1

Forord Dette projekt indeholder dokumentation af min final eksamensprojekt ”Switch Mode Led Driver”. Projektet er udført på Ørsted DTU institut. Danmark Teknisk Universitetet, i samarbejde med CB-Svendsen i perioden: fra 19. december 2007 til 14 marts 2008. Jeg vil udtrykke en særlig tak til mine vejledere professor Michael Andersen, Ørsted DTU, Mikael Berger Aastrup, CB-Svendsen og lektor Ole Thomsen der hele vejen igennem min praktik og eksamen projekt havde støttet, inspireret, og sat mig altid på den rette spor.

2

3

Resumé Denne rapport omhandler byggeprocessen og test for en ”Switch mode Led driver”, som skal drive en 7x7 kraftige lys diode matrice til maritim brug. PCB er i forvejen designet. Teori og beregninger er også på plads. I løbet af projektperioden blev komponenterne loddet samtidig med, at teori og beregninger blev revideret. I nogle tilfælde blev der justeret på beregningerne, og rettet på små fejl og ændringer. Efter de forskellige test på del kredsløbe skulle hele systemet testes, og efter nogle små ændringer på komponenter og nogle justeringer i kredsløbet konstateres at LED driveren virker. .

4

Forord...................................................................................................................................................1 Resumé.................................................................................................................................................3 Liste Over Figurer................................................................................................................................7 Kravspecifikation .................................................................................................................................9 Introduktion........................................................................................................................................10 Funktion beskrivelse af Parallel Fly-back topologi ...........................................................................11

Funktion beskrivelse af fly-back topologi ....................................................................................11 Inputfilter .......................................................................................................................................11 Ensretter og glattekondensator.......................................................................................................12 Switch elementet ............................................................................................................................12 Flyback transformer .......................................................................................................................12 Kontrolkredsløbet...........................................................................................................................12 Sekundær regulerings kredsløb......................................................................................................12 Optocoupler....................................................................................................................................12 Fly-backdioden...............................................................................................................................13 Output filter....................................................................................................................................13 Auxiliary Power .............................................................................................................................13

Test.....................................................................................................................................................14 Spændingsregulator........................................................................................................................14 Feedback ........................................................................................................................................15 Output strøm kontrol kreds ............................................................................................................17 Kontroller .......................................................................................................................................19

Forsyning spænding ...................................................................................................................19 Oscillator....................................................................................................................................19 Strøm sense signal......................................................................................................................20

Input ...............................................................................................................................................22 Drain Spænding..............................................................................................................................23 Sekundær spænding .......................................................................................................................24 Snubber ..........................................................................................................................................25 Udgangs Ripple..............................................................................................................................26 EMC...............................................................................................................................................27 Loop Gain ......................................................................................................................................29

Effektivitet .........................................................................................................................................31 Konklusion.........................................................................................................................................33 Appendix A........................................................................................................................................34

Konverteren strøm og spændinger .............................................................................................34 Spændings forløb i konverteren .....................................................................................................35 Strøm forløb i konverteren.............................................................................................................36

Appendix B ........................................................................................................................................37 Output Strøm Kontrol Kreds..........................................................................................................38

Appendix C ........................................................................................................................................39 MathCad.........................................................................................................................................40

Appendix D........................................................................................................................................41 Endelige PCB-Layout ....................................................................................................................43 Endelige Skematik .........................................................................................................................45 Billeder af LED-Driveren prototype ..............................................................................................46

5

Komponentliste ..............................................................................................................................47 Henvisnings Kilder ........................................................................................................................49

Appendix E ........................................................................................................................................51 Praktik Rapport ..............................................................................................................................52 Forord.............................................................................................................................................53 Resume...........................................................................................................................................53 Krav specifikation ..........................................................................................................................54 Funktion beskrivelse af parallel Fly-back topologi........................................................................55

Inputfilter ...................................................................................................................................55 Ensretter og glatte kondensator..................................................................................................55 Switch element...........................................................................................................................55 Flyback transformer ...................................................................................................................55 Kontrolkredsløbet.......................................................................................................................56 Sekundær regulerings kredsløb..................................................................................................56 Optocoupler................................................................................................................................56 Flybackdioden............................................................................................................................56 Output filter................................................................................................................................56 Auxiliary Power .........................................................................................................................56

Galvanisk adskillelse......................................................................................................................57 Diode bro og glatte kondensator ....................................................................................................59

Virke måde.................................................................................................................................59 Magnetisk.......................................................................................................................................63

Temperatur .................................................................................................................................63 Kerne type ..................................................................................................................................64 Kerne materiale ..........................................................................................................................64 Vindinger ...................................................................................................................................65 LITZE WIRE .............................................................................................................................66 LITZE-WIRE DATA.................................................................................................................66

Switch element...............................................................................................................................67 koblings tab ................................................................................................................................67 Indkobling ..................................................................................................................................67 Udkobling...................................................................................................................................68 Lede tab......................................................................................................................................68

Diode tab ........................................................................................................................................68 Filter ...............................................................................................................................................69

Output Filter...............................................................................................................................69 Input filter ..................................................................................................................................70

15 V Spændings Regulator ............................................................................................................72 Kontroller .......................................................................................................................................74 UCC2808 .......................................................................................................................................74

Feedback ....................................................................................................................................75 Spændings kontrol på udgangen ................................................................................................75 Strøm kontrol på udgangen........................................................................................................76 Output Strøm kontrol kreds........................................................................................................77

Virkningsgrad.................................................................................................................................78 Konklosion.....................................................................................................................................80 Praktik Rapport Appendix .............................................................................................................81

Fastlæggelse af inputspænding ..................................................................................................82

6

Diode bro og glattekondensator .................................................................................................82 Fastlæggelse af topologi.................................................................................................................84 Strømme og spændinger i parallel flyback konverter ....................................................................86 Bestemmelse af flyback transformer induktion .............................................................................88 Auxiliary vikling............................................................................................................................91 Magnetiske beregninger.................................................................................................................92

Bestemmelse af kerne størrelse..................................................................................................92 Beregninger af tab i effekt komponenter .......................................................................................95

MOSFET....................................................................................................................................95 Lede tab......................................................................................................................................95 Koblings tab ...............................................................................................................................96 Indkobling ..................................................................................................................................96 Udkobling...................................................................................................................................96 Fly-back diode beregning...........................................................................................................97 Netensretter diode tab ................................................................................................................97 Output filter................................................................................................................................98 15V spændings regulator ...........................................................................................................99 Output strøm kontrol kreds beregninger ....................................................................................99

PCB-Layout .................................................................................................................................100

7

Liste Over Figurer Figur 1 Blok diagram af LED driveren.............................................................................................11 Figur 2 spændingsregulator på sekundær siden .................................................................................14 Figur 3 sekundær side strøm og spænding fejl forstærker .................................................................15 Figur 4 Op-Amp udgang spænding....................................................................................................16 Figur 5 design af output strøm kontrol kreds i praktik perioden .......................................................17 Figur 6 forholdet mellem inputstrøm og katodespænding.................................................................18 Figur 7 output strøm kontrol kreds ....................................................................................................18 Figur 8 oscillator ................................................................................................................................19 Figur 9 UCC2808-1 Output ...............................................................................................................20 Figur 10 spænding over sense modstand ...........................................................................................21 Figur 11 CS pin3 på UCC2808-1.......................................................................................................21 Figur 12 UCC2808D-1Current Sense pin 3.......................................................................................21 Figur 13 diode bro og glattekondensator ...........................................................................................22 Figur 14 spændings dobler.................................................................................................................22 Figur 15 Drain spænding....................................................................................................................23 Figur 16 MOSFET on / off ................................................................................................................23 Figur 17 sekundær spænding .............................................................................................................24 Figur 18 output spænding ..................................................................................................................24 Figur 19 sekundær spænding uden snubbers .....................................................................................25 Figur 20 sekundær spænding med snubber........................................................................................25 Figur 21 Udgangs ripple, uden placering af keramik kondensator ....................................................26 Figur 22 Udgangs ripple med placering af keramik kondensator parallel med udgangs elektrolytter

....................................................................................................................................................26 Figur 23 EMC Test Line ....................................................................................................................27 Figur 24 EMCtest neutral...................................................................................................................27 Figur 25 Input filter............................................................................................................................27 Figur 26 EMC test line.......................................................................................................................28 Figur 27 EMC test neutral..................................................................................................................28 Figur 28 input filter ............................................................................................................................28 Figur 29 Spænding loop, fase margin ................................................................................................29 Figur 30 Spændings loop Gain margin ..............................................................................................29 Figur 31 strøm loop............................................................................................................................30 Figur 32 Gain og fase plot for en flyback konverter..........................................................................30 Figur 33 Effektivitet i forhold til belastning, 110V in .......................................................................32 Figur 34 Effektivitet i forhold til belastning 240V in ........................................................................32 Figur 36 PCB-Layout, (alle lag) ........................................................................................................43 Figur 37 PCB-Layout top...................................................................................................................43 Figur 38 PCB-Layout Bunden ...........................................................................................................44 Figur 39 komponenter silke tryk........................................................................................................44 Figur 40 Led Driveren top .................................................................................................................46 Figur 41 bunden af Led driver kredsløbet..........................................................................................46 Figur 42 Blok diagram af LED driveren............................................................................................55 Figur 43 Farvspektrum og deres bølgelængde...................................................................................58 Figur 44 en 7*7 LED matrix Figur 45 eksempel på LED lampe...................................................58 Figur 46 diode bro og glatte kondensator ..........................................................................................59 Figur 47 voltage doubler kreds ..........................................................................................................60 Figur 48 to switch forward.................................................................................................................61

8

Figur 49 Paralleled Fly-back converter..............................................................................................61 Figur 50 E32 coil former....................................................................................................................62 Figur 51 EFD Kerne...........................................................................................................................64 Figur 52 kerne tab i forhold til fluxtæthed 3F3 til venstre og 3C94 til højre.....................................64 Figur 53 De koblede spoles viklinger ................................................................................................65 Figur 54 placering af viklingers pin in og ud på coil former .............................................................65 Figur 55 Diagram af en N-channel MOSFET....................................................................................67 Figur 56 Output kondensator strøm ...................................................................................................69 Figur 57 output impedansen af inputfilter(blå prikker), input impedans af konverter (rød kurve) ..70 Figur 58 output impedans af input filter målt med gain phase analyzer............................................71 Figur 59 voltage regulator..................................................................................................................72 Figur 60 LP2951 block diagram ........................................................................................................73 Figur 61 stabilitet område (output serie modstand i forhold til load strøm)......................................73 Figur 62 UCC2808 Blok diagram......................................................................................................74 Figur 63 Threshold Voltage UCCX808.............................................................................................74 Figur 64 Strøm og spænding fejl forstærker ......................................................................................75 Figur 65 Output strøm kontrol kreds..................................................................................................77 Figur 66 Den minimale og maksimale inputspændings variation......................................................82 Figur 67 tilnærmelse over det mindste inputspænding......................................................................82 Figur 68 parallel flybacks diode strøm ..............................................................................................89 Figur 69 samlet sekundær strøm ........................................................................................................90 Figur 70 plot af effekt tab i forhold til Bmax.....................................................................................92 Figur 71 normaliseret Rdson i forhold til temperatur ........................................................................95 Figur 72 udgangs kondensator strøm.................................................................................................98 Figur 73 PCB-layout top ..................................................................................................................100 Figur 74 PCB-layout bunden ...........................................................................................................100

9

Kravspecifikation

• LED driveren skal kunne arbejde med 2 forskellige inputspændinger Vin 110Vac-240Vac. • Der skal opnås en udgangsspænding Vo på 26V, Udgangsstrøm Io skal være mellem 1.74A-

2.5A og disse skal kunne resultere i en udgangseffekt Po på 40-65W. • Switch frekvens fs er valgt til 180kHz. • Der ønskes en effektivitet på 90%. • Desuden skal kredsløbet testes for EMC for maritime standard IEC945 og den nødvendige

dæmpning til denne overvejes. • Der er ingen krav om spændingsbegrænsning, men implementeres som beskyttelse –

stabilitet og ydelse i strømbegrænsningen skal behandles. • Strømmen på output skal styres ved hjælp af et udefra kommende signal mellem 0V og 10V. • Der skal være fokus på pris i forhold til performance som f.eks. EMC, Virkningsgrad og

fysisk dimensioner. • Der skal være galvanisk adskillelse.

10

Introduktion Dette er et eksamensprojekt, som er udarbejdet i 10 ugers eksamens periode. Der blev under 18 ugers praktik periode designet en 40-65W LED driver til at drive en kraftige lysdiode-lampe til brug i den maritime sektor, og PCB-layout til denne blev lavet. Til design af Led driveren er der foreslået en parallel Flyback konverter topologi. Desuden blev en to switch forward konverter overvejet. Beregninger på den nødvendige kerne størrelse for begge topologi blev lavet. Hos CB-Svendsen er der en standard for den fysiske dimension. Den maksimale højde på kredsløbet som elektrolytten må have, derfor ud fra kerne højde, den endelige topologi valgtes. Inputfilter skal kunne begrænse støj og beskytte konverter mod overspændinger. Output filter er en elektrolytte, som er valgt ud fra beregning på maksimale ripple på udgangen og beregning på den maksimale ESR værdi. Den magnetiske del indeholder to ens koblede spoler pga. den valgte topologi, parallel flyback konverter. Beregninger til den magnetiske del er lavet. Det samlede tab, kerne tab og kobber tab for den koblede spole er også beregnet. Desuden er der designet en Auxilliary vikling til at forsyne kontroller kredsen på Flyback transformatorerne. Beregninger af tab på den halvleder komponenter er også lavet. Strømmen på udgangen skal styres. Til at måle den strøm der løber gennem lysdioderne er det brugt en sense modstand. Den spænding der bliver dannet over denne modstand bliver så forstærket og sammenlignet med en reference spænding ved hjælp af et andet operationsforstærker. Fejl signalet bliver overført til primær siden ved hjælp af en optocoupler. Spænding på udgang holdes konstant på 26 volt. Til at styre udgangsspændingen er der brugt samme princip som til strøm styring. Der er valgt en passende kontroller til LED-driveren, der kan drive to switche samtidigt. Kontrollerens tilhørende kreds er også designet. Kontrolleren starter ved hjælp af et start op kreds som virker som en strøm generator, derefter vil aux viklingen forsyner kredset. Ved hjælp af Orcad Lay-Out er layoutet til LED Driveren lavet. I eksamens projekt periode er komponenter monteret og der er lavet forskellige test på kredsløbet. Først er det lavet test på hver små blokke af kredsløbet: spændings regulator, kontrolleren, fejl forstærker, strøm kontrol kreds osv.… Til sidst bliver hele systemet testet. Undervejes er der lavet nogle ændringer og små justeringer i kredsløbet for at få denne til at virke. Efter at kredsløbet virker som det var ønsket, er laves der en test for loop gain både for strøm loop og for spændings loop. Der laves også nogle EMC målinger med forskellige placeringer af Y kondensator, for at se hvilken placering giver den bedste resultat, så kan den nødvendige dæmpning overvejes. .

11

Funktion beskrivelse af Parallel Fly-back topologi Figur 1 viser blok diagrammet af LED-Driveren.

Figur 1 Blok diagram af LED driveren

Funktion beskrivelse af fly-back topologi 1 Til LED- Driveren er der valgt en parallel fly-back topologi. LED driveren indeholder en input filter, en ensretter og en glattekondensator, to MOSFET, to koblede spoler til hver fly-back konverter, to fly-back dioder på sekundær siden, en strøm og en spænding fejl forstærker, optocoupler og en PWM kontrol kreds. Beskrivelse af hver blok ses i følgende.

Inputfilter Filteret skal begrænse støj til et niveau der ligger under en brugers definerede krav, som fx EMC krav. Input filteret er sammensat af en common mode spole og en differentialmode spole. Input filteret skal også beskytte DC-DC konverter imod kortvarige overspændinger, som ofte forekommer på nettet. Disse kortvarige overspændinger kan destruere konverteren.

1 Funktion beskrivelse af parallel fly-back konverter er også med i praktik rapporten, men pga. en bedre overblik kan denne være en god start.

12

Ensretter og glattekondensator Ensretteren omdanner 50 Hz vekselspændingen til jævnspænding, overlejret med en rippelspænding. Glattekondensatoren der sidder i ensretter kredsløbet begrænser 100Hz rippelspændingen til et passende lavt niveau. Kondensatoren virker også som et energi lager. Den skal aflevere energi til konverteren når ensretter værdien af vekselspændingen er lav.

Switch elementet Switch elementet fungerer som en kontakt der er styret af PWM-kontroldelen. LED Driveren indeholder 2 Switch pga. den valgte topologi, som er parallel flyback konverter. Hver switch har frekvens på 180kHz. Den anvendte switch er en MOSFET.

Flyback transformer Den koblede spole omdanner elektrisk energi til magnetisk lagret energi via primærviklingen. Den lagrede magnetiske energi overføres via sekundærviklingen til en anden spænding. Den koblede spole giver den nødvendige galvaniske isolation mellem primærsiden og sekundær-siden. Aux-viklingen leverer en hjælpespænding til PWM-kontrolkredsløbet.

Kontrolkredsløbet Kontrol kredsen er sammensat af nogle kredsløb med forskellige funktioner. Den ene er en opstarts kreds der starter kontrolleren op, når det er sket vil kontrol kredsen blive forsynet af hjælpeviklingen Vaux. Den anden tilslutning til kontroller kredsen er det fejlsignal der kommer fra fejlforstærkeren på sekundær siden.

Sekundær regulerings kredsløb Der er brugt to reguleringskredsløb: en til udgangsspænding og en til udgangsstrøm. Udgangsspændingen kan fastholdes meget præcist ved at anvende dette kredsløb. Udgangsstrømmen kan styres ved hjælp af denne regulerings kreds. Disse kredse er placeret på sekundær siden. Ved hjælp af et optocoupler kan reguleringssignalet overføres til primærsiden.

Optocoupler Denne komponent er placeret mellem primær og sekundær siden. Den overholder kravene til galvanisk isolation. Den fungerer ved, at en strøm på dens lysdiode styrer strømmen i transistoren på dens udgang. Den er upræcis og meget ulineær når den starter, men lige så snart der løber strøm nok gennem dioden, vil outputtet være næsten proportional med inputtet.

13

Fly-backdioden Fly-back dioden fungerer som en kontakt, der sikrer at energien i den koblede spole overføres til sekundær siden.

Output filter Output filteret begrænser høj frekvens ripple spændingen på udgang til et lavt niveau. Desuden fungerer filteret som et energilager der holder udgangsspændingen næsten konstant.

Auxiliary Power Auxiliary Power- kredsen leverer 15VDC til kontroldelen. Aux forsyningen henter sin energi fra Aux-viklingen, der findes på begge fly-back transformtorer.

14

Test

Spændingsregulator Spændingsregulatoren er designet for at forsyne operationsforstærker og optocoupler; og med til at lave en reference spænding på 2.5V på sekundær siden. Den skulle lave et output spænding på 15V. Outputtet af spændingsregulator er målt under forskellige inputspændinger – mellem 15V og 28V. Den opnåede outputspænding er meget nøjagtig.

Figur 2 spændingsregulator på sekundær siden

15

Feedback Feedback på sekundær siden er med til at kontrollere udgangs strøm og spænding, ved hjælp af nogle kompenseret operationsforstærkere og en reference kreds. Figur 3 viser strøm og spænding fejl forstærker på sekundær siden.

Figur 3 sekundær side strøm og spænding fejl forstærker

Rsense

2 måler den strøm der løber gennem lysdioderne. Der vil dannes en spænding over Rsense af størrelse 0.087V-0.125V. Denne spænding bliver forstærket 20 gange3, så vil udgangen af op amp3 få en spænding på 1.74V-2.5V4. Denne spænding bliver sammenlignet med en reference spænding i op amp2 på 1.74V-2.5V. Hvis forskellen er negativ, vil outputtet på den inverterende op amp2 være høj (6.5V) og dioden D16 vil være i spærre retning. Hvis forskellen er positiv, vil outputtet på den inverterende op amp2 være lav, dioden D16 vil lede, og så vil der løbe en mængde strøm som er proportional med den fejl signal gennem dioden i optocoupleren.

2 Denne kreds er designet i praktik perioden. Der er lavet lidt ændringer i eksamen projekt perioden. 3 Forstærkningen var 25 gang i praktik perioden og derefter justeret til 20 gang. 4 Reference spænding på op amp2 er designet til at være 2.175V-3.125V i praktik perioden

Op Amp1

Op Amp2

Op Amp3

Rsense

D16

D15

16

Ved hjælp af Op amp1 kan udgangsspændingen holdes konstant. Den fungerer på sammen måde som op amp2 bortset fra, at spænding på plus indgangen af op amp1 har en fast reference spænding på 2.5V, som bliver sammenlignet med minus indgang. Minus indgang varierer efter outputs variation. Ændringen i forhold til praktikperiodens design viser, at der kan opnås en højre strøm værdi på udgangen ved at formindske Sense modstand værdi, eller sætte forstærkning ned til 20 gang i stedet for 25. Figuren nedenfor viser målinger af udgangsspænding for operationsforstærker Pin1 og Pin 7 i forhold til udgangsspænding og udgangsstrøm af LED Driveren. Når forskellen operationsforstærkerens indgange (op amp 1) er nul, er spændingen på udgangen ca. 6.5V (højt). Når spændingen falder på udgang af LED Driver, vil spænding på den inverterende indgang af op amp’en også falde. Udgangen af Op amp1 (pin1) vil være lav, så vil diode D15 lede og hæve spændingen op til 15V. Den mængde af strøm der løber gennem optocoupleren er proportional med det fejlsignal på minus indgang. Op amp 2 virker på samme måde, men regulerer udgangsstrøm i stedet.

Figur 4 Op-Amp udgang spænding

17

Output strøm kontrol kreds Ifølge kravspecifikationen, skal strøm begrænsning justeres via modstand eller analog spænding. Udgangsstrømmen skal kunne styres på den made, at hvis der kommer et signal mellem 0 og 10 volt, skal strømmen kunne justeres til henholdsvis 1.74A og 2.5A. Under måling af kredsløbet viste det sig, at den designede kreds i praktik perioden5 ikke opfører sig helt korrekt, den trækker for meget strøm når inputtet til strøm kontrol kredsen er 10V. I første omgang ændres reference værdi til op amp2, til at være mellem 1.74V - 2.5V over TP5 i stedet for 2.175V-3.125V, så kan strømmen løbe kun den ene vej (figur 5). Med 10V input spænding til denne kreds vil spændingen på TP5 være 3.125V. Der vil løbe strøm mod Vref, samtidig med at der løber strøm gennem R14. Dette resulterer i en stigning af spænding ved Vref. LM431CCM3 ville holde denne spænding konstant på 2.5V, så inputstrømmen til LM431CCM3 bliver alt for højt. Forholdet mellem inputstrøm og katodespænding kan ses på figur 6. Ved at sætte R13 på den anden side af R14 og lidt omdimensionering af strømme og modstands værdier, ville kredsløbet opføre sig meget bedre, og samtidige vil intet påvirke Vref. Det nye kredsløb er vist på figur 7. Mængden af strømmen gennem R10, R12 og R13 modstandene passer nu, og dermed opnås de ønskede spændinger på TP5, når inputspænding til denne kreds er 0V og når den er 10V. Reference spænding Vref er inputtet til plus indgangen på op amp1. Dette kan ses i figur 3. Beregninger til output strøm kontrol kreds på figur 6 kan ses i Appendix B side 38.

BZV55-10

0V-10V in

+15V

R10

R11

R12

R13R14

C10

C11

TP52.175V-3.125V Vref

Op Amp1

LM431CCM3

Op Amp2

Figur 5 design af output strøm kontrol kreds i praktik perioden

5 Side 77 og 99

18

Figur 6 forholdet mellem inputstrøm og katodespænding

BZV55-10

0V-10V in

+15V

R10

R11

R12

R13R14

C10

C11

TP51.74V-2.5V Vref

Op Amp1

LM431CCM3

Op Amp2

Figur 7 output strøm kontrol kreds

19

Kontroller Kontrolleren er testet med dens periferi komponenter. Der sættes en forsyningsspænding på ca. 13V og konstaterer om der er de forventede spændinger i de forskellige steder.

Forsyning spænding Aux power leverer for meget energi til kontrol kreds. Den er designet til at levere 15V til PWM kontrol kreds. PWM kontrol kreds har absolut maksimum rating supply voltage på 15V. Med en så høj spænding kan PWM kredsløb hurtigt destrueres. Kontrolleren starter med en spænding på 12.5V så en forsyning spænding på 13V siges at være rigeligt. Ved hjælp af en modstand er forsyning spænding til kontrolleren formindsket til ca. 13V.

Oscillator Kontrollerkredsen er beregnet til at drive 2 MOSFET, dvs. den har 2 output, som er 180° fase forskudt fra hinanden. Der ønskes en switch frekvens på 180kHz. For at opnå denne frekvens skal oscillator pin designes til den dobbelte frekvens dvs. 360kHz.

Figur 8 oscillator

20

Figur 9 UCC2808-1 Output

Figur 8 viser den programmeret oscillator, som er opnået ved hjælp af nederste beregninger.

TTosc CR

f⋅

= 41.1

TC timing kondensator skal vælges mellem 100pF og 1000pF. TC vælges til at være 180pF, og

TR bestemmes.

Ω=⋅

= kfC

RoscT

T 76.2141.1

Der vælges en Modstand på 22kΩ. Modstandsværdi skal være mellem 10kΩ og 200kΩ. Figur 9 viser det opnået output. På billedet ses at outputtet er 180˚ fase forskudt fra hinanden og hver har det forventede frekvens dvs. det halve af oscillator frekvens.

Strøm sense signal Figur 10 viser spænding over sense modstanden. Når MOSFET er on, så vil spænding over sense modstand stige indtil MOSFET går i off tilstand. Spændingen falder så til nul. På figur 10 kan ses at flyback konverteren er i CCM mode. På ethvert start opstår der en spike. Denne spike resulterer fra switch transienter. Kontrolleren sanser og kontrollerer peak strømmen, så hvis denne spike er for højt (dvs. over 500mV), vil CS peak strøm komparator detektere en for højt peak strøm, og kontrollere kreds vil så slukkes inden den opnår peaken. Dette ville resultere i en forkert regulering, og den opnået udgangsstrøm ville ikke være så højt som ønsket. Til at løse problemet, er der sat en kondensator i parallel med sense modstand for at formindske denne spikes til en værdi under 500mV. Figur 10 viser den resulterende signal, efter en 100pF kondensator sat i parallel med sense modstand.

21

Figur 10 spænding over sense modstand

Figur 11 CS pin3 på UCC2808-1

Resterende høj frekvens signal er filtreret ved hjælp en RC filter. Spændingssignal over CS pin på UCC2808-1 er målt. Det kan ses på figur 11, at spændingskurven indeholder samme signal, men højfrekvens spike er filtreret. Figur 12 viser CS pin på UCC2808D-1, RC filter, Rsense og de tilhørende signaler.

Figur 12 UCC2808D-1Current Sense pin 3

22

Input Input spænding til strømforsyning er (110-240) Vac ±15% (net spændingsstabilitet i skib). Der er anvendt en diode bro og to glatte kondensator i serie til at ensrette og udglatte net spænding. For 240V +15% inputspænding er spænding over glatte kondensator beregnet til 390V. Denne spænding kunne desværre ikke måles, fordi vario transformers maksimum spænding grænse var på 260Vac og der var brug for 276Vac.

215.1240240_ ⋅⋅=VpV

VV Vp 390240_ =

Der er målt med en inputspænding på 260Vac, som resulterer en spænding på 375V over glattekondensator.

Figur 13 diode bro og glattekondensator

Der loddes en MELF modstand (KL) til at teste spændingsværdi over glattekondensator (figur 13) når input spænding er 110 V. Ved hjælp af denne modstand kan ensretter bro og glattekondensator topologi ændres til en spændingsdoubler, for at danne den nødvendige dobling af spænding over glattekondensator. Spændingsdoubler kan ses på figur 14.

285.0110110_ ⋅⋅=VpV

VV Vp 248110_ =

Figur 14 spændings dobler

Den målte værdi er den samme som den beregnet, ca. 250V. 6 6 Virke måde af kredset for de to input er beskrevet i Appendix E, Praktik Rapport side 59-60 og beregninger til inputspænding findes i Appendix E side 82-83

23

Drain Spænding

Figur 15 Drain spænding

Figur 15 viser Drain spænding. I on periode er spænding nul. I off perioden er drain spændingen lig inputspænding plus primær spænding, som er outputspænding reflekteret tilbage til inputtet. Værdien aflæses til ca. 540V og det er næsten det samme som den beregnede.

39V+

-

+

-

+

-

+

-

325V

Vout=26V

1:0.12

1:0.12

Figur 16 MOSFET on / off

Drain spænding er

nVVV oinDS

1⋅+=

VV

VVV

DS

DS

54212.0

126325

=

⋅+=

Der er en peak hver gang MOSFET går i off tilstand. Denne overspænding ligger over snubberen. I off tiden bliver strømmen på primær siden transformeret til sekundær siden. Der sidder en seriespole i serie med den koblede spole. Strømmen i seriespole løber gennem snubberen, skyldes denne overspænding.

24

Sekundær spænding Figur 17 viser spænding på sekundær siden. Når en MOSFET er on, så spænding på den koblede spole i sekundær siden til den tilhørende flyback konverter er -39V, i mens den anden MOSFET er off, så vil den tilhørende flyback konverters koblede spole sekundær spænding være 26V. Figur 16 viser denne situation i forløbet. På outputtet af Fly-back dioden er spænding ca. 26V. Output spænding kan ses på figur 18.

Figur 17 sekundær spænding Figur 18 output spænding

25

Snubber For at fjerne de ringninger fra sekundær spænding sættes en snubber kreds hen over flyback dioden, der består af en modstand og en kondensator. Snubber kreds bliver anvendt hen over højspænding switch komponenter og ensretter dioder til at reducerer ringninger, switch stress og EMI problemer i løbet af disse komponenters on eller off tilstand. Måden til at eliminere disse ringninger på, er at der aflæses først på en ringnings periode. Derefter sættes så meget kapacitet i parallel med spærre kapacitet C, som er kapacitet i en slukket halvleder, støj komponenter at ringningsfrekvensen bliver halveret. En kondensator med værdi 1nF halverede frekvensen. Værdien for snyltekapacitet er 1/3 af den kapacitet der er tilføjet.

pFnF

C kapsnylte 3333

1_ ==

Impedansen af den snyltekapacitet kan beregnes ved hjælp af formlen

Ω=⋅⋅⋅

= 3.142

1

_ kapsnylteCfZ

π

Der er sat en modstand i serie med den eksterne kondensator af værdi 10Ω. De uønskede svingninger er nu dæmpet. Dette kan ses på figur 20.

Figur 19 sekundær spænding uden snubbers Figur 20 sekundær spænding med snubber

26

Udgangs Ripple Udgangs ripple er for højt i forhold til den opgivet kravspecifikationen Ripple<100mVp-p . Det er ca. 2Vp-p (figur 21). Udgangskondensators ESR værdi er højre end den beregnede, derfor besluttet at sætte to keramisk kondensator i parallel for at formindske den samlede ESR værdi på udgangen. Ved hjælp af 2 keramik kondensator kan udgangs ripple formindskes med ca. 1Vp-p (figur22). Der forventede en højre formindskelse af udgangs ripple. Når de keramisk kondensator er ens bliver deres samlede ESR værdi halveret. Den anvendte elektrolytte har et andet værdi. Dette vil på nogle frekvens områder have påvirkning afhængig af arbejdspuktet. Men på nogle andre frekvens områder vil denne slet ikke have indflydelse. Der overvejes at bruge en udgangskondensator der har et laver ESR værdi end den valgte i praktik perioden, ellers vælges andre kondensator til parallel placering.

Figur 21 Udgangs ripple, uden placering af keramik kondensator

Figur 22 Udgangs ripple med placering af keramik kondensator parallel med udgangs

elektrolytter

27

EMC EMC eller Electro Magnetic Compatibility omfatter I praksis de tiltage der skal sikre at elektriske og elektroniske apparater og systemer ikke forstyrrer hinanden. Switch Mode strømforsyninger giver anledninger til uønsket udstråling af høj frekvens felter, som kan forstyrre andre apparater. De harmoniske frekvenser af switchen ledes ud på forsynings net, hvor de udbredes og kan forstyrre andre apparater. En sådan uønsket udstråling af støj kaldes Emission. Strømforsyning bliver også selv udsat for en række uønsket påvirkninger fra omgivelserne. Et apparats evne til at tåle uønsket påvirkninger kaldes apparatets IMMUNITET.7 Minimum niveau reguleret gennem lovgivning. Med årene blev EMC systematiseret i form af standarder, som beskrev målemetoder samt regler for planlægning. Der var her tale om individuel planlægning for enkelte systemer.[7] Standarden for den maritime sektor kaldes EN60945 efter europæiske eller IEC 945 efter international standard.

Figur 23 EMC Test Line Figur 24 EMCtest neutral

Figur 25 Input filter

Der er lavet forskellige EMC tests, under forskellige placeringer af Y kondensator på input filter. Den bedste resultat er givet efter at placere Y kondensator på den måde som vises på figur 25.

7 IMMUNITET test kunne ikke udføres pga. manglende absorbere rum.

28

Figur 23 og 24 viser EMC test for LED Driver i forhold til maritime sektor standard IEC 945. Støjen i lav frekvens område er differentiale mode støj. Der er anvendt 2 differentiale mode spoler på hver linie i inputtet, men måling viser, at differentiale mode dæmpning ikke er stor nok til at dæmpe denne støj. Løsning kan være et større differentiale mode spole eller en større X kondensator. Støjen i højere frekvens områder er common mode støj. Denne kan fjernes med en større common mode spole, som har en større selvinduktion, eller sætte 2 common mode spoler lige efter hinanden. Nogle gang kan spredning i common mode spole erstatte differentiale mode filter. Der er mange andre metoder for at formindske denne støj. Common mode støj fremkommer af strømmen der løber gennem kapaciteten og hen til omgivelserne f.eks. køleplade. Der er en stor kapacitet i mellem drain og kølleplade, som driver strøm gennem kapaciteten og ud til jord. Denne støj kan formindskes ved at gøre kapaciteten meget mindre. Det er at anvende siliciumoxid i stedet for isolationsskive i mellem kølleplade og drain. Siliciumoxid er lidt tykkere end isolationsskive, men har lige så godt termisk egenskaber. Med siliciumoxid kan kapaciteten mellem drain og kølleplade formindskes. Figur 26 og 27 viser EMC test for line og neutral, hvis der sættes Y kondensator hver på en side af common mode spole som det er vist i figur 28. Effekten af Y kondensator kan ses bedst, når begge er placeret på højre side af common mode filter som det er vist på figur 25.

Figur 26 EMC test line Figur 27 EMC test neutral

Figur 28 input filter

29

Loop Gain Figur 29 viser spændingsloop. Plottet er taget i område fra 10Hz til 100kHz og fasen fra –180˚ til 180˚. Gain er 10dB/DIV. Resultatet er meget tilfredsstillende. Gainet i lavt frekvens område er meget højt. Der er et nul punkt i frekvens område ved 100Hz. Dette kan ses ud fra fase ændring. På figur 29 kan fase margin aflæses til 89.2˚ og figur 30 aflæses gain margin til –21dB.

Figur 29 Spænding loop, fase margin Figur 30 Spændings loop Gain margin

En flyback konverter indeholder et nulpunkt i højre halve af s plan. Figur 32 viser gain og fase plot for en typisk flyback konverter. I flyback konverter er gain i lave frekvens områder ikke er linear. Gain falder med – 40dB/dec og fasen bliver –180˚. Pga. Udgangs kondensator serie modstand dannes der et nulpunkt som øvre gain, så gainet falder med – 20dB/dec og fasen øves til – 90˚. Når frekvensen når til den højre halvplan nulpunkt begynder gain at flatte ud i mens fasen aftage til –180˚, derfor er det meget nødvendige at have nok gain og fase margin når kompensation kreds designes.[5]. Plotte på Figur 29 kan sammenlignes med flyback gain fase plot på figur 32. Gain falder med omkring –40dB/dek indtil den når en frekvens på ca. 100Hz, så falder gainet med –20dB/dek. Fra 2kHz begynder kurve at flade ud i mens fasen stiger. Dette er effekten af højre halv plan nulpunkt. Figur 31 viser en plot af gain og fase for strøm loop. Gain margin kunne ikke aflæses, men fase margin er aflæst til 69˚. Dette er også acceptabelt.

30

Figur 31 strøm loop

Figur 32 Gain og fase plot for en flyback konverter

Højre halv plan nulpunkt

Højre halv plan nulpunkt

31

Effektivitet Der er opnået en effektivitet på maksimum 84%. Den beregnede effekt tab udgør en effektivitet på 90%. Den målte effekt tab er 11.3W. Det beregnede tab er 7.05W. Forskellen er 4.25W. Ved effektivitet beregning er der ikke taget højde for effekt tabt i snubber på primær siden og sekundær siden. Primær snubberens modstandens får en temperatur stigning på ca. 75º - 80º. Denne kan give en effekt tab på ca. 1 W for primær sidens to snubber modstand. Snubber på sekundær siden er den næste kreds der afsætter effekt. Effekt tabet på inputfilter ikke er beregnet. Den maksimale opnået outputs strøm

Output spænding

Output effekt

Den maksimale effektivitet er

Tabel 1 viser beregnet effekt tabet i forskellige komponenter

8 Der er valgt diode type S3K til diode bro, men pga. en forkert footprint montage er STTH208U monteret på PCB-Layout i stedet for.

Komponenter Beregnet effekt tab Start op kreds 373mW Elektrolytter på primær siden 59mW Output kondensator 31mW 2 Fly-back Transformer 1.406W UCC2808D-1 PWM 13mA LP2951 spændings regulator 29mW 40CTQ150S Flyback diode 1.824W 2 SS16 Dioder Auxilary 38mW 2 Diode bro8 321mW S3K LM2902Q Op Amp 15mW 2 FQB6N80TM MOSFET 1.486W 2 Sense modstand effekt tab Pri. 776mW 1 Sense Modstand effekt tab Sec. 312.5mW Total Modstand effekt tab sek. 371mW Total Effekt tab 7.05W

AIo 4.2=

VVo 8.24=

WVA 52.598.244.2 =⋅

84.081.70

52.59 ==W

W

P

P

in

o

%84=η

WWW

WWW

25.405.73.11

3.1152.5981.70

=−=−

32

Figur 33 og 34 viser effektivitet i forhold til belastningsstrøm med 110V og 240V input. Ved 50% til 100% belastning er effektiviteten over 80%. Kredsløbet virker næsten ens med begge input.

110Vin

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

0

0,2

0,4

0,6

0,8 1

1,2

1,4

1,6

1,8 2

2,2

2,4

2,4

2,4

2,4

2,4

2,2

Belastningsstrøm Io

Effe

ktiv

itet %

110Vin

Figur 33 Effektivitet i forhold til belastning, 110V in

240Vin

0

10

20

30

40

50

60

70

80

90

00,

20,

40,

60,

8 11,

21,

41,

61,

8 22,

22,

42,

42,

42,

32,

2

Belasningsstrøm Io

Effe

ktiv

itet %

240Vin

Figur 34 Effektivitet i forhold til belastning 240V in

Maksimum effektivitet

Maksimum effektivitet

33

Konklusion Der er lykkedes at designe og bygge en 40-65W ’’Switch Mode Led Driver’’, der kan arbejde med to forskellige input. Der kunne desværre ikke måles inputspænding for 240V +15%, for vario trafo var begrænset til 260V. Med denne input kunne spænding over glattekondensator aflæses til 375V. Den forventede spænding er 368V. Den er ca. 2 % højere. Dette kan være usikkerhed ved måle instrumenter, ved aflæsning af værdi fra oscilloskopet eller vario trafo spændings værdi. Dette er acceptable i en sådan høj spænding. Når inputspænding er 110V -15 % opnås en meget nøjagtige spænding over glatte kondensator i forhold til den beregnede som er ca. 250V. Strømmen på outputtet kan styres til det ønskede, 1.7A og 2.4A ved 0V og ved 10V input. Der er også lykkedes at lave spænding begrænsning til Led driveren. EMCen er ikke overholdt. Der kan anvendes en større common mode spole, som dæmper støjen i højfrekvens områder. Common mode filter har en serie induktion. Med denne selvinduktion kan common mode filter sandsynligt også erstatte differentiale mode spole, dvs. dæmpe støj på den lave frekvens områder. Støjen skulle kunne dæmpes ca. 25dB. Den opnået effektivitet er laver end det der er opgivet i kravspecifikation eller den der er beregnede. Det er meget svært at opnå en effektivitet over 90% med den valgte topologi. Der er alt for meget stress på komponenter i fly-back konverter topologi. Jeg har lært at anvende Mathcad i min praktik perioden. Mange af beregninger er udført i Mathcad. Der var en stor fordel at anvende dette program i forhold til håndberegning. Programmet er meget simple at anvende. En meget god fordel ved dette program, at der kan fås et stort overblik over hvordan tingene hænger sammen. Der er meget nemt og hurtigt at undersøge hvad det sker med f.eks. tab ved at ændre på en parameter.

34

Appendix A

Konverteren strøm og spændinger Outputs spænding

Outputs strøm

Output effekt Input spænding

Dutycycle

VVo 26max_ = AIo 5.2max_ = WPo 65min_ = VVin 390max_ = 476.0max =D

VVo 23min_ = AIo 74.1min_ = WPo 40min_ = VVin 248min_ = 366.0min =D

35

Spændings forløb i konverteren

UonUin ⋅+

Switch 1

Uo

Uin

n

Uo

nUin ⋅

36

Strøm forløb i konverteren

Strøm i sekundær siden

tt1 T

iD

Figur 35 forløb af strøm og spænding i konverter

37

Appendix B

38

Output Strøm Kontrol Kreds Først beregnes kredset med et analog input på 0V, dvs. en ref. spænding på 1.74V på TP5. R112 sættes til Ωk27 og R111 til Ωk7.41 .

mAk

VVI R 491.0

27

74.115112 =

Ω−=

mAk

VI R 042.0

7.41

74.1111 =

Ω=

mAmAmAI R 449.0042.0491.0110 =−=

Nu kan værdien for R110 bestemmes.

Ω== 3872449.0

74.1110 mA

VR

Nu kontrolleres om det fundet strøm og modstand værdier også passer, når analog input spænding på 10V.

mAk

VVI R 463.0

27

5.215112 =

Ω−=

Der ønskes en reference spænding på TP5 på 2.5V strømmen som løber gennem R111 er beregnes til

mAk

VVI R 18.0

7.41

5.210111 =

Ω−=

mAmAmAI R 643.018.0463.0110 =−=

spænding over denne modstand bliver

VmAVref 49.2643.03872 =⋅Ω=

39

Appendix C

40

MathCad

41

Appendix D Følgende figur viser EMC test af kredsløbet med forskellige placeringer af Y kondensator.

42

Ved at placere Y kondensator på den måde som er vist på figur bliver lavfrekvens støj højere. Støjen på høj frekvens fra 20MHz til 30MHz bliver dæmpet.

Den bedste resultat opnås ved at sætte begge Y kondensator på højre side af common mode spole som det er vist på figur.

43

Endelige PCB-Layout

Figur 36 PCB-Layout, (alle lag)

Figur 37 PCB-Layout top

44

Figur 38 PCB-Layout Bunden

Figur 39 komponenter silke tryk

45

Endelige Skematik

46

Billeder af LED-Driveren prototype

Figur 40 Led Driveren top

Figur 41 bunden af Led driver kredsløbet

47

Komponentliste Komponent reference Værdi / type nr. Bemærkninger

R52,R53 RES 0R0/JUMPER 0.4W MMB0207/MELF R1,R133 RES 1K00 0.1W 1% 0805 R2 RES 2K74 0.25W 1% 1206 R3 RES 0R05 1W 1% 2512 R25,R26 RES 21K0 0.1W 1% 0805 R27,R120,R121 RES 1K00 0.25W 1% 1206 R37,R107 RES 10K0 0.1W 1% 0805 R38 RES 470R 0.25W 1% 1206 R39,R40 RES 470K 0.25W 1% 1206 R103,R104,R105,R106,R113, R117 RES

100K 0.1W 1% 0805

R108 RES 23K2 0.1W 1% 0805 R109 RES 3K30 1/16W 1% 0603 R110 RES 90K9 0.25W 1% 1206 R111 RES 41K7 1/16W 1% 0603 R114 RES 1R00 0.1W 1% 0805 R118,R119 RES 1W 5% 1218 1W 5% 1218 R122 RES 1M20 0.1W 1% 0805 R123 RES 3K92 0.1W 1% 0805 R124,R125 RES 2R2 1W 5% 1218 R127 RES 1K0 1/16W 1% 0603 R128,R129 RES 100K 1W 5% 1218 R130,R131 RES 10R0 0.25W 1% 1206 R132RES 27K0 0.1W 1% 0805 C27,C28,C29,C30 CER CAP 100nF 630V 10% X7R 1812 C39,C40 CER CAP 10uF 16V 20% X5R 1210 C41 CER CAP 180pF 50V 5% NP0 0603 C46 CER CAP 470pF 50V 5% NP0 0805 C52,C55 CER CAP 4n7 50V 5% NP0 0805 C63CER CAP 22.0uF 25V 20% X7R 1206 C65 CER CAP 1.0uF 25V 20% X7R 1206 C69 CER CAP 2.2uF 16V 10% X7R 1206 C70 CER CAP 680pF 50V 2% NP0 0805 C73 CER CAP 1.0uF 16V 10% X7R 0805 C74,C75 CER CAP 100nF 50V 10% X7R 0805 C80 CER CAP 1nF 50V 2% NP0 0805 C81,C82 CER 100nF CAP 50V 10% X7R 0603 C83,C84 CER CAP 470pF 100V 5% X7R 1206 J2,J3,J4 KLEMRAEKKE 2-POL WAGO J1 CON BOT ENTRY MOLEX4455 2P 2.54MM HS1,HS2 HEAT SINK FK244 D2PAK 22K/W SMD T3,T4 TRF flyback 1 w/aux EFD30 / 3F3 U3 LM2902Q Quad operational amplifier U8 LM431CCM3 Voltage reference C53 CAP FILM Y2 4n7 250VAC M4 200V/us godkendt C61,C62 ELYT 100uF 200V 1.06A 105C D18 SMD C15 ELYT 680uF 35V 0R06 105C D12.5 SMD C5,C9,C11 CER CAP 4.7uF 50V 10% X7R 1210 C4,C6 CAP 1.0uF FILM275VAC X2 M11

48

C1,C2,C7,C8 CER CAP 4.7nF 250VAC 10% X1/Y2 2220 FUSE 250V/1A FH1 FUSE HOLDER 5x20mm 250V/10A SMD D7,D8 DIODE UFR STTH208U 800V 2A 75ns SMB SMD D9,D10,D13,D14 DIODE UFR STTH208U

UFR STTH208U 800V 2A 75ns SMB SMD

D15,D16 DIODE BAS216 75V 250mA 4ns SOD110 SMD D11,D12 DIODE SCHOTTKY SS16 60V 1A SMA D1 DIODE SCHOTTKY 40CTQ150S 150V 2x20A D2PAK L3,L4 CHOKE D-MODE 33uH 1.5A 0R13 1.5A D6.0 L2 CHOKE COMMON MODE PE-53910 2x3mH 3.5A SMD Q1,Q2 NMOS FQB6N80TM 800V 1R95 D2PAK Q5 TRANS PNP BC857B 45V 100mA SOT-23 Q8 TRANS PNP BSP16 300V 200mA SOT223 U1 PWM REG CURRENT MODE UCC2808D-1 SO-8 SMD U2 OPTO COUPLER SFH6156-3 5.3KV 4PIN SMD U7 VOLTREG ADJ LP2951ACM SO-8 VDR1 VARISTOR 275VRMS SMD Z6 ZENER BZV55-B10 10V 2% 500mW SOD80 Z3,Z4,Z5 ZENER BZV55-B68 68V 2% 500mW SOD80

49

Henvisnings Kilder [1] First Course On POWER ELECTRONICS By Ned Mohan [2] Fundamental of Power Electronics By Erickson and Maksimovic [3] Switch Mode Power Supply Handbook By Keith Billings [4] Unitrode Products From Texas Instruments UCC2808-1 Datablade. [5] Switching dc Power Supply [6] Grundlæggende effekt elektrinik Mikael A.E. Andersen, Arne Hansen, Henrik Havemann, Jørgen Kaas Pedersen [7]Grundlæggende EMC, Keld Skov, Lars Mandrup, Leif Johannsen og Per Lvsqaard

50

51

Appendix E

52

Praktik Rapport

53

Forord Denne rapport er den obligatoriske praktik rapport, som er udarbejdet i praktik perioden 20. Juni-23. November i firmaet CB-Svendsen og Denmark Tekniske Universitet.

Resume Til praktik projekt er der designet en 40-65W LED driver til en kraftig lysdiode-lampe, som skal bruges i maritime sektor. PCB-layoutet til LED driveren er også lavet. Der er overvejet og beregnet på 2 forskellige topologi. Der foreslås Paralleled fly-back konverter og overvejet en 2 switch forward konverter. Til den magnetiske del er der beregnet på den nødvendige kernestørrelse, hvorefter den egentlige topologi valgtes. Der er valgt en parallel fly-back konverter. Udgangsfilteret er en udgangs kondensator og bestemt efter beregninger på ESR værdien og den maksimale udgangs ripple. Input filteret er et 4 ordens net filter som er opgivet i topologien, der skal der måles på dæmpning. Der er valgt en passende kontroller til LED-driveren, der kan drive to switche samtidigt. Til kontrolleren er der brugt peak current mode kontrol og der er også mixed spænding og strøm kontrol på outputtet. Fokus på projektet er lav pris i forhold til performance, det være sig f.eks EMC, virkningsgrad og fysiske dimensioner. LED- lampen skal have både strøm og spændingsbegrænsning, som skulle kunne justeres på et specificeret område, f.eks. via modstand eller analog spænding. Der er også lavet tabs beregninger på halvleder og magnetiske komponenter, hvor derefter nyttevirkning er bestemt.

54

Krav specifikation V in 110-240V AC Vo 23-26 VDC Io 1.74-2.5 A Po 40-65W fs Switch frekvens 180 kHz Virkningsgrad >90% (50-100% load) Rippel <100mVpp EMC Ledningsbåret /udstrålet støj i henhold til IEC 945 Galvanisk isolation

55

Funktion beskrivelse af parallel Fly-back topologi

Figur 42 Blok diagram af LED driveren

Inputfilter Filteret skal begrænse støj til et niveau der ligger under en brugers definerede krav, som fx EMC krav. Input filteret er sammensat af et common mode filter og et differentialmode filter. Input filteret skal også beskytte DC-DC konverter imod kortvarige overspændinger, som ofte forekommer på nettet. Disse kortvarige overspændinger kan destruere konverteren.

Ensretter og glatte kondensator Ensretteren omdanner 50 Hz vekselspændingen til jævnspænding, overlejret med en rippelspænding. Glattekondensatoren der sidder i ensretter kredsløbet begrænser 100Hz rippelspændingen til et passende lavt niveau. Lade kondensatoren virker også som et energi lager. Den skal aflevere energi til konverteren når ensretter værdien af vekselspændingen er lav.

Switch element Switch elementet fungerer som en kontakt der er styret af PWM-kontroldelen. LED Driveren indeholder 2 Switch pga. den valgte topologi, som er parallel flyback konverter. Hver switch har frekvens på 180kHz. Den anvendte switch er en MOSFET.

Flyback transformer Den koblede spole omdanner elektrisk energi til magnetisk lagret energi via primærviklingen. Den lagrede magnetiske energi overføres via sekundærviklingen til en anden spænding.

56

Den koblede spole giver den nødvendige galvaniske isolation imellem primærsiden og sekundær-siden. Aux-viklingen leverer en hjælpespænding til PWM-kontrolkredsløbet.

Kontrolkredsløbet Kontrol kredsen er sammensat af nogle kredsløb med forskellige funktioner. Den ene er en opstarts kreds der starter kontrolleren op, når det er sket vil kontrol kredsen blive forsynet af hjælpeviklingen Vaux. Den anden tilslutning til kontroller kredsen er det fejlsignal der kommer fra fejlforstærkeren på sekundær siden. Sensor spænding fra peakcurrent og gate signal til power switch.

Sekundær regulerings kredsløb Udgangsspændingen kan fastholdes meget præcist ved at anvende dette kredsløb. Udgangsstrømmen kan styres ved hjælp af en regulerings kreds. Disse kredse er placeret på sekundær siden. Ved hjælp af et optocoupler kan reguleringssignalet overføres til primærsiden.

Optocoupler Denne komponent er placeret mellem primær og sekundær siden. Den overholder kravene til galvanisk isolation. Den fungerer ved, at en strøm på dens lysdiode styrer strømmen i transistoren på dens udgang. Den er ikke præcis og meget ulineær når den starter, men lige så snart der løber nok strøm gennem dioden, så vil outputtet være næsten proportional med inputtet.

Flybackdioden Flyback dioden fungerer som en kontakt, der sikrer at energien i den koblede spole overføres til sekundær siden.

Output filter Output filteret begrænser høj frekvens ripple spændingen på udgang til et lavt niveau. Desuden fungerer filteret som et energilager der holder udgangsspændingen næsten konstant.

Auxiliary Power Auxiliary Power- kredsen leverer 15VDC til kontroldelen. Aux forsyningen henter sin energi fra Aux-viklingen, der findes på begge fly-back transformeren.

57

Galvanisk adskillelse Der skal være galvanisk adskillelse mellem primær og sekundær siden af sikkerheds grunde, da kredsløbet har input direkte fra lysnettet. Krybeafstanden skal mindst være 6.3 mm når kredsløbet er indbygget i en lukket kasse. Krybeafstanden mellem primære viklinger og sekundære viklinger skal mindst være 6.3 mm. Der er valgte en krybe afstand på 7.5mm. Der skal også være isolation mellem net spændingen (inputspænding). På standarden IEC 945 er afstand krav ikke beskrevet så klart, derfor er det valgt at bruge afstandskraven fra standarden IEC960 i stedet for. I følge standarden IEC 960 skal der holdes afstand på mindst 3 mm, men hvis der anvendes en sikring kan denne afstand reduceres.

58

LED LED driveren skal drive en 7*7 kraftig lys diode matrix, som skal bruges i den maritime sektor. Fordelen ved disse lamper er at de bruger meget mindre energi i forhold til den lys mængde de producerer desuden har de lang levetid. Virkningsgrad på LED lampen er mellem 30%- 40%, hvor i de traditionel glødlampe er 95% af energi udvikles til varme og kun 5% til lys. Det lys vi ser med menneskers øjne har en bølge længde af 400nm til knap 700nm. Det røde har den længste bølge længde og den blå den korteste. Lys kan også beskrives ud fra dets temperatur. Den angives for det meste i grader kelvin. Farven med lav temperatur har den længste bølge længde og farven med høj temperatur har den korteste bølge længde.

Figur 43 Farvspektrum og deres bølgelængde

7*7 Lys dioderne som skal anvendes i skibe er hvide. Det hvide lys fremkommer af blandingen af Ultra High Bright i blå og en lille klat fluorescerende stof placeret ovenpå den blå lysdiodechip, der omdanner noget af det blå lys til gult. Menneskers øjne opfatter blanding af gult og blåt lys som hvidt. Der er findes også andre metoder til at fremstille hvide lys dioder på. Det er siden ca. 2003, hvid lysdiode er markedsført.

Figur 44 en 7*7 LED matrix Figur 45 eksempel på LED lampe

Lysdioden indeholder et halvledermateriale og et gennemsigtigt hus. Lysdioderne lyser pga. elektron bevægelser i halvleder materialet. Når en elektron vandrer fra en ydre orbital i atomet til den indre så frigiver den energi. Denne energi frigives i form af en foton ’’lys partikel’’. En fri elektron i halvledermateriale har mere energi end en elektron der er fanget i halvleder materialets krystalgitter, så når der bliver sat strøm til dioden vil disse elektroner bevæge sig over i p-type siliciummet. Elektronen falder i et af de positive ladede huller i p-type siliciummet, og så afgiver den en foton. Forskellen mellem den frie og den bundne elektrons energi niveau er energien som frigøres som en foton.

59

Jo stærkere en elektron er bundet i det halvleder materiale man anvender, jo større energi forskel mellem den frie og den bundende elektrons energi niveauer. Jo større energi forskel, jo kortere bølgelængde (blå eller violet) lys, mens en mindre forskel giver længer bølge lys (rødt eller infrarødt).

Diode bro og glatte kondensator En direct-off-line konverter bliver forsynet direkte via netspænding, uden at bruge en lav-frekvens (50-60 Hz) isolation transformer, som normalt bliver anvendt i en linear power supply. Konverterens input skal være DC spænding. Dette gøres ved hjælp af en diode bro og en glatte kondensator. Input spænding til strøm forsyning er (110-240) Vac ±15% (net spændings stabilitet i skib). Når input spænding er højt, bruges en full- bridge rectifier, og når inputspænding er lav bruges en spænding doubler.

Virke måde Når input spænding er 110V bliver KL, som kan være et MELF modstand, loddet til. D3 og D4 bliver parallelle med C1 og C2, og hermed bliver de to dioder afbrudt. D1 lader C1 i den positive halvcyklus af indgangsspænding og D2 lader C2 i den negative halvcyklus. Når kondensatorerne er i serie så er output spænding summen af de to spændinger, hvilket giver den nødvendige dobling. På figur 41 kan en voltage doubler kreds ses. Når inputspænding er 240V, er KL ikke loddet og dioderne opfører sig som en fuld-bro rectifier. Dette vil danne en spænding over kondensatorerne af størrelse 340V9. C1 og C2 udglatter lav frekvens inputtet, og er i serie når inputspændingen er høj.

Figur 46 diode bro og glatte kondensator

9 Denne værdi er uden hensyn til spændings variation på skibet (+15%). Den er V3402240 =⋅

60

Figur 47 voltage doubler kreds

Til LED driveren er det valgt et nul ohm MELF modstand. Dette er den billigste løsning. I det mest af tiden er input spænding til konverteren 240 Volt, men der ønskes at konverteren også kan arbejde når inputspænding er 110V, derfor kan MELF modstanden blive en god løsning, når prisen er betydende. Når input spænding er 110V, så monteres MELF modstad på print layout. Diode typen 3K af S3A-S3M er valgt til ensretter koblingen. De kan tåle op til 800V reverse voltage. 2 Elektrolytter Fra Panasonic, Surface Mount Type, Serie: EB(Large Can Size), Type: V er valgt som glatte kondensator pga. dens lang levetid.

61

Topologi

Figur 48 to switch forward

Figur 49 Paralleled Fly-back converter

Der er beregnet på 2 topologier. To switch forward konverter og parallel flyback konverter. Begge topologier ses at være velegnet til designet. 2 switch forward konverteren har en meget lav ripple strøm på udgangen. Maksimum ripple på 100mVp-p kan også realiseres med en parallel flyback konverter, derfor er ripple kravet ikke afgørende for valg af topologi, men der er større krav til valg af udgangs kondensator på parallel flyback konverteren i forhold til 2 switch forward konverteren. Der er ikke noget stort krav til switchen på 2 switch forward konvertertopologien, der kan anvendes meget billige switches. Begge konvertere er lige komplekse i deres opbygning, sammenlignet med andre konverter typer, som f.eks. fly-back konverteren. Det er fordelagtigt at bruge to parallel eller flere parallel fly-back konverter i højere effekt niveauer. Parallel fly-back konverter har ingen filter spole, men har til gengæld to koblede spoler, så pris eller antal komponenter er ikke afgørende for valg af konverter topologi. Der er fokus på konverterens volumen, idet kredsløbet skal indbygges i et kabinet. Transformer areal produkt på begge konvertere beregnes og den endelige topologi vælges derefter.

62

Den højeste komponent i kredsløbet må være elektrolytteren, efter en design krav. Beregning for forward konverter ses i praktik appendix side 85. Areal produktet beregnes efter worst case, ved maksimum indgangsspænding.

Efter en liste på areal produkt af hvad der var tilgængeligt af kerner ses at den mindste kerne er en E32 der har et areal produkt tæt på den beregnede. Det ses at højden på E32 er ca. 26.5mm og den ønskede højde er under 22mm. Derfor to switch forward konverter topologi ikke kan anvendes.

Figur 50 E32 coil former

63

Magnetisk Der er beregnet både på to switch forward konverters og parallel fly-back konverters kernes areal produkt. Den endelige topologi valgtes ud fra areal produktets størrelse, den valgte topologi er parallel fly-back konverter10. Der skal designes på 2, ens koblede spoler. De koblede spoler skal designes således at det samlede tab ikke bevirker en for høj temperatur i kernen, som maksimalt må være 100°C på hver flyback transformer. Der blev beregnet på den nødvendige kerne størrelse, samt på antal vindinger, tråd tykkelse, lag mm… til både primær og sekundær siden.

Temperatur Den maksimal temperatur i kernen tillades til =MAXT 100ºC, og lufttemperaturen omkring kernen er

70AMBT C= o , hvormed den maksimale temperatur stigning bliver CTTT AMBMAXMAXo30=−=∆ .

Det samlede kobber tab og kerne tab må maksimum blive WR

TP

TH

MAXMAX 2.1=

∆= for en maksimum

temperatur stigning på Co30 . Efter areal produkt beregning ses EFD30 er kernen der kan bruges. Beregninger til dette er i appendix . Rth er den termiske modstand for EFD30, og den er på 25 /THR K W= .

10 Areal produkt for to switch forward konverter ses på side 85

64

Kerne type Til at designe den koblede spole til fly-back konverter er der beregnet på den nødvendige kerne størrelse med hensyn til primær strømme, induktion, fluxtæthed mm… hvor en kerne type ud fra dens størrelse er bestemt. Der er også taget højde for antal vindinger som skal vikles. For mange vindinger er en E-E kerne type et godt valg. EFD kerner er designet til applikationer hvor der kræves små dimensioner. Den valgte EFD kerne (EFD30) har en højde på ca. 12.5 mm, hvilket er en fordel for designet, da højden af komponenter i det færdige kredsløb skal være mindre end eller lig med elektrolytterne. Kernen er karakteriseret ved dens lave højde, og dens evne til at transformerer høj effekt med forhold til dens lille dimension. Den er velegnet til switch mode power supply, måle instrumenter, DC-DC konverter, mm…

Figur 51 EFD Kerne

Kerne materiale Valg af den kerne materiale har en stor betydning for mængden af kerne tab. Der er valgt kerne materiale 3F3 fra Ferroxcube, eller et tilsvarende materiale fra Epcos N87. Et bedre valg er 3C94 eller 3C90 da det giver mindre kerne tab.

Figur 52 kerne tab i forhold til fluxtæthed 3F3 til venstre og 3C94 til højre

65

Figur 46 viser kerne materiale 3F3’s (til venstre) og 3C94’s (til højre) effekt tab i forhold til fluxtæthed ved forskellige frekvenser. Det ses at 3C94 har mindre effekt tab i forhold til materialet 3F3. 3F3 materiale er valgt efter dens tilgængeligheden på lageret.

Vindinger

Figur 53 De koblede spoles viklinger

Der er valgt en sandwich løsning til at reducere virkning af proximity. Desuden reduceres der sprædnings induktion. Ud fra det reserverede vindues areal til primær siden og beregninger ses at der kan være 4 parallel primære lag. De 4 lag er opdelt i to ens dele på hver side af sekundærviklingen. Antallet af vindinger på hvert lag er ens, dvs. 83 vindinger. Til sekundær siden er der valgt en Litze løsning, eftersom der kun er 10 vindinger. Der skal være minimum 6.3 mm krybeafstand mellem primær og sekundær siden i off-line konvertere. Mellem primær og sekundære viklinger er der sat minimum 2 lag tape, og silicon tube på start og slut vikling på primær og sekundærsiden for at sikre isolation. Primær viklingens 2 lag starter fra pin 1 og slutter på pin 12, og de næste 2 lag starter fra pin 2 og slutter på pin 11, hvor pin 1 og 2 samt 11 og 12 kortsluttes. Aux vikling starter fra pin 3 og slutter på pin 10. Sekundær starter fra pin 6 og slutter på pin 7, så afstanden fra pin 3 og 6 er minimum 6mm.

Figur 54 placering af viklingers pin in og ud på coil former

66

LITZE WIRE Litze wire er en tråd der indeholder mange små tråde flettet sammen på en måde at minimerer effekt tabet i skin effekt og også proximity effekt. Ved lave frekvenser er skin effekt ubetydeligt og strømmen er fordelt ligeligt. Jo højre frekvensen er jo mindre indtrængnings dybde og jo mere strøm vil der løbe i overfladen af lederen. Litz wire modvirker skin effekten ved at øge overflade arealet uden at øge størrelsen af lederen. Jo højere frekvensen er jo flere tyndere tråde i litze wiren skal anvendes. For sekundær siden er der brugt Litze wire, eftersom der kun er 10 vindinger. Det nødvendige kobber areal beregnes, og så vælges den tråd der har det kobber areal der er tættest på det beregnede. Total diameteren af Litze-tråd er ca. dobbelt så stor, som diameteren af bar kobbertråd, pga. lak og overflade bomulds lag, som der skal huskes at reserveres plads til i vinduesarealet.

LITZE-WIRE DATA Den beregnede litze wire for sekundær siden har følgende data. Single tråd diameter Antal tråde Total kobber tværsnit Ydre diameter med bomuld

0.1 mm 75 0.58905 mm2 1.22mm

67

Switch element Som nævnt tidligere er der anvendt en MOSFET, som er styret af PWM- kontrolleren, som switch element. MOSFET (Metal Oxide Silicon Field Effect Transistor) er et meget hurtigt switch element sammenlignet med andre slags switch elementer. Dvs. ind- og udkoblings forløb er meget hurtige, samtidig er denne type element meget nem at styre. Den er spændingsstyret via sin gate. MOSFET’ens svage side er dens indre modstand RDS som vokser med størrelsen på spærre spændingen. Dette er en uheldig sammenhæng når MOSFETs skal anvendes til høje spændinger og store strømme. Switch frekvensen på LED Driveren er valgt til 180kHz. Der er 2 forskellige tab der skal tages hensyn til. Lede tab og koblings tab.

Figur 55 Diagram af en N-channel MOSFET

koblings tab Koblings forløb for en MOSFET kan deles i to grundet parasit-kapaciteter. Indkobling og udkobling.

Indkobling Indkoblingstabet er MOSFET’ens tab når den går fra Off tilstand til On tilstand. Dette kan beregnes på følgende måde

og

68

Hvor RG er gate modstanden til MOSFET’en, UT er threshold spændingen og I er MOSFET strømmen. CGS og CGD er de parasitiske gate-source samt gate-drain kapaciteter. I databladene kaldes de under et for Ciss, E er gate spændingen, g er trans konduktansen, ∆Q er ladning der skal fjernes/tilføres gaten for at henholdsvis slukke/tænde FETen og få drain-source spændingen fra nul volt til forsyningsspændingen eller omvendt. Beregning af indkoblings tab ses i appendix side 96.

Udkobling Udkoblings tabet er det tab der er i MOSFET’en når denne går fra ON-tilstanden til OFF-tilstanden. Udkoblings tab kan beregnes således.

og

Beregning af udkoblings tab ses i appendix side 96. Koblings tab bliver summen af indkoblings tab og udkoblings tab.

Lede tab Når MOSFETen er helt on er ledetab det eneste tab der vil være i den. Ledetabet for en MOSFET er defineret som kvadratet af RMS-værdien af den strøm der løber i FETen, multipliceret med on modstanden for FETen. On modstanden for en FET er en ohmsk modstand og findes ved databladsopslag.

Beregning af Lede tab og værdien for RDS ses i Appendix side 95.

Diode tab For at bestemme diode tab, skal der tages hensyn til den maksimalt tilladelige spærrespænding for dioden. Desuden skal der tages hensyn til de tab, der afsættes i dioden. Diode tab på flyback dioden samt på bridge rectifier er beregnet i praktik appendix side 97.

DSRMSled RIP ⋅= 2

69

Filter

Output Filter Det designede udgangsfilter består af en kondensator i parallel med udgangen. Udgangskondensatoren er beregnet efter den maksimale ESR værdi og maksimum udgangs ripple, som er på 100mVp-p. Den beregnede kondensator efter rippel krav skal minimum være 6.3µ F. Kondensator serie modstand ESR værdi er beregnet til at være maksimum 43mΩ. Der forslås nogle udgangs kondensator med følgende data:

Capacitance V ESR Ω Ripple current mA Hight mm Part no.

220µ F 35V 0.16 600 10.2 ±0.3 EEEFK1V221P

330µ F 50V 0.12 900 13.5 ±0.5 EEVFK1H331Q

680µ F 35V 0.06 1100 13.5 ±0.5 EEVFK1V681Q

Det kan ses at kondensatoren med værdien 680µF har den mindste serie modstand som er på 60mΩ. En keramik kondensator med en meget lille ESR værdi sættes i parallel med den elektrolytte således at den samlede output ESR værdi reduceres. Disse kondensatorer er fra Panasonic FK serie, der har en lavt impedance ca.40% mindre end FC serien, og har levetid på 2000-5000 timer.

Leve tid på de tre valgte kondensator er mindst 5000 timer. Kondensator beregninger ses i appendix side 98. Figur 50 viser strømmen der løber gennem output kondensator, som er summen af ac strøm fra hver flyback diode.

Figur 56 Output kondensator strøm

70

Input filter Input filteret er et 4. orden filter som indeholder en common mode spole, differentrial mode spole, X kondensator, Y kondensator og en varistor. Common mode spolen er til at fjerne common mode støj, differential mode spolen til at reducere differential mode støj, X og Y kondensator kaldes også ’’across the line’’ og ’’line-to-ground’’ anvendes som filter kondensator, og samtidigt disse kondensator er en god beskyttelse til kredsløbet. Nederst figur viser udgangs impedansen af inputfilter (blå prikker) og input impedansen af flyback konverter. Der ses ud fra Figur 51 at input filters output impedansen er meget laver end input impedansen af konverter. ca. 60 dB laver. Ifølge Middelbrook teori skal output impedansen af inputfilter minimum være 10dB laver end input impedans af konverteren. Til kontrol delen er det brugt peak current mode control, derfor input impedansen til konverter er konstant. Impedans værdien til denne er beregnet efter worst case dvs. den mindste inputspænding. Den mindste input spænding ind til inputfilter findes således

2.132

285.0110

min__

min__

=

⋅⋅=

filterin

filterin

V

VV

dB

A

V

I

VZ

avgin

in

95.59)2.994log(20

2.994133.0

2.132

_

min_

=⋅

Ω===

Figur 57 output impedansen af inputfilter(blå prikker), input impedans af konverter (rød kurve)

71

Figur 58 output impedans af input filter målt med gain phase analyzer

-7.95dBΩ

6.8dBΩ

72

15 V Spændings Regulator For at forsyne operations forstærkeren og spændings reference kredsen på sekundær siden er der brugt en spændings regulator som laver den nødvendig spænding til forsyning. LP2950 kan fås i flere versioner output 5V, 3V og 3.3V. LP2951 kan programmeres til en ønsket udgangs spændings værdi mellem 1.24V og 29V ved hjælp af et par modstande. Der kan opnås en meget nøjagtig udgangs spænding. Der sikres en udgangsstrøm på 100mA.

Figur 59 voltage regulator

Ved hjælp af ned stående formel kan udgangsspænding af regulator fast lægges.

12

11 RIR

RVrefVout FB ⋅+

+⋅=

Vref er en nominal reference spænding på 1.235V. FBI er feedback pin bias strøm nominelt 20nA Ved at forbinde sense med output pin figur 53, kan den indvendige spændingsdeler bruges for at fastlægge udgangsspændingen. For en programmeret output spænding kræves der en kondensator på 1micro farad eller derover mellem output og ground for at sikre stabilitet. Uden denne kondensator vil outputtet oscillere. Der er valgt en keramik kondensator på udgangen. Keramik kondensatorer har en meget lav ESR værdi, derfor skal kondensatoren ikke forbindes direkte fra LP2951 output til ground. Der skal sættes en modstand i serie med kondensatoren, af størrelse orden af 0.1ohm til 2 ohm. Loop kompensering af denne del afhængige af ESR værdien af LP2951 output kondensator, for at opnå et nulpunkt der øvre fase margin. ESR værdien af keramik kondensator er så lille at denne nulpunkt ikke optræder, så vil den reducerer fase margin11. Figur 21 viser output serie modstand i forhold til load strøm og deres stabilitet område. R2 er valgt til at være 100kΩ og R1 er beregnet til 1.2MΩ.

11 LP2951 datasheet side 15

73

Figur 60 LP2951 block diagram

Figur 61 stabilitet område (output serie modstand i forhold til load strøm)

74

Kontroller Der er designet og dimensioneret en kontroller og de tilhørende komponenter til brug i en Dual flyback konverter. Der er valgt en optocoupler for at sikre galvanisk adskillelse mellem primær og sekundær siden af konverteren samt designet komponenter til at drive optokopleren på en hensigtsmæssig måde.

UCC2808 Der er brug for en kontroller kreds der kan drive 2 MOSFETs. Kontroller kreds UCCX808 Dual output drive stage in push pull Configuration ses at være mest passende. Den har dual output driver, som er 180° forskudt i forhold til hinanden. UCCX808-1 kontrolleren har interleave kreds indbygget i sig. Denne komponent indeholder alle kontrol og driver kredse, der kræves til en off-line eller DC-DC konverter. Død tiden mellem to output er typisk mellem 60ns og 200ns, afhængig af timing kondensator og modstand, og hver output stages duty-cycle bliver begrænset under 50%. Der er valgt kredsen UCC2808 som kan anvendes i omgivelses temperaturer fra -40°C- 80°C.

Figur 62 UCC2808 Blok diagram

Figur 63 Threshold Voltage UCCX808

75

UCCx008-1 anvendes typisk til off-line konvertere, hvor UCCx008-2 anvendes for batteri input. Der er anvendt en start op kredsløb der starter kontroller op, når der ikke er spænding nok i Vaux forsyning. Når kontrolleren er startet, så vil Vaux forsyne kredset. Kontroller kredset sørger for at udgangsspændingen er stabil og at mængden af udgangsstrøm kan justeres. Dvs. det er blanding af spænding og strøm kontrol på udgangen.

Feedback Til feedback kontrol kompensation som kontrollerer udgangsspænding og udgangsstrøm, er der brugt fejl forstærker og en reference kreds.

Figur 64 Strøm og spænding fejl forstærker

Spændings kontrol på udgangen Spændings kontrol op-amp’en er koblet ved hjælp af en modstand R7 til konverterens output. Ved hjælp af R8 kan der laves en fast spænding på f.eks. 2.5V på minus indgangen, som derefter skal sammenlignes med plus indgangens reference spænding. Derefter reguleres forskellen ved hjælp af op-amp1. Op-amp1 er en inverterende forstærker. Hvis forskellen på minus og plus indgangen er positiv bliver udgangsspændingen på op-amp1 lav og så begynder D1 at lede. Der vil løbe noget strøm gennem optocoupleren og fejl signalet og dets størrelse vil transformeres til primær siden.

76

Hvis forskellen mellem plus og minus indgang på op ampen er nul vil outputtet af forstærkeren være højt og dioden D1 vil være i spærre retning.

Strøm kontrol på udgangen Der er brugt samme metode til at kontrollerer strømmen på udgangen. Bortset fra der er 2 operations forstærkere om at kontrollere det. Strømmen der løber gennem lysdioderne på udgangen måles med en meget lav impedanse sense modstand af størrelse 50mΩ. Dette resulterer et spændingsfald over Rsense på:

VAmV

VAmV

ref

ref

125.05.250

087.074.150

1max

1min

=⋅Ω=

=⋅Ω=

Ved hjælp en operations forstærker op-amp3, forstærkes dette signal til 25 gang og op-amp3 output spænding vil ligge mellem

VV

VV

125.3

175.2

max1

min1

==

Denne outputspænding bliver inputspænding til minus indgangen på op-amp2. Dens plus indgang har også en reference spænding der varierer mellem 2.175V og 3.125Vafhængig af et udefra kommende analogt signal fra 0V til 10V, som beskrives i næste afsnit. Den anden op-amp er også inverterende og virker på samme måde som spændings kontrol op-amp’en. Spænding på plus og minus inputtet bliver sammenlignet, og hvis forskellen er høj er op-amp2’s udgang lav og D2 vil lede og det medfører at der vil løbe strøm gennem optocopleren og fejl signalet vil blive transformeret til primær siden.

77

Output Strøm kontrol kreds Udgangsstrømmen skal kunne styres på den made, at hvis der kommer et udefra kommende analogt signal mellem 0 og 10 volt skal strømmen på udgangen kunne justeres mellem 1.74A og 2.5A. Dette er gjort ved hjælp af en reference og nogle modstande. Referencen er på 2.5V og er lavet ved hjælp af TL431. Spændingen på TP5 skal være mellem 2.175V og 3.125 på den måde at hvis input spændingen til strøm kontrol kredsen er 0Volt skal spændingen på dette punkt være 2.175V og hvis inputspænding er på 10V så skal spændingen på dette punkt være 3.125V. En reference på 2.175V skal give en outputstrøm på 1.74A og en reference på 3.125V skal give en udgangsstrøm på 2.5A. Denne reference Vref er inputtet til plus indgangen på op amp2. Dette er vist på figur 59.

Figur 65 Output strøm kontrol kreds

78

Virkningsgrad Der er beregnet på tab på net ensretter, MOSFET, kerne tab og kobber tab i flyback transformer, flyback dioder, og udgangsfilter. Inputs filter, kontrollerkreds og optocoupler antages at være tabs fri. Detaljeret beregning på tab ses i appendix. Output kondensator

Effekt tab på input elektrolytter

Net ensretter

Fly-back diode effekt tab

MOSFET tab. Lede tab og koblings tab

SS16 effekt tab auxillary winding diode

Total fly-back transformer tab (Kerne tab og kobber tab)

Tab i spænding regulator kreds

Tab i LM2902

Start op kreds tab

Tab i kontroller kreds

Det samlede tab bliver

Udgangs effekt

79

Virkningsgrad

80

Konklosion To switch forward konverter topologi har mange fordele, men den opnåede kerne størrelse for to switch forward konverter er for høj i forhold til det opgivet maksimale størrelse, derfor er der valgt en parallel fly back konverter løsning. Denne er en god løsning til applikationer med høje effekter. Der er designet to ens kobledespoler til parallel flyback konvrter hvor hver flyback transformer har

en samlede tab på 1.405W %88.9765405.1

65 =+

=⇒WW

Wη effekt tabet udgøre 2.11% af den

samlede effekt. Denne tab er meget rimeligt i forhold til denne slags komponent. Output filter og input filter er meget tilfredsstillende. Outputs filters ripple krav medfører et minimum værdi på udgangs elektrolytte af størrelse på 6.3µF. Maksimum ESR til 43mΩ. Med disse resultater er kondensator valgt fra databladet, med hensyn til dens levetid og ESR værdi. Impedansen til input filter er målt fysisk, det viste sig at den ligger 53 dB under input impedansen af konverteren og det var meget tilfredsende. Kontrolleren er valgt ud fra dens to output som kan drive to switch samtidigt. Den højeste effekt tab er på udgang dioden 1.824W. Denne udgøre 2.72% af den samlede effekt. Det samlede tab er 5.63W12, som resulterer en virkningsgrad på 92%.

12 side 78

81

Praktik Rapport Appendix

82

Fastlæggelse af inputspænding

Diode bro og glattekondensator Inputspænding

ACACin VVV 240110 −= %15± Stabilitet for net spænding i skib.

VV

V

in

in

264

2285.0110

min_

min_

=

⋅⋅⋅=

VV

V

in

in

390

215.1240

max_

max_

=

⋅⋅=

Figur 66 Den minimale og maksimale inputspændings variation

Figur 67 tilnærmelse over det mindste inputspænding

På grund af glattekondensatoren bliver indgangsspænding lavere i afladningsperioden. Den mindste værdi for indgangsspænding beregnes således:

min_)sin(2 inVtE =⋅⋅ ω )sin( tω kan maksimum blive 1 så E kan bestemmes

187=E

83

Ud fra formlen

AI av 133.0= Beregnet

Ω= mRD 52 Beregnet ud fra Forward spændings karakteristik i datablad.

Ω= mRC 500 Aflæst i Panasonic datablad

Disse værdier indsættes i formlen og α findes 46.1=α

VU D 2.1= pr. element aflæst i databladet,

Den mindste kondensator spænding kan nu bestemmes

Vuo 8.248=

Den mindste værdi for indgangsspænding bliver

VVU ino 248min_ ==

84

Fastlæggelse af topologi Topologien som enten er en to switch forward konverter eller en parallel flyback konverter er fastlagt efter beregning på areal produktet af transformeren. Det vises at højden af kernen på to switch forward konverter er over den maksimale højdegrænse, som er på 23mm. Følgende beregninger viser dette. Der vælges følgende parametre til at beregne arealproduktet af to switch forward konverteren

Vindingsforhold beregnes

Ud fra det beregnede vindingsforhold beregnes duty cycle

Det antages at ripplen på strømmen er 28% af udgangsstrømmen. Strømripplen på sekundær siden beregnes

For at finde minimums induktionen skal off tiden fastlægges.

Induktion i udgangsspolen beregnes

Udgangsspolens induktion fastlægges til

Rippelstrømmen på sekundær siden beregnes

Sekundær peakstrøm bliver

85

Den minimale strøm på sekundær siden

Ved hjælp af forholdet mellem primær siden og sekundær siden beregnes peak værdi og minimums værdi af primær strøm.

RMS værdi af primær strøm beregnes

Areal produktet beregnes efter worst case, altså når inputspænding er højst, derefter findes det tætteste areal produkt i forhold til det beregnede.

Det ses at E32 har næsten det samme areal produkt som den beregnede.

86

Strømme og spændinger i parallel flyback konverter I første omgang beregnes spændinger og strømme som om der kun er 1 flyback konverter. Det vil give det samme resultat. Det eneste der er anderledes end flyback topologien er at diode strømmene skal summeres, da den parallelle flyback topologi har 1 output. Den minimale, maksimale og nominale inputspænding fastlægges

Output spændingen er maksimum

Diode forward spænding er

Output strømmen halveres. For der løber kun 2oI

gennem hver diode.

Effekten på sekundær siden bliver

Der ønskes en spænding på 15V for at forsyne kontroller kredsen. Iaux er auxiliary strøm og Vf_aux er Auxiliary diodens forward spænding.

Effekten på Aux siden beregnes til

Den samlede effekt bliver

Omsætningsforholdet på den koblede spole beregnes efter maksimum duty cycle på 50%. Der antages at duty cycle er 48%.

Vs er sekundær spænding. Maksimum, minimum og den nominale duty cycle beregnes.

87

88

Bestemmelse af flyback transformer induktion Den mindste udgangseffekt på parallel flyback konverteren er 40W. For 1 flyback konverter antages udgangs effekt på 20W.

Den mindste udgangsstrøm bliver

Primær induktionen bestemmes ved at sætte overføringsfunktionen for continous og discontinous mode lig med hinanden for at finde den minimale induktion. Den maksimale inputspænding indsættes også for at få den største ripple strøm.

Den minimale induktion bliver

Primær induktionsværdien fastsættes til

Sekundær induktionen kan beregnes efter det fundne forhold.

Primær strømmens gennemsnitlige værdi ved minimum input spænding

Ripple strøm af primær siden ved minimum indgangsspænding bliver

Den absolutte maksimum strøm på primær siden bliver

Der antages at virkningsgraden er 90%. Den maksimale middel værdi af input strøm fås når inputspænding er højst. Dette kan beregnes således Der ønskes at beregne på RMS strømmen ved minimum inputspænding. Der skrives et udtryk for strømmen i forhold til tiden, som løber gennem primærspolen. Figur 1 appendix viser plot af iLpri(t).

RMS værdi og middelværdi af inputstrøm bestemmes

89

Sekundær sidens strømme kan også bestemmes. Spænding på sekundær siden

Strømmen på sekundær siden

Effekt på sekundærsiden samt spænding over Aux siden.

Peak strømmen af sekundær siden bestemmes til

RMS strømmen af sekundær siden bliver

Figur 62 viser parallel flyback konverterens diode strøm. Den røde kurve er strømmen der løber gennem den ene diod og den blå er strømmen der løber gennem den anden diode.

Figur 68 parallel flybacks diode strøm

Figur 63 viser summen af diode strømme.

90

Figur 69 samlet sekundær strøm

91

Auxiliary vikling Vindingsforhold beregnes til

Induktion findes til at være

Hældning på strømmen bliver

Peak værdien beregnes, hældning af strøm bliver alt for stor til at denne forbliver i continous mode.

Der udtrykkes en funktion af strøm i forhold til tiden

RMS værdi af strømmen i Aux vikling bliver

92

Magnetiske beregninger

Bestemmelse af kerne størrelse. Set i forhold til den overførte effekt er viklingerne i den koblede spole kun aktive halvdelen af tiden.

EFD30 har næsten det samme areal produkt som det beregnede

Der vælges et kernemateriale 3F3. Ud fra databladet aflæses effekt densiteten for 2 B værdier.

Der opstilles et udtryk for kerne tabet som funktion af flux tæthed.

Figur 70 plot af effekt tab i forhold til Bmax

Ud fra det aflæste Bmax fra figur 64 kan luftgabet nu bestemmes

93

Luftgabet sættes til en standard værdi

Antal af vindinger på primær siden kan nu bestemmes

Strømmens indtrængnings dybde beregnes således

Volumen til EFD30 er

Resistivitet for kobber

EFD30 MLT (Mean length per turn)

Kobber fylde på sekundær siden og på aux viklingen beregnes efter den effekt som hver vikling leverer i forhold til den samlede effekt.

94

Der forventes at AC modstand har højre værdi end DC ohmsk modstand, derfor kobber tabet ganges men en faktor 3.

Det samlede tab er kerne tab plus kobber tab.

Den termiske modstand for en EFD30 er opgivet til 25 K/W

temperatur stigningen vil være

Denne kerne er acceptabel.

95

Beregninger af tab i effekt komponenter

MOSFET MOSFET’en FQB6N80 ses at være et passende valg. Voltage rating til denne MOSFET er 800V.

Lede tab RDS_ON er opgivet til at være 1.95Ω på data bladet. Der skal tages hensyn til temperatur stigning.

Figur 71 normaliseret Rdson i forhold til temperatur

Figur 65 viser Drain source on modstand i forhold til temperatur Der ses ved 100º er RDS_ON normaliseret til 1.8Ω.

96

Koblings tab Nogle transistor parametre fra i databladet

Indkobling

Udkobling

Den samlede tab for 1 transistor bliver

Der er 2 MOSFETs som er forskudt 180º i forhold til hinanden, så tabet i en periode bliver dobbelt så stort.

97

Fly-back diode beregning Til parallele flyback konvertere skal der anvendes 2 dioder på sekundær siden. Der er valgt to dioder der er indbygget i 1 hus, med hus type D2pak. Forward spænding pr. leg

Maksimal middelværdi af strøm på sekundær siden pr diode

Strømmens effektive værdi pr diode

RD modstand pr. diode

Effekt tab pr. diode

Det samlede diode tab

Netensretter diode tab Forward voltage

primær strøm middel værdi

Primær strøm RMS værdi

Tab pr. a diode

Tab på 2 dioder

Temperatur stigning

98

Output filter Figur 66 viser udgangs kondensator strømmen, som er summen af ac strømmen der løber gennem hver diode.

Figur 72 udgangs kondensator strøm

Ved hjælp af Mathcad kan RMS værdien af strømmen der løber gennem udgangs kondensatoren beregnes.

Det skraverede areal er arealet af kondensator strøm, når MOSFET1 er off. Denne findes således:

Arealet på den lille trekant på figur X findes som almindelige trekant areal

Arealer af areal 1 summeres sammen

Kravet om rippel spænding på udgangen er at den skal være mindre end 100mVp-p. Kondensatoren skal derfor have en værdi på mindst

Udgangs impedansens værdi i udgangs kondensator må højst være.

Tab på elektrolytten kan beregnes således

99

15V spændings regulator Der ønskes en 15 volt output spænding

+⋅=

2

11R

RVrefVout

R1 kan findes ved at omskrive formlen:

ΜΩ=

Ω⋅

−=

⋅

−=

277.1

100123.1

15

1

1

1

21

R

kR

RVref

VoutR

Output strøm kontrol kreds beregninger Spænding over R10+R11 skal være 2.17V – 3.12V R13 vælges til at være 16.2kΩ. Strømmen der løber gennem R13 når inputspænding er 10V er 3.12V beregnes:

Ak

I

R

VVI

R

refrefR

µ392.16

5.2125.313

13

2113

=Ω

−=

−=

R12 vælges til at være 110kΩ. Strømmen der løber gennem R12 beregnes:

Ak

I

R

VVI

R

refinputR

µ5.62110

125.31012

12

112

=Ω

−=

−=

forskellen mellem 12RI og 13RI skal løbe et andet sted for at få en meget præcis reference spænding

AAA µµµ 5.23395.62 =− Rserie som er summen af R10 og R11 beregnes således:

Ω==

−=

kA

VR

A

VR

serie

refserie

5.945.23

175.2

5.23

01

µ

µ

med disse modstands værdier kan en meget præcis reference spænding mellem 2.17V – 3.12V opnås.

100

PCB-Layout

Figur 73 PCB-layout top

Figur 74 PCB-layout bunden