy thu, sẽ rất khó khăn trong việc quyết định vị trí định thời tối ưu để giảm ảnh

hưởng của ICI và ISI.

- Tỷ số công suất đỉnh trên công suất trung bình PAPR (Peak to Average Power Ratio)

là lớn

8

1.9. Ứng dụng OFDM cho mạng 4G

1.9.1. Lộ trình tiến lên 4G

Hình 1.16. Lộ trình tiến lên 4G.

1.9.2. Các hệ thống thông tin di động hiện đại WCDMA/HSDPA/HSUPA

- WCDMA được phát triển bởi NTT DOCOMO và ETSI như giao diện vô tuyến 3G.

- Đặc điểm WCDMA: Dải thông 5MHz, tốc độ chíp 3,84Mcps; hệ số trải phổ biến đổi

và kết nối đa mã, tốc độ dữ liệu thay đổi trong phạm vi rộng.

1.9.3. Tƣơng lai phát triển của OFDM

Hình 1.17. Tương lai phát triển của OFDM.

Các giải pháp cho 4G

Đa truy nhập: OFDMA (DL), MC-CDMA, SC-FDMA (UL)

Điều chế và mã thích nghi (AMC)

ARQ lai (H-ARQ)

Song công lai (FDD/TDD)

MIMO

9

1.10. Tổng kết chƣơng

Trong chương này đã trình bày khá chi tiết về kỹ thuật OFDM, đồng thời cũng phân tích

các vấn đề kỹ thuật ảnh hưởng đến chỉ tiêu chất lượng hệ thống sử dụng OFDM.

CHƢƠNG 2. ƢỚC LƢỢNG KÊNH TRUYỀN TRONG OFDM VÀ HIỆU QUẢ

CỦA MẪU PILOT

2.1. Giới thiệu chung

OFDM là giải pháp kỹ thuật rất thích hợp cho truyền dẫn vô tuyến tốc độ cao. Tuy

nhiên, để có thể đem áp dụng vào các hệ thống, có ba vấn đề cần phải giải quyết khi thực hiện

hệ thống sử dụng OFDM:

+ Ước lượng tham số kênh.

+ Đồng bộ sóng mang

+ Giảm tỉ số công suất tương đối cực đại PAPR(Peak to Average Power Ratio)

2.2. Ƣớc lƣợng và cân bằng kênh

2.2.1. Giới thiệu

Kênh suy hao theo tần số chọn lọc và thay đổi theo thời gian là một thách thức đối với

người thiết kế hệ thống truyền thông không dây. Việc nhận một tín hiệu đa sóng mang như

OFDM phải thực hiện một vai trò kép đó là ước lượng kênh và cân bằng kênh.

2.2.2. Ƣớc lƣợng kênh

Trong liên kết đa sóng mang, các bit điều chế được phân bổ trong suốt thời gian

truyền thông qua sự tác động của kênh truyền. Kênh truyền sinh ra sự dịch chuyển biên độ và

pha của tín hiệu điều chế do đặc tính thay đổi theo thời gian và tần số chọn lọc của kênh

truyền vô tuyến.

2.2.3. Cân bằng cho hệ thống OFDM

Trong hệ thống OFDM, dữ liệu ngõ vào thực hiện điều biến để tạo thành tín hiệu dải

gốc ở dạng phức sẽ được chuyển từ nối tiếp thành N luồng song song tạo thành symbol

OFDM. Ta chuyển symbol OFDM thành tín hiệu OFDM bằng phép biến đổi IFFT. Tín hiệu

OFDM s(t) được truyền qua kênh truyền có đáp ứng xung h(t), ở đầu thu ta nhận được r(t).

Trong trường hợp có nhiễu AWGN n(t), ta có:

r(t)=h(t)*s(t)+n(t)

Tương ứng trong miền tần số, ta có:

R(f)=H(f).S(f)+N(f)

Việc thêm cyclic prefix có thể giải quyết được vấn đề đồng bộ các symbol OFDM.

2.3. Các phƣơng pháp ƣớc lƣợng kênh

Có 3 phương pháp chính để thực hiện ước lượng kênh:

10

2.3.1. Ƣớc lƣợng kênh dùng tín hiệu Pilot (Pilot-Aided Channel Estimation - PACE)

Tại bên phát, thực hiện chèn tín hiệu đã biết (hoa tiêu) vào khung tín hiệu OFDM với

khoảng cách nhất định trong miền thời gian, tần số. Tại bên thu, tín hiệu lấy mẫu tương ứng

với các điểm chèn hoa tiêu cho phép đánh giá kênh truyền hệ thống tại vị trí ấy.

2.3.2. Ƣớc lƣợng kênh đệ quy (Decision-Directed Channel Estimation - DDCE)

Phương pháp này cũng chèn tín hiệu dạng hoa tiêu nhưng ít hơn. Tín hiệu đã biết (hoa

tiêu hay chuỗi huấn luyện) chỉ chèn tại đầu mỗi khung. Tại bên thu, dựa vào chuỗi huấn luyện

đó để biết thông tin kênh tạm thời. Ban đầu tín hiệu được quyết định thông qua thông tin kênh

tạm thời, sau đó cả thông tin về tín hiệu vừa được xử lý này lại tham gia vào việc quyết định

tín hiệu sau... Khi tín hiệu lặp lại quá nhiều, tốc độ xử lý chung sẽ giảm đi, khó có thể áp dụng

cho những ứng dụng đòi hỏi thời gian thực khi mà khung dữ liệu quá lớn.

2.3.3. Ƣớc lƣợng kênh bằng phƣơng pháp mù (Blind/Semi-Blind Channel Estimation -

BCE)

Đây là phương pháp không sử dụng việc chèn tín hiệu đã biết tại bên phát. Quyết định

tín hiệu chỉ dựa vào thông tin của tín hiệu thu. Phương pháp này tuy có tốc độ truyền tin cao

(do không chèn thêm tín hiệu hoa tiêu) nhưng tốc độ xử lý tại bên thu thấp và chất lượng

quyết định không cao bằng 2 phương pháp trên.

Trong ba phương pháp này thì phương pháp sử dụng pilot cho tín tín tốt nhất vì vậy

sau đây sẽ đi sâu vào nghiên cứu phương pháp sử dụng Pilot

2.4. Phƣơng pháp sử dụng pilot

Ở đầu thu, các giá trị pilot được cung cấp cho bộ ước lượng kênh truyền, từ giá trị

nhận được và giá trị gốc của pilot ta tính được tác động của kênh truyền tại các vị trí pilot và

nội suy ra toàn bộ đáp ứng tần số của kênh truyền cho cả symbol.

Sau đó, từ tín hiệu nhận được và đáp ứng kênh truyền ta khôi phục lại symbol

OFDM gốc. Pilot có thể chèn cùng với dữ liệu có ích ở cả miền tần số và miền thời gian như

trình bày ở hình sau. Tuy nhiên, khoảng cách giữa hai pilot phải tuân theo luật lấy mẫu ở cả

miền tần số và miền thời gian.

11

Hình 2.2. Các pilot trong miền thời gian và tần số

Sự thay đổi kênh truyền ở miền tần số phụ thuộc vào thời gian trễ truyền dẫn lớn nhất

của kênh max . Gọi rf là tỉ số lấy mẫu ở miền tần số, f là khoảng cách giữa hai sóng

mang con, khoảng cách giữa hai pilot phải thoả điều kiện sau đây:

11

max

fD

rf

f

Tỷ số lấy mẫu tối thiểu ở miền tần số rf =1. Khi rf<1 thì kênh truyền không

được khôi phục hoàn toàn thông qua pilot.

Tương tự như ở miền tần số, khoảng cách giữa hai pilot phải thoả biểu thức

1)(2

1

max

GStD

tTDf

r

với maxDf là tần số tối đa gây ra bởi hiệu ứng Doppler

Tại đầu thu, khi nhận được R(f) , các vị trí tương ứng với các pilot sẽ được trích ra, ta

có:

)()().()( tNfHfSfR pilotpilotPilot

Tạm bỏ qua tác động của nhiễu AWGN, ta có

)().()( fHfSfR pilotpilotPilot

Từ đó suy ra đáp ứng tần số của kênh truyền tại các vị trí tương ứng với các

pilot

)(

)()(

fS

fRfH

pilot

pilot

pilot

Từ )( fH pilot , toàn bộ đáp ứng H(f) của kênh truyền có thể được suy ra

bằng rất nhiều cách khác nhau như: nội suy tuyến tính, nội suy dùng đa thức, sử dụng lọc

Wiener-Hop, hoặc nhiều thuật toán mang tính thống kê phức tạp khác.

Trong phần này ta sẽ khảo sát một vài kỹ thuật ước lượng kênh. Đặt các

pilot cách nhau một khoảng thời gian t

pN và cách nhau một khoảng f

pN

symbd

t

pTB

N1

f

N f

p

1

12

với f là độ rộng băng thông của sóng mang, Tsymb là thời gian truyền ký hiệu.

Sau khi chèn các pilot một cách đều đặn vào sóng mang hoặc chèn vào luồng dữ liệu,

khối IDFT được sử dụng để chuyển luồng dữ liệu có chiều dài N {X[k]} từ miền tần số sang

miền thời gian {x[n]} theo phương trình:

1

0

2

)()()(N

k

jN

kn

enXkXIDFTnx

n=0,1,2,…,N-1

Tín hiệu nhận được cho bởi phương trình )()()(x(n)y f nwnhnf

Ở đây w(n) là nhiễu Gausse trắng và h(n) là đáp ứng xung của kênh. Đáp ứng

xung của kênh có thể được mô tả bởi phương trình

1

0

2

10)()(r

ii

TnDijN

j

i Nnehnh

r là tổng tất cả các đường truyền, hi là đáp ứng xung phức của kênh truyền thứ I, fDi là độ

dịch chuyển tần số Doppler của kênh truyền thứ i, là chỉ số trì hoãn. T là chu kỳ mẫu và

i i là trì hoãn kênh truyền thứ i được chuẩn hóa bởi thời gian lấy mẫu. Tại đầu nhận sau

khi qua bộ chuyển đổi rời rạc thời gian A/D và lọc thông thấp, khoảng bảo vệ đuợc loại bỏ.

1,...,2,1,0)()(

1)(

NnNnyny

NnNny

gf

g

Sau đó y(n) được gửi đến khối DFT cho các thao tác tiếp theo.

1

0

2

)(1

)()(N

n

jN

kn

enyN

nyDFTky

Giả sử rằng không có hiện tượng ISI thì mối liên hệ giữa Y(k) và H(k)=DFT{h(n)},

(I(k) là ICI do hiện tượng Doppler) và W(k)= DFT{w[n]} được cho bởi phương trình

Y(k)=X(k)H(k)+I(k)+ W(k)

Trong đó

1

0

2)sin(

)(r

i

kiNj

Di

DiTDifji e

Tf

TfehkH

13

1

0

1

0

2

)(2

)(2

1

1

N

X(K))(

r

i

N

kKK

KN

ij

KkTiDf

Nj

KkTiDfj

i e

e

ehkI

Sau khối DFT tín hiệu pilot được tách ra và ước lượng kênh He(k) được sử dụng cho việc

ước lượng ký hiệu tiếp theo. Ước lượng ký hiệu được cho bởi phương trình

1,...,1,0)(

)( Nk

kH

kYX

e

e

Sau cùng tín hiệu ước lượng được giải điều chế để trở thành luồng thông tin nhị phân như ban

đầu.

2.4.1. Sắp xếp các nhóm pilot

Ước lượng kênh dựa vào các khối pilot đã được phát triển dưới giả thiết là kênh truyền

suy hao chậm, Ước lượng kênh dựa vào các pilot sắp xếp như vậy có thể dựa trên thuật toán

bình phương tối thiểu (LS) hoặc căn bậc hai của trị trung bình nhỏ nhất MMSE. Đối với

MMSE tín hiệu nhận sẽ là:

N

HH

hhYY IXFXFRYYER 2

RYY là ma trận phương sai của Y, Rhh là ma trận phương sai của h và

2 là phương sai của nhiễu E{|W(k)|}

Trái lại ước lượng LS là cực tiểu hóa sai biệt giữa giá trị nhận và giá trị được ước

lượng. Vì thế LS sẽ cực tiểu giá trị

)()( XFhYXFhY H

Kênh được ước lượng trong LS được cho bởi biểu thức

YXHLS

1

2.4.2. Ƣớc lƣợng kênh có quyết định hồi tiếp

Đáp ứng kênh cho sóng mang thứ k ước lượng từ ký hiệu trước {He(k)} được sử dụng

để tìm uớc lượng cho ký hiệu phát tiếp theo {Xe(k)}.

1,...,1,0)(

)()( Nk

kH

kYkX

e

e

2.4.3. Sắp xếp pilot theo hình răng lƣợc

Ước lượng kênh dựa trên pilot hình răng lược đã được đề xuất sử dụng

14

cân bằng kênh khi sự thay đổi của kênh xảy ra trong một ký hiệu của tín hiệu

đa sóng mang OFDM. Loại ước lượng này bao gồm các thuật toán ước lượng kênh thông

qua tần số của chuỗi pilot và nội suy kênh.

Ước lượng kênh ở các tần số pilot dựa trên sóng pilot hình lược có thể sử dụng thuật toán LS,

MMSE hoặc LMS. Một số tài liệu chứng tỏ rằng MMSE thực hiện tốt hơn so với LS, tính

phức tạp của MMSE đươc giảm bớt bằng cách sử dụng phép sử dụng ước lượng hạng thấp tối

ưu và phân tích trị riêng trong đại số tuyến tính.

Hình 2.5. Pilot đươc sắp xếp một cách đều đặn theo hình răng lược

Trong ước lượng kênh dựa trên pilot hình lược tín hiệu pilot NP được chèn một cách đều đặn

vào luồng dữ liệu X(k) theo phương trình

1,...,2,11,

0,)(x

l)X(mLX(k)

p

LData

lm

Với L =(số sóng mang /Np) và xp(m) là giá trị pilot thứ m. Ta định nghĩa {Hp(k),

k=0,1,..,Np} là đáp ứng tần số của kênh tại các vị trí của sóng mang pilot. Ước lượng kênh

dựa trên sóng mang pilot được cho bởi biểu thức

1,...,1,0)( p

p

p

e NkX

YkH

Với Yp(k) và Xp(k) là đầu ra và đầu vào của sóng mang pilot thứ k.

2.4.5. Kỹ thuật nội suy

Ước lượng dựa trên pilot hình lược một kỹ thuật nội suy hiệu quả cần thiết để ước

lượng kênh trong miền thời gian hoặc tần số. Các sóng mang pilot có thể được chèn vào trong

một ký hiệu hoặc giữa các ký hiệu. Giá trị pilot ước lượng được liên kết lại theo một trật tự

để lấy giá trị ước lượng cho giá trị của dữ liệu. Các kỹ thuật sau đây thực hiện nội suy trong

một ký hiệu nhưng cũng có thể áp dụng giữa các ký hiệu.

2.4.6. Nội suy thông thấp

Nội suy thông thấp thực hiện bằng cách chèn 0 vào trong luồng dữ liệu

15

nguyên thủy rồi sau đó áp dụng lọc thông thấp có đáp ứng hữu hạn FIR, lọc này cho phép

luồng dữ liệu nguyên thủy truyền qua nhưng không thay đổi. Sau đó nội suy giữa chúng theo

cách giống như trung bình căn bậc hai của lỗi giữa các điểm nội suy và giá trị lý tưởng của

chúng được cực tiểu.

2.4.7. Nội suy trong miền thời gian

Nội suy trong miền thời gian là giải phép nội suy với độ phân giải cao

dựa trên phương pháp chèn 0 và biến đổi IDFT/FFT. Sau khi thu được một ước lượng

kênh{Hp(k), k=0,1,…,Np-1}, đầu tiên nó được chuyển sang miền thời gian bằng phép biến

đổi IDFT:

1,...,1,0,)()(

1

0

2

p

N

k

j

p NnenHnGp

pNkn

2.5. Ƣớc lƣợng kênh sử dụng bộ lọc

2.5.1. Ƣớc lƣợng kênh sử dụng bộ lọc 2D

Ước lượng kênh sẽ gồm 2 bước: ước lượng kênh tại các vị tiêu và ước lượng kênh trên

toàn bộ các vị trí còn lại trong khung.

)','(

)','()','(

)','(

)','()','(

~

knx

knWknH

knx

knyknH

(2.5.1)

Tại các vị trí còn lại của kênh, đáp ứng tần số của kênh được xác định bằng cách sử

dụng các giá trị đã được ước lượng của kênh tại vị trí tín hiệu hoa tiêu đưa qua bộ lọc 2 chiều

(2D):

)','(),,','(),(,)'',(

~

knHknkncknHknVkn

(2.5.2)

Trong đó, c(n’,k’,n,k) là đáp ứng xung của bộ lọc 2 chiều, Vn,k là tập hợp các vị trí tín

hiệu hoa tiêu được sử dụng để ước lượng đáp ứng kênh ở vị trí (n,k). Trên thực tế, để giảm

lượng phép tính phải thực hiện trong ước lượng, người ta chỉ sử dụng một phần trong toàn bộ

đáp ứng kênh tương ứng với các vị trí chèn ký hiệu hoa tiêu. Gọi số phần tử trong Vn,k là Ntạp.

Khi đó:

t

s

f

cgridtap

D

N

D

NNN

(2.5.3)

với Ngrid là số vị trí chèn tín hiệu hoa tiêu trong một khung OFDM.

16

Vấn đề đặt ra với ước lượng kênh là xác định các hệ số của bộ lọc sao cho xác suất sai

lệch ước lượng kênh là nhỏ nhất. Xác suất sai lệch ước lượng kênh được xác định thông qua

hàm bình phương sai lệch trung bình:

2

, ),(),( knHknHEMSE kn (2.5.4)

Các hệ số bộ lọc được xác định theo nguyên lý trực giao:

knVknknHknHknHE ,

~* )","(,0)","(),(),(

(2.5.5)

Thế (2.5.4) vào (2.5.5) thu được phương trình sau với ∀(n” ,k”) ∈ V(n,k)

kVnkn

knHknHEknkncknHknHE,)','(

~*

~~* )","()','(),,','()","(),(

(2.5.6)

Từ giả thiết tạp âm trong biểu thức (2.5.1) có giá trị ngẫu nhiên với kỳ vọng bằng 0 và

độc lập với vị trí (n,k) suy ra:

)","(

)","(),()","(),( *~

*

kknn

knHknHEknHknHE

(2.5.7)

trong đó ),(

'"" kknn

là hàm tương quan rời rạc trên miền thời gian - tần số của

đáp ứng kênh. Mặt khác:

)","(

)","(),()","(),( *~

*~

kknn

knHknHEknHknHE

17

)"',"'()"',"'(

)","()','(

)","()','()","()','(

)","()','(

)","()','()","()','(

)","(

)","()","(

)','(

)','()','(

)","()','(

2

*

**

~

*

**

*

**

~~

kknnkknn

knxknxE

knWknWEknHknHE

knxknx

knWknWEknHknHE

knx

knWknH

knx

knWknHE

knHknHE

(2.5.8)

Thay biểu thức (2.5.7), (2.5.8) vào (2.5.6) và biểu diễn cho tất cả các giá trị của (n",k")

∈ V(n,k) và sử dụng biểu diễn véctơ sẽ thu được:

),(),( knckn TT (2.5.10)

Từ biểu thức (2.5.10) ta suy ra hệ số bộ lọc ước lượng kênh tối ưu tương ứng với mỗi vị

trí (n,k) được xác định bằng:

1),(),( knknc TT (2.5.11)

2.5.2 Ƣớc lƣợng kênh sử dụng bộ lọc 2x1D.

Sử dụng 2 bộ lọc 1 chiều tương ứng với việc ước lượng theo 2 hướng: thời gian và tần

số.

Hình 2.6. Ước lượng kênh Pilot 2x1D

18

Thực chất, phương pháp sử dụng 2 bộ lọc 1 chiều gồm 2 bước ước lượng: Bước 1: Sử

dụng tham số bộ lọc 1D theo miền tần )()(~

kcf

để ước lượng kênh:

)'()(),(~)(~

nhkcknHf

(2.5.12)

Véctơ hệ số bộ lọc )()(~

kcf

chỉ phụ thuộc tần số k và được xác định theo biểu thức

(2.5.4), trong đó bỏ qua thành phần thời gian n. Véctơ )'(~

nh có độ dài không lớn hơn số tín

hiệu hoa tiêu trên một cột

t

S

D

N

Việc ước lượng theo biểu thức (2.5.12) được thực hiện tại

t

C

D

N

N cột có tín hiệu hoa tiêu trong một khung OFDM.

Bước 2: Sử dụng tham số bộ lọc 1D theo thời gian )()(~

nct

để ước lượng kênh:

)()(),(),( )(~)(~

)( khkcknHknH ft

t

(2.5.13)

Biểu thức (2.5.13) cho thấy việc ước lượng kênh theo miền thời gian dựa trên những

đáp ứng kênh đã ước lượng theo miền tần số. Từ đây, các dữ liệu theo từng hàng được ước

lượng dựa vào đáp ứng kênh đã biết.

2.5.3. Kỹ thuật ƣớc lƣợng kênh một chiều (1D)

Kỹ thuật ước lượng kênh một chiều (1D) cho hệ thống OFDM có thể phân thành 2 loại

cơ bản sau:

(a) Bình phương tối thiểu (LS - Least-Squared)

(b) Tối thiểu sai lỗi trung bình bình phương (MMSE - Minimum Mean Squared Error)

Bộ ước lượng LS có độ phức tạp thấp, chỉ dựa vào tín hiệu hoa tiêu mà không tính đến

tính tương quan giữa các kênh truyền. Do vậy phương pháp này bị sai lỗi trung bình bình

phương (MSE) cao, đặc biệt trong vùng có tỷ lệ SNR thấp. Trong khi đó, bộ ước lượng theo

phương pháp MMSE vừa dựa trên tín hiệu hoa tiêu vừa tính đến những thống kê trên miền

thời gian của kênh, nên sai lỗi MSE sẽ nhỏ hơn nhiều.

19

Nhưng phương pháp MMSE lại có độ phức tạp cao. Phương pháp ước lượng LS xác

định hàm truyền như trong phương trình (2.5.1) đã biết ở trên. Sau đây ta xem xét phương

pháp ước lượng MMSE và trong phần mô phỏng ta sẽ so sánh 2 phương pháp này.

Nếu áp dụng định luật bình phương sai lệch bé nhất (MMSE), tham số ma trận C sẽ

được xác sao cho hàm trung bình sai lệch ước lượng sau đây là nhỏ nhất:

2

)( HHECMSE (2.5.15)

Để giải bài toán MMSE, áp dụng nguyên lý trực giao:

0)(~

HHHHE

Thế biểu thức (2.5.14) vào (2.5.15) ta thu được:

HH HHEHHCE

~~~

Để tính được C ta sẽ khai triển các đại lượng

HHHE

~~

và

HHHE

~

(2.5.16)

f

H

HH

HHE

HHEHHE

)W(~~~

(2.5.17)

với Θf(n) là ma trận tương quan miền tần số của đáp ứng kênh

Từ đó, đáp ứng kênh sẽ được ước lượng bằng:

~1)( HIH Ncff

(2.5.18)

2.6. Kết luận

Kỹ thuật ước lượng kênh sử dụng mẫu Pilot đem lại hiểu quả cao và kết quả đó được thể hiện

rõ trong phần mô phỏng ở chương 3

20

CHƢƠNG III. MÔ PHỎNG KẾT QUẢ

3.1. Giới thiệu

Để đánh giá được chất lượng của ước lượng kênh sử dụng mẫu Pilot, ta sẽ mô phỏng,

đánh giá chất lượng của hệ thống này thông qua giản đồ chòm sao của tín hiệu 16-QAM và

đường liên hệ tỷ lệ bít lỗi BER - tỷ số tín trên tạp âm SNR của kênh truyền khi không ước

lượng kênh và khi ước lượng kênh sử dụng mẫu Pilot.

3.2. Kết quả mô phỏng

Giản đồ chòm sao của tín hiệu 16-QAM

Hình 3.1. Giản đồ chòm sao với hệ thống OFDM

21

Hình 3.2. Giản đồ chòm sao với ước lượng kênh theo luật LS

Hình 3.3. Giản đồ chòm sao với ước lượng kênh theo luật MMSE

22

Hình 3.4. Giản đồ so sánh ước lượng kênh theo luật LS v à MMSE

References

Tiếng việt

1. Nguyễn Phạm Anh Dũng (2010), Lộ trình phát triển thông tin di động từ 3G lên

4G, NXB Thông tin và truyền thông.

2. Nguyễn Ngọc Tiến, (2009) Một số vấn đề kỹ thuật trong hệ thống OFDM, tạp chí

Công nghệ thông tin & Truyên thông.

3. Nguyễn Quang Vinh (2007), Nghiên cứu hệ thống MIMO-OFDM, luận văn thạc sĩ,

Đại học Công nghệ, Đại học Quốc Gia Hà Nội

4. Trịnh Anh Vũ (2006), Thông tin di động, Nhà xuất bản Đại học Quốc Gia Hà Nội.

Tiếng Anh

5. I. Budiarjo, I. Rashad, and H. Nikookar (2008), On The Use of Virtual Pilots with

Decision Directed Method in OFDM Based Cognitive Radio Channel Estimation Using 2x1-

D Wiener Filter, Delft University of Technology.

23

6. Igor Tolochko and Mike Faulkner (2002), Real Time LMMSE Channel Estimation

for Wireless OFDM Systems with Transmitter Diversity, Tele and Micro-Electronics Center,

Victoria University, Victoria, Australia.

7. Kamran Arshad, (2002), Channel Estimation in OFDM systems, King Fahd

University of Petroleum and Minerals.

8. Rashad, I. Budiarjo, and H. Nikookar (2007), Efficient Pilot Pattern for OFDM-

based Cognitive Radio Channel Estimation, Delft University of Technology

9. Richard van Nee, Ramjee Prasad, (2000), OFDM Wireless Multimedia

Communication, Artech House universal personal communications library

10. O. Simeone and U. Spagnolini (2004), Adaptive pilot pattern for OFDM systems.

11. Jean Armstrong, OFDM-Orthogonal FrequencDivision Multiplexing, Department

of Electronic Engineering La Trobe University

12. Website: http://www. 4tech.com.vn