C

1

CCUURRSSOO

DDEE

EELLEETTRRÔÔNNIICCAA DDEE PPOOTTÊÊNNCCIIAA

C

2

Capítulo I - DISPOSITIVOS SEMICONDUTORES .................................................................... 4

1. O RETIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO( SCR ) ........................................................ 4

1.1 - CONCEITO E FUNDAMENTOS ................................................................................... 4

1.2 - CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA ............................................................ 4

1.3 - CURVA CARACTERÍSTICA DO SCR......................................................................... 7

1.4 - TIPOS DE SCR`s............................................................................................................ 8

1.5 - IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DE UM SCR .................................................... 8

1.6 - TESTE DE UM SCR ....................................................................................................... 9

1.7 - IDENTIFICAÇÃO E PARÂMETROS PARA A ESCOLHA DE UM SCR.................. 9

2. O RETIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO DE MÃO DUPLA “O TRIAC” ................ 11

2.1 - CONCEITO E FUNDAMENTOS ................................................................................. 11

2.2 - CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA .......................................................... 11

2.3 – CURVA CARACTERÍSTICA DO TRIAC .................................................................. 12

2.3 - TRIAC`s COMERCIAIS .............................................................................................. 13

2.4 - IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DE UM TRIAC.............................................. 13

2.5 - TESTE DE UM TRIAC ................................................................................................. 14

3. O TRANSISTOR UNIJUNÇÃO( UJT ) .................................................................................. 14

3.1 - CONCEITO E FUNDAMENTOS ................................................................................. 14

3.2 - CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA .......................................................... 14

3.3 – PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO ......................................................................... 15

3.4 - PARÂMETROS IMPORTANTES DA CURVA........................................................... 15

3.4 – IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DO UJT.......................................................... 16

3.5 – TESTE DE UM UJT...................................................................................................... 16

4.O DIAC ( DIODO DE CORRENTE ALTERNADA )............................................................... 17

4.1 – CONCEITO E FUNDAMENTOS................................................................................. 17

4.2 – CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA.......................................................... 17

4.3 – CURVA CARACTERÍSTICA DO DIAC..................................................................... 17

4.3 –IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DE UM DIAC ................................................. 18

4.4 –TESTE DO DIAC ........................................................................................................... 18

4.5 – APLICAÇÕES PARA O DIAC..................................................................................... 18

5. O IGBT( TRANSISTOR BIPOLAR DE GATILHO ISOLADO )............................................ 19

5.1 – CONCEITO E FUNDAMENTOS................................................................................. 19

5.2 – CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA.......................................................... 19

5.3 - PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO......................................................................... 20

5.3 – CURVA CARACTERÍSTICA DO IGBT ..................................................................... 21

5.4 – IGBT´s COMERCIAIS ................................................................................................ 21

5.5 –PINAGEM DO IGBT ..................................................................................................... 22

C

3

5.6 –VANTAGENS DO IGBT................................................................................................ 22

Capítulo II – CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES..................................................... 25

1 – INTRODUÇÃO..................................................................................................................... 25

2 – DISPARO DE TIRISTORES COM SINAL CC NO GATILHO............................................ 25

3 - DISPARO DE TIRISTORES COM SINAL CA NO GATILHO ........................................... 25

4 - CONTROLE DE FASE COM SCR....................................................................................... 26

5 - CONTROLE DE FASE COM TRIAC .................................................................................. 29

6 – DISPARO POR REDE DEFASADORA ............................................................................... 32

7 – DISPARO POR PULSOS E COMPONENTES ASSOCIADOS............................................ 34

8 – TRANSFORMADORES DE PULSO.................................................................................... 34

9 – ACOPLADORES ÓPTICOS OU ISOLADORES ÓPTICOS................................................. 35

10 – CIRCUITO DE DISPARO PULSADO COM UJT.............................................................. 38

11 – CIRCUITO DE DISPARO COM TCA-785 ......................................................................... 44

12 – OUTROS MÉTODOS DE DISPARO DO SCR ................................................................... 49

Capítulo III - CIRCUITOS RETIFICADORES.......................................................................... 51

1.RETIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO DE MEIA-ONDA .................................... 53

2.RETIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO DE ONDA COMPLETA.......................... 56

3.RETIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO DE ONDA COMPLETA EM PONTE..... 57

4.RETIFICADOR SEMI-CONTROLADO MONOFÁSICO EM PONTE.................................. 59

5.RETIFICADOR CONTROLADO TRIFÁSICO DE MEIA-ONDA ......................................... 64

6. RETIFICADOR CONTROLADO TRIFÁSICO DE ONDA COMPLETA EM PONTE ......... 66

7. RETIFICADOR SEMI-CONTROLADO TRIFÁSICO EM PONTE ...................................... 67

Capítulo IV ................................................................................................................................. 68

CIRCUITOS CONVERSORES CC-CC E COMUTAÇÃO CC.................................................... 68

1. CIRCUITOS CONVERSORES............................................................................................... 68

2.CIRCUITOS DE COMUTAÇÃO PARA SCR .......................................................................... 72

Capítulo V................................................................................................................................... 74

CONVERSÃO DE FREQUÊNCIA............................................................................................. 74

1.INVERSORES ......................................................................................................................... 75

1.1– PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO .......................................................................... 75

1.2 - INVERSORES TRIFÁSICOS ....................................................................................... 77

2. CICLOCONVERSORES......................................................................................................... 80

2.1 -PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO........................................................................... 81

2.2 - CICLOCONVERSOR TRIFÁSICO ............................................................................. 83

BIBLIOGRAFIA ........................................................................................................................ 83

C

4

Capítulo I - DISPOSITIVOS SEMICONDUTORES 1. O RETIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO( SCR ) 1.1 - CONCEITO E FUNDAMENTOS

CONCEITO É um dispositivo que se comporta como um diodo, porém solicita de uma

autorização para que haja condução. 1.2 - CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA

- Os diodos são formados por dois pedaços de material semicondutor ( P – N ); - Os transistores são formados por três blocos de material semicondutor ( P-N-P ou N-P-N ); - O SCR apresentam uma constituição interna com quatro camadas de material semicondutor dispostos em “pilha”.

P

P

N

N

G

A

K

ANODO

CATODO

GATILHO

( a )

( b )

Fig. 1.1 – a) estrtura interna de um SCR b) Símbolo do SCR

C

5

EQUIVALÊNCIA COM DOIS TRANSISTORES

Efetuando-se um hipotético corte inclinado nas “pilhas” de materiais semicondutores que forma o SCR, teremos, como mostra a configuração acima, duas estruturas equivalentes a dois transistores bipolares: Um PNP e outro NPN.

Percebamos que tudo se passa como se a base do transistor PNP estivesse ligada ao coletor do NPN. Esta observação é fundamental para entendermos o por quê do SCR permanecer “ ligado” após a retirada do pulso em seu gatilho, explicado mais tarde.

DIRETA

INVERSA

DIRETA

+ P

P

N

N

+

+

P

P

N

N

G

+

ANODO(A)

CATODO(K)

GATILHO

A

K

G

Fig. 1.2 – a) Corte inclinado em um SCR b) Modelo de um SCR com transistores

P

N

N

C

K

E

B

P

P

N

G

A

C

E

B PNP

NPN

G

A

K

+

-

( a ) ( b )

Fig. 1.3 – Equivalência com diodos

C

6

CONDUÇÃO DE UM SCR Observamos na figura 1.3 que mesmo quando o SCR é diretamente polarizado, ele

não é capaz de conduzir, mesmo com dois diodos diretamente polarizados, mas haverá uma junção inversamente polarizada localizada no meio do super sanduíche, representada pelo diodo do meio, que diodo “chato” não é? Logo não adianta apenas polarizar diretamente o SCR, é preciso trabalharmos com um terceiro terminal, conectado ao terceiro bloco de material, conforme mostra a figura 1.3 acima. Sem a atuação desse terminal, o SCR não permite a passagem da corrente elétrica, pois a polarização dos seus diodos “internos” é “ conflitante” . Vejamos então o que acontece se aplicarmos uma polarização positiva ao terminal G, como mostra a figura 1.4, logo a seguir.

Ao conectarmos o terminal G ao positivo, a junção inferior do “sanduíche” fica polarizada no sentido de condução, permitindo a passagem de uma pequena corrente, chamada de “ corrente de gatilho”, como mostra a seta tracejada menor. Esta corrente pode adquirir níveis perigosos para o SCR, portanto usualmente é utilizada uma resistência de gatilho para limitá-la, e assim manter a integridade do dispositivo, e não danificá-lo.

Ao surgir, contudo, essa pequena corrente, através da junção( A ), diretamente polarizada, ocorre um interessante fenômeno, nas “ tripas” do SCR: Essa pequena corrente como que “ arrasta” consigo os portadores de carga existentes na junção( B ), fazendo com que a mesma se “ desinverta”, para efeitos práticos, e permitindo assim a livre passagem de intensa corrente entre o anodo e o catodo. O SCR então entra no que chamamos de estado de condução, e até quando?

O SCR mesmo ao retirarmos a conexão do gatilho, após o mesmo ter sido polarizado, ele se mantém conduzindo, esta é uma característica muito importante do SCR, e isto só é possível graças a sua configuração equivalente a dois transistores apresentada na figura 2, vejamos: Suponha que polarizamos o SCR diretamente( terminal A positivo e terminal K negativo ), assim que aplicarmos polarização positiva ao terminal G, a base do transistor NPN receberá tal polarização, fazendo com que esse transistor entre em condução. Ao entrar o transistor NPN em condução, a sua “resistência interna”, entre emissor e coletor, baixa bastante, permitindo então que a polarização negativa atinja, com facilidade, a base do transistor PNP. O transistor PNP, por sua vez, ao receber em sua base essa polarização negativa, também entra em plena condução, “trazendo” polarização positiva à base do transistor NPN, assim, todo o conjunto entra e permanece em condução, podemos então resumir este círculo vicioso em uma pequena frase: “ Eu te ajudo, e você me ajuda”... E Este processo de condução tem fim? ...

RG

P

N

P

N

+

-

Corrente intensa

Corrente pequena de gatilho

A

K

A

B

Figura 1.4 – Circulação de corrente em um SCR

C

7

Claro que tem, existe algumas formas de se bloquear o processo de condução de um SCR : Uma delas é desligar a fonte do circuito e outra é curto circuitar os terminais do dispositivo, ou seja, o anodo com o catodo. Essas são algumas ações verificadas em circuitos CC, outras também utilizadas são chamadas de comutação forçada, onde são elaborados circuitos para que se faça a comutação do SCR no momento desejado. Em circuitos CA há o que chamamos de comutação natural, pois o simples fato do sinal alternado passar por zero, desliga o SCR.

1.3 - CURVA CARACTERÍSTICA DO SCR

PARÂMETROS IMPORTANTES DA CURVA

VBO - Tensão de Breakover. IH - ( Holding current), corrente de retenção ou de manutenção: A corrente de manutenção é o valor de corrente anódica abaixo do qual o SCR irá entrar em estado de corte. IL – (Latching current), corrente de engatamento ou disparo: A corrente de disparo é o menor valor de corrente anódica que deve circular no SCR, a fim de que possamos retirar o sinal do gatilho e o dispositivo permanecer conduzindo.

VBO

VBO

Imáx

VCA

IA

IL IH

Característica de bloqueio reversso

Característica de bloqueio direto

(a)

+V1

RL

IA

VAC

(b)

Figura 1.5 a)Curva característica do SCR b)Circuito para obtenção da curva característica

C

8

1.4 - TIPOS DE SCR`s

1.5 - IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DE UM SCR

Invólucros típicos de SCR´s de baixa potência

Figura 1.6 - SCR´s comerciais

Tipos de Tiristores - rosca

Tipos de Tiristores - disco

Módulo de Tiristores

K

G A

Figura 1.7 - SCR e seus terminais

G – Gatilho A – Anodo K – Catodo

C

9

1.6 - TESTE DE UM SCR Notamos que na figura 1.8a o multímetro mostra que não há condução, mesmo com polarização direta A(+) e K(-), isto acontece devido a autorização não ser solicitada através do Gatilho(G).

Na figura 1.8b observa-se que o SCR permite a condução, pois curto-circuitando os terminais A e G com a ponteira positiva do multímetro, um pulso positivo é dado no gatilho, solicitando a autorização, logo verificamos uma diminuição na resistência indicada pelo instrumento.

Na figura 1.8c, retomamos a ligação feita na figura 1.8a, porém a resistência se mantém baixa devido a característica que o SCR apresenta de permanecer em condução após o pulso de disparo, isto só é possível se sua corrente de manutenção for suficiente para tal. 1.7 - IDENTIFICAÇÃO E PARÂMETROS PARA A ESCOLHA DE UM SCR

Com a folha de dados técnicos de um SCR em mãos, é importante que saibamos o significado de alguns parâmetros existentes na mesma para que possamos especificar o nosso SCR, são eles:

DADOS TÉCNICOS DE TENSÃO:

G

K AK G

K AK G

K AK Figura 1.8 – Sequência de testes do SCR

VDRM

VRWM

VDWM

VRRM

VD

VRSM

VDSM

VR

t

Figura 1.9 - Sinal da rede com os transientes

VRSM : Pico de tensão reversa não repetitivo(surto). Esta capacidade é quotada para transientes com o tempo de duração t 10ms. VRRM : Pico de tensão Reversa repetitivo. É o valor de pico dos transientes que ocorrem em todos os ciclos. VRWM: Tensão de crista de trabalho, no estado de corte, aplicada no sentido inverso. VDSM : Tensão de pico não repetitivo(surto), no estado de corte, aplicada no sentido direto. VDRM : Tensão de pico repetitivo, no estado de corte, aplicada no sentido direto. VDWM : Tensão de crista de trabalho, no estado de corte, aplicada no sentido direto.

c) b) a)

C

10

Obs: Quando o tiristor é operado diretamente na rede de energia elétrica, é recomendável que se escolha um dispositivo cujas capacidades de tensão de pico repetitiva VRRM e VDRM sejam pelo menos 1.5 vezes o valor de pico da tensão senoidal de alimentação, ou seja, VDRM VDWM.

DADOS TÉCNICOS DE CORRENTE

ITAV : Valor médio da forma de onda ideal de corrente da rede durante um ciclo, supondo a condução durante 180º ITRMS : Corrente RMS(eficaz) no estado de condução. ITRM : Corrente de pico repetitiva na condução. ITSM : Corrente de pico não repetitiva(surto) na condução. Este tempo é estabelecido para ½ ciclo do sinal da rede.

IH : Corrente de manutenção( Holding Current ). É o valor de corrente anódica abaixo do qual o SCR corta. IL : Corrente de engatamento( Latching Currente ). É o mínimo valor de corrente anódica necessário para o engatamento do tiristor.

DADOS TÉCNICOS GATILHO-CATODO

VGRM : Tensão reversa máxima de gatilho. VGD : Tensão máxima aplicada ao gatilho que não provocará o chaveamento do estado de bloqueio para o estado de condução. IGTM : Máxima corrente de disparo de gatilho. IGT : Mínima corrente de disparo de gatilho. PGM : Máxima dissipação de potência no gatilho.

Obs: Uma folha de especificação consta em anexo no final deste material.

CODIFICAÇÃO DA SÉRIE TIC

Devido a família dos tiristores da série TIC ser a mais comumente encontrada no mercado, efetuaremos a identificação dos tiristores através dos códigos impressos no corpo dos mesmos, como mostram os exemplos relacionados nos itens a seguir: 1 – Número 1(um) iniciando o número da série representa tiristor unidirecional ( SCR ) e o número 2(dois) iniciando o número de série representa tiristor bidirecional.

Ex: TIC 106 2 – A letra que segue o número da série representa a tensão VDRM( Tensão máxima direta, com tiristor bloqueado).

Ex: TIC 106 - A

Indica tiristor unidirecional Indica tiristor bidirecional TIC 206

100V TIC 106 - B

200V

C

11

2. O RETIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO DE MÃO DUPLA “O TRIAC” 2.1 - CONCEITO E FUNDAMENTOS

a) CONCEITO: É um dispositivo que permite a passagem de corrente em ambos os sentidos, conhecido também como dispositivo bidirecional, já que o SCR é um dispositivo unidirecional. 2.2 - CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA

O TRIAC “por dentro” é equivalente a dois SCR`s ligados em paralelo, porém “cada um olhando numa direção”... Os terminais de controle ( gatilhos ) são “juntados” para que ambos os SCR`s possam ser autorizados através de um único contato esterno, como pode ser visto na figura 1.10.

Percebemos então que a constituição interna de um TRIAC apresenta as mesmas características de um SCR.

PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO DO TRIAC

O TRIAC funciona da seguinte maneira: Normalmente o componente fica intercalado entre a carga e a rede de alimentação CA e ao receber, pelo seu terminal de gatilho( G ) uma polarização positiva( em relação ao terminal M2), “entra em condução plena”, permitindo a passagem da corrente elétrica pela carga, nos dois sentidos, como mostram as setas. Para que a corrente na carga permaneça, contudo, é necessário que a polarização positiva no gatilho também seja constante, isso porque, da mesma forma que ocorre com o SCR, o TRIAC “desliga” sempre que a tensão entre seus terminais M1 e M2 cair a “zero”( ainda que momentaneamente).

M1

M2

G

K A

A K G

G

SÍMBOLO

Figura 1.10 – a) Simbololgia b) Constituição interna

( b ) ( a )

C

12

2.3 – CURVA CARACTERÍSTICA DO TRIAC

Como pode ser observado, o TRIAC pode conduzir nos dois sentidos de polarização. E no que diz respeito aos parâmetros da curva, são equivalentes aos vistos na curva do SCR.

Uma diferença importante entre o TRIAC e o SCR que podemos citar é que o SCR requer uma tensão de gatilho positiva, enquanto o TRIAC irá responder tanto a uma tensão de gatilho positiva quanto a uma negativa. Isto significa dizer que o seu disparo, que pode ser em qualquer direção, pode ser reduzido fazendo-se o gatilho mais positivo ou mais negativo, com relação ao M1, que é usado como terminal de referência. Em suma, pode-se dizer que a curva característica do TRIAC mostra as características de um SCR nas duas direções, e quanto aos parâmetros da curva, a denominação e conceito são equivalntes aos definidos na curva característica do SCR. DESVANTAGENS DO TRIAC EM RELAÇÃO AO SCR

Embora o TRIAC tenha a capacidade de controlar a corrente nas duas direções e responder a correntes e gatilho que fluam em qualquer destas direções, o dispositivo apresenta certas desvantagens quando comparado ao SCR. Em geral, os TRIAC`s têm valores de corrente menores que os do SCR e não competem com estes quando correntes extremamente elevadas devem ser controladas. A frequência máxima na qual o TRIAC pode operar, fica em torno de 300Hz, visto que o mesmo opera nos dois semiciclos da rede.

Figura 1.11 – Curva característica do TRIAC

I

C

13

2.3 - TRIAC`s COMERCIAIS No comércio, através da consulta do data Book, encontramos TRIAC`s com valores

de ITRMS de até 300A e valores de VDRM de até 1.6kV. Por estes dados, podemos perceber que 300A é pouco, frente ao SCR que possui valores de corrente acima de 3000A. Nas figuras 1.12 e 1.13, respectivamente são mostrados alguns tipos de encapsulamentos fabricados para o mercado e alguns TRIACS fabricados para potências mais altas. O invólucro mais conhecido é o TO220(TO220AB) dos quais se utilizam as séries TIC”xxx”, BTA12”AAA” e vários tantos outros triacs mais comuns.

2.4 - IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DE UM TRIAC

M1

G M2

G – Gatilho M1 – Anodo 1 ou Main Terminal 1 M2 – Anodo 2 ou Main Terminal 2 Obs: Main Terminal = Terminal principal

Figura 1.14 – Terminais do Triac

Figura 1.12 – Tipos de encapsulamento do TRIAC

Figura 1.13 – TRIAC’s para alta potência

T0202-1 T092 T0220AB T0202-2 T0P3 RD91

C

14

Alguns invólucros de TRIACS apresentam denominações diferentes com relação aos terminais de ligação, a figura 1.15 mostra um conjunto desses invólucros.

2.5 - TESTE DE UM TRIAC

Na prática, devemos encontrar duas resistências baixas no teste do TRIAC. Estas duas resistências baixas são entre os terminais M1 e gatilho, nos dois sentidos de polarização(algo em torno de 10 a 200ohms), pois estamos pegando a resistência da pastilha P comum a estes dois terminais.

O terminal que sobrou, quando encontramos duas resistências baixas, é o M2, inclusive o M2, na maioria dos casos, é a carcaça do TRIAC.

Para identificarmos quem é M1 e gatilho, devemos consultar o manual, pois através do teste prático não podemos diferençar estes dois terminais.

3. O TRANSISTOR UNIJUNÇÃO( UJT ) 3.1 - CONCEITO E FUNDAMENTOS

CONCEITO É um transistor que comporta apenas de uma única junção.

3.2 - CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA

Formado por dois blocos de material semicondutor, um do tipo P e outro do tipo N, semelhante a um diodo. O material P, entretanto é de dimensões bem

reduzidas em relação ao material N, ficando como que Embutido no mesmo, como mostra a figura 1.16.

Figura 1.16 – Constituição interna

P

N

EMISSOR

BASE 2

BASE 1

UJT

Figura 1.17 – Simbologia

E B2

B1

Figura 1.15 – Invólucros com denominações de terminais ligeiramente diferentes

C

15

3.3 – PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO De acordo com o diagrama estruturado( fig. 1.18 ) onde representa o transistor de unijunção, caso o terminal B2 seja ligado ao positivo de uma fonte de Alimentação E o terminal B1 ao negativo de tal fonte, uma corrente muito pequena circular Através dos “resistores série”, RB2 e RB1. Isto ocorre devido os valores ôhmicos desses resistores serem elevados( semicondutor). Porém ao aplicarmos uma tensão positiva ao terminal E, estaremos polarizando diretamente o diodo, dessa forma uma corrente I começará a circular no sentido indicado, como mostra a figura 3.2.

Assim que a tensão de entrada ultrapassar 0.6V, que é o limite mínimo, a

resistência interna da base( RB1 ) cai significativamente para um valor muito baixo, fazendo com que a corrente que percorre B2 para B1, aumente sua intensidade. Caso o sinal de tensão caia para valores abaixo de 0.6V, imediatamente a resistência interna RB1 “sobe ”, novamente para um valor elevado impedindo assim que haja circulação de corrente.

3.4 - PARÂMETROS IMPORTANTES DA CURVA

VP - Tensão de pico. Esta tensão também é conhecida como tensão de disparo do UJT .

RB1

RB2

E

B1

B2

I +

-

D1DIODE

RB2

RB1+

-

Q1UJT

Figura 1.18 – Condução do UJT e diagrama estruturado

Figura 1.19 – Curva característica do UJT

C

16

- (Intrinsic Stand-off ratio) Relação intrínseca de corte.

É a relação RBBRB1

e a faixa de é de 0.51 a 0.82. Dado que RBB é a

resistência medida entre os terminais de base com o emissor aberto. O valor de RBB está na faixa de 4K a 10K. IP – Corrente de pico. É a corrente de emissor mínima necessária para disparar o UJT. O valor de IP

está na faixa de 2A a 25A para os diversos UJT’s encontrados no mercado. VV – Tensão de vale. É o valor de tensão de emissor abaixo do qual ocorre o corte do UJT. Esta tensão de encontra na faixa de 1V a 5V. IV – Corrente de Vale. É o valor máximo de corrente de emissor na região de resistência negativa. A faixa de valores de IV Para UJT’s comerciais é de 1mA a 10mA. 3.4 – IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DO UJT

3.5 – TESTE DE UM UJT Para que se verifique o estado de Um UJT, efetua-se as medições segundo a tabela de teste resumida , como mostra a tabela 1.1.

POLARIZAÇÃO RESISTÊNCIA MEDIDA

B2+ B1- RBB B2- B1+ RBB

E+ B1- RB1 E- B1+

E+ B2- RB2 E- B2+

B1 – Base 1 B2 – Base 2 E - Emissor

Figura 1.20 – Terminais do UJT

Tabela 1.1 – Tabela teste do UJT

C

17

4.O DIAC ( DIODO DE CORRENTE ALTERNADA ) 4.1 – CONCEITO E FUNDAMENTOS

CONCEITO É uma chave bidirecional disparada por tensão, muito utilizada nos circuitos

de disparo, onde a tensão no qual o DIAC é submetido ocorre normalmente entre 20V e 40V.

4.2 – CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA O DIAC é construído, em grande parte, do mesmo modo que um transistor bipolar. O dispositivo tem três camadas semicondutoras alternadamente dopadas, como se pode ver na figura 1.21. Entretanto ele difere do transistor bipolar devido às concentrações de dopagem em torno das duas junções serem iguais e aos terminais conectados unicamente às camadas externas. Não há conexão elétrica na sua região intermediária. Uma vez que o DIAC tem apenas dois terminais, ele é geralmente encapsulado em invólucros de metal ou plástico com terminais axiais. Portanto, o dispositivo lembra em muito um diodo de junção PN comum na aparência. Porém, ele é, algumas vezes, também encapsulado como um transistor bipolar convencional, mas com apenas dois terminais.

4.3 – CURVA CARACTERÍSTICA DO DIAC Como pode ser observado, a curva característica do DIAC mostra que a condução do mesmo se dá a partir do momento em que o nível de tensão ultrapassa VBO( tensão de Breakover), em ambas as polaridades, caracterizando assim o DIAC como um componente bilateral.

P

N

P

T1

T2

Figura 1.21 – Estrutura interna do DIAC Figura 1.22 – Símbolos do DIAC

Figura 1.23 – Curva característica do DIAC

C

18

4.3 –IDENTIFICAÇÃO DOS TERMINAIS DE UM DIAC 4.4 –TESTE DO DIAC Na prática, realizando o teste do DIAC com um multiteste na escala em ohms, devemos encontrar duas resistências altas entre seus terminais e o resultado sendo positivo, o dispositivo se encontra em perfeitas condições de uso, caso contrário, o DIAC não estará em condições de uso. Em perfeito estado, a resistência entre os terminais do DIAC sempre será alta, pois, como mostra sua curva característica, apenas sua resistência diminuirá caso a tensão entre seus terminais seja maior que VBO, e a tensão aplicada pelo multímetro não chagará a tanto. 4.5 – APLICAÇÕES PARA O DIAC O DIAC é aplicado normalmente em circuitos de proteção contra sobretensão, gerador de dente de serra e disparo de TRIAC. Algumas configurações de circuitos são mostradas nas figuras 1.25 e 1.26.

Figura 1.25 – a) Circuito gerador de dente de serra b) Forma de onda no capacitor

Figura 1.26 – Circuito de proteção contra sobretensão

(a)

(b)

T1 T1

Figura 1.24 – Curva característica do DIAC

C

19

5. O IGBT( TRANSISTOR BIPOLAR DE GATILHO ISOLADO ) 5.1 – CONCEITO E FUNDAMENTOS CONCEITO

Formado por quatro camadas dispostas na sequência P-N-N-P, o IGBT não faz parte da família dos tiristores, porém este é um componente “híbrido” por apresentar características tanto dos transistores bipolares(alta velocidade de operação) quanto dos transistores FET( pequena perda na condução).

5.2 – CONSTITUIÇÃO INTERNA E SIMBOLOGIA

(a) (b)

A estrutura de um IGBT é constituída em duas partes: A Primeira envolve o canal–n, juntamente com camadas n- , p e dopadas com n+.

Este conjunto é chamado de MOSFET, devido o princípio de funcionamento interno se igualar a este.

A região n- é denominada de Dreno (fictício) D’ do MOSFET, a camada da região p abrange o Gate (G) e alcança a região n-dopada( n+ ) que é conectada a fonte S.

A Segunda envolve uma camada longa contendo uma dopagem p+ .Chamada de Substrato, esta camada é responsável pela injeção de portadores minoritários e parcialmente pela baixa tensão de trabalho e alta condutividade entre o Dreno( D ) e a fonte ( S ) do IGBT, estando conectada ao Dreno( D ) do IGBT. e sob esta camada é inserido uma outra contendo uma dopagem n ( n- ) e logo após esta encontramos uma camada p, comentadas anteriormente na primeira parte. A formação desta Segunda parte representa um transistor bipolar pnp, e opera como tal. O Gate( G ) é isolado eletricamente das porções de dopagem das camadas por uma camada muito fina de Dióxido de Silício ( SO2 ), este isolante é um tipo particular denominado Dielétrico, que cria campos elétricos opostos.

(Fonte)

(Dreno)

Figura 1.27 – a) Estrutura interna do IGBT b) Símbolos do IGBT

C

20

5.3 - PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO Figura 1.28 – Estrutura interna de um IGBT FUNCIONAMENTO:

Ao se alimentar positivamente o terminal Gate, haverá a criação de um campo Elétrico devido a existência do Dielétrico, este campo criado induzirá cargas positivas que incidirão sobre a região p, onde se faz próximo e repelirá suas cargas positivas( + ), criando lacunas, e dessa forma ocorrerá a atração de elétrons para esta região, elétrons estes vindos das n+-dopadas, colaborando assim para a formação de um canal que chamamos canal – n. Com a criação deste canal inicia o processo de condução de corrente através do IGBT. Esta condução de corrente se dá entre o Dreno( D) e a Fonte(S), e atravessa a região p, de onde se fez o canal.

Quando começa a circulação de corrente no IGBT ocorre um processo de recombinação entre os elétrons da camada n- e lacunas que são criadas a partir da camada p+(Substrato), pois os portadores da camada n- são elétrons e os da camada p portadores positivos, e ainda devido a este fenômeno ocorre um processo de difusão através da junção J2, pois os elétrons da Fonte (S) tendem também a se recombinarem com as lacunas em questão. Logo podemos dividir a corrente total de um IGBT em duas importantes componentes a saber:

- Uma delas se forma quando da formação do canal-n, Há uma circulação de elétrons entre as regiões n- e n+ via este canal criado na região p. Isto provoca uma criação de lacunas no substrato p, ocasionando como foi explicado antes, uma recombinação entre p e n-, esta corrente apresenta um valor bastante substancial para o IGBT.

- A outra está inclusa no processo de difusão através da juncão J2, descrita anteriormente.

C

21

5.3 – CURVA CARACTERÍSTICA DO IGBT

Figura 1.29 a) Circuito típico com IGBT b) Formas de onda dos sinais de entrada e saída do IGBT c) Curva característica ideal do IGBT d) Curva característica real do IGBT 5.4 – IGBT´s COMERCIAIS

IRG4BC30F

SKM 75 GAR 063 D

IRGPC50F

SK 13 GD 063 Figura 1.30 – Tipos comerciais de IGBT

C

22

5.5 –PINAGEM DO IGBT

Figura 1.31 – Terminais do IGBT 5.6 –VANTAGENS DO IGBT O IGBT atinge limites de tensão e corrente consideravelmente mais elevados do que dispositivos como o MOSFET que possuem uma faixa mais reduzida de valores, ficando, tipicamente, entre: 100V/200A e 1000V/20A, enquanto os IGBT´S atingem até 1200V/500A. Tais limites especialmente para os IGBT´s têm se ampliado rapidamente em função do intenso trabalho de desenvolvimento que tem sido realizado.

Os IGBT´s também apresentam baixas perdas na condução assim como podem trabalhar em freqüências mais elevadas de até 20kHz, inferiores no caso para os MOSFET´s que trabalham em freqüências maiores do que 50kHz.

2 3

1

1 – GATILHO 2 – COLETOR 3 - EMISSOR

C

23

EXERCÍCIOS DE APRENDIZAGEM

1) Conceitue um SCR?

2) O SCR TIC126D possui uma corrente de manutenção(IH) igual a 40mA. Em um certo

momento, encontra-se passando pelo mesmo uma corrente de 5A, e logo após, por um

motivo qualquer, ocorre uma brusca redução dessa corrente para 30mA. O que você diz

sobre o SCR. O mesmo manterá conduzindo a corrente ou entrará em corte? Explique

porquê.

2) Explique sucintamente, porque não é viável disparar o SCR aplicando sobre o mesmo

uma tensão de breakover com frequência.

4) Dado o TIC106D disposto no invólucro T0220AB, indique a correta pinagem do mesmo.

5) Identifique que defeitos apresentam os SCR´s abaixo, analisando as medidas de resistência.

C

24

6) Por que motivo o TRIAC é chamado de dispositivo bidirecional?

7) Identifique a pinagem do TRIAC TIC216 a seguir:

8) Dado o transistor de unijunção abaixo, identifique seu defeito a partir das medições realizadas.

9) De acordo com os testes realizados a seguir, realize o diagnóstico do DIAC

............

............

............

C

25

Capítulo II – CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES 1 – INTRODUÇÃO O circuito de disparo de Tiristores representa uma das partes mais importantes nos circuitos de controle. Um correto funcionamento do circuito de disparo, assegurará um bom funcionamento do tiristor e com isto eficiência no controle a ser realizado. Neste capítulo estudaremos os diversos tipos de circuitos de disparo dos tiristores, estes circuitos acionados através de três tipos de fontes: Fonte de sinal CC, fonte de sinal CA e fontes geradoras de pulsos, descrevendo algumas vantagens e desvantagens entre as mesmas. 2 – DISPARO DE TIRISTORES COM SINAL CC NO GATILHO CIRCUITOS TÍPICOS Tendo em vista os circuitos da figura 2.1, é possível calcular o valor das constantes RG e RL visando, respectivamente, manter o valor de corrente de gatilho abaixo de IGMAX e acima de IGMIN, e controlar a corrente de anodo que passa pelo Tiristor. Circuitos desta natureza, apresentam um inconveniente. A corrente no gatilho permanece o tempo todo. Isto não é necessário, visto que a necessidade da corrente no gatilho é só na hora do disparo, depois a mesma pode ser retirada. Caso contrário, estamos dissipando energia no gatilho além do necessário, o que não é conveniente. 3 - DISPARO DE TIRISTORES COM SINAL CA NO GATILHO O disparo em CA ocorre quando uma amostra deste sinal alcança um valor suficiente para disparar o Tiristor. Variante com o tempo, o sinal AC alcança o valor de disparo em um ângulo , chamado ângulo de disparo. Neste circuito não acarreta da corrente se manter no gatilho, pois ao Tiristor ser disparado o circuito de gatilho é curto-circuitado.(Ver figura 2.2 ).

VCC

RLRG

Figura 2.1 – Disparos de Tiristores com sinal CC. (Circuitos Típicos )

RG RL

VCC

C

26

CIRCUITOS TÍPICOS 4 - CONTROLE DE FASE COM SCR Observe o circuito da figura 2.3 e o comportamento da tensão sobre a carga resistiva RL = 100, mostrado na figura 2.4. O circuito da figura 2.3, como podemos observar, alimenta uma carga resistiva de 100 com uma tensão eficaz Vrede = 127V, através de um SCR TIC 106B, que apresenta IGT = 200A e VGT = 0.6V. A idéia deste exemplo é mostrar que através da escolha de um valor para o potenciômetro P1, tem–se disparos em instantes diferentes em relação ao sinal alternado de entrada ( Vrede ) através do controle de fase, ou seja, controlar a tensão fornecida à carga e, portanto a sua potência.

C1

RL

P1

R1

~ Vrede

R1

P1

RL

C1

~ Vrede

Figura 2.2 – Disparos de Tiristores com sinal CA. (Circuitos Típicos )

Figura 2.3 – Circuito de disparo com SCR ( Controle de fase )

1k

P1 100

Vrede ~ TIC 106B

(200k)

C

27

FORMAS DE ONDA

As formas de ondas características da tensão nos terminais da carga, são mostrados nas

ilustrações acima, observe-se que há um valor médio diferente de zero aplicado a carga quando a alimentação da mesma é controlado pelo SCR, e este valor médio pode ser calculado como mostraremos em seguida. É verificado também que a fluxo de potência aplicada a carga é controlado, podendo-se então fornecer mais ou menos potência. Mas do que depende este controle de fluxo de potência para a carga? Vejamos:

O valor médio calculado sobre uma carga quando a mesma recebe um sinal

Figura 2.4 – Comportamento das tensões na carga para os diversos ângulos de disparo do SCR

C

28

retificado em meia onda controlado através de um ângulo de disparo, é calculado pela expressão:

Enquanto o valor eficaz de tensão é dado por: Logo é possível então aplicarmos estas equações para calcularmos a tensão média e

eficaz aplicadas na carga de um circuito qualquer que se utilize de dispositivos como o SCR para o controle de potência sobre a mesma. A potência então pode ser calculada pela expressão que segue: 0

Notamos que assim como a tensão eficaz varia segundo um ângulo, chamado ângulo

de disparo, varia a potência consumida pela carga, conclui-se então que o fluxo de potência sobre a carga depende do ângulo em que o SCR é disparado.

A tabela abaixo mostra alguns valores de grandezas para os ângulos de disparos em questão, verificados para o circuito da figura 2.3

Ângulo de disparo()

Tensão na rede( Vrede )

Tensão média na carga( Vmedio )

Tensão eficaz na carga( Veficaz )

Potência consumida pela carga( Peficaz )

2º 6.3V 57.1V 89.8V 80.64W 15º 46.5V 56.2V 89.6V 80.28W 30º 89.8V 53.3V 88.5V 78.32W 60º 155.5V 42.9V 80.5V 64.80W 90º 179.6V 28.6V 63.5V 40.32W

Você pode observar que o valor máximo da tensão de rede é obtido com um ângulo de disparo de 90º, e isto nos leva a concluir que a partir deste ângulo não temos mais controle de potência sobre a carga, “e agora José ? ” o que faremos..... Fique tranqüilo caro leitor, logo adiante mostraremos circuitos de disparo que permitem variar o ângulo de 0º a 180º no semiciclo positivo assim como de 180º a 360º no semiciclo negativo, caso estejamos trabalhando com circuitos para disparar o TRIAC. No primeiro instante entenderemos o por quê deste limite de controle em torno de 90º, certo?

2)1( COSVV P

médio

82sen

441

Peficaz VV

L

eficazeficaz R

VP2

C

29

Observe a figura 2.5.

Verifica-se que o circuito se encontra projetado de tal forma que quando o sinal de tensão da rede alcançar 89.8V, o SCR estará com uma corrente de gatilho necessária para garantir seu disparo, que neste caso se dará em = 30º. Analisaremos agora para o Caso em que = 150º, dado que 0150sen.2.127redeV . Calculando-se o valor desta tensão encontra-se Vrede = 89.8V. Opa! Mas esse valor não é o mesmo para = 30º ? . Pois é caro leitor, é dessa forma que concluímos a impossibilidade deste circuito atingir ângulos maiores do que 90º, entendeu? A figura 2.6 ajuda a esclarecer este ponto.

5 - CONTROLE DE FASE COM TRIAC Semelhante ao SCR, o TRIAC também pode ser utilizado para o controle de fase de tensão alternada, levando em conta as mesmas considerações adotadas a respeito do limite do ângulo de disparo do SCR. Um circuito típico de disparo de TRIAC é mostrado na figura 5.1, bem como as formas de onda para os ângulos = 2º, = 15º, = 30º, = 60º, = 90º adotados para o circuito com SCR, mostradas na figura 2.7

Figura 2.5 – Tensão de disparo

Figura 2.6 – Tensão de disparo para = 30º e = 150º

C

30

FORMAS DE ONDA

Figura 2.7 –Circuito de controle de fase com TRIAC

100R1

R2

100

0.1uF

~

Figura 2.8 – Comportamento das tensões na carga para os diversos ângulos de disparo do SCR

C

31

Observa-se nas formas de onda da figura 2.8 que o controle de fase no TRIAC, diferente do controle em SCR’s, é feito nos semiciclos positivo e negativo. Assim como os resultados do circuito com SCR, é possível calcular os valores de Vmédio, Veficaz e a Peficaz utilizando circuitos com TRIAC’s através das relações matemáticas mostradas a seguir: A partir dessas relações, obtemos assim uma tabela para os ângulos de disparo em questão mostrados nos gráficos da figura 2.8 Ângulo de disparo()

Tensão na rede( Vrede )

Tensão média na carga( Vmedio )

Tensão eficaz na carga( Veficaz )

Potência consumida pela carga( Peficaz )

2º 6.3V 0 127V 161.29W 15º 46.5V 0 126.8V 160.78W 30º 89.8V 0 125.2V 156.75W 60º 155.5V 0 113.9V 129.73W 90º 179.6V 0 89.8V 80.64W

Observando com cuidado a tabela, podemos destacar duas grandezas que apresentam valores curiosos em relação a tabela destinada ao SCR. Pois bem, uma delas é a tensão média na carga( Vmedio ), que apresenta valor nulo para todos os ângulos de disparo, você sabe o porquê? Caso você preste atenção nas formas de onda apresentadas na figura 2.8, o ângulo de disparo é igual nos dois semiciclos e como a forma de onda da tensão na carga é simétrica, o seu valor médio é nulo. A outra grandeza é a potência eficaz consumida pela carga. Verifica-se que a mesma para o circuito com TRIAC’s apresenta valores maiores do que aquelas observadas para os circuitos com SCR’s, e você sabe porque? Para um ângulo de disparo de 2º é visto que na figura 2.8, mais senóide é aplicada a carga, comparado ao observado na figura 2.6, e isto significa dizer que mais potência é fornecida à carga. Dessa forma é fácil entendermos que uma mesma lâmpada acenderá com mais intensidade quando ligada a um circuito com TRIAC, e menos intensidade quando ligada a um circuito com SCR. Vimos que até o momento, trabalhamos com circuitos de disparo que limitam o ângulo em até 90º, no semiciclo positivo e 270º no semiciclo negativo, este controle de potência portanto não é completo, ou seja, não se desenvolve de 0º a 180º e 180º a 360º, variando a potência desde 0(zero) até o valor máximo, o controle desta natureza é estudado no tópico seguinte, que trata sobre disparo por rede defasadora.

0médioV

42sen

221

Peficaz VV L

eficazeficaz R

VP2

C

32

6 – DISPARO POR REDE DEFASADORA A idéia destes circuitos é produzir um ângulo de disparo ’ maior que 90º em relação à tensão da rede, na figura 2.9 representado por + . A figura 2.9 mostra que a tensão de rede ao alcançar o valor de V, o disparo acontece para um certo ângulo , deslocado o sinal de tensão no circuito de disparo de um ângulo , verifica-se que o disparo se dará em um ângulo maior que o primeiro, ora, então descobrimos a filosofia da solução do nosso problema, pois dessa forma podemos disparar o tiristor sob ângulos maiores que 90º, não é mesmo? Identificamos então um circuito típico capaz de gerar este sinal defasado, como mostra a figura 2.10 O ângulo ( discutido anteriormente ) que representa a defasagem da tensão de disparo, tomada sobre o capacitor, em relação a tensão da rede, depende do valor da constante de tempo = ( R1 + R2 )C1. Variando-se valor do resistor R2, é possível então alterar o valor do ângulo de defasagem em questão, mudando assim o ângulo em que ocorrerá o disparo do SCR. O diodo D1 garante que só haverá corrente de gatilho no semiciclo positivo da tensão da rede, evitando perdas desnecessárias no gatilho do SCR quando este estiver bloqueado. O diodo D2 conduz no semiciclo negativo carregando C1 com tensão negativa. Isso garante que, em cada semiciclo positivo, o capacitor comece sempre a se carregar a partir de uma tensão fixa, mantendo a regularidade do disparo.

= Ângulo de disparo normal = Atraso da rede defasadora = Defasagem no disparo ’ = Ângulo de disparo com rede defasadora.

Figura 2.9 – Comportamento da tensão de disparo com rede defasadora

D2

carga

R2

R1

C1

SCR

D1

Vrede

Figura 2.10 – Circuito típico de disparo com rede defasadora

C

33

EXERCÍCIOS DE APRENDIZAGEM 1) Dado o circuito abaixo, responda por que não é viável sua utilização.

2) Responda se o circuito de disparo em CA, como mostra a figura abaixo, apresenta vantagem sobre o

circuito de disparo CC, montado no exercício ( 1 ). Justifique sua resposta.

3) Partindo do circuito mostrado na figura abaixo, explique sucintamente a idéia de como podemos disparar

em instantes diferentes o SCR, de acordo com o sinal alternado de entrada.

VCC

RLRG

R1

P1

RL

C1

~ Vrede

1k

P1 100

Vrede ~ TIC 106B

(200k)

C

34

4) Qual a vantagem do controle do fluxo de potência efetuado com o TRIAC comparado com o SCR?

5) Responda se é possível controlarmos o valor médio de tensão na carga, utilizando-se um circuito com

TRIAC. Justifique sua resposta.

6) Explique a função dos diodos D1 e D2 no circuito abaixo.

7 – DISPARO POR PULSOS E COMPONENTES ASSOCIADOS O disparo por pulsos é vantajoso em relação ao disparo CC no que diz respeito a potência dissipada na junção gatilho - catodo além da possibilidade de obter isolação entre os sinais de disparo e o dispositivo. Esta isolação, “Galvânica”, não permite a passagem de corrente de um lado para outro do circuito, mantendo assim a integridade do dispositivo. Esta isolação normalmente é feita através de “ Transformadores de pulso” e “ Acopladores ópticos”, estudados mais adiante. 8 – TRANSFORMADORES DE PULSO Especialmente projetados para a transmissão de pulsos de disparo aos SCR’s e TRIAC’s, os transformadores de pulso devem apresentar como exigência um ótimo acoplamento entre o primário e secundário além de possuir uma elevada isolação ( tipicamente da ordem de kV ), esta isolação é importante para evitar que tensões desenvolvidas nos enrolamentos, em função da operação normal do conversor, possam causar-lhes danos, e quanto ao acoplamento ser perfeito pode ser melhor entendido nas ilustrações mostradas na figura 8.1.

Figura 2.11 – Espalhamento da corrente ao longo do disparo

D2

carga

R2

R1

C1

SCR

D1

Vrede

C

35

Verifica-se portanto a medida que a corrente no gatilho é injetada transversalmente, uma corrente Anodo – catodo vai encontrando uma maior facilidade na passagem ao longo da seção do dispositivo, porém caso não haja conformidade nesta distribuição, devido a um possível mau acoplamento, a corrente I se concentrará mais em uma única região provocando um aquecimento( ponto quente ) podendo danificar o componente. TRANSFORMADORES DE PULSO COMERCIAIS

9 – ACOPLADORES ÓPTICOS OU ISOLADORES ÓPTICOS Estes dispositivos surgiram na década de 70 e foram desenvolvidos com a finalidade de isolar pulsos de disparo. Os acopladores ópticos consistem em uma fonte de luz(fotoemissor) e um fotosensor, que deve ter alta sensibilidade na faixa de frequência de luz emitida pelo fotoemissor. O fotosensor pode ser um transistor ou até um SCR ou TRIAC, disparados num mesmo invólucro, como ilustra a figura 2.13.

Um inconveniente em usar acopladores ópticos com transistor é a necessidade de uma fonte adicional, para polarizar o circuito de coletor do transistor e fornecer a corrente de gatilho ao SCR ou TRIAC. Imagine, caro leitor, que você agora deseje disparar um tiristor utilizando-se de um acoplador óptico com transistor, como mostra a figura 2.13, verifique que será necessário uma fonte adicional para polarizar o circuito de coletor do transistor e assim fornecer a corrente de gatilho para efetuar o devido disparo, isto não será inconveniente?

Figura 2.12 – Transformador de pulso

Figura 2.13 – a) Esquema interno de acoplador óptico b) Acoplador óptico com fototransistor c) Encapsulamento do componente

a)

b)

c)

C

36

Claro que sim, pois haveria um circuito mais complexo para o disparo de seu tiristor, pois bem, há uma solução interessante para este caso, que é o uso de acopladores ópticos com tiristores, ilustrado na figura 2.14. TIPOS COMERCIAIS

CIRCUITO DE DISPARO COM FOTOTRIAC Observe na figura 2.16 que para que seja acionado o TRIAC Q1, o sistema digital deve fornecer nível lógico “1” a entrada de controle da porta nand. Assim, o pino 2 do MOC3011 vai para nível lógico “0” e o led D2 fica polarizado diretamente, disparando o fotosensor Q2 e, como consequência, o TRIAC Q1.

Figura 2.14 – Circuito integrado MOC3011

Figura 2.16 – Circuito típico de disparo com o MOC3011

VCONTROLE

R3

R2

+VF1

R1

“1”

1/4 - 7400 D2

Q2

Q1

CARGA

MOC3011

MOC3020 MOC3021 MOC3022 MOC3023

Figura 2.15 – Circuito típico de disparo com o MOC3011

C

37

Para podermos especificar um circuito integrado desta natureza é importante estarmos atento a dois parâmetros: A tensão máxima reversa(VRRM) e a corrente máxima direta(ID), suportadas pelo elemento fotosensor, no caso o TRIAC. Uma breve análise do comportamento do circuito com o MOC3011 quanto ao uso dentro de seus parâmetros máximos, é feito para que possamos ter a idéia da sequência de cálculos para um bom dimensionamento do circuito de disparo. A partir da figura 2.16 e dado as características do TRIAC Q1, assim como do circuito integrado MOC3011 faremos a análise. Visto que a tabela 2.1 nos mostra os parâmetros do MOC3011, a corrente IA de entrada do pino 1(anodo do led) deve ser inferior a 50mA,. Para não danificar o dispositivo, e deve ser superior a 10mA, para garantir o disparo de Q2. Desejamos então dispararmos o TRIAC Q2, tendo no pino 2 nível lógico “0”, a corrente IA vale:

mAR

VI FA 3.12

3003.155

1

Desta forma o MOC3011 está protegido e garante o disparo do TRIAC interno Q2. Para garantirmos a proteção do TRIAC Q2, a partir da carga a ser acionado, é necessário calcularmos o valor do resistor R1, inserido no pino 6, vejamos:

29.161100

)127( 22

L

REDEL P

VR

Portanto, a corrente máxima no pino 6 será:

ARR

VIL

REDE 529.029.3412127

26

Isto garante que o TRIAC interno não será danificado, pois opera com corrente menor que máxima permitida(I6 = 1.2A). Garantidas então as condições normais de trabalho do MOC3011, é possível determinar o que nível de tensão da rede, o TRIAC Q1 irá Disparar, dado que saibamos seus parâmetros. A partir da tabela 9.1, temos que IGT = 100mA e VGT =2V, considerando que VT =3V (TRIAC Q2), obtemos então através do circuito em questão:

PARÂMETROS DO MOC3011 LED

IA 10mA(min) 50mA(max) VF 1.3V-10mA

TRIAC

VRRM,VDRM 250V(min) VT 3V(max) – 100mA I6 1.2A(max)

PARÂMETROS DO TRIAC Q1 VGT 2V IGT 100mA

Tabela 2.1 – Parâmetros do TRIAC e do MOC 3011

C

38

21

12 )()(RR

QVQVVI GTTREDEGT

29.341

2310100 3

REDEVx , VVREDE 13.39

Isto significa que a tensão da rede ao atingir 39.13V, o TRIAC Q1 será disparado. Você deve estar questionando o fato do controle de potência, não estar disponível nesta tipologia de circuito, não é? Pois bem, é possível sim criarmos um controle de ângulo de disparo nesta topologia de circuito, basta inserirmos no pino 6 um resistor variável(RV), e logo teremos disparos para vários valores de tensão da rede. Porém temos que ter um cuidado especial com o mínimo valor para esta resistência inserida no pino 6, pois poderá haver um aumento de I6 superior ao suportado pelo TRIAC Q2. Uma recomendação para evitarmos este tipo de problema, é inserirmos em série com o resistor variável(RV) uma resistência que garante o valor limite quando este resistor estiver próximo de zero(0), como ilustra o circuito da figura 2.17 10 – CIRCUITO DE DISPARO PULSADO COM UJT OSCILADOR DE RELAXAÇÃO COM UJT

R1

RB2

RB1

+VCC

C1

UJT

B1

B2 E

(a)

rb1

RB1

rb2

RB2

D1DIODE

R1

C1

+VCC

B2

B1

E

(b) Figura 2.18 a) Circuito típico de um oscilador com UJT b) Oscilador de relaxação com circuito equivalente do UJT

Figura 2.17 – Circuito de disparo com MOC 3011

100W

R1180

5V F11A

R2300

VRede

D2 Q2

Q1 Vcontrole

“1”

MOC3011

1/4 - 7400

R3

C

39

PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO Observe a figura 2.19, inicialmente ao aplicarmos uma tensão VCC, o capacitor se

carregará até que o diodo dom emissor comece a ficar polarizado diretamente. Quando a tensão no capacitor atingir a tensão de disparo do UJT(Vp), O mesmo conduz, temos então uma diminuição de r b1, permitindo então que o capacitor C1 se descarrega sobre (RB1 + rb1). Esta descarga se dará até que o UJT entre novamente no estado de corte.

Este ciclo se repete segundo constantes de tempo, de carga e descarga, formando assim um circuito oscilador. E o que são constantes de tempo? Vejamos, Por definição, uma constante de tempo é o tempo necessário para que o capacitor se carregue( ou descarregue) em até 63% do valor de tensão de entrada no circuito, e é dada pela expressão = RC. No nosso caso temos duas diferentes constantes de tempo a considerar, a de carga e a de descarga, respectivamente representadas pelas expressões: carga = R1C1 e descarga = (RB1 + R B1 ) C1, e o comportamento das mesmas então observados na figura 2.20.

D2DIODE

RB1

rb1

C1

R1

+VCC1

B1

E

Figura 2.19 – Circuito equivalente ao oscilador de relaxação após o corte do UJT

VE

t2

VB2

VB2

VB1

VB1

VV

VP

t1

Tensão de disparo

Tensão contínua em B1

Tensão de vale

Tensão no terminal B1( usada para disparar tiristores)

Tensão no terminal B2

t

t

t

0

Figura 2.20 – Circuito equivalente ao oscilador de relaxação após o corte do UJT

C

40

Verifica-se que de 0 a t1, o capacitor se carrega através de R1, com constante de tempo carga = R1C1. Em t1, o UJT dispara e entre t1 e t2, o capacitor se descarrega com uma constante de tempo descarga = (rB1 + R B1 ) C1, de valor menor do que carga. Aprendemos então como funciona o circuito de um oscilador de relaxação com UJT, mas de que forma podemos nos servir do mesmo para disparar um SCR ou TRIAC? Veja bem, caro leitor, observe que na figura 2.20, a forma de onda adquirida no terminal de B1 representa pulsos de tensão e exatamente estes que são utilizados para disparar os tiristores em questão. O circuito típico para o disparo de SCR´s ou TRIAC´s é mostrado na figura 2.21.

PROJETO DE UM OSCILOSDOR DE RELAXAÇÃO COM UJT

Para que um SCR seja disparado com sucesso através de um circuito como mostrado na figura 2.21, é preciso especificarmos os parâmetros do mesmo. É necessário então efetuarmos alguns cálculos baseando nas características do UJT, assim como nas características do SCR que desejamos acionar, um exemplo ilustrativo é do SCR que desejamos acionar, um exemplo ilustrativos é mostrado a seguir, apresentando a você de que forma podemos obter os parâmetros deste circuito oscilador. Para o projeto em questão iremos considerar o circuito da figura 2.21, com o UJT 2N2646 e o SCR TIC 106, onde algumas de suas características são apresentadas a seguir: UJT – 2N2646

0.56(min) 0.75(max) rbb 4.7k(min) 9.1k(max) Ip 1A(tip) 5A(max) Iv 4mA(min) 6mA(tip)

SCR – TIC106

VGD=0.2V VGT=1V - CÁLCULO DOS PARÂMETROS R1, R2, R3 E C1 CÁLCULO DE R2:

carga

R3

R2R1

C1

UJT

SCR

+Vcc

Vrede ~

Figura 2.21 – Circuito típico de disparo de SCR com UJT

C

41

Um valor prático de R2 é calculado em torno de 15% de rbb, verificado nas características técnicas do dispositivo. CÁLCULO DE R3: Dado Vcc, calcula-se o valor de R3 através da relação: CÁLCULO DE R1: O valor do cálculo do resistor do emissor(R1) deve ficar dentro do seguinte limite:

p

pcc

v

vcc

IVV

RI

VV

1

A partir da seção 3.4 que trata dos parâmetros do UJT, temos que VV=2V, IV = 4mA

e IP = 4A escolhidos assim para efetuarmos o cálculo em questão. Porém Vp é encontrado

através da expressão: BBDp VVV

onde VD = 0.6, = 0.6 e

32

2

RRRRVVVBB

ccccBB V3 e Sabendo que V3 < 0.6V,

consideraremos então V3 = 0.3V.

CÁLCULO DO CAPACITOR C1: Para o cálculo do capacitor, devemos fixar uma faixa de frequência de operação do circuito. O valor de C1 é então calculado pela expressão que segue:

11ln

1

1

1

fRC , dado que são conhecidos os valores de R1, f e .

Como exemplo, aplicamos então uma tensão de alimentação Vcc = 12V e queremos que a saída do circuito oscile com uma frequência de 1kHZ. De posse então desses dados de entrada e de acordo com a ferramenta de cálculo de cada parâmetro obtemos então o valor dos mesmos mostrados no circuito da figura 2.22. R2 = 1k, R3 = 220, R1 = 10k e C1 = 0.1F

VccrRxR bb (min))(6.0 2

3

carga

R3

R2R1

C1

UJT

SCR

+Vcc

Vrede ~

10k

0.1F

1k

220

Figura 2.22 – Circuito típico de disparo de SCR com UJT

C

42

EXERCÍCIOS DE APRENDIZAGEM 1)Cite uma vantagem do disparo por pulsos em relação ao disparo CC.

2) Qual a função do transformador de pulso em um circuito de disparo?

3) Cite algumas vantagens do uso de um acoplador óptico no disparo de um tiristor?

4)Dado o circuito abaixo, e consultando os dados técnicos necessários, dimensione o circuito com o objetivo

de protegermos o optoacoplador?

5) Dado o circuito abaixo, explique de que forma é possível retardarmos o disparo do UJT.

VCONTROLE

R3

R2

+VF1

R1

“1”

1/4 - 7400 D2

Q2

Q1

CARGA(RL=500)

V = 110V

5V

R1

RB2

RB1

+VCC

C1

UJT

B1

B2 E

C

43

OSCILADOR DE RELAXAÇÃO COM UJT SINCRONIZADO COM A REDE

No circuito de disparo visto anteriormente, há um pequeno problema: O ângulo de

disparo() é aleatório, pois o circuito gerador de pulsos fica oscilando independente do sinal da rede. Quando isto

ocorre, os pulsos enviados podem “pegar” a senóide a cada ciclo, em momento diferente. Como mostra a fig. 2.23 abaixo:

Para evitar o problema do ângulo ficar aleatório, devemos sincronizar funcionamento do circuito de disparo com o sinal que alimenta o circuito de potência. Um circuito típico de disparo sincronizado com a rede é mostrado na figura 10.7:

Este circuito funciona da seguinte forma: No semiciclo negativo da tensão de rede, o diodo zener funciona como um diodo normal, pois é polarizado diretamente como mostra a figura 2.25:

R1

RB1

RB2

UJTD1

R

C1

~

Figura 2.23 – Formas de ondas para o circuito de disparo Com aleatório de disparo de SCR com

Figura 2.24 – Circuito sincronizado de disparo com UJT

R1

D1~ Vrede

Vrede

I

Figura 2.25 – Etapa de estabilização zener

C

44

Neste instante o oscilador estará em curto e o UJT não irá disparar, permitindo assim que não haja alguma dissipação desnecessária no gatilho, já que no semiciclo negativo o SCR não deve conduzir, como de costume. No semiciclo positivo, até que a tensão de rede atinja a tensão VZ, o diodo zener estará bloqueado. A partir daí o diodo zener irá manter a tensão, no circuito gerador de pulsos, estabilizada no valor de VZ, isto ocorrerá logo no início do semiciclo positivo.

Uma vez alimentado, o circuito oscilará normalmente e o primeiro pulso(com ângulo em relação à tensão da rede) irá disparar o SCR.

Os demais pulsos são desnecessários, mas inevitáveis neste circuito e como os sinais

são repetitivos, ou seja, as condições de carga repetem-se em todos os semiciclos negativos, o primeiro pulso ocorrerá sempre com o mesmo ângulo , como pode ser visto na figura 2.26. 11 – CIRCUITO DE DISPARO COM TCA-785 O TCA-785 é um circuito integrado desenvolvido para controlar o ângulo de disparo de tiristores, continuamente de 0º a 180º.

O TCA-785 faz parte de um grupo de circuitos integrados de disparo. A finalidade destes circuitos é a de facilitar o projeto de circuitos de disparo e torná-los mais compactos e confiáveis. Dentre suas excelentes características é possível destacar: Largo campo de aplicação devido à possibilidade de controle externo; Operação em circuitos trifásicos, utilizando-se 3(três) CI´s; Duas saídas com corrente de disparo( TCA-785 - 250mA), duas saídas adicionais

complementares;

Figura 2.26 – Formas de ondas para o circuito de disparo sincronizado com a rede.

Figura 2.27 – Circuto integrado TCA 785

C

45

Duração de pulsos de disparo determinado por um capacitor externo; Detecção de passagem de tensão por zero volt; Possibilidade de inibição dos pulsos de disparo; Faixa de fonte de alimentação de 8V a 18V; Consumo interno de corrente até 10mA. DIAGRAMA DE BLOCOS DO TCA-785

Para melhor entendermos o funcionamento deste circuito, analisaremos suas principais etapas. DETETOR DE PASSAGEM POR ZERO

Vimos a importância do circuito de disparo estar em sincronismo com a rede, para que não ocorra disparos aleatórios dos tiristores. TCA-785 apresenta um bloco chamado DPZ(Detector de Passagem por Zero) que gera um pulso de sincronismo toda vez que a tensão da rede passa por zero. A entrada para a tensão de referência de sincronismo é no pino 5, como mostra a figura 2.28.

Figura 2.28 – Diagrama de blocos do TCA 785

Figura 2.29 – a)Detalhe parcial do TCA 785 b) Conexão de referência

a) b)

C

46

Quanto a tensão de alimentação VS(pino 16) pode variar dentro do intervalo 8V VS 18V, pois a alimentação interna do TCA-785 é regulada em 3.1V pelo próprio CI, de uma tensão de alimentação externa(VS), como pode ser observada na figura 2.29. GERADOR DE RAMPA

O gerador de rampa(cujo controle está na unidade lógica) consiste essencialmente de uma fonte controlada por uma resistência RR. O tempo de subida da rampa é assim determinado pela combinação RR e CR, como pode ser observado na figura 2.30. A tensão fornecida pelo gerador de rampa varia linearmente com o tempo(reta), ou seja, a tensão dobra se o intervalo de tempo dobrar. Em outras palavras, a tensão cresce proporcionalmente ao aumento do tempo, como se vê, por exemplo, na figura 2.30.

A equação então que rege este comportamento da tensão de rampa(VCR), no capacitor(cr) é dada por:

txCIV

R

CRCR

Verifica-se então que a equação impõe restrições quanto ao valor de CR, logo para o correto funcionamento do circuito, devem ser considerados os valores mínimos e máximos adotados na prática 500pF e 1F, respectivamente. Um valor elevado de CR tornaria a descarga do mesmo muito lenta, comprometendo o novo ciclo de carga e, consequentemente, o sincronismo do disparo.

Figura 2.30 – Saída de um gerador de rampa

C

47

COMPARADOR DE DISPARO DO TCA-785 A finalidade deste bloco é comparar a tensão de rampa(VR) com a tensão de controle(VC), quando estas forem iguais, envia pulsos nas saídas, via unidade lógica. Obtém-se, então, no pino 15, pulsos positivos no semiciclo positivo da tensão de sincronismo e no pino 14, pulsos positivos no semiciclo negativo da tensão de sincronismo, defasadas entre si de 180º. Uma ilustração do bloco comparador, bem como as formas de onda do sinal de controle e rampa são mostrados na figura 2.31

Observe na figura 2.31 que a mudança de estado na saída VO do bloco comparador de disparo indicará ao bloco lógico de formação de pulsos, que um pulso de disparo deve ser acoplado a uma de suas saídas, a duração destes pulsos é determinada pela conexão de um capacitor externo C12, entre o pino 12 e o terra e amplitudes iguais a tensão de alimentação do pino 16. Na tabela 2.2 é apresentada uma relação de capacitores para o pino 12 com as respectivas larguras de pulsos.

C12 Aberta 150pF 220pF 33pF 680pF 1000pF Curto = 620s/F 30s 93s 136s 205s 422s 620s 180º -

Assim podemos monitorar a largura dos pulsos adquiridos nas saídas do bloco lógico de formação dos pulsos. A figura 2.32 ilustra as formas de onda dos sinais de interesse do TCA 785, apresentando os pulsos adquiridos com larguras diferentes.

Figura 2.31 – a)Comparador de disparo do TCA b) Sinal aplicado ao bloco lógico de formação de pulsos

b) a)

C

48

Figura 2.32 – Formação dos pulsos de disparo Observa-se então com mais clareza que os pulsos são criados a partir de interseção do sinal de controle(Vcontrole) com o sinal de rampa(VCR), e é fácil de percebermos em que caso elevarmos ou abaixarmos o sinal de controle, o pulso irá se deslocar para frente ou para trás, respectivamente. Verifica-se também o quanto a largura do pulso é alterada quando alteramos o valor do capacitor C12, conectado ao pino 12, na verdade, no primeiro momento o pino é deixado aberto e no segundo momento o mesmo é curto-circuitado.

C

49

12 – OUTROS MÉTODOS DE DISPARO DO SCR Os métodos que estudamos até o momento são dedicados a sinais aplicados ao gatilho do dispositivo, disparando-o sob uma tensão bem menor que sua tensão de breakover. Neste tópico analisaremos as possíveis formas de ocorrer o disparo do S R onde alguns destes são indesejáveis e por tal motivo, proteções deverão ser utilizadas para evitar disparos acidentais.

DISPARO POR TENSÃO DE BREAKOVER(VBO) Existe um valor de tensão anodo-catodo capaz de levar o SCR do estado de

corte para o estado de condução, sem aplicações de corrente de gatilho(ig=0), conhecido como tensão de Breakover. Este processo de disparo, nem sempre destrutivo, raramente é utilizado na prática, pelo fato de necessitarmos de valores elevados de tensão capaz de fazer o SCR conduzir.

DISPARO POR RUÍDO ( SINAIS DE INTERFERÊNCIA)

Esta forma de disparo é indesejável, pois um tiristor poderá conduzir a qualquer momento, desde que o gatilho capte estes sinais de interferência. Este tipo de disparo só ocorre para a linha de SCR´s mais sensíveis(ex.: TIC 106) onde pequenos níveis de sinal no gatilho são suficientes para disparar o componente.

Para evitarmos um disparo indesejável por ruído, deveremos utilizar um resistor do SCR. Na figura 2.33 temos a localização do resistor que evita o disparo do SCR por ruído e vale a pena ressaltar que em alguns casos(ex.: TIC 116, TIC 126) este resistor já vem colocado internamente no componente.

Figura 2.33 – Disparo por ruído

DISPARO POR VARIAÇÃO DE TENSÃO(dV/dt) Toda junção PN reversamente polarizada, apresenta característica capacitiva. Observe a figura 2.34

Figura 2.34 – Capacitância refletida na junção J2

RG

A

G

K

C

50

A partir do circuito da figura 2.34, observe que ao fecharmos a chave CH1, a capacitância da junção J2 fará com que circule uma corrente de gatilho. Caso o valor da corrente capacitiva seja suficiente para que haja o processo regenerativo, o SCR entra em condução, é aplicado um disparo acidental podendo atém provocar sérios danos ao sistema, como por exemplo um grave curto-circuito. Muito bem, caro leitor, a questão é como reduzirmos este efeito, certo? Então partimos do conhecimento que o capacitor possui a propriedade de se opor a variações de tensão, visto que a tensão nos seus terminais cresce de forma gradativa. Podemos reduzir o efeito da variação brusca de tensão no SCR, colocando um circuito que amorteça esta variação. Este circuito é constituído de um ramo RC em paralelo com os terminais anodo e catodo do SCR, que impedirá que a tensão entre anodo varie bruscamente. Este circuito é conhecido como Snubber(amortecedor).

DISPARO

POR AUMENTO DE TEMPERATURA A medida que a temperatura é aumentada, diversos parâmetros do SCR variam tais

como, Ifuga, VBO e IH. Notamos que o aumento de temperatura, facilita o disparo do SCR, uma vez que um

aumento da corrente de fuga, diminuição de VBO e uma diminuição IH, ou seja, as alterações nestes parâmetros contribuem para uma maior facilidade de disparo do componente.

DISPARO POR LUZ A incidência de luz em uma junção pode fazer surgir elétrons livres na mesma. A medida que aumenta a incidência de luz, aumenta o número de elétrons livres. Para ocorrer tal tipo de disparo, o componente deve apresentar uma janela que propicie a entrada da luz. Na verdade, o componente disparado pela luz é o LASCR(SCR ativado à luz). O papel do gatilho, neste componente, é possibilitar o controle da intensidade de luz necessária para o disparo do mesmo.

Figura 2.35 – Circuito SNUBBER

C

51

EXERCÍCIOS DE APRENDIZAGEM 1)Explique a função do diodo zener(D1) no circuito abaixo

2)Cite algumas vantagens do TCA 785

3) Explique o funcionamento do circuito detector de passagem por zero, mostrado abaixo

4)Na configuração do circuito mostrado abaixo, responda qual a função dos diodos D1 e D2?

5)Responda porque é importante mantermos o capacitor e o resistor de rampa fixos?

SAÍDA

S160 Hz

VCC

C

R3

R2

R1

C

52

6)Responda em qual dos casos abaixo, há um capacitor de valor mais elevado conectado no pino 12 do TCA.

7)Explique o que você entende sobra tensão de BREAKOVER

8)Responda de que forma podemos minimizar os efeitos do disparo por ruído em SCR´s tipo TIC 106.

9)Responda de que forma podemos minimizar os efeitos do disparo no SCR causado por variação de tensão

ocorrida no momento de ligação de um sistema.

10)Explique de que forma um aumento de temperatura pode fazer com que um SCR dispare.

Capítulo III - CIRCUITOS RETIFICADORES Neste capítulo trataremos dos circuitos retificadores controlados, também chamados de conversores CA-CC, aplicados no fornecimento de uma tensão contínua, de valor médio variável à carga. Entre diversas aplicações de retificadores controlados, podemos destacar: Controle de velocidade de motores CC por tensão de armadura variável, nas indústrias

de aço e papel; Fontes de tensão CC variável para alimentação de inversores usados no controle de

motores de indução por variação de frequência; Controle de velocidade variável para ferramentas elétricas portáteis.

Entre os retificadores monofásicos e trifásicos estudados neste capítulo, temos: 1. Retificador controlado monofásico de meia-onda; 2. Retificador controlado monofásico de onda completa; 3. Retificador controlado monofásico de onda completa em ponte; 4. Retificador semi-controlado monofásico em ponte; 5. Retificador controlado trifásico de meia-onda; 6. Retificador controlado trifásico de onda completa em ponte; 7. Retificador semi-controlado trifásico em ponte.

(A)

(B)

C

53

1.RETIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO DE MEIA-ONDA 1.a) CIRCUITO e FORMAS DE ONDA CIRCUITO

Figura 3.1 – a) Circuito retificador controlado de meia onda. FORMAS DE ONDA

Figura 3.2 – a) Formas de onda para carga puramente resistiva b)Formas de onda para carga indutiva

CARGA60 Hz

C

54

1.b) TENSÃO MÉDIA NA CARGA Carga puramente resistiva

)cos1(2

VmáxVDC

Carga indutiva

)cos(cos2

VmáxVDC , onde = + ’ e representa o ângulo

de corte do SCR, resultado do atraso da corrente na carga devido a ação da indutância na carga, como observado na figura 2.2b. 1.c) CIRCUITO COM DIODO DE CIRCULAÇÃO

Estrutura

Figura 3.3 – Retificador monofásico de meia onda a SCR com diodo de circulação Funcionamento

O circuito da figura 2.3 apresenta duas etapas de funcionamento distintas, conforme mostra as figuras 2.4 a e 2.4b. Figura 3.4 – a) 1a etapa de funcionamento b) 2a etapa de funcionamento

CARGA60 Hz

L

R

60 Hz

iL

(a)

L

R

60 Hz

iL

(b)

C

55

FORMAS DE ONDA

(a) (b) Figura 3.5 – a) Formas de onda para um ângulo de disparo pequeno b)Formas de onda para um ângulo de disparo elevado

C

56

Observa-se na figura 2.5 que o valor de ’ = 0, ou seja, o valor médio da tensão na carga, torna-se independente da carga. Desta forma, para uma dada carga indutiva, o diodo de circulação provoca um aumento no valor médio da tensão na carga, em relação à estrutura sem este diodo. 2.RETIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO DE ONDA COMPLETA 2.a) CIRCUITO e FORMAS DE ONDA CIRCUITO

Figura 3.6 – a) Circuito retificador controlado de onda completa.

FORMAS DE ONDA

CARGA60 Hz

Figura 3.7 – Formas de onda do circuito retificador controlado de onda completa.

C

57

2.b) TENSÃO MÉDIA NA CARGA

Carga puramente resistiva

)cos1(

VmáxVDC

Carga indutiva

)cos(cos

VmáxVDC , onde = + ’ .

3.RETIFICADOR CONTROLADO MONOFÁSICO DE ONDA COMPLETA EM PONTE 3.a) CIRCUITO e FORMAS DE ONDA CIRCUITO Figura 3.8 – Circuito retificador controlado de onda completa em ponte.

CARGA60 Hz

C

58

FORMAS DE ONDA

Figura 3.9 – Formas de onda do circuito retificador de onda completa em ponte.

C

59

3.b) TENSÃO MÉDIA NA CARGA

Carga puramente resistiva

)cos1(

VmáxVDC

Carga indutiva

)cos(cos

VmáxVDC , onde = + ’ .

Observa-se do ponto de vista funcional que como é necessário os pulsos de disparo simultâneos dos SCR 3 e SCR 4 ou SCR 1 e SCR 2, é aconselhável que os pulsos aplicados a estes SCR´s provenham de um mesmo circuito, portanto é importante que tenham os transformadores de pulso com dois enrolamentos secundários. Este circuito apresenta vantagens sobre o circuito anterior devido ao melhor aproveitamento da tensão de saída do transformador, pois este aproveita todo o enrolamento secundário, já que o outro só aproveita a metade.

Verifica-se também neste circuito que o comportamento da corrente de saída não é senoidal, isto ocorre devido ao processo de chaveamento do SCR´s, fazendo com que a mesma se torne contínua pulsante. Este fato evidencia um problema bastante discutido hoje na escala industrial, que é a “injeção de harmônicos” na rede. 4.RETIFICADOR SEMI-CONTROLADO MONOFÁSICO EM PONTE 4.a) CIRCUITO e FORMAS DE ONDA CIRCUITO

Figura 3.10 – Circuito retificador semi - controlado em ponte.

CARGA60 Hz

C

60

Funcionamento

O circuito da figura 2.11 apresenta quatro etapas de funcionamento distintas, conforme mostra as figuras 3.11a, 3.11b,3.11c e 3.11d.

Figura 3.11 – Etapas do funcionamento da ponte mista com carga R-L : a) 1a etapa - wt b) 2a etapa - wt + c) 3a etapa - + wt 2 d) 4a etapa - 0 wt

SCR2

D2 L

RSCR1

D160 Hz

b)

SCR2

D2 L

RSCR1

D160 Hz

a)

SCR2

D2 L

RSCR1

D160 Hz

d)

SCR2

D2 L

RSCR1

D160 Hz

c)

C

61

FORMAS DE ONDA

Figura 3.12 –Formas de onda do circuito retificador controlado de onda completa em ponte, sem diodo de retorno

C

62

4.b) TENSÃO MÉDIA NA CARGA

Carga puramente resistiva e carga indutiva

)cos1(

VmáxVDC

O retificador semi-controlado, apresenta algumas vantagens e desvantagens com relação ao controlado. Entre as vantagens, é possível citar a economia de componentes diante da substituição de SCR´s por diodos semicondutores, e quanto as desvantagens é a não possibilidade deste conversor ser utilizado na operação como inversor . Uma outra desvantagem que ele apresenta, é uma maior distorção na corrente de saída devido aos trechos em que a mesma se anula, como pode ser verificado na figura 2.12. 4.c) CIRCUITO COM DIODO DE CIRCULAÇÃO Estrutura Figura 3.13 – Circuito retificador semi - controlado em ponte com diodo de circulação.

Funcionamento

O circuito da figura 2.14 apresenta a atuação do diodo de circulação no circuito em questão.

Figura 3.14 – Circuito retificador semi - controlado em ponte com diodo de circulação.

CARGA60 Hz

DR

D2D4

SCR3SCR1

CARGA

60 Hz

C

63

O diodo D4 ao ser diretamente polarizado em wt = , o mesmo aplica uma tensão reversa em D2 que bloqueia . Dessa forma a corrente passa a circular por D4 e SCR1, mantendo a tensão na carga nula. Perceba que na verdade ocupamos um SCR acionado, atrasando seu estado de bloqueio. E o que este processo tem haver com o diodo de circulação, também chamado de “diodo de retorno” ? Ao inserirmos um diodo de retorno em paralelo com a carga, proporcionamos um caminho preferencial, chegando a conduzir antes do diodo D4, permitindo assim que o SCR1 reassumia sua condição de bloqueio antes do disparo de SCR3. Formas de onda

Figura 3.15 –Formas de onda do circuito retificador controlado de onda completa em ponte, com diodo de retorno.

C

64

EXERCÍCIOS DE APRENDIZAGEM

RETIFICADORES CONTROLADOS MONOFÁSICOS 1)Explique a principal função de um conversor CA-CC(Retificador controlado)

2)Cite algumas aplicações dos conversores CA-CC

3)Explique a função do diodo de retorno no circuito abaixo

4)Responda o que acontece com a tensão média sobre a carga quando o diodo de retorno é retirado do circuito

do iten (3)

5)Responda em qual dos circuitos abaixo, obtém-se maior valor de tensão média na carga.

6)Cite uma vantagem do circuito retificador de onda completa sobre os demais anteriores.

7)Cite uma desvantagem e uma vantagem do circuito retificador semicontrolado em ponte sobre o circuito

retificador controlado também em ponte

5.RETIFICADOR CONTROLADO TRIFÁSICO DE MEIA-ONDA 5.a) CIRCUITO e FORMAS DE ONDA

CIRCUITO

Figura 3.16 – Circuito retificador controlado trifásico de meia onda.

VC

VB

carga

VA

SCR3

SCR2

SCR1

I0

CARGA60 Hz

CARGA60 Hz

CARGA60 Hz

C

65

FORMAS DE ONDA

Figura 3.17 –Formas de onda do circuito retificador trifásico controlado de meia onda. 5.b) TENSÃO MÉDIA NA CARGA

Carga indutiva

cos233 VmáxVDC

Neste caso, para dimensionarmos os dispositivos semicondutores utilizamos a relação que segue:

efDRMáx vV 23

C

66

6. RETIFICADOR CONTROLADO TRIFÁSICO DE ONDA COMPLETA EM PONTE 6.a) CIRCUITO e FORMAS DE ONDA CIRCUITO

Figura 3.18 – Circuito retificador controlado trifásico de onda completa em ponte. FORMAS DE ONDA Figura 3.19 –Formas de onda do circuito retificador trifásico controlado de onda completa em ponte.

2

53

64VC

VB carga

1VA

C

67

6.b) TENSÃO MÉDIA NA CARGA

Carga indutiva

cos3VmáxVDC

7. RETIFICADOR SEMI-CONTROLADO TRIFÁSICO EM PONTE 7.a) CIRCUITO e FORMAS DE ONDA CIRCUITO

Figura 3.20 – Circuito retificador semi - controlado trifásico em ponte. FORMAS DE ONDA Figura 3.21 –Formas de onda do circuito retificador trifásico semi-controlado.

4 26

53

VC

VB carga

1VA

C

68

7.b) TENSÃO MÉDIA NA CARGA

Carga indutiva

)cos1(2

3

VmáxVDC

Capítulo IV CIRCUITOS CONVERSORES CC-CC E COMUTAÇÃO CC 1. CIRCUITOS CONVERSORES Há diversas aplicações industriais que se utilizam de uma fonte de alimentação contínua para obter tensão CC variável, como por exemplo na aplicação de veículos de tração, acionados por motores CC. Para que estas aplicações sejam possíveis, é preciso utilizar conversores CC chamados de conversores Chopper. O circuito destes conversores é mostrado na figura abaixo. Figura 4.1 – Circuito básico chopper. A idéia de funcionamento deste circuito está baseada na aplicação ou não de tensão à carga, segundo o fechamento e abertura, respectivamente da chave CH. Porém a continuidade de corrente através da carga é percebida através do diodo de retorno DR, quando a chave CH mantém-se aberta. Podemos assim resumir o comportamento da tensão na carga, através do gráfico mostrado na figura 4.2

Figura 4.2 – Forma de onda na carga

CH

cargaDR+

V

V0

tON

V

t

tOF

C

69

A partir então deste gráfico, definimos então o valor médio da tensão na carga, que é dado por:

fTVTTVV ON

ONDC

Através desta expressão, observamos que é possível variarmos o valor médio na carga( VDC ) de três maneiras diferentes:

1. Variando TON e mantendo o T constante, também chamado controle por largura de pulso ou MLP(Modulação por Largura de Pulso)

2. Mantendo TON ou TOF constante e variando T, ou seja, modulação em frequência.

3. Variando TON e T. 1. Modulação por Largura de Pulso(MLP)

Figura 4.3 – Controle MLP Neste controle e a partir da expressão da tensão média( vdc ), observa-se que

mantendo a frequência constante, basta aumentarmos ou diminuirmos a largura do pulso para que tenhamos um aumento ou diminuição no nível médio de tensão na carga.

V0

tON

tON

T

T t

t

V0

V

V

C

70

2. Modulação em freqüência Nesta modulação, TON ou TOFF são mantidos constantes enquanto a frequência f é

variável, como ilustra a figura 4.4 Observa-se que o emprego desta modulação dificulta o projeto de filtros para aliviar possíveis interferências devidas ao chaveamento, devido a variação de frequência apresentada. 3. Variação de TON e T

V0

tON

T

T t

t

V0

V

V

tON

V0

tOF

T

T

t

t

V0

V

V

tOF

Figura 4.4 – Controle de modulação em frequência

Figura 4.5 – Controle com tOF fixo

C

71

Este tipo de controle evidencia a variação da frequência f, o que implica como no caso anterior, em dificuldade para projeto de filtros. A figura 4.5 ilustra este tipo de controle.

Dentre estas técnicas, a técnica de modulação mais utilizada é a modulação por largura de pulso devido a mesma apresentar vantagens sobre os outros nas quais foram identificados problemas quanto a variação da frequência no que se diz respeito a dificuldades do projeto de filtros.

Para o controle de tensão aplicada à carga, discutido anteriormente, o emprego de técnicas tradicionais como por exemplo, a inserção de uma resistência variável entre a fonte e a carga, como mostra o circuito da figura 3.6, era bastante utilizado, até que, com o advento dos semicondutores, este modo de controle vem sendo substituído por chaves estáticas ( SCR ) para o caso de correntes elevadas, transistores ( para o caso de correntes baixas ).

Figura 4.6 – Obtenção da tensão CC desejada através da variação de uma resistência. O método tradicional ainda hoje utilizado e que implica na colocação de uma

resistência em série com a carga, torna-se insuficiente devido ao excedente de potência ser dissipado na resistência sob forma de calor, o que acarreta em perdas de energia. Enquanto nos circuitos chopper dotados de chave estática, observa-se uma maior eficiência, pois quando a carga não consome energia(chave aberta) o circuito não está consumindo também. A figura 4.6 ilustra um circuito chopper com um SCR como chave.

Figura 4.6 – Obtenção da tensão CC desejada através da variação de uma resistência.

CARGA

RV

+V

DR carga+

V

C

72

2.CIRCUITOS DE COMUTAÇÃO PARA SCR Quando se utiliza um SCR como chave em um circuito chopper é importante

lembrarmos que em tensão contínua, o SCR ao ser disparado é mantido conduzindo, ou seja, o mesmo não bloqueia, já que a corrente não se anula. E agora, caro leitor? Como desenvolvermos o controle deste circuito através desta chave estática?

Pois é, caro leitor, este tipo de circuito não apenas necessita de um circuito de disparo pra o SCR, mas também um circuito que proporcione o seu bloqueio. Este circuito então é chamado de circuito de comutação.

O processo de comutação se baseia em fazer com que a corrente de manutenção em um SCR, torne-se menor que o mínimo solicitada pelo mesmo, bloqueando-o

Os métodos utilizados na comutação de um SCR são divididos em duas categorias:

1.Comutação Natural; 2.Comutação Forçada.

O processo de comutação natural é aquele que ocorre quando a alimentação da fonte é CA, onde a corrente do tiristor passa naturalmente por zero e uma tensão reversa aparece sobre o mesmo.

O processo de comutação forçada é um processo artificial que tende a fazer com que a corrente direta do tiristor seja forçada através de um circuito dedicado, chamado circuito de comutação.

CIRCUITOS DE COMUTAÇÃO 1. CIRCUITO DE COMUTAÇÃO FORÇADA POR CAPACITÂNCIA EM

PARALELO. A figura 4.7 mostra o circuito de comutação deste tipo.

1.1– Circuito Figura 4.7 – Circuito de comutação forçada

SCRa

R1RL

C1

SCRp

+V

C

73

1.2– Princípio de funcionamento A figura 4.8 mostra a sequência de estados de funcionamento deste circuito.

I II III Observa-se que no estágio II, o SCR( SCR principal ) é disparado, carregando o capacitor C1 através do SCRP e de R1. No estágio III, revela-se então o corte do SCRP, disparando o SCR auxiliar( RCSA ), colocando-se então o capacitor C1 em paralelo com o SCRP, polarizando-o reversamente, Levando então o componente ao corte. Quando o SCRP é novamente disparado, retorna-se ao estágio II e o ciclo se repete.

A desvantagem deste circuito está no consumo de potência perdido no resistor R1, enquanto o SCR principal( SCRP ).

2. CIRCUITO DE COMUTAÇÃO FORÇADA POR RESSONÃNCIA AUXILIAR (REDE LC )

2.1 – Circuito

SCRa

R1RL

C1

SCRp

+V

SCRp SCRa

R1RL

C1

+V

+ -SCRp SCRa

R1RL

C1

+V

-+

Figura 4.8 – Sequência de funcionamento do processo de comutação forçada: Estágios I,II e III

SCRp

L1

D1SCRa

C1

+V

RL

C

74

2.2 – Princípio de funcionamento - I - - II - - III - 3.31 – Sequência de funcionamento do processo de comutação forçada: Estágios I,II e III

Inicialmente, tem-se no estágio II o disparo do SCRA, e o capacitor C1 é carregado através de RL e SCRA, levando o SCRA naturalmente ao bloqueio, devido a sua polarização reversa. Em seguida o SCRP é disparado e o capacitor C1 fica praticamente em paralelo com L1 e D1. Enquanto o SCRP conduz, o capacitor C1 lança sua energia sobre o indutor L1, e quando o mesmo é energizado lança sua energia de volta ao capacitor, só que nesta condição a polaridade da tensão no capacitor torna-se oposta ao apresentada no estágio II, tem-se então o estágio III. No estágio III ocorre o bloqueio então do SCRP, pois o mesmo é polarizado reversamente quando o SCRA é disparado, fecha-se então o ciclo. Observa-se também neste estado que o capacitor, polarizado de forma como está, não troca energia com o indutor L1, pois o diodo D1 é polarizado inversamente, impedindo tal feito, e assim uma oscilação permanente entre o capacitor e o indutor. Observa-se neste circuito que não haverá dissipação de potência, como no circuito anterior, pois basta que seja disparado o SCRA para que o capacitor C1 fique em paralelo com o SCRP, levando-o ao corte.

Capítulo V CONVERSÃO DE FREQUÊNCIA Neste capítulo será discutido o princípio de funcionamento de circuitos inversores bem como citado algumas de suas aplicações. Também será abordado o funcionamento de circuitos cicloconversores, bem como aplicações envolvendo o mesmo.

SCRp

L1

D1SCRa

C1

+V

RL

SCRp

L1

D1SCRa

C1

+V

RL

+-

SCRp

L1

D1SCRa

C1

+V

RL

+ -

C

75

1.INVERSORES

Figura 5.1 – Circuito inversor monofásico

Os circuitos inversores fazem a conversão CC-CA, e são os grandes responsáveis pela automação industrial, no que se diz respeito ao controle de velocidade das máquinas de corrente alternada, promovendo a possibilidade de variação de frequência e amplitude da corrente produzida.

Devido ao motivo de sua frequente utilização para variação de frequência, também são denominadas de conversores estáticos de frequência, utilizados normalmente no estágio intermediário CA/CC. Dentre as aplicações deste circuito podemos citar as seguintes: a) Controle de velocidade de motores de indução; b) Transmissão de energia por CC; c) Sistema de alimentação de emergência; d) Tração elétrica.

1.1– PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO

Utilizaremos uma ponte inversora monofásica para que o leitor possa entender melhor a idéia de funcionamento de um circuito inversor, e mais tarde, a mesma será aplicada aos circuitos inversores trifásicos.

Considere o inversor monofásico, como mostra a figura 4.1alimentando uma carga RL.

- I - - II -

Figura 5.2 – Circuito inversor com corrente invertida na carga: Estágios I e II

S4

S3

S2

S1

RL

V

V-

S4

S3

S2

S1

RL

V+

V-

S4

S3

S2

S1

RL

V

V

C

76

O seu funcionamento se resume nos estágios I e II, como mostra a figura 4.2 Observando a figura 5.2, é fácil verificarmos que é possível alterarmos a polaridade nos terminais da carga através do acionamento conveniente de chaves(S1, S2,S3 e S4), dessa forma, o inversor alimentado através de um barramento CC, cuja tensão seja V, obtém-se uma saída como mostra a figura 5.3

Figura 5.3 – Forma de onda na saída do inversor Verifica-se que a tensão contínua no barramento CC é transformada em uma tensão alternada, cuja frequência é determinada pela frequência de chaveamento das chaves e a amplitude da tensão na carga depende de tensão aplicada a entrada do inversor. Com o advento dos semicondutores, na verdade estas chaves são substituídas por chaves estáticas(SCR e transistores) por exemplo, com obtenção dos mesmos resultados. Substituímos então as chaves mecânicas por SCR´s. é preciso que sejam levados em conta o circuito de disparo e o circuito de corte destes dispositivos(circuitos de comutação), a fim de que possamos sincronizar os disparos para obtermos os resultados desejados. O circuito inversor monofásico com SCR´s é mostrado na figura 5.4 Figura 5.4 – Inversor com ponte de SCR´s

VRL

V

t

-V

T

+V

SCR4

SCR3

SCR2

SCR1

RL

C

77

Para que este circuito funcione perfeitamente, é necessário um circuito de disparo para acionar os SCR´s 1 e 4 e também um circuito de corte para realizar o desligamento destes SCR´s quando for feito o disparo dos SDCR´s 2 e 3, pois caso os SCR´s de um mesmo braço conduzirem, haverá um curto-circuito na fonte. Os circuitos com transistores comuns apresentam uma vantagem sobre os SCR´s em relação à sua facilidade de corte, pois ao se retirar o sinal aplicado à base, o mesmo deixa de conduzir. Hoje são utilizados os transistores bipolares de gatilho isolado( IGBT´s ) por apresentarem características que se adaptam ao uso de frequências elevadas, assim como correntes elevadas, solicitadas nos inversores de potência.

1.2 - INVERSORES TRIFÁSICOS A figura 5.5 mostra a configuração do circuito inversor trifásico.

Figura 5.5– Inversor trifásico com ponte de SCR´s Os dispositivos são numerados e disparados em uma ordem tal que passam a produzir tensões numa sequência de fases positiva, VAB, VBC e VCA. Para o caso de uma carga ligada em triângulo, são estas as tensões de interesse. A figura 5.6 mostra o esquema de ligação da carga e a figura 5.7 as formas de onda assim nela aplicada.

+ SCR2

SCR5

D6

D5

D4

D3

D2SCR6

SCR4

SCR3D1

+ SCR1

C

78

Ligando-se uma carga em estrela, já contamos com as tensões fase-neutro

como as de menor interesse. A figura 5.8 mostra o esquema desta ligação assim como o circuito equivalente após o disparo de uma das combinações das chaves e o respectivo comportamento das tensões fase-neutro.

Figura 5.6– Conexão em triângulo

Figura 5.7– Formas de onda da saída do inversor trifásico em ponte.

C

79

Figura 5.8– Conexão em estrela

Figura 5.9 - circuitos equivalentes

Figura 5.10– Formas de onda das tensões de fase na saída do inversor trifásico

Figura 5.11– (a)Formas de onda de tensão de fase na saída do inversor trifásico (b)Forma de onda da corrente de fase na saída do inversor trifásico

(a)

(b)

C

80

Entendido então o comportamento do inversor trifásico na alimentação de

cargas resistivas, a questão é, e no caso do inversor estar alimentando uma carga indutiva? Se a carga fosse indutiva, caro leitor, é sabido que haverá um atraso da corrente em cada ramo do inversor, logo teríamos um comportamento mostrado na figura 5.11.

Observe que a corrente aplicada em uma das fases da carga, mostrada na figura 5.11b é “quase” senoidal, pois apresenta distorção devido ao chaveamento.

2. CICLOCONVERSORES Cicloconversor é um circuito capaz de converter um sinal CA de frequência fixa em outro CA cuja frequência é variável. Um circuito típico de um cicloconversor é mostrado na figura 5.12 Observa-se que este circuito é formado por uma associação de dois grupos retificadores monofásicos de onda completa com derivação central. Os tiristores 1 e 2 formam o primeiro grupo, chamado de grupo positivo do cicloconversor, e os tiristores 3 e 4 formam o segundo grupo, chamado de grupo negativo do cicloconversor.

RL

60 Hz

SCR4

SCR2

SCR3

SCR1

Figura 5.12 – Cicloconversor monofásico

RL

60 Hz

SCR4

SCR2

SCR3

SCR1

C

81

2.1 -PRINCÍPIO DE FUNCIONAMENTO

Dado o sinal de saída do transformador VE, os tiristores 1 e 2 são disparados durante um número inteiro de semiperíodo da tensão de alimentação VE e em seguida, faz-se o mesmo com os tiristores 3 e 4, repetindo o ciclo. A figura 4.13 mostra o comportamento da forma da tensão na carga.

Observe que o resultado deste controle de disparos é a aplicação de dois semiciclos positivos e dois semiciclos negativos a carga, aumenta o período do sinal de tensão em duas vezes, o que implica em reduzir a frequência pela metade.

2E

Sff

A partir desta idéia de controle dos SCR´s, é possível reduzirmos a 1/3 e até mais, a frequência da tensão VE. Basta dispararmos os SCR´s 1 e 2 em números de ciclos positivos e 3 e 4 em números de ciclos negativos iguais a fração em que se deseje dividir a frequência. A figura 5.14 mostra o sinal de tensão VE reduzido a 1/3 e ou 1/5 de sua frequência, segundo o disparo sincronizado dos SCR´s.

Figura 5.14 – Sinal de saída de um cicloconversor com 1/3 e 1/5 da frequência do sinal de entrada

Verifica-se então que através deste processo é possível convertermos um sinal CA de frequência fixa em um sinal CA de frequência variável. Este processo realizado da forma como mostrado nas figuras 5.13 e 5.14, onde os SCR´s são disparados em = 0º, provocam um conteúdo harmônico elevado e indesejável na tensão de saída. E assim para que seja evitado harmônicos de baixa ordem com amplitude elevada, disparam-se os SCR´s com 0º e preferencialmente variável. Esta variação do ângulo é melhor aplicada tomando como referência o valor de amplitude do sinal AC, ou seja, quanto maior a amplitude, menor o ângulo , e quanto menor a amplitude, maior o ângulo , como mostra a figura 5.15

Figura 5.13 – Sinal de saída de um cicloconversor com metade da freqüência do sinal de entrada

C

82

Figura 5.15 – Forma de onda na saída de um cicloconversor com variável Os cicloconversores trifásicos são bastantes utilizados no controle de velocidade de motores de alta potência e baixa velocidade. A figura 5.16 mostra a configuração de um circuito cicloconversor assim como a conversão de uma forma de onda da tensão de saída para uma de frequência 3(três) vezes menor que a frequência de alimentação. Figura 5.16 – Circuito cicloconversor trifásico Figura 5.17 – Forma de onda de tensão na saída de um cicloconversor trifásico

C

B

A

CARGA

SCR6

SCR5

SCR4

SCR2

SCR3

SCR1

C

83

3 – O INVERSOR DE FREQÜÊNCIA ( “TÓPICOS GERAIS”) 3.1 – O INVERSOR POR DENTRO 3.2 – MANDAMENTOS DA INSTALAÇÃO DO INVERSOR •Cuidado! Não inverter a saída trifásica com a entrada de rede trifásica •Conecte o aterramento tanto ao inversor como ao motor •O valor do aterramento nunca deve ser maior que 5 Ohms •Deve-se evitar ao máximo misturar (em um mesmo eletroduto ou canaleta) cabos de potência com cabos de comando e sempre que possível usar cabos de comando blindado. 3.3 – DIMENSIONAMENTO DE UM INVERSOR ? COMO POSSO SABER: QUAL É O MODELO, TIPO, E POTÊNCIA DO MEU INVERSOR PARA A MINHA APLICAÇÃO? -POTÊNCIA DO INVERSOR EXEMPLO: REDE ELÉTRICA = 380VCA MOTOR = 1HP APLICAÇÃO = EXAUSTOR INDUSTRIAL

-

RS 485

A

DIN

C

P

U

-

M

Interface Serial

0 – 10 Vcc Analógico

I/O Digital

REDE

D

I H M

~

- ~

C

84

CÁLCULOS: Temos que o motor possui 1HP = 746W Cos = 0,80(Fator de potência do inversor) (CI = Corrente do Inversor) amperes Logo o inversor deverá Ter : -Tensão de entrada : 380Vca -Corrente Nominal: 2,5A -TIPO DO INVERSOR Escalar, pois trata-se de um exaustor. Obs: - Seria Vetorial em duas ocasiões: Extrema precisão de rotação, torque elevado para rotação baixa ou zero(Guindastes, pontes rolantes, elevadores, etc...) - TÉCNICAS DE CONTROLE •Aplicações típicas do inversor com controle vetorial Torque elevado com baixa rotação ou rotação zero Controle preciso de velocidade Torque regulável, como tração elétrica •Aplicações típicas do inversor com controle escalar

Partidas suaves Operação acima da velocidade nominal do motor Operações com constantes reversões

C

85

BIBLIOGRAFIA

Lander,Cyril W. Eletrônica industrial: Teoria e aplicações. São Paulo. McGraw-Hill, 1988; Almeida, J.L.A. Eletrônica industrial. São Paulo: Érica, 1991; Almeida, J.L.A. Eletrônica de potência. São Paulo: Érica, 1991; Almeida, J.L.A. Dispositivos semicondutores: Tiristores, controle de potência CC e CA. São Paulo. Érica, 2001; Rashid, Muhammad H. Eletrônica de potência: Circuitos, dispositivos e aplicações. São Paulo.

Makron Books, 1999; Alves, Edna Andrade. Eletrônica industrial: Análise de dispositivos e suas aplicações. Bahia.

Empresa Gráfica da Bahia. 1996; Saites consultados:

o www.ir.com o www.motorola.com o www.dee.feis.unesp.br o www.semikron.com.br

Revista consultada: o Saber eletrônica