Università degli Studi di Roma Tor VergataDipartimento di Ingegneria Elettronica

corso di

ELETTRONICA ANALOGICA

Prof. Ernesto LIMITI

AMPLIFICATORI DI POTENZA

III / 17

� Amplificatori di Potenza in Classe A

� Push-Pull in Classe B

� Push-Pull in Classe AB

� Single-Ended

� Simmetria Complementare e Quasi Complementare

� Circuiti Integrati di Potenza

� Esempio di un integrato di potenza

Sommario

L’analisi viene effettuata per determinare la potenza ceduta al carico e il rendimento diconversione continua-alternata (rapporto tra la potenza d’uscita e quella fornita daglialimentatori).

iE

RE

R

VCC

-VEE

C

iC

vCBB

ECB

v1 v2

Supponendo sinusoidale il segnale di ingresso :

( )ˆ sineE Ei II tω= + ⋅

( )ˆ sincC Ci II tω= + ⋅

( )ˆ sincbCB CBv VV tω−= ⋅

Amplificatore in Classe A I

III / 18

iC

vCB

QIC

VCB Vcb^

IC

^

VCC

Potenza utile fornita al carico : 2

2

1 1ˆ ˆ ˆ2 2

C C cbP I R I V= =

Fornita dall’alimentatore: CC CC CP V I= ⋅

Dissipata in continua dal carico R ( )2

R C CC CB CP I R V V I= ⋅ = − ⋅

( ) ( ) 2

0

1 1 ˆ ˆ2

T

C CB C CB C cb c CB CP v t i t dt V I V I V I PT

= ⋅ ⋅ = ⋅ − ⋅ = ⋅ −∫Dissipata sul collettore

Amplificatore in Classe A II

III / 19

Amplificatore in Classe A III

2 2 2

2 2CC R CB C R CB C

P P P

P P V I P P P V Iη = = =

+ − + +

Se si trascura la potenza in ingresso, il bilancio delle potenze è

2CC C RP P P P+ +=

ottenendo il rendimento di conversione η

Il termine PPPPRRRR riduce notevolmente il rendimento di conversione.

È opportuno rendere PPPPRRRR minimo utilizzando in uscita un accoppiamento a trasformatore cheannulli la dissipazione in continua (se si trascurano le perdite ohmiche).

VCC

CB

RL

n 1

-VEE

RE

ic

vCB

QIC

VCC=VCBVCC,min

IC,min

Carico dinamico

Carico statico

III / 20

III / 21

È facile vedere che si ha:

e, essendo

1 ˆ ˆ2

cb c

CC C

V I

V Iη

⋅ ⋅=

⋅

,min ,min11 1

2

CB C

CC C

V I

V Iη

= ⋅ − ⋅ −

ed è quindi prossimo al 50%

Amplificatore in Classe A IV

ic

vCB

QIC

VCC = VCBVCB,min

IC,min

Carico dinamico

Carico statico

,min

,min

ˆ

ˆ

cb CC CB

c C C

V V V

I I I

= −

= −

Il dimensionamento dello stadio di potenza in classe A richiede così la scelta di una serie diparametri :• La resistenza vista dal primario del trasformatore (e quindi il rapporto di trasformazione nnnn);• L’ampiezza del segnale di ingresso;• La tensione di polarizzazione VVVVEEEEEEEE.La scelta del punto di lavoro dovrà inoltre soddisfare gli altri requisiti già noti (PPPPCCCC ≤≤≤≤ PPPPC,C,C,C, maxmaxmaxmax ,,,,iiiicccc ≤≤≤≤ IIIIC,C,C,C, maxmaxmaxmax ,,,, vvvvcccc ≤≤≤≤ VVVVC,C,C,C, maxmaxmaxmax).In particolare la potenza di collettore dovrà soddisfare la condizionecondizionecondizionecondizione piùpiùpiùpiù gravosagravosagravosagravosa PPPP2222 ==== 0000. Dovràessere quindi

VVVVCB CB CB CB IIIIC C C C ≤ P≤ P≤ P≤ PC, C, C, C, maxmaxmaxmax

III / 22

IMAX

Vknee

Q

VDC

IDC

VBDV1

gLV1

-gLRS

IB

0

1( ) ( )

T

L DC DCP V i t v t dt

TI= − ∫

( ) ( )

( ) ( )

1

1

sin '

sin 'D

C

L

D

Ci t I g V

v t V V θ

θ

= +

= −

Amplificatore in Classe A: Emettitore Comune I

T

T

IB

ic

v(t)

+VDC

v(t)

VDC

Vknee

i(t)IP

V1

gLV1

t ,θ’

IDC

t ,θ’

III / 23

Amplificatore in Classe A: Emettitore Comune II

IMAX

Vknee

Q

VDC

IDC

VBDV1

gLV1

-gLRS

IB

( )

( ) ( )

( )

2 2

1 1

0

2

2 2

1

0

2 22 2 1

1

0

0

1sin ' '

1sin ' '

2

1s

sin ' '

in ' '2 2

2 2

L D

LDC

C DC

DC

DC DC L

LL

P V I V I g V d

g Vg V d

gI V d V V d

π π

π

π

θ θ θ θπ π

θ θπ

θ θπ

+

= − − +

=−

= =

∫

∫

∫ ∫

T

T

IB

ic

v(t)

+VDC

v(t)

VDC

Vknee

i(t)IP

V1

gLV1

t ,θ’

IDC

t ,θ’

III / 24

VMAX

Q

VMIN

IMAX

IDC=IMAX / 2

VDC

PC, MAX

P’C, MAX

� Individuare il valore IIIIMAXMAXMAXMAX della corrente e VVVVMAXMAXMAXMAX della tensione. IIIIMAXMAXMAXMAX determina anche VVVVMINMINMINMIN;

� Scegliere VVVVDCDCDCDC, tensione di alimentazione in base alla:

� Scegliere RRRRoptoptoptopt, ovvero la resistenza di carico che il transistore deve vedere come:

e fissare il corrispondente rapporto di trasformazione nnnn in modo da trasformare RRRRLLLL in RRRRoptoptoptopt.

� Fissare la polarizzazione d’ingresso IIIIBBBB in modo che:

� Fissare la potenza d’ingresso PPPPiiii,,,, in modo che

� Scegliere il dissipatore che assicuri PPPPcccc’’’’MAXMAXMAXMAX

2MINMAX

MINDC

V VV V

−= +

MAXopt

MAX

VR

I≃

FE

MAXB

1

h

II

2⋅≃

MAXB

FE

i1 I

h 2∆ = ⋅

Progetto di un Amplificatore in Classe A I

III / 25

Dalla figura

( )1 1

1 1 12 1 2

DC MIN S MAX

S L S

V V V V R I

V R I V g R

= + = + =

= + = ⋅ +

La potenza ceduta al carico ed il rendimento valgono quindi

( )

2

2

1

2 1 2

L DCL

L S

g VP

g R= ⋅

+

Analogamente

( )1

2

11 2

DC DC DC DC L

L L S

P V I V g V

g V g R

= ⋅ = ⋅ =

= ⋅ +

( )1 1

2 1 2

L

DC L S

P

P g Rη = = ⋅

+

Se ora si pone x = 2 RS gL e si introduce PS= (VDC)2/ RS si ha

( )2

1

2 1

L

S

P x

P x= ⋅

+ ( )1 1

2 1 xη = ⋅

+PL/PS, η

0.5

0.25

21

X = 2RS gL

Il massimo della potenza in uscita si ha allora se

2 R2 R2 R2 RS S S S ggggLLLL=1=1=1=1

ovvero se RRRRLLLL=2R=2R=2R=2RSSSS. In tale caso si ha η = 25= 25= 25= 25%%%%

Progetto di un Amplificatore in Classe A II

III / 26

Se si polarizza il transistor all’interdizione si elimina la dissipazione a riposo, aumentando ilrendimento.

Nello schema indicato, i due transistori funzionano ciascuno per un semiperiodo. Sono infattipolarizzati con la base a massa e ciascuno dei due condurrà per il semiperiodo in cui il segnalerende la base positiva. Le correnti avranno verso opposto (iiii1111 e iiii2222) ed il trasformatore ricostruirà inuscita il segnale di ingresso.

Si noti in particolare come la connessione sia in grado di eliminare, nella corrente totale, leeventuali distorsioni di ordine pari presenti nella risposta. Le armoniche dispari sono invecerafforzate.

Amplificatore Push-Pull IPUSHPUSHPUSHPUSH----PULLPULLPULLPULL inininin ClasseClasseClasseClasse BBBB

+Vcc

T1

T2

RLv1

i1

i2

iL

iL

i1

i2

i

i

III / 27

La presenza di una tensione di soglia nelle giunzioni di ingresso dei transistori (VVVVγ) introduce nelPush-Pull, nel caso di polarizzazione in Classe B, la distorsione di CrossCrossCrossCross----OverOverOverOver.Si ricorre pertanto alla polarizzazione in classe AB.

Amplificatore Push-Pull IIPUSHPUSHPUSHPUSH----PULL in Classe B e Distorsione di CrossPULL in Classe B e Distorsione di CrossPULL in Classe B e Distorsione di CrossPULL in Classe B e Distorsione di Cross----OverOverOverOver

-Vγγγγ

vB

ωωωωt

Q1i

Vγγγγ

iB

Q2

vB

ωωωωt

RL

+Vcc

T1

T2

III / 28

ClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseABABABAB

IIIIMMMMIIIIMMMM

IIIIMMMMIIIIMMMM

2222(V(V(V(VCCCCCCCC----VVVVMINMINMINMIN))))

QQQQ

QQQQ’’’’IIIIQ’Q’Q’Q’

IIIIQQQQIIIIQQQQ

IIIIQ’Q’Q’Q’

VVVVMINMINMINMINVVVVCCCCCCCC

VVVVMINMINMINMIN

Amplificatore Push-Pull III

ClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseClasseBBBB

IIIIMMMM

VVVVMINMINMINMIN

VVVVCCCCCCCC

IIIIMMMM////ππππ

IIIIMMMM////ππππ

IIIIMMMM

VVVVMINMINMINMIN

2222(V(V(V(VCCCCCCCC ----VVVVMINMINMINMIN))))

QQQQ

III / 29

ic

VCCV

m

RL’

Bilancio Bilancio Bilancio Bilancio EnergeticoEnergeticoEnergeticoEnergeticoRiferendoci alla potenza utile P2, aquella di collettore PC e a quellaerogata dall’alimentatore PDC,trascurando sia le perdite ohmiche neltrasformatore sia l’eventuale potenzaceduta all’ingresso, sarà:

2DC CP P P= +

2

1 11

2 2m

M M M CCCC

VP I V I V

V

⋅ ⋅ ⋅ ⋅ ⋅

= = −

(*)2MDC CC

P I Vπ

⋅ ⋅=

Si avrà quindi

2 1 78.5%4

m

DC CC

P V

P V

πη

⋅

= = − ≃

con:

(*)

2C DCP P P= −

( )2

0

1sin

TM

Mmedia

II I t dt

Tω

π= = ∫

Amplificatore Push-Pull IV

iiii1111

iiii2222

RRRRLLLL

RRRR1111

RRRReeee

RRRR2222

TTTT1111

TTTT2222

++++VVVVcccccccc iiii1111

iiii2222

iiiiLLLL

VM

III / 30

'

MM

L

VI

R=

'

LR2

2 ' '

2 1

2

CC M MC DC

L L

V V VP P P

R Rπ= − = ⋅ − ⋅

Assumendo

ed essendo il carico visto dal primario, si avrà:

da cui si nota in particolare che, se è nullo il segnale di ingresso (e di conseguenza VM = 0), lapotenza dissipata sul collettore PC = 0, a differenza dell’amplificatore in classe A in cui la stessasituazione è invece la più gravosa, portando alla condizione

,maxC CP P=

Nel classe B invece tale situazione si raggiunge, sulla base della

0C

M

dP

dV=

2M CCV V

π= ⋅

e si ha 2

,max 2 '

2CC

C

L

VP

Rπ= ⋅

M CCV V=D’altra parte il valore massimo di P2 si ha per e quindi

2

2,max '

1

2

CC

L

VP

R= ⋅

Amplificatore Push-Pull V

� La condizione più gravosa per i transistori è legata alle condizioni di miglior funzionamento dallarelazione:

� Ciò significa che due transistori da 2W consentono di realizzare un “classe B” in grado di fornire alcarico fino a 10101010WWWW, laddove una identica connessione Push-Pull funzionante in classe A richiederebbedue transistori da 10W (η = 50%) ed una connessione di tipo normale, sempre in classe A,richiederebbe un transistore da 20W.

III / 31

,max 2,max 2,max2

40.4

CP P P

π= ⋅ ≃

Amplificatore Push-Pull VI

III / 32

L’uso di un trasformatore è in genere da evitare a causa del costo, dell’ingombro e delle

distorsioni che introduce. In particolare il trasformatore d’uscita del Push-Pull risulta

particolarmente oneroso dovendo fornire una potenza non trascurabile. Un’alternativa è

rappresentata dal circuito sotto.

In continua i due transistori sono interdetti (VBE =0). Essendoinoltre i due transistori uguali e le due batterie uguali ed opposte, ilpunto “AAAA” è a potenziale nullo ed in RRRRLLLL non scorre alcuna corrente.In alternata, i segnali di pilotaggio sono in controfase e sonoapplicatiapplicatiapplicatiapplicati tratratratra basebasebasebase edededed emettitoreemettitoreemettitoreemettitore anziché tra base e massa. In questosecondo caso infatti il transistore T1 funzionerebbe come collettorecomune e T2 come emettitore comune distorcendo il segnale inmodo inaccettabile.

Con la scelta circuitale fatta invece, quando T2 conduce, l’uscita sulcarico è in controfase con il segnale sulla base B2 ; quando invece èT1 a condurre, l’uscita sul carico è in fase con la base B1.

Si noti che quando uno dei due transistori conduce, ai capidell’altro la tensionetensionetensionetensione massimamassimamassimamassima èèèè paripariparipari aaaa 2222VVVVCCCCCCCC. Infine, avendopolarizzato le basi a 0 V, il segnale di uscita presenterà la distorsioneincrociata (di cross-over) già vista.

Single-Ended I

vvvv1111

vvvv1111’’’’

vvvv1111’’’’’’’’

TTTT1111

TTTT2222

BBBB1111

BBBB2222RRRRLLLL

AAAA

+V+V+V+VCCCCCCCC

----VVVVCCCCCCCC

III / 33

In conclusione, lo schema di singlesinglesinglesingle----endedendedendedended già descritto, lascia aperti un certo numero di problemi.Oltre alla distorsione di cross-over già ricordata infatti, lo schema esaminato presenta almeno treinconvenienti:

SchemaSchemaSchemaSchema risolutivorisolutivorisolutivorisolutivo

1) Utilizza un trasformatoretrasformatoretrasformatoretrasformatore didididi ingressoingressoingressoingresso con gliinconvenienti già ricordati per quello diuscita ed in più con la necessità di duesecondari.

2) richiede duedueduedue batteriebatteriebatteriebatterie di valore +VCC e –VCCcon il conseguente aumento di costi eingombri.

3) nonnonnonnon èèèè stabilizzatostabilizzatostabilizzatostabilizzato termicamentetermicamentetermicamentetermicamente, fatto nontrascurabile in un amplificatore destinato amanipolare potenze notevoli.

Single-Ended II

CCCC3333

+V+V+V+VCCCCCCCC

RRRR ’’’’RRRR1111

RRRR

RRRR

RRRR2222

RRRR1111

RRRR4444

RRRReeee

RRRRLLLL

RRRR3333

TTTT1111

TTTT2222

TTTT3333

CCCC1111

CCCC2222

CCCC

CCCC1111

RRRReeee

RRRR2222

B’

A

B

III / 34

R1

R2

Re

+VCC/2

Se i due transistori T1 e T2 sono uguali, il punto AAAA è a potenziale VVVVCCCCCCCC////2222.Il punto di lavoro e la stabilizzazione termica si calcolano perciò dal circuito sotto, in cui Re è ingenere molto più piccola del carico RL per non abbassare eccessivamente il rendimento dellostadio. Il punto di lavoro è scelto in modo da evitare la distorsione di cross-over. Nelle versioni piùsofisticate R2 viene sostituita da un elemento di compensazione non lineare.L’uso tra il punto AAAA ed il carico RL di un condensatore CCCC di qualche centinaio di µF, consente dirisparmiare una batteria. Il punto A in assenza di segnale si trova a VCC/2. A questo valore si caricaperciò anche il condensatore. Quando T2 conduce e T1 è interdetto, il condensatore CCCC sostituiscela batteria presente nello schema di principio: deve solo essere di capacità sufficiente per nonscaricarsi apprezzabilmente durante il semiperiodo di conduzione di T2.

Single-Ended III

VCC

T1

T2

VCC/2

C

RL

A

+ -

III / 35

VVVVCCCCCCCC////2222

∆VVVVCCCC

2

CCMAX

L

VI

R=

100MAX

CC

I TC

Vπ

⋅ ⋅=

⋅

ValoreValoreValoreValore ImpostoImpostoImpostoImposto

;C C

CC

Q C V QV

I IC veT

Tdo∆ = ∆ ∆ =∆

∆∆=

2

MAX CC

I VI C

Tπ

∆= =

0.012 2

MAX CCC

I T VV

Cπ∆ = ⋅ = ⋅

⋅

Single-Ended IV

III / 36

I segnali in controfase ai due ingressi BBBB1111 e BBBB2222, possono essere ottenuti da un pre-amplificatore deltipo parafase (v2 = -v3), che presenta però differenti impedenze di uscita:

+V+V+V+VCCCCCCCC

RRRR

RRRR

vvvv2222

vvvv3333

vvvv1111

1

,2r Rout h

oe

≅

�,3

hier R

out β

≅

�

I segnali su BBBB1111 e BBBB2222 sono quindi uguali solo se le impedenze viste dal driversono sufficientemente elevate. In ogni caso, per evitare inaccettabili distorsionied assicurare un corretto pilotaggio del single-ended è necessario che il segnalev2 sia applicato, come v3, tra la base e l’emettitore del transistoreT1.

Single-Ended V

+V+V+V+VCCCCCCCC

vvvv2222

vvvv3333

CCCC1111

CCCC2222

RRRR

RRRR

RRRR ’’’’

vvvv1111

EEEE1111

BBBB1111

BBBB2222

CCCC1111

III / 37

hie

RL

hfe ib

vvvv0000

vvvv2222

iiiibbbbB C

EE

Lo schema circuitale adottato per il transistor T1 è, in tutti i circuiti precedenti del single-ended,del tipo:

Si è in particolare affermato che il segnale v0, quando iltransistore conduce, è in fase con la tensione di ingresso eche l’amplificazione dello stadio è praticamente quellatipica dell’emettitore comune, pur avendo lo stadio inesame il collettore a massa. Dal circuito equivalente si hainfatti:

Per la tensione di uscita v0 :

0 2L

fe b L fe

ie

Rv h i R h v

h= =

Lv fe

ie

RA h

h= +

Single-Ended VI

vvvv1111 vvvv2222

+V+V+V+VCCCCCCCC

vvvv0000RRRRLLLL

III / 38

Single-Ended VII

RRRR1111

TTTT1111

CCCC1111

+V+V+V+VCCCCCCCC++++∆VVVVCCCCCCCC

TTTT2222

TTTT4444

TTTT5555

TTTT3333

RRRR1111

RRRR2222

RRRR2222

RRRR

RRRR

RRRR’’’’

RRRR5555

RRRR4444

RRRR3333

RRRR3333

RRRReeee

RRRReeee

CCCC

RRRRLLLL

CCCC2222

CCCC0000

RRRR0000

A’

B

H

J

K

A

CCCC1111

CCCC3333

B2=E4

B1=E3

VBE1

VB1

Filtro passa bassoFiltro passa bassoFiltro passa bassoFiltro passa basso ≈≈≈≈ VVVVCCCCCCCC

TTTT1111

TTTT2222

Single-Ended VIII

III / 39

Quando lo stadio finale deve fornire una notevolepotenza (n....10Watt), è opportuno separare il driverdal finale mediante l’uso di una connessioneDarlingtonDarlingtonDarlingtonDarlington. Lo schema è stato inoltre completatomediante l’inserimento del “passa-basso” R0C0 chefiltra l’ondulazione residua dell’alimentatore che,tramite il driver, tornerebbe in uscita amplificata.L’aggiunta della resistenza R3, infine, aumenta lastabilità termica del DarlingtonDarlingtonDarlingtonDarlington (per sua natura piùbassa di un singolo stadio) anche se ne abbassa laresistenza dinamica di ingresso. La scelta di R3 èfatta sulla base di un compromesso tra la resistenzastatica e quella dinamica di ingresso della coppiaDarlingtonDarlingtonDarlingtonDarlington.

N.B. :

vB1

iB1

Rdin

Rstat

R3

Q

( ) ( )1 1 1 1 1 1B b be E e B Bi i v i R i v= + =

III / 40

Anche in questo caso l’uso di una sola batteria e di un condensatore di accoppiamento di elevatacapacità assicurano l’alimentazione dei due transistori, uno pnppnppnppnp e l’altro npnnpnnpnnpn che funzionanoalternativamente e per mezzo periodo ciascuno, come inseguitori di emettitore. Il punto AAAA inparticolare è staticamente a potenziale VCC/2. Il principale vantaggio di questa soluzionecircuitale, simmetriasimmetriasimmetriasimmetria complementarecomplementarecomplementarecomplementare, è quello di non richiedere un pilotaggio in controfase.Applicando un segnale sinusoidale infatti, la semionda positiva è amplificata dal transistore npnnpnnpnnpn,,,,quella negativa dal pnppnppnppnp.... E’ inoltre possibile anche in questo caso applicare il segnale tra le basi egli emettitori ottenendo così il funzionamento ad emettitore comune degli stadi.

Simmetria Complementare

+V+V+V+VCCCCCCCC

RRRRLLLL

TTTT2222

TTTT1111

CCCC

+ -

VVVVCCCCCCCC////2222

A

IIII----I’I’I’I’ ���� ECECECEC

IIII----IIII”””” ���� CCCCCCCC

IIII’’’’

I’’I’’I’’I’’

IIII

Il segnale del driver è applicato tra le basi (punto B) e gli

emettitori (punto A), cui la resistenza R è

dinamicamente connessa attraverso il condensatore C.

VVVVBBBB=V=V=V=VAAAA=V=V=V=VCCCCCCCC/2/2/2/2

Per simmetriaPer simmetriaPer simmetriaPer simmetria

Per progettoPer progettoPer progettoPer progetto

+V+V+V+VCCCCCCCC

TTTT2222

TTTT1111

RRRRLLLL

RRRR

RRRR

TTTT3333

AAAABBBB

III / 41

Lo schema di principio indicato deve essere completato conle reti necessarie a stabilizzare e polarizzare correttamente itransistori impiegati. Le resistenze RE ed R’E assicurano unaprima stabilizzazione termica dei tre transistori. Quella deldriver è migliorata dal partitore R4 ed R5. Quanto alla serieD1, D2, R5 ha lo scopo di polarizzare correttamente, inclasse AB, i due transistori a simmetria complementare e alcontempo compensando le variazioni termiche degli stessi,migliorando la linearità della funzione di trasferimentoingresso uscita. La linearità è ulteriormente migliorata dalpartitore R4 e R5 che rappresenta una rete di retroazione tral’uscita e l’ingresso.

Notiamo poi che, in questo caso, per aumentarel’impedenza di ingresso ed il guadagno in corrente deifinali, è difficile costruire due coppie Darligtoncomplementari con caratteristiche identiche. Le soluzionicircuitali adottate sono quindi differenti.

Schema Completo del Simmetria Complementare

VVVVCCCCCCCC //// 2222

BBBB ’’’’

BBBB

BBBB ’’’’

CCCC1111

CCCC

RRRR2222

RRRR3333

RRRR4444

RRRReeee

RRRReeee’’’’

RRRReeee

RRRRLLLL

RRRR5555

TTTT1111

TTTT2222

TTTT3333

DDDD1111

DDDD2222

VVVVCCCCCCCC

III / 42

Nella configurazione a simmetria quasi complementare il segnale in uscita all’emettitore di T3 ha la stessafase del segnale di comando, mentre quello al collettore T4 ha fase opposta.

Il singlesinglesinglesingle endedendedendedended costituito da T1 e T2 è così pilotato correttamente. Perché il circuito funzionicorrettamente è poi necessario che il driver T5 veda sempre lo stesso carico indipendentemente da qualedei due transistori T3 o T4 conduca.

( )1

44 2 4

1 33 Lk

LkL E FE C

L FE E

i i

i 1 v v v v

v vi

i

h

h

v

+

−−

+ = =

+

+

== +

+ +

Simmetria Quasi Complementare

+V+V+V+VCCCCCCCC

CCCC3333

CCCC2222

CCCC

TTTT2222

TTTT1111

TTTT3333

TTTT4444

TTTT5555

RRRReeee

RRRRLLLL

RRRR1111

RRRReeeeRRRReeee’’’’ RRRR1111

RRRRR’R’R’R’

BBBB

KKKK

AAAA

A’A’A’A’

TTTT1111

TTTT2222

TTTT3333

TTTT4444

iiiiCCCC4444

iiiiCCCC2222

((((1111+h+h+h+hfefefefe1111 )i)i)i)iEEEE3333

iiiiEEEE4444 RRRRLLLL

vvvv1111

vvvv3333

vvvv4444

+V+V+V+VCCCCCCCC

----VVVVCCCCCCCC

vvvvLLLL

KKKK

AAAA

III / 43

Simmetria Quasi Complementare

Osserviamo ora che la coppia T3, T1 fornisce al carico la corrente ((((1111+h+h+h+hFEFEFEFE1111)i)i)i)iEEEE3333, mentre la coppia T4, T2

fornisce al carico la corrente iiiiEEEE4444+h+h+h+hFEFEFEFE2222iiiiCCCC4444,,,, correnti che risultano uguali se hhhhFEFEFEFE1111=h=h=h=hFEFEFEFE2222 eeee sesesese iiiiCCCC4444≈≈≈≈iiiiEEEE4444 ≈≈≈≈ iiiiEEEE3333,condizioni che richiedono la scelta di transistori opportuni e, almeno per la coppia T3, T4, ad altoguadagno (hhhhFEFEFEFE).

Inoltre, quando T3 e T1 conducono, la tensione tra B3 e massa vale VVVVBBBB3333=V=V=V=VBEBEBEBE3333+V+V+V+VBEBEBEBE1111+V+V+V+VLLLL. Quando invececonduce la coppia T4, T2 si ha VVVVBBBB4444=V=V=V=VBEBEBEBE4444+V+V+V+VLLLL. Perciò se VVVVBEBEBEBE3333=V=V=V=VBEBEBEBE4444 (ipotesi di transistori uguali), le duetensioni differiscono solo di VVVVBEBEBEBE1111, normalmente trascurabile.

( )1

44 2 4

1 33 Lk

LkL E FE C

L FE E

i i

i 1 v v v v

v vi

i

h

h

v

+

−−

+ = =

+

+

== +

+ +

+V+V+V+VCCCCCCCC

CCCC3333

CCCC2222

CCCC

TTTT2222

TTTT1111

TTTT3333

TTTT4444

TTTT5555

RRRReeee

RRRRLLLL

RRRR1111

RRRReeeeRRRReeee’’’’ RRRR1111

RRRRR’R’R’R’

BBBB

KKKK

AAAA

A’A’A’A’

TTTT1111

TTTT2222

TTTT3333

TTTT4444

iiiiCCCC4444

iiiiCCCC2222

((((1111+h+h+h+hfefefefe1111 )i)i)i)iEEEE3333

iiiiEEEE4444 RRRRLLLL

vvvv1111

vvvv3333

vvvv4444

+V+V+V+VCCCCCCCC

----VVVVCCCCCCCC

vvvvLLLL

KKKK

AAAA

III / 44

Pre-Amplificatore DriverStadio Finale di Potenza

CompensazionePolarizzazione

Il problema maggiore è quello della stabilità termica dato che l’accoppiamento tra glistadi è in continua. Da qui la notevole complessità circuitale degli integrati di potenza.E’ comunque possibile individuare alcune funzionalità espletate da “gruppi” ditransistori dell’integrato. Oltre ad alcuni componenti utilizzati per polarizzazione ecompensazione termica delle sezioni dell’integrato, si distinguono:

• StadioStadioStadioStadio preamplificatorepreamplificatorepreamplificatorepreamplificatore, utilizzante normalmente una connessione Darlington,curato in modo da presentare alta impedenza d’ingresso ed elevato guadagno.

• StadioStadioStadioStadio pilotapilotapilotapilota, realizzato per consentire una sufficiente stabilità dei livelli incontinua, che fornisce il segnale di livello adeguato e con la polarità richiesta dallostadio finale.

• StadioStadioStadioStadio finalefinalefinalefinale, lo stadio di potenza vero e proprio, normalmente operante in ClasseB o AB, realizzato con un particolare tipo di connessione, detta a simmetria quasicomplementare, in cui uno stadio a simmetria complementare pilota direttamente unsingle-ended.

Circuiti Integrati di Potenza

III / 45

Amplificatore di Potenza Integrato TAAG 621 I

TAAG 621TAAG 621

8

T1

T2

T3 T4

T5

T6

T7

T8

T9

T10

T11

T12

T13

T14

T15

T16

T17

R

10

7

12 5 3

1

14

Amplificatore di Potenza Integrato TAAG 621 II

III / 46

Circuito Semplificato

Il blocco AAAA è costituito da 5 transistori, polarizza i diversi stadi e assicura l’indipendenza del punto

(1) da VVVVCCCCCCCC. Il blocco BBBB, costituito da 3 transistori, minimizza la distorsione di cross-over e gli

effetti della variazione di VVVVBEBEBEBE dei finali con la temperatura.