Elektronik-Praktikum

V2: Dioden und Bipolartransistoren

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Inhaltsverzeichnis

1 Materialien und Methoden 21.1 Verwendete Messgerate . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.2 Verwendete Bauteile . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

2 Auswertung und Diskussion 22.1 Dioden . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

2.1.1 Strom-Spannungs-Kennlinien . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 32.1.2 Differentieller Widerstand einer Diode . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

2.2 Bipolartransistoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.2.1 Transistorkennlinien . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.2.2 Ubersicht uber alle verwendeten Emitterschaltungen . . . . . . . . . 92.2.3 Schaltung A: Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung . . . . . . 102.2.4 Schaltung B: Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung . . . . . . 132.2.5 Schaltung C: Neudimensionierung der Emitterschaltung B . . . . . . 142.2.6 Schaltung D: Realer Aufbau der Schaltung C . . . . . . . . . . . . . 152.2.7 Schaltung E: Erweiterung der Schaltung D um R3 und CE . . . . . 17

A Anhang 20

1

1 Materialien und Methoden

1.1 Verwendete Messgerate

• Funktionsgenerator AFG-2005 (Hersteller GW INSTEK)

• Oszilloskop GDS-1022 (Hersteller GW INSTEK)

• DMM EX 330 (Hersteller EXTECH)

• Multimeter GS6510 (Hersteller Voltcraft)

Zu den Geraten befanden sich am Versuchsplatz die entsprechenden Bedienungsanleitun-gen, aus denen auch die im Folgenden gemachten Angaben zu Leistungscharakteristikaentnommen wurden.

1.2 Verwendete Bauteile

• Silizium-Dioden 1N4002 und 1N4004

• Zenerdiode Z10 U8 10V

• Leuchtdiode, grun

• Schottky-Diode D2 1N5819

• Bipolartransistor (npn) BC546

2 Auswertung und Diskussion

2.1 Dioden

Die Diode ist ein elektrischen Bauelement, welches Strom in eine Richtung nahezu un-gehindert durchlasst (Durchlassrichtung) und in die andere Richtung nahezu vollstandigsperrt (Sperrrichtung). In diesem Versuch wurden nur Halbleiterdioden untersucht. Die-se bestehen entweder aus einem pn-dotierten Halbleiter (z.B. Silizium) oder aus einemHalbleiter-Metall-Ubergang (Schottky-Diode).

Die Strom-Spannungskennlinie der Diode kann im Wesentlichen in drei Bereiche geglie-dert werden: dem Durchlass-, dem Sperr- und dem Durchbruchbereich. Wird die Diodein Durchlassrichtung betrieben, so fließt bei kleinen angelegten Spannungen zunachst keinmerklicher Strom. Erst ab einer bestimmten fur die Diode charakteristischen Grenzspan-nung setzt ein merklicher Stromfluss ein. Im Durchlassbereich wird das Strom-Spannungs-verhalten einer idealen Diode durch die Shockley-Gleichung beschrieben

I = Is

(e

q0UkBT − 1

), (1)

wobei Is der Sattigungsstrom, T die Temperatur, kB die Boltzmannkonstante und q0 dieLadung der Ladungstrager ist.

Wird die Diode in Sperrrichtung betrieben, so leitet sie zunachst keinen merklichen Strom.Bei der sogenannten Durchbruchspannung, steigt der Strom dann wieder stark an und dieDiode wird in Sperrrichtung leitend. Die Durchbruchspannung ist wieder von Material undDotierung abhangig.

2

Es konnen verschiedene Diodentypen nach Material, Aufbau, Verwendungszweck und phy-sikalischen Eigenschaften unterschieden werden. Siliziumdioden bestehen aus pn-dotiertemSilizium. Ihre Grenzspannung liegt typischerweise zwischen 0,6 V und 0,7 V.

Zenerdioden sind speziell dotierte Silizium-Dioden mit einer besonders dunnen Sperr-schicht am pn-Ubergang. In Durchlassrichtung verhalten sie sich wie normale Dioden,wahrend in Sperrrichtung der differentielle Widerstand oberhalb der Durchbruchspan-nung stark zunimmt, weshalb trotz zunehmender Spannung kein merklicher Strom fließt.Sie werden meist in Sperrrichtung betrieben, um z.B. Spannungen zu begrenzen.

Leuchtdioden (LED) bestehen ebenfalls aus einem pn-Ubergang. Allerdings werden hierdirekte Halbleiter verwendet, wodurch es beim Betrieb in Durchlassrichtung zu Rekombi-nationen kommt und die Diode Photonen einer vom Material und der Dotierung abhangi-gen Wellenlange emittiert.

Schottky-Dioden besitzen anstatt eines pn-Ubergangs einen Metall-Halbleiter-Ubergang.Aufgrund der so auftretenden Potentialbarriere hat die Schottky-Diode auch gleichrich-tenden Charakter.

2.1.1 Strom-Spannungs-Kennlinien

Zunachst wurden die Strom-Spannungs-Kennlinien von verschiedenen Dioden aufgenom-men. Die Silizium-, Schottky- und Leuchtdioden wurden dabei in Durchlassrichtung, unddie Zenerdiode in Sperrrichtung betrieben. Zum Schutz der Dioden gegen zu hohe Stromewurde dabei ein ohmscher Widerstand mit 1 kΩ vorgeschaltet. Der zugehorige Schaltplanbefindet sich in der Versuchsanleitung (Schaltskizze 10).

Die Theorie sagt voraus, dass die Kennlinien von Dioden in Durchlassrichtung einen ex-ponentiellen Verlauf der Form

I = a(ebU − 1

)(2)

haben. Dieses Verhalten konnte mit Hilfe von Exponentialfits mit den vorliegenden Mess-daten qualitativ bestatigt werden.

3

Die Amplituden der Wechselspannung und des Wechselstroms entsprechen dann den obenerwahnten δUD und δID.

Die Messungen wurden mit Hilfe eines Oszilloskops vorgenommen. Kanal 2 wurde dabei sogeschaltet, dass UCH2 = UD direkt ablesbar war. Die Spannung UAC am 100 Ω-Widerstandkann als Differenz zwischen den Spannungsmessungen an den beiden Kanalen bestimmtwerden:

UAC = UCH1 − UCH2 (6)

Der Strom IAC an diesem Widerstand ergibt sich dann aus dem Ohmschen Gesetz. Dader 1 kΩ-Widerstand R1 sehr viel großer als der Innenwiderstand der Diode ist, entsprichtIAC in guter Naherung dem Strom ID an der Diode.

Fur die Modulation wurde der Frequenzgenerator bei einer Frequenz von f = 500 kHzund einer Amplitude von Vpp = 10 V betrieben. Die Frequenz wurde hoch gewahlt, damitder Wechselstrom den Kondensator passieren konnte. Storsignale auf dem Kanal 2 desOszilloskops verhinderten, die Amplitude kleiner zu wahlen.

Tabelle 1: Messung zur Bestimmung des differentiellen Widerstands rD einer Silizium-Diode 1N4004. Alle Spannungsmessungen wurden aufgrund von Storsignalen an gemittel-ten Vrms durchgefuhrt. UAP bezeichnet die Spannung am gewahlten Arbeitspunkt.

UCH1 [V] UCH2 [V] UAP [V] UAC [V] UD [V] IAC [A] rD [Ω]

0,534 0,006 5,00 0,528 0,006 0,005 1,2130,535 0,009 10,00 0,526 0,009 0,005 1,7110,535 0,010 14,98 0,525 0,010 0,005 1,9630,535 0,011 20,00 0,524 0,011 0,005 2,138

Entgegen der ursprunglichen Vermutung nimmt rD mit steigender Arbeitspunktsspannungzu. Der normale Verlauf einer Diodenkennlinie wurde hier erwarten lassen, dass rD im Ge-genteil abnimmt.

Dieses Ergebnis wurde am Messplatz mit verschiedenen Bauteilen immer wieder bestatigt:sowohl Diode als auch Kondensator und benutzt Messkabel wurden ausgetauscht. Die Mes-sungen ergaben allerdings in allen Fallen qualitativ denselben Anstieg von rD mit UAP .Der physikalische Grund fur diese Abweichung ist unbekannt.

Zu Vergleichszwecken wurde eine Simulation der gleichen Schaltung mit der Software Mul-tisim 13.0 durchgefuhrt. Die Ergebnisse befinden sich in Tabelle 2. Hier konnte - anders alsim realen Versuchsaufbau - die Modulationsspannung mit sehr kleiner Amplitude einge-speist werden. Im idealen Fall der Simulation waren die Signale trotzdem gut darstellbar.Offenbar wird hier die theoretische Vermutung bestatigt: rD nimmt ab, je hoher die Span-nung des Arbeitspunktes liegt.

7

Tabelle 2: Simulation zur Bestimmung des differentiellen Widerstands rD einer Silizium-Diode 1N4004G.

UCH1 [V] UCH2 [V] UAP [V] UAC [V] UD [V] IAC [A] rD [Ω]

7,07E-03 6,70E-04 4,91 6,40E-03 6,70E-04 6,40E-05 10,477,07E-03 3,29E-04 10,62 6,74E-03 3,29E-04 6,74E-05 4,897,07E-03 2,29E-04 15,60 6,84E-03 2,29E-04 6,84E-05 3,347,07E-03 1,75E-04 20,58 6,89E-03 1,75E-04 6,89E-05 2,55

2.2 Bipolartransistoren

2.2.1 Transistorkennlinien

Fur einen BC546 npn-Transistor wurden mit dem am Versuchsplatz bereitgestellten Test-gerat das Ausgangskennlinienfeld aufgenommen. Als Parameterbegrenzungen wurden

IC,max = 100 mAIB,max = 0,5 mAUCE,max = 5 V

gewahlt. Diese Maximalwerte wurden aus dem Datenblatt entnommen und dienen dazu,den Transistor nicht zu beschadigen. Das Ergebnis des Tests befindet sich in Abbildung 5.

Abbildung 5: Kennlinien fur einen BC546 npn-Transistor. Aufgetragen sind die Kollektor-Emitter-Spannung UCE und der Kollektorstrom IC . Die unterschiedlichen Linien beschrei-ben das Verhalten bei verschiedene Werte fur den Basisstrom IB, der im Testgerat von0,05 mA bis 0,5 mA variiert wurde.

Ein npn-Bipolartransistor hat fur positive UCE im Wesentlichen drei Funktionsbereiche:

8

im aktiven Bereich ist die Basisspannung hoher als die Emitterspannung und die Kollek-torspannung hoher als die Basisspannung. In diesem Bereich ist eine aktive Verstarkungmoglich und die Wahl eines Arbeitspunktes sinnvoll. Nach oben beschrankt ist der Ar-beitsbereich bei diesem Transistor durch die maximale Leistung Ptot = 500 mW > UCEIC ,die auf dieser Abbildung in der rechten oberen Ecke liegt. In einer grafischen Darstellungfur großere UCE wurden die Kennlinien entlang einer sogenannten Verlustleistungshyper-bel abgeschnitten werden.

Der Sattigungsbereich befindet sich am linken Rand der Abbildung und ist durch einenscharfen Anstieg von IC gekennzeichnet. Hier ist die Basisspannung hoher als die Emitter-spannung, aber die Kollektorspannung ist niedriger als die Basisspannung. An der Grenzezwischen aktivem und Sattigungsbereich ist UCB = 0. In diesem Bereich hat der Transistordie Funktion eines geschlossenen Schalters, eine Verstarkung ist hier nicht moglich.

Im Sperrbereich ist die Basisspannung niedriger als die Emitterspannung, und die Kollek-torspannung ist niedriger als die Basisspannung. Hier sperrt der Transistor in beide Rich-tungen und es fließt nur noch ein sehr geringer Strom, der Transistor hat die Funktion einesnicht-idealen offenen Schalters. Der Sperrbereich wurde hier nur qualitativ eingezeichnet.

Das Ausgangskennlinienfeld kann auch genutzt werden, um den Stromverstarkungsfaktorβ abzuschatzen:

β =∆IC∆IB

. (7)

In der Abbildung 5 kann wie folgt vorgegangen werden: der Abstand zwischen den einzel-nen Kennlinien betragt immer ∆IB = 0,05 mA. Das ∆IC kann dann auf der linken Seiteauf der gewunschten Hohe von UCE abgeschatzt werden. In diesem Diagramm ergebensich Werte von β = 80 fur hohe IB bis 300 fur niedrige IB.

2.2.2 Ubersicht uber alle verwendeten Emitterschaltungen

Da im Laufe des Versuchs einige Emitterschaltungen mit ahnlichem Aufbau aber kleinenUnterschieden bezuglich Dimensionierung und zusatzlicher Bauteile verwendet wurden,soll eine Nummerierung von A-E die Orientierung erleichtern.

• Schaltung A: Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung

• Schaltung B: A mit Stromgegenkopplung

• Schaltung C: B mit neuer Dimensionierung

• Schaltung D: C im realen Aufbau

• Schaltung E: D mit zusatzlichem Emitterwiderstand und Emitterkondensator

Die Tabelle 3 verschafft einen Uberblick uber die jeweiligen Komponenten und Dimensio-nierungen der Schaltungen.

9

Tabelle 3: Ubersicht uber die Komponenten und Dimensionierungen aller verwendetenEmitterschaltungen.

A B C D E

R1 [kΩ] 43 43 43 39 39R2 [kΩ] 8,4 8,4 11 10 10R3 [Ω] - - - - 5RC [Ω] 500 500 453 470 470RE [Ω] - 47 47 47 47C1 [µF] 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0C2 [µF] 1,0 1,0 1,0 1,0 1,0CE [µF] - - - - 2,0

2.2.3 Schaltung A: Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung

Die erste Schaltung soll eine Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung sein, hier alsSchaltung A bezeichnet (Schaltskizze 11). Zunachst wird ein Arbeitspunkt gewahlt:

UCE = 2,5 V

IC = 5 mA

Die Versorgungsspannung wird US = 5 V gesetzt, also dem doppelten Wert von UCE .Somit bleibt genugend Raum zur Modulierung mit einer Wechselspannung Uein = 0,1 V,ohne dass es zu Abschneideeffekten im Verstarker kommt. Damit kann der WiderstandRC durch

RC =US − UCE

IC' 500 Ω (8)

berechnet werden. Nimmt man fur den verwendeten BC546-Transistor einen Verstarkungs-faktor von β ≈ 300 an, ergibt sich ein Basisstrom IB von

IB =ICβ

= 17 µA. (9)

Zur Bestimmung des Stroms am Widerstand R2 wird eine Faustregel verwendet:

IR2 ≈ 5 · IB = 83 µA. (10)

Die benotigten Widerstande R1 und R2 konnen nun mit Hilfe der Kirchhoffschen Regelndimensioniert werden:

R1 =US − UBE

IR2 + IB= 43 kΩ (11)

R2 =UBE

IR2

= 8,4 kΩ. (12)

UBE wurde hier mit dem fur Silizium-Transistoren typischen Wert von 0,7 V angenommen,der fur den gewahlten Arbeitspunkt im Datenblatt zu finden ist.

Die Koppelkondensatoren C1 und C2 dienen im Wesentlichen dazu, die Bandbreite derVerstarkerschaltung festzulegen und Gleichstromanteile heraus zu filtern. Damit verhin-dern sie, dass der Arbeitspunkt durch die Last bzw. das Signal beeinflusst wird. Sie konnendaher der Anwendung angemessen gewahlt werden hier zu

C1 = C2 = 1 µF. (13)

10

schaltbild ein Hochpass herangezogen werden, der aus dem Koppelkondensator Chp = C1

und dem ohmschen Eingangswiderstand der Schaltung hinter dem Koppelkondensator Rhp

besteht. Rhp ergibt sich dann aus der Parallelschaltung von R1, R2 und RBE , dem Basis-Emitter-Widerstand des Transistors. Letzterer kann mit Hilfe der Simulation abgeschatztdurch

RBE =∆UBE

∆IB' 1,6 kΩ (14)

werden, wobei die Differenzen ∆ den Peak-to-Peak-Werten der Großen in der Simulationentsprechen. Nun kann Rein berechnet werden:

Rhp =

(1

R1+

1

R2+

1

RBE

)−1

' 1,35 kΩ (15)

Damit errechnet sich die theoretische Grenzfrequenz der Schaltung nach der Formel furHochpasse

fg =1

2πRhpChp. (16)

In der Simulation kann die Grenzfrequenz bequem uber den Bodeplot abgelesen wer-den. Hierbei wurde die Grenzfrequenz als diejenige Frequenz identifiziert, bei der dieVerstarkung der Schaltung um 3 dB unter das Maximum absinkt. Ein Vergleich der Wertebefindet sich in Tabelle 5.

Tabelle 5: Untere Grenzfrequenz der Schaltung A fur verschiedene Kopplungskondensato-ren.

C1 f theor.g fsimul.g

1 µF 118,1 Hz 120,0 Hz10 µF 11,8 Hz 11,8 Hz

100 µF 1,2 Hz 1,2 Hz

Im nachsten Schritt sollten die Ein- und Ausgangswiderstande der Emitterschaltung be-stimmt werden. Sowohl Rein als auch Raus konnen nicht direkt gemessen werden. Statt-dessen wird die Schaltung um einen Lastwiderstand bzw. einen Vorwiderstand erweitert.

Im Falle von Raus wird ein Lastwiderstand RL der Emitterschaltung parallel nachgeschal-tet. Geht RL gegen Unendlich, befindet sich die Schaltung im Leerlauf und es stellt sichuber den Lastwiderstand eine bestimmte Spannung UL = Uleer ein. Wird jetzt RL schritt-weise verringert, so fallt UL ab. Wird nun die Masche von RL und Raus betrachtet, gilt:

Raus

RL=Uleer − UL

UL. (17)

Sobald die gemessene Spannung UL die Halfte der Leerlaufspannung Uleer erreicht giltfolglich Raus = RL.

Fur die Bestimmung von Rein wird der Schaltung ein Widerstand RV in Reihe vorgeschal-tet. Fur RV = 0 Ω fallt uber die Emitterschaltung eine bestimmte Spannung Uein = U0 ab.Wird der Vorwiderstand nun erhoht, sinkt die Spannung Uein. Hier fuhrt die Maschenregelauf

Rein

RV=

Uein

U0 − Uein. (18)

Sobald Uein auf die Halfte von U0 abgefallen ist, gilt Rein = RV .

12

Die Ergebnisse fur Schaltung A sind in Tabelle 6 zusammengefasst.

Tabelle 6: Indirekte Bestimmung der Ein- und Ausgangswiderstande der Emitterschaltun-gen ohne Stromgegenkopplung (Schaltung A) und mit Stromgegenkopplung (SchaltungC). Fur die jeweils untere Zeile gilt RL = Raus bzw. RV = Rein.

Bestimmung von Rein

A C

RV Uein RV Uein

0 Ω 7,0 mV 0 Ω 70,7 mV1400 Ω 3,45 mV 5400 Ω 35,1 mV

Bestimmung von Raus

A C

RL UL RL UL

10 MΩ 624 mV 10 MΩ 616 mV500 Ω 317 mV 500 Ω 315 mV

Offenbar gilt Raus = RC , weiterhin entspricht das so bestimmte Rein in guter Naherungdem oben bestimmten theoretischen Wert.

Wird die Schaltung mit einem Lastwiderstand RL betrieben, so wirken C2 und RL wie einzweiter Hochpass. Die Gesamtschaltung erhalt dadurch eine zweite Grenzfrequenz. Wennnun die oben aus der Hochpassbetrachtung bestimmte Grenzfrequenz f1g genannt wird,gilt fur

RL <1

2πf1gC2, (19)

dass die Bandbreite der Emitterschaltung verkleinert wird, weil fur die neu auftretendeGrenzfrequenz f2g > f1g gilt. Darum muss bei der Dimensionierung der Schaltung auf dieGroße der spater anliegenden Last geachtet werden.

2.2.4 Schaltung B: Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung

Die Schaltung A mit eingefugtem Stromgegenkopplungswiderstand RE = 47 Ω aber identi-scher Dimensionierung soll als Schaltung B bezeichnet werden. Das Einfugen eines Wider-stands RE andert die Daten der im letzten Abschnitt dimensionierten EmitterschaltungA erheblich, wie ein Blick in Tabelle 7 zeigt.

Tabelle 7: Unterschiede zwischen der ursprunglichen Emitterschaltung (A) und der Schal-tung mit zusatzlicher Stromgegenkopplung (B) durch Einfugen eines Widerstandes RE .

A B C

fg [Hz] 120 32 28AU,max [dB] 39,0 18,5 18,5IC [mA] 5,57 2,21 4,44UCE [V] 2,22 3,89 2,99UBE [V] 0,69 0,76 0,89UCB [V] 1,53 3,13 2,10

13

Es verschiebt sich sowohl der Arbeitspunkt als auch die Grenzfrequenz und die maximaleVerstarkung AU,max nimmt ab. Eine Neudimensionierung der Schaltung ist also unumgang-lich.

2.2.5 Schaltung C: Neudimensionierung der Emitterschaltung B

Die Schaltung B soll durch Neudimensionierung wieder naher an den Arbeitspunkt derSchaltung A gebracht werden. Die neu dimensionierte Schaltung soll im Folgenden alsSchaltung C bezeichnet werden. Dabei sollen die folgenden Werte gelten:

UBE = 0,7 VUCE = 2,5 VUS = 5 VIC = 5 mA

Es wird davon ausgegangen, dass weiterhin β ≈ 300 gilt. Damit bleiben die folgendenGroßen unverandert:

IB = 17 µAR1 = 43 kΩIC = 85 µA

In der neuen Schaltung hangt die Verstarkung AU maßgeblich vom Verhaltnis zwischenRC und RE ab:

AU =Uaus

Uein≈ RC

RE(20)

AdBU = 20 log10AU (21)

Um eine etwa 10-fache Verstarkung zu erreichen, wurde der Widerstand RE = 47 Ωgewahlt.

Nun gilt

RC =US − UCE

IC−RE ' 453 Ω (22)

R2 =UBE + URE

IR2

' 11 kΩ. (23)

Damit ergibt sich eine Verstarkung von

AU ≈ 10

AdBU ≈ 20 dB.

Offenbar bleibt auch bei der Neudimensionierung die Verschiebung der Grenzfrequenz unddie Verringerung der maximalen Verstarkung erhalten. Dies ist auch theoretisch ersicht-lich, da fg von dem Schaltungswiderstand Rhp abhangt, der sich durch die Einfuhrung vonRE andert. Die maximale Verstarkung hangt in der Schaltung mit Stromgegenkopplungwie oben erwahnt vom Verhaltnis zwischen RC und RE ab und ist damit weitgehend un-abhangig von der Wahl des Arbeitspunktes.

Der Arbeitspunkt nahert sich fur Schaltung C wieder seinem ursprunglichen Wert ausSchaltung A an, auch wenn die Annaherung hier nur tendenziell zu erkennen ist. Dies

14

Tabelle 8: In der realen Schaltung Dreal verwendete Bauteile und Großen.

R1 = 39 kΩ RE = 47 ΩR2 = 10 kΩ RC = 470 ΩC1 = 1 µF US = 5 VC2 = 1 µF Uein = 0,1 V

Um die Vergleichbarkeit zwischen realer Schaltung und Simulation zu gewahrleisten wur-de auch die Simulationsschaltung auf diese Werte angepasst (Dsimul). Ein Vergleich derUbertragungsfunktion der realen Schaltung und der Simulation befindet sich in Tabelle 9.

Tabelle 9: Vergleich der Ubertragungsfunktionen zwischen der Simulation Dsimul und derrealen Schaltung Dreal mit den in Tabelle 8 aufgefuhrten Werten.

f [Hz] Uein,real [V] Uaus,real [V] AdBreal [dB] AdB

simul [dB]

5 0,076 0,116 3,7 3,210 0,076 0,224 9,4 8,920 0,076 0,392 14,3 13,730 0,075 0,495 16,4 15,860 0,074 0,620 18,5 17,9

100 0,073 0,670 19,3 18,5200 0,075 0,700 19,4 18,8

2000 0,075 0,710 19,5 18,8250000 0,075 0,700 19,4 18,8

Offenbar liegen die realen Verstarkungswerte uberall leicht uber den Werten in der Simula-tion. Dies liegt mit hoher Wahrscheinlichkeit in den Fertigungstoleranzen der verwendetenBauteile, insbesondere von RC und RE , begrundet. Allgemein konnen die Ergebnisse alsgut ubereinstimmend interpretiert werden.

In einem letzten Schritt wurde ein hochohmiger (etwa 100 Ω) Lautsprecher an den Verstarkerangeschlossen. Als Eingangssignal sorgte zunachst ein Sinus aus dem Funktionsgenerator.Wird der Verstarker in die Ubersteuerung getrieben, d.h. die Amplitude des Eingangssi-gnals Uein ist zu hoch gegenuber der Versorgungsspannung US gewahlt, wird das Signalabgeschnitten, wie in Abbildung 8 zu sehen ist.

16

Abbildung 8: Abschneiden des Eingangssignals bei zu hoch gewahlter Amplitude Uein =0,5 V. Der Sinus im unteren Bildbereich beschreibt das Eingangssignal, die abgeschnitteneKurve im oberen Bereich wurde am Ausgang des Verstarkers gemessen.

Dies kann auch akustisch wahrgenommen werden: bei Ubersteuerung sind zusatzlich zumGrundsinuston weitere Oberschwingungen wahrzunehmen. Noch deutlicher wurde der Ef-fekt, als die Schaltung testweise mit Musik aus dem Audioausgang eines Computers be-trieben wurde.

2.2.7 Schaltung E: Erweiterung der Schaltung D um R3 und CE

Schließlich wird in die Schaltung ein weiterer Widerstand R3 und ein Kondensator CE ein-gefugt, die so entstehende Schaltung wird mit E bezeichnet (Schaltskizze 13). Auf die Lagedes Arbeitspunktes hat diese Erweiterung keinen Einfluss, da uber den Kondensator keinGleichstrom fließt. Fur Wechselstrom wirkt der Zusatz hingegen wie eine Parallelschaltungvon ohmschem Widerstand RE und dem frequenzabhangigen Widerstand

Z =1

iωCE+R3. (25)

Werden zum Beispiel die Werte R3 = 5 Ω und CE = 2 µF in die Schaltung eingebaut,ergibt sich das in Abbildung 9 dargestellte Bild. Offenbar kommt es zu einer weiterenfrequenzabhangigen Veranderung der Ubertragungsfunktion: fur Frequenzen uber einerbestimmten Grenze steigt die Verstarkungsleistung der Emitterschaltung weiter an. DieSignale mit niedrigeren Frequenzen sind hingegen nicht betroffen.

17

thode in der Simulation bestimmt. Wie man in Tabelle 10 sehen kann, ergibt sich durch dieEinfuhrung von R3 und CE bei hohen Frequenzen ein neues Verhalten: wahrend die Ein-und Ausgangswiderstande bei mittleren Frequenzen im Wesentlichen unverandert bleiben,sind bei hohen Frequenzen deutliche Unterschiede zu sehen. Der Eingangswiderstand hatsich in diesem Beispiel mehr als halbiert, auch der Ausgangswiderstand wird durch R3

und CE deutlich verkleinert.

Die Wirkung der Koppelkondensatoren C1 und C2 wird durch die Erweiterung der Schal-tung nicht beeinflusst. Auch eine Last hat hier die gleichen Auswirkungen wie in derEmitterschaltung ohne R3 und CE : mit wachsender Last steigt die Verstarkung und dieGrenzfrequenz des durch RL und C2 gebildeten Hochpasses verkleinert sich. Auf die durchC3 bestimmte Grenzfrequenz hat RL keine Auswirkungen.

19

A Anhang

0

0

1

1

2

2

3

3

5

5

6

6

7

7

8

8

A A

B B

C C

D D

E E

F F

G G

V15.5V

R1

1kΩ

R2

100Ω

D11N4004G

XFG1

XSC1

AB

Ext

g+

+

_

_+

_

C1

100nF

XMM1

Abbildung 10: Aufbau der Schaltung fur die Messung des differentiellen Widerstands einerDiode in Multisim.

20

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0

1

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2

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3

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5

6

6

7

7

8

8

A A

B B

C C

D D

E E

F F

G G

Q1

BC546BP

R28.4kΩ

RC500Ω

C1

1µF

C2

1µF

XBP1

INO

UT

XFG1

V2

5V

R143kΩ

XSC1

A B

Ext ig+

+ _ + _

RE47Ω

Abbildung 11: Simulation zur Emitterschaltung ohne Stromgegenkopplung.

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3

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5

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6

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7

8

8

A A

B B

C C

D D

E E

F F

G G

Q1

BC546BP

R210kΩ

R139kΩ

RC470Ω

C1

1µF

C2

1µF

XBP1

INO

UT

XFG1

V1

5V

RE47Ω

XSC1

A B

Ext ig+

+ _ + _

Abbildung 12: Simulation zur Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung.

21

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1

1

2

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3

3

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6

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7

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8

A A

B B

C C

D D

E E

F F

G G

Q1

BC546BP

R210kΩ

R139kΩ

RC470Ω

C1

1µF

C2

1µF

XBP1

INO

UT

XFG1

V1

5V

RE47Ω

XSC1

A B

Ext ig+

+ _ + _

R3

5Ω

CE2µF

Abbildung 13: Simulation zur Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung und Emitter-kondensator CE sowie Widerstand R3.

22