Dispositivo handheld de medición de capacidad y...

UNIVERSIDAD DE BUENOS AIRES

FACULTAD DE INGENIERÍA

MAESTRÍA EN SISTEMAS EMBEBIDOS

MEMORIA DEL TRABAJO FINAL

Dispositivo handheld demedición de capacidad y ESR

Autor:Gonzalo E. Sanchez

Director:Pablo Gomez

Jurados:Ariel Lutenberg (FI-UBA)

Leonardo Carducci (FI-UBA)Juan Manuel Cruz (FI-UBA)

Este trabajo fue realizado en la Ciudad Autónoma de Buenos Airesentre abril y Agosto de 2019.

III

Resumen

En esta memoria se describe el desarrollo e implementación de undispositivo que se conoce como capacimetro y medidor de resistenciaserie equivalente para capacitores electrolíticos, orientado a ser usado

tanto para conocer la calidad de los capacitores a utilizar en reparacionesde distintos tipos de circuitos electrónicos, como también para detectar

fallas en PCB ya montados.

Para la implementación se utilizaron conceptos de procesamiento digitalde señales, buses de comunicaciones SPI, capas de abstracción de

hardware y para el diseño del hardware del dispositivo se utilizó elsoftware libre KiCad.

V

Agradecimientos

A Dios, por quién esto me fue posible.

A mi familia, por su apoyo.

Al director de este trabajo, por su apoyo para lograr la presentación delmismo.

VII

Índice general

Resumen III

1. Introducción General 11.1. Sobre este trabajo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11.2. Motivación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.3. Objetivos y alcances . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 21.4. Requerimientos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

2. Introducción Específica 52.1. Introducción a los modelos circuitales ideales de elementos

pasivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52.1.1. Teoría de los circuitos . . . . . . . . . . . . . . . . . . 52.1.2. Elementos de circuito idealizados . . . . . . . . . . . 62.1.3. Resistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62.1.4. Capacitor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62.1.5. Inductor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72.1.6. Modelo idealizado de un capacitor real . . . . . . . . 7

2.2. Capacitores electrolíticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.2.1. Resistencia Serie Equivalente . . . . . . . . . . . . . . 82.2.2. Modelo circuital equivalente . . . . . . . . . . . . . . 92.2.3. Características constructivas . . . . . . . . . . . . . . 10

2.3. Métodos de medición de capacidad y ESR . . . . . . . . . . . 112.3.1. Resistencia paralelo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122.3.2. Inductancia serie . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132.3.3. Circuito equivalente simplificado . . . . . . . . . . . . 14

3. Diseño e Implementación 153.1. Selección de señal a inyectar para la medición . . . . . . . . . 15

3.1.1. Generalidades . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 153.2. Circuitos implementados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

3.2.1. Circuitos de medición . . . . . . . . . . . . . . . . . . 173.2.2. Circuito de protección y descarga . . . . . . . . . . . 183.2.3. Generación de señal de corriente . . . . . . . . . . . . 213.2.4. Gestión de energía y carga de batería . . . . . . . . . 223.2.5. Regulador de tensión . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25

3.3. LCD gráfico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 263.3.1. Driver gráfico de Texas Instruments . . . . . . . . . . 263.3.2. Inicialización de LCD . . . . . . . . . . . . . . . . . . 283.3.3. Implementación a nivel de driver de display . . . . . 303.3.4. Implementación a nivel de widget . . . . . . . . . . . 33

VIII

3.3.5. Driver para pantalla táctil . . . . . . . . . . . . . . . . 403.3.6. Calibración de TouchScreen . . . . . . . . . . . . . . . 453.3.7. Control de backlight . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.4. Firmware de dispositivo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 483.4.1. Procesado digital de señal . . . . . . . . . . . . . . . . 493.4.2. Inicialización de dispositivo . . . . . . . . . . . . . . . 493.4.3. Estructura de datos y flujo de programa . . . . . . . . 503.4.4. Estructura de widgets . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

3.5. Microcontrolador TM4C1232 . . . . . . . . . . . . . . . . . . 593.5.1. Periféricos utilizados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 593.5.2. Modos de bajo consumo . . . . . . . . . . . . . . . . . 603.5.3. Programación vía USB . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.6. Implementación de PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 613.6.1. Generación de modelo 3D y archivos gerber . . . . . 623.6.2. PCB fabricado y montado . . . . . . . . . . . . . . . . 65

4. Ensayos y Resultados 694.1. Pantallas y menúes implementados . . . . . . . . . . . . . . . 69

4.1.1. Modo capacitores montados . . . . . . . . . . . . . . . 704.1.2. Modo capacitores sin montar . . . . . . . . . . . . . . 734.1.3. Menú configuración . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76

4.2. Mediciones sobre capacitores . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

5. Conclusiones 835.1. Conclusiones generales . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 835.2. Trabajo futuro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

A. Bomba de corriente básica de Howland 85

B. Generalidades baterías de Litio Ion 87

IX

Índice de figuras

1.1. Modos de operación para el dispositivo handheld. . . . . . . 11.2. Producto retirado del mercado. . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

2.1. Diagrama de un capacitor de placas paralelas. . . . . . . . . 72.2. Diagrama eléctrico equivalente de un capacitor real de pla-

cas paralelas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82.3. Esquema constructivo de un capacitor electrolítico . . . . . . 82.4. Variación del valor de ESR en función de la frecuencia apli-

cada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 92.5. Diagrama eléctrico equivalente de un capacitor electrolítico

real . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102.6. Despiece de un capacitor electrolítico . . . . . . . . . . . . . . 112.7. Curvas de corriente de fuga para un capacitor de 8600 uF y

tensión nominal de 100 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 122.8. Curvas de corriente de fuga para un capacitor de 4700 uF y

tensión nominal de 450 V . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 132.9. Circuito equivalente simplificado para un capacitor electro-

lítico real. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

3.1. Esquema de un circuito real modelizado de un capacitor co-nectado a una fuente de tensión. . . . . . . . . . . . . . . . . 16

3.2. Esquema de señal de corriente de entrada y señal de tensiónresultante en los bornes del capacitor. . . . . . . . . . . . . . 17

3.3. Circuito implementado para la adaptación de la señal detensión en bornes del capacitor. . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

3.4. Circuito implementado para la protección del resto del PCB. 203.5. Descarga de capacitores en prueba. . . . . . . . . . . . . . . . 213.6. Curvas de distribución de corriente hacia el circuito y hacia

la batería. [6] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 233.7. Circuito implementado para la carga de la batería de Litio-

Ion y gestión de la energía. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 243.8. Circuito regulador de tensión basado en TPS63051. . . . . . 253.9. LCD seleccionado para mostrar la información al usuario. . 273.10. Organización en capas de la biblioteca gráfica glib [8]. . . . . 283.11. Diagrama de flujo para inicialización de pantalla seleccionada 293.12. Diagrama de flujo para el correcto apagado de pantalla con

controlador ILI9341. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 303.13. Ejemplo de la visualización del widget PushButton [10]. . . . 373.14. Ejemplo de la visualización del widget RadioButton [10]. . . . 383.15. Ejemplo de la visualización del widget container [10]. . . . . 38

X

3.16. Ejemplo de la visualización del widget Slider [10]. . . . . . . 393.17. Circuito propuesto por Texas Instruments, el cual esta apli-

cado a la pantalla utilizada [11]. . . . . . . . . . . . . . . . . . 403.18. Diagrama de flujo de la ejecución de tareas del driver de

pantalla táctil. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 443.19. Diferencias en el montaje y escalado de posiciones entre el

LCD y el panel táctil. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 453.20. Circuito de regulación y control de backlight para LCD grá-

fico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 463.21. Diagrama de flujo de la inicialización del hardware del dis-

positivo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 503.22. Diagrama de flujo simplificado para operación de dispositivo. 533.23. Diagrama de árbol para la estructura de widget del panel

menú principal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 543.24. Diagrama de árbol para la estructura de widget del panel

operación capacitores montados en PCB. . . . . . . . . . . . 553.25. Diagrama de árbol para la estructura de widget del panel

ingreso de datos del modo de operación capacitores sin mon-tar. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.26. Diagrama de árbol para la estructura de widget del panelmuestra de resultados del modo de operación capacitoressin montar. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

3.27. Diagrama de árbol para la estructura de widget del panelmenú configuración. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 56

3.28. Diagrama de árbol para la estructura de widget del subpa-nel selección de brillo de pantalla. . . . . . . . . . . . . . . . 57

3.29. Diagrama de árbol para la estructura de widget del sub-panel configuración de tiempo de disminución de brillo depantalla para ahorro de energía. . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

3.30. Diagrama de árbol para la estructura de widget del subpa-nel configuración de tiempo de apagado automático de dis-positivo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

3.31. Diagrama de árbol para la estructura de widget del subpa-nel configuración de limite para alerta de batería baja. . . . . 58

3.32. Empaquetado de microcontrolador utilizado para este trabajo. 593.33. Vista de la capa superior de la placa diseñada. . . . . . . . . 623.34. Acercamiento de la zona de fuente, cargador de batería y

tensión de backlight. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 633.35. Acercamiento de la zona de medición, circuito de descarga

y protección. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 633.36. Vista de la capa inferior de la placa, con conector para pan-

talla LCD con panel táctil. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 643.37. Vista de la capa superior de la placa diseñada. . . . . . . . . 663.38. Acercamiento de la zona de fuente, cargador de batería y

tensión de backlight. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 663.39. Acercamiento de la zona de medición, circuito de descarga

y protección. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

XI

3.40. Vista de la capa inferior de la placa, con conector para pan-talla LCD con panel táctil. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

4.1. Visualización de la pantalla principal del dispositivo hand-held. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70

4.2. Visualización de pantalla de medición cuando no hay capa-citor alguno entre puntas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

4.3. Visualización para cuando se conecta un capacitor en corto-circuito entre puntas. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

4.4. Visualización para un capacitor en buen estado. . . . . . . . 724.5. Ingreso de capacidad nominal de capacitor a ser testeado. . . 734.6. Capacidad nominal ingresada y aceptación de la misma. . . 744.7. Capacitor testeado en buenas condiciones. . . . . . . . . . . . 744.8. Capacitor testeado en cortocircuito. . . . . . . . . . . . . . . . 754.9. capacitor testeado sin conexión eléctrica entre sus bornes. . . 754.10. Pantalla de configuración de dispositivo handheld. . . . . . 764.11. Configuración de brillo aleatoria. . . . . . . . . . . . . . . . . 774.12. Configuración de brillo aleatoria - cont. . . . . . . . . . . . . 774.13. Selección de tiempo de apagado de pantalla para ahorro de

energía. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 784.14. Selección de tiempo de apagado de dispositivo handheld

para ahorro de energía. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 784.15. Selección de umbral para la alerta por batería baja. . . . . . . 79

A.1. Circuito fuente de corriente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

B.1. Diagrama de descarga para baterías con ánodo de coke y degrafito. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

B.2. Diagrama temporal de un ciclo de carga para una batería deLitio Ion de capacidad 500 mAh. . . . . . . . . . . . . . . . . 89

XIII

Índice de Tablas

4.1. Comparación de mediciones de capacitores entre multíme-tro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 1 µF , tensiónnominal 63 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

4.2. Comparación de mediciones de capacitores entre multíme-tro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 100 µF , ten-sión nominal 63 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81



4.5. Comparación de mediciones de capacitores entre multíme-tro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 10000 µF , ten-sión nominal 100 V. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 82

1

Capítulo 1

Introducción General

En este capítulo se presenta la motivación y enfoque del trabajo realizado.

1.1. Sobre este trabajo

El proyecto consiste en el diseño e implementación de un dispositivo quese conoce como capacímetro y medidor de resistencia serie equivalente,ESR, por sus siglas en ingles, Equivalent Series Resistor, para capacitoreselectrolíticos. Si bien este producto es similar a lo que se encuentra hoy endía en el mercado, se diferencia en que ninguno posee una pantalla táctilTFT color y una base de datos incorporada para determinar si el capacitorque se está midiendo posee valores aceptables de ESR. Además, se sumaa esto la posibilidad de alimentar el dispositivo por medio de cualquiercargador de celular que tenga un conector micro-USB. También posee lacapacidad de cargar una batería de litio ion para ser utilizado en el campo.

Se muestra en la figura 1.1 los distintos modos de operación para los cua-les se desea diseñar este producto, consistiendo en dos mediciones, paracapacitores montados y capacitores sin montar respectivamente.

FIGURA 1.1: Modos de operación para el dispositivo hand-held.

2 Capítulo 1. Introducción General

1.2. Motivación

La principal motivación de este proyecto es que, en la actualidad, es muydifícil encontrar en el mercado local un dispositivo que pueda medir lascaracterísticas mencionadas de capacitores electrolíticos. El único fabrican-te nacional de un producto que cumplía estas funciones, el cual se muestraen la figura 1.2, se retiró del mercado por razones desconocidas.

FIGURA 1.2: Producto retirado del mercado.

Es un proyecto el cual se considera integrador de conocimientos adquiri-dos en el transcurso de la Maestría en Sistemas Embebidos. Los conoci-mientos aplicados son, entre otros, procesamiento digital de señales, mo-dularización de software, versionado, control de la calidad, diseño delPCB teniendo en cuenta la manufacturabilidad del mismo, protocolos decomunicación entre distinto hardware, diseño del hardware y software.Se implementó un ciclo de desarrollo en espiral, el cual permitió hacer untesteo integral de la calidad del producto final a medida que se agregabanfuncionalidades, revisándose tanto el hardware como el software.

1.3. Objetivos y alcances

El propósito del proyecto es construir un dispositivo funcional listo paraser comercializado en el territorio nacional. Las fases de prueba e imple-mentación de prototipos se han completado de manera satisfactoria en el

1.4. Requerimientos 3

pasado, corrigiendo errores y agregando funcionalidades. Además se bus-ca cumplimentar las exigencias del proyecto final de la Maestría en Siste-mas Embebidos, para su aprobación.

Este proyecto incluye:

La entrega de un dispositivo final funcional de un medidor de capa-cidad y resistencia serie equivalente (ESR), consistente en una uni-dad handheld.

La utilización de launchpad (placas de desarrollo) de Texas instru-ments, modelo EK-LM4F120XL, como base de pruebas y programa-ción del software.

El diseño, construcción y montaje de un PCB el cual es la base detodos los circuitos de medición, y el cual se conecta a la pantalla táctilTFT.

Este proyecto no incluye:

El diseño y construcción de packaging asociado para la distribucióndel producto.

1.4. Requerimientos

A continuación se listan los requerimientos del proyecto:

1. El tiempo para obtener una medición de capacitancia dentro del ran-go 1 uF - 10.000 uF junto con su correspondiente valor de ESR y mos-trarla al usuario será de 0,5 segundos como máximo.

2. La duración de funcionamiento a baterías de manera continua seráde 3 horas como mínimo.

3. La carga de la batería se debe poder efectuar con cualquier fuente de5 Volts que posea un conector micro-USB.

4. El dispositivo debe poder ser operado conectado a una fuente deenergía o cargador, como a baterías, teniendo la posibilidad de des-conectar y conectar la fuente de energía sin previo aviso ni que elusuario deba efectuar otra acción.

5. Si la batería debiera ser desconectada, la ausencia de la misma nodebe afectar el funcionamiento del dispositivo.

6. La carga de la batería debe poder hacerse tanto con el dispositivo enfuncionamiento, como apagado.

7. La calibración del touchscreen debe ser hecho una única vez en lafase de ensamblaje, siendo transparente para el usuario.

4 Capítulo 1. Introducción General

8. El firmware del dispositivo debe poder descargarse por el mismopuerto micro-USB por el cual se alimenta todo el circuito, facilitandola programación del microcontrolador al momento del ensamblaje.

9. Las puntas de medición no deben poseer polaridad, para que seaindistinto la posición de medición para el usuario.

10. Se debe detectar si el capacitor está en cortocircuito o si las puntasestán al aire, indicando que el capacitor está destruido por completoo tiene una ESR con valor excesivo.

11. El usuario debe poder ajustar el brillo de la pantalla.

12. El usuario debe poder seleccionar el porcentaje de batería para elcual desea un aviso de batería baja.

13. El usuario debe poder seleccionar el tiempo de apagado automático.

14. El usuario debe poder seleccionar el tiempo de atenuación del brillode la pantalla para ahorro de energía.

15. El dispositivo debe ser capaz de medir capacitores tanto montadosen PCB, como capacitores sin montar.

16. El dispositivo debe ser capaz de determinar si la ESR medida corres-ponde a un capacitor en buen estado.

17. Se debe mostrar en pantalla de una forma rápida y entendible si elcapacitor debe ser reemplazado.

18. El dispositivo debe ser capaz de soportar la conexión a un capacitorcargado, hasta tensiones de 400 Volts.

5

Capítulo 2

Introducción Específica

En este capítulo se presentan ideas básicas de parámetros eléctricos de loscapacitores, características constructivas y métodos de medición de ESR.

2.1. Introducción a los modelos circuitales idea-les de elementos pasivos

2.1.1. Teoría de los circuitos

El estudio de los fenómenos eléctricos, en base a la teoría del campo elec-tromagnético, implica resolver ecuaciones diferenciales del mismo, paralas condiciones de contorno existentes en cada caso particular. Una vezlogrado esto, se dispone de las distribuciones espaciales y temporales delos vectores intensidad de campo eléctrico

−→E y magnético

−→H . Finalmente

el conocimiento de dichas funciones permite hallar los intercambios ener-géticos. Pero como las funciones halladas dan lugar a la imagen punto apunto de lo que acontece en el espacio en estudio, normalmente se debeintegrar todos los resultados para conocer los efectos globales.

Por lo mencionado en el párrafo anterior, la solución rigurosa de los pro-blemas eléctricos, con la metodología anteriormente descripta, es práctica-mente irrealizable. No obstante, puede llegarse a resultados aproximados,introduciendo hipótesis simplificativas respecto de la geometría (condi-ciones de contorno). Aún así la metodología es sumamente engorrosa, porlo que se plantean circuitos equivalentes para los casos reales, constituidosexclusivamente por elementos ideales, cuyo comportamiento conjunto eslo suficientemente aproximado al esquema real estudiado.

Dicho de otra manera, el circuito idealizado es un modelo matemático,que no constituye la realidad física, pero se asemeja lo suficiente a ella,haciendo posible la obtención de soluciones cuantitativas. Esta metodolo-gía recibe el nombre de teoría de los modelos circuitales idealizados o mejorconocida como teoría de los circuitos.

6 Capítulo 2. Introducción Específica

2.1.2. Elementos de circuito idealizados

El estudio en secciones subsiguientes se enfoca en los elementos pasivos,a saber:

Resistor: caracteriza los fenómenos energéticos irreversibles.

Capacitor: caracteriza los fenómenos energéticos reversibles asocia-dos al campo eléctrico.

Inductor: caracteriza los fenómenos energéticos reversibles asociadosal campo magnético.

En las siguientes subsecciones se presenta una breve explicación sobre laidealización de estos elementos. Los elementos de mayor interés para estetrabajo serán el resistor y el capacitor, por las razones que se expondrán enel capítulo 3.

2.1.3. Resistor

Es el elemento de circuito ideal que caracteriza la conversión de energíaeléctrica a otras formas de energía en forma irreversible. En consecuencia,en un resistor ideal no existe almacenamiento de cargas ni concatenaciónde campo magnético. La ley de Ohm relaciona el parámetro principal, quees la resistencia, con la corriente que la atraviesa y la tensión aplicada enella según la ecuación 2.1

R =v(t)

i(t)(2.1)

2.1.4. Capacitor

Es el elemento circuital ideal que caracteriza el almacenamiento de energíaen forma potencial a través del campo eléctrico. En consecuencia, en uncapacitor ideal no existe disipación de energía ni concatenación de campomagnético. Su parámetro principal, que es la capacidad o capacitancia, serelaciona con la corriente y la tensión según la ecuación 2.2. A partir de lamisma se puede obtener también la ecuación 2.3 la cual incluye el valorde tensión existente en el capacitor en el instante cero, dadas las cargasalmacenadas anteriormente en el mismo.

i(t) = C · dv(t)

dt(2.2)

v(t) =1

C·∫ t

0

i(t)dt+ vC(0) (2.3)

2.1. Introducción a los modelos circuitales ideales de elementos pasivos 7

2.1.5. Inductor

Es el elemento circuital ideal que caracteriza el almacenamiento de energíaa través del campo magnético. Por lo tanto en un inductor ideal no existedisipación de energía ni almacenamiento de cargas. Su parámetro princi-pal, que es la inductancia, se relaciona con la corriente y la tensión segúnla ecuación 2.4.

i(t) = L · di(t)dt

(2.4)

2.1.6. Modelo idealizado de un capacitor real

Se considera primero un capacitor elemental de placas paralelas, separa-das por un dieléctrico, como se muestra en la figura 2.1. También se ilustraun modelo idealizado del mismo en la figura 2.2, donde se observa el pa-rámetro principal, el cual es la capacidad C. Debido a que el dieléctrico noes perfecto, dejará pasar algunas cargas, existiendo por lo tanto disipaciónde energía, caracterizada por una resistencia R, de carácter residual. Comolas perdidas corresponden a la tensión aplicada, esta resistencia de pérdi-das se coloca en paralelo al parámetro principal. Cada terminal tambiénaporta a su vez resistencia e inductancia como parámetros residuales, lascuales se condensan en RT y en LT . En adición, el parámetro RT tambiéncondensa todas las perdidas ohmicas del capacitor. En la práctica, si el ca-pacitor no esta dañado, todos los parámetros residuales son despreciados.

FIGURA 2.1: Diagrama de un capacitor de placas paralelas.


FIGURA 2.2: Diagrama eléctrico equivalente de un capacitorreal de placas paralelas.

2.2. Capacitores electrolíticos

Un capacitor electrolítico de aluminio consiste en un elemento capacitorbobinado, impregnado con electrolito líquido, conectado a terminales ysellado en un contenedor de aluminio. El elemento capacitor es una lámi-na metálica que hace las veces de ánodo. Separadores de papel saturadoscon electrolito y una delgada lámina metálica actúan como cátodo. Las lá-minas metálicas son de aluminio de alta pureza a la que se le efectúa unproceso para generar miles de millones de tuneles microscópicos, a fin deaumentar la superficie de contacto con el electrolito.

FIGURA 2.3: Esquema constructivo de un capacitor electro-lítico

2.2.1. Resistencia Serie Equivalente

La resistencia serie equivalente, la cual a partir de este momento abrevia-remos como ESR por sus siglas en ingles, es una resistencia que representa

2.2. Capacitores electrolíticos 9

todas las pérdidas óhmicas del capacitor, y está, como su nombre lo indica,conectada en serie con la capacitancia.

El valor de ESR es función de la frecuencia aplicada, por lo que es posi-ble modelizarla según la ecuación 2.5. Es de esta forma que el fabricantedetermina el valor para cada capacitor en sus hojas de datos.

ESR = 10,000 · DFLF

2πfC+ ESRHF (2.5)

Donde DFLf es el factor de disipación a bajas frecuencias y ESRHf es elvalor de ESR a altas frecuencias. La ecuación 2.5 muestra que para ba-jas frecuencias, el valor de ESR decae al aumentar la frecuencia de la se-ñal aplicada. Al elevarse aún más la frecuencia, el valor de ESR tiende aESRHf , el cual es constante. La frecuencia a partir de la cual el valor deESR se vuelve constante es, en general, menor a 10 KHz. Esto puede ob-servarse en la figura 2.4.

FIGURA 2.4: Variación del valor de ESR en función de la fre-cuencia aplicada.

Para capacitores con una capacitancia elevada, puede verse claramenteque esta frecuencia tiene valores mucho menores. Como ejemplo, se pue-den observar valores de ESRHF desde 0.002 Ω para grandes capacitores,hasta 10 Ω para capacitores miniatura.

2.2.2. Modelo circuital equivalente

Haciendo referencia a la sección 2.1.4, donde se estudió el modelo circuitalequivalente para un capacitor de placas paralelas, se aplica el mismo cri-terio para un capacitor electrolítico, el cual será el elemento pasivo básicopara el cual se enfoca el trabajo. Se observa en la figura 2.5 que la represen-tación equivalente no varía sustancialmente de la presentada en la figura


2.2. Se han reemplazado las designaciones de los componentes ideales pa-ra representar si están conectados en serie o paralelo respectivamente, y seagrega un diodo zenner.

FIGURA 2.5: Diagrama eléctrico equivalente de un capacitorelectrolítico real .

El diodo zenner en este circuito modela los sobrevoltajes y la polaridaddel capacitor electrolítico, esto es, su comportamiento cuando se le aplicatensión en polaridad inversa. La aplicación de un voltaje que exceda en 50V el limite superior de aislación de cualquier capacitor causa una corrientede pérdidas de valor apreciable. El capacitor entonces opera en una zonade voltaje constante, similar a un diodo zenner.

Del mismo modo, la aplicación de tensión inversa por sobre 1,5 V pro-duce corrientes de fuga apreciables, similar al modo de operación de undiodo directamente polarizado. Ninguno de estos dos modos pueden sermantenidos en el tiempo, dado que la corriente de fuga produce gas dehidrógeno a raíz del calentamiento del electrolito. Esta producción de gasaumenta la presión dentro del capacitor y deriva en una posible falla, y enalgunos casos la explosión del mismo.

Sin embargo, operar con voltajes inversos por debajo de 1,5 V no gene-ra ningún efecto contrario apreciable en los mismos, más aún cuando seopera en un orden de magnitud por debajo de mencionado límite. Estacaracterística es aprovechada para el diseño, como se verá en capítulosposteriores.

2.2.3. Características constructivas

Teniendo en cuenta lo expuesto al inicio de la sección 2.2, podrá parecerque la capacitancia se genera entre las dos láminas de aluminio, pero estono es así. La capacitancia es generada entre la lamina correspondiente alánodo y el electrolito. La placa positiva es la lámina del ánodo y el dieléc-trico es en realidad una capa muy fina de óxido sobre esta lamina. La placanegativa es el electrolito líquido, que es conductor, y la lámina del cátodoconecta el electrolito a la terminal correspondiente.

Sin embargo, así como la capa de óxido sobre el ánodo hace las veces dedieléctrico, existe una capa de óxido sobre el cátodo que lo aísla del elec-trolito. Esto implica la existencia de un capacitor de cátodo en serie con

2.3. Métodos de medición de capacidad y ESR 11

FIGURA 2.6: Despiece de un capacitor electrolítico

un capacitor de ánodo. En capacitores de alto voltaje, la capacitancia delcátodo es cientos de veces la del ánodo y no afecta de forma mesurable lacapacidad total. Pero en capacitores de voltajes menores a 50 V la capaci-tancia de ánodo se acerca al valor de la del cátodo, por lo que se requiereel uso de capacidades mayores para evitar la necesidad de aumentar lalongitud del ánodo a fin de lograr una capacidad dada.

Por lo expuesto, la construcción de los capacitores electrolíticos hace posi-ble la obtención de valores de capacidad muy grandes. La generación delos túneles microscópicos puede aumentar hasta 100 veces la superficie decontacto con el electrolito, siendo la lámina de aluminio de espesor me-nor a un micrómetro. El resultado obtenido es análogo a un capacitor deplacas paralelas con placas de un área apreciable, y muy cercanas una deotra.

2.3. Métodos de medición de capacidad y ESR

Para determinar el método de medición acorde a los requerimientos delproyecto y finalidad del mismo, deben tenerse en cuenta ciertas conside-raciones, a fin de simplificar aún más el circuito equivalente mostrado en


la figura 2.5. En las subsecciones siguientes se estudiará la forma de sim-plificar a su máxima expresión el mencionado circuito.

2.3.1. Resistencia paralelo

Como se mencionó anteriormente, la resistencia paralelo RP es la que mo-dela la corriente de fuga del capacitor cuando este está sometido a su ten-sión nominal. Esta resistencia es directamente proporcional a la capacitan-cia, la temperatura y a la tensión nominal.

En las figuras 2.7 y 2.8 se observan dos capacitores con distintas capaci-tancias y valores de tensión nominal, donde se representa la corriente defuga con respecto a la temperatura. En ambas figuras se observan curvascorrespondientes a la aplicación de una tensión del mismo valor que elvoltaje de aislación nominal del capacitor y a una tensión correspondienteal 90 % del mismo. Estas curvas se representan de color negro y rojo conlas leyendas 100 % V y 90 % V respectivamente.

FIGURA 2.7: Curvas de corriente de fuga para un capacitorde 8600 uF y tensión nominal de 100 V

Se desprende que a temperatura ambiente, que será a la cual se harán lasmediciones, la resistencia RP puede calcularse, según la ley de Ohm, co-mo:

RP =Unominal

Ifuga(2.6)

2.3. Métodos de medición de capacidad y ESR 13

FIGURA 2.8: Curvas de corriente de fuga para un capacitorde 4700 uF y tensión nominal de 450 V

Reemplazando valores observados en las tablas, para obtener una aproxi-mación, primero se calcula para el caso del capacitor de 8600 µF y tensiónnominal 100 V:

RP '100V

120µA' 833KΩ (2.7)

Ahora se calcula para el caso del capacitor de 4700 µF y tensión nominal450 V:

RP '450V

70µA' 6, 43MΩ (2.8)

Estos valores aproximados, obtenidos de capacitores reales, serán útilespara efectuar la simplificación del circuito equivalente. Es menester re-cordar que, al ser valores a tensión nominal, responden al caso de tensióncontinua. Otro detalle no menor es la marcada elevación de esta resistenciacuando se aplican tensiones menores a la tensión nominal, dada la reduc-ción de corriente de fuga. Nótese que la reducción de un 10 % logra unadisminución de la corriente de fugas en aproximadamente un orden demagnitud.

2.3.2. Inductancia serie

El análisis para la inductancia serie es directo, dado que la impedancia quepresenta cualquier inductancia depende directamente de la frecuencia de


la tensión aplicada a la misma, según la ecuación 2.9.

XL = 2π.f.L (2.9)

Seleccionando frecuencias bajas para las señales a inyectar, a fin de hacermediciones indirectas, se puede despreciar la inductancia serie sin incurriren un error apreciable. Los valores de la inductancia serie en capacitoresreales oscilan en el orden de 13 nH a 40 nH [1] [2]. Los bajos valores deinductancia en conjunto con la selección de frecuencias bajas hace que laimpedancia sea despreciable.

2.3.3. Circuito equivalente simplificado

Se propone un circuito equivalente simplificado que no incluye la induc-tancia serie y desprecia la corriente de fuga del capacitor. La gran mayoríade los capacitores electrolíticos son utilizados a bajas frecuencias para finesde rectificación y estabilización de la tensión de alimentación. Este hecho,en adición a lo expuesto en la subseccion anterior hace que, a fines prácti-cos, el circuito sea aceptable para la aplicación en la que se quiere utilizarel dispositivo.

En primer lugar se desestima la inductancia serie dado su pequeño va-lor y presunción de utilización de frecuencias por debajo de 100 Hz. Siademás se asume que los picos de la señal inyectada no superarán 1,5 V, eldiodo zenner que modeliza el comportamiento de sobretensiones o tensio-nes inversas aplicadas actúa como circuito abierto. Esto también permitela inyección de señales que no respeten ninguna polaridad preestableci-da, lo que es muy útil para la implementación. Con esta última restricciónde voltaje, la resistencia que modeliza la corriente de fugas del capacitorpresentará un valor del orden de decenas de mega-ohms, por lo que des-preciar esta resistencia no afecta la medición en la práctica.

Todas las simplificaciones mencionadas en el párrafo anterior hacen queel circuito de la figura 2.5 se reduzca al mostrado en la figura 2.9, el cualsólo contiene la resistencia serie equivalente y la capacitancia, que son losparámetros de interés a medir.

FIGURA 2.9: Circuito equivalente simplificado para un capa-citor electrolítico real.

15

Capítulo 3

Diseño e Implementación

En este capítulo se presentan los criterios de diseño adoptados y técnicasde implementación utilizadas.

3.1. Selección de señal a inyectar para la medi-ción

3.1.1. Generalidades

Como se abordó en la sección 2.3, la correcta selección de una señal a in-yectar para determinar indirectamente la capacitancia y la ESR es de fun-damental importancia, porque permite la simplificación del circuito equi-valente del capacitor.

A partir de la figura 2.4, la selección de una señal senoidal de una frecuen-cia aproximada de 10 kHz parece lo mas adecuado para determinar deforma directa el valor de ESR. Pero esto hace que sea necesario inyectarmás de una señal para poder determinar por separado tanto la ESR comola capacitancia, teniendo más de un circuito equivalente, según la señalque se aplique en cada momento.

También existe una restricción para señales de tensión, impuesta por losgeneradores de tensión reales. Según la teoría de los circuitos, no existe ungenerador de tensión ideal, sino que estos deben, al igual que el capaci-tor real, modelizarse con diagramas más complejos, a partir de elementosideales.

Como se ve en la figura 3.1, al conectar cualquier generador de tensión reala un capacitor, lo que se forma no es más que un circuito RC. Aún si se pu-diese lograr una fuente de tensión ideal, el capacitor real presenta una ESRresidual que produce el mismo efecto anteriormente mencionado. Esto im-pone la siguiente restricción: la tensión en los bornes de un capacitor nopuede variar en forma discontinua en circuitos con dos o mas elementospasivos que actúan en forma conjunta para determinar el comportamientodel mismo [3].

16 Capítulo 3. Diseño e Implementación

FIGURA 3.1: Esquema de un circuito real modelizado de uncapacitor conectado a una fuente de tensión.

Tampoco señales de tensión con armónicas de alta frecuencia, como seruna señal cuadrada o diente de sierra, son recomendables. Esto es a raízde que la deformación de la señal llevará a una carga matemática sobre elprocesador para linealizar la señal, la cual es indeseada.

Se propone entonces utilizar una señal de corriente, dado que la restric-ción relacionada con la discontinuidad en la señal observada entre bornesde un capacitor sólo aplica a señales de tensión. Teniendo en cuenta laecuación 2.3, si se utiliza una señal de corriente constante, a partir del ope-rador integral, se obtiene en los bornes del capacitor una señal de tensióndel tipo rampa, la cual por ser lineal puede ser fácilmente medida.

Asimismo, es posible controlar la velocidad con la que el capacitor elevasu tensión en bornes solamente modificando la magnitud de la corrienteinyectada. De esta manera, puede ser seleccionado a priori un valor decorriente que sea lo suficientemente pequeño para permitir la operación abaterías, que asimismo cumpla con los requisitos de baja frecuencia paraobtener un circuito equivalente simplificado. Todo esto posibilita la obten-ción el valor de ESR y capacidad con un solo tipo de señal inyectada.

Es posible observar la naturaleza de la señal de corriente inyectada al ca-pacitor y la tensión en bornes obtenida en la figura 3.2. Dado que todoel circuito equivalente simplificado está en serie, y la señal inyectada esde corriente, el estudio de las tensiones de ESR y capacitor se hace porseparado.

Se observa que el capacitor no puede descargarse instantáneamente, dadala restricción de que exista una discontinuidad de tensión entre sus bor-nes. Sin embargo, si éste tiene una capacitancia elevada, pueden generarsealtas corrientes de descarga. La descarga de los capacitores luego de lamedición es abarcada en la sección 3.2.2.

3.2. Circuitos implementados 17

FIGURA 3.2: Esquema de señal de corriente de entrada y se-ñal de tensión resultante en los bornes del capacitor.

3.2. Circuitos implementados

En esta sección se especifican los circuitos implementados y algunas gene-ralidades que se tuvieron en cuenta para la selección del hardware utiliza-do.

3.2.1. Circuitos de medición

Para este proyecto se utiliza el amplificador operacional OPA4340, el cualtiene excelentes prestaciones y una respuesta excepcional con un preciorazonable.

Haciendo referencia a lo expuesto en la sección 2.3, teniendo en cuenta quela señal a inyectar al capacitor sera de corriente, en sus bornes se podrámedir una tensión la cual estará relacionada a la corriente de entrada porla capacitancia, según lo visto en la ecuación 2.3.

Se fijan entonces algunos supuestos para el diseño de los circuitos. La co-dificación de requerimientos utilizada corresponde a la formulada en lasección 1.4:

La señal de corriente inyectada al capacitor debe ser lo suficiente-mente pequeña para no generar un consumo excesivo, atendiendo elcumplimiento del requerimiento 2. Por esta razón, se selecciona unacorriente de 10 mA.

Dado que la señal a utilizar debe ser de baja frecuencia según lo es-tudiado en la sección 2.3, y teniendo en cuenta el requerimiento 1, la


señal de corriente de 10 mA será constante, generando una señal detensión del tipo rampa en bornes del capacitor.

Para evitar el piso de ruido y el offset de continua en el amplificadoroperacional, se define que la señal mínima a amplificar sera de 100mV. Esto también aporta a minimizar errores en los conversores AD,dados por ruido en códigos cercanos al cero.

Habiendo definido estos supuestos, puede también determinarse el volta-je máximo en bornes que se tendrá para un capacitor de 10.000 µF a sermedido en 500 ms, respetando el requerimiento 1. Tomando la ecuación2.3, reemplazamos el valor de capacitancia y el valor del tiempo en el quese quiere integrar, teniendo en cuenta que el capacitor esta completamentedescargado en el tiempo t = 0.

v(0, 5s) =1

10,000µF·∫ 0,5s

0

10mA · dt = 0, 5V (3.1)

El resultado de la ecuación 3.1 es el valor máximo para el cual se diseña laamplificación de señal. Cualquier capacitor que tenga menor capacidad,llegará a este valor de tensión mas rápidamente.

El circuito implementado para el sensado de la tensión en bornes es elmostrado en la figura 3.3. Como puede observarse, la amplificación dadapor este operacional estará dada por la ecuación 3.2.

G = 1 +Rf

Ri

= 1 +15KΩ

3KΩ= 6 (3.2)

Esta amplificación es seleccionada dado que la tensión de alimentación deloperacional es 3,3 V, y que la tensión mínima y máxima generada sobre elcapacitor ya han sido definidas. Este circuito adapta la señal de tensiónsensada en bornes del capacitor para ser inyectada en el conversor AD yhacer el procesamiento correspondiente a fin de obtener indirectamente elvalor de la capacidad que se desea conocer. El capacitor cerámico C19 essolamente de filtrado para la alimentación del operacional.

3.2.2. Circuito de protección y descarga

Como se ve en la sección 3.2.1, se busca cargar el capacitor con una corrien-te constante, la cual generará una rampa de tensión en bornes del capaci-tor. Hasta aquí se ha considerado que el término constante de la ecuación2.3, vC(0) es cero. Esto puede no ser así, y mucho más para la medición decapacitores montados en PCB, como lo pide el requerimiento 15.

Esto hace necesaria la implementación de un circuito de protección parael caso de que un capacitor este cargado por encima de la tensión máximade medición, definida en la sección 3.2.1. Este circuito tiene la función de


FIGURA 3.3: Circuito implementado para la adaptación dela señal de tensión en bornes del capacitor.

cortocircuitar los bornes del capacitor a fin de descargarlo, entendiendoque estas tensiones mayores ponen en riesgo la integridad del circuito demedición.

Un capacitor colocado en el rectificador de una fuente de alimentaciónpuede presentar en bornes más de 300 V, siendo esto destructivo para to-do el circuito de medición. Se busca entonces que, dado el descuido deloperador que conecta el dispositivo de medición a un capacitor que es-ta cargado y presenta en bornes una tensión de tal magnitud, exista unaprotección de tal manera que solo se dañe una parte mínima del circuito,económica y fácil de reemplazar.

Se propone entonces la utilización de dos diodos conectados en paralelo,con sus polaridades invertidas, respondiendo a que las puntas de medi-ción no deben poseer polaridad, según el requerimiento 10. Esto se mues-tra en la figura 3.4.

Los diodos mostrados en el esquema de la figura 3.4 deben ser seleccio-nados como diodos de rectificación con una aislación de 1000 V y unacorriente mínima de 1 A de forma continua. En particular, los diodos S2Mseleccionados poseen las siguientes características [4]:

Tensión máxima RMS 700 V.

Tensión máxima de pico repetitivo 1000 V.

Corriente máxima para polarización directa 1,5 A.


FIGURA 3.4: Circuito implementado para la protección delresto del PCB.

Corriente máxima de pico repetitivo para polarización directa 50 A.

Según las características mencionadas, y sumado a que la tensión de um-bral para la conducción en polarización directa es 0,7 V, se determina quela selección de este diodo es la correcta. Para la operación normal del dis-positivo de medición, estos diodos no conducen en ningún momento, da-do que la tensión máxima a desarrollar sobre el capacitor es 0,5 V. Sóloconducirán si se excede esta tensión, lo que puede ocurrir al conectar uncapacitor cargado. Esto cumplimenta el requerimiento 18.

Habiendo abordado el problema de la protección eléctrica contra capacito-res cargados los cuales presentan tensiones peligrosas, se debe puntualizarsobre la forma de onda deseada, la cual se muestra en la figura 3.2. Es ne-cesario implementar algún circuito que permita la descarga del capacitorluego que es cargado por la fuente de corriente constante, para generar unciclo de varias mediciones antes de obtener el valor de capacidad y ESRbuscados.

Para esto se propone el circuito mostrado en la figura 3.5, donde se mues-tra un transistor del tipo Mosfet. Este transistor es accionado para la des-carga de los capacitores una vez la tensión en bornes llega al valor máximocalculado en la ecuación 3.1.

Esto produce la caída abrupta de tensión en bornes del capacitor en prue-ba, que condice con la forma de onda mostrada en la figura 3.2.

Las resistencias R3 y R4 son solamente de polarización para el transistor,mientras que la resistencia R2 cumple un rol muy importante. Cuando seconecta al dispositivo de medición un capacitor de, por ejemplo, 8700 µF,el cual esta en buen estado y cumple con todas sus especificaciones, lacorriente instantánea de descarga en cortocircuito puede ser del orden devarias decenas de Amperes.

Como se desea que el PCB sea ensamblado exclusivamente con compo-nentes de montaje superficial, no es posible conseguir un transistor Mosfetque soporte estas corrientes en el mercado. Por lo que se opta por utilizaruna resistencia de limitación de un valor muy bajo, en este caso 1 Ω. Así,la corriente de descarga para cualquier capacitor sera como máximo 500


FIGURA 3.5: Descarga de capacitores en prueba.

mA, según se deduce de la ley de Ohm. El cálculo de potencia para esta re-sistencia es muy simple y se desarrolla en la ecuación 3.3. Es de notar quese aplica un factor de seguridad para asegurar el funcionamiento ininte-rrumpido de todo el circuito.

P = R · I2 = 1Ω · (0, 5A)2 = 0, 25W (3.3)

3.2.3. Generación de señal de corriente

A continuación se presenta el circuito que genera la señal de corrienteconstante de 10 mA, como complemento de las secciones 3.2.1 y 3.2.2.

Según lo expuesto en la sección 3.2.1, la selección de la magnitud de co-rriente no es arbitraria, y es un valor que el amplificador operacional uti-lizado puede entregar de forma permanente. Según la hoja de datos delOPA4340, 10 mA es la corriente máxima que se puede extraer de cadaoperacional de manera continua [5].

El circuito implementado recibe el nombre de Howland current pump. Estecircuito, denominado bomba de corriente básica de Howland, se analizaen detalle en el apéndice A.

Si bien en este caso se podría haber utilizado cualquier fuente de corrientesencilla a partir de un transistor, se optó por la fuente de corriente básicade Howland dada la simplicidad de la misma y la existencia de un am-plificador operacional libre en el integrado OPA4340, haciendo necesariassólo cuatro resistencias adicionales para implementarla.


3.2.4. Gestión de energía y carga de batería

Se selecciona para este trabajo una batería de tecnología de fabricaciónlitio-ion. Las generalidades para las baterías de este tipo se presentan en elapéndice B. Se define entonces el circuito a ser utilizado para la carga debatería y gestión de energía, en cumplimiento de los requerimientos 3, 4,5 y 6.

De las variantes existentes en el mercado, se seleccionó el circuito integra-do LTC4055, el cual presenta las siguientes características y funcionalida-des:

Posibilidad de carga de una batería de litio-ion compuesta de unacelda, directamente desde un puerto USB.

Intercambio automático de fuente de alimentación a batería cuandola alimentación de entrada es removida.

Modo de operación que utiliza corriente constante y voltaje constan-te para proceso de carga rápida.

Voltaje de carga de 4,2 V preseteado, con una precisión de 0,8 %.

Corriente de carga programable y temporizador para terminación deoperación.

Entre las características deseables para cumplir con los requerimientos, seobserva que el fabricante aporta curvas de corriente de entrada, corrientede salida hacia el circuito y corriente de carga de batería, como se muestraen la figura 3.6. De este diagrama se desprende que se podrá cargar la bate-ría durante el funcionamiento del dispositivo handheld siempre y cuandoel consumo de todo el circuito esté por debajo de la corriente máxima quepuede erogar el LTC4055 hacia el resto del circuito.

El circuito implementado se presenta en la figura 3.7. Esta es la configura-ción típica recomendada por el fabricante para la operación estándar delcircuito integrado, y la utilizada para este trabajo. La alimentación generalproviene de un puerto USB, o fuente compatible de 5 V, y está marcadacomo puerto de entrada IN. La resistencia R14 y el capacitor C21 confor-man un pequeño filtro para el caso que la alimentación se tome desde elpuerto USB de una computadora. El circuito integrado LTC4055 posee ca-pacidad de medición de temperatura de batería para abortar la operaciónde carga en caso de sobretemperatura, pero no fue implementado dada laexistencia de temporización de carga.

Los capacitores C27 y C22 conforman, junto con R27, el circuito de tempo-rización. Según el fabricante, la ecuación 3.4 es la que rige el tiempo máxi-mo de carga luego del cual se finaliza la operación. Al evaluar la ecuaciónsegún los componentes seleccionados, se obtiene una operación de 4,95horas como máximo. Si bien al parecer es un tiempo excesivo, el estándarUSB para computadoras no permite extraer corrientes de ningún puertopor encima de 500 mA, y asimismo este valor es el máximo que puede


FIGURA 3.6: Curvas de distribución de corriente hacia el cir-cuito y hacia la batería. [6]

entregar el circuito integrado seleccionado. Esto hace que cualquier bate-ría por encima de 500 mAh no logre ser cargada de manera rápida con500 mA de corriente de carga y se debe prever que la misma disponga deltiempo suficiente para terminar el proceso de carga.

t(horas) =Ctimer ·Rprog · 30, 1µF · 100KΩ

=(150 + 15)nF · 100KΩ · 3

0, 1µF · 100KΩ

= 4, 95

(3.4)

En relación a la corriente máxima que puede entregar el circuito integrado,la resistencia R28 juega un papel primordial. Esta corriente será calculadasegún la ecuación 3.5, dada por el fabricante. Una nota al pie de esta ecua-ción en la hoja de datos indica que el valor de RCLProg no debe ser menor a105 KΩ para aplicaciones que puedan ser conectadas a un puerto USB de


FIGURA 3.7: Circuito implementado para la carga de la ba-tería de Litio-Ion y gestión de la energía.

computadora. [6]

I =49,000V

RCLProg

=49,000V

105KΩ= 467mA

(3.5)

La corriente de carga para la batería se calcula según la ecuación 3.6, lacual se obtiene reemplazando los valores utilizados para el diseño.

I =48,500V

Rprog

=48,500V

100KΩ= 485mA

(3.6)

De esta manera está asegurada la operación segura en cualquier puer-to USB que cumpla el estándar. Esta corriente calculada será la corrienteconstante de carga de la etapa homónima para la batería, en el caso que eldispositivo no esté encendido, según lo mostrado en la figura 3.6. Además,este valor no será alcanzado dado que la corriente máxima programada esmenor según la ecuación 3.5.


3.2.5. Regulador de tensión

Del estudio del circuito por el cual se provee alimentación a todo el restodel PCB se desprenden dos casos de funcionamiento:

1. Cuando el dispositivo este conectado a un puerto USB o fuente quecumpla el estándar, la tensión de alimentación para todo el circuitoserá de 5 V.

2. Cuando el dispositivo se encuentre desconectado, la tensión de ali-mentación dependerá de la carga de la batería, la cual podrá ser co-mo máximo 4,2 V y mínimo 3 V.

Por estos dos casos de funcionamiento mencionados, y dado que todala lógica y circuitos integrados utilizados para adaptación de las señalesfuncionan a 3,3 V, es necesario un circuito de regulación. Este circuito seimplementa en base a un regulador switching de Texas Instruments, elTPS63051. El diseño esquemático puede observarse en la figura 3.8.

FIGURA 3.8: Circuito regulador de tensión basado enTPS63051.

Este circuito integrado esta diseñado específicamente para la regulaciónde tensión en dispositivos portables, dado que cuando la batería esta com-pletamente cargada, la tensión sera superior a los 3,3 V y cuando la mismaeste completamente descargada la tensión sera inferior a los 3,3 V. Paraque la operación sea lo más eficiente posible, a fin de no disipar energía dela batería en calor con reguladores convencionales, este circuito integradopresenta circuitos del tipo buck para regular una tensión superior a los 3,3V y del tipo boost cuando debe elevarse la tensión a 3,3 V. La transición en-tre estos dos circuitos es transparente para el usuario, por lo que el circuitoaguas abajo siempre estará alimentado con 3,3 V.

Algunas características de este circuito integrado son las siguientes:

El voltaje de entrada puede estar en el rango de 2,5 V a 5,5 V.

Con una entrada mayor o igual a 2,5 V, esta asegurada una salida de3,3 V con una corriente de carga de 500 mA.


La eficiencia es mayor a 90 % en el modo boost y mayor al 95 % en elmodo buck.

El circuito integrado posee protección por sobretemperatura.

Así se cumple con las restricciones de alimentación del dispositivo, y seasegura que la corriente nunca superará los 500 mA dado los cálculos pre-sentados en la ecuación 3.5. Esta es la limitante de la corriente que se dis-pone para alimentar a todo el circuito restante.

Los capacitores C23, C25 y C26 cumplen la función de filtrado y estabili-zación de las tensiones de entrada y de salida, mientras que el capacitorC24 posee el valor recomendado por el fabricante para un circuito típico[7], el cual determina el tiempo de duración del llamado soft start, o iniciosuave, para que no se generen picos de corriente perjudiciales tanto para elcircuito de alimentación de entrada, como para todo el circuito conectadoaguas abajo.

3.3. LCD gráfico

Para el control del dispositivo handheld y la presentación de la informa-ción al usuario, se seleccionó un display gráfico de profundidad de colorde 16 bits, con una resolución de 320x240 píxeles y tamaño de 3,2 pulga-das. El mismo cuenta con una placa base, en la cual se conecta el bus dedatos paralelo para el control del LCD. También posee conexión para laretroiluminación por leds y para el controlador de touchscreen resistivo.La figura 3.9 es una fotografía del LCD seleccionado.

3.3.1. Driver gráfico de Texas Instruments

El microcontrolador utilizado para este proyecto es fabricado por la em-presa Texas Instruments, la cual también provee soporte de software paraproyectos, como forma de promocionar sus productos. La línea de micro-controladores que poseen un núcleo Cortex M4 se denomina Tiva, y la bi-blioteca gráfica utilizada para este proyecto recibe el nombre de TivaWareGraphics Library, o glib.

La biblioteca de funciones para displays gráficos glib esta incluida en todoslos paquetes de desarrollo de firmware que se distribuyen con el softwareTivaWare, y con los kits de desarrollo que incluyen displays gráficos. Labiblioteca glib provee una colección de funciones que permiten desarro-llar interfaces de usuario tanto para pequeños displays monocromo, comopara displays a color.

La biblioteca glib esta construida en capas, ofreciendo cuatro APIs para eldesarrollador, posibilitando el acceso de cualquiera de ellas según sea másconveniente. Esto puede verse en la figura 3.10

3.3. LCD gráfico 27

FIGURA 3.9: LCD seleccionado para mostrar la informaciónal usuario.

A la derecha de la figura 3.10 se muestran las capas de la pila gráfica. Lasfunciones de API se proveen a tres niveles distintos, a saber:

Nivel de widget, u objeto que responde a eventos. Sobre todos los grá-ficos de bajo nivel y sus funciones API asociadas, la API de widgetsofrece un modo de interfaz de alto nivel que permite la construcciónde interfaces complejas, incluyendo botones, barras deslizantes, ca-jas de verificación, entre otras.

Nivel de funciones gráficas, o también llamada API de gráficos debajo nivel. Esta es la primer API intencionada para su uso en aplica-ciones, siendo de bajo nivel. Esta capa provee acceso a las funcionesque dibujan la mayor parte de las primitivas gráficas: líneas, rectán-gulos, círculos, texto e imágenes. Esta capa de software solo se encar-ga de dibujar, por lo que no existe en ella información alguna sobrela interacción con el usuario.

Nivel de driver de display. Esta capa provee abstracción con el hard-ware, permitiendo el dibujado de cada píxel en pantalla y posicio-namiento del mismo. Las funciones de esta API también posibilitanel dibujando de lineas verticales y horizontales. Típicamente no esaccedida por la aplicación.

Adicionalmente, se posee una interfaz de ingreso de información para elusuario. Dependiendo los requerimientos para cierta aplicación, algunas


FIGURA 3.10: Organización en capas de la biblioteca gráficaglib [8].

porciones de la biblioteca pueden ser omitidas si sus funciones no sonnecesarias.

Para este trabajo, es necesario implementar las capas de color turquesa, lascuales se observan en la figura 3.10. Estas corresponden a los drivers parael hardware utilizado, en este caso, el LCD gráfico mostrado en la figura3.9:

Display driver, el cual es el nivel más bajo de la API. La bibliotecagráfica de Texas Instruments solo proporciona los prototipos de estasfunciones, y es gran parte de lo que se implementa para este proyec-to.

Input driver, o driver de entrada de datos. La biblioteca gráfica de Te-xas Instruments sólo proporciona algunas funciones que deben serutilizadas dentro de este driver a ser implementado, las cuales en-vían mensajes a la capa de widgets.

Las demás capas mostradas ya están implementadas, y son parte de labiblioteca gráfica proporcionada por Texas Instruments.

3.3.2. Inicialización de LCD

Para la utilización de un display de cualquier tipo, sin importar el driverque será implementado o utilizado y las conexiones que este tenga a otrascapas de software, es necesaria la implementación de una función de ini-cialización para el hardware. Usualmente esta función es cumplimentadacon un circuito integrado conocido como controlador, el cual es denomina-do driver en inglés, el cual no debe de ninguna manera ser confundido conel manejador que se escribe a nivel de software.

Este circuito integrado que se denomina controlador hace las veces de ca-pa de abstracción entre el LCD propiamente dicho y el microcontrolador,


ejecutando ciertas tareas como refrescar la pantalla, el multiplexado de lospíxeles individuales, entre otras. Este "driver"por hardware proporcionalas herramientas para interactuar con el LCD mediante comandos por unbus de datos, que puede ser del tipo SPI, I2C, o bien del tipo paralelo.El controlador ILI9341 es utilizado en la pantalla seleccionada para estetrabajo, y tiene una conexión del tipo paralelo.

Según lo especificado en la hoja de datos de este controlador, la operaciónde inicialización del LCD es muy sencilla [9] y debe seguir las operacionesmostradas en el diagrama de flujo que se muestra en la figura 3.11.

FIGURA 3.11: Diagrama de flujo para inicialización de pan-talla seleccionada

Es de destacar que en el mismo diagrama de flujo, el fabricante mencionala necesidad de que transcurra un tiempo mínimo entre operaciones segúnse detalla a continuación:

Como mínimo 1 ms entre las operaciones Energizado y Reset del hard-ware.

Como mínimo 120 ms entre las operaciones Reset del hardware y Salidadel estado Sleep.

Como mínimo 60 ms entre las operaciones Salida del estado Sleep ySecuencia de encendido de display.

Junto con la secuencia de inicialización, el fabricante también determinala correcta forma de apagado del display, cuya secuencia se muestra en eldiagrama de flujo de la figura 3.12.


FIGURA 3.12: Diagrama de flujo para el correcto apagado depantalla con controlador ILI9341.

Como en el caso anterior, es necesario asegurar un tiempo mínimo de 120ms entre las operaciones Secuencia de entrada en modo Sleep y Apagado defuente de alimentación. Si bien esto a simple vista parecería innecesario,dado que se quita la energía de todo el sistema, existen en el hardwaredel controlador algunas fuentes de bombeo de tensión, conocidas comopumps, las cuales es necesario descargar antes de quitar la alimentaciónpara que el LCD prolongue su vida útil.

3.3.3. Implementación a nivel de driver de display

Para la utilización del LCD gráfico seleccionado, es necesaria la imple-mentación de software a nivel de driver de display, según lo expuesto enla sección 3.3.1. La empresa Texas Instruments no provee esta capa de abs-tracción de hardware, pero provee todas las herramientas necesarias paradesarrollarla.

El driver para el display debe proporcionar dos cosas:

Un set de funciones requerida por la API de bajo nivel, para dibujaren pantalla las primitivas como ser líneas verticales, horizontales opíxeles individuales.

Un set de funciones que serán exclusivas para cada display, corres-pondientes a inicializaciones, calibraciones de color, entre otras.

Las funciones requeridas por la API de bajo nivel están organizadas enuna estructura que describe el driver de display a la biblioteca gráfica pro-piamente dicha. Esta estructura de datos recibe el nombre de tDisplay, ycontiene punteros a las mencionadas funciones.

La API de gráficos de bajo nivel se basa en las siguientes funciones:1

2 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗3 ∗ Traduccion de c o l o r de 24−b i t s a l a profundidad de c o l o r4 ∗ e s p e c i f i c a del display . Devuelve e l va lor mas proximo de5 ∗ c o l o r en l a profundidad del display


6 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/7 unsigned long ColorTrans la te ( void ∗pvDisplayData , unsigned long

ulValue ) ;8

9 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗10 ∗ Flush de cua lquier operacion de dibujo que e s t a en cache11 ∗ para se r volcada a l display . S i e l display no t r a b a j a12 ∗ con e s t e t i p o de operaciones , l a funcion puede quedar13 ∗ vac ia14 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/15 void Flush ( void ∗pvDisplayData ) ;16

17

18 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗19 ∗ Dibujo de una l i n e a hor izonta l , donde e l punto i n i c i a l20 ∗ es lX1 , e l f i n a l lX2 y l a ordenada es lY . El valor21 ∗ ulValue determina e l c o l o r de l a l i n e a22 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/23 void LineDrawH ( void ∗pvDisplayData , long lX1 , long lX2 , long lY

, unsigned long ulValue ) ;24

25 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗26 ∗ Dibujo de una l i n e a v e r t i c a l , donde e l punto i n i c i a l es27 ∗ lY1 , e l f i n a l lY2 y l a a b s c i s a es lX . El valor ulValue28 ∗ determina e l c o l o r de l a l i n e a29 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/30 void LineDrawV ( void ∗pvDisplayData , long lX , long lY1 , long lY2

, unsigned long ulValue ) ;31

32

33 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗34 ∗ Dibujo de un p i x e l individual , donde l a s coordenadas35 ∗ del mismo son lX , lY . El valor ulValue determina e l c o l o r36 ∗ del p i x e l37 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/38 void PixelDraw ( void ∗pvDisplayData , long lX , long lY , unsigned

long ulValue ) ;39

40

41 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗42 ∗ Dibujo de un grupo de p i x e l e s de manera hor izonta l ,43 ∗ donde l a s coordenadas del p i x e l i n i c i a l son lX , lY . El44 ∗ puntero pucPale t te determina l a p a l e t a con que t ienen45 ∗ que c o l o r e a r s e l o s p i x e l e s46 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/47 void PixelDrawMultiple ( void ∗pvDisplayData , long lX , long lY ,

long lX0 , long lCount , long lBPP ,48 const unsigned char ∗pucData , const unsigned char ∗pucPale t te ) ;49

50

51 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗52 ∗ Dibujo de un rectangulo l leno , donde e l puntero a l a53 ∗ e s t r u c t u r a del t i p o tRec tangle cont iene l a ubicac ion de54 ∗ l o s v e r t i c e s y e l va lor ulValue def ine e l c o l o r con e l55 ∗ cual se r e l l e n a e l mismo56 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/


57 void R e c t F i l l ( void ∗pvDisplayData , const tRec tangle ∗pRect ,unsigned long ulValue ) ;

ALGORITMO 3.1: Funciones requeridas por la API degraficos de bajo nivel

En las funciones a implementar, el puntero pvDisplayData corresponde auna estructura la cual contiene datos específicos del display y es utilizadainternamente por la biblioteca gráfica.

También es necesario definir los accesos al bus de comunicaciones delLCD, en este caso del tipo paralelo. Estas implementaciones no son re-queridas por la API de gráficos de bajo nivel, pero son necesarias para elbuen diseño de una capa de abstracción de hardware. Estas funciones sepresentan a continuación.

1

2 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗3 ∗ E s c r i t u r a de una palabra de datos a l display . Esta funcion4 ∗ implementa l a i n t e r f a c e b a s i c a de datos a n i v e l de hardware5 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/6 s t a t i c void7 WriteDataGPIO ( u i n t 1 6 _ t ui16Data ) 8

9 //10 // Chip S e l e c t en ba jo11 //12 HWREG( LCD_CS_PIN_BASE | (LCD_CS_PIN << 2 ) ) = 0 ;13

14 //15 // Seteo de l a senal de e s c r i t u r a . Debe tener un delay de16 //por lo menos 60nS17 //18 HWREG(LCD_WR_PIN_BASE | (LCD_WR_PIN << 2 ) ) = 0 ;19 SysCtlDelay ( 1 ) ;20

21 //22 // E s c r i b i r e l dato en e l Bus23 //24 SET_LCD_DATA( ui16Data ) ;25

26 //27 // La senal de e s c r i t u r a debe r e t i r a r s e28 //29 HWREG(LCD_WR_PIN_BASE | (LCD_WR_PIN << 2 ) ) = 0xFF ;30 SysCtlDelay ( 1 ) ;31

32 //33 // chip S e l e c t en a l to , e l LCD no acepta mas datos34 //35 HWREG( LCD_CS_PIN_BASE | (LCD_CS_PIN << 2 ) ) = 0xFF ;36 37

38 /∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗39 ∗ E s c r i t u r a de una palabra de comando a l display . Esta40 ∗ funcion implementa l a i n t e r f a c e b a s i c a de comandos a41 ∗ n i v e l de hardware


42 ∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗∗/43 s t a t i c void WriteCommandGPIO ( u i n t 1 6 _ t ui16Data ) 44

45 //46 // Chip S e l e c t en ba jo47 //48 HWREG( LCD_CS_PIN_BASE | (LCD_CS_PIN << 2 ) ) = 0 ;49

50 //51 // Se e s t a b l e c e n l a s s e n a l e s de e s c r i t u r a y de comando52 //53 HWREG(LCD_DC_PIN_BASE | (LCD_DC_PIN << 2 ) ) = 0 ;54 HWREG(LCD_WR_PIN_BASE | (LCD_WR_PIN << 2 ) ) = 0 ;55 HWREG( LCD_CS_PIN_BASE | (LCD_CS_PIN << 2 ) ) = 0 ;56 SysCtlDelay ( 1 ) ;57

58 //59 // E s c r i b i r e l dato en e l Bus , e l dato siempre es de 8 b i t s60 // a s i que l a parte a l t a t i e n e que se r cero61 //62 SET_LCD_DATA( ui16Data ) ;63

64 //65 // Se vuelven l a s s e n a l e s a como estaban antes , estado i n i c i a l66 //67

68 HWREG(LCD_WR_PIN_BASE | (LCD_WR_PIN << 2 ) ) = 0xFF ;69 SysCtlDelay ( 1 ) ;70

71 HWREG(LCD_DC_PIN_BASE | (LCD_DC_PIN << 2 ) ) = 0xFF ;72

73 // chip S e l e c t en a l to , e l LCD no acepta mas datos74 HWREG( LCD_CS_PIN_BASE | (LCD_CS_PIN << 2 ) ) = 0xFF ;75

76

ALGORITMO 3.2: Funciones de bajo nivel interactuando conhardware

3.3.4. Implementación a nivel de widget

Un widget es una entidad que vincula el renderizado de un elemento grá-fico en pantalla con la información o mensajes de entrada que suministrael usuario. Un ejemplo muy simple de un widget es un botón el cual eje-cuta una acción definida por la aplicación cuando este es presionado.

En el marco de la estructura de widget que proporciona la biblioteca grá-fica, existen métodos genéricos para poder implementar distintos tipos dewidgets. Cada uno de ellos tiene un manejador de mensajes que respon-de a un cierto conjunto de mensajes genéricos. Por ejemplo, un widget querecibe un mensaje del tipo WIDGET_MSG_PAINT se dibujará nuevamenteen pantalla.


Los widgets se organizan en una estructura del tipo árbol y pueden serdinámicamente agregados o removidos del árbol de widgets activo. Estaestructura en forma de árbol permite que los mensajes sean entregados deforma controlada. Tomando el ejemplo mencionado en el párrafo anterior,el mensaje WIDGET_MSG_PAINT se entrega primero al widget padre an-tes que sea entregado al widget que se quiere dibujar nuevamente. Estopermite que el widget padre no oculte el widget hijo, logrando una es-pecie de organización en capas de los mismos, ordenando de esta formacomo deben ser presentados los gráficos en pantalla. Todos los mensajesgenéricos son entregados con una filosofía top-down en concordancia conlo aquí expuesto.

Si bien la posibilidad de agregar o remover los widgets de forma dinámicapermite mucha flexibilidad en el diseño, para este trabajo no era necesa-rio esta funcionalidad, por lo que se utilizó una filosofía de creación dewidgets a tiempo de compilación, utilizando definiciones de estructurasglobales. Lo que permite esto es que se creen árboles completos de wid-gets al momento de compilar, y cuando se quiere intercambiar pantallasde menúes, solamente hay que remover el widget padre, del cual se de-rivan todos los widgets que componen una pantalla, como ser gráficos,botones, checkboxes o radiobuttons, e insertar un nuevo widget padre enWIDGET_ROOT, el cual definirá un menú diferente. Ejemplificando, setiene un widget padre para el menú principal y uno para el menú de con-figuración. Cuando el usuario presiona la pantalla sobre el icono del menúde configuración, se envía un mensaje de que se borre el widget padre delmenú principal y se dibuje el widget padre del menú de configuración.Esto hace que se dibujen juntamente todos los componentes hijos que con-forman el menú de configuración.

La estructura en la que se basan todos los widgets es la mostrada a conti-nuación:

1

2 typedef s t r u c t3 4 i n t 3 2 _ t i 3 2 S i z e ;5 tWidget ∗psParent ;6 tWidget ∗psNext ;7 tWidget ∗psChild ;8 const tDisplay ∗psDisplay ;9 tRec tangle s P o s i t i o n ;

10 i n t 3 2 _ t (∗pfnMsgProc ) ( tWidget ∗psWidget ,11 u i n t 3 2 _ t ui32Message ,12 u i n t 3 2 _ t ui32Param1 ,13 u i n t 3 2 _ t ui32Param2 ) ;14

15 16 tWidget ;

ALGORITMO 3.3: Estructura base de un widget

Donde pueden observarse los siguientes campos:


int32_t i32Size. Determina el tamaño de la estructura completa.

tWidget *psParent. Este puntero a estructura indica el widget padredel que se esté instanciando. Si es el primer widget que se crea, esteserá WIDGET_ROOT.

tWidget *psNext. Este puntero a estructura indica el widget siguientedel que se esté instanciando. Tanto el widget instanciado como elwidget indicado por este puntero estarán al mismo nivel. Se suelemencionar como puntero a widget hermano.

tWidget *psChild. Este puntero a estructura indica el widget hijo delque se esté instanciando. Implica un nivel por debajo del widgetsiendo instanciado.

const tDisplay *psDisplay. La estructura aquí indicada por punterocontiene información específica del display utilizado.

tRectangle sPosition. Define el rectángulo que encierra el widget com-pleto, y la posición del mismo en pantalla.

int32_t (*pfnMsgProc)(...). Este puntero a función indica la funciónque captará y hará manejo de los mensajes que reciba el widget.

El campo que contiene el puntero a función puede ser interpretado comouna función del tipo callback, la cual se ejecuta cuando el widget recibeun mensaje en particular. Esta campo es utilizado principalmente para loswidget de botones. Al ser presionado, el botón ejecuta esta función call-back, la cual efectúa la acción correspondiente implementada por el desa-rrollador.

Cabe destacar que dada la filosofía de la implementación de esta capa de labiblioteca gráfica, todo widget esta preparado para recibir mensajes gené-ricos, pero no todo widget esta obligado a tener una función callback paraprocesar mensajes que sean del tipo entrada de usuario.

Los mensajes genéricos para cualquier widget, definidos por la bibliotecagráfica, son los siguientes:

WIDGET_MSG_KEY_DOWN. Este mensaje es enviado por la aplica-ción para indicar que ha ocurrido un evento de tecla presionada o debotón presionado, con significado abajo.

WIDGET_MSG_KEY_LEFT. Este mensaje es enviado por la aplica-ción para indicar que ha ocurrido un evento de tecla presionada o debotón presionado, con significado izquierda.

WIDGET_MSG_KEY_RIGHT. Este mensaje es enviado por la aplica-ción para indicar que ha ocurrido un evento de tecla presionada o debotón presionado, con significado derecha.

WIDGET_MSG_KEY_SELECT. Este mensaje es enviado por la apli-cación para indicar que ha ocurrido un evento de tecla presionada ode botón presionado, con significado selección.


WIDGET_MSG_KEY_UP. Este mensaje es enviado por la aplicaciónpara indicar que ha ocurrido un evento de tecla presionada o de bo-tón presionado, con significado arriba.

WIDGET_MSG_PAINT. Este mensaje es enviado por la aplicaciónpara indicar que el widget debe ser dibujado en pantalla. Este men-saje es distribuido en el árbol de widgets con filosofía top-down comose menciono antes.

WIDGET_MSG_PTR_DOWN. Este mensaje es enviado por la aplica-ción para indicar que el puntero está abajo. Esto se asocia análoga-mente a cuando el usuario de una PC presiona el botón izquierdo delratón.

WIDGET_MSG_PTR_MOVE. Este mensaje es enviado por la aplica-ción para indicar que el puntero se ha movido mientras está abajo.Esto se asocia análogamente a cuando el usuario de una PC presionael botón izquierdo del ratón y efectúa la acción de arrastrar un objetoen el escritorio.

WIDGET_MSG_PTR_UP. Este mensaje es enviado por la aplicaciónpara indicar que el puntero está arriba. Esto se asocia análogamentea cuando el usuario de una PC suelta el botón izquierdo del ratónque estaba presionando.

Estos mensajes pueden ser agrupados en tres clasificaciones, a saber:

1. Mensajes asociados a teclados, los cuales sonWIDGET_MSG_KEY_DOWN, WIDGET_MSG_KEY_LEFT,WIDGET_MSG_KEY_RIGHT, WIDGET_MSG_KEY_SELECT yWIDGET_MSG_KEY_UP.

2. Mensajes asociados al renderizado de los gráficos en pantalla, el cuales WIDGET_MSG_PAINT.

3. Mensajes asociados a un ratón, los cuales sonWIDGET_MSG_PTR_DOWN, WIDGET_MSG_PTR_MOVE yWIDGET_MSG_PTR_UP.

Para este proyecto, no es necesaria la utilización de los mensajes asociadosa teclados, por lo que se centra la atención en los mensajes asociados alrenderizado de gráficos en pantalla y asociados a un ratón. Estos últimosson los mensajes del tipo entrada de usuario, y serán generados por eldriver de la pantalla táctil y suministrados a los widgets para la interacciónentre usuario e interfaz gráfica.

Existen distintos tipos de widgets, cada uno con características particula-res para dar una amplia experiencia al usuario final. Los widgets utiliza-dos para este trabajo son los siguientes:

Canvas. Este tipo de widget es la entidad mas genérica que presentala biblioteca gráfica, puede asociarse como un lienzo en el cual sedibujará el resto de los widgets.


Push Button. Este widget modela un botón de acción sin retención,en analogía a un pulsador el cual posee dos estados, los cuales sonaccionado y en reposo. Se muestra un ejemplo en la figura 3.13.

Radio Button. Este widget se compone de dos o mas opciones, lascuales son mutuamente excluyentes entre sí. Reporta a la aplicaciónla opción activa. Se muestra un ejemplo en la figura 3.14.

Image Button. Funcionamiento idéntico al widget push button, con laadición que puede seleccionarse un mapa de bits que pasa a ser elbotón. Es análogo a un ícono de escritorio en una PC.

Container. Este widget sirve como marco para contener y agruparotros widgets. A fines visuales, compone un recuadro que puede te-ner un título explicativo. Se muestra un ejemplo en la figura 3.15.

Slider. Este widget representa una barra de progreso con la posibili-dad de que sea utilizada para que el usuario interactúe con la posi-ción del llenado de la misma. Utilizando esta opción, su utilizaciónes análoga a un potenciómetro lineal. Se muestra un ejemplo en lafigura 3.16.

FIGURA 3.13: Ejemplo de la visualización del widget Push-Button [10].


FIGURA 3.14: Ejemplo de la visualización del widget Radio-Button [10].

FIGURA 3.15: Ejemplo de la visualización del widget contai-ner [10].


FIGURA 3.16: Ejemplo de la visualización del widget Slider[10].


3.3.5. Driver para pantalla táctil

Para poder interactuar con la biblioteca gráfica de Texas Instruments, másprecisamente con la capa de driver de entrada e interacción con el usua-rio, es necesario escribir la capa mas baja de software, implementando undriver propio para la pantalla táctil resistiva, provista en el LCD gráficoseleccionado.

La pantalla LCD que se seleccionó esta equipada con un circuito integradoXTP2046, que facilita la lectura de la matriz resistiva. Este circuito integra-do es un equivalente al TCS2046 de Texas Instruments, por lo que la hojade datos de este último es aplicable para ambos, y es la utilizada para estetrabajo.

Se observa en la figura 3.17 el diagrama propuesto por el fabricante, el cualestá implementado en la pantalla utilizada. El circuito integrado se encar-ga de hacer las conversiones analógicas digitales correspondientes paradeterminar donde se esta presionando la matriz resistiva y envía estos da-tos a requerimiento a través de un bus SPI.

FIGURA 3.17: Circuito propuesto por Texas Instruments, elcual esta aplicado a la pantalla utilizada [11].

Asimismo el circuito integrado posee la capacidad de operar en un modode bajo consumo y generar una señal de interrupción cuando la matrizresistiva ha sido presionada, haciéndolo ideal para el ahorro de energía, yconsecuentemente para la aplicación de este trabajo final.

A nivel de software, la integración entre los mensajes generados por lapantalla táctil y la capa de widgets de la biblioteca gráfica se hace pormedio de una función llamada WidgetPointerMessage, la cual recibe tresargumentos: el mensaje que se desea enviar al widget y las coordenadasX e Y donde ese mensaje se generó. La biblioteca gráfica posee softwareque determina si las coordenadas indicadas están dentro de la extensiónde algún widget dibujado. Si esto es así, el mensaje se asigna a ese widget.

1


2 /∗∗3 ∗ Esta funcion toma como argumento e l mensaje gener ico a4 ∗ enviar , y l a s coordenadas donde se genero ese mensaje5 ∗/6

7 i n t 3 2 _ t8 WidgetPointerMessage ( u i n t 3 2 _ t ui32Message ,9 i n t 3 2 _ t i32X ,

10 i n t 3 2 _ t i32Y ) ;

ALGORITMO 3.4: Función integradora entre driver depantalla táctil y capa de widget

Las funciones para la obtención de las coordenadas X e Y componen elestrato mas bajo del driver de la pantalla táctil, siendo las que interactúandirectamente con el hardware del microcontrolador para obtener los datosgenerados por el integrado XTP2046 a través del bus SPI. Ambas funcionespueden verse en el apartado de código siguiente.

1

2 u i n t 1 6 _ t getTouchX ( void ) 3 u i n t 1 6 _ t Data , Ret ;4 u i n t 3 2 _ t DataMSB , DataLSB , Aux ;5

6 I n t D i s a b l e ( INT_GPIOE ) ;7 GPIOPinWrite ( T_CS_BASE , T_CS , 0 ) ; //Bajamos e l Chip S e l e c t8

9 /∗10 ∗ Delay n e c e s a r i o para e l contro lador del touch11 ∗/12 SysCtlDelay ( 5 ) ;13

14 /∗15 ∗ Primer seteo , l o s datos obtenidos a cont inuacion se16 ∗ descartan17 ∗/18 SSIDataPut ( SSI0_BASE , MEDIR_X_PENIRQ) ;19

20 /∗21 ∗ Termino de l a primer conversion , se desechan l o s22 ∗ r e s u l t a d o s23 ∗/24 SSIDataGet ( SSI0_BASE ,&Aux) ;25

26 /∗27 ∗ Generacion de c lock n e c e s a r i a para que l o s datos28 ∗ salgan , dummy b i t s29 ∗/30

31 SSIDataPut ( SSI0_BASE , 0 x00 ) ;32 SSIDataPut ( SSI0_BASE , 0 x00 ) ;33

34 /∗35 ∗ La primer conversion cont iene l o s MsB36 ∗/37 SSIDataGet ( SSI0_BASE ,&DataMSB ) ;38 SSIDataGet ( SSI0_BASE ,&DataLSB ) ;


39

40 /∗41 ∗ El dato enviado por e l contro lador t i e n e l a forma42 ∗ 0XXXXXXX XXXXX00043 ∗/44 Data = DataMSB << 8 | DataLSB ;45

46 Ret = Data >> 3 ; //12 b i t s acomodados47

48 GPIOPinWrite ( T_CS_BASE , T_CS , T_CS ) ; //Subimos e l Chip S e l e c t49 GPIOIntClear (PEN_IRQ_BASE , PEN_IRQ) ;50 IntPendClear ( INT_GPIOE ) ;51 IntEnable ( INT_GPIOE ) ;52

53 re turn Ret ;54 55

56

57 u i n t 1 6 _ t getTouchY ( void ) 58 u i n t 1 6 _ t Ret , Data ;59 u i n t 3 2 _ t DataMSB , DataLSB , Aux ;60

61 I n t D i s a b l e ( INT_GPIOE ) ;62 GPIOPinWrite ( T_CS_BASE , T_CS , 0 ) ; //Bajamos e l Chip S e l e c t63

64 /∗65 ∗ Delay n e c e s a r i o para e l contro lador del touch66 ∗/67 SysCtlDelay ( 5 ) ;68

69 /∗70 ∗ Primer seteo , l o s datos obtenidos a cont inuacion se71 ∗ descartan72 ∗/73 SSIDataPut ( SSI0_BASE , MEDIR_Y_PENIRQ) ;74

75 /∗76 ∗ Termino de l a primer conversion , se desechan l o s77 ∗ r e s u l t a d o s78 ∗/79 SSIDataGet ( SSI0_BASE ,&Aux) ;80

81 /∗82 ∗ Generacion de c lock n e c e s a r i a para que l o s datos salgan ,83 ∗ dummy b i t s84 ∗/85

86 SSIDataPut ( SSI0_BASE , 0 x00 ) ;87 SSIDataPut ( SSI0_BASE , 0 x00 ) ;88

89 /∗90 ∗ La primer conversion cont iene l o s MsB91 ∗/92 SSIDataGet ( SSI0_BASE ,&DataMSB ) ;93 SSIDataGet ( SSI0_BASE ,&DataLSB ) ;94

95 /∗


96 ∗ El dato enviado por e l contro lador t i e n e l a forma97 ∗ 0XXXXXXX XXXXX00098 ∗/99 Data = DataMSB << 8 | DataLSB ;

100 Ret = Data >> 3 ; //12 b i t s acomodados101

102 GPIOPinWrite ( T_CS_BASE , T_CS , T_CS ) ; //Subimos e l Chip S e l e c t103 GPIOIntClear ( INT_GPIOE , 0 xFF ) ;104 IntEnable ( INT_GPIOE ) ;105

106 re turn Ret ;107

ALGORITMO 3.5: Funciónes de obtención de coordenadas enpantalla resistiva

Estas funciones obtienen los datos en crudo de las conversiones analógi-cas efectuadas sobre la matriz resistiva que forma la pantalla táctil. Estosdatos no son utilizables en forma directa, ni tampoco son precisos, dadoque existen muchos errores de posición asociados al tiempo que transcurreentre la primer lectura efectuada, que es en el instante cuando el usuariopresiona con su dedo la pantalla y aplica la fuerza mínima para generaruna lectura válida, y el momento cuando el usuario aplica la fuerza finalsobre la pantalla. Más aún, existe mucha variación entre lecturas consecu-tivas cuando el usuario mantiene una presión constante sobre la pantalla.

Esto lleva a aplicar dos criterios complementarios para obtener una coor-denada utilizable por la biblioteca gráfica. El primero es la obtención de undato crudo promedio, el cual será el valor mas cercano a las coordenadasverdaderas, que representan la posición donde el usuario a aplicado pre-sión con su dedo. El segundo es la transformación de estos datos crudos avalores de coordenadas en píxeles.

La función que se utiliza para esta transformación es la mostradas a conti-nuación.

1

2 // Esta funcion toma como argumentos l o s puntos X e Y y a p l i c a3 // l o s f a c t o r e s de c o r r e c c i o n para devolver l o s puntos4 // correspondientes ya c a l i b r a d o s .5 // CalX y CalY se pasan por r e f e r e n c i a6 //7

8 void getCalibratedXY ( u i n t 1 6 _ t X , u i n t 1 6 _ t Y , i n t 1 6 _ t ∗CalX ,i n t 1 6 _ t ∗CalY )

9

10 f l o a t TempX, TempY ;11

12 TempX = (X ∗ ConstantesCal ibrac ion .A) + (Y ∗ConstantesCal ibrac ion . B ) + ConstantesCal ibrac ion .C ;

13

14 TempY = (X ∗ ConstantesCal ibrac ion .D) + (Y ∗ConstantesCal ibrac ion . E ) + ConstantesCal ibrac ion . F ;

15

16 //Solamente una acotac ion a l a s medidas que se toman


17 //como c a l i b r a d a s18 i f (TempX < 0)19 TempX = 0 ;20

21 i f (TempY < 0)22 TempY = 0 ;23

24 i f (TempX > ANCHO_DISPLAY)25 TempX = ANCHO_DISPLAY;26

27 i f (TempY > ALTO_DISPLAY)28 TempY = ALTO_DISPLAY ;29

30 ∗CalX = ( i n t 1 6 _ t ) TempX ;31 ∗CalY = ( i n t 1 6 _ t ) TempY ;32

ALGORITMO 3.6: Funciónes de obtención de coordenadas enpantalla resistiva

Las constantes de calibración se obtienen de un cálculo muy sencillo, elcual se estudia en la sección 3.3.6, y son guardadas en la estructura Cons-tantesCalibracion. Asimismo estas constantes son almacenadas en memoriano volátil contenida en el microcontrolador, para que la calibración se efec-túe en el ensamblado del equipo, y el usuario no deba en ningún momentovolver a calibrarlo.

Una vez obtenido el valor de coordenadas en píxeles, se envían estos valo-res y el mensaje correspondiente a la capa de widgets mediante la funciónWidgetPointerMessage. Se observa en la figura 3.18 el diagrama de flujo quese implementa para la ejecución de este driver.

FIGURA 3.18: Diagrama de flujo de la ejecución de tareas deldriver de pantalla táctil.


3.3.6. Calibración de TouchScreen

Un problema de alineación al momento de montaje de la matriz resistivasobre el LCD gráfico y factores de escalado indeseados pueden llevar adiscrepancias entre los valores obtenidos por el panel táctil y la posicióndeseada en el LCD. Si bien el circuito integrado XTP2046 posee muchasvirtudes, el mismo no tiene medios para determinar la orientación de lapantalla y resolver los problemas de alineación y escalado mencionados,por lo que la matriz resistiva debe ser calibrada por única vez.

Se muestra en la figura 3.19 una versión exagerada de como las distorsio-nes mencionadas afectan a un círculo que está dibujado en un LCD con unpanel táctil montado sobre él. Cuando se sigue el círculo rojo por un dedopresionando el panel táctil, se obtienen las coordenadas de la elipse azul,en vez de coincidir exactamente con el círculo rojo. Este cambio de for-ma se puede explicar según transformaciones conocidas como traslación,rotación y escalado.

FIGURA 3.19: Diferencias en el montaje y escalado de posi-ciones entre el LCD y el panel táctil.

La transformación que sufren las coordenadas originales puede escribirsematemáticamente como lo muestra la ecuación 3.7. Si esta transformaciónes lineal, entonces la ecuación 3.7 tomara la forma 3.8 donde A, B, C, D, Ey F son constantes.

xnueva = f1(xvieja, yvieja) + constante1

ynueva = f2(xvieja, yvieja) + constante2(3.7)

xnueva = A · xvieja +B · yvieja + C

ynueva = D · xvieja + E · yvieja + F(3.8)


Este par de ecuaciones, al ser presentado de forma matricial, se puede re-solver definiendo tres puntos aleatorios en la pantalla. En estos puntosse presiona con el dedo el panel táctil, obteniendo la información corres-pondiente. Con esta nueva información, se describe un sistema de seisecuaciones y seis incógnitas. Esto es, suponiendo tres puntos dato arbitra-rios, los cuales están separados entre sí y poseen coordenadas (xD1, yD1),(xD2, yD2) y (xD3, yD3). Se forma entonces el sistema de ecuaciones 3.9, delcual se extraen los valores de las constantes A, B, C, D, E y F.

xD1 = A · x1 +B · y1 + C

xD2 = A · x2 +B · y2 + C

xD3 = A · x3 +B · y3 + C

yD1 = D · x1 + E · y1 + F

yD2 = D · x2 + E · y2 + F

yD3 = D · x3 + E · y3 + F

(3.9)

3.3.7. Control de backlight

Así como en la sección 3.2.5, para regular el brillo del llamado backlighto retroiluminación del LCD gráfico, se utiliza una variante del menciona-do circuito integrado, el TPS63050. Este posee las mismas característicasque el anteriormente estudiado, pero presenta una diferencia de la cual sehace uso: su tensión de salida no esta prefijada. Mediante un divisor re-sistivo se puede fijar la misma en un valor arbitrario, dentro de los límitespermitidos por el fabricante.

FIGURA 3.20: Circuito de regulación y control de backlightpara LCD gráfico.

Los leds que posee el LCD seleccionado están calculados para ser utili-zados con 5 V, pero en base a pruebas y recolección de información, sedeterminó que podían obtenerse resultados similares de luminosidad ali-mentando los mismos con 4 V, reduciendo significativamente el consumo.


La figura 3.20 muestra el circuito implementado, el cual posee regulacióna 4 V, tensión que es determinada por el divisor resistivo formado porlas resistencias R7 y R13. El capacitor C16 es necesario según el fabrican-te dado que ayuda mucho con la estabilidad del lazo de control que estaimplementado internamente en el circuito integrado [7]. Los transistoresQ2 y Q3 son los responsables de adaptar el PWM proveniente del micro-controlador a los niveles de tensión y corriente necesarios para los leds deretroiluminación.

El PWM implementado para esta función es muy sencillo y se basa en elhardware de temporizadores que posee el TM4C1232. Estos son configu-rados para que ocurra una interrupción con una frecuencia de 2 KHz, así elparpadeo para el ojo humano es imperceptible y la experiencia del usuarioes de una iluminación continua y agradable.

La determinación de la tensión de salida para el TPS63050 proviene de uncálculo simple, el cual se muestra en la ecuación 3.10. Teniendo en cuentaque la tensión VFB según hoja de datos es de 800 mV y que la tensión VOUT

deseada es 4 V, el cálculo de las resistencias se resume en fijar uno de losvalores incógnita de resistencia y despejar el restante. Existe una restric-ción de que R13 debe ser menor de 200 KΩ para que la corriente mínima através del divisor resistivo sea mayor o igual que 3 µA [7]. Se observa quela fijación del valor de R13 debe estar dentro de cierto intérvalo dado porel fabricante para garantizar la estabilidad de la tensión de salida.

R7 = R13 · VOUT

VFB

− 1

= 82KΩ · 4V

800mV− 1

= 328KΩ

(3.10)

Como se puede apreciar en la ecuación 3.10, la resistencia calculada di-fiere de la seleccionada en el circuito de la figura 3.20. Esto responde a laselección del valor comercial del 1 % de error mas próximo al calculado.Reemplazando este valor y despejando ahora en función de la tensión desalida, se aplica la ecuación 3.11. Puede observarse que el resultado varíaen 1 % del deseado, por lo que es más que aceptable.

VOUT =

(R7

R13+ 1

)· VFB

=

(324KΩ

82KΩ+ 1

)· 800mV

= 3, 96V

(3.11)


3.4. Firmware de dispositivo

La realización del firmware del dispositivo es parte vital de este trabajo.Este firmware se basa fuertemente en todos los principios de diseño apli-cados al hardware de medición, lo que hace posible un control sencillo deldispositivo. Para el desarrollo se optó por resolver la mayor cantidad deproblemas mediante hardware, haciendo que las mediciones fuesen sim-ples y lo más precisas posibles.

Si bien es un hecho que las soluciones por hardware la mayoría de lasveces son mucho mas costosas que las implementadas por software, exis-ten problemas inherentes al método de medición que hacen necesaria unaimplementación con esta filosofía.

Puntos importantes que ejemplifican lo anterior son los siguientes:

1. La correcta modelización teórica de los circuitos a medir hacen posi-ble la selección de una señal a inyectar para la medición indirecta. Lamisma es generada por hardware mínimo y libera de mucha cargade proceso al microcontrolador.

2. La señal inyectada, al cumplir ciertas condiciones específicas, per-mite que el muestreo y procesamiento de las señales medidas seatambién mínimo, permitiendo una carga baja del núcleo.

3. Todo el firmware se basa en una maquina de estados, cuyos cambiosestán asociados enteramente a interrupciones, lo que también aportaa una baja carga del núcleo.

4. La correcta selección de tensiones de alimentación para determina-dos sectores del hardware, en específico para la retroiluminación dela pantalla, hace posible un ahorro energético que se complementacon la generación de PWM para el control de la iluminación. Estopermite que el PWM generado sea controlado por un modulo dehardware dedicado en el microcontrolador, evitando que el núcleointervenga.

5. La utilización de las señales de interrupción generadas por contro-lador para pantalla táctil permiten que no se deba hacer un poolingcontinuo de los datos provenientes de la misma.

6. La selección de hardware dedicado para la carga y control de bateríay gestión de energía libera de una carga notable al núcleo, dado queesto podría lograrse por software pero en detrimento del poder deproceso.

Todo lo mencionado anteriormente confluye en una sola característica bus-cada, la cual es la utilización mínima del núcleo. Esto responde a que labiblioteca gráfica y las operaciones que se hacen sobre el display cargande forma notable al núcleo, por lo que para una experiencia visual fluidapara el usuario, es necesaria la disponibilidad de todos los ciclos posibles.

3.4. Firmware de dispositivo 49

3.4.1. Procesado digital de señal

Existe en la industria una señal de prueba conocida, tomada como están-dar para la medición de capacitores, la cual es una señal senoidal purade 120 Hz. En el caso que se hubiese seleccionado esta señal, el teoremade Nyquist establece que el muestreo mínimo para evitar aliasing en estaseñal seria de 240 Hz.

En párrafos anteriores se menciona como punto a destacar que la correctaselección de señal permite un muestreo mínimo. Con la selección de señala inyectar estudiada en la sección 3.1, y en concordancia con el requeri-miento 1, la frecuencia de la señal utilizada para este trabajo es de 2 Hz.Esto permite que el muestreo mínimo para satisfacer el teorema de Ny-quist sea de 4 Hz. Si bien este muestreo permite determinar la energía dela señal, no es acorde a las necesidades. La señal útil, esto es la rampa detensión, estará presente con una frecuencia de 2 Hz pero con pendientesdistintas según sea el capacitor conectado, haciendo que sea necesario unmuestreo mucho mayor. Esto responde a que es necesario hacer muestreopor encima de la frecuencia de Nyquist para conocer la forma de una se-ñal. No obstante, este muestreo sera menor que el mínimo necesario parala señal estándar senoidal de 120 Hz.

Se llega a una relación de compromiso, dado que un muestreo de 5 Hz sa-tisface el teorema de Nyquist permitiendo conocer la energía de la señal,pero no permite conocer la forma de la señal, lo que es vital para la deter-minación de la pendiente de la rampa de tensión, la cual es directamenteproporcional a la capacitancia del capacitor conectado al dispositivo. Seselecciona entonces una frecuencia de 120 Hz para el muestreo, lo cual esla mitad del mínimo requerido para satisfacer el teorema de Nyquist conla inyección de la señal estándar de la industria.

3.4.2. Inicialización de dispositivo

Al energizarse el dispositivo, el firmware efectúa la inicialización del hard-ware incluido en el microcontrolador y el diseñado e implementado en elPCB. Esta secuencia de inicialización tiene un orden específico y puedeobservarse en el diagrama de flujo de la figura 3.21.

Como es de esperarse, todo el hardware correspondiente al microcontro-lador es lo primero en ser inicializado. Luego se conecta una resistenciacalibrada del 1 % a la fuente de corriente para hacer una medición y tomareste valor como valor base para todos los cálculos. Luego se inicializan lasestructuras de datos de control utilizadas con la máquina de estados quecompone el control central de las operaciones efectuadas por el firmware.

El paso siguiente es la inicialización del hardware de la pantalla, lo que seabarca en la sección 3.3.2, luego la inicialización de la biblioteca gráfica yla calibración de la pantalla táctil. Esta última acción sólo se efectúa una


FIGURA 3.21: Diagrama de flujo de la inicialización del hard-ware del dispositivo.

única vez al energizarse el dispositivo por primera vez, lo que se hace enetapa de ensamblado y testeo de calidad final. Por esta razón, mencionadaacción esta marcada con un asterisco en el gráfico. El camino punteadoindica el flujo normal luego de la calibración en encendidos sucesivos.

3.4.3. Estructura de datos y flujo de programa

El control de flujo del programa se basa en estructuras de datos globales,y el intercambio de algunos datos importantes también es hecho de estamanera. Las estructuras implementadas son las siguientes:

struct _Capacitor. Esta estructura genera un objeto capacitor, que con-tiene los valores de mediciones y otros parámetros importantes.

struct _sControlGeneral. Esta estructura proporciona un set de bande-ras para controlar el flujo del programa e indicar ciertas condicionesparticulares.


struct _sConfig. Esta estructura contiene los valores de configuraciónque proporciona el usuario, como por ejemplo el brillo de pantalla.Esta estructura es la única que junto con la calibración de la pantallatáctil se guarda en la EEPROM del microcontrolador, para evitar queel usuario configure sus ajustes nuevamente cada vez que se encien-de el dispositivo.

Los campos de las estructuras mencionadas se pueden observar en los si-guientes algoritmos.

1 s t r u c t _Capaci tor 2 double Cap_Raw ; //valor de l a capacidad cruda3 double ESR_Raw ; //valor de l a ESR cruda4

5 //valor de l a capacidad ya redondeada en uF6 double Cap ;7

8 //valor de l a ESR ya redondeada en ohms9 double ESR ;

10

11 //tens ion medida a l momento de comenzar l a rampa de tens ion12 double V I n i c i a l ;13

14 //conversion cruda desde e l ADC15 u i n t 3 2 _ t VInicial_Raw ;16

17 //tiempo t r a n s c u r r i d o desde e l apagado del mosfet hasta l a18 //primer medida19 u i n t 3 2 _ t TiempoInic ia l ;20

21 //tiempo de carga t o t a l del c a p a c i t o r en us22 u i n t 3 2 _ t TiempoCarga ;23

24 //tiempo de descarga en us25 u i n t 3 2 _ t TiempoDescarga ;26

27 //bandera de c a p a c i t o r en c o r t o c i r c u i t o28 bool CapCorto ;29

30 //bandera de c a p a c i t o r menor a 1uF31 bool CapMenor1uF ;32 ;

ALGORITMO 3.7: Campos de estructura _Capacitor

1

2 s t r u c t _sControlGeneral 3 //bandera para ver que l a tens ion de base debe se r tomada4 bool TensionBase ;5

6 //valor i n i c i a l donde se t i e n e l a informacion de ESR7 bool PrimerValor ;8

9 //bandera para i n i c i a r medicion10 bool ObtenerMedicion ;11

12 //comparador se disparo , f i n de l a medicion


13 bool DisparoComparador ;14

15 // h a b i l i t a c i o n general de l a medicion16 bool Habi l i tarMedic ion ;17

18 //hay una medicion para mostrar en p a n t a l l a19 bool MedicionLista ;20

21 //bandera para i n d i c a r que e l n i v e l de b a t e r i a ba jo mucho22 bool AlertaLowBat ;23

24 //bandera para no e s t a r redibujando l a b a t e r i a constantemente25 bool LowBatDibujada ;26

27 //bandera para s a l i r del loop de medicion s i e l tiempo de28 //descarga se excedio29 bool TDescargaExcedido ;30

31 //bandera para que se apague e l s is tema32 bool ShutDown ;33 ;

ALGORITMO 3.8: Campos de estructura _sControlGeneral

1 s t r u c t _sConfig 2 //Var iab le g loba l de tiempo apagado p a n t a l l a3 enum _eTiempo TiempoPantalla ;4

5 //Tiempo apagado automatico6 enum _eTiempo TiempoApagado ;7

8 //p o r c e n t a j e de b a t e r i a ba ja para dar aviso9 enum _eBat B a t e r i a B a j a ;

10

11 // b r i l l o de p a n t a l l a en %12 u i n t 8 _ t B r i l l o P a n t a l l a ;13 ;

ALGORITMO 3.9: Campos de estructura _sConfig

Es compleja la relación entre las estructuras y la actualización de sus cam-pos según las interrupciones que ocurren a medida que se obtienen nuevosdatos, se interactúa con el display, o transcurren tiempos prefijados paraque se produzcan comportamientos tendientes al ahorro de energía. Poresto, se presenta una versión simplificada del flujo principal del programaen la figura 3.22.

Es muy importante destacar que, como se expone en la porción introduc-toria de la sección 3.4, el proceso principal es básico dado que muchosproblemas son resueltos al momento del diseño de hardware.


FIGURA 3.22: Diagrama de flujo simplificado para operaciónde dispositivo.

3.4.4. Estructura de widgets

Como se expuso en la sección 3.3.4, cada menú, botón e información pre-sentada en pantalla tiene una organización de tipo árbol, la cual es confi-gurada a tiempo de compilación. Esto permite que solo se agregue o re-mueva el widget padre, que hace las veces de raíz de todo lo visualizadoen pantalla, para cambiar la presentación de información completa.

Para este trabajo se dispuso de los siguientes widgets padres, los cualesson agregados al puntero WIDGET_ROOT en distintos puntos del progra-ma:

1. tCanvasWidget g_sCnvsMenuPrincipal. Este widget es el que hace quese dibuje el menú principal en pantalla. Este es el menú que se visua-liza al encender el dispositivo.

2. tCanvasWidget g_sCnvsMedicionM. Este widget es el que hace que sedibuje el modo de operación para capacitores montados en PCB.

3. tCanvasWidget g_sMedicionCompleta[]. Este widget es el que hace quese dibuje el modo de operación para capacitores sin montar, es decir,que no están vinculados a ningún otro circuito. Se implementa comoun array de dos widgets, porque esta operación implica un menú deingreso de datos y luego la muestra de resultados de los ensayos.


4. tCanvasWidget g_sCnvsConfigPanel. Este widget es el que hace que sedibuje el menú de configuraciones de usuario, como ser el brillo y eltiempo de apagado automático del dispositivo.

También se tienen subpaneles que se muestran para cada selección en elmenú de configuración, estos son:

1. tCanvasWidget g_sCnvsBrilloPantalla. Este widget dibuja el subpanelcorrespondiente a la selección de brillo de pantalla por el usuario.

2. tCanvasWidget g_sCnvsApagadoPantalla. Este widget dibuja el subpa-nel correspondiente a la selección del tiempo de disminución de bri-llo de pantalla al mínimo para ahorro de energía.

3. tCanvasWidget g_sCnvsApagadoAutomatico. Este widget dibuja el sub-panel correspondiente a la selección del tiempo de apagado automá-tico del dispositivo por falta de interacción de parte del usuario.

4. tCanvasWidget g_sCnvsBateriaBaja. Este widget dibuja el subpanel co-rrespondiente a la selección del umbral a partir del cual se mostraráen pantalla una advertencia de batería baja.

Como puede observarse, todos estos widgets son del tipo canvas y es por-que en la práctica solamente se utilizan como punto de entrada para todoslos demás widgets que componen cada panel principal, los cuales real-mente son dibujados en pantalla.

Se presentan en las figuras 3.23, 3.24, 3.25 y 3.27 las estructuras en forma deárbol para cada panel y en las figuras 3.28, 3.29, 3.30 y 3.31 las estructurasde árbol para cada subpanel. Se presentan los tipos y texto aclaratorio, yno los nombres reales de los widgets para fines de claridad, donde el tipode datos se muestra en color negro y el texto aclaratorio que da origen alnombre de la instancia de cada widget se muestra en color azul.

FIGURA 3.23: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del panel menú principal.


FIGURA 3.24: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del panel operación capacitores montados en PCB.

FIGURA 3.25: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del panel ingreso de datos del modo de operación capa-

citores sin montar.


FIGURA 3.26: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del panel muestra de resultados del modo de operación

capacitores sin montar.

FIGURA 3.27: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del panel menú configuración.


FIGURA 3.28: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del subpanel selección de brillo de pantalla.

FIGURA 3.29: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del subpanel configuración de tiempo de disminución de

brillo de pantalla para ahorro de energía.

FIGURA 3.30: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del subpanel configuración de tiempo de apagado auto-

mático de dispositivo.


FIGURA 3.31: Diagrama de árbol para la estructura de wid-get del subpanel configuración de limite para alerta de bate-

ría baja.

3.5. Microcontrolador TM4C1232 59

3.5. Microcontrolador TM4C1232

El corazón de todo este trabajo es el microcontrolador fabricado por TexasInstruments de la linea Tiva, el cual tiene como núcleo un Cortex M4F. Acontinuación se mencionan algunas características generales de este mi-crocontrolador [12], las cuales han sido explotadas en buena medida paraeste trabajo:

Operación a 80 MHz a partir de un cristal de 16 MHz aplicando unPLL interno.

Tamaño de Flash de 256 KB.

Tamaño de RAM de 32 KB.

Tamaño de EEPROM de 2 KB.

ROM interna, precargada con las funciones de la biblioteca TivaWa-re, haciendo posible la reducción de código que se escribe en flash.

En la figura 3.32 puede verse el encapsulado utilizado para este trabajo, elcual es de 64 pines VQFP.

FIGURA 3.32: Empaquetado de microcontrolador utilizadopara este trabajo.

3.5.1. Periféricos utilizados

Para este trabajo se utilizaron algunos periféricos del microcontroladormencionado, a saber:

Conversores Analógico-Digital de 12bits integrados para efectuar lasmediciones correspondientes.

Interfaz Serial Sincrónica, o SSI por sus siglas en ingles, para con-trolar el bus SPI, necesario para comandar el circuito integrado delpanel táctil resistivo.

Temporizadores varios, para controlar la velocidad de adquisiciónde datos del panel táctil, control de brillo de retroiluminación para elLCD y control de tiempo del sistema completo entre otros.

Periférico USB, el cual permite que se programe el dispositivo sinnecesidad de ningún hardware especial.


Memoria no volátil EEPROM, para guardar las constantes de cali-bración calculadas para el panel táctil, según lo visto en la sección3.3.6.

3.5.2. Modos de bajo consumo

El procesador basado en Cortex M4F posee modos de operación, algunosde los cuales son de bajo consumo, llamados sleep modes, para reducir elconsumo de energía. Se pueden caracterizar los modos de operación segúnlo listado a continuación:

Modo run en el cual el procesador y todos los periféricos activadosson alimentados normalmente.

El modo sleep que detiene el reloj del procesador.

El modo deep-sleep que detiene tanto el reloj del procesador y detieneel PLL y quita la energía de la memoria Flash.

El sistema puede generar eventos espurios, llamados wake-up, que hacenque el sistema salga de estos modos de bajo consumo. Por lo tanto el soft-ware debe ser capaz de volver a entrar a estos modos de bajo consumoluego de tales eventos, lo que normalmente se resuelve con un loop cuyaimplementación dependerá del caso especifico.

En el modo sleep, la frecuencia de reloj de los periféricos activos no es cam-biada, pero el procesador y el subsistema de memoria no son alimentadoscon señal de reloj, por lo que este no ejecuta código. Se ingresa al modosleep mediante la ejecución de una instrucción WFI, por sus siglas en in-gles Wait For Interrupt. Cualquier evento de interrupción correctamenteconfigurado hará que el procesador vuelva a modo run. Modos adicio-nales de bajo consumo bajo esta categoría están disponibles para la lineaTM4C123X que hacen disminuir el consumo de la memoria SRAM y la me-moria Flash, a costo de mayores tiempos de latencia para pasar al modode ejecución normal.

En el modo deep-sleep, la frecuencia del reloj de los periféricos activos pue-de cambiar, dependiendo la configuración especifica de cada periférico,sumado a la detención del reloj del procesador. Una interrupción cual-quiera produce el retorno del microcontrolador a modo run, al igual queen el modo sleep. Tanto el procesador Cortex-M4F como el subsistema dememoria no reciben señal de clock cuando se ingresa al modo deep-sleep, ysi el PLL esta funcionando, el hardware quita la energía del mismo al eje-cutar una instrucción WFI. Al salir del modo deep-sleep, todo el hardwarese conecta nuevamente a la señal de reloj con la frecuencia que tenía antesde ingresar a este modo.

3.6. Implementación de PCB 61

3.5.3. Programación vía USB

Para satisfacer la necesidad de simplificar el proceso de carga de firmwareal momento de ensamblar el dispositivo, se utilizó un bootloader cargadoen la ROM del microcontrolador seleccionado. Esto posibilita la cargar delfirmware por medio del mismo conector que se utiliza para alimentar todoel dispositivo.

La ROM interna del microcontrolador TM4C1232H6PM está posicionadaen la dirección 0x0100.0000 del mapa de memoria. El bootloader mencio-nado es utilizado como un cargador de firmware inicial, cuando la memo-ria flash esta vacía, como también para hacer una actualización del firm-ware disparado por software, si fuese necesario.

El bootloader provisto es utilizado, como se mencionó anteriormente, paracargar un firmware a la memoria flash sin necesidad de una interfaz ca-paz de hacer depuración. Cuando el núcleo es reseteado, el usuario tienela oportunidad de dirigir el núcleo para ejecutar este bootloader cargadoen ROM por medio de algunas señales especificas en los GPIO, según seconfigure en el registro de configuración de booteo BOOTCFG.

Este bootloader utiliza una interfaz simple de paquetes para proveer co-municación sincrónica con el dispositivo al cual es conectado. La veloci-dad a la cual se cargue el firmware dependerá del oscilador interno delmicrocontrolador, dado que el PLL no es activado en este modo de funcio-namiento. Se pueden utilizar las siguientes interfaces para cargar el firm-ware:

UART0 (UART)

SSI0 (SPI)

I2C0

USB

Dado que el conector para la alimentación según el requerimiento 3 es deltipo micro-USB y en cumplimento del requerimiento 8, es seleccionada lainterfaz USB para cargar el firmware.

3.6. Implementación de PCB

Habiendo presentado todos los circuitos esquemáticos que componen eldispositivo handheld, se procede a la integración de los mismos.


3.6.1. Generación de modelo 3D y archivos gerber

Se muestra en las figuras 3.33, 3.34, 3.35 y 3.36 los renders en 3D corres-pondientes al diseño final, en el cual se tuvieron en cuenta tanto aspectosconstructivos como también de montaje.

Para que la fabricación de esta placa sea exitosa es necesaria la utilizaciónde plated holes, o también conocido como PTH, lo que posibilita la doblecapa e interconexión entre capas. Esto implica la generación de archivosgerber según las especificaciones mínimas del fabricante. Asimismo, parala fabricación en una empresa privada es necesaria la generación de mapade taladrado, y armonizar los tamaños de perforado para el uso de pocasmechas en el cabezal, lo que hace que la fabricación sea más económi-ca. Para todos estos aspectos se utilizaron las herramientas que provee elsoftware KiCad, junto con otra herramienta de software libre para visuali-zación de archivos gerber, llamada gerber-view.

FIGURA 3.33: Vista de la capa superior de la placa diseñada.


FIGURA 3.34: Acercamiento de la zona de fuente, cargadorde batería y tensión de backlight.

FIGURA 3.35: Acercamiento de la zona de medición, circuitode descarga y protección.


FIGURA 3.36: Vista de la capa inferior de la placa, con conec-tor para pantalla LCD con panel táctil.


3.6.2. PCB fabricado y montado

Para la fabricación del PCB, por motivos de costos para un prototipado deestas características, se selecciono una empresa de origen chino, haciendola importación correspondiente. Las características del PCB fabricado sonlas siguientes:

Material FR4.

Espesor de placa terminada 1,6 mm.

Espesor de pista mínimo y mínimo espaciado entre pistas 6 mil (0,1524mm).

Diámetro mínimo de perforado 0,3 mm.

Máscara de soldado color verde.

Color de serigrafía blanco.

Terminación de superficie HASL con plomo.

Espesor de cobre 1 oz/ft2.

Los resultados de montaje de componentes pueden observarse en las figu-ras 3.37, 3.38, 3.39 y 3.40.


FIGURA 3.37: Vista de la capa superior de la placa diseñada.

FIGURA 3.38: Acercamiento de la zona de fuente, cargadorde batería y tensión de backlight.


FIGURA 3.39: Acercamiento de la zona de medición, circuitode descarga y protección.

FIGURA 3.40: Vista de la capa inferior de la placa, con conec-tor para pantalla LCD con panel táctil.

69

Capítulo 4

Ensayos y Resultados

4.1. Pantallas y menúes implementados

Para que el usuario interactúe con el dispositivo handheld, y pueda con-figurarlo a su gusto, se han implementado ciertas pantallas y modos devisualización, a fin de otorgar versatilidad al producto. En la pantalla demenú principal, se tienen tres opciones para seleccionar, las cuales son:

Capacitores montados. Este modo de utilización se centra en el rápi-do diagnóstico de un capacitor defectuoso.

Capacitores sin montar. Este modo provee un poco más de informa-ción al usuario sobre el capacitor que está siendo testeado, el cualdebe necesariamente estar desmontado del PCB.

Configuración. En este menú el usuario tiene la posibilidad de con-figurar el brillo de la pantalla, el tiempo que transcurrirá para queel mismo se atenúe al mínimo si el panel táctil no es utilizado, y eltiempo que transcurrirá para el apagado automático.

Estos menúes pueden visualizarse en la figura 4.1.

70 Capítulo 4. Ensayos y Resultados

FIGURA 4.1: Visualización de la pantalla principal del dis-positivo handheld.

4.1.1. Modo capacitores montados

El paso de los años hace que el electrolito comience a secarse dentro delcapacitor, haciendo que la ESR del mismo comience a elevarse. Sin em-bargo el cuerpo del capacitor muchas veces se mantiene invariable en suaspecto, por lo que el proceso de detección de un capacitor defectuoso esdel tipo prueba y error.

El modo de capacitores montados es sin duda el modo de visualizaciónmas apropiado para el técnico o reparador que esta tratando de aislar unafalla de un PCB, que tiene indicios de originarse en un capacitor defec-tuoso. Este modo de visualización hace uso de tablas hechas bajo una re-copilación extensa de valores típicos, valores aceptables y valores de ESRinadecuados para la operación de cada rango de capacidad, según lo espe-cificado en el requerimiento 16, y muestra esto en una interfaz muy simple,cumplimentando el requerimiento 17. Además, según el requerimiento 10,si el capacitor está en cortocircuito, esto debe ser reflejado rápida y clara-mente al usuario. Se muestra esto en las figuras 4.2, 4.3 y 4.4.

4.1. Pantallas y menúes implementados 71

FIGURA 4.2: Visualización de pantalla de medición cuandono hay capacitor alguno entre puntas.

FIGURA 4.3: Visualización para cuando se conecta un capa-citor en cortocircuito entre puntas.


FIGURA 4.4: Visualización para un capacitor en buen estado.


4.1.2. Modo capacitores sin montar

El modo de visualización de capacitores sin montar permite que el usua-rio ingrese la capacidad nominal del capacitor a conectar. Esto hace esteproceso un poco más lento que en el caso de capacitores montados, peroideal para conocer si el capacitor presenta una tolerancia dentro o fuera delo esperado, mostrando también el valor de ESR y capacidad medidos. Elmétodo de ingreso es por un teclado numérico en pantalla como se mues-tra en la figura 4.5. Una vez ingresado el valor, se presiona el botón OKcomo se ve en la figura 4.6.

FIGURA 4.5: Ingreso de capacidad nominal de capacitor aser testeado.

Al presionar la tecla OK comienza el proceso de medición, en el cual seindicara si la capacidad esta dentro del rango de tolerancia aceptable deun capacitor electrolítico, la ESR y si esta es acorde a un capacitor en buenestado, teniendo en cuenta la capacidad nominal ingresada, y si este estaen cortocircuito o si no existe conexión eléctrica a través de él, lo que po-dría pasar si el capacitor esta totalmente seco. Estos casos se muestran enlas figuras 4.7, 4.8 y 4.9 respectivamente.


FIGURA 4.6: Capacidad nominal ingresada y aceptación dela misma.

FIGURA 4.7: Capacitor testeado en buenas condiciones.


FIGURA 4.8: Capacitor testeado en cortocircuito.

FIGURA 4.9: capacitor testeado sin conexión eléctrica entresus bornes.


4.1.3. Menú configuración

Para la configuración de visualización y ahorro de batería, la pantalla deconfiguración dispone de cuatro opciones en un menú minimalista, el cualse ve en la figura 4.10. Las opciones disponibles son:

Brillo de pantalla. Utilizado para el confort de la visión del operador.

Tiempo de apagado de pantalla. Utilizado para el ahorro de energía,sin apagar el dispositivo handheld.

Tiempo de apagado automático. Utilizado como tiempo máximo queel dispositivo estará activo sin interacción del usuario.

Alerta de batería baja. Dependiendo el porcentaje seleccionado, semostrara en pantalla un símbolo mostrando que la batería esta enniveles bajos de carga.

FIGURA 4.10: Pantalla de configuración de dispositivohandheld.

Para la selección del brillo de pantalla, se muestra una barra deslizante,la cual va desde un valor mínimo del 10 % a un valor máximo del 100 %.Puede observarse en las figuras 4.11 y 4.12 dos configuraciones al azar.Esta configuración se almacena en la porción de memoria no volátil delmicrocontrolador, para evitar la configuración repetida de esta opción. Es-te comportamiento es común a todas las configuraciones.

La sección de tiempo de apagado de pantalla muestra cuatro opciones,las cuales son del tipo selección excluyente. Esto es, solamente una opciónpuede estar activa a la vez. Esto también ocurre con el tiempo de apagadoautomático del dispositivo handheld y la selección de umbral para la aler-ta de batería baja. Se muestran las opciones en las figuras 4.13, 4.14 y 4.15respectivamente.


FIGURA 4.11: Configuración de brillo aleatoria.

FIGURA 4.12: Configuración de brillo aleatoria - cont.


FIGURA 4.13: Selección de tiempo de apagado de pantallapara ahorro de energía.

FIGURA 4.14: Selección de tiempo de apagado de dispositi-vo handheld para ahorro de energía.


FIGURA 4.15: Selección de umbral para la alerta por bateríabaja.


4.2. Mediciones sobre capacitores

Para determinar si la medición de los capacitores esta dentro de lo previstosegún cálculos, se procedió a efectuar mediciones de distintos grupos decapacitores y contrastar la medición obtenida con otro instrumento, el cualse utilizó de referencia. El instrumento utilizado para contrastar fue unmultímetro modelo BM817 de la marca Brymen. Para todos los casos que severán en esta sección, no se pudo determinar un método de contraste parala ESR medida con los instrumentos y circuitos disponibles, por lo que estamedida solamente es tomada como cualitativa y en el presente trabajo nopuede determinarse el error cometido, sino solamente determinar que estadentro del rango aceptable.

TABLA 4.1: Comparación de mediciones de capacitores entremultímetro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 1 µF ,

tensión nominal 63 V.

Multímetro [µF ] Dispositivo [µF ] Error capacidad ESR [Ω]

1,05 1,1 4,55 % 1,61,05 1,1 4,55 % 1,51,05 1,1 4,55 % 1,71,06 1,1 3,64 % 1,51,05 1,1 4,55 % 1,61,04 1,1 5,45 % 1,61,05 1,1 4,55 % 1,61,06 1,1 3,64 % 1,61,05 1,1 4,55 % 1,61,05 1,1 4,55 % 1,6

Se observa en la tabla 4.1 el error al inicio de la escala, esto es, con valorescercanos a 1 µF . Es natural tener mayor error en la medición al inicio dela escala para cualquier instrumento. Esto puede corroborarse en la tabla4.2 donde el error se mantiene muy cercano al 2 %.

En las tablas 4.3 y 4.4 se mantiene un error del 2 % y 3 % respectivamente,mejorando las mediciones con respecto a la tabla 4.1. También puede ob-servarse que el valor de ESR mínimo que puede ser medido es de 0,1 Ω,con lo que capacitores en buen estado con capacitancia superior a 220 µFserán representados con este valor mínimo.

Una de las virtudes primordiales de este instrumento es el rango máximode operación, que según el requerimiento 1 es de 10.000 µF. Este valor má-ximo no es fácilmente encontrado en multímetros disponibles en el mer-cado. Para medir valores tan altos de capacidad es necesario instrumentosde alto coste. Puede observarse en la tabla 4.5 que el dispositivo fabrica-do puede medir capacitores de valores muy cercanos al máximo definidopor el requerimiento, pero el instrumento patrón no puede mostrar unamedición.

4.2. Mediciones sobre capacitores 81

TABLA 4.2: Comparación de mediciones de capacitores en-tre multímetro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 100

µF , tensión nominal 63 V.

Multímetro [C] Dispositivo [C] Error capacidad ESR [Ω]

98 96 -2,08 % 0,299 97 -2,06 % 0,299 97 -2,06 % 0,298 96 -2,08 % 0,299 97 -2,06 % 0,299 97 -2,06 % 0,299 97 -2,06 % 0,298 96 -2,08 % 0,298 96 -2,08 % 0,299 97 -2,06 % 0,2

TABLA 4.3: Comparación de mediciones de capacitores en-tre multímetro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 470



478 471 -1,49 % 0,1471 464 -1,51 % 0,1475 467 -1,71 % 0,1478 472 -1,27 % 0,1474 467 -1,50 % 0,1474 467 -1,50 % 0,1474 467 -1,50 % 0,1475 470 -1,06 % 0,1475 471 -0,85 % 0,1476 471 -1,06 % 0,1

TABLA 4.4: Comparación de mediciones de capacitores entremultímetro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 2200



2124 2162 -3,01 % 0,12107 2155 -2,53 % 0,12105 2146 -2,88 % 0,12108 2152 -2,73 % 0,12106 2148 -2,83 % 0,12112 2156 -2,72 % 0,12116 2154 -3,02 % 0,12132 2171 -2,95 % 0,12115 2153 -3,02 % 0,12118 2155 -3,07 % 0,1


TABLA 4.5: Comparación de mediciones de capacitores entremultímetro patrón y dispositivo. Capacidad nominal 10000



— 9585 — 0,1— 9830 — 0,1— 9456 — 0,1— 9836 — 0,1

83

Capítulo 5

Conclusiones

En esta sección se detallan cuáles son los principales aportes del trabajorealizado y cómo se podría continuar.

5.1. Conclusiones generales

Desde un punto de vista comercial, el proyecto implementado superó lasexpectativas con respecto a funcionalidad y experiencia de usuario, y elobjetivo de obtener un equipo de mano para medir capacidad y ESR paracapacitores electrolíticos. Así también, como trabajo integrador de Maes-tría, la experiencia obtenida en la fabricación y solución de problemas enun enfoque mixto analógico-digital es un aporte invaluable.

El rango de medición y los errores obtenidos están dentro de lo esperado,y se pueden destacar los siguientes puntos:

El estudio de la teoría de los circuitos, si bien acotado, no podríahaber sido hecho sin conceptos teóricos de análisis de señales, dadoque para llegar a las conclusiones obtenidas, se evaluaron distintasseñales y sus respectivos espectros, teniendo en cuenta problemas defiltrado y espurios tanto de las señales generadas como de las señalesindeseadas que son inyectadas gracias a la topología de las fuentesde alimentación utilizadas.

Los errores en las mediciones son más que satisfactorios para medi-das individuales, siendo el error máximo cercano al 4 %. Esto puedeno parecer aceptable, pero ciertos multímetros de alta gama tienenestos porcentajes de error en algunos rangos de medición.

Todo el hardware diseñado fue logrado gracias a herramientas libresde diseño de circuitos impresos, haciendo gratuito el desarrollo delos mismos. Asimismo el potencial de las herramientas quedó de-mostrado al fabricar el PCB en una empresa china solo con los archi-vos gerber y de perforado que fueran enviados en oportunidad.

Si bien el método de medición de ESR fue satisfactorio, los resultadosdejan lugar a la mejora de los circuitos para la determinación de eseparámetro.

84 Capítulo 5. Conclusiones

Gracias a los conocimientos adquiridos en gestión de la tecnología yla innovación, habiendo hecho investigación básica antes de comen-zar este proyecto, pudo aplicarse este conocimiento para el diseñodel dispositivo handheld. No obstante, habiendo encontrado algu-nas dificultades, se propone un método de decisión propuesto porDewey para obtener un producto que mantenga la calidad actual ymejore con respecto a la estructura de costos asociada a su fabrica-ción.

5.2. Trabajo futuro

Si bien este proyecto fue pensado como un producto final para comer-cialización, se busca en el futuro mejorar los circuitos de medición tantopara capacidad como también para ESR. También el buscar alternativas decomponentes mas económicos, dado que el costo de fabricación del equiporesultó ser muy elevado para poder ser insertado en el mercado.

Además, la comercialización en masa implica desarrollar un sistema decalidad y mantenimiento de equipos, que lleva a implementar métodos dedocumentación y escribir los procedimientos para tal fin, los cuales sontrabajos que impactan directamente en la estructura de costos y atención alos clientes.

Por último, se pudo comprobar que es necesario un desarrollo iterativoque incluya la opinión del usuario final, dado que gracias a esto se imple-mentaron muchas mejoras al momento del diseño del software para pre-sentar la información en pantalla, lo que hizo aceptable el producto desdesu lanzamiento.

85

Apéndice A

Bomba de corriente básica deHowland

La bomba de corriente básica de Howland fue inventada por el profesorBradford Howland del MIT en 1962. Este circuito no fue patentado, y fuepublicado por primera vez en enero del 1964 en Lightning Empiricist [13].

FIGURA A.1: Circuito fuente de corriente.

El circuito utilizado para este trabajo se puede observar en la figura A.1. Seanaliza el circuito por inspección para determinar la salida marcada comoI_source en la figura A.1. Si el nodo de salida, marcado como I_source, elcual no es mas que la entrada positiva del amplificador operacional, seconecta a masa, es muy fácil ver que la ganancia sera de 1

R24, dado que la

corriente en el mencionado nodo sera simplemente 3,3VR24

. En esta situación,las demás resistencias no tienen ningún efecto sobre la salida y solamentela entrada positiva del amplificador operacional esta activa.

Si en algún momento se eleva la tensión aplicada al borne negativo, laganancia del nodo de salida, que esta conectado a masa, sera −R26

R25· 1R22

.Como la fuente de corriente de Howland se define para que las resistencias

86 Apéndice A. Bomba de corriente básica de Howland

tengan una relación tal que R24R22

= R26R25

, operando se resuelve que esa ga-nancia resulta ser− 1

R24. Nótese que la ganancia es inversa dada la entrada

negativa en el operacional.

De la observación resulta que mientras las entradas positiva y negativavaríen su tensión en conjunto, no habrá cambios en la corriente de salidaIo. Cuando la tensión de la entrada positiva es mayor que la de la entra-da negativa, la ganancia sera de 1

R24. Asimismo, en el caso que la entrada

negativa presente una tensión superior que la entrada positiva, la gananciasera de − 1

R24. Así se determina que esta fuente de corriente puede ser tan-

to de corriente positiva como de corriente negativa, aceptando entradaspositivas o negativas poseyendo entradas diferenciales reales.

Como cualquier fuente de corriente, esta debe presentar la impedanciamas alta posible para no afectar el circuito al que se conecta. Es sencillo deobservar que la impedancia de salida es muy alta analizando desde estepunto de vista: Si ambas señales de entrada se conectan a masa, y luego elnodo de salida se eleva en tensión, existe un fenómeno que hace que fluyacorriente por R24. Pero, según la teoría de los amplificadores operaciona-les, no puede existir diferencia de tensión entre los terminales de entrada,dado que entre ellos existe un cortocircuito virtual. Esto hace que la salidatambién aumente en tensión, suministrando suficiente corriente a travésde R22 para que la sumatoria con la corriente que fluye a través de R24sea cero en el nodo correspondiente, generando que la impedancia vistaen ese punto sea muy alta.

Basados en el principio de superposición, podemos afirmar que no im-porta la tensión en las entradas positiva o negativa, sin importar la cargaaplicada a la salida I_source y no teniendo en cuenta la tensión de salida enese punto, la corriente de salida IO sera siempre (Vin+ − Vin−) · 1

R24, siendo

Vin+ la tensión aplicada antes del resistor R24 y Vin− la tensión aplicadaantes del resistor R25. Esto en el caso real, sera cierto siempre dentro delos limites de operación del amplificador operacional seleccionado. Por lotanto, aplicando esto para nuestro circuito, obtenemos la corriente de sali-da de la fuente de Howland en la ecuación A.1.

IO = (Vin+ − Vin−) · 1

R24

= 3,3V − 0V · 1

330Ω

=3,3V

330Ω= 10mA

(A.1)

87

Apéndice B

Generalidades baterías de LitioIon

La tecnología de Li-Ion se convirtió rápidamente en la química de se-lección para las aplicaciones portables, dada su alta relación capacidad-tamaño y sus características de muy baja auto-descarga.

En general, la capacidad de una batería se denomina C y esta expresada enmiliamperes hora. Esto es una medida de la duración de la batería entrecargas. La corriente de batería puede entonces expresarse en términos deunidades de carga C. Por ejemplo, una batería de 500 mAh tiene, en teoría,la capacidad de entregar una corriente de 1 C, o 500 mA, por el lapsode una hora. También podemos decir que si cargamos la batería con unacorriente de 0,1 C, esto equivale a una corriente de 50 mA.

Podemos entonces definir tres etapas para el proceso de carga de una ba-tería de Litio Ion:

Una etapa de carga lenta o acondicionamiento de la batería, lo que sehace a una corriente de 0,1 C.

Una etapa de carga rápida, que se efectúa a corriente constante a unacorriente de 1 C.

Etapa final de carga, que se hace a voltaje constante.

Durante la primer etapa, la cual llamamos de acondicionamiento, la ba-tería es cargada con una corriente constante pequeña, del orden de 0,1 C.Esto solo se da en el caso de que la batería presente un voltaje menor a3 V dada una descarga profunda en el ciclo de uso anterior. Es conocidoel llamado efecto memoria, el cual presenta una reducción de la capacidadde carga sobre las baterías de níquel-cadmio, pero esto no se aplica a lasbaterías de Li-Ion, como muchas veces se cree erróneamente, por lo queno necesitan ser descargadas completamente antes de ser cargadas. Poresto, el proceso de acondicionamiento es raramente utilizado en bateríasde Li-Ion, pero es sumamente necesario para restablecer una batería queha sufrido una descarga profunda, para que no se produzcan sobretem-peraturas o sobrepresiones que puedan presentar un problema para losdispositivos o las personas al momento del proceso de carga. [14]

88 Apéndice B. Generalidades baterías de Litio Ion

La segunda etapa, que es el proceso de carga rápida a corriente constante,y luego la tercer etapa a voltaje constante, llamada también etapa de absor-ción, son las etapas mas importantes en el proceso de carga de la batería.En el pasado existían baterías de Li-Ion con ánodo de un carbón denomi-nado Coke, las cuales tenían una curva de descarga que presentaba ciertasdificultades dado su poca linealidad, y estas poseían una tensión mínimade 2,5 V, a la cual se decía que la batería había sido descargada en su to-talidad. La tensión máxima de estas baterías era de 4,1 V. Para palear elproblema de la no linealidad al momento de la descarga, se desarrollaronbaterías con ánodo de grafito, lo que mejoro la curva de descarga e hizoque la tensión mínima, a la cual consideramos que la batería esta descar-gada por completo, sea de 3 V, y la tensión máxima de 4,2 V. Hoy en díaes muy poca, o nula, la utilización de baterías con ánodo de Coke, por loque basamos el estudio por completo en baterías de ánodo de grafito. Seobserva en la figura B.1 las curvas de descarga correspondientes a las dostecnologías mencionadas.

FIGURA B.1: Diagrama de descarga para baterías con ánodode coke y de grafito.

Para implementar la segunda etapa de carga, o de corriente constante, sedebe cargar la batería con una corriente de 1 C, por lo que si la batería esde, por ejemplo, 800 mAh, la corriente de carga sera de 800 mA, hasta quela tensión en bornes de la batería sea de 4,2 V. No es un detalle menor dadoque las baterías con mayor capacidad requieren de grandes corrientes paraser cargadas rápidamente. Aunque es lo deseado, no es privativo de uso,por lo que si las prestaciones de los cargadores son menores y no puedenerogar la corriente correspondiente a 1 C, la carga se hará de forma lenta,pero esto no afecta en ninguna manera la vida útil o desempeño de labatería.

Apéndice B. Generalidades baterías de Litio Ion 89

Al momento que la batería alcanza los 4,2 V en bornes, el cargador debepasar a un régimen de voltaje constante, para la etapa final de la carga, enla cual la corriente de carga disminuye abruptamente y luego tiende a unmínimo asintóticamente. Cuando la corriente de carga cae por debajo de0,1 C, el proceso de carga debe finalizar.

Todo lo anteriormente expresado puede verse en la figura B.2.

FIGURA B.2: Diagrama temporal de un ciclo de carga parauna batería de Litio Ion de capacidad 500 mAh.

Cuando la batería esta completamente cargada, la mayor parte de la ener-gía que se le inyecte, sera disipada en calor. Por esto, sobrecargar una ba-tería produce sobretemperaturas, lo que disminuye la vida útil y ademáspuede provocar la emisión de gases por parte del electrolito, o explosionesen el caso de que la batería sea sellada.

Las baterías del tipo Litio-Ion son extremadamente sensibles a las sobre-cargas, por lo que es critico determinar con un error máximo de ±50 mVla tensión final. El diseño del cargador de baterías tiene que ser capaz dedeterminar cuando una batería esta completamente cargada para evitarsobrecargar la misma. Algunos métodos para la determinación de cargacompleta son:

Durante la etapa final, de voltaje constante, cuando la corriente caepor debajo de 0,1 C, la carga debe detenerse.

El sensado de la temperatura de la batería.

Método de temporización, haciendo que alcanzado cierto tiempo decarga, se presuponga la batería completamente cargada.

Los circuitos integrados existentes en el mercado, que están dedicados a lacarga de baterías de Litio-Ion utilizan una combinación de los métodos desensado de corriente y temporización mencionados, y los menos agreganademás el sensado de la temperatura de batería.

91

Bibliografía

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Vol. Tomo I. Arbó, 1981.[4] Vishay General Semiconductor. Surface Mount Glass Passivated

Rectifier.[5] Burr Brown from Texas Instruments. SINGLE-SUPPLY,

RAIL-TO-RAIL OPERATIONAL AMPLIFIERS.[6] Linear Technology Corporation. USB Power Controller and Li-Ion

Charger. 2004.[7] Texas Instruments. TPS6305x Single Inductor Buck-Boost With 1-A

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Drivers.[9] ILI TECHNOLOGY CORP. TFT LCD Single Chip Driver

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with the Tiva TM4C123G LaunchPad Workshop.[11] Texas Instruments. Low-Voltage I/O TOUCH SCREEN

CONTROLLER.[12] Texas Instruments. TivaTM TM4C1232H6PM Microcontroller

datasheet. 2014.[13] D.H. Sheingold. «Impedance & admitance transformations using

operational amplifiers». En: The Lightning Empiricist 12.1 ().[14] Texas Instruments, ed. Li-Ion Battery Charger solution using the

MSP430.[15] CDM Cornell Dubilier. Aluminum Electrolytic Capacitor Application

Guide.[16] Maxim Integrated Faisal Tariq. An Easy-to-Understand Explanation of

Calibration in Touch-Screen Systems.

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