III/1

Capítulo III Dispositivos Activos Discretos e Instrumentos de Medida ac

ÍNDICE

3.1 DISPOSITIVOS ACTIVOS .....................................................................................2

3.1.1 DÍODOS....................................................................................................................................................................... 2 a) Rectificador de meia onda......................................................................................................................................... 4 b) Rectificador de onda completa.................................................................................................................................. 7 c) Díodo Zener................................................................................................................................................................ 9 d) Díodo de efeito de túnel........................................................................................................................................... 10 e) Díodo posterior “Back diode” ................................................................................................................................ 11 f) Varactor .................................................................................................................................................................... 11

3.1.2 TRANSÍSTORES ......................................................................................................................................................... 12 3.1.3 Transístores bipolares ................................................................................................................................. 12

a) Modo de funcionamento do BJT ..........................................................................................................................................13 b) Configurações de BJT e seu funcionamento .......................................................................................................................16 c) Utilização do BJT como amplificador..................................................................................................................................17 d) Circuito inversor simples em BJT........................................................................................................................................20 e) Circuito inversor DTL ...........................................................................................................................................................21 f) Circuito inversor TTL............................................................................................................................................................22 l) Portas lógicas ...........................................................................................................................................................................22

3.1.4 DIAC ........................................................................................................................................................................ 22 3.1.5 RECTIFICADOR CONTROLADO DE SILÍCIO “SILICON CONTROLLED RECTIFIER-SCR” ............................................ 23 3.1.6 TRIAC ....................................................................................................................................................................... 24 3.1.7 O DÍODO PIN ........................................................................................................................................................... 25

3.2 TRANSÍSTORES UNIPOLARES ............................................................................25

3.2.1 O dispositivo J-FET ............................................................................................................................................ 26 3.2.2 O dispositivo MOSFET....................................................................................................................................... 28 3.2.3 comparação entre um UJT e um BJT ................................................................................................................. 30

3.2.4 SIMBOLOGIA DE COMPONENTES ACTIVOS................................................................................................................ 31 3.3 MODO DE ANÁLISE DE CIRCUITOS TRANSISTORIZADOS....................................33

3.3.1 MODELO INCREMENTAL DE ANÁLISE DOS FET......................................................................................... 34 3.4 MEDIDORES DE CORRENTE ALTERNA.................................................................34

3.4.1 O medidor d’Arsonval......................................................................................................................................... 34 a) Condições de medida ac do medidor d’Arsonval ...............................................................................................................34

3.4.2 Electrodinamómetro como voltímetro e amperímetro ....................................................................................... 37 3.4.3 Electrodinamómetro como Wattimetro .............................................................................................................. 38

a) Erros associados ao Wattimetro...........................................................................................................................................39 b) Efeitos de carga em Wattimetro...........................................................................................................................................40

3.4.4 Medidor de palhetas de ferro.............................................................................................................................. 40 3.4.5 Medidores de filamento aquecido e de termopar............................................................................................... 40 3.4.6 Medidores de sinais de microondas ................................................................................................................... 42 3.4.7 Medidor detector de envolvente.......................................................................................................................... 43

3.5 EXERCÍCIOS TEÓRICOS E PRÁTICOS, PARA RESOLVER ......................................44

A) EXERCÍCIOS TEÓRICOS ......................................................................................44

B) EXERCÍCIOS PRÁTICOS.......................................................................................45

SITES A CONSULTAR ...............................................................................................45

III/2

3.1 Dispositivos Activos Os dispositivos activos são aqueles que interferem no modo de circulação de cargas eléctricas,

de tal forma que a relação entre a corrente e a tensão resultante aos seus terminais não segue

a lei de Ohm. Esta relação não linear deve-se ao facto do dispositivo interferir na forma do

sinal eléctrico, podendo modificá-la. Esta capacidade designa-se de efeito de rectificação e é

traduzida por uma relação exponencial entre a corrente e a tensão, que é altamente

dependente do valor do sinal da tensão utilizada. A equação típica da corrente em função da

tensão é a que se segue,

)/(

0qTK

VV

B

T

eII β±−

= (3.01)

onde I0 é a corrente de saturação (o menor valor de corrente que passa no circuito, pelo facto

de este não se comportar como um circuito aberto, quando polarizado inversamente); VT

designa-se de tensão limiar e corresponde à tensão mínima necessária aplicar ao dispositivo

para que este permita a circulação livre de cargas eléctricas; V é a tensão aplicada, em que o

sinal positivo significa que estamos a polarizar o dispositivo no sentido a que este deixe passar

o fluxo de cargas eléctricas (polarização directa) e o sinal negativo significa que estamos a

dificultar a passagem de cargas eléctricas (polarização inversa); β designa-se factor de

qualidade e tem um valor entre 1 e 2; KBT/q é o potencial equivalente gerado pela

temperatura T.

3.1.1 Díodos

Por díodo entende-se um dispositivo com dois terminais acessíveis, respectivamente

designados de ânodo (polo positivo) e cátodo (pólo negativo). . Neste caso, o sentido

da seta indica o sentido correcto da circulação de cargas (polarização directa), em que o

cátodo corresponde à ponta da seta e o ânodo ao outro extremo. Isto é, o díodo pode ser

considerado como um dispositivo em que em polarização directa e a cima de uma dada tensão

se comporta como se tivesse associada uma resistência de baixo valor /resistência série, RS, e,

quando polarizado inversamente, é como se tivesse associado em paralelo com os seus

terminais uma resistência de valor muitíssimo elevado, RP.

Neste caso concreto, se tivermos um sinal alterno sinusoidal, de valor médio nulo, o que

constatamos é que nos semi períodos positivos, o díodo “deixa” passar o sinal, enquanto que

para os semi períodos negativos, tal não acontece. Isto é, o díodo comporta-se como um

interruptor que, em determinadas condições está “aberto” e noutras “fechado” (I0 tem, neste

caso o mesmo significado do que uma corrente de fuga). Este tipo de comportamento designa-

se de rectificante, sendo utilizado para transformar sinais de corrente alterna (ac) em sinais de

corrente contínua (dc), cujo valor médio já não é zero.

III/3

Junção díodo polarizada directamente

Junção díodo polarizada inversamente

Como se indica nos esquemas acima, a polarização directa faz com que se “acumulem cargas

livres” próximo da região da junção, onde existem impurezas ionizadas (cargas fixas), de sinal

contrário aos portadores livres, de cada uma das regiões (no material tipo n, existem electrões

e impurezas doadoras ionizadas positivamente, enquanto que no lado p, existem buracos livres

e impurezas aceitadoras ionizadas negativamente). Tal faz com que a região associada à

presença de cargas fixas (tal como um condensador) vá diminuindo. Esta região designa-se de

carga espacial e a sua diminuição está também associada à diminuição da altura da barreira

de potencial.

Por outro lado, quando se polariza inversamente, a extensão da região de carga espacial

aumenta, o mesmo acontecendo á altura da barreira de potencial (é mais difícil a condução,

neste caso).

exemplo do funcionamento ideal de um

díodo, como chave de comutação.

O díodo, para além de se comportar como uma

chave de comutação tem a propriedade adicional

direccional. Na figura ao lado mostramos o

comportamento de uma curva característica

ideal de um díodo em que RS=0 e RP=∞.

Contudo, em termos reais, as condições

anteriores não se verificam, uma vez que se

sabe que VT≠0 (vale 0,3 V para os díodos de

Germânio e 0,7 V, para os díodos de Silício).

Para além disso, o isolamento da junção não é

perfeito, pelo que existe uma corrente de fuga

associado a um valor não infinito de RP.

Assim, ao polarizar-se inversamente o díodo este deixa passar uma pequena corrente de fuga

(próxima de I0) até se alcançara tensão de rotura, tensão a partir da qual se pode fazer com

que o díodo se degrade, de uma forma irreversível (aumento brusco de corrente, associado a

um processo de avalanche ou tentativa de deslocamento das impurezas ionizadas (neste caso,

existe um hiper aquecimento do dispositivo que leva à destruição do mesmo).

III/4

A corrente máxima que o díodo é capaz de suportar depende do seu tamanho (área activa),

material de que é constituído e o tipo de empacotamento utilizado (a existência ou não de

dissipadores de calor, etc.).

Curva I-V característica de um díodo

A velocidade de comutação do díodo depende

também do modo como foi produzido e processado.

Em geral, quanto menor o “chip” (dimensão da

bolacha de semicondutor onde este é processado,

sem encapsulamento ou embalagens) maior é a

velocidade de comutação. Normalmente a geometria

do “chip”, os níveis de dopagem utilizados no fabrico

da junção pn e a temperatura a que o processo se

realizou, são os factores determinantes da velocidade

de comutação do díodo. O tempo de recuperação é

normalmente um parâmetro limitativo e corresponde

ao intervalo de tempo que medeia, quando se

comuta o díodo de ligado (on) para desligado (off).

As especificações mínimas de um díodo são:

1. Tensão máxima inversa que suporta;

2. Corrente máxima directa (rated forward current);

3. Queda de tensão máxima aos seus terminais, em polarização directa;

4. Corrente de fuga máxima;

5. Tipo de empacotamento;

6. Tempo máximo de recuperação.

a) Rectificador de meia onda

No caso de termos só um díodo, significa que se aplicarmos ao ânodo um sinal eléctrico

sinusoidal, no sinal de saída (cátodo) aparece só as semi arcadas positivas da função seno.

Neste caso diz-se que houve rectificação de meia onda (ver problema 3.1). Para este caso o

valor médio é dado por:

III/5

∫−

==2/

2/

)(cos(21 π

π πωω

πL

LLmVwttdVV (3.02a)

O valor eficaz, de acordo com a equação 01.14, será dado por:

∫=T

0

2rms dt)t(v

T1V (3.02b)

Para funções sinusoidais, de meia onda tem-se que:

2/1

2 )()(sin⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡= ∫

π

ωωπ

tdtV

V prms = (3.02c)

2/1

2/1

2))(2cos1(

2PP

rmsV

ttdV

V =⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡−= ∫

π

ωωπ

(3.02d)

⇒ Vrms=Vp/21/2

No caso de funções não sinusoidais, tais como funções triangulares do tipo:

(t)

v(t)

T

A

(t)

v(t)

T

A

o valor eficaz é dado por:

2/1

2

22

)(⎥⎥⎦

⎤

⎢⎢⎣

⎡= ∫

π

ωtdTx

TAV p

rms =3

A (3.03)

Problema 3.1 Considere o circuito da figura

que se segue, rectificador de meia onda.

Sabendo que a tensão da fonte v=Vmcos(ωt),

com Vm=10 V, determine e esboce a forma de

onda de tensão na carga e o valor médio da

tensão, sabendo que R=9 Ω e r=1Ω.

v

r

RiD

vD

A lei de Kirchoff das tensões aplicada ao circuito anterior conduz-nos a: DDD Rivriv ++= ou

Rrvv

i DD +

−= .

III/6

Esta equação contém duas incógnitas (iD e vD), que por sua vez se encontram relacionadas

entre si pela característica i-v do díodo. Assim, temos que por análise dessa característica, só

pode haver no circuito corrente positiva. Tal requer que v>vD. No entanto, quando o díodo

conduz, aos seus terminais vD≈0, pelo que só há corrente positiva a circular no circuito quando

v>0. Quando v é negativo, o díodo não conduz, pelo que iD=0. Tendo em conta estas

condições, concluímos que:

RrV

i mD +

= , quando v>0

iD=0, quando v<0.

Nestas condições, a tensão na carga R é dada por vL=RiD, isto é:

T/2

T

v

ωt

onde a tracejado se representa a tensão na fonte e a cheio a tensão na carga.

O valor médio da tensão na carga obtém-se tendo em conta o integral desta função ao longo

de um período, obtendo-se:

86,2)(cos(21 2/

2/

=== ∫−π

π πωω

πL

LLmVwttdVV [V]

Se expandirmos agora vL em série de Fourier, constatamos que:

...4cos15

22cos32cos

211()( +−++= tttVtv LmL ω

πω

πω

π

onde se mostra claramente que o efeito do díodo foi gerar não apenas o termo de corrente

contínua e um outro com a mesma frequência da fonte (frequência fundamental), mas

também outros termos com frequências múltiplas da fundamental, que não estavam presentes

na tensão da fonte.

Como a finalidade deste circuito é o de produzir uma tensão continua, tal consegue-se

utilizando-se um filtro passivo constituído por um circuito RC tal como se indica:

AC RC

tal que R’>>R afim de que o efeito de carga seja

desprezável. Assim, se o produto RC=100/ω, a

amplitude V da tensão de saída na frequência nω

serán

V

RCn

VV LnLn

100)(1 2≈

+=

ω, quando n≥1 e VLn é a

amplitude da tensão na carga, na frequência nω.

III/7

Por exemplo, para n=2, tem-se que 2001

2 LmLm VV = . Isto é, o sinal de saída é constituído neste

caso por uma componente de tensão de corrente continua a que se sobrepõe uma pequena

tensão de ondulação vr, altamente atenuada:

...2sin300

1sin2001( −+= ttVv Lmr ω

πω

A relação entre o valor eficaz de ondulação e a tensão de corrente continua serve para medir a

eficiência do filtro em separar a componente contínua das harmónicas que se sobrepõem ao

sinal. No caso do filtro RC tem-se:

[ ]280

...)300(

1200

12

)()(21)( 22

2/12

0

2 LmLmrefr

VVtdtvv ≈++=

⎭⎬⎫

⎩⎨⎧

= ∫ πωω

π

π

Problema 3.2. Considere o circuito

rectificador que a seguir se mostra.

Sabendo que o valor da tensão

eficaz aos terminais do secundário é

de 115 V, determine:

a) O Valor de pico da tensão;

b) O valor médio.

Resolução

Se tivermos em conta que

VP=1,414Vrms, obtemos VP=162,6 V.

Por outro lado, como VM=VP/π,

obtemos para valor médio o valor de

51,78 V.

b) Rectificador de onda completa

Neste caso pretende-se garantir que as meias ondas que não “aparecem” à saída, no caso

anterior, passem a fazê-lo. Para isso, tudo se passa como se tivéssemos de inverter o sinal das

meias ondas, que foram bloqueadas. Uma das formas de se conseguir tal consiste na utilização

do dois díodos ligados aos terminais da saída de um transformador em que a massa

corresponde ao ponto médio da bobina do enrolamento do secundário (ver problema 3.2) e

que se interligam entre si (nódulo) ou estão ligados aos terminais de uma carga flutuante

(nenhum dos seus terminais está ligado à massa). Nestas condições, o resultado do sinal de

saída corresponde á soma de um sinal eléctrico sinusoidal normal com um outro invertido, pelo

III/8

que a soma corresponde a termos um sinal constituído por meias ondas, todas positivas.

Tal como anteriormente, se tivermos em conta que o sinal sinusoidal é composto por sinais

com diferentes frequências e que o sinal dominante é o da frequência fundamental, ω, então

isto quer dizer que como sinal de saída tem um período que é metade do sinal de entrada (o

sinal repete-se de T/2 em T/2), isto significa que a frequência angular dobrou.

O funcionamento qualitativo pode ser explicado eliminando o transformador e considerando o

circuito como constituído por duas fontes de tensão ligadas em série, com o terminal de

referência (massa), situado entre elas. Assim, quando vI>0, D1 comporta-se como um curto-

circuito e D2 como um circuito aberto. Quando vI é negativo, a situação inverte-se. Em

qualquer caso, a corrente na carga RL encontra-se orientada no mesmo sentido. Como a cada

semi- ciclo um dos díodos está em um curto-circuito, pode-se escrever que vL=|vi|.

Se aplicarmos a este caso a equação 3.02 obtém-se para o valor médio a igualdade:

VM= 2VL/π (3.04a)

Isto é, o dobro do valor obtido para o caso da rectificação de meia onda.

O mesmo acontece para o valor eficaz (ver equação 03.02b), que agora é dada por

Vrms=0,707×Vp

Problema 3.3- Considere o circuito que a seguir se mostra. Determine a expressão da tensão

na carga (vL) e determine qual a relação entre o valor eficaz do sinal ondulatório que chega à

carga (vr) e a componente continua (VLm).

O rectificador de onda completa fornece uma

tensão à carga cuja componente dc é 2.VLm/π, o

dobro do valor obtido com o rectificador de meia

onda do problema 3.1..

vRL

iD

D1

D2

1:1

vL

v

vi

t|

vL

t

Se vL for filtrada como no problema anterior, usando ωRC=100, obtém-se:

...)42000

12001(

34

+−= tsentsenV

v Lmr ωω

π, cujo valor eficaz é:

π210Lm

refV

v ≈ , pelo que a relação entre a componente ondulatória e a componente de corrente

continua é: 0024,0≈Lcc

ref

Vv

III/9

Tipicamente, na rectificação de onda completa recorre-se a

circuitos, designados por pontes rectificadoras, constituídas

por 4 díodos associados da forma como se mostra e, onde o

sinal sinusoidal é aplicado aos terminais com o símbolo ~ e a

saída da ponte se faz pelos terminais com o símbolo + e –

(polaridade), tal como se mostra na figura ao lado.

Problema 3.4- Suponha um dado circuito constituído por uma ponte rectificadora de onda

completa ligada em série com uma resistência RL e a uma fonte de tensão vI=Vmcosωt, onde

Vm=10 V e a resistência interna da fonte é de 50 Ω. Determine o valor médio da corrente e

tensão na carga.

c) Díodo Zener

Se submetermos um díodo a uma tensão inversa elevada, rapidamente se atinge o ponto de

rotura por avalanche (electrões de valência, que se tornam livres sob a acção do campo

eléctrico intenso a que são sujeitos, são suficientemente acelerados de modo que ao chocarem

com outros os libertam, dando rapidamente lugar ao processo de avalanche), passando este a

deixar passar corrente na direcção inversa. Quando este processo de avalanche acontece,

pequenas variações de tensão podem originar grandes variações de corrente.

O processo de rotura depende da intensidade do campo eléctrico

aplicado, pelo que ao variar-se a espessura da camada à qual a

tensão é aplicada, podem-se formar díodos Zener, cujas tensões

de rotura vão desde cerca de 4 Volts a várias centenas de Volts.

símbolo do díodo Zener

Isto é, o díodo Zener opera em polarização inversa e permite manter/fixar a tensão num dado

ponto (designada de tensão de referência), independentemente da corrente que o atravessa

(obviamente limitada por parâmetros de construção do dispositivo, onde, por exemplo, o

tamanho da sua secção transversal é muito importante, quando o díodo Zener é utilizado para

estabilizar fontes de corrente de elevada amperagem).

Se verificarmos a curva I-V do díodo Zener

constatamos que à medida que a tensão

inversa aumenta a corrente de fuga se

mantém essencialmente constante, até se

atingir o ponto de rotura Zener (VZ), ponto

a partir do qual a corrente aumenta

drasticamente. A diferença essencial dos

outros díodos é que o díodo Zener funciona

só a esta tensão, pelo que o seu grande

campo de aplicação é em circuitos

reguladores/ estabilizadores de tensão. Os

parâmetros básicos do Zener são: Curva I-V característica de um díodo Zener

(a) Tensão de funcionamento;

III/10

(b) Tolerância da tensão específica de funcionamento. As tolerâncias mais típicas são de

±5% e ±10%. Neste caso, deve ser também indicada a corrente de teste (IZ), com a

tensão e tolerância;

(c) A potência que é capaz de suportar. Valores típicos são ¼ W, 1W, 2W, 5W, 10W e 50 W.

Problema 3.5- Suponha que tem uma dada fonte de tensão não estabilizada de 20-25 V.

Supondo que pretende aplicar aos terminais de uma dada resistência de carga RL uma tensão

fixa de 20 V, determine o valor de Ra a utilizar no circuito regulador, de forma a que a

corrente no circuito não ultrapasse o 1A.

Exemplo de aplicação do díodo Zener em dispositivos reguladores/estabilizadores de tensão.

Problema 3.6 Considere a montagem que se indica.

Sabendo que a tensão aos terminais de R2 é de 10 V e que

R1=100 Ω e R2=500 Ω, determine o valor da queda de tensão

em R1 justificando-o.

R1

R2DZ

d) Díodo de efeito de túnel

Um díodo de túnel é um dispositivo de estado sólido

caracterizado por possuir uma região de resistência negativa

(quer dizer que não dissipa energia), que faz com que este tenha

uma elevada velocidade de comutação, tipicamente na faixa dos

5 GHz.

símbolo do díodo de túnel

O funcionamento do díodo de túnel é gerido pelos princípios físicos da mecânica quântica (é

mais fácil aos portadores “atravessarem” uma barreira do que “saltarem” através dela).

As curvas I-V típicas do díodo de túnel são as que se indicam nos gráficos que se seguem.

Np gráfico da direita assinala-se a região de resistência negativa (entre os pontos A e B), a

mais importante deste dispositivo activo. Nesta região, à medida que a tensão aumenta, a

corrente diminui, acontecendo precisamente o oposto do que acontece nos díodos normais. As

especificações mais importantes para este dispositivo são:

(a) A tensão de pico (Vp);

(b) A corrente de pico (Ip);

III/11

(c) A tensão (Vv) e a corrente no vale (Iv)

Curva I-V característica do um díodo de túnel.

Esquemático representando o processo de transporte de cargas entre vales da banda de condução do semicondutor.

e) Díodo posterior “Back diode”

O díodo posterior é um díodo de túnel com

supressão de Ip, pelo que a sua curva

característica se aproxima da de um díodo

convencional, tal como se mostra no gráfico

ao lado.

Nestes dispositivos a tensão inversa de

rotura é muito pequena (tipicamente da

ordem dos 200 mV). Contudo são capazes

de suportar correntes muitíssimo elevadas,

quando polarizados inversamente (tal como

o díodo túnel), o mesmo não acontecendo quando polarizado directamente. O que torna este

díodo atractivo é o facto dele poder funcionar entre os limites de funcionamento de um díodo

convencional e de um de efeito túnel. A condução em polarização directa 8BD (banda de

condução) de Ge], tipicamente acontece para tensões superiores a 300 mV, requerendo-se um

varrimento de tensão de só 500 mV.

f) Varactor

O varactor é um díodo de junção pn a funcionar no modo de polarização

inversa e tem uma estrutura tal que a capacidade do díodo varia com a

tensão inversa. Isto é, é um dispositivo de capacidade controlada por

tensão. A maior aplicação é em dispositivos de sintonia (exemplo, rádio,

etc.). Os valores típicos desta capacidade vão desde dezenas a centenas

símbolo do varactor

de Pico farads. De notar que neste caso a capacidade não varia linearmente com a tensão aplicada.

III/12

Gráfico mostrando a forma de variação não linear da capacidade com a tensão, num varactor

3.1.2 Transístores

Por transístores designamos dispositivos activos de 3 terminais, que para além de modificar o

sinal de entrada, podem alterá-lo, ampliando-o ou atenuando-o. Contudo deve-se ter em

atenção que a atenuação ou amplificação se faz sobre os sinais de corrente ou tensão

aplicados e não sobre a energia em jogo. Isto é, o dispositivo não amplifica a energia que lhe

é fornecida. Esta mantém-se constante. Portanto, se a corrente é amplificada, a tensão é

atenuada e vice-versa, de modo a que o produto destas duas quantidades se mantenha

constante. O nome transístor advém do facto de existir uma transresistência entre o terminal

de entrada e saída, activa, que é modificada, de acordo com a polarização do dispositivo e o

sinal aplicado à entrada. Por polarização do circuito, entende-se aplicar ao dispositivo as

tensões/correntes de sinal continuo adequadas, de forma a permitirem o funcionamento

desejado do dispositivo. Existem formalmente dois grandes grupos de dispositivos

transistorizados: os bipolares (BJT) e os unipolares (UJT). No que se segue iremos

explicar, de forma genérica o modo de funcionamento destes dois tipos de transístores, para

que entendamos melhor a sua utilização/aplicação em circuitos reais.

3.1.3 Transístores bipolares

O transístor bipolar (“Bipolar Junction

Transistor”-BJT) é essencialmente

constituido por um par de junções díodo PN

que se encontram unidas pelas traseiras.

Tal, forma uma sanduíche em que um dado

tipo de semicondutor se encontra colocado

entre outros dois de natureza diferente e

com concentrações de impurezas também

diferentes.

Existem dois tipos de sanduíche: a NPN e a

PNP. As três camadas que constituem o

“sanduiche” designam-se de Colector,

III/13

Base e Emissor. Em termos de simbologia,o

emissor é o terminal a que está sempre

associada a seta, sendo o terminal oposto o

colector e o que fica no meio a base. De

forma a que o dispositivo funcione no

chamadomodo normal, é necessário que a

junção base emissor esteja polarizada directamente e a junção base colector, polarizada

inversamente.

Em modulo, a concentração de impurezas no emissor é superior à da base e esta à do colector

(NE>NB>NC). Isto é, o dispositivo é assimétrico, em termos do nível de dopagem das suas

diferentes regiões. Adiante perceberemos o por quê desta condição de fabrico, nomeadamente

na urtilização destes dispositivos como amplificadores, chaves de comutação e inversores.

a) Modo de funcionamento do BJT

Na figura que se segue, mostramos os níveis de distribuição de energia numa junção NPN em

equilíbrio dinâmico (sem aplicação de qualquer tensão aos seus terminais). Isto é, não existe

movimento de cargas, pois os potenciais gerados pela junção ditam essa condição de

neutralidade.

Vamos supor que a junção da base é fina e que por aplicação à primeira junção NP de uma

polarização superior à tensão limiar de funcionamento da junção (VT) existem portadores de

carga a fluírem de N para P. Simultaneamente vamos supor que a outra junção NP se encontra

polarizada inversamente. Nestas condições, isso significa que estamos a “facilitar” a passagem

de electrões da região da base para o colector e a “dificultar” o movimento de electrões do

colector para a base. Tal significa que grande parte dos electrões “emitidos” no emissor

atingem o colector, perdendo-se alguns, que se recombinam com os buracos na base.

Contudo, serão poucos os portadores perdidos, comparados com os electrões emitidos pelo

emissor, pelo facto de se ter NE>NB. Nestas condições, temos fluxo de cargas e o diagrama de

III/14

bandas de energia apresenta o aspecto que se segue: diminui a barreira de potencial E/B e

aumenta a B/C.

Assim, se as tensões de polarização aplicadas forem tais que garantam a compensação total

de VT e se a tensão inversa aplicada for suficiente para permitir a extracção dos portadores

sem a danificar (exceder ou aproximar-se perigosamente da tensão de avalanche ou rotura da

junção B/C) passa-se a ter um fluxo de cargas continuo entre o emissor e o colector.

Nestas condições, diz-se que o transístor está polarizado no modo de funcionamento normal (o

que nos interessa considerar nesta discussão). Assim sendo, tudo se passa como se

tivéssemos alterado o valor da resistência que ”liga” a entrada com a saída, graças ao tipo de

polarização utilizada. Isto é, existe à saída uma corrente “anormal” comparada com a devida

III/15

aos geradores que aí poderiam ser gerados. Isto é, existe como que uma ampliação da

corrente de emissor/ colector, quando comparadas com a corrente de base

BCE III += De notar que nestes dispositivos, interessa ter-se uma transcondutancia (relação entre a

corrente de saída e a tensão de entrada) o menor possível, o que irá corresponder a um

elevado factor de ampliação, normalmente à volta de 100. Para além disso, a impedância de

entrada destes dispositivos (em que se toma o emissor como terminal de referência,

designada de montagem em emissor comum) é baixa. Isto é, os BJT são dispositivos

activos controlados por corrente.

De notar, que nestas condições, existirá, para

cada corrente de base, uma região de

comportamento praticamente óhmico e uma outra,

que a partir de uma dada tensão mínima de saída,

a corrente de colector se mantém praticamente

constante. Isto é, por maior que seja a tensão

aplicada, não existirá variação na corrente.

Isto é, como que atingimos o limite de “extracção”

de cargas do emissor, para estas condições. Esta

condição designa-se de região de activa do

transístor e o seu comportamento é similar ao de

uma curva I-V de um díodo, transladada de 90

graus.

De forma similar teríamos outras tantas curvas

quantos os diferentes IB utilizados, tal como se

indica na figura ao lado. Nas curvas que se

mostram, indica-se a azul a região de

comportamento óhmico, com a referência ao

III/16

valor mínimo da tensão colector emissor (VCE) que conduza à condição de saturação da

corrente (para o Si o valor típico é da ordem dos 0,3 V). Isto é, para aquele IB e para um

dado VCE atingiu-se a corrente máxima possível de circular no colector. É neste ponto de

transição que funcionam os BJT utilizados no fabrico de portas lógicas, tais como

inversores.

Para além disso, indica-se também a região de corte, que corresponde ao valor mínimo da

corrente de base necessária, para que haja circulação de cargas no circuito de saída. Este

valor, em circuitos reais, é diferente de 0 A.

Entre as duas regiões anteriormente mencionadas situa-se a região activa, caracterizada por Ic

se manter praticamente invariável, independentemente de VCE utilizado. É nesta região que se

utiliza o BJT como amplificador.

b) Configurações de BJT e seu funcionamento

Há três configurações típicas nos amplificadores transistorizados, cada uma delas com

características especiais, função da aplicação pretendida. Essas configurações são:

i. Emissor comum. Neste tipo de montagem o terminal de referência é o emissor, sendo

o sinal a amplificar introduzido pela base.

Este tipo de montagem é caracterizado por

possuir uma impedância de entrada baixa (da

ordem dos 1-5 KΩ); uma impedância de saída

elevada; um factor de ampliação de corrente

elevado; o sinal de saída aparece invertido,

em relação à entrada, quando a saída se faz

pelo colector. Isto é, os transístores para além

de terem a função de ampliação, também

invertem o sinal. Esta característica é utilizada

na concepção de portas lógicas, como

veremos.

Este é o tipo de montagem mais comum, na utilização do BJT como amplificador.

ii. Colector Comum Nesta configuração o terminal de referência (ligado à massa) é o

colector. È muito similar à configuração anterior, com as seguintes excepções: a saída é

não inversora e a impedância de entrada é superior à anterior. Esta configuração é

normalmente utilizada em circuitos de acoplamento ou quando se pretenda elevar a

impedância de entrada de um dado circuito.

iii. Base comum. Nesta configuração, não existe ampliação da corrente (IC≈IE), sendo

normalmente utilizada, quando existem grandes potências em jogo e se pretende fazer

um bom acoplamento desta a um andar seguinte.

Em termos de especificações de catálogo, os transístores bipolares são caracterizados pelos

seus valores limites (“Absolute maximum ratings”), a que correspondem as designações que

abaixo se enumeram:

III/17

VCEO A máxima tensão que suporta entre E e C, com a base em circuito aberto;

VCES

(<VCEO)

A máxima tensão que suporta entre E e C, com a base curto circuitada ao emissor;

VCBO

(=VCEO)

A máxima tensão que suporta entre C e B, com E em circuito aberto;

VEBO A tensão inversa máxima que suporta a junção E-B, com C em circuito aberto;

IC Corrente máxima permanente que o transístor suporta;

ICM É o valor máximo para componentes variáveis;

Ptot(=VCEIC) É a potência total dissipável;

Para além disso, o fabricante também indica as características eléctricas de funcionamento.

Isto é, os valores máximo, típico e mínimo e as condições de medida em que foram obtidos.

Os dados mais destacáveis são:

ICBO Corrente de corte do colector. A corrente devida aos portadores minoritários

quando a corrente base-colector se encontra polarizada inversamente;

VCESat Tensão de saturação colector-emissor;

VBE É a queda de tensão quando a junção base-emissor está polarizada no sentido

directo;

hFE Ganho de corrente continua

hie; hre; hfe;

hoe

Ceb; Cec;

Cbc

Parâmetros híbridos do circuito em montagem em emissor comum (montagem amplificadora). Para além disso, incluem também as respectivas capacidades das junções

Finalmente, as especificações características de um transístor incluem um conjunto de

gráficos, entre os quais se destacam: as características de entrada e saída, bem como a

variação do ganho em corrente continua com a corrente do colector e a degradação com a

temperatura da potência máxima dissipável.

[nota: a saída de sinal pelo C aparece invertida de 180º relativamente ao sinal aplicado na B,

enquanto que a saída pelo E aparece em fase, com o sinal aplicado em B.]

c) Utilização do BJT como amplificador

Para que o BJT funcione como amplificador, é necessário polarizá-lo convenientemente (aplicar

as tensões continuas convenientes). Tal significa aplicar no andar de entrada a tensão

necessária que garanta a passagem da corrente IB que leve o BJT para fora da região de corte

e que a tensão no andar de saída do BJT seja tal que garanta o seu funcionamento na região

de saturação da corrente (onde esta é independente de VCE, para o caso da montagem em

emissor comum). Por outro lado, é necessário garantir que o dispositivo é estável (isto é as

condições ambientais ou o aquecimento do BJT não irão alterar significativamente o ponto de

funcionamento deste.

III/18

Por ponto de funcionamento entende-se os valores de Ic, VCE e IB correspondente à referencia

média de qualquer sinal ac que venha a ser amplificado. Este ponto designa-se por ponto

quiescente e deve ser projectado de modo a que permita uma amplificação simétrica de todo e

qualquer sinal ac. Isto é, a excursão máxima do sinal, entre os limites de corte e saturação

sejam o mais próximas possíveis.

De forma a garantir-se uma boa estabilidade do

amplificador, normalmente utiliza-se uma única fonte

de alimentação e a polarização é efectuada por uma

malha resistiva associada, divisora de tensão.

No caso da figura que se mostra, R1 e R2 constituem a

malha resistiva de entrada, em que a tensão aplicada

à base é (leis de Kirchoff):

221

2 RRR

VVV CC

RB +==

Nesta mesma montagem, C1 representa o isolamento

que se pretende entre os sinais de polarização (dc) e

os amplificar (ac). Neste contexto, designa-se C1 como

capacidade de bloqueio. Rc e Re são as resistências da

malha de saída, normalmente utilizadas para a escolha

do ponto quiescente mais conveniente:

CEceCCC VRRIV ++≈ )(

Na equação anterior Ic e VCE são variáveis, pela a

equação anterior é a de uma recta (recta de carga).

Em condições de polarização, esta recta designa-se de recta de carga estática.

Em funcionamento ac, muitas vezes pretende-se que a característica do sinal de saída só

dependa da resistência de carga Rc. Nestas condições, é necessário desacopolar Re da

componente ac, curto circuitando-a à massa. Essa é a função de Ce (condensador de deriva ou

desacoplamento). Nestas condições tem-se que:

Ccce iRv ×=

equação de uma recta que passa pelo mesmo ponto quiescente mas que agora tem um declive

diferente, denominado por 1/Rc. Esta recta designa-se de recta de carga dinâmica, tal como

se indica na figura acima.

Problema 3.7- Considere o circuito da montagem que se mostra a seguir. Determine os

valores de R1e R2 que permitam a excursão simétrica máxima na saída.

III/19

Resolução

A montagem refere-se a um amplificador de emissor

comum. Para se determinar a excursão máxima, deve-se

ter em linha de conta as rectas de carga estática (quando

o condensador CC se comporta como um circuito aberto,

componente continua) e dinâmica (quando o condensador

CC se comporta como um curto-circuito, componente

alterna).

0)(0

111 =++=++−

−−−CELec

CEeCcc

vRRiVRIV

VCE

VBB

R2

C

T

Vcc=21V

R1

Re=1,5KΩRL=1KΩ

vL

onde a 1ª equação se refere à componente estática e a segunda à componente dinâmica. Isto

é, a carga estática corresponde à situação de circuito aberto, pelo que se terá Rca=Re=1,5 KΩ.

Por outro lado, a carga dinâmica corresponde à situação de curto-circuito, pelo que se tem Rcc

igual ao paralelo de Re e RL.

QICQ

vCE(V)

VCC

IC(mA)

Recta de carga dinâmica, de declive∝1/Rcc

Recta de carga estática, de declive∝1/Rca

VCEQ

-6V6VvL

Para a excursão simétrica máxima, pretende-se que VCE=vCE, pelo que se obtém:

cacc

ccCQ RR

VI

+= , e portanto ICQ=10 mA.

Isto é, a tensão de pico de qualquer sinal sinusoidal aplicado, poderá variar no máximo entre –

-6 V e +6 V.

Para a determinação de R1 e R2, devemos ter em conta a malha de entrada. Nestas condições

obtém-se:

III/20

BBBeBBB IRRIV +=− β7,0 , onde VBB=VCCR1/(R1+R2);

RBB=R1R2/(R1+R2) (o paralelo da malha de auto-

polarização); β o factor de amplificação (100) e IB a

corrente de base. Em termos de estabilidade, na prática

faz-se sempre com que RBB=βRe/10 (factor 10 de

estabilidade), pelo que se tem RBB=15KΩ e VBB=17,2 V.

Através do valor estimado para RBB e o valor inferido para

VBB, obtém-se R1=82,9 KΩ e R2=18,3 KΩ.

VBB

RBB

0,7V

Re

IB

IB

IE=βIB

IB

d) Circuito inversor simples em BJT

O circuito inversor simples apresenta as mesmas características que o transístor que funciona

como amplificador, mas agora as suas condições de funcionamento fazem-se na região de

corte ou próximo da região de transição entre o comportamento linear e o de saturação da

corrente de saída. Isto é, o ponto quiescente desloca-se em direcção ao “cotovelo” das curvas

características de saída do transístor (ver figura das curvas I-V de saída que acima se

mostram).

Isto é, antes de se atingir o ponto

de saturação o transístor não

deixa passar corrente, pelo que a

tensão no terminal de saída é

essencialmente VCC (a tensão de

polarização), enquanto quando

deixa passar corrente, a queda

de tensão RCIC≈VCC, pelo que a

tensão de saída é essencialmente

nula.

Isto é, quando a entrada está baixa, a saída está alta e vice-versa. Daí o designar-se este

circuito de inversor.

Nestas condições tem-se que:

CEcCCC vRiV += (letras maiúsculas representam componentes dc e letras minúsculas com

índices maiúsculos representam a componente dc e ac, sobrepostas; letras minúsculas com

índices minúsculos representam só a componente ac).

Assim, quando ve=0 , vCE=VCC.

Se considerarmos que na transição a tensão vCE vale o,2 V tem-se:

VViR CCCC 2,0−< ⇒C

CCC R

VVi

2,0−< . Nestas condições diremos que o transístor está ao corte.

Se tivermos em conta que IB=VCC/RB, e que IC=βIB, a condição de saturação verifica-se

quando:

III/21

VVRR

VCCC

B

CC 2,0−≥β

e) Circuito inversor DTL

O circuito inversor DTL baseia-se em BJT e no funcionamento simples de um circuito inversor.

Contudo, é mais rápido, tal como se pretende em sistemas digitais. No esquema que se segue

apresentamos o esquema desse circuito e a análise eléctrico do mesmo.

Sabe-se que o estado saída é mantido sempre que 0≤Ve≤0,8V. Tratando-se de um díodo de Si,

VT=0,7 V, quando D1 está polarizado directamente, o que quer dizer que 0,7≤VB≤1,5V. Nestas

condições D2 e D3 estão ao corte, o mesmo acontecendo com a junção BE do transístor. Tal

implica que IC=0 e portanto Vs=5V.

Quando Ve=0,8V, D1 continua polarizado directamente e portanto VB=1,5 V o que faz com que

VD2≈VD3≈VBE≈0,5V, e portanto, inicia-se a condução de cargas no circuito, pelo que Vs começa

a baixar.

Quando Ve=1,4V, VD1=0,7V, começa a baixar o que faz com que VB=2,1V e portanto

VD2≈VD3≈VBE≈0,7V. Nestas condições o transístor satura e tem-se Vs=0,2 V.

Quando Ve=1,6V, VD1=0,5V, mantendo-se Vs no valor anterior, mas agora inicia-se o processo

de corte. 1,6V≤Ve≤5V, VD1<0,5V, Vs=0,2V e nestas condições o transístor está totalmente

cortado. Este tipo de comportamento é traduzido graficamente pela curva de transferência,

que relaciona a tensão de saída Vs com a tensão de entrada Ve.

III/22

f) Circuito inversor TTL

O circuito inversor TTL, diferencia-se do DTL, pelo facto de no primeiro ser baseado numa

lógica díodo-transístor, enquanto que no segundo caso se tem uma lógica transístor-transístor.

O tipo de análise é similar que o anterior, só que agora se tem um dispositivo mais rápido.

Como exercício, solicita-se que façam a análise deste circuito e se esboce a respectiva curva

de transferência.

l) Portas lógicas

A combinação de circuitos inversores leva-

nos à concepção de portas lógicas, de grande

interesse para processamento da informação

digital. As portas lógicas mais típicas são a

porta NOR e a porta NAND. No primeiro caso,

para uma porta de duas entradas e uma

saída, a saída só está no estado alto

(verdadeira), quando as duas entradas

estiverem em simultâneo no estado baixo

(Falso. No segundo caso a saída só é baixa

(Falsa) quando as duas entradas forem em

simultâneo Verdadeiras.

Na figura ao lado apresentamos o esquema de uma porta NAND utilizando a lógica TTL, de

colector aberto.

Fica como exercício a análise do circuito e a apresentação do esquemático equivalente da porta

NOR.

3.1.4 Diac

O Diac é um interruptor (chave de comutação) de estado sólido usada

para comutar tensões ac e pertence à família dos dispositivos activos

designados por tirístores. Trata-se de um transístor bipolar de junção

sem o terminal de base (dispositivo de dois terminais) e a sua função é

comutar por rotura uma dada tensão. Os diac de 4 camadas designam-

se de díodos de 4 camadas.

símbolo do diac.

III/23

3.1.5 Rectificador controlado de silício “Silicon Controlled Rectifier-SCR”

O SCR é como uma junção transístor composta por 4 camadas e portanto, por 3 junções pn.

As duas junções mais exteriores estão polarizadas directamente enquanto que a junção interna

se encontra polarizada inversamente. Assim, uma pequena corrente no eléctrodo porta

(eléctrodo central) pode colocar o dispositivo no estado ligado, permanecendo neste estado até

que a tensão de polarização externa permaneça. Designa-se de rectificador este dispositivo por

conduzir corrente numa única direcção.

Isto é, o SCR não é mais do que um rectificador convencional

controlado por um sinal de porta, num dispositivo de 3

terminais. Neste caso, a simples aplicação de uma tensão

directa não é suficiente para que o dispositivo deixe passar

corrente. O circuito rectificador (ânodo - cátodo) tem uma

resistência em sentido directa muito baixa e uma tensão de

rotura elevada, quando polarizado inversamente.

Passa do estado desligado (off, de elevada resistência) para o

estado ligado (on, de baixa resistência), por aplicação de uma

dada tensão a um terceiro terminal, designado de porta

(“gate”). Para desligar o SCR deve-se reduzir a corrente ânodo-

cátodo para valores inferiores a Ih.

símbolo do SCR

A curva característica do SCR é a que abaixo se mostra. De notar que a característica inversa é

a mesma da discutida para o caso do díodo, com uma dada tensão de rotura a que

corresponde o processo de avalanche e uma dada corrente de fuga no díodo. Contudo, em

polarização directa, com a porta aberta, o SCR permanece essencialmente no estado de

desligado até que a tensão de comutação (“breakover”, VBF )seja alcançada. Neste ponto a

curva I-V como que “retrocede” e passa a ter a forma típica de uma curva I-V de um díodo

convencional.

Contudo, a aplicação de uma pequena tensão directa à porta comuta o SCR para a

característica directa de um díodo normal, usando valores muito inferiores a VBF.

Uma das limitações do SCR (a mais problemática) é a razão de variação de tensão com o

tempo dV/dt. Uma razão muito elevada pode fazer com que o circuito “dispare” (“trigger”)

para o estado ligado, sem se alcançar os limites de comutação desejados (ligar antes de

tempo). Este ponto deve merecer a nossa atenção, quer durante o projecto e concepção deste,

quer na sua utilização em circuitos/ sistemas.

As especificações a considerar neste dispositivo são:

a) Tensões de pico directas e inversas;

b) Corrente máxima directa;

c) Correntes e tensões de disparo de porta;

d) Corrente mínima de manutenção;

e) Dissipação de potência;

f) Máximo valor de dV/dt.

III/24

Curva Característica de um SCR com a porta em aberto

3.1.6 Triac

O interruptor tríodo ac (TRIAC) é um dispositivo interruptor de

potência de três terminais, tal como o SCR. O TRIAC conduz

correntes em ambas as direcções, enquanto que o SCR

somente conduz numa dada direcção. Os terminais de

potência são os designados por MT2 e MT1 no esquemático que

se mostra. Assim, quando oMT2 é positivo em relação a MT1

e se aplica uma tensão porta positiva tal faz com que o dispositivo da esquerda conduza.

Uma aplicação típica do Triac é em controladores de luz. Em resposta a um impulso o triac

conduz até que a tensão ac aplicada atinja o valor zero. Depois bloqueia o fluxo de cargas até

ao aparecimento do próximo disparo. Uma vez que o disparo em corrente faz com o dispositivo

possa conduzir em qualquer direcção, este dispositivo é um excelente e eficiente controlador

de potência, de aproximadamente zero Watts à potencia máxima. O inverso acontece, quando

se aplica uma tensão negativa à porta (agora conduz o dispositivo da direita). Tal como no

SCR, é necessário garantir um valor mínimo para a corrente de manutenção (Ih), de forma a

manter o triac a conduzir.

Obviamente que o triac pode também operar se se exceder a tensão de comutação. Contudo,

tal não corresponde à condição normal de funcionamento do triac.

A tensão de comutação é normalmente considerada como um valor limite de concepção do

dispositivo. Uma outra limitação deste dispositivo, tal como acontece com o SCR, é o valor de

dV/dt.

III/25

As aplicações típicas deste dispositivo são em

controladores de fase, desenho de circuitos

inversores, comutadores ac, relés de

deslocamento, etc.

As especificações típicas deste dispositivo são:

1. Tensões de comutação directa e

inversa;

2. Corrente máxima;

3. Corrente mínima de manutenção;

4. tensão e corrente de portas

necessárias para o disparo;

5. velocidade de comutação;

Curva I-V característica do triac.

3.1.7 O díodo PIN

O díodo PIN é constituído por regiões p e n altamente dopadas,

separadas por uma região intrínseca. Quando polarizado inversamente

actua como se tratasse de uma capacidade constante e quando

polarizado directamente, comporta-se como uma resistência variável.

A resistência directa da região intrínseca diminui com o aumento da corrente. Uma vez que a

resistência directa pode variar ao variar-se a polarização, tal é normalmente utilizado como

dispositivo para modulação de sinais ac. Outra aplicação é como chave de comutação em

dispositivos de microondas.

3.2 Transístores Unipolares Os transístores unipolares (UJT) são dispositivos caracterizados por existir um só tipo de

cargas intervenientes no processo de transporte, resultante da acumulação de cargas entre

dois “extremos”, altamente condutores e com os quais essa região se “liga”, sem formação de

qualquer barreira de potencial. A região onde se acumulam as cargas designa-se de canal e as

duas regiões “extremas”, altamente dopadas (n ou p, função do tipo de cargas acumuladas no

canal), são designadas respectivamente de fonte e dreno. A primeira, se utilizada como

terminal de referência ou comum e a segunda se utilizada como terminal de “drenagem” das

cargas do canal. Estes dois terminais são permutáveis entre si, uma vez que possuem o

mesmo tipo e dopagem, com igual concentração. Tal facto leva-nos a designar estes

dispositivos, como sendo simétricos, contrariamente ao que acontecia com os BJT.

Para além dos terminais de dreno e de fonte, existe um outro terminal, designado de porta,

ao qual se aplica a tensão, campo eléctrico de controlo de cargas que se formam no canal. Do

exposto, podemos dizer que no UJT a fonte e dreno desempenham o papel de emissor e

colector, só que agora estes podem ser permutáveis entre si, o que não acontece com os BJT.

Para além disso, o terminal de porta tem um comportamento similar à base dos BJT.

III/26

A acumulação de cargas livres no canal é feita à custa de um potencial e portanto significa que

essa região se deve comportar como que um condensador, capaz de carregar e descarregar,

de forma controlada.

Assim, se quisermos comparar este dispositivo ao BJT constatamos que:

1. Os BJT são dispositivos controlados por corrente, enquanto que os UJT são controlados

por tensão;

2. As estruturas BJT são assimétricas, enquanto que as UJT são simétricas (isto é pode-se

permutar a fonte com o dreno e a resposta do dispositivo continua a ser a mesma);

3. No processo de transporte dos BJT interferem electrões e buracos (cargas negativas e

positivas), enquanto que nos UJT só interfere um dado tipo de cargas;

4. A impedância de entrada dos BJT é baixa (como resultado do controlo por corrente),

enquanto que nos UJT a impedância de entrada é muito elevada (como resultado do

comportamento de “condensador” do canal);

5. Os BJT têm velocidades de resposta/comutação maiores do que os UJT, uma vez que a

capacidade de junção é muito inferior à do “condensador” do UJT;

6. Em condições normais as correntes dos BJT são muito superiores aos dos UJT. Tal

significa que as potências dissipadas são maiores nos BJT do que nos UJT. Tal impõe

um limite à miniaturização dos BJT, pois é necessário arranjar formas de dissipar o

calor resultante da dissipação de energia.

Já vimos que os UJT são dispositivos controlados por tensão, responsável pela formação do

canal que contém as cargas livres de condução. O modo como se forma o canal, pode ser

devido à acumulação de cargas resultantes da polarização inversa de duas junções justapostas

(Transístor de Efeito de Campo de Junção J-FET) ou pela indução de cargas de sinal contrário a

um semicondutor, através de um dieléctrico/óxido (efeito directo de condensador, Transístor

de Efeito de Campo de Junção Metal-Óxido-Semicondutor, MOS-FET).

No que se segue iremos descrever a forma de concepção e as características funcionais destes

dois dispositivos.

3.2.1 O dispositivo J-FET

Como o nome indica, os J-FET são dispositivos

controlados por tensão, resultantes do efeito de

polarização de duas junções justapostas, que

constituem a região de porta. O termo canal n e

canal p, refere-se ao tipo de material com o qual

a fonte e o dreno se encontram ligados.

Nos símbolos indicados, o sentido da seta

corresponde ao tipo de portadores no canal. Para

“dentro” (ou esquerda para a direita) significa

que o canal é tipo n e para fora, que o canal é

tipo p.

No esquema abaixo mostramos o caso de

Símbolos do J-FET de canal n e p.

III/27

formação de um n-JFET, onde se vê o material

tipo n “ensanduichado” entre outros dois tipo p,

curto-circuitados entre si (designados de porta).

Assim, ao polarizar-se inversamente as junções

pn, as regiões de carga espacial associadas a

cada uma delas (inexistência de cargas livres)

aumenta, tal como se de um díodo se tratasse.

Nestas condições, “esvaziamos” a região de

portadores livres e a tendência é formar-se uma

grande região sem cargas livres, se as duas

regiões de carga espacial se “fundissem”.

Contudo, tal não acontece, pois as cargas fixas

de um e de outro lado são da mesma polaridade,

pelo que a sua tendência é começarem a repelir-

se, a partir de um dado valor de aproximação.

Nestas condições, atinge-se uma situação de

equilíbrio entre as forças que tendem a expandir

as regiões de carga espacial de um e de outro

lado da junção, com as forças repulsivas do tipo

Colombiano, originadas pelas cargas fixas, da

mesma natureza.

Assim, entre as duas junções forma-se um

“canal” de elevada resistência, que limita o fluxo

de cargas admissível, ao longo deste. Neste caso,

o material n entre as junções, proporciona o

“caminho de circulação” de cargas entre a fonte e

o dreno.

Isto é, um JFET de canal n é polarizado de forma que o dreno seja positivo em relação à fonte,

para se poder extrair os portadores livres acumulados no canal. Contudo, a diminuição dos

portadores majoritários no material tipo n, causados pela deplexão de portadores livres, leva à

saturação de cargas, para cada um dos valores de tensão porta utilizados. Assim, à medida

que a tensão porta (VG) aumenta, maior será a corrente que circula entre a fonte e o dreno

(IDS), tal como aconteceria no BJT, ao variar-se IB. Isto é, IDS é controlada por VG. Nas curvas

características que se mostram, de notar a relação aproximadamente linear que existe entre

IDS e VDS, até valores próximos da saturação de IDS. Tal é similar ao que já tínhamos verificado

para os BJT, mas agora em termos de dispositivos controlados por tensão.

No caso de um JFET de canal p, aconteceria o inverso.

III/28

No caso do dispositivo JFET, o “isolamento” entre a porta e o canal, é feito à custa da

polarização inversa de uma junção. Assim, a resistência de entrada deste dispositivo, embora

de valor elevado, é condicionada pela existência de correntes de fuga, sendo portanto

importante, saber-se para cada dispositivo qual o valor admissível de correntes de fuga. Por

outro lado, como as correntes que circulam entre o dreno e a fonte são “condicionadas” aos

portadores livres aí acumulados, as correntes Ids não serão tão elevadas quanto as correntes

de colector ou emissor de um BJT. Por outro lado, a transcondutância do JFET, definida como

sendo a razão entre IDS e VG, controla o factor de amplificação deste dispositivo e corresponde

ao que se designa de figura de mérito (Gfs) do JFET.

As especificações deste dispositivo devem incluir:

a) Tensão de rotura Porta Fonte [BVgss];

b) Corrente inversa de fuga [Igss];

c) Tensão de porta de corte [Vgs(off)];

d) Corrente de dreno para Vg=0 V [Idss];

e) Transcondutância em polarização directa [Gfs];

f) Capacidade de entrada [Ciss];

g) Velocidades e condições de comutação;

h) Resistência dreno fonte [Rds (on)]

3.2.2 O dispositivo MOSFET

O MOSFET é um UJT em que existe uma camada de

óxido/dieléctrico entre o terminal porta e o canal, donde advém o

nome MOSFET. Neste caso o óxido isola a porta do canal, donde

resulta uma impedância de entra muitíssimo elevada, superior à

do JFET. Contudo, tal como no JFET é a tensão porta que controla

a formação de canal, e portanto, as cargas que nele circulam,

mas agora, de natureza distinta ao que acontecia com o JFET.

Neste caso, se o semicondutor for tipo p, o canal que se forma deve corresponder à

acumulação de cargas negativas, por aplicação de uma tensão porta positiva ( a aplicação de

uma tensão negativa, só faz aumentar os portadores majoritários que já existem). Isto é, o

canal p forma-se em semicondutores tipo p., enquanto que p-MOSFET se formam em

semicondutores (substratos) tipo n.

A simbologia utilizada é a que se indica, em que o E se refere

as MOSFET a funcionarem no modo de enriquecimento e o

símbolo D aos MOSFET a funcionarem no modo de deplexão.

Neste caso o sentido da seta indica a natureza distinta dos

portadores no canal, em relação ao semicondutor. Por outro

lado, o curto-circuitar da fonte a um 4º terminal, que

representa o substrato, significa que se pretende isolar

electricamente este do resto do dispositivo.

Enriquecimento

N-MOSFET E

P-MOSFET E

Deplexão

N-MOSFET D

P-MOSFET D

III/29

A descontínuidade entre a linha de Fonte e Dreno nos MOSFET-E significa que nestes

dispositivos não há circulação de corrente na malha de saída sem a aplicação de uma tensão

porta. Isto é, não há formação de canal se VG = 0 V. Por outro lado, nos MOSFET D a

continuidade da linha entre a Fonte e o Dreno, significa que para VG = 0 V, IDS # O. Isto é,

existe circulação de cargas (canal já formado) sem aplicação de qualquer tensão porta. Tal

formação é normalmente atribuída a ao modo de fabrico, que induz cargas fixas de natureza

distinta, na interface óxido/semicondutor.

As curvas características de entrada de um MOSFET são as que abaixo se indicam

De notar que VG > 0, induz uma carga negativa no canal n, aumentando portanto a corrente

fonte-dreno (Ids), enquanto que VG < 0 induzirá a formação de uma camada de deplexão no

canal, e portanto, uma redução em Ids. Assim, ao aplicar-se uma tensão dreno-fonte (Vds), e

desde que consiga o isolamento adequado das carga minoritárias acumuladas na interface

óxido/semicondutor (canal), é possível extrair as mesmas.

O “isolamento” dá-se através da polarização inversa do substrato (semicondutor), que, para o

caso de canal n, significa a formação de uma região do substrato, próxima da interface

óxido/semicondutor, deflectida de portadores livres e com cargas fixas ionizadas

negativamente (aceitadoras), que irão repelir os portadores livres existem no “canal”. As

forças atractivas e repulsivas das cargas em jogo balanceiam-se, pelo que as cargas livres do

canal também se estabilizam, saturando, a partir de um dado Vds. Isto é, a condutância do

canal atinge o seu valor mais baixo, a que corresponde o equilíbrio activo dos portadores livres

induzidos pela porta e os portadores fixos negativos, associados á camada deflectida. Nestas

condições dá-se o estrangulamento do canal que limita o fluxo de cargas a circular entre a

fonte e o dreno.

Curvas Características de entrada/saída (A) e de saída/saída (B) de um N- MOSFET(E)

III/30

A figura (A) acima mostra a transcondutância Gm ou o efeito de VG em Ids. De notar que a

tensão porta pode ter valores positivos ou negativos, o que não é possível nos JFET (ver modo

de funcionamento destes).

Na figura (B) mostra-se de novo o efeito de VG no aumento consolidado de Ids, bem como o

facto da tensão dreno fonte (Vds), acima de um certo valor, não ter nenhuma ou pouco

influência em Ids. Isto é, quando o MOSFET está em saturação.

As especificações funcionais do MOSFET são:

a) Tensões de rotura fonte-porta, porta-dreno e dreno-fonte;

b) Transcondutância directa [Gm] ;

c) Resistência fonte-dreno [Rds(on)];

d) Características de velocidade e tensões de comutação,

e) Corrente de dreno fonte para VG = 0 [Idss];

f) Capacidade de entrada [Ciss].

Problema 3.8. Considere a montagem do dispositivo MOSFET que

se mostra. Indique:

a) Que tipo de MOSFET se trata?

b) Para as condições indicadas, qual o valor de Vs, sabendo

que VGss∼1.5 V.

Nota: Vdss 0,8 V.

20 kΩ

+ 10 V

VS

+ 3 V

3.2.3 comparação entre um UJT e um BJT

Para o caso dos transístores de efeito de campo de junção (JFET) ou de um MOSFET, as

características funcionais devem ter em conta que não há corrente na porta (resistência

praticamente infinita, para o caso do MOS) e que o controlo é efectuado por tensão. Os

principais parâmetros de controlo são:

Parâmetro Símbolo JFET MOSFET

Transcondutância gm 0,1-10 mA/V 0,1-20 mA/V

Resistência de saída rds 0,1-1 mΩ 1-50 KΩ

Resistência de entrada rgs >108 Ω >1014 Ω

Em termos de JFET, as características correspondentes aso seus valores limites são:

VGS e VDS A tensão grelha-fonte e a tensão grelha-dreno, que são os valores

máximos de tensão inversa que a junção pn suporta; IG É a corrente máxima que pode circular pela junção grelha fonte,

quando polarizada directamente (normalmente, muitíssimo baixa);

PD Potência total dissipável;

III/31

Enquanto que os parâmetros eléctricos característicos (envolvendo o valor máximo, típico e

mínimo) são:

VP A tensão de estrangulamento. Isto é, a tensão necessária aplicar entre a

grelha e a fonte (considerado como terminal de referência); para que se dê

a condição de inversão do tipo de portadores existentes na região entre D e

S , designada de canal;

IDSS É a corrente de saturação quando VGS=0;

gm Transcondutância;

gos Condutância de saída;

Para o caso do MOSFET, os parâmetros são similares, substituindo-se agora VP por VT, a

tensão limiar necessário aplicar-se ao eléctrodo porta para a formação da região de inversão

do canal (associado ao processo de injecção de cargas através da capacidade formada pelo

óxido/dieléctrico existente sob a porta).

[nota: a saída de sinal pelo dreno (D) aparece invertida de 180º relativamente ao sinal de

tensão aplicado na porta (G), enquanto que a saída pela fonte (S) aparece em fase, com o

sinal aplicado na porta.]

3.2.4 Simbologia de componentes activos

i. Válvula a díodo ;

ii. Válvula tríodo e pentodo

iii. Díodo de estado sólido: normal ;

Zener ; efeito de túnel ;

varactor ; diac

Triac

; comutador controlado

;

rectificador controlado

.;.fotodíodo

.

iv. Transístor bipolar NPN e PNP .

III/32

v. MOSFET no modo de enriquecimento N e P

vi. MOSFET no modo de deplexão N e P

vii. JFET N e P

viii. Par de Darlington NPN e PNP

ix. Ponte rectificador de onda completa

x. Portas lógicas: OR , AND

, NOR ,

NAND ,

xi. Amplificador diferencial

xii. Amplificador operacional

xiii. Circuitos Amp Op;

xiv. somadores ;

xv. integradores ,;

xvi. multiplicadores; ;

xvii. divisor ,

xviii. Inversor

xix. FLIP FLOP RS

S

Q

Q

R

SET

CLR,

xx. JK

J

Q

Q

K

SET

CLR,

xxi. Modulador (“chopper”)

xxii. Motor

III/33

3.3 MODO DE ANÁLISE DE CIRCUITOS TRANSISTORIZADOS Para a análise da funcionalidade de um circuito

transistorizado, este deve ser considerado como uma

caixa preta , possuindo dois terminais acessíveis à

entrada e outros tantos à saída. Isto é, como se fosse um

quadrupólo, em que os para elementos que relacionam

as

i1 i2

v1v2

diferentes variáveis dependentes e independentes do sistema, reflectem a física de

funcionamento do transístor.

Para o caso do transístor bipolar, poderemos considerar:

2221212

2121111

vhihivhihv

+=+=

, (3.5a)

onde os índices numéricos dos parâmetros h são substituídos por letras identificadoras da

natureza física do parâmetro.

2012

211

vhihivhihv

f

ri

+=+=

(3.5b) B

hie

hrev2

hfeib1/hoe

E

C

onde hi seguido de uma outra letra em sub-índice (e, b ou c, consoante o terminal do

transístor que é tomado como referência ou terminal comum, ligado à massa), representa a

impedância de entrada, quando a saída se encontra em curto-circuito; hr, precedido de uma

outra letra em sub-índice representa o ganho inverso de tensão, quando a entrada se encontra

em circuito aberto; hf precedido de uma outra letra em sub-índice representa o ganho directo

de corrente, quando a saída se encontra em curto circuito; h0 precedido de uma outra letra em

sub-índice representa a admitância de saída do circuito, quando a entrada se encontra em

circuito aberto.

RESUMO DOS PARÂMETROS MAIS IMPORTANTES DAS TRÊS CONFIGURAÇÕES BÁSICAS DOS BJT Designação/config

uração

Emissor Comum

(EC)

Colector Comum

(CC)

Base Comum (BC)

Ganho ≈ -hfe ≈ 1 ≈ -hfb=hfe/(1+hfe)

Impedância de

entrada

hie=hfe/IPQ×25×10-3 Zi=hie+(hfe+1)Re Hib=hie/(1+hfe)

Impedância de saída 1/hoe>104 Ω Zo≈ hib +ri/(1+hfe) 1/hob=(1+hfe)/hoe

III/34

3.3.1 MODELO INCREMENTAL DE ANÁLISE DOS FET

O modelo para análise dos transístores de efeito de

campo é similar ao enunciado para os BJT, tendo-se

agora em atenção que hi≈∞ e que o controlo é

efectuado por tensão. Nestas condições, o modelo

equivalente é o que se mostra na figura ao lado.

De notar que o parâmetro importante da análise

destes dispositivos é a transconductância gm, que se

encontra relacionada com a corrente no ponto de

funcionamento por : DSQnm Ikg 2= , onde kn é o

G

gmvgs rds

S

D

parâmetro de correlação entre a corrente de saída e a tensão de porta, tal que:IDS=kn(vgs-VT)2,

onde VT é a tensão limiar de funcionamento do FET.

3.4 MEDIDORES DE CORRENTE ALTERNA

3.4.1 O medidor d’Arsonval

O medidor de d’Arsonval não é capaz de ler correntes alternas, uma vez que ao variar a

polaridade da corrente que atravessa a bobina, também varia o sentido da deflexão do

ponteiro (variação alterna do fluxo que atravessa a bobina). Por outro lado, como o valor

médio do sinal alterno é nulo, isso significa que se tivéssemos uma medidor d’Arsonval em que

o zero se encontrasse no meio da escala, este teria, de forma continua, uma deflexão para a

esquerda e outra para a direita, de igual amplitude. Isto é, o ponteiro oscilaria em torno do

valor zero.

Nestas condições, é necessário garantir-se que a corrente que atravessa a bobina, embora

possa variar periodicamente, o seu valor médio é diferente de zero. Nestas condições,

teríamos o ponteiro a permanecer num valor, diferente de zero. Se tal acontecer, já é possível

a utilização deste medir para medir sinais ac. Isto é, é necessário rectificar-se o sinal alterno.

a) Condições de medida ac do medidor d’Arsonval

A utilização do medidor d’Arsonval para ler sinais ac requer que o sinal a medir seja

rectificado. Tal consegue-se recorrendo a componentes activos (variação não linear entre a

corrente e a tensão aos seus terminais), designados por díodos, que constituem unidades

rectificadoras de meia onda ou onda completa (ver secção 3.1.1ª). Nestes casos, o sinal

alterno é convertido num sinal uni-direccional por remoção ou por inversão de um dos meios

ciclos do sinal alterno, de modo a que o valor médio de um período deixe de ser zero.

I- O RECTIFICADOR DE MEIA ONDA APLICADO AO VOLTIMETRO DE D’ARSONVAL. SENSIBILIDADE DO

MEDIDOR

Um rectificador é um instrumento com 3 terminais, constituído por 2 díodos. Um dos díodos

actua como um rectificador enquanto que o outro díodo proporciona um percurso de baixa

resistência para a corrente de fuga do díodo rectificante.

III/35

Ao utilizarmos o medidor de d’Arsonval para medir tensões ac, este deve ser ligado em série

com um rectificador de meia onda ou onda completa.

No caso do rectificador de meia onda, deve-se ter em conta qual o valor médio do sinal de

tensão (o valor equivalente ao de um sinal dc). O valor médio de um sinal rectificado de meia

onda é igual ao valor de pico do sinal a dividir por 3,1416 (VP/π, ver equação 3.02).

Por outro lado, o valor eficaz dum sinal sinusoidal de meia onda é dado por Vrms=Vp/20,5, o que

significa que Vmédio=0,45Vrms.

Se tivermos em conta que num sinal dc o valor médio coincide com o próprio sinal e que a

sensibilidade do aparelho de medida é proporcional ao inverso da corrente de fim de escala, a

resistência a associar em série, corresponde a:

mrms

rmsm

dc

dcs

fac R

IV45,0

RIV

RI1S −=−=⇒= 3.05a

isto é,

Sac=0,45Sdc.. 3.05b

Isto é, a nova sensibilidade do voltímetro quando utilizado para ler sinais ac é cerca de 45% da

sensibilidade do mesmo aparelho, para ler tensões dc. Isto é, o erro que o aparelho introduz é

elevado. Neste caso, se conhecermos a forma do sinal ac é possível definir-se um factor de

forma da onda (ver análise de circuitos eléctricos) de forma a se corrigir os valores de

leitura do medidor. Outra forma. É melhorar a sensibilidade do aparelho, introduzindo um

rectificador de onda completa.

II- O RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA APLICADO AO VOLTIMETRO DE D’ARSONVAL. SENSIBILIDADE

DO MEDIDOR

No caso de utilizarmos um rectificador de onda completa para se medir sinais de tensão ac

com o medidor de d’Arsonval, devemos ter em conta que agora o valor médio do sinal

totalmente rectificado vale:

Vm=VP×2/π,. Se tivermos em conta a relação de VP com o valor eficaz de tensão, Vp=1,414Vrms,

agora tira-se que Sac=0,9Sdc. Isto é, o valor da sensibilidade do voltímetro é agora cerca de

90% do valor equivalente para corrente continua.

Problema 3.9- A corrente através de um dado medidor apresenta um valor de 150 µA de

valor de pico. Qual o valor de corrente continua equivalente se o sinal rectificado for de meia

onda?

Resolução

Para a rectificação de meia onda tem-se que Idc=Imed=Ipico/π, donde se tira Imed=47,65 µA.

Problema 3.10- Um medidor de d’Arsonval com uma deflexão máxima de corrente de 1 mA e

Rm=500 Ω vai ser utilizado como voltímetro de corrente alterna, em sinais rectificados de meia

onda. Calcule qual a sensibilidade em corrente continua e alterna deste medidor e o valor do

multiplicador de resistência a utilizar para ler tensões entre 0 e 30 V.

III/36

Resolução

Sdc=1/If, donde se obtém Sdc=1 kΩ/V e como Sac=0,45Sdc, tem-se que Sac=450 Ω/V.

Para o cálculo de Rs tem-se Rs=SacV-Rm, obtendo-se Rs=13 kΩ.

Problema 3.11- Calcule o valor da sensibilidade dc e ac e do multiplicador de resistência

necessário para limitar a corrente ao máximo de deflexão no circuito que a seguir se mostra.

V=20 Vrms

Rs

RD1=300Ω

RD2=300Ω

Rsh=250ΩIf=1mARm=250ΩV=20 Vrms

Rs

RD1=300Ω

RD2=300Ω

Rsh=250ΩIf=1mARm=250Ω

Resolução

A corrente aos terminais da resistência shunt é dada por Ish=Vm/Rsh, obtendo-se Ish=1 mA. Por

outro lado, tem-se que IT =Ish+Im, donde se tira que IT=2 mA. Também se sabe que o valor da

tensão média é dado por Vmed=0,45×20=9 V. Nestas condições, a resistência total do medidor

é RT=Vmed/IT, donde se tira que RT=4500 Ω. Por outro lado, analisando o circuito a partir da

fonte de tensão tem-se:

shm

shmdsT RR

RRRRR

+++= , donde se tira que Rs=4075 Ω.

Sac=RT/Vmax.=225 Ω/V e Sdc=1/IT, donde se tira que Sdc =500 Ω/V.

Problema 3.12- Calcule o valor das sensibilidades ac e dc e do valor do multiplicador de

resistência a utilizar no circuito de rectificação de onda completa que a seguir se indica,

sabendo que a resistência em série dos díodos é de 300 Ω.

Rs

Rsh=250ΩIf=1mARm=250Ω

V= 20 Vrms

Rs

Rsh=250ΩIf=1mARm=250Ω

V= 20 Vrms

Resolução

Ish=10-3250/250=1 mA. IT= 2 mA e Vmed=18 V, donde se tira que RT=9 kΩ. Como RT=

2Rd+Rs+ RmRsh/(Rm+Rsh), donde se tira que Rs=8275 kΩ.

III/37

Problema 3.13- Calcule a sensibilidade e o valor do multiplicador de resistência a utilizar no

circuito que a seguir se indica para se obter a deflexão máxima em corrente.

V=10 Vdc

Rs

R=0,5ΩR=0,5Ω

Rm=1ΩΙf=50 mA

V=10 Vdc

Rs

R=0,5ΩR=0,5Ω

Rm=1ΩΙf=50 mA

Resolução

Trata-se de um electrodinamómetro. S=1/If=20 Ω/V. A corrente total que passa no circuito é.

IT=10/(Rs+2)=0,05, donde se tira que Rs=198 Ω.

3.4.2 Electrodinamómetro como voltímetro e amperímetro

Electrodinamómetro é um medidor de corrente alterna constituído por uma bobina fixa dividida

ao meio e uma bobina móvel entre estas. Permite também ler correntes continuas e energias.

Em termos de corrente, tem menor sensibilidade que o aparelho de d’Arsonval. Os valores

mínimos de corrente que lê são da ordem dos 1mA. Uma vez que a corrente que flui nas

bobinas fixas e móvel é a mesma, a deflexão do ponteiro é proporcional ao quadrado da

corrente, pelo que a escala deste medidor é quadrática.

Neste dispositivo, o fluxo de corrente ao passar

na bobina fixa (que tem as funções do

magneto do medidor d’Arsonval e suportam

correntes da ordem dos amperes) estabelece

um campo magnético. Por outro lado, o fluxo

de corrente através das bobinas móveis dá

lugar ao estabelecimento de um outro campo

magnético, mas agora de sentido oposto ao

gerado pela bobina fixa. Nestas circunstâncias,

o ponteiro desloca-se para a direita. Se agora o

fluxo de cargas se inverter (trocar de

direcção), o mesmo acontece a ambos os

campos magnéticos, pelo que a deflexão do

ponteiro se mantém também para o mesmo

lado. Isto é, não é necessário qualquer

rectificador de sinal para que o

electrodinamómetro possa ler sinais ac

Electrodinamómetro

III/38

Ao utilizar-se o electrodinamómetro como

amperímetro, deve-se ter algum cuidado na

sua montagem. Tal deve-se ao facto de não

podermos aplicar directamente à bobina móvel

elevadas correntes. Tal faz-se utilizando-se

resistências shunt, em série com uma

indutância, ligadas em paralelo com os

terminais da bobina móvel.

Nestas condições, limita-se a corrente que

atravessa a bobina móvel. A razão da

reactância indutiva e resistência da impedância

shunt é a mesma da bobina móvel, pelo que o

instrumento medirá correctamente numa vasta

gama de frequências (erro da variação da

frequência até a algumas centenas de Hz,

desprezável).

Electrodinamómetro com voltímetro (A) e

Amperímetro (B)

3.4.3 Electrodinamómetro como Wattimetro

O Wattimetro é instrumento que serve para ler a potência eléctrica. Trata-se de um

instrumento do tipo electrodinamómetro. A montagem das espiras fixa e variável é efectuada

como se mostra no esquema abaixo, onde se nota que a bobina fixa é feita a partir de um fio

mais grosso do que a bobina móvel.

Neste caso, a bobina associada à medição da corrente está ligada em série com o circuito de

carga, enquanto que a bobina associada à medição da tensão (móvel) é ligada em paralelo

(ver figura).

Esquemático da ligação e estrutura de um Wattimetro

Assim, o fluxo de cargas, através das bobinas de corrente, faz com que aos terminais desta

apareça uma dada tensão, em fase com a corrente e cuja intensidade é proporcional à

corrente (A bobina de tensão tem normalmente ligada em série uma resistência. O propósito

III/39

desta ligação é fazer com que o circuito de tensão da bobina seja praticamente só resistivo).

Nestas condições, é possível converter-se directamente a potência associada ao circuito:

P=V2/R, ou P=RI2.

A deflexão angular θm do ponteiro pode ser calculada através da relação:

θθ cosVIKmm = 3.06

em que Km é a constante de conversão do aparelho de graus em Watts; V é o valor eficaz da

tensão; I o valor eficaz da corrente e cosθ é o factor de potência (representa a desfasagem

entre a corrente e a tensão, que num circuito deve ser compensada. O ideal é fazer-se com

que θ seja próximo de zero).

Circuito simplificado do Wattimetro

a) Erros associados ao Wattimetro

O Wattimetro electrodinâmico está sujeito a erros que provêm de factores tais como a

temperatura e a frequência do sinal. Por exemplo, o calor liberto pela bobina pode fazer com

que a força da mola ligada ao ponteiro se relaxe o que irá provocar erros de medida,

associados a uma má deflexão do ponteiro. O mesmo acontece quando passam correntes

elevadas pela bobina. Por isso, a corrente máxima nestes aparelhos é limitada a cerca de 20 A.

A faixa de tensões de um Wattimetro é também usualmente limitada a algumas centenas de

Volts devido à dissipação de calor no interior do circuito de tensão. Contudo, é possível

estender a faixa de medida recorrendo-se a circuitos multiplicadores de tensão.

O grau de incerteza dos Wattimetro electrodinâmicos é de cerca de 0,20% a 0,25%. Este valor

aumenta à medida que a frequência do sinal também aumenta.

III/40

b) Efeitos de carga em Wattimetro

O Wattimetro consiste em dois circuitos, e qualquer deles pode ser danificado se for

ultrapassado por correntes elevadas (sobreaquecimento das respectivas bobinas).

Ao contrário do que aconteceria com um amperímetro ou voltímetro, neste caso mesmo que os

contactos estejam já a arder a deflexão do ponteiro poderá estar dentro de escala (as bobinas

de corrente e tensão estão separadas e a deflexão é o resultado da combinação destes dois

efeitos!), se o factor de potência for baixo.

Nestas circunstancias, é importante, ao inserir-se um Wattimetro num dado circuito, saber-se

se a corrente e tensão estimadas estão de acordo com as especificações do aparelho de

medida e tentar-se compensar ao máximo o factor de perdas deste instrumento.

3.4.4 Medidor de palhetas de ferro

O medidor de palhetas de ferro consiste numa bobina fixa de várias espiras e duas palhetas de

ferro colocadas no núcleo da bobina. A corrente a ser medida passa através das espiras da

bobina fixa dando lugar a um campo magnético que magnetiza as duas palhetas de ferro com

a mesma polaridade. Tal faz com que as palhetas se repilam. Se uma das palhetas estiver fixa

à armadura da bobina e a outra móvel em torno de um eixo não magnético, (onde se liga um

ponteiro), esta deslocar-se-á de forma proporcional ao quadrado da corrente (proporcional à

energia).

Este medidor tanto serve para ler correntes alternas como continuas, Contudo, devido à

histerese associada ao magnetismo induzido, este aparelho é raramente utilizado para ler

correntes continuas. Neste caso é utilizado como simples indicador, como por exemplo, para

indicar a carga e descarga de uma bateria num automóvel. Para aplicações em corrente

alterna é um medidor fiável, com erros entre 5% a 10%, para frequências entre 25 e 125 Hz.

Medidor de Palhetas de ferro

3.4.5 Medidores de filamento aquecido e de termopar

Os medidores de filamento aquecido e de termopar, ambos utilizam o efeito de aquecimento

associado á passagem de corrente eléctrica num elemento dissipativo para provocar a deflexão

de um ponteiro. Cada um deles usa este efeito de forma diferente.

III/41

Tendo em conta o principio da medida (o aquecimento causado pela corrente), podem ser

utilizados quer para medir sinais ac de qualquer frequência ou sinais dc.

No medidor de filamento aquecido o movimento de deflexão depende do grau de expansão

de uma dada resistência de filamento, quando aquecida por uma corrente que o atravessa.

Neste caso, a resistência de filamento é fixa entre os dois terminais do medidor, com uma

linha atada ao meio do fio, em ângulo recto e, solidária com a mola que provoca o

deslocamento do ponteiro. O ponteiro por sua vez move-se num eixo, com o mínimo de atrito

possível. Nestas condições tem-se que a deflexão será proporcional ao quadrado da corrente

que atravessa o fio (ver o caso do Wattimetro, que é similar).

Medidor de filamento aquecido

O medidor por termopar é um instrumento de medida que consiste num elemento

aquecedor (resistência de filamento) um termopar e um medidor de d’Arsonval. O seu princípio

de funcionamento baseia-se na elevação de temperatura (proporcional á tensão desenvolvida

no termopar) que o termopar detecta, que é proporcional ao quadrado da corrente

(P=RI2=mc∆T, onde m é a massa do filamento e c a capacidade calorífica). Este instrumento

serve para ler sinais de elevada frequência (mede sinais de rádio frequência), tirando também

partido do efeito de pele que existe, quando sinais de muito alta frequência atravessam um

condutor (o efeito de pele significa que à medida que a frequência aumenta a corrente

transportada pelo condutor é cada vez mais efectuada pela periferia deste).

Medidor por termopar

III/42

3.4.6 Medidores de sinais de microondas

Para se medir sinais de microondas ou de radar, o que normalmente se faz é converter a

energia associada ao sinal numa outra forma de energia, como por exemplo o calor, tal como

acontece com os medidores de filamento aquecimento ou de termopar.

O medidor de potência mais comum nesta faixa de frequências é o Bolómetro.

O bolómetro é um dispositivo de carga em que a sua resistência se altera em função da

potência que aí se dissipa. Existem dois tipos de bolómetros: os BARRETER e os

THERMISTOR.

O barreter é caracterizado por um aumento da resistência à medida que a potência dissipada

aumenta. Este é normalmente constituído por um pequeno fio metálico de tungsténio que

actua como o núcleo de um fusível, em que a cápsula é de quartzo, de forma a aguentar as

temperaturas elevadas associadas a este medidor.

O termístor é caracterizado por uma diminuição da resistência à medida que a potência

dissipada aumenta. Isto é, o seu elemento central é um semicondutor, o que explica o

gradiente térmico negativo associado. Este tipo de medidor é muito mais preciso que o

barreter.

Em qualquer dos casos, o valor desta resistência é medida antes e depois de se aplicar o

sinal, como forma de calibrar o sinal, em termos de potência equivalente dc.

Barreter

Termístor

Na figura que se segue mostramos os esquemáticos eléctrico e físico de um medidor de

microondas tendo como elemento transdutor o termístor, associado a uma ponte de medida

(ver mais adiante o funcionamento de pontes eléctricas, no capítulo 5).

III/43

Neste circuito, R1 e R2 são utilizados para regular a corrente em RT-2. Quando a resistência de

RT-2 atinge o valor equivalente do paralelo entre R6 e RT-1 (122,4 Ω), a ponte está

balanceada. Nestas condições, o medidor lê 0.

O sinal de rf a ser lido é ligado aos pontos de teste do circuito, via um atenuador a RT-2. Tal

faz com que a temperatura de RT-2 aumente, o que provoca uma diminuição na sua

resistência. A ponte está agora não balanceada fazendo com que haja uma deflexão na agulha

do medidor M1, proporcional à diminuição da resistência de RT-2. Nestas condições, e tendo

em conta o principio de actuação de RT-2, o medidor M1 mede o valor médio da potência.

3.4.7 Medidor detector de envolvente

O medidor detector de envolvente é um instrumento de medida utilizado para medir sinais

alternos não sinusoidais. O circuito de detecção é constituído por 2 díodos em série, com o

ponte intermédio ligado à fonte alterna e em que aos terminais se liga um condensador e uma

resistência.

Esquemático de meio detector pico a pico

III/44

Problema 3.14- Um medidor de tensão ac e um detector de pico de sinais ac foram utilizados

para determinar se 3 sinais alternos eram ou não sinusoidais. Os valores das leituras obtidas

nos 3 medidores encontram-se na tabela que se segue.

Por análise das medidas determine quais dos sinais são sinusoidais.

Designação Leitura no detector de pico Leitura no medidor rms

Primeiro sinal 35,65 V 12,00 V

Segundo Sinal 11,31 V 4,00 V

Terceiro Sinal 25,00 V 8,83 V

Resolução

O detector de pico dá informação sobre a tensão pico a pico do sinal alterno. Se os sinais

forem simétricos tem-se que Vp=Vpp/2. Assim, para o primeiro sinal tem-se que Vp=17,825 V e

o respectivo valor eficaz seria Vrms=0,707Vp o que daria Vrms = 12,60 V (rectificação de onda

completa). Portanto, o primeiro sinal não é sinusoidal.

Para o segundo sinal tem-se Vp =5,655 V, donde se tira que Vrms =4,00 V. Isto é, o segundo

sinal é sinusoidal.

Para o terceiro sinal tem-se Vp = 12,50 V, donde se tira que Vrms =8,83 V. Isto é, o terceiro

sinal é também sinusoidal.

3.5 Exercícios Teóricos e Práticos, para resolver

A) Exercícios Teóricos R3.1 O que entende por um dispositivo activo? O que o distingue um dispositivo passivo?

R3.2 O que entende por grandeza complexa? Como a representa?

R3.3 O que entende por potencia aparente de um dado circuito? E potencia reactiva?

R3.4 O que entende por valor médio de uma função periódica? Em que condições tem um

valor diferente de zero?

R3.5 O que é um díodo? Para que serve?

R 3.6 O que entende por ponte rectificadora? Explique o seu modo de funcionamento.

R3.7 O que entende por valor eficaz de uma grandeza periódica?

R3.8 Qual a diferença existente entre o valor eficaz de uma grandeza sinusoidal rectificada de

meia onda e outra de rectificação completa?

R3.9 O valor eficaz de toda e qualquer onda periódica é igual? Justifique.

R3.10- O que entende por transístor? Que tipos de transístores conhece?

III/45

R3.11 Quais as diferenças entre um díodo e um transístor?.

R3.12 Explique o modo de funcionamento de um transístor BJT e de outro UJT, indicando as

vantagens e desvantagens de cada um deles.

R3.13 O que entende por polarização de um circuito transistorizado?

R3.14 O que entende por recta de carga e ponto quiescente num circuito transistorizado? R3.15 Quais as diferenças entre um circuito amplificador e outro inversor? Onde se aplicam? R3.16 Para que serve um Zener? E um SCR? R3.17 Explique as diferenças de funcionamento entre um triac e um SCR. R3.18 Em que condições se pode utilizar um medidor d’Arsonval para ler correntes alternas? R3.19 O que significa sensibilidade de um aparelho de medida ac?

R3.20 O que entende por efeito de carga? Dê exemplos num voltímetro e num amperímetro.

R3.21 O que entende por Electrodinamómetro? Diga como funciona e o que o distingue de um

medidor d’Arsonval

R3.22 Que aparelhos utilizaria para: i) ler sinais de rf; microondas; sinais não periódicos.

R3.23 O que entende or Wattimetro? Como funciona?.

B) Exercícios Práticos P3.1 As quedas de tensão medidas aos terminais de uma resistência ligada em série a um

condensador é de V1=6,41 V, enquanto que aos terminais do condensador é de V2= 8,536 V.

Determine:

a) o valor da tensão aplicada ao circuito.

b) Se o valor da frequência do sinal alterno for de 100Hz e o valor da resistência for de

1000 Ω, determine o valor da capacidade

c) O valor da impedância do circuito

d) Como procederia para compensar a reactância do circuito.

P3.2 Relativamente ao problema calcule qual seria o novo valor da impedância, se estas

estivessem ligadas em paralelo, bem como o novo valor da tensão do circuito.

Sites a consultar www.tpub.com (integrated publishing);

http://hyperphysics.phy_astr.gsu.edu;

III/46

www.standrews.ac.uk;

www.micro.com;

http://regentspred.org/regents/maths;

www.sonoma.edu/users;

http://acept.la.asu.edu/courses/phs110/ds3/chapter3d.html;

http://mailman.listserve.com/archives/collins/2002-08/msg00052.html;