為何5G會被如此大力炒作？ - EDN Taiwan ·...

為何5G會被如此大力炒作？發電時會改變顏色的太陽能玻璃窗

五大5G無線技術概述

雙埠與回歸比分析

拆解：無線AC升級器是個網路「奇葩」

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電子技術設計

和工程師一起改變世界！

2018年2月EDN-Taiwan

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足不出戶，與技術大咖互動交流！不受時空束縛，線上！行動！www.edntaiwan.com/webinars

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用於氮化鎵 (GaN) 功率元件的閘極驅動光電耦合器

氮化鎵 (GaN) 功率元件因具有優於傳統的基於矽的功率元件的許多優點，正在從實驗室進入商業市場。本次線上研討會討論如何使用新一代閘極驅動光耦 ACPL-P346 和 ACPL-352J 來保護和驅動氮化鎵元件。

針對 USB Type-C 的電源、安全、音訊、替代模式等設計

USB Type-C 已經被廣泛採用。大多數新的筆記型電腦、平板電腦和行動電話已轉換為 USB Type-C。SoC 設計人員必須瞭解如何設計 USB Type-C，並滿足上市時間、尺寸、功耗和成本要求。

加速記憶體的設計、驗證和特性化，促進產品更快上市

隨著設計趨向更先進製程節點的發展，設計變得更加複雜，有更多的製程壓力溫度 (PVT) 變化需要被考量，還會給早已吃緊的設計週期增加額外的工作時間。最新的 Cadence® Legato™ 記憶體解決方案可以滿足所有記憶體單元設計、陣列和編譯器的驗證及特性化需求。

採用熱電偶進行設計的獨特方法

目前，熱電偶廣泛應用在溫度測量中的解決方案。為什麼人們樂於採用熱電偶？是因為熱電偶可精確測量 -200˚C 到 1800˚C 的寬廣的溫度範圍？抑或是熱電偶的獨特優勢和靈活性，使它完全適合各種應用，尤其是在惡劣環境中？

安全性的簡介

透過本次線上研討會，您可了解安全性的三個構成要素︰保密性、完整性和身份認証，掌握如何利用 Microchip 功能強大的元件、工具和解決方案為自己的應用加上穩固的安全防線。

線上研討會精彩重播

EDNT Webinar Full page_1802.indd 1 2018/1/16 上午10:35

相關報導12 封面特寫為何5G會被如此大力炒作？

如果有人想知道為什麼5G會有如

此鋪天蓋地的炒作，可以想想所有

潛在、幾乎是觸手可及的大把銀

子，主要都是仰賴5G技術而來，

就能了解箇中原因了…

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目錄Contents

CES 2018 AR/VR風向球雖然過去的一年，虛擬實境(VR)/擴增實境

(AR)還沒有出現「殺手級」的產品，但今年

的CES上，共有350餘家AR和VR參展商出

席。總結各廠商及媒體的前線報導，EDN為

讀者總結了值得關注的八個發展風向。

https://goo.gl/tA1hC5

用官方售後服務價格的零頭修好電鍋在使用不當的狀況後，將鍋子插上電源，螢

幕不亮、指示燈不亮、整個電鍋沒有任何反

應。找售後服務中心太貴、找樓下修理小哥

太慢。雖然我這個文科生從來沒做過電路設

計，但膽子大的我拆開了電鍋的外殼…

https://goo.gl/DdzhZ6

04 EDN評論特斯拉的電池容量在玩什麼把戲？

06 技術脈動這種太陽能玻璃在發電時會改變顏色

助力2018物聯網起飛的十大技術

品質檢測比人眼更快的機器視覺

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研討會名稱日期地點

TechTaipei 汽車電子研討會

– 探索智慧汽車技術趨勢與商機

與 2018 年台北國際車用電子展覽會 (Autotronics Taipei) 同期舉行

4 月 11 日台北

TechTaipei 汽車電子研討會

– 加速駛向節能減碳 EV 時代

與 2018 年台北國際車用電子展覽會 (Autotronics Taipei) 同期舉行

4 月 13 日台北

TechTaipei 無所不在的物聯網與智慧裝置 7 月 5 日台北

TechTaipei 新時代電源管理設計與功率元件技術 9 月 20 日台北

TechTaipei 擘劃 5G 時代智慧工業/城市藍圖 12 月 13 日台北

匯聚全球智慧共謀創新發展

研討會請洽詢：

[email protected] +886 2 2759 1366#103

研討會主頁主辦單位： FB 粉絲頁

2018 年研討會時間表

2018 Events Full House Ad TW.indd 1 2017/12/18 上午10:50

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10 趨勢窺測拆解：無線AC升級器是個網路「奇葩」

16 技術縱橫 DPD在電纜分配系統中的優勢與挑戰


23 設計實例雙埠與回歸比分析

檢測高階電流的各種技巧

設計和製作用於功率測量的示波器探頭

探討石英晶體的串聯和並聯諧振

對二極體壓降變化進行補償

笨重的手動焊槍帶來人體工學重大挑戰

運用高效能振盪器降低通訊應用開發風險

40 新品櫥窗車輛通訊資料安全性不斷提升

目錄Contents

EDN-Taiwan (ISSN 2309-4311) is published monthly by eMedia Asia Ltd. All pub-lishing rights and copyrights ©2018 are held by eMedia Asia Ltd. The magazine is distributed free to a limited number of qualified readers. Paid subscriptions are available for non-qualified readers. Please send subscription requests and change of addresses to [email protected]. Although every care will be taken, the Publisher accepts no responsibility for damage to or loss of photographs, transparencies, or other materials submitted for publication. Printed by C & C Offset Printing Co. Ltd, 1-9/F C&C Building, 36 Ting Lai Road, Tai Po, New Territories, Hong Kong.

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台北: Judith Cheng [email protected]

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超越一切可能TM

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4 | EDN TAIWAN 2018.02 | www.edntaiwan.com

評論

特斯拉的電池容量在玩什麼把戲？這並非秘密，但顯然也不是眾所周知的

事實：特斯拉(Tesla)在出售具有兩種不

同電池額定值和價格的同一款車(圖1)。

今年9月，颶風伊瑪(Hurricane Irma)襲

擊佛羅里達(Florida)時，這種情況引發

了一些關注，一些車主「突然」得到了

30~50英哩的額外續航里程，從而能夠

開往距離風暴路徑更遠的地方。

虛擬開關進行升級。」

這種刻意降級的做法當然不是新

鮮事。現代電子硬體的早期就已開始

實施，隱藏的跳線或內部開關允許相

同的產品以更高的速度和解析度、更

大記憶體或其他的權衡方案運行。在

某些情況下，甚至有一些討論小組告

訴消費者這個秘密，因此消費者可以

自己升級(儘管這樣做會不再享有保固

及維修服務)。

隨著軟體升級的出現，供應商和

用戶的處境變得更加容易。許多應用

都已安裝好所有模組，但只有當使用

者輸入供應商提供的密碼(大多情況下

是付款後)才能啟用。不過，實際啟用

功能和特性的決定只能由客戶有意識

的行為完成。

但是，現在幾乎所有設備都具有

網際網路和連接功能，供應商可以連

接到產品並啟用或禁用功能或進行遠

端安裝升級，甚至可能不需要與使用

者進行核對(如Microsoft Windows

10當認為你需要時，會安裝升級，因

此下次你打開電腦時，某些影響你工

作或工作風格的東西可能已改變了)。

但是，我不記得有任何可以遠端調

整基本電池容量的類似情況。雖然它可

以簡化物料清單(BOM)，方便生產，

但它仍困擾我的是：所有用戶不得不

為整個電池組買單，而且還得載著不

出力的電池到處跑。這是個真正且切

實的負擔，而不僅僅是減少了電池組

的可用容量。

我也想知道電池和電源管理工程團

隊的感受(不是說他們的感受將是一個

影響因素)。毫無疑問，他們長期努力

開發和評估電池、控制器和演算法，

以最大限度地提高電池組的可用容量、

壽命、性能和其他指標。然後他們發現

「市場行銷」已決定削減10~20%的容

量，僅僅是為了在不同價位提供不同的

容量等級。這至少在專業方面，會使他

們受到傷害。

我不評論特斯拉是否該這麼做，只

要買家享有特斯拉承諾的續航里程，我

想一切都沒問題。不過，我確實擔心：

在盡可能提高電池性能所做的努力之

外，這種內部的電池管理手法，可能會

成為一種新的行銷升級策略。接下來會

出現什麼？智慧型手機電池的續航時間

不同，而這完全取決於供應商的自行其

是和掌控。這當然是做得到的。

你對這種電池管理和降級/升級策

略有何看法？

作者：Bill Schweber

圖1：Model S(圖為2013年的型號)是最常見

的特斯拉全電動汽車。

圖2：Model S電池組相對平坦，位於汽車下

方，橫跨整個車寬，覆蓋大部分車長。

圖3：Model S主高壓電氣元件圖示。

這是怎麼回事？這不是由於使用

不同的電池組(圖2和3)。相反，《衛

報(The Guardian)》上的文章《How

did Tesla make some of its cars travel

further during Hurricane Irma?》指

出，「特斯拉去年推出的平價車款所用

的電池與其售價較高的車型相同，都採

用75kWh電池，但軟體將其續航里程限

制在滿程的80%。車主可以另外花幾千

美元購買升級。而且，由於特斯拉的軟

體升級是線上的，該公司可以透過按下


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www.edntaiwan.com | 2018.02 EDN TAIWAN | 7

技術脈動

LTE Category M1

目前大多數物聯網實現僅使用區域網路(LAN)來提供連接，

但為了充分發揮其潛力，物聯網需要適當的廣域網路(WAN)

技術。借助廣域網路，物聯網設備將能不再依賴使用者的手

機，而在建築物和社區範圍之外進行工作。蜂巢技術LTE

Category M1是提供廣域網路服務的主要競爭者，它可以

為低功耗物聯網設備提供全國甚至全球性的連接。在2017

年不僅有LTE Category M1晶片組和數據機的推出，還可

看到相應的蜂巢業務本身的增長。

藍牙網狀網路

(Bluetooth mesh)

雖然蜂巢技術為物聯網提供了廣域網路替代方案，但區域

網路也有創新。為了在提供類似覆蓋範圍的同時為物聯網

提供Wi-Fi的低功耗替代方案，藍牙發展出網狀路技術。藍

牙網狀網路超越了消費類應用，將會進一步推動信標、機器

人、工業自動化、能源管理、智慧城市應用，以及其他工

業物聯網(IIoT)和先進製造解決方案的發展。該規範本身在

2017年中推出，但實現它的晶片和軟體也隨之立即問世。

多協議無線技術(Multiprotocol wireless)

藍牙網狀網路的加入擴大了樓宇自動化無線連接的選擇範

圍，這只會使設計者在其設備設計中選用哪種無線技術

的困境複雜化；但也出現了另一種選擇：一次選幾個協

議。2017年，多協議無線連接的硬體和軟體已經成為了

現成的選擇，這擴大了物聯網設計可以觸及的市場機會。

安全性相關作為

進入應用現場的第一代物聯網設備甚至讓最固執的懷疑者

明白了一件事：物聯網設備需要確保其自身網路安全。

「透過隱匿來實現安全(security by obscurity)」的支持

者和那些認為安全成本過高的支持者看到了很多明顯的例

子，顯示這些觀念需要改變。雖然安全既非一個新概念，

也不是一項新技術，但2017年的新氣象是，整個產業在

投入巨大力量解決這個問題。新的聯盟形成、硬體相關措

圖1：LTE Category M1蜂巢物聯網的射頻晶片組和數據機已經開

始在市場上出售。(圖片來源：u-blox)

TDK 技術驅動新汽車概念。

https://product.tdk.com/zh

DC/DC轉換器和板載充電器，具有業內超小尺寸

稀土鐵氧體磁體，實現高效電機

壓力傳感器，以及TMR角度和移動傳感器，滿足高精度應用要求

鋁電解電容器和積層陶瓷電容器，具備良好的長期可靠性

DU180101_TDK_T122_AUTOMOTIVE_CH_traditional_EDN_Taiwan_98x273.indd 1 20.11.17 12:34


技術脈動

這種太陽能玻璃窗在發電時會改變顏色作者：Jean-Jacques DeLisle

隨著科學界對綠色能源的重視，大量的

勞動力被特別指定用於太陽能的發展。

就實際吸收發電所需太陽光的太陽能玻

璃來說，創造不僅美觀而且功能齊全的

窗戶一直是個障礙。太陽能電池板近年

來取得很大進展，已從笨重的面板發展

到有色玻璃，但美國能源部國家可再生

能源實驗室(NREL)已邁出了下一步。

近期，NREL發佈隨著升溫和發電而變

暗的太陽能窗戶的新發明。

這種專用太陽能玻璃暴露在陽光

下時會改變其外觀的能力，是由玻璃

升溫時特定分子的分散所造成。儲存

在太陽能玻璃面板的可變換層中的甲

胺分子，在透明窗戶溫度升高時被排

出，隨後該加熱過程使玻璃經歷變色

過程，在發電的同時變暗。光敏玻璃

的這種變暗狀態能夠將通過它的可見

光限制掉97%，與其在透明狀態下

33%的阻擋率相比有巨大提升，這基

本上可說就是建築物和汽車的自動調

光遮陽篷。

當將陽光或其他加熱元件從該窗

戶移除時，它會開始冷卻。在玻璃

開始冷卻後，甲胺分子被重新吸收

到材料中，從而使窗戶恢復到透明

Lance Wheeler(前)與(左起)Nathan Neale、Robert Tenent、Jeffrey Blackburn、

Elisa Miller和David Moore一起開發了一種可變換顏色的太陽能玻璃。(圖片來源：NREL)

狀態。由於它採用了很先進的鈣鈦

礦(perovskite)材料和單壁碳奈米管

(single-walled carbon nanotube)，

才使這一過程才成為可能。

即使在變暗的狀態下，這種類似

變色龍的玻璃依然可以實現11.3%的

太陽能轉換效率，為同類第一。NREL

科學家Lance Wheeler 表示，「現在

已經有熱致變色技術，但沒有哪種可

把這種能量實際轉換成電能。」這項

發明的額外好處是效率和涼爽，唯一

可預見的缺點是會經歷幾次你可能不

希望的變色玻璃變暗，且對這種變化

束手無策。再者，遺憾的是，這種可

變色太陽能玻璃的製程尚不完善，目

前在性能下降之前，它平均只有20個

明暗轉換週期。儘管如此，NREL仍

然有時間添加一些最新的技術，而且

該技術有足夠的前景而使這個研發工

作持續進行。

Wheeler指出，「在好的窗戶和

好的太陽能電池之間有個基本取捨，

這項技術避開了這一點。當陽光充足

時，我們有很好的太陽能電池；當沒

有陽光時，我們有個很好的窗戶。」

憑藉這項發明，Wheeler和他的團隊

能夠結合實用性和流行的視覺感知。

智慧太陽能玻璃—只需再實現一些

新進展—就能為不斷發展的技術之

戰錦上添花。

作者：Richard Quinnell

助力2018物聯網起飛的十大技術

人們談論物聯網(IoT)已經有好幾年時

間，但是數十億互連設備之間，以及

與我們進行通訊的概念，還有更多仍

為想像而非事實。不過，不能否認物

聯網的巨大潛力。在2017年，可看

到業界為實現這一目標邁出了重要一

步，為2018年可能成為物聯網真正起

飛的一年打下基礎。以下是2017年推

動物聯網發展的十大關鍵技術。


https://product.tdk.com/zh


技術脈動

圖2：物聯網平台始於開發板，但背後有很多軟

體。(圖片來源：Arias)

圖3：因為燈總是連接的，所以只需略施小計就可將其變成LAN資料的光通道。(圖片來源：PureLiFi)施推出、參考實現和指導方針問世，

以及半導體公司也開始在其所有針對

物聯網的處理器中將安全功能作為標

配。最近，Arm在其架構中實現了一

個安全框架，以便將來的Arm微控制

器也能夠解決安全問題。

霧運算(Fog computing)

隨著物聯網進入工業應用，對其可擴

展性的關注也隨之出現。預計工業設

備每個節點會產生大量資料，使無線

網路超載，而工業控制不容許工作出

現明顯的延遲。為解決這兩個問題，

出現了霧運算概念。霧運算的概念不

是將原始的物聯網資料發送到雲端進

行處理和回應，而是將處理和控制回

路保持在本地。當物聯網設備本身無

法提供所需的處理時，區域網路中其

他地方的資源就會施以援手，它們不

在雲端，也不在邊緣節點(edge node)

上，它們在物聯網設備周圍的「霧」

中。為促進這種方法的發展和採用，

開放霧聯盟(Open Fog Consortium)

這個新的產業組織建立，並發佈了一

個將有助於指導可互動操作系統開發

的參考架構。

物聯網平台

任何試圖快速開發物聯網產品的人都

會意識到，他們需要為使用者提供的

不僅僅是產品。物聯網系統需要通訊

通道和雲端支援，通常還需要網路或

智慧型手機應用程式。雲端支援不僅

需要接受來自物聯網設備的資料、處

理資料，並將結果提供給使用者，它

還需要管理身份驗證和安全，以及設

備配置。要做到這一點，就需要廣泛

的專業知識，很少有開發團隊能夠實

現。在2017年，這個問題的解決方案

是物聯網平台的興起。

物聯網系統單晶片(SoC)

與平台的崛起並行，針對物聯網應用

最佳化的SoC最佳化設計在2017年引

人矚目。這些元件通常包括應用處理

器，以及片上整合的全面無線連接，

這些專用元件允許開發人員簡單地添

加感測器和使用者介面來建置其設計

的硬體部分，然後將其餘精力集中在

應用軟體上。

Li-Fi

隨著越來越多的設備連接起來，Wi-Fi

網路的頻寬變得越來越擁擠。為了補

充網路能力，開發人員正在轉向網際網

路照明來提供替代途徑。智慧燈具已經

成為一種流行的物聯網設備，那為什麼

不透過調變光線，傳輸一些網路流量來

擴展網路容量呢？這就是Li-Fi試圖去做

的。該技術已經開發了一段時間，並已

達到近10GHz的下載速度，現在第一

款商業裝置已開始問世。

與健康相關的感測器

感測器技術在2017年持續擴展，與健

康有關的感測器也強勁增長。其中一

些是多功能元件，如聯發科技(MTK)

可以監測心臟活動和血液化學的六合

一生物感測器。在超低功耗感測能力

方面也有進展，許多這些新型感測器

都工作在近紅外線範圍，可揭示人類

看不到的資訊。

語音啟動(Voice activation)

儘管到2017年，語音啟動已不是新鮮

事，但在這一年中，語音啟動作為物

聯網使用者介面收穫了巨大推動力。

早期的市場領導者之一— 亞馬遜

(Amazon)的Alexa語音服務(AVS)，

利用該公司的Echo產品線，進一步推

廣了語音啟動技術。

過去一年，我們看到業界極力為

開發商提供AVS和其他語音服務來全

方位研發製造各種產品。MEMS麥克

風、音訊處理器和微控制器供應商也

推出開發套件和其他產品，簡化將語

音啟動整合進物聯網設計的過程。即

使是愛好者和心血來潮的玩家所喜愛

的樹莓派(Raspberry Pi)，也因為發佈

了一款相容Alexa的音訊模組而夯了一

陣子。因此，預計2018年將有很多聲

控物聯網設備進入市場，希望這一年

世界不會因此變得太吵了。


技術脈動

示例1：必須徹底檢查以20個/s的速度移動的產品。目標是以0.02mm2

的精準度檢測誤差。

示例2：在以5m/s速度通過的物體上，必須在20mm的區域內檢測

到幾μm的缺陷。

人眼是個非常複雜的工具，但它也有

侷限性。例如，在檢查產品時，機器

視覺不僅更快且準確得多。而人眼是個

特別複雜的工具，與大腦結合，使我們

能夠感知周圍環境，即使目標的確切形

狀發生變化，也能夠在瞬間辨識它們。

運用視覺感知來分析我們的環境，

並有一個能夠銳利聚焦特定區域的廣闊

視野。隨著人類不斷適應許多不同的刺

激和環境以求生存，這些能力已經在幾

千年中逐漸演變進化。

但是，人類的視覺感受也有重要的

侷限性。首先，我們只有兩隻眼睛，它

們反應太慢而無法詳細看到快速移動的

物體，而且它們只對光譜的有限部分敏

感，眩光和反射也妨礙了長時間專注物

體某些屬性(如尺寸或顏色)的能力。另

外，我們對於影像的感知和儲存還是

很主觀，因此，難怪人眼無法進行準

確測量，以至於它們不是驗證產品品

質的理想工具。

機器視覺：比人眼更可靠、更

準確

機器視覺，或稱基於影像的自動檢測

和分析，當涉及準確和可靠的產品檢

測時，擁有超越人類視覺的全面優勢，

且通常還結合了不同的技術。以下是兩

個如何實現機器視覺系統，以確保生產

環境中最高品質的例子。

示例1：鑒於快速的節拍和對長期

可靠性的需求，在這種情況下肉眼觀

察不是一種選擇，然而，如果企圖這

樣做，那麼這樣的一個實驗會涉及一大

堆人，這又將違背檢查的客觀性。機器

視覺才是解決之道—六個攝影機使用

非常快的快門速度和短暫的偏振光曝光

(頻閃)觀察快速移動的產品。這能夠創

建清晰的影像，其中的缺陷可看得清清

楚楚，然後，特殊的軟體在50ms內檢

索所有缺陷，每天可工作24小時(透過

使用即時作業系統或FPGA)，因此，

這個系統在各方面都優於人眼檢驗。

示例2：如果在這種情況下使用人

眼進行檢查，則需要一個人能夠在以

18km/h速度移動(即每秒一個)產品的

2m表面上看到幾微米的缺陷，因此在

這裡，用肉眼檢查同樣不實際。唯一

選擇是結合了高科技的機器視覺技術

(如8k線掃描技術)與快速鏡頭、LED

線條燈和超高速「即時」影像處理軟

體的方案。

人眼對比自我學習軟體

人眼有一個長項令人讚歎：能發現產

品的異常或缺陷。如果產品夠大，我

們會立即在產品上發現缺陷，即使以

前從未見過這個缺陷，也會立刻注意

到一件小物件上的劃痕或衣服上的裂

口。通常，當拿起一件物品，轉動它、

觀察反光，就會無意識地感受到異常，

這與我們傑出的解讀能力結合，使人眼

幾乎無與倫比。

然而，近年來，機器視覺技術已經

有了很大發展，現在在很多情況下能與

人們的解讀能力相媲美。使用複雜的自

學視覺演算法，當前的技術能夠以與人

腦執行任務相同的方式處理影像。如果

提供內建附加資訊的圖片庫，智慧軟體

可自學在哪裡發現錯誤，而無需任何人

編寫任何一行程式碼。這些附加資訊可

以指出哪些產品是好的，哪些是壞的，

或顯示缺陷位於何處，且即使是改變設

計的產品也能被快速辨識。

總結

在任何情況下，機器視覺都可以匹敵

甚至超越我們眼睛和大腦的視覺檢測

能力。

作者：Epson供稿

品質檢測比人眼更快的機器視覺




趨勢窺測

拆解：無線AC升級器是個網路「奇葩」作者：Brian Dipert

達到特定的累積利潤門檻有兩個基本

方法：以非常高的單品利潤率銷售一

件商品，或以很低的單品利潤率出售

大量的商品。當然，在這兩個極端之

間仍存在無數情況，如果你向市場提

供的精品(即高利潤、低產量)只是對

其他產品(低利潤、高產量)做了輕微

(甚至可能只是韌體)修改，則這一情景

就變得更加有趣。

上述想法是我在2016年看到新蛋

網(Newegg)當時正在銷售TRENDnet

僅為9.99美元的TEW-820AP「無線

AC簡易升級器(Wireless AC Easy-

Upgrader)」時想到的。基本上，TEW-

820AP是款5GHz接入點，以支援最新

的802.11ac Wi-Fi標準的「433Mbps」

(單流)為賣點。事實上，你可以把它放

在家裡的任何地方，透過Cat-5乙太網

路電纜、電力線網路連接等連接到你的

路由器。但TRENDnet的主打賣點是其

可以直接連接到(進而頻譜升級)現有僅

支援2.4GHz的路由器或閘道器(纜線數

據機+路由器)。

我認為TRENDnet宣傳(概念)的最大

失誤是TEW-820AP的乙太網路埠僅支

援10/100Mbps，因此無法提供聲稱的

「433Mbps」802.11ac頻寬。無論如

何這個峰值無線傳輸速率在現實中都不

可能實現…任何一款你有興趣與之匹配

的僅支持2.4GHz(802.11n、802.11g或

但願不是802.11b)的路由器或許不提供

GbE LAN埠。TRENDnet的宣傳可能更合

那些從有線、DSL或光纖網際網路供應

商租用2.4GHz閘道的人的胃口。畢竟，

正如筆者的另一篇文章《路由器拆解：

硬體雙胞胎，可更換韌體來升級？》

圖1：TEW-820AP。

圖2：設置細節也印在設備底部的標籤上。

圖3：底部設置細節標籤特寫。

圖4：四個方向的照片。

中所提及的，使用者有可能花34.99美

元(或者綁定其他東西即可免費)購買一

台不錯的雙頻802.11n路由器。

十足的概念智慧化…現在就來拆

解它。

打開盒子，可以看到功能和文檔

CD、紙本快速入門指南、乙太網路電

纜、壁式電源，以及TEW-820AP機器

本身(圖1)。

我真的不確定為什麼TRENDnet不

怕麻煩的將初始設置細節印刷在貼在保

護性透明塑膠外「包裝」上的貼紙上，

因為裝設細節也印在直接貼在設備底

部的標籤上(圖2)—我也沒費力去撕

掉這張貼紙，因為我希望能再完好無


趨勢窺測

損地重新裝好，然後捐了它。

圖3是底部設置細節標籤的特寫。

圖4是四個方向的照片，分別具

有可選的Wi-Fi保護設置(WPS)按鈕、

10/100Mbps乙太網路埠和一個凹陷的

重新設定開關、基於micro-USB的電源

輸入(第一次在網路設備上看到這種電

源埠)，以及一組環境氣流通風口(別忘

記拆掉保護塑膠膜)。

產品底部的兩個橡膠「腳墊」下隱

藏著兩顆螺絲。轉開螺絲，拆開機殼的

工作就算進行了一半(圖5)。

我輕輕鬆鬆地把整個機殼徹底拆

開(圖6)。

除了1×1天線之外，上半部分沒有

什麼值得看得東西(圖7)。

下半部分更具吸引力(圖8)。

圖9、圖10和圖11分別是幾顆

比較重要的IC的特寫：瑞昱半導體

( R e a l t e k ) 的 R T L 8 8 8 1 A N 「支援

11ac Wi-Fi的AP/路由器網路處理器

SoC」—也可在其他路由器和接入

點中找到(記得我之前對從大眾產品衍

生出精品的評論嗎？)；晶豪科技(Elite

Semiconductor Memory Technology)

的M14D5121632A 32Mb×16(即

512Mb)DDR2 SDRAM，以及串列快閃

記憶體？—我無法找到其網路上的參

考資料，讀者們有任何線索嗎？

最後，看看PCB的背面…沒有什

麼重要元件，與類似設備如出一轍

(圖12)。

我把它復原…是的，它仍然能工

作！可去Goodwill網站上捐了它！

圖10：晶豪科技M14D5121632A 32Mb×

16 DDR2 SDRAM。

圖11：串列快閃記憶體？

圖12：PCB背面沒有什麼重要元件。

圖8：下半部分更具吸引力。圖9：Realtek RTL8881AN支援11ac Wi-Fi的AP/路由器網路處理器SoC。

圖5：轉下腳墊下的螺絲。圖6：徹底拆開機殼。

圖7：上半部分只有一根1×1天線。




封面故事


為何5G會被如此大力炒作？

作者：Brian Santo

封面故事


封面故事

來說，即服務收入從2016年的1.4兆美

元增長到2026年的1.7兆美元；產業數

位化營收從2016年的9,680億美元增

長到2026年的3.4兆美元。

如果固定寬頻的收入機會是增加

的，為什麼像AT＆T和Verizon這樣的

公司會如此積極地追求5G呢？部分

答案是，向5G的演進必須被貨幣化

(monetized)，也就是化為實質的營

收。以相對於競爭對手的性能優勢和價

格優勢(或雙管齊下)來蠶食對手的市場

份額，將是實現這一目標的兩種方法。

即使如此，5G的物聯網方面對各

種網路營運商來說仍很有吸引力是顯

而易見的。雖然許多這些應用似乎只

有採用無線連接才經濟實惠，但某些

應用使用有線連接也可以做得很好。

不要忘記，無線營運商不僅彼此是對

手，它們也在與有線業者競爭。

愛立信已經開始為產業垂直業務

提供通訊服務，稱為企業對企業對企

業或消費者(B2B2X)。該公司調查了

全球50家公司，考慮了400多個使用

案例—有5G能發揮的，也有5G無

用武之地的案例。

愛立信北美地區業務區域數位系統

業務開發總監Peter Linder在網路直播

中介紹了這份報告，並對比了2016年

和2017年的5G市場狀況。他指出，

「營運商已走過規劃階段，研發動作

在減少，且營運商在轉向測試和建立

準備階段，而商業部署將是下一波高

潮。這是個巨大轉變。」

另一大轉變是，2016年大部分調

查對象在追求5G消費服務，2017年對

消費和產業應用的興趣則更為均衡。

愛立信5G行銷總監Monkia Bylehn與

Linder共同主持了這場線上研討會，

她表示，「並非消費類這塊有多大變

故。行動寬頻仍將繼續保持重要地

位，但為了抓住增長機遇，營運商也

希望鎖定商業應用案例。」

就商業案例(即數位化產業)來說，

據愛立信(Ericsson)發佈的一份新報

告，到2026年，網路營運商無線連接

的收入可望超過3兆美元，其中絕大

部分收入成長來自5G支援的新產業應

用。與此同時，高通(Qualcomm)表

示，到2035年，僅5G能實現的醫療

服務產業產值就將達到1.1兆美元。

如果有人想知道為什麼5G會有如

此鋪天蓋地的炒作，可以想想所有潛

在、幾乎是觸手可及的大把銀子，主

要都是仰賴5G技術而來，就能了解箇

中原因了。

3GPP即將批准第一個5G規範，

但還沒這樣做。想要提供5G產品的製

造商期望，如5G公開測試規範聯盟

(由SK Telecom和Verizon發起)這樣的

組織所提出的半正式指導原則，的確

能非常接近即將推出的標準，但是請

記住，這並不是如想像般容易的事。

在最初的5G規範被批准後，還會

有更多的5G標準出籠。這使得供應商

不得不盡可能地解釋5G發展的跡象和

徵兆，因此，服務供應商對網路營運

商的動態必須密切觀察，對營運商的

5G計畫也需要全面審視。

5G的最初應用幾乎可以肯定是

無線通話和寬頻服務，但也只是以更

快的速度提供更多相同的事物。愛立

信表示，雖然媒體和娛樂正朝4G轉

移，4K視訊和虛擬實境(VR)視訊應用

對頻寬需求的增長，使用戶轉向5G將

是自然而然的進展。

單就某一標準來說，營運商要改

善現有服務的內部需求只是情況的

一半—實際上遠不到一半。要瞭解

完整情況，就需要回想，5G對實現新

應用來說就是一種手段，如同它本身

就是個目的。

愛立信預計，現在到2026年，與

當前服務相關的收入的年複合成長率

(CAGR)將為1.5%。與此同時，與產

業數位化(大致上但不完全是物聯網)相

關營收的CAGR將達到13.6%。就金額



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封面故事

圖1：2016~2026各產業營收年複合成長率預測(單位：10億美元)。

圖2：全球目前和5G可應對的營收(單位：10億美元)。

依愛立信的預測，到2026年商業應用案例的市場規模(從最

大到最小)排序，分別如下：能源與公用事業、製造業、公

共安全、醫療保健、公共交通、媒體與娛樂、汽車、金融

服務、零售及農業。最後兩個類別是愛立信在2017年關於

這一主題的第二份年度報告的新增項目。

Bylehn表示，報告中的主要結論是，愛立信認為，到

2026年，產業市場將有6,190億美元的年營收機會。「與

傳統的服務營收相比，這十個產業的營收成長率為36%。」

她說。

另外，Qualcomm引用IHS Market的預測，發佈了一

份報告表示，到2035年，5G將為醫療市場帶來超過1.1兆

美元的銷售額。其中的機會將包括：感測器持續監測追蹤

健康狀況、利用監測資料改善護理的預測分析、遠程診斷

和成像。該報告將其稱為醫療物聯網(IoMT)。

醫療物聯網可以整體上改善醫療保健，並可用於開發新

商業模式，以進一步控制醫療保健成本。

對轉用5G的營運商及其供應商來說，過多的選擇將成

為問題的一部分。根據愛立信的計算，上面列出的前兩個

商業應用(能源和製造業)總共佔了近40%的機會，因此，

它們很有吸引力，但接下來的五個產業都各佔約10%的機

會，它們也很具吸引力。

Linder認為，智慧型手機是4G的推手。「網路在那

裡，然後有許多應用程式的開發以促進成長。當我們思考

5G的未來時，我們認為，它會有更多得多的設備，並有

更多的方式來分割網路，以及衍生各種應用。也會有更多

的資源可以利用，但是因為不可能一口通吃，所以選擇也

更多。」

規劃的任務更加複雜。以零售領域為例，使用虛擬實境

和擴增實境(AR)來向人們展示沙發擺在客廳中的情景，或

衣服穿在身上時的樣子，可能會有很大機會。這就可能需

要5G連接，但5G不需要連接銷售端點(POS)設備。Bylehn

告誡，無線連接在零售業中的總體機會可能很大，但5G的

機會就可能要小得多。

Linden在網路研討會上總結，「你可以選擇，先從行

動應用開始，還是固定無線？你會針對消費類、企業還是

產業垂直業務，抑或同時涉足其中的兩個？營運商可能因

地而異，且各營運商之間也會有所不同。」


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技術縱橫

DPD在電纜分配系統中的優勢與挑戰作者: Patrick Pratt、Frank Kearney/亞德諾(ADI)

電纜系統(有線系統)於20世紀50年

代初在美國首次問世，即使技術和分

配方式在迅速發生變化，電纜作為資

料分配通道卻始終保持著重要地位，

且新技術在現有電纜網路上已實現分

層。本文重點介紹此技術演進的其中

一面—功率放大器(PA)數位預失真

(DPD)，這是許多從事蜂巢系統網路

研發工作人士熟悉的一個術語。將該

技術轉移到電纜能夠帶來明顯的功效

和性能提升，同時也帶來了巨大的挑

戰，因此本文將探究其中的一些挑戰

並概述相應的解決方案。

了解需求

功率放大器在非線性區域工作時，其

輸出將失真。這一失真可能會影響頻

段內性能，還可能導致無用訊號溢出

到鄰道。溢出效應在無線蜂巢應用中

特別重要，因此對相鄰頻道洩漏功率

比(ACLR)有嚴格的規定和控制。突出

的控制技術之一是在訊號到達功率放大

器之前對其進行數位整形或預失真，從

而消除功率放大器中的非線性。

電纜環境則完全不同。首先，可

將其視為封閉迴路，電纜中發生的情

況不會擴展到電纜外，營運商擁有並

控制整個頻譜。頻段外(OOB)失真並

不是關注重點，頻段內失真才是至關

重要，服務提供者必須確保最高品質

的頻段內傳輸通道，以便能夠利用最

大的資料輸送量，其中一個方法是使

電纜功率放大器嚴格運行在線性區域

內，但採用這種工作模式的代價是功

效極差。

圖1概要顯示了典型的電纜應用。

儘管該系統功耗近80W，但僅傳送了

2.8W訊號功率。功率放大器是功效極

低的A類架構，最大暫態峰值效率可

以計算為50%(當訊號包絡最大時，

假定為電感負載)。如果功率放大器完

全在線性區域工作，則考慮電纜訊號

的極高峰均比(通常為14dB)，意味著

放大器需要比訊號壓縮開始時平均低

14dB的工作條件，從而確保即使在

訊號的峰值處也不會發生訊號壓縮。

補償與放大器工作效率直接相關，當

放大器被補償14dB以適應各種電纜

訊號時，工作效率將降低10 -14/10。因

此，工作效率從理論上的最大值50%

降低到10 -14/10×50%=2%。圖2概要

顯示了上述情況。

總而言之，功效是主要問題，損失

功率會影響成本，但同樣重要的是，

它還消耗了電纜分配系統中的稀缺資

源。有線系統業者增加了更多功能和

服務，因此需要進行更多的處理，而

處理所需的功率可能會受現有功率預

算的限制，如果能從功率放大器的低

效能狀況中設法獲取浪費的功耗，那

麼可以將其重新分配給這些新功能。

針對功率放大器低效能情況的解

決方案是數位預失真。這是整個無線

蜂巢產業普遍採用的一種方法。數位

預失真允許使用者在更高效、但非線

性更明顯的區域中運行功率放大器，

然後先預先校正數位域中的失真，再

將數據發送到功率放大器。數位預失

真的本質是在資料到達功率放大器之

前對其進行整形，以抵消功率放大器

產生的失真，從而擴大功率放大器的

線性範圍，如圖3所示。這一擴大後

的線性範圍可用於支援更高品質的處

理，提供較低的調變誤差率(MER)，

或者允許功率放大器以更低偏置設置

運行，從而節省功耗。儘管數位預失

真已廣泛應用於無線蜂巢基礎設施，

但在電纜環境中實作數位預失真將遭

圖1：在有線系統功率放大器驅動器中的功率

效率。

圖2：高平均峰值比推動補償工作模式並使

效率大幅降低。


技術縱橫

圖3：數位預失真的概觀。

圖4：透過數位預失真方案實現節能概述。

圖5：傳統窄頻中諧波失真的說明。

遇獨特而又有挑戰性的要求。

對於功率放大器無效率情形提出

的解決方案就是數位預失真。這是一

種在無線蜂巢式工業網路中普遍適用

與採行的方法。數位預失真讓使用者

能夠以更有效率但更多非線性區域的

方式操作功率放大器，然後在資料被

傳送至功率放大器之前優先修正數位

域當中的失真。數位預失真是在資料

被送到功率放大器之前予以實質上的

塑形，藉以抵銷功率放大器所將會產

生的失真，進而延伸功率放大器的線

性區域，如圖3中所示。其所延伸出來

的線性範圍可以被用來支援更高品質

的處理，提供更低的調變誤差率，或

是允許功率放大器以較低的偏壓設定

運作，因此得以節省功率。同樣地，

要在有線系統環境中實現數位預失真

仍然有其極具挑戰性的需求。

如圖4所示，電纜應用的實際工作

效率約為3.5%。實施數位預失真可以

降低系統的功率要求，由原來的80W

降低到61W，節約19W，且節電率達

24%。每個功率放大器以前的功率要

求為17.5W，現在則下降到12.8W。

實施的挑戰

數位預失真的價值不言而喻，但在電

纜應用中實作時會遭遇許多獨特挑

戰。因此，必須在現有資源範圍內因

應這些技術挑戰。例如，解決方案本

身必須是高效節能，因為如果節省的

電能轉化為該解決方案的電源，則在

最佳化功率放大器效率方面沒有什麼

價值。同樣地，數位處理資源需適

當，以便可以高效地駐留在當前的

FPGA架構中，然而具有非標準硬體

要求和廣泛架構變化的超大型/複雜演

算法可能不太適合。

超寬廣的頻寬

電纜應用環境與無線蜂巢環境之間最

顯著的區別也許是操作頻寬，在電

纜中，約1.2GHz的頻寬要進行線性

化。寬頻寬挑戰複雜的原因在於頻譜

從直流開始僅為54MHz，且訊號頻寬

大於通道中心頻率。必須牢記的是，

功率放大器經驅動進入非線性工作區

域後即可實現省電，這樣雖然提高了

效率，但代價是非線性產物也隨之而

來。數位預失真必須消除由功率放大

器產生的非線性，尤其是那些折回頻

段內的非線性成分，這就在電纜應用

中形成了獨特挑戰。

圖5概要顯示能期望的經過非線性

放大級傳統窄頻段升頻轉換基頻訊號

的寬頻諧波失真。非線性功率放大器

輸出通常以冪級數運算式描述，例如

具有以下形式的Volterra級數：

y(n) = Σm1

= 0 … Σm

k

M M

= 0 h

k, m1, … m

k

∏q = 1

x (n − mq)k

可將其理解為有記憶效應的Taylor

冪級數的擴展。值得注意的是，每個

非線性項(k=1,2,… ,K)都會產生多個

諧波失真產物，例如，五階有3個諧

波項：一次諧波、三次諧波和五次諧

波。另外需要注意的是，諧波頻寬是

其階次的倍數，如三階諧波項的寬度

是激勵頻寬的3倍。

在電纜系統中，諧波在頻譜(從

直流開始僅為54MHz)上的位置對數

位預失真造成了特殊挑戰，而這一挑

戰與大訊號頻寬的關係並不大。所有

非線性系統都會發生諧波失真，電纜

數位預失真的重點是落在頻段內的諧

波失真。從圖5可以看出，在傳統窄

頻應用中，重點是三階諧波和五階諧

波。儘管形成了其他諧波，但它們在

目標頻段外，可透過傳統濾波消除，

因此可以依照分數頻寬來定義寬頻應

用和窄頻應用，其中分數頻寬的定義




技術縱橫

公式如下：

(fn-f

l)/f

c

其中，fn=最高頻率、f

1=最低頻

率、 fc= 中心頻率。分數頻寬超過 1

時，可將應用視為寬頻應用。大多數

蜂巢應用的分數頻寬不超過0.5，因

此，它們的諧波失真行為符合圖6所

示的特性。

對於這樣的窄頻系統，只有一次

諧波周圍的頻段內失真需要透過數位

預失真消除，因為採用帶通濾波器可

去除所有其他產物。另外還需注意的

是，由於頻段內沒有偶數階產物，數

位預失真只需處理奇數階項。

在電纜應用中，可認為近似

fn~1,200MHz、f

l~50MHz、f

c~575

MHz，從而得出分數頻寬為2。要確

定需要校正的最低諧波失真階次，可

以使用以下公式：

fl K

min < f

n

其中， Km i n

是要考慮的最低

非線性階次，或者用數位表示就是

50MHz×2=100MHz，由於其小於

1,200MHz，因此二階諧波失真正好在

工作頻段內並且必須被校正。因此，如

果決定在安全性和線性度極高的操作範

圍之外操作電纜功率放大器，則所得到

的諧波失真將如圖7所示。

相比只需要考慮奇數階諧波的無線

蜂巢應用，電纜應用中的偶數階項和奇

數階項均在頻段內，可產生多個重疊的

失真區域。這在一定程度上會對任何數

位預失真解決方案的複雜性和精密度產

生嚴重影響，因為演算法必須利用簡單

的窄頻假設。數位預失真解決方案必須

適應諧波失真每個階次。

在窄頻系統中，偶數階可以被忽

略，奇數階在每個目標頻段內產生1

個項。電纜應用中的數位預失真必須

考慮奇數階和偶數階諧波失真，並且

還必須考慮到每個階可能有多個重疊

的頻段內元素。

諧波失真校正定位

考慮到傳統窄頻數位預失真解決方案

的處理是在複雜的基頻處完成，本文

主要關注對稱位於載波周圍的諧波失

真。在寬頻電纜系統中，儘管保持了

位於一次諧波周圍的那些項的對稱

性，但是這一對稱性不再適用於更高

階次的諧波產物。

如圖8所示，傳統窄頻數位預失真

在複雜基頻處完成。在這些實例中，

僅一次諧波產物在頻段範圍內，因此

其基頻產物直接轉換為RF。考慮寬

頻電纜數位預失真時，較高階次的諧

波失真必須是頻率偏移，才能使升頻

轉換後的基頻產物正確位於實際RF

頻譜中。

迴路頻寬限制

封閉式迴路數位預失真系統採用傳輸

和觀測路徑。在理想化的模型中，兩

條路徑都不會受到頻寬限制，並且

兩者的寬度都足以通過所有數位預失

真。也就是說，它們足以通過頻段內

和頻段外。

圖9概要顯示了數位預失真的實現

方案。在理想情況下，從數位升頻轉

換器(DUC)經由數位預失真到DAC，

乃至通過功率放大器的路徑將沒有頻

寬限制。同樣地，觀測路徑上的ADC

將對全頻寬進行數位化(請注意，為了

進行說明，本文顯示2倍頻寬的訊號

路徑。在某些無線蜂巢應用中，可擴

展到3~5倍的頻寬)。理想方案是透過

數位預失真產生頻段內和頻段外，從

而完全消除功率放大器導致的失真。

需要注意的是，為了準確消除失真，

需要在目標訊號的頻寬之外創建，這

一點非常重要。在實際方案中，訊號

路徑具有頻寬限制，數位預失真性能

無法達到理想方案要求。

在電纜應用中，頻寬限制可能有多

種來源：FPGA與DAC之間的JESD鏈

路、DAC鏡像抑制濾波器、功率放大

器輸入匹配。這些限制最顯著的影響

是頻段外性能。從圖10所示的模擬可

以看出，數位預失真無法校正頻段外

失真。在電纜中，頻段外失真會造成

頻段內性能下降，這一點特別重要，

是需要考慮的。訊號路徑中的頻寬限

制可以並的確會影響頻段內性能。

電纜環境比較獨特，因為營運商擁

有整個頻譜。感興趣頻段(54M~1,218

MHz)外的輻射位於未被他人使用的一

段頻譜中，也會由於高頻時固有的電

纜損耗而導致衰減。觀測路徑只需監

測工作頻頻段內發生的情況。

這裡需做出一個重要區分：頻段

外輻射無需考慮，在頻段外生成並延

伸到頻頻段內的輻射則需要考量，因

此，儘管頻段外輻射無需考慮，但需

要考量形成這些輻射的原因。此種方

案與無線蜂巢應用大為不同，因為其

觀測頻寬要求通常為工作頻段的3~5

倍。電纜中的重點是頻段內性能，因

此僅需考慮頻段外項目對頻段內性能

的影響。

電纜數位預失真只需要針對頻段

內產物進行校正：對於DOCSIS 3，

圖6：窄波段簡化，只需考慮一次諧波周圍的

產物。

圖7：寬頻有線應用中寬頻諧波失真的

影響。


技術縱橫

頻率範圍為54M~1,218MHz，數位預

失真生成二次、三次、…、消除。儘

管只需在電纜頻寬上進行校正，但在

數位預失真致動器中，這些項將會擴

展到更寬的頻寬(例如，三階頻寬擴

展到1,218MHz的3倍)。為了保持傳

統數位預失真自我調整演算法的穩定

性，應將這些頻段外項目保留在迴路

周圍。對數位預失真進行的任何濾波

往往會造成自我調整演算法不穩定，

而在電纜系統中存在頻段限制，因此

常規演算法可能失效。

圖8：寬頻數位預失真複雜基頻處理中頻率偏移要求的注解。

圖9：無頻寬限制的理想化數位預失真方案。

圖10：由於訊號路徑頻寬限制所導致的數位預失真性能下降，限制了頻段外項目。

數位預失真和電纜傾斜補償

與所有其他傳輸介質一樣，電纜會導致

衰減。通常認為這種衰減與電纜品質、

電纜敷設距離和傳輸頻率有關。如果要

在電纜的接收端，即工作頻譜上實現相

對均勻的接收訊號強度，則必須在發送

端增加預加重(傾斜)。傾斜可被視為電

纜的反向傳遞函數，它採用與傳輸頻率

成比例的預加重或整形。

透過被稱為傾斜補償器(位於功率

放大器之前)的低功耗被動類比等化器

即可實現整形。在高頻下衰減少或不

衰減，而在低頻下衰減大。傾斜補償

器輸出端的訊號在整個工作頻譜範圍

內可具有高達22dB的均衡增益變化。

傾斜補償器對訊號進行整形，並

且在透過功率放大器處理訊號時保持

整形輪廓。傳統數位預失真方案會將

整形視為減損並嘗試針對其進行校

正，因為數位預失真是(非線性)等化

器。似乎合理的是，如果將傾斜的倒

數添加到觀測路徑中，就可以減輕其

影響，但事實並非如此。功率放大器

是非線性的，因此交換性不適用，也

就是說：

PAT≠TPA

其中，PA代表功率放大器，T代表

傾斜補償器。

為了實現最佳操作，數位預失真處

理模組需要明確瞭解在功率放大器輸入

端處顯示的訊號。在電纜數位預失真應

用中，利用數位預失真演算法為功率

放大器建模的同時，必須保持傾斜補

償，這就會面臨一些獨特和極具難度

的挑戰。我們需要一個穩定的低成本

解決方案，不會使傾斜均衡，雖然無

法在本文中披露該解決方案的性質，

但ADI已經找到一個創新的解決方案。

數位預失真和電纜功率放大器

架構

如圖4所示，典型的電纜應用將把一

個DAC的輸出分成四路，並提供給

四個獨立的功率放大器。為了最大程

度節省功率，需要在所有這些功率放

大器上實施數位預失真。可行的解決

方案可能是建構四個獨立的數位預失

真模組和DAC模組。該解決方案有

效，但會使效率降低，系統建立的成

本增加，因額外的硬體需要資金和功

率成本。

並非所有功率放大器都是一樣

的，儘管製程匹配(製造過程中)可以

提供具有相似個性的單元，但差異仍




技術縱橫

會存在，並且隨著老化、溫度和供電

波動而變大。然而，將一個功率放大

器用作主機並為其開發最佳化的數位

預失真，然後將其應用於其他功率放

大器，確實可提供系統性能優勢，如

圖12中的模擬結果所示。

圖12左側的曲線表示未採用數位

預失真情況下的功率放大器性能。

非線性工作模式導致失真，這實現

在MER1性能(範圍為3dBc~42dBc)

中，封閉迴路數位預失真應用於觀測

主功率放大器的輸出，圖12曲線圖

右側的綠色曲線表示的是增強性能。

數位預失真已針對功率放大器失真進

行了校正，結果是總體性能經過轉

變後可提供65dBc~67dBc的MER。

圖12中間剩餘的曲線表示的是從功率

放大器的性能，即根據主功率放大器

進行校正的功率放大器。可以看出，

只觀測一個功率放大器來實作封閉

迴路數位預失真可使所有功率放大器

的性能受益，然而，功率放大器仍然

存在會失效的工作點，即功率放大器

38dBc~67dBc的性能範圍。寬範圍

本身不是問題，但該範圍的一部分低

於可接受的工作臨界值(電纜通常為

45dBc)。

電纜中獨特的系統架構為數位預失

真提供了額外挑戰。最佳化性能需要

採用封閉迴路數位預失真方案。但根

據慣性思維，在電纜中這樣做需要在

每個功率放大器路徑中附加硬體。最

佳解決方案需要為每個功率放大器提

供封閉迴路數位預失真的增強功能，

但不需要額外的硬體成本。

以SMART演算法解決挑戰

如本文之前所述，電纜數位預失真為

設計人員帶來獨特和具難度的挑戰。

如果在功率和硬體的限制範圍內解決

這些挑戰，那麼優勢就不會被削弱；

如果把功率放大器中節省下來的功率

用於額外的DAC或FPGA，則對於功

率放大器省電幾乎沒有任何價值。同

樣地，省電必須與硬體成本平衡。ADI

藉由結合高性能類比訊號處理與先進

演算法方案解決了該挑戰。

ADI方案如圖13所示。該解決方

案可以被認為具有三個關鍵要素：使

用高階轉換器和定時產品、採用支援

全面訊號鏈監控/控制的架構、可利用

已有知識實現最佳性能的數位預失真

先進演算法。

該演算法是解決方案的核心。它

使用廣泛的訊號處理知識，以及訊號

路徑的傳遞功能來形成輸出，同時調

整訊號路徑某些方面的動態控制。動

態系統解決方案不僅意味著系統設計

人員能夠大幅省電，而且這些節省的

電能可以直接轉化為性能提升。利用

演算法，使用者定義了系統必須運行

的MER1性能級別後，就會進行系統調

整，以便在所有輸出端實現該性能。

需要注意的是，該演算法還確保在保

持每個功率放大器最佳用電效率的同

時滿足性能閾值，這一點非常重要，

從而使功率放大器的功耗都低於實現

目標性能所需的功耗。

SMART演算法具有學習系統路徑

的能力，然後改變透過路徑傳輸的資

料性質，以及路徑本身的特性以提供

最佳結果。本文將最佳結果定義為：

維持MER品質的同時降低功率要求。

路徑特性及傳輸訊號的性質都在

不斷變化，因此演算法具有處理動態

適應性的自學習能力。更重要的是，

適應發生在系統運行期間，不會使傳

輸的流中斷或失真。

結論

電纜環境仍舊是提供數據服務的重要

基礎設施。隨著技術繼續發展，對頻

譜和功效的要求也越來越高，新一代

技術的發展使需求日益增長，並推動

實現更高階調變方案及更好的功效。

這些增強功能必須不影響系統性能，

儘管數位預失真提供了一個可能的實

現途徑，但其在電纜應用中形成極具

難度的挑戰。ADI解決方案涵蓋基於矽

的晶片(DAC、ADC和時脈)、功率放

大器控制及演算法。這三種技術的結

合為用戶提供一個適應性強的解決方

案，並讓用戶可輕鬆地以最小的妥協

來達到功率與性能要求。此外，該軟

體定義解決方案還支援原有電纜技術

到新一代電纜技術的輕鬆過渡，新一

代電纜技術中預計將包含全雙工(FD)

和包絡跟蹤(ET)。

圖11：傾斜補償實現方案。圖12：具有多重功率放大器的單一數位預失真模擬結果。

圖13：使用先進轉換器與SMART演算法

的電纜數位預失真實作方案。


技術縱橫

作者：Brian Santo


對於 2 0 1 8 年的 5 G 網路來說，最重

要的五大無線技術中的兩個— 多

重輸入多重輸出(MIMO)和波束成形

(beamforming)—對5G網路一直都

非常重要。

MIMO和波束成形

對於LTE/4G，業界正接近時間和頻

率利用的理論極限。5G無線技術的下

一步是利用空間維度，透過向不同方

向發射嚴格聚焦的訊號，盡可能頻繁

地同時使用任何給定頻率。業界在將

這兩項技術用於5G時，尚需克服挑

戰。2017年，這兩個主題一直在進步

和變化，2018年在這兩方面可能會看

到更多。

MIMO描述了在發送端和接收端

將越來越多的天線聚合進越來越密集

的陣列，以創建更多的資料串流層。

同時，波束成形和與波束跟蹤緊密相

關的技術是將每個訊號引導到接收器

的最佳路徑上，同時避免訊號干擾。

波束成形將使MIMO效率更高。

不過，要應用在5G網路系統，這兩種

技術都需要做進一步改進。

物理上縮小天線尺寸仍困難重重；

針對5G的MIMO陣列非常大(這是2020

年之前，也許更晚，實際的5G智慧型

手機都不太可能問世的原因之一)。大

多數現存的陣列功耗仍太高，以致不

完全實用。

波束成形的本質正如其名，但該

術語並沒有蘊含涉及的複雜性。在

4G中，發射器對接收器進行三角定

位；在5G中也是如此，但在5G中，

發射器也將能映射物理環境，然後不

僅計算多徑反彈，而且計算如何錯開

訊號流，以不干擾同步訊號的方式來

利用多路徑。當發射器和接收器中的

圖1：5G將依靠天線陣列來提供大量的輸入和大量輸出(或稱MIMO)；波束成形將訊號引導

到特定設備。(圖片來源：T-Mobile)

圖2：訊號必須沿著高度和方位角兩個維度去引導，使波束成形的任務複雜化。(圖片來源：Qorvo)

任一個或兩個都在移動時，任務變得

更困難。

所有這些又都因5G無線的下一個

重要方面中的額外固有技術挑戰而更

加棘手。

毫米波(mmWave)

最初為5G分配的頻率在6GHz已擁擠

不堪。世界各地不同司法管轄區最近

分配給5G服務的頻譜大多分佈於各毫

米波頻率。

毫米波範圍是從30G~300GHz。

世界範圍內新的5G頻譜分配，範圍從

20幾GHz(例如26GHz和28GHz，它

們技術上不是毫米波，但通常被歸入

該類)，到30G~40GHz內的幾個頻段

和40G~50GHz內的幾個頻段。有一個

60GHz的Wi-Fi頻段可用於5G無線，其

他更高的頻率正在考慮中。

一方面，這些較高頻率的訊號將

支援比5G規定高得多的資料速率。為

提高其迄今為止已設法實現的頻譜效

率，業界仍然有工作需進行。另一方

面，毫米波訊號的傳輸速率明顯低於

期望。毫米波訊號及6GHz以下訊號

不能傳得很遠，也不能穿透障礙物。

一般來說，5G的許多元件仍然昂

貴，在毫米波頻譜尤其如此。隨著規




技術縱橫

模經濟拉動並基於未來可能的創新，

進一步的整合將肯定使成本下降。

在以前的無線網路演進中，基本的

目標任務是把資料送到手機。沒錯，

這是從簡單的電話開始，並發展到增

加寬頻接入；其他類型的設備是由4G/

LTE網路支援，但絕大多數的無線網

路使用是向手機收發資料，但這將隨

著5G而改變。5G將成為許多物聯網

(IoT)應用的使能技術，但同樣重要的

是，這些物聯網應用將有助於證明5G

演進的正確性。包括物聯網在內的用

例實際上內置於5G技術發展藍圖中，

這是5G市場發展的內在。

雖然許多物聯網設備將直接連接

到5G，但其他的不會。許多物聯網應

用將依賴大量簡單、便宜的感測器或

其他相對簡單的設備。這些設備可能

要求低功耗或超低功耗，可能要求也

可能不要求低延遲，可能需要也可能

不需要彼此通訊，產生(也可能收到)

的資料量可能會因設備的不同而差異

巨大，且它們可能需要進行即時不停

的輪詢，也可能一天、一周、甚至一

月才輪詢一次。

在許多這些應用中，5G連接不

僅是技術上的過度浪費，而且還太昂

貴，以致於它們中有許多在經濟上不

可行。這就是為什麼下一項技術介紹

也對5G市場非常有用。

低功耗廣域網路(LPWAN)

在許多物聯網應用中，大批設備將透

過專門為LPWAN設計的一些無線技

術連接到基地台，基地台又將連接

到高速高頻寬的網路。該網路可能是

5G，但不一定；4G連接有時就足夠

了—有時候3G就可以。附近有有線

接入也可以，它也許同樣有用(如果不

是更理想的話)，只是在很多地方，附

近沒有有線網路，這就有利於5G網路

連接被採用。

目前有幾種LPWAN選擇。它們包括

LoRaWAN、Sigfox、Weightless、NB-

IoT、LTE-M、Ingenu和Symphony Link。

下一個版本的Wi-Fi 802.11ax在規範中有

低功耗選項，它也可能加入其中。

一些LPWAN技術是專有技術，另

一些則是更具包容性的開發過程的結

果，它們的開放程度不同。現在判斷

哪一個會變得流行還為時過早，但可

以肯定的是：LPWAN的無線選擇比市

場可能長期容納的要多。

網狀網路

(Mesh networking)

在一些物聯網應用中，使用無線傳輸

技術不僅適用於連接大量簡單便宜的

設備，而且還適用於其彼此互連，這

就是網狀網路的天下。一些LPWAN技

術一開始並沒有提供網狀網路支援，

但現在幾乎所有的技術都已提供。

網狀網路並不是LPWAN獨有，它

已經被納入無線區域網路(WLAN)技

術。ZigBee和Thread一開始就支援

網狀網技術，藍牙(Bluetooth)最新版

本已經增加，下一個版本的Wi-Fi也

將擁有網狀網路技術。Wi-Fi的下一版

本稱為802.11ax，也叫做Max(觀察

「11ax」，反轉第一個1，它就面朝

另一個方向。懂了嗎？)。

無線網狀網路當然可以在5G中

有用。在所有連接設備都是靜止的區

域網路中，網狀網路尚不能容易地做

好；考慮到移動的設備(行走的人、無

人機、汽車)，則難度加劇。業界正在

開始使5G支援網狀網路的工作。

圖3：毫米波範圍(30~300GHz)附近和以內的頻譜特別適合於更高的資料速率，儘管有缺

陷，但卻有吸引力。(資料來源：Ericsson)

圖4：網狀網路將有助於設備互連。一種可能的用途是車對車(V2V)通訊。(資料來源：密西根理工

大學，Michigan Technological University)


設計實例

負反饋電路分析最常見的方法是雙埠

分析(TPA)和回歸比分析(RRA)。兩者

既有不同，也有相似，常讓人困惑，

本文將透過熟悉的電路實例來澄清這

兩者。在圖1的兩個電路框架圖中，使

用下標字型TP和RR來區分雙埠和回歸

比這兩種類型。

具體而言，αTP和α

RR是開環增

益，而ßTP和ß

RR是回饋係數。圖1a假

設是單向塊，圖1b則更通用，因為

它還考慮了誤差放大器周圍的饋通

(feedthrough)，如增益塊αft所表示。

雙埠分析

取決於sI和s

O是電壓還是電流，有四

種可能的拓撲結構，如圖2中的運算

放大器所示。在每個分圖題中，連字

號前面的一項是輸入相加的方式(串聯

電壓，並聯電流)，而連字號後面的一

項是指，回饋網路採樣sO以產生回饋

訊號sF的方式(並聯電壓，串聯電流)。

對每個拓撲結構，閉環增益呈現形式

為：

SO

SI

1

1 +1 / TTP

ATP = = Aideal (1)

其中：

TTP = aTP ×βTP (2)

是環路增益，Aidea l

是極限條件

(TTP→∞)中s

O/s

I的值，透過使α

TP→∞

得到。另外，回饋係數是：

βTP =1

Aideal

(3)

TPA尋求一種會考慮放大器和回饋

雙埠與回歸比分析

圖1：(a)雙埠和(b)回歸比分析的負反饋電路框架圖。

圖2：使用運算放大器來說明四種基本回饋拓撲。

作者：SergioFranco

網路之間任何互動(如載入)的αTP運算

式。負反饋將每個埠的開環電阻rpa轉

換為閉環電阻，使這項任務變得容易：

R = rpa (1 + Tpa ) ±1 (4)

串聯情況下為+1，並聯情況下

為-1。如果TTP夠大，在串聯情況下可

將R視為開路，在並聯情況下可將其

視為短路。

作為第一個例子，將TPA應用到




設計實例

圖3a的電流放大器，該電路有：

βTP = =1

Aideal

1

1 + R2 / R1

(5)

為得到αTP，我們修改了誤差放大

器，如圖3b所示。圖3a中輸入源看到

的電阻是Ri=R

2/(1+α

v)，負載看到的

電阻是Ro=R

1(1+α

v)。對於大的α

v，

我們期望Ri很小、R

o很大，因此，如

果將Ro近似為開路(OC)，那麼從放大

器的輸入埠看到的回饋網路就是R2+R

1

的簡單串聯組合。同樣，如果將Ri近似

為短路(SC)，則從放大器輸出埠看到

的回饋網路就是R2//R

1的簡單並聯組

合。因此我們有：

0 _vO

R1 // R2

_αvvD

R1 // R2

iO = =

_( R1 + R2 ) iE

R1 // R2

= -αv

表明開環增益為：

iO

iE

R1 + R2

R1 // R2

αTP = =αv (6)

請注意，αTP≠α

v。簡化後的迴

圈增益：

TTP =αTP ×βTP =αv 1 +R1

R2 (7)

重新考慮 αv = 1 0 V / V 和

R1=R

2=10kΩ的例子。帶入上面的

等式，給出：

βTP = = V/V1

Aideal

1

2

αTP = 40V/V

TTP = 20 (8)

ATP = 1.905A/A

儘管有OC和SC近似值，但透過

與直接分析得出的Aexact

=1.909A/A相

比，這相當有利。為確保這種近似性並

非偶然，可檢查Ri和R

o的值，利用檢查

圖3b，有ria=R

2+R

1和r

oa=R

2//R

1，和應

用等式(4)，所以得到：

R1 + R2

1 +αv (1 +R1 / R2 )

ria

1 + TTP

Ri = =

R2

1 +αv

10

21 = = = 0.476kΩ

RO = roa ( 1 + TTP )

= ( R1 // R2 ) × [1 +αv ( 1 +R1 / R2 ) ]

= R1 ( 1 +αv ) = 10 × 21= 210kΩ

從而證實Ri比電路中的其他電阻小

得多，Ro大得多。

回歸比分析

這種方法，如圖1b的電路框架圖所

示，可計算閉環增益：

1

1 +1/ TRR

αft

1 +TRR

SO

SI

ARR = = Aideal + (9)

其中，TRR是環路增益，A

ideal和α

ft

分別是TRR→∞和T

RR→0極限條件下s

O/

sI的值。這些極限是透過使圖1b中的

αRR→∞和α

RR→0來實現。根據以下

流程，得到TRR為誤差放大器的從屬源

αRRsE的回歸比：

(a)設置sI→0；

(b)在從屬源aRRsE的緊下游立即切斷

回饋環；

(c)與αRRsE源相同類型和極性的測試

訊號sT通過電路下游；

(d)找到由從屬源本身返回的訊號sR；

(e)獲得回路增益作為回歸比。

SR

ST

TRR = − (10)

隨著分析的進行，發現將TRR表達

為積很方便，類似於公式(2)：

TRR =αRR ×βRR (11)

得到回饋係數βRR：

SE

ST

βRR = − (12)

或更簡單地，βRR=T

RR/α

RR。

將這個過程應用於圖3a的電流放大

器，產生了圖4a的電路，利用檢查，

並有vR=α

vvD=α

v(-v

T)，所以：

vR

vT

TRR = − =αv (13)

因此，αRR= α

v和β

RR= T

RR/

αRR=1。使α

v→0，以便得到饋通增

益，如圖4b所示。透過檢查，iO=i

I；

所以，αft= i

O/ i

I= 1 A / A。再考慮

αv=10V/V和R

1=R

2=10kΩ的例子，

因此現在有：

TRR = 10

αRR = 10 V/V

圖3：(a)端接於短路負載的並聯-串聯配置；(b)使用TPA查找開環參數αTP、r

ia,和r

oa的電路。


設計實例

圖4：用於得到圖3a中電流放大器的(a)環路增益TRR和(b)饋通增益α

ft的電路。

圖5：(a)並聯-並聯配置；(b)得到誤差增益αTP的電路。

βRR = 1 V/V (14)

αft = 1A/A

ARR = 1.909 A/A

對比公式(14)與公式(8)，觀察各

個T、α和β值的不同。另外，ARR是

準確的，而ATP只是近似。為了符合

圖1a中採用單向塊這一假定，TPA透

過使TTP=20(與T

RR=10相比)盡可能

地接近Aexact

。對於αv的當前值來說，

使TTP=21(而非20)將導致A

TP=A

exact，

這可以很容易地驗證。但是，對於饋通

變得更相關的較低值(例如αv=1V/V)

來說，它不起作用。αv=0時，差異

最大，其中，ARR=A

exact=1V/V，但

ATP=0。

更複雜的例子

將這兩種方法應用於圖5a的I-V轉換

器，但是使用具有非無限輸入阻抗ri和

非零輸出阻抗ro的更真實的運算放大器

模型。正如我們知道的，該電路有：

1

−R

1

Aideal

βTP = = (15)

由於這是一個並聯-並聯拓撲結

構，所以回饋電阻同時為輸入和輸出

兩個埠的接地電阻，如圖5b所示，所

以有：

R

ro + RvO = αvvD

R

ro + R= αv (−ri // R) iE




設計實例

顯示開環增益：

vO

iE

αTP =

(16)R

(1 + R / ri ) × (1 + ro / R )= −αv

再次注意αTP≠α

v。而且，環路

增益為：

TTP =αTP ×βTP

(17)αv

(1 + R / ri ) × (1 + ro / R )=

對於RRA，請參考圖6的電路，它

分別給出：

vR =αv vD =αv vT−ri

ri + R + ro

vO = iI [ ri // (R + ro )]ro

R+ ro

所以環路和饋通增益簡化為：

αv

1 + (R + ro ) /ri TRR = − =

vR

vT

(18)rO

1 + (R + ro ) /ri αft = =

vO

iI

請注意，αft和A

idea l極性相反。

針對一種容易想像的特定情況，即

αv=60V/V和r

i=r

o=R=10kΩ，來比

較這兩種方法。是的，用一款不太合

格的運算放大器，可以更好地顯示其差

異。把這些資料帶入相關公式，得到：

1

Aideal

1

− 10 V/mAβTP = =

αTP = − 150 V/ma (19)

TTP = 15

ATP = − 9.375 V/ma

TRR = 20

αRR = 60 V/V

圖6：用於得到圖5a中I-V轉換器的(a)環路增益TRR和(b)饋通增益α

ft的電路。

βRR = 1

3V/V

(20)

αft = 3.3 V/mA

ARR = − 9.365 V/mA

注意αTP和α

RR，以及β

TP和β

RR

的幅值、極性和量綱(dimension)的差

別，ATP和A

RR(=A

exact)也有細微差別。

如果運算放大器 ro = 0 ，根據

公式 ( 1 8 )將不存在饋通。在這種

情況下，將得到：TTP= T

RR= 30，

ATP=A

RR=-9.677V/mA。如果運算放

大器也有ri=∞，則T

TP=TRR=60，

ATP=A

RR=-9.836V/mA。然而，仍然

會有很大的差異，即aTP=-600V/ma和

TP=-0.1mA/V，以及

RR=60V/V和

RR=1。儘管存在差異，這兩個參數

集仍將設法提供相同的A值。

另外兩個例子

最後來看一看圖7a和b的單電晶體電

路。圖7c中其共同小訊號模型顯示，

誤差增益基於gm(在運算放大器的盒子

中，它是基於αv的)，而且，兩個電路

都是串聯-輸入型的。然而，根據將輸

出作為發射極電壓vo還是作為集電極

電流io，分別有並聯-輸出或串聯-輸出

類型，兩個電路都很簡單，可以直接

分析它們。但是，透過TPA和RRA進

行研究將更具啟發性。

·圖7a串聯-並聯電路的TPA：為得

到Aideal

，讓gm→∞，如圖8a所

示。這使得vε→0或v

o→v

i，意味

著Aideal

=1.0V/V(=1/βTP)。參照

圖8b，利用檢查，有vo=g

m(R//r

o)

vε或α

TP=v

o/v

ε=g

m(R//r

o)，帶入

資料，可以得到：

βTP = 1 V/V

αTP = 9.02 V/V (21)

TTP = 39.02

ATP = 0.9750 V/V

·圖7a串聯-並聯電路的RRA：為得

到TRR，參見圖9a，其中i

r=g

mvπ

=gm[(-i

t)(r

π//R//r

o)]；為得到

ft，

參見圖9b，其中vo= v

i(R / / r

o) /

[rπ+(R//r

o)]。所以：

TRR = gm ( rπ // R // ro )

αRR = gm

βRR = rπ

// R // ro

αft =1

1 + rπ

/ ( R// ro )

帶入資料，得到：

TRR = 28.07


設計實例

圖7：假定gm = 40mA/V、r

π = 2.5kΩ、r

o = 40kΩ和R = 1.0kΩ。(a)串聯-並聯電路；(b)串聯-

串聯電路；(c)其共同小訊號模型。

圖8：用於得到圖7a中串聯-並聯電路的(a)Aideal

和(b)αTP的電路。

圖9：用於得到圖7a中串聯-並聯電路的(a)TRR和(b)α

ft的電路。

αRR = 40 mA/V

βRR = 0.7018 V/mA (22)

αft = 0.2867 V/V

ARR = 0.9753 V/V

·圖7b串聯-串聯電路的TPA：為得

找Aideal

，讓gm→∞，如圖10a所

示。這使得vε→0，從而在r

π上

產生虛擬短路，所以iR=v

i/R。超

級節點處的KCL給出io=i

R=v

i/R，

所以Aideal

=io/v

i=1/R(=1/β

TP)，要

得到αTP，依圖10b繼續，結果

如下：

βRR = R

αTP = gm

rπ

R + rπ

ro

R + ro

TTP = gmRrπ

R + rπ

ro

R + ro

帶入資料，得出：

βTP = 1 V/mA

αTP = 27.87 mA/V (23)

TTP = 27.87

ATP = 0.9654 mA/V

· 圖7b串聯-串聯電路的RRA：為

得出TRR，參見圖11a。這與圖9a

相同，所以有相同的TRR。要得到

αft，按圖11b繼續，結果如下：

TRR = gm ( rπ // R // ro )

αTP = −1

rπ + ro + rπ ro/ R

帶入資料，得出：

TRR = 28.07

αft = −7.018 µA//V (24)

ARR = 0.9654 mA/V

顯然，串聯-串聯電路的饋通比

串聯-並聯電路的小，所以ATP→A

RR。

比較TPA和RRA

前文利用以運算放大器和電晶體作為

增益元件(運算放大器的增益為αv，

電晶體的為gm)的簡單電路，討論了

所有四種回饋拓撲結構。比較過程和

結果，可發現：

· RRA比TPA更通用，因為它考慮

了誤差放大器周圍的饋通，因

此，RRA的結果是準確的，而TPA

的結果只是近似；

· 對於高環路增益，TPA和RRA之間

的差別最小，當環路增益下降到

零時，差別最大，其中ARR→α

ft但

ATP→0；

· T P A 將環路增益計算為乘積

TTP=α

TPβ

TP；RRA將其計算為比

值TRR=-v

R/vT；

· TPA對四種回饋拓撲中的每一種都

使用了不同的雙埠表述，所以一般

情況下，不同拓撲結構的αTP、β

TP

和TTP會不同；

· 相比之下，給定電路的環路增益

TRR與拓撲結構無關，而是取決於

輸入和輸出訊號的類型和位置(但




設計實例

αft通常與拓撲結構相關)；

· 對於誤差放大器和回饋網路之間的

任何互動(如載入)，兩種分析的處

理方式都不同。TPA假定βTP=1/

Aideal

，然後透過使用OC和SC近

似來操控放大器電路以得到αTP，

所以通常αTP≠α

v(或α

TP≠g

m)；

· 除打破訊號注入環路之外，RRA

不會影響電路的操作。RRA假定

了αRR=α

v(或α

RR=g

m)，它將誤

差放大器和回饋網路間相互作用的

影響轉移到回饋網路本身，所以通

常βRR≠1/A

ideal；

· TTP和T

RR有時可能相同，但不應該把

這當作常態。尤其不應該使用TRR來

計算ATP，或使用T

TP計算A

RR。例如，

在嘗試使用公式(3)時發生的錯誤；

· RRA感覺更直覺，也更適合實驗

室的電腦類比或測試。另一方

面，TPA迫使你以更能揭示放大器

和回饋網路之間相互作用的方式來

剖析電路。

圖10：用於得到圖7b中串聯-串聯電路的(a)TRR和(b)α

ft的電路。

圖11：用於得到圖7b中串聯-串聯電路的(a)TRR和(b)α

ft的電路。

檢測高階電流的各種技巧作者：MichaelDunn

作為《電子技術設計(EDN)》美國版

「設計實例」欄位的編輯，我會面對

很多設計投稿，有好的，也有不太好

的。最近因種種原因捨棄掉的一篇文

章講到的高側電流感測電路，實現起

來就有諸多問題，這也讓我想到在電

壓軌上實現電流檢測的不同方法。

絕大多數直流電流檢測電路的核

心設計思路，是從供電線路中的電阻

下手(儘管磁場感應是個好選擇，尤其

是在電流較高的情況下)。人們只需簡

單地測量電阻兩端的電壓降，並根據

需要調節阻值來讀取電流(E=I×R，

如果不包含這個，有人會抱怨)。如果

−

圖1：最明顯的高階電流檢測方案，使用

差分放大器。圖2：以V+為參考，對輸出做進一步處理

(例如，比較器)。R4可選，用於保護。

−

檢測電阻在接地支路上，那麼方案就

是個簡單的運算放大電路。一切都以

地為參考，只需特別注意接地佈局中

的小電壓降就行了。

但通常首選方法是將檢測電阻置

於電源線中。為什麼？因為接地可能


設計實例

CMRR導致輸入0.1mV偏移，再除以

5mΩ檢測電阻的5mV/A標定)。

對於0~12V電源，在電壓範圍內

乘以12：電壓範圍內240mA的偏移電

流。請注意，真正的三運算放大儀表

放大器對電阻匹配的靈敏度比單運算

放大差分放大器低。但是，通常有更

好的方法。

前文提到的「設計實例」使用了帶

有分立電阻的單運算放大差分放大器。

實際上，一個電阻可以用一個電位器進

行調整，我最初認為它用於CMRR，結

果卻是增益調整！如果電源電壓穩定，

從某種意義上說，這種方法可行—但

這絕不是一個好主意。

第二種高階檢測方法需要一點橫

向思維。我改變思想，用V+而不是地

作參考軌。這在概念上就像是負電壓

源的低端檢測，如果能擺平它，這就

圖3：ST的TSC103在回路中使用了一個BJT。

圖4：ADI的LTC6102使用一個MOSFET。

−

−

+

µ

−

−

Ω

Ω

Ω

µ

−+

不可行(例如，透過底盤接地汽車電子

產品)，或者你可能不希望設備接地與

供電接地不同(這可能導致接地環路和

其他問題)。那麼，該怎麼做？

最顯而易見的方法是在檢測電阻兩

端跨接一個差分或儀表放大器(inamp)，

但實際上這算不上好方法。為了準確

檢測電流，通常需要極高的共模抑制

(CMR)，既昂貴又容易漂移。

為什麼這麼說呢？來看一個設計

示例：0~10A、12V標稱值、5mΩ的

感測電阻。

這種方案甚至都不需考慮使用分立

電阻，除非它們是精密匹配網路的一部

分(因此，當然也就不是真正分立的)。

對於1V的電源電壓偏移和80dB的差分

放大器共模抑制比(CMRR)，這意味著

約0.01%的電阻匹配，你會看到相當

於20mA的電流漂移(1V變化、80dB的




設計實例

是個很好的方案。

第三種方法目前在IC方案中很常

見，它用電晶體和運算放大器一起為電

流測量提供地參考。當我想到倒置運算

放大器時，並不知道這個設計，這可能

是件好事，因為節省了一個電晶體。

意法半導體(STMicroelectronics)、

Maxim和亞德諾(ADI)都提供此類元件，

但你自己也很容易實現這樣的電路。

LM13700這樣的OTA可以用作高

階感測器嗎？嗯…就把這個問題留給

讀者諸君思考吧。

設計和製作用於功率測量的示波器探頭作者：MartinBrown

之前的文章介紹了被動探頭的頻寬限

制，以及為什麼它們不能用於當今的

開關電源設計，並提到高頻探頭價格

昂貴，很多小公司通常無力購買。先

前的文章還研究了50Ω、1:1被動探

頭的基本結構，且討論可能導致訊號

失真的傳輸線效應，以及如何補償這

些誤差。這次本文將介紹一個n:1電

壓探頭和一個電流探頭的設計和建構

的注意事項。

50Ω、n:1電壓探頭

只要到達示波器的訊號不超過輸入放

大器可處理的範圍，基本的1:1被動

探頭就非常有用。雖然許多商用被動

探頭可以1:1和10:1雙模式工作，但

有時10:1的衰減也還不夠，例如，將

交流電源電壓連接到10:1探頭就會損

壞示波器，所以常常需要1000:1的探

頭。對其他應用，則可能需要不同的

衰減比。

· 要求：為>1GH z的示波器打

造一款 5 0 Ω 探頭，以測量

110VAC~220VAC、300W功率

因數校正電路的功率訊號。

· 最大電壓：+400VDC加上任何尖

峰電壓。

· 被測元件：

1.D 3超結MOS F E T，零件號：

D 3 S 3 4 0 N 6 5 B - U ( VD S S

= 6 5 0 V、 ID= 1 2 A、 R

DS ( o n )

=360mΩ(標稱)、tf>6.5ns)；

圖1：1000:1、50Ω電壓探頭使用兩個100kΩ電阻並聯，比使用單個50kΩ電阻的功率耗

散能力增加了一倍。

2.CREE SiC蕭特基整流器，零件

號：C3D04060A(600V、7.5A)。

· 步驟：

1.將一段RG174(50Ω)電纜切成約5

英吋(12.5cm)長。最好是一端已

有BNC連接器；

2.從電纜上剝去0.5英吋(12mm)的絕

緣護層。切開絕緣護層的遮罩層，

並剝去0.25英吋(6mm)的中心導體

絕緣層；

3.從直徑0.5英吋的黃銅管切下0.5英

吋(12mm)，去掉切口毛刺；

4.探頭將承受的最大電壓為

400VDC。查看電容的VMAX

額定

值，要求的顯示電壓為100mV/格

(1000:1)，即50Ω示波器終端電

阻上的電壓為100mV。透過尖端

檢測電阻的電流(IS)為：

0.1V

50ΩISENSE = = 2mA (7)

檢測電阻的值是：

100V − 0.1V

2mARSENSE =

= 49.95kΩ (8)

5.檢查檢測電阻的功耗：

PDSENSE = 2mA2 × 50kΩ

= 0.2W (9)

請注意：該功耗在單個1/4W電阻

的額定功率範圍內，但電阻會變熱。

本文將兩個100kΩ、1/4W電阻並聯

使用。

6.如圖1所示組裝電纜的檢測端。


設計實例

圖2：高頻電流探頭使用環形線圈來捕獲導線中電流產生的磁場。

圖3：透過注入輸入電流脈衝來校正電流

探頭，以確定探頭的時間常數。

圖4：由互感器時間常數引起的電流顯

示誤差。

高頻電流探頭

市面上常見的電流探頭頻寬從

60M~120MHz不等。查看高頻電流

波形對估算高頻半導體開關內的開關

損耗很重要，因此，可能需要頻寬更

高的電流探頭。圖2是一個電流探頭

的示例。

圖2中的電流探頭本質上是個具有

較高漏電流的1/4匝初級、1:n正向模

式互感器。由於初級不是理想的單匝，

其準確性將在最終的校準中確定。另

外，次級線圈均勻地排佈在螺旋線圈

磁芯周圍。

終端電阻必須緊靠繞線螺旋線圈放

置。這樣做可以使同軸電纜的傳輸線效

應最小，避免成為示波器輸入訊號的有

效部分。終端電阻可防止大訊號電流進

入電纜，且示波器終端應設為1MΩ。

電流是透過電路支路測量，阻抗

應非常低。電流探頭的反射阻抗(插入

阻抗)應盡可能低(低Rt)，且仍能為示

波器輸入提供所需的幅度。

次級繞組上感應的電流是：

n1

n2

ISEC = IPRI × (10)要將此電流轉換為示波器上顯示的

電壓，必須在次級繞組上放置一個電



+

Design Note

引言

汽車平視顯示器、資訊娛樂系統和儀錶盤照明中使用的 LED 背光燈必須具備足夠的亮度，以便與在白天不斷湧入車內的直射陽光相抗衡，而且還能把亮度降低幾個數

量級，以避免在夜間使駕駛者出現瞬間致盲。一般的 LED 驅動器為實現如此高之調光比可謂是精疲力竭。

集成了 36V、2A 開關的 LT3932 同步降壓型 LED 驅動器具有很高的 PWM 調光比。LT3932 將其高效率集成化電源開關內置在一個小外形 4mm × 5mm QFN 封裝中，並能以高達 2MHz 開關頻率運行，適用於緊湊的高頻寬設計。當不需要高調光比能力，而且簡單性是首要考慮因素時，

其內部 PWM 發生器可用於產生受控於一個簡單 DC 電壓的 128:1 PWM 調光比。憑藉用於處理開路和短路 LED 的內置故障保護功能，以及旨在幫助降低 EMI 的擴展頻譜頻率調製，LT3932 可滿足汽車和工業 LED 照明應用的苛刻要求 (圖 1)。

高的 PWM 調光比當 LT3932 在 100Hz 調光頻率和 2MHz 開關頻率下運作時，高電流 LED 設計能實現 5000:1 PWM 調光比和良好調節的 LED 電流。此外，還可結合使用 PWM 調光和模擬調光以把調光比提升至 20,000:1。對於需要超過 5000:1 PWM 調光比的應用，LT3932 的一個變種 LT3932-1 可實現較高的

02/18/570

所有註冊商標和商標均為其各自擁有者的產權。 Design Note 570

具 5000:1 PWM 調光比的 36V、2A LED 驅動器採用 Silent Switcher 架構滿足了 CISPR 25 Class 5 EMI 限制規格要求Kyle Lawrence

圖 1：2MHz 汽車 LED 驅動器具有低 EMI 和在內部產生的 PWM 調光以及整個輸入範圍內的 90% 峰值效率 (未採用 EMI 濾波器時效率為 ~91%)


設計實例

圖5：電流探頭會因為時間常數使輸入訊號失真。上方(綠色)跡線為乾淨的VDS，下方(紅色)

跡線為失真的ID。

圖6：訊號週期由差不多相等的分量組成

時的電流探測訊號。

阻，該電阻可以是任何值，但電阻值越

高，初級目標電路的反電動勢就越大。

反電動勢表現為與目標電流路徑串聯的

額外壓降，它會影響初級電流，從而影

響其測量精準度。初級電流測量誤差與

次級電阻值成正比。

通常由電流探頭觀測到的AC電流

範圍可從100A(1kW電源)低至mA(閘

極驅動電路)水準。一個電流探頭無法

滿足上述範圍要求且仍處在示波器輸

入的輸入動態範圍內，因此需要使用多

個電流探頭，它們針對高頻開關電源內

的不同電流水準具有不同的匝數比。匝

數比不是固定不變的，常見的比率是：

· 25:1(10A~20A)；

· 50:1(1A~10A)；

· 100:1(0.5A~1A)。

由於次級電流很小，因此只

需＃32AWG線規即可。

終端電阻可利用以下的公式估算：

nn × VOUT(max)

n1 × IPRI(max)

RCS ≈ (11)

圖2所示的電流探頭使用SMD電

阻，這就是為什麼需要一個小PCB來安

裝它，並固定到同軸電纜的末端。務必

確認共形地塗覆整個電流互感器元件；

繞組非常脆弱，同軸電纜會給電流探頭

帶來很大的機械應力。

校準問題

與每個交流耦合電路一樣，交流電流

訊號傳遞到次級，但輸出的直流部分

自動校正為零。直流「零」平均值出

現在平均正值等於平均負值的輸出波

形的某一點，短期平均零點將在每個

訊號週期內變化，圖3顯示了這一依

賴時間的現象。每個電流探頭都有自

己的時間常數，這可以透過在初級注

入低頻脈衝電流來測量和顯示特性。

時間常數會導致電流波形失真

(圖4)。

時間常數約為：

LSEC

RTERM

TC =

結果是近似值，因為次級並非獨

立的互感器，而是耦合了來自初級的

負載。

用數位示波器校準電流探頭時，

必須記住取樣速率。將低頻矩形電流

訊號注入CT的初級電路時，示波器的

採樣不會總與峰值輸出電壓點重合。

這就需要注入多個輸入電流脈衝，並

找到最高值的輸出電壓峰值。

你可能會問：「可以相信電流探

頭提供的什麼資料？」事實上，可用

的資料是(最值得信賴的測量，失真引

起的誤差非常小)：

1.所有高速轉換幅值；

2.週期比電流探頭的時間常數小得多

的訊號波形；

3.轉換之間的週期(時間)測量；

4.比探頭時間常數(tr<~0.05TC)短得

多的上升和下降時間。

具有可與時間常數相比的週期的

波形將因時間常數失真，且時間常數

被加到實際訊號中。圖5為訊號週期

大於時間常數的1/2造成這種失真的一

個例子。

圖5顯示一個110kHz離線LLC轉換

器低側MOSFET的VDS和I

D。來自50Ω

電壓探頭的電壓波形(上方)未失真，

下方的漏極電流波形則顯示出很大失

真。其中，電流探頭有25匝、終端電

阻為50Ω、時間常數為14μs。圖6顯示了如果在目標電路同一位

置的電流檢測電阻上查看，實際訊號

是如何依照預期出現。儘管內心裡想

以任何精準度從顯示訊號中減去時間

常數，但這在數學上並不切實際，因

此，關於顯示可信度的陳述與電流轉

換相去甚遠。當然，也可以花大價錢

買一個磁性「DC」電流探頭幫忙做上

述數學運算，但是頻寬太低。


www.linear.com/LTM3932

如需文件資料或應用的協助

請電洽 02-2650 2888下載資料表

© ANALOG DEVICES, INC. 2017

DN570 0218 45K • PRINTED IN CHINA

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圖 2：圖 1 所示的 LT3932 電路通過了 CISPR 25 Class 5 輻射平均 EMI 測試

圖 3：當在 2MHz fSW 驅動 1A LED 時，圖 1 所示電路可保持高效率，甚至在採用低 EMI 濾波器的情況下也不例外

圖 4：LT3932 能真實地重現電流脈衝並且絲毫不受 PWM 關斷時間的影響，這一點對於隨著時間的推移始終要求保持照明保真度的機器成像應用是很重要

調光性能，而且沒有器件規定的“最小 PWM 導通時間與開關頻率之間關係”的限制條件。由於最新的汽車車

載顯示器需要 10,000:1 的最小調光比，因此 LT3932/-1 能使其容易滿足令人感到膽怯的調光規格。

低 EMI Silent Switcher汽車應用中的極端 LED 調光要求在不增加昂貴降噪元件和複雜性的情況下會難以符合 CISPR EMI 標準。LT3932 通過納入許多旨在最大限度降低 EMI 的內置功能，使得可同時實現高調光比和低 EMI：

•借助其用於低 EMI 熱環路的 Silent Switcher® 架構最大限度降低 EMI。

•內置的擴展頻譜頻率調製 (SSFM) 功能電路有助降低傳導和輻射 EMI。

• LT3932 的轉換速率是受控的，以在保持低雜訊性能的同時優化效率。

LT3932 之低 EMI 技術的功效示於圖 2，這是 LT3932 的生產演示電路 (DC2286A) 之輻射 EMI 掃描圖。該電路達到了 CISPR 25 Class 5 平均限制以及峰值限制規格要求。

機器視覺應用

現代工業組裝生產線運用了機器輔助的自動化光學檢

查，以確保在組裝線上快速移動的部件符合定義的規

範。未通過光學檢查的缺陷部件被打上標記並自動地從

組裝線移除，從而確保部件之間的一致性。在此類組裝

線上使用的高速攝像機需要一種照相閃光燈系統，該系

統能夠始終如一地重現一個固定導通時間光脈衝，其

可變的關斷時間由組裝線的速度以及部件的間隔距離來

限定。

通過在 PWM 被保持於低電平的同時維持其輸出電荷，LT3932 能夠再產生一個具有無限期關斷時間的固定導通時間 LED 電流脈衝，並不需要額外的電路。如圖 4 所示，由 LT3932 產生的兩個固定長度導通時間 LED 電流脈衝被 1 小時的關斷時間隔開，展現了該 LED 驅動器在任意長度的 PWM 關斷時間裡維持其輸出電荷的能力。通過保持輸出的狀態，LT3932 可產生一致的電流脈衝波形，這與 PWM 關斷時間無關。

結論

LT3932 可實現具有卓越調光性能的緊湊型高電流 LED 驅動器設計。該器件擁有許多旨在簡化高性能汽車和工業 LED 驅動器應用之設計過程的內置功能特性。


設計實例

10A高頻電流探頭

本示例概述了適用於>10kHz開關電

源的1A~10A電流探頭的設計步驟。

第一個任務是決定使用什麼磁芯材

料。無需細究磁學的長篇大論，所需的

是低磁導率(μ)高頻材料。磁導率是繞

組內的電流量，可在磁芯內產生給定的

磁通密度(磁通線數量)變化，在高磁通

密度下，磁芯開始飽和(磁導率下降且

不再是線性)，這是需要避免的情況。

然後需要一個閉合磁環路來引導磁

芯內的導線輻射磁場(與電流成比例)。

可以用螺旋線圈或帶間隙的U-I鐵氧體

(Ferrite)磁芯，不過，鐵氧體磁芯有一

些不好的影響因素，如邊緣場效應、因

轉角引起的渦流等。理想的磁芯是鐵

鎳鉬合金環形(molypermalloy toroid)

線圈，它是鉬(一種非磁間隙材料)和

鐵氧體的混合物，鉬含量越高，磁導

率越低，較低的磁導率還可以得到更

大的頻寬。對於合理的線徑，如在中

低功率開關電源中所見，Magnetics

的13.5mm(0.5in)環形磁芯(元件號

55051A2)是不錯選擇，而更大尺寸的

磁芯可在直徑更大的導線中使用。

常見的匝數有25、50、100，當

然，其他不同的匝數也是可用的。匝

數越多，繞組兩端串聯電阻上的電壓

越高。以下是製作過程。

1.針對漏極電流，我選擇了25匝。流

入漏極的電流範圍是0.5A~10A，

因此這是合理的選擇。我還想要

1V/A輸出，因此終端電阻應該是：

RT × (n2 × VOUT(MAX) )

n1 × IPRI(MAX)

25T × 1V

1T × 1A=

= 25Ω ±1% (13)

其中，線規應是＃32AWG絕緣電

磁線；

2.電線纏繞環形線圈均勻圍繞著磁

芯，這有助於將次級導線產生的

磁通量包含在磁芯內；

3.在小的PCB或perfboard上，將導

線末端連到終端電阻。由於同軸電

纜會給線圈/PCB元件帶來很大機

械應力(圖2)，因此PCB也用於將同

軸電纜固定在PCB和終端電阻上；

4.用1A的脈衝電流來測試探頭，確

認峰值瞬態電壓為1V(圖3)。如果

不是，則嘗試用接近25Ω的電阻

來產生1V瞬態峰值；

5.共形地塗覆整個環形線圈/PCB元

件。環氧樹脂效果很好，請確保環

形線圈中心有一個乾淨但有塗層的

孔；

6.執行上述步驟4來校準電流探頭並

測量電流探頭的時間常數(圖4)。

上述步驟也適用於具有不同電流範

圍的電流探頭。

結論

市場上買得到的電壓和電流探頭大都

沒有足夠的頻寬來查看高頻功率元件

呈現的高頻電流波形和邊緣。那麼，

為了查看「真實」訊號，真的需要構

建自己的電壓和電流探頭。本文和之

前的文章提出的探頭構建是探頭設計

的一個良好起點。

最後的提醒

可使用以下的公式計算已知磁芯和匝

數的電感值。該計算針對初級電感(1

個繞組和1個磁芯)，沒有從磁芯其他

繞組反射任何負載，例如在一個互感

器內(>1個繞組和1個磁芯)。

其中：

L = n2 × AL

L是電感(單位為H)；

N是匝數；

AL是電感係數，單位為nH/T2(由磁

芯製造商提供)。

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設計實例

探討石英晶體的串聯和並聯諧振作者：JohnDunn

石英晶體(Crystal)的外殼上標有元件

的額定工作頻率，但那只是一個近似

值，實際上石英晶體有多個諧振頻

率，即使在理想情況下也是如此。

圖1顯示了理想石英晶體的等效電

路，其中只有三個電路元件，串聯的

電容C1和電感L1、與該L1C1串聯對

並聯的另一個電容C2。

在L1和C1處於串聯諧振的情況

下，將存在串聯諧振頻率，其中輸入

阻抗Z變為零。電容C2與此無關。然

而，在輸入阻抗Z達到無窮大時也會有

一個並聯諧振頻率。這是C2與L1 C1

的串聯組合發生並聯諧振的頻率，呈

現電感性阻抗。要使L1 C1對在並聯

諧振時呈現感性，並聯諧振必須發生

在比串聯諧振更高的頻率。

因此，並聯諧振頻率只能比串聯

諧振頻率高，即使只高一點點，且並

聯諧振頻率絕不會低於串聯諧振頻

率。至於哪個諧振對你更重要，則取

決於應用。

借助不複雜的數學運算，阻抗Z可

以表示如圖2顯示的公式。

串聯諧振頻率是：Fser ies =1/

(2*=pi*sqrt(L1 C1))；並聯諧振頻率

為：Fparallel=1/(2*pi*sqrt(L1 C1

C2/(C1+C2)))。

圖1：理想石英晶體的等效電路。

圖2：阻抗公式。

圖3：串聯和並聯諧振的相對位置。

Z = =

Z = = *

SL1 + (S2L1C1 + 1)

(S3L1C1C2 + S C2 + S C1)

(S2L1C1 + 1) (S2L1C1 + 1)

S(S2L1C1C2 + (C1 + C2))

1

S(C1 + C2)

1SC1

1SC2

SL1 + + 1

SC11

SC2

S2L1 +1 C1C2

C1 + C2

Yields Z = Zero atseries resonance.

Yields Z Infinityat parallel resonance.

對二極體壓降變化進行補償作者：JohnBetten/德州儀器(TI)

二極體正向壓降與二極體整流同樣實

用，它會隨溫度的不同而發生很大變

化，從而導致損耗增加，使電源出現

容許誤差。雖然不可能消除損耗，但

可以使用二極體來減少某些應用中的

容差錯誤。本文將透過三個實例來展

示如何達成這一目標。

可以使用一個電阻器和一個齊納

二極體建構一款簡單的低電流穩壓

器。這種穩壓器通常適用於非臨界應

用，如內部偏置電壓等。一般來說，

電路會將輸出電壓的容許誤差控制在

約±10%的範圍，但也可能透過串聯

一個二極體來改進調節功能。

圖1顯示在齊納二極體電路中串

聯一個二極體，曲線繪製齊納二極體

的不同電壓對應的溫度係數。當穩壓

二極體電壓大於4.7V時，溫度係數

逐漸變為正數，因此當工作溫度升高

時，齊納二極體電壓隨之升高。如果

與溫度係數為負值的二極體配對，利


設計實例

圖1：將正溫度係數齊納二極體與負溫度係數二極體串聯可以降低溫度誤差。

用降低二極體正向電壓，齊納二極體

增加的電壓會被抵銷，從而消除溫度

誤差。

齊納二極體電壓小於4.7V時，對

應的溫度係數為負值，串聯一個二極

體實際上會增大調節誤差。

例如，7.5V的齊納二極體的溫

度係數為+5mV/，而傳統二極體

(BAT16)的溫度係數在10mA電流下約

為-1.6mV/。二極體電流非常小時，

溫度係數會逐漸變小(-3mV/)，因此

務必在齊納二極體有電流經過時進行

檢查。理想的情況是正負溫度係數完

全相互抵消，但是這不切實際也沒有

必要，簡單的改進便已足夠。在二極

體具有高電壓且正溫度係數更高的情

況下，可以使用兩個(或兩個以上)二

極體改善抵消的效果。

圖 2 顯示在工作溫度範圍為

25~100時，在沒有串聯二極

體、串聯一個二極體和串聯兩個二極

體的情況下，圖1中計算得出的電壓

調整偏差與不同齊納二極體輸出電壓

的對比情況。圖2中的垂直線顯示增加

串聯二極體後，在7.5V輸出電壓下，

與溫度相關的誤差可以減少3~5%。

第2個例子中使用了轉換器，該轉

換器要求電平移位器向控制電路發送

輸出電壓資訊。

圖3是一個負輸入到正輸出的反相

降壓-升壓電路。控制電路以-Vin軌為

基準，輸出電壓以接地端為基準。為

了使控制電路精確調整輸出電壓，電

平移元器重建了「FB和-Vin」間的差分

「Vout到GND」電壓。在這一實現中，

約等於(Vout

-VbeQ1

)/R的電流源從Vout流

向Vin。電流在較低電阻中流動，重建

以-Vin為基準的輸出電壓。增加Q2，配

置成二極體，可以恢復Q1產生的Vbe壓

降損失。此時，除了與beta相關的小

誤差，FB接腳處的電平位移電壓差不

多複製了Vout和GND間的電壓。




設計實例

增加「二極體」Q2的一個好處是

可以使Q2的正向電壓和Q1的電壓非

常接近，因為流經這兩者的電流幾乎

完全一樣。要想獲得與Q2匹配的最佳

電壓，應使用與Q1同樣的電阻；另一

個好處是兩個電阻器具有相同的溫度

係數，使兩者可以更準確地追蹤彼此

的正向電壓。與Vbe變化相關的溫度誤

差顯著減少，因為它們彼此相互抵消

(VFB

~Vout

-VbeQ1+V

beQ2)。將Q1和Q2放

在相鄰的位置非常重要，因為這樣兩

者就處於相同的溫度下，如有可能，

請使用雙電晶體封裝。

圖4的第3個示例顯示帶有一組

電荷泵級的升壓轉化器，每級「n」

向總輸出增加近似「V1」，得到結果

「Vn+1」。

總輸出電壓的近似值為：

Vn + 1 ~ (n + 1) * V1

+ n VD1 − VDa − VDb − I load

fsw* C ,

=電荷泵級 (1)

在公式(1)中，可以看出Vn+1很大

程度上由n的倍數決定，但受到二級

體正向壓降相關的「誤差項」和電荷

泵轉換電容波紋電壓的影響，會有所

減少。假設所有二極體都是相同類型

的，那麼它們的正向電壓等於：

VD1

=VDa

= VDb，得出公式(2)：

Vn + 1 ~ (n + 1) * V1

− n VD1 + I load

fsw* C (2)

公式(2)中，右邊的「誤差項」使

輸出電壓低於理想的n+1倍。要改進

這點，VDa和V

Db使用蕭特基二極體，

而VD1使用傳統二極體，正向電壓降

等於：

VDa

= VDb

= VD1/2，得出公式(3)：

Vn + 1 ~ (n + 1) * V1

− n I load

fsw* C (3)

圖2：將一個或多個二極體與電壓值超過4.7V的齊納二極體串聯可以降低電壓調節誤差。

圖3：電平移位器用Q2抵消Q1相關的變化。

圖4：電荷泵二極體壓降可以相互抵消。

從公式(3)可以看出，減少二極體

壓降相關的誤差項從而進一步增加輸

出電壓是可能的。但公式(3)仍然只是

一個近似值，輸出電壓增加的概念是

有效的。

二極體正向電壓和溫度變化常常

會降低電路的性能，但不一定總是如

此。不過，這些設計實例展示的方法

都有可能抵消或最大程度減少二極體

溫度相關的誤差。


設計實例

笨重的手動焊槍帶來人體工程學重大挑戰作者：RemusHotca/Molex全球產品經理

由於輕型車的營運成本較低、內在機械

性能良好，因此產量不斷提高，推動全

球焊接產品市場即將出現大幅增長，將

從2015年的118.2億美元增長至2025年

的197.6億美元規模。預計在市場的增

長中，亞太和歐洲地區將佔最主要的部

分，推動力主要來自於技術創新、終端

用戶的整體增長和較低的生產成本。

在輕型車的生產方面，雖然機器人

焊機在北美和西歐已十分普遍，但在亞

洲、東歐和拉丁美洲，手動焊槍仍然是

主要採用的焊接方式。手動焊槍的成本

僅為機器人焊槍的五分之一左右，在製

造的靈活性上具有明顯的優勢，因此被

繼續作為裝嵌車身的主要生產工具。

職業性骨骼肌肉疾病的根源

手動焊槍的重量通常介於60~92公斤

之間，對操作人員的疲勞和職業傷害

構成重大挑戰。有些焊槍重量高達135

公斤，甚至需要採用一些重量管理解決

方案才能使這類工具發揮功能。

波蘭一家汽車零件生產廠在2016年

展開了一次研究，檢驗了與操作焊機姿

勢不當和操作人員重複動作有關的人體

工程學風險。在檢查了45個焊接工作站

和操作人員演示的291個焊接姿勢後，

研究人員發現，不適當的體力負荷與姿

勢逐漸變差之間存在著相關性，將會提

高工人罹患職業性骨骼肌肉疾病(MSD)

的風險。姿勢不當，或者沒有支撐而拉

伸到人體伸展極限，可能造成神經受壓

和肌腱刺激。

除了姿勢不當之外，職業性MSD

的主要風險因素還包括不斷重複的過

度身體負荷，以及持續長時間的動作。

這類傷害最終可導致生產時間損失，

增加工作人員的賠償要求，以及保險

費用提高。根據美國勞工部勞動統計

局(Bureauof LaborStatistics，BLS)

的報告，包括用力過度以提升動作造

成的扭傷和拉傷等在內，MSD在2015

年佔全體工人提出的全部索賠個案的

31%(356,910宗)。罹患MSD的私人企

業工作人員平均需要12天的時間來恢

復，才能返回工作，比較之下，其他各

種職業傷病的休假平均只需8天。

據估計，職業性MSD的經濟影響

龐大，每年要涉及約高達200億美元

的職業賠償金，以及800億美元的間

接成本。這種威脅危及企業利潤，因

此企業正設法減少或消除工業組裝環

境中常見的重複性作業，以減少其造

成的人身傷害。

減輕工作人員負擔

在亞太、東歐和拉丁美洲不斷增長的焊

接產品市場上，現有最佳而且低成本的

人體工程學設計方法就是有效的利用工

具支援系統。平衡器和相關的懸掛功能

可以讓操作人員幾乎感覺不到手動焊槍

和其他裝配工具的重量，並使操作人員

在提起焊槍時不再拉傷身體，以及消除

焊槍掉落的可能性，可以極大的降低操

作人員的疲勞度並減少常見創傷的發

生，從而有效地改善生產力。

具有出色懸掛系統的平衡器可以用

於工業中的任何工作空間，其設計往往

整合了多種安全功能。在系統單元張力

損失或動力彈簧斷開的情況下，內建的

手動和自動安全鎖可以將負載鎖定在安

全位置，不僅便於快速安全地更換零

件，而且可以避免電纜回掃到操作人員

身上的風險。幾乎每家主流的焊槍製造




設計實例

商和汽車產業的原始設備製造商(OEM)

都採用平衡器，用以提高工作人員的工

作效率與舒適度。

在需要製造柔性零件的應用中，

配有平衡器的手動焊槍比機器人焊槍

具有眾多的優勢。在巴西等國，已經

開發出混合方法，即是採用機器人來

處理汽車底盤和其他大型零件，至於

其餘零件，則策略性地將手動焊槍站

佈置在合適的位置，讓工人毋須移動

太多距離便可以為同一裝配線的五輛

汽車進行點焊。

這一精益的製造方法不僅可以改善

生產效率並提高收益，波蘭的研究人員

同時還發現，靈活高效的生產系統可讓

操作人員執行的作業中出現變異性，潛

在地有利於操作人員的作業姿勢並減低

發生MSD的風險，這個結果提高工具

支援系統使用效率的研究息息相關。

穩當的投資

在為苛刻、惡劣的重型工業環境選用平

衡器及其他工具支援產品時，所選擇的

系統必須經過專門的設計以實現出色的

耐久性，並提供較長的生命週期。如果

產品配有壓鑄的鋁製厚外殼，而且電纜

和電纜捲筒具備採用陶瓷材料的環氧樹

脂塗層，便可避免過早失效的影響，最

終可以縮短停機時間並為客戶節省成

本。動力彈簧故障可能會造成整條裝

配線停頓，對利潤產生不利影響，為

客戶帶來更多工作負擔。

投資在工作場所的安全性計畫中，

已被證明可以對公司的財務績效產生有

利影響。根據利寶互助工作場所安全指

數(LibertyMutualWorkplace Safety

Index)報告，61%的企業主管人員表

示，在工作場所安全的改善方面每投

入1美元，其企業即可獲得3美元或以

上的回報。

應用良好又穩當的工作場所人體工

程學設計，不僅能減少職業傷害數量，

且潛在地帶來財務效益，還有助於向員

工展現關心，使其知道公司已克盡責任

確保安全、健康的工作環境。

運用高效能振盪器降低通訊應用開發風險作者:RudyeMcGlothlin/SiliconLabs電源產品行銷總監

通訊與資料中心應用領域轉換採用更

高的數據速率以支援快速成長的網際

網路流量需求，這也讓串列/解串列器

(SerDes)參考時脈效能的重要性日益增

加。若參考時脈抖動過劇，則會導致產

生無法容許的高系統位元錯誤率(BER)、

失去流量或是系統通訊。此外，56G

PAM4 PHY、100G/200G/400G乙太

網路，以及100G/400GOTN必須混合

採用各種不同的頻率，因此更提高了

時脈複雜度。

高速通訊與資料中心時脈需求

SiliconLabsSi54xUltraSeries振盪

器產品係專為高速通訊與資料中心應

用所設計。這些高效能振盪器提供頻

率合成、80fsRMS極低抖動等功能特

色，且提供標準、小封裝尺寸振盪器

選擇。新振盪器產品提供優異的抖動

餘量與彈性頻率範圍，協助硬體設計

人員安心自信地從事設計工作，並且圖 1：高速通訊與資料中心時脈需求。

備註：以上數據是直接計算自參考時脈或是發射器眼圖、眼圖閉合度規格的設定需求50/50 deterministic/rms和

33%/67% clock/transmitter每原始(pre-FEC)BER。

降低產品開發風險。

數位訊號處理鎖相迴路

(DSPLL)架構

圖2提供關於UltraSeries第四代DSPLL

架構的概述。新振盪器架構有別於傳統

振盪器需要複雜製程，且針對不同頻率

需要採用不同晶體的做法，其整合了簡

單、高品質固定頻率晶體，以及新一代

DSPLL技術，可產生任何頻率。裝置

在出廠測試時燒錄成客製化的頻率進

行測試。運用此種創新做法，能夠大

規模自訂振盪器以符合每位客戶的獨

特需求。振盪器支援200k~1.5GHz的

任何頻率，協助單一產品系列輕鬆支

援標準與自訂頻率應用。

DSPLL採用55nm CMOS製程技

術，運用高度數位化的架構，提供優


設計實例

圖 2：Ultra Series DSPLL架構。

圖 3：振盪器抖動效能對比輸出頻率。

圖 4：整合PSNR可將附加抖動狀況降至最低。

異的彈性頻率範圍與抖動效能。傳送

至DSPLL相位探測器的輸入訊號，會

從類比轉換成數位，使DSPLL能夠在

數位領域中完全運作。

此種全數位化做法具有多種優勢。

首先，可採用小於1ppb的步距精準操

控「數位控制振盪器(DCO)」，以追

蹤參考時脈與反饋時脈之間的相位延

遲。DCO增益微小，相較於傳統類比

PLL，電路更不易受到雜訊影響。其

次，DSPLL支援創新相位錯誤消除電

路，採用先進數位訊號處理可去除因

延遲、非線性和溫度效應所產生的PLL

雜訊。這些架構功能確保經過製程、電

壓和溫度，維持穩定一致的裝置效能，

使得DSPLL架構可對完整的工作範圍

提供極低抖動。

極低抖動的彈性頻率範圍

圖3顯示Ultra Series抖動效能與工作

頻率和溫度之間的比較，其提供兩種

效能等級。就其抖動效能而言，新振

盪器可發揮最大的抖動餘量，協助客

戶安心自信地從事設計工作。

為了進一步簡化裝置評估作業，

Silicon Labs提供「XO相位雜訊查詢

程式」，針對廣泛常用的頻率，提供超

過1,000張振盪器實測的相位雜訊圖。

整合電源雜訊調節

DSPLL晶片整合廣泛輸入的低壓差整

流電路，可提供電源雜訊抑制功能，

即使處於吵雜的系統環境，仍可確保

提供穩定一致的低抖動運作。整合電

源雜訊調節的另一項優勢，在於可簡

化電源濾波線路、PCB設計和配置。

支援多種頻率

除了標準單一頻率振盪器外，雙頻與

四頻振盪器皆採用DSPLL架構。這些

裝置可將兩個或更多的離散振盪器替

換為單一IC，以將物料清單(BOM)成

本與複雜度降至最低。以下是多頻振

盪器所具備的各項優勢：

· 透過單一裝置支援多重協定

SerDes；

· 簡化設定/保持時間測試；

· 頻率餘量(例如：156.25MHz+5

0ppm、156.25MHz、156.25M

Hz-50ppm)；

· 簡化原型設計作業。使用多頻振

盪器，透過各式各樣的參考時脈

來測試新SerDes和ASIC。只要

選定最終頻率後即可轉換至固定

單頻振盪器。

單一電壓供應廣泛的格式選擇

新振盪器配備彈性的輸出驅動器，

可經過出廠自訂支援所有常用的訊

號格式：LVDS、LVPECL、HCSL、

CML、CMOS和雙CMOS。此外，輸出

驅動器亦支援廣泛的電壓供應範圍。單

一振盪器裝置可支援1.8~3.3V運作，只

需使用單一零件編號，即可取代多個固

定電壓的1.8V、2.5V和3.3V振盪器。



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羅姆半導體

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發可使用於先進駕駛輔助系統(ADAS)

和自動駕駛應用的汽車等級嵌入式光

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開發的解決方案，將讓系統製造商能

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藉由結合瑞薩具高性能影像處理能

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據。藉由此合作，讓汽車系統中具有低

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系統得以實現。

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CoreAnalyzer即時監控分析軟體技術，

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競、行動、軍用等應用領域上的專業經

驗，以及持續創新的研發實力。

宇瞻科技

http://consumer.apacer.com

新電池充電IC同時支援USB

PD及無線充電

羅姆半導體(ROHM)針對筆記型電腦、

智慧型手機及行動電源等搭載USB

Power Delivery(USB PD)的行動裝置，

開發出可支援二種充電方式的充電

IC「BD99954GW」及「BD99954MWV」。

BD99954GW/MWV是利用控制升

降壓來產生3.07V~19.2V的充電電壓，

同時支援最先進的USB PD系統的充電

IC。以ROHM獨自開發的技術、實現業

界首創可同時支援二種充電方式，且無

需微控制器即可進行充電切換。此外，

還支援當今最普及的USB BC1.2充電

標準，可輕鬆實現USB充電、無線充電

等多元充電方式，有助於建構更便捷的

充電環境。

近年來，筆記型電腦等行動裝置已

成功實現了高達100W的充電，USB PD

的導入也正急速普及中，市場上對於同

時採用有線/無線二種充電方式的需求

也日益提高。然而，要滿足USB PD的



LTC6655 0.25ppm Noise Voltage Reference

LT1028 0.85nV/√Hz Op Amp

LTC2500-32 32-bit 1Msps SAR ADC with Filter

AD7177-2 32-bit 10ksps ADC, 157dB DR

AD5791 1ppm, 20-bit, ±1LSB INL, VOUT DAC

LTC2758 18-bit Dual IOUT SoftSpan DAC

LOW NOISE PARTS

30nVP-P

產品手冊www.linear.com/product/LT6018

專題設計要點低雜訊精準運放驅動高解析度 SAR ADCwww.linear.com/DN1039

我們已達到一個雜訊新低

超低電壓雜訊• 30nVP-P: 0.1Hz 至 10Hz

• 1.2nV/√Hz (典型值): 1kHz

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為何5G會被如此大力炒作？ - EDN Taiwan ·...

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