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Electrónica de Potencia Balasto Electrónico

Balasto Electrónico.

Cátedra: Electrónica de Potencia

Titular de la Cátedra: Ing. Carlos Espinosa

Jefe de Trabajos Prácticos: Ing. Daniel Graff

Ayudante: Ing. Oscar Lopetegui

Grupo 7

Alex Arrigo

Alejandro Di Franco

Grupo 7 – Alex Arrigo – Alejandro Di Franco


Índice

1. Objetivo 2. Introducción

2.1 Diagrama en bloques 2.2 Fase de Precalentamiento 2.3 Fase de Ignición 2.4 Fase de Régimen permanente 2.5 Circuito Resonante RLC

3 Informe

3.1 Diagrama esquemático de conexión 3.2 Diseño y cálculo de los componentes

3.2.1 Cálculo de Cp y Cs 3.2.2 Cálculo de Cboot 3.2.3 Cálculo de C5, C6 y R2 3.2.4 Cálculo del tiempo de conmutación entre frecuencias

3.3 Lista de componentes 3.4 Costo de los materiales más importantes 3.5 Mediciones

4 Desarrollo Teórico

4.1 Características eléctricas del IRF740 4.2 Topología semipuente 4.3 Descripción del Driver



1 - Objetivo Diseñar un balasto electrónico de bajo costo capaz de manejar lámparas fluorescentes.

2 - Introducción Las lámparas de descarga son fuentes de energía luminosa cuya luz es producida por la energía radiante generada por la descarga de un gas. La mayoría de las lámparas de descarga funcionan en serie con un dispositivo que limita la corriente. Este circuito auxiliar, llamado normalmente balasto, limita la corriente a un valor determinado para cada lámpara.

El balasto, en otras palabras, será el encargado de proporcionar la tensión de arranque y funcionamiento en régimen permanente de la lámpara.

En las siguientes figuras se muestran los dos balastos tradicionales utilizados en alimentación de lámparas de descarga.

Por un lado, el balasto más simple y consiste en una inductancia electromagnética colocada en serie con la lámpara. Aunque estos balastos son económicos y de bajo costo, presentan el inconveniente de una baja regulación ante fluctuaciones de la red. Por ejemplo, una fluctuación del 5% de la tensión de red provoca una variación de la potencia entregada a la lámpara de un 10%.

Por lo tanto este balasto no es recomendado en aquellas líneas cuya tensión de red fluctúe por encima del 10%. trabajando en alta frecuencia.

En el caso del autotransformador de potencia constante el dispositivo consiste de una reactancia de elevado valor junto con un condensador que está situado en serie con la lámpara. El uso de un condensador proporciona una mayor estabilidad en cuanto a las variaciones de potencia que se provocan cuando varia la tensión de la red.

Como ejemplo podemos decir que para variaciones de un 5% de la tensión de red producen una variación del 2% de la potencia entregada a la lámpara. Este balasto se utiliza cuando la tensión de red fluctúa por encima del 5%.

Aunque el balasto electromagnético presenta gran simplicidad y bajo costo, éstos tienen que trabajar a frecuencia de red y por ello presentan elevado peso y gran volumen así como bajo rendimiento.

Por ello los balastos electrónicos de alta frecuencia son utilizados hoy en día para la alimentación de lámparas de descarga. Comparado el balasto tradicional electromagnético con el electrónico, este puede proporcionar mayor rendimiento, control de la potencia de salida, larga vida a la lámpara y volumen reducido.



En este informe se presenta un balasto electrónico con un circuito de potencia que usa una configuración semipuente con transistores del tipo mosfet. El circuito integrado cumple las funciones de driver, manejando las partes baja y alta del semipuente y las operaciones de precalentamiento, ignición y régimen permanente de la lámpara.

La frecuencia de operación en régimen permanente es de 43 KHz de modo tal que no interfiere con las comunicaciones del tipo infrarojo (32 – 36 KHz).

Manteniéndose por debajo de los 50 KHz (3° armónico < 150 KHz), proporciona una mejor característica RFI.

Para una operación confiable del sistema y una vida útil mas larga de la lámpara, primero el tubo es precalentado a niveles de corriente y tensión apropiados que luego resulta en una menor tensión de encendido y por lo tanto en un menor estrés eléctrico para dicho tubo.

2-1 Diagrama en bloque

Puente

Rectificador

Semipuente

+ Circuito LC 220V C Lamp

2-2 Fase de precalentamiento

Los transistores mosfet conducen en forma alternada introduciendo una onda cuadrada en el punto medio del semipuente, que oscila entre 0 y +V. Durante este período la frecuencia de trabajo estará muy por encima de la resonancia del circuito tanque serie (L-C) por lo general entre 1.5 y 2 veces la frecuencia de operación, tal que la caída de tensión sobre C sea lo suficientemente baja para que la lámpara no encienda. La combinación de L y C está dada por el requerimiento de corriente de la lámpara y de la frecuencia en régimen permanente. Esta etapa da un requerimiento adicional para el límite mínimo de C para una L dada, determinada por la tensión de no ignición, es decir por debajo de los 250 Vrms.

A medida que la frecuencia desciende, la corriente de alterna aumenta. Por un período de tiempo de alrededor de un segundo, el sistema permanece en esta fase de operación en donde la corriente del electrodo es controlada calentándose en forma óptima. Luego de este tiempo está listo para pasar a una suave ignición.

2-3 Fase de ignición

Después del tiempo de precalentamiento la frecuencia de conmutación sigue disminuyendo y como la carga es aún inductiva, la tensión sobre C subirá. Típicamente la tensión de ignición de la lámpara puede exceder los 460 Vrms, valor que incluso garantiza el encendido a bajas temperaturas. Los valores de L y C deben ser elegidos de tal forma que la tensión de la lámpara pueda alcanzar estos niveles tan altos. La tensión de ignición mínima requerida determinará un límite para el valor máximo de C para una L dada.

Durante la ignición, la frecuencia está unos pocos KHz por encima de la resonancia del circuito LC. Una vez encendida la lámpara pasa al estado permanente.



2-4 Fase de régimen permanente

El semipuente alimenta al circuito de la lámpara una onda cuadrada con amplitud igual a la mitad de la tensión rectificada principal y a una frecuencia de 43 KHz. Básicamente la lámpara puede ser vista como una carga resistiva en paralelo a C.

Las tres fases del tubo quedan esquematizadas en el gráfico siguiente.

2 -5 Circuito resonante RLC

La frecuencia de resonancia es:

LxC1

0 =ω

Fuera de resonancia, la impedancia es:

22 )1(C

LRZω

ω −+=

Cuando la frecuencia es igual a la resonancia, la impedancia cae a un mínimo: Z = R El factor de calidad del filtro es:



RLQ ω

=

Durante las fases de precalentamiento y de ignición se puede asumir que la resistencia de la lámpara es infinita resultando un circuito serie LC.

Una vez que la lámpara ha iniciado su ignición la R empieza a disminuir, el sistema se vuelve de bajo Q. La corriente que fluye a través de la lámpara es principalmente dependiente del valor del inductor.



3 - Informe

3-1 Diagrama esquemático de conexión

3-2 Diseño y cálculo de componentes Condiciones de Diseño

• Bajo Costo • Circuito de Potencia en configuración semipuente con transistores MOS • Frecuencia de operación permanente de 43khz.

Valores adoptados Tanto el tubo como la inductancia estaban disponibles por lo que usamos los mismos y a partir de ellos realizamos el diseño. Tubo – Philips ¨TL¨D 15W/54 Cuyas características principales son:

• Tensión del tubo 51 Vef • Corriente del tubo 0,34 A

Inductancia 1,5mHy (adoptada)



3-2-1 Cálculo de Cp y Cs

IL

ICP

CP VTUBOITUBO

ICP

fVtuboItuboCp

..2. π≤

Siendo f la frecuencia de diseño pedida, 43khz

hzvACp 310.43..2.51

34,0π

≤ ⇒ nfCp 67,24≤

La frecuencia de trabajo responde a la siguiente fórmula

1

2

CsCpCsCpl

f

+

=..2

1

π

Consideraciones para Cs

Para tener en vacío toda la tensión de cebado en el condensador Cp, el condensador Cs debe ser mayor que el Cp. Tomamos CpCs .10= Por lo tanto, de 2, tenemos



11..102

1

.11..102

12 lCp

CplCp

fππ

==

⇒ ( ) ( )

nfHyhzlf

Cp 1010.10.5,1.10.43..2

1110....2

113232 ===

−ππ

Valor que cumple con la condición 1 Por lo tanto, los valores adoptados son y CsnfCp 10= fμ1,0=

3-2-2 Cálculo de Cbs (C7)

)()(

)(.

MINGSONDSDCC

ONHLKCSG

V

TOT

VVVVTIQQ

AQ

Cbs−−−

++=≥

vVCC 6,15= vVD 1= vV ONDS 0)( ≅ vV MINGS 12)( =

ncQG 63= ncQLS 20= AI LK μ50= sf

T ONH μ63,11.21

)( ==

nfvvvv

SAncncA

QCbs

V

TOT 14,3212016,15

63,11.502063=

−−−++

=≥μμ

Adoptamos

nfCbs 470= que cumple con la especificación. Nota: En el apartado 4-2 del Desarrollo Teórico se explica la topología semipuente y la funcionalidad del Cbs

3-2-3 Cálculo de C5, C6 y R2

Los transistores mosfet conducen en forma alternada introduciendo una onda cuadrada en el punto medio del semipuente, que oscila entre 0 y +V. Durante este período la frecuencia de trabajo estará muy por encima de la resonancia del circuito tanque serie (L-C) por lo general entre 1.5 y 2 veces la frecuencia de operación Por practicidad adoptamos

ffpc .2= Durante el régimen estable las condiciones del driver imponen que:

)).(75.(38,11

652 CCRf

++=

Pero durante el precaldeo C5 no interviene por lo tanto



62 ).75.(38,11

CRfpc

+=

Adoptar es adoptar que ffpc .2= 65 CC = El fabricante del IR2153 impone las siguientes condiciones

Adoptamos

pfCC 47065 == Y calculamos R2

Ω=Ω−=Ω−+

= − khzCCf

R 85,177510).2.470.(10.43.38,1

175).(.38,1

1123

652

Dado que necesitamos con esta resistencia poder ajustar la frecuencia, colocaremos un preset y para evitar dejar accidentalmente a la misma en 0, lo hacemos en serie con una resistencia fija de valor superior al valor mínimo indicado por el fabricante. Por lo tanto

)30(Pr6,52 kesetkR +=

3-2-4 Cálculo del tiempo de conmutación entre frecuencias.

Para conmutar las frecuencias utilizamos un circuito como el que se adjunta. Al recibir la alimentación, C4 se carga a través de R4. Esto proporciona una constante de tiempo necesaria para pasar de una frecuencia a la otra.

)1.( .CRt

eVccVc−

−= 1

CRt

tR eVccV .)( .

−=

CRt

eR

Vccti ..)(−

=



De 1:

⎥⎦⎤

⎢⎣⎡ −

−=

VcctVc

tCR)(1ln

.

vVcc 6,15= Alimentación ⇒

vtVc 65,0)( = Tensión Umbral del transistor para conducir ⇒

segt 5= Tomamos un tiempo grande para que el mismo sea independiente de

que C4 se haya descargado o no ⇒

Con estos valores:

seg

vv

segCR 5,117

6,1565,01ln

5. =

⎥⎦

⎤⎢⎣

⎡−

−=

Adoptamos

fC μ2204 = kR 5604 y =

3-3 Lista de componentes

Ítem Valor Comentarios C1 0,1μf 250v C2 47μf Electrolítico – 400v C3 100μf Electrolítico – 50v C4 220μf 50v C5 470pf Multicapa C6 470pf Multicapa C7 47μf poliéster – 50v Cp 10nf 2kv Cs 0,1μf 400v

D1 x 4 1N54008 D2 UF4007

Entrada Bornera 3 Polos F1 Fusible IC1 IR2153 L1 1,5mHy Q1 2N3906 PNP Q2 2N3904 NPN Q3 IRF740 Q4 IRF740 R1 56K 1 Watt R2 5,6k + Preset 30K R3 560K R4 22K R5 22K T1 Filtro de Línea Porta fusible



3-4 Costo de los materiales más importantes

Categoria Subcategoria Descripción Código CápsulaU$S x uni. U$S x 5 U$S x 50

DIODOS Fast diodes - Diodos rapidos

DIODO RAPIDO 1A 1000V 75ns UF4007 DO-41 0.80 0.70 0.40

DIODOS Rectifier diodes (general)

DIODO RECTIFICADOR 3A1000V 1N5408 0.15 0.12 0.10

TRANSISTORES PNP SW 40V 0.2A 0.310mW 2N3906 TO92 0.20 0.18 0.12

TRANSISTORES NPN 0.2A 40V SWITCH 2N3904 TO92 0.20 0.18 0.12

TRANSISTORES

CANAL N 10A 400V 125W RDS0.55 IRF740 TO-220 1.80 1.60 N/A

IR2153 1.30 N/A 1.15 Excepto para el IR2153, en todos los demás casos la fuente es el listado de precios actualizado al 1 de Septiembre de Dicomse – Doblas 1126, Capital Federal. Para el IR2153 es de Radio Aceto – Uruguay 356, Capital Federal

3-5 Mediciones Nota: Habiendo calculado cada componente según se indicó en párrafos anteriores, al trabajar con el circuito se quemó la inductancia. Ante la imposibilidad en ese momento de conseguir otra de igual valor, se reemplazó la de 1,5mHy por una de 0,8mHy. Con este nuevo valor de inductancia, y un nuevo valor de capacidad para el tanque, la nueva frecuencia de régimen permanente fue de 52 Khz siendo la de precaldeo de 103Khz. Con el osciloscopio se obtuvieron las formas de onda de tensión y de corriente de las mediciones en distintos partes del circuito según detalle adjunto

3-5-1 Tensión sobre la carga – Fase de Precaldeo

60 Vpp 103 Khz



3-5-2 Tensión sobre la carga - Régimen permanente

124 Vpp, 52 Khz 3-5-3 Corriente sobre la carga

150 mA ef (medido con multíetro Trae rms) 3-5-4 Tensión sobre la salida del semipuente

320 Vpp



3-5-5 Corriente sobre la salida del semipuente

500 mA pp, medido con el osciloscopio 450 mA ef, medido con multímetro rms 3-5-6 Vds y su riple Vds

310 Vpp δ= 51%

Riple de Vds



3-5-7 Ids

190mA ef – Medidos con multímetro true rms. Tsw(on) = 480 nseg Tsw(off) = 600 nseg Tiempo muerto entre pulsos 700nseg 3-5-8 Vgs

Igs = 4,6 mAef (medidos con multímetro true rms) Vgs (on) = 10Vpp Vgs (pl) = 4,5 Vpp Corriente entregada por la fuente de alimentación Is= 196 mAef (medidos con multímetro true rms)



4- Desarrollo teórico

4-1 Características eléctricas del transistor Mosfet IRF740 OFF

ON

Dinámico

Switching ON

Switching OFF



4-1-1 Energía disipada en el encendido

nsTswON 480= )(537 ppmAId =

joulevTIVE ONSWDDDONSW μ4010.480.10.537.31021..

21 93

)()( =⋅= −−

4-1-2 Energía disipada en el apagado

nsTswOFF 600=

joulevTIVE OFFSWDDDOFFSW μ5010.600.10.537.31021..

21 93

)()( =⋅= −−

4-2 Topología Semipuente



La tensión de alimentación del circuito de control estará en función de la tensión que necesitan los Mosfet para asegurar que cuando se activan, entran en la zona óhmica o de saturación respectivamente. El valor adoptado, que asegura la operación, es de 15,6v

Una característica muy importante de los circuitos de control es la tensión que soporta el pin Vs. Cuando Q1 está en ON y Q2 en OFF, en este terminal se tiene respecto de masa la tensión del puente (311v).

La tensión Vbs (Vb – Vs) alimenta al driver que excita el transistor de la parte alta del semipuente. Esta alimentación tiene que estar en el rango de 10 a 20 v para asegurar que el transistor puede entrar en zona óhmica.

La tensión Vbs es una tensión flotante que se expresa tomando como referencia Vs. Cuando se pretende poner en ON a Q1 la tensión en Ho respecto de masa tomará un valor superior a los 311v. Idealmente toma el valor

)(311 ONGSHO VvV += Hay muchos métodos para conseguir esta tensión pero el método común a todos los circuitos integrados es mediante la técnica del bootstrap donde la alimentación está formada por un diodo Dbs y un capacitor Cbs. El método tiene como principal ventaja la sencillez y bajo costo. Los inconvenientes están impuesto por el proceso de carga del capacitor. Estos son que el tiempo que está conduciendo Q1 es limitado porque depende del tiempo que tarda en descargarse Cbs y que la frecuencia máxima de trabajo se limita por el tiempo que dura la carga del dicho condensador. El circuito Bootstrap opera de la siguiente forma

Durante el tiempo que el transistor Q1 está en ‘OFF’, y el transistor Q2 está en ‘ON’, el condensador Cbs se carga a un valor de tensión aproximadamente de Vcc .

La carga es muy rápida porque la constante de tiempo es muy pequeña, de valor aproximado

)( 2 bsRdRdsonCbsc +=τ Donde es la resistencia en directa del diodo Dbs.

bsRd

Cuando Q2 pasa a ‘OFF’ y se desea que Q1 pase a estado ‘ON’, el diodo Dbs queda polarizado en inverso (tal como se puede observar en la siguente figura). Con la tensión almacenada en Cbs durante el estado anterior, se polariza al driver superior del circuito de control con el que se excita a Q1, de tal forma que éste pasa a estado ‘ON’.



4-3 Descripción de Driver Lo conforman un IR2153(S), que es utilizado como un oscilador programable de potencia, similar al CI 555, que define la actividad de los IRF740 dejando un tiempo muerto entre ambos. El IR2153 pertenece a la tercera generación de ICs y representa una versión mejorada del popular IR2151 (de segunda generación) e incorpora driver de alto voltaje de semipuente. El IR2153 provee más funcionalidades y es más fácil de usar que los previos ICs. En el pin CT se ha diseñado una función de apagado por lo que ambas salidas de Gate pueden ser deshabilitadas con una señal de control de bajo voltaje.

Posee una frecuencia de oscilación programable según la siguiente fórmula

( ) TT xCRxf

Ω+=

7538,11

Rt estará dado por una resistencia fija más una variable que permita ajustar la frecuencia de oscilación. Otras características son:

- Genera los pulsos de control (RT y CT) Tabla - Tensión del bus de continua 600 V - Corriente para manejar el circuito de puerta de los Mosfet 200/420mA - Ofrece señal de control digital para cortar pulsos de salida sobre el pin CT. - Posee un diodo Zener de 15,6v entre Vcc y COM

4-3-1 Diagrama funcional



Nota: El D1 es un diodo de Bootstraping que viene incorporado en el IR2153D. En el caso del IR2153(S) es externo

• Indicar si el circuito se auto protege o no frente a los siguientes casos sobre la carga:

cortocircuito, ausencia del tubo, si el filamento se rompe y si el tubo se rompe pero los filamentos quedan intactos. En caso de no cumplir que modificación introduciría en el circuito. Bibliografia: AN1543/D Electronic Lamp Ballast Design On Semiconductor AN1576 Reduce Compact Fluorescent Cost Motorola AN98091 CFL 13W demo PCB with UBA2021 Philips IR2151 Self-Oscillating Half-Bridge Driver International Rectifier DT98-1 Variable Frequency Drive using IR215x International Rectifier A New Procedure For High-Frequency Electronic Ballast Design International Rectifier AN978 HV Floating MOS-Gate Driver ICs International Rectifier Inverter Basics.htm Inverter Basics Power designers diseno_puentesH.pdf


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