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산업용 대용량 Microwave 가열ㆍ건조장치

(M/W 암면경화장치)기술개발에 관한 연구

(최종보고서)

2001. 5.

주관기관 : 한국고주파응용기기

위탁기관 : 기초전력공학공동연구소

산 업 자 원 부

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제 출 문

산업자원부장관 귀하

본 보고서를 “산업용 대용량 Microwave 가열,건조장치 개발(M/W 암면경화장치 개

발)에 관한 기술개발”(개발기간 : 1999.04.~ 2001.03.)과제의 최종보고서로 제출합

니다.

2001. 5. .

개발사업주관기관명 : 한국고주파응용기기

개발사업총괄(관리)책임자 : 박 승 호

주관기관 연구원 : 박승호, 정구형, 조민식

주동식, 이 영희

위탁연구기관 : 기초전력공학공동연구소

위탁책임자 : 홍익대학교 신 판석

연구원 : 정교범, 김혁수, 김종욱, 김민호,

이 완윤

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산업기반기술개발사업 보고서 초록

관리번호 A00-991-3301-07

과제명산업용 대용량 Microwave 가열,건조장치 개발

(M/W 암면경화장치 개발)

키워드Microwave/Microwave Heating/Microwave Dryer

Waveguide/Magnetron

1. 최종 개발목표

고출력 Magnetron을 이용한 50kw급 Microwave를 용한 샌드위치 Pannel용 암면경

화장치를 개발함에 있어서 핵심요소기술로 필요한 연속로내의 전자파의 해석, 전력

용 반도체 스위칭 소자를 이용한 복수 Magnetron용 전력제어 장치의 설계 및 기본

실험, 임피던스의 최적화 기술개발, 균일가열 연구, 전자파 누설 실험 및 대응 방안

등에 대해서 연구 개발하여 50kw급 Microwave를 이용한 샌드위치 Pannel용 암면

경화장치를 개발함과 동시에 관련 공업의 공정단축 및 생산성의 향상과 산업용 대

용랑 Microwave 장비를 국산화 시키는 것을 목표로 한다.

2. 당해연도 개발내용 및 결과

50kw급 Microwave를 이용한 샌드위치 Pannel용 암면경화장치

㉠대용랑 Microwave 건조, 가열장지의 System의 해석

1)3차원 FEM을 이용한 해석

2)균일 가열을 위한 System 설계

3)설계 파라메터의 산정

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㉡부하임피던스 최적화 연구

1)Impedance 측정기술 방법 수정 및 보완

2)부하 Matching 기술 보완

㉢복수 Magnetron용 전력제어장치의 회로설계

1)복수 Magnetron용 전력제어장치의 회로설계

2)기초실험을 위한 Prototype 제작 및 실험분석

3)복수 Magnetron용 전력제어장치의 회로 수정 및 보완

㉣누설 차폐기술의 개발

1)차폐시설의 설계 및 해석

2)누설 량의 측정

㉤Microwave 경화장치의 설계

1)고주파 회로 설계(전원, 전송선로)

2)제어회로 설계(PLC Sequence)

3)기계, 기구부 및 구동장치 설계

㉥50kw급 Microwave 암면경화장치 제작

1)Conveyor 구동 연속가열 건조 System 제작

3. 기대효과(기술적 및 경제적 효과)

1)Microwave System 설계 및 해석기술 개발

2)Microwave를 이용한 건조가열장치의 개발로 인한 관련 공업의 공정단축 및 생산

성 향상

3)에너지 및 생산비 절감

4)Microwave 부하 Impedance Matching 기술 확보

5)복수 Magnetron 전원제어장치 기술 확보

4. 적용분야

1)샌드위치 Pannel제작 업체에 암면 경화장치 및 전후 공정 설비를 보급한다.

2)암면제작 업체에도 보급하여 Pannel제작 이외도 일반 건축 단열재로서 공급 메트

형의 유리면 이나 경화 암면을 제조하는 공정에 적용토록 한다.

3)산업용 Microwave가열 기기(건조, 경화, 가열, 살균)의 국산화 및 적용분야 확대.

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목 차

제 1 장 연구개요

제1절 연구의 필요성

제2절 기술개발의 목표 및 내용

제3절 연구보고서 내용

제 2 장 Microwave 가열 장치의 전자계 해석

제1절 Microwave의 해석의 유한요소 정식화

제2절 가열기의 해석 모델

제3절 가열기의 3차원 유한요소 해석 결과

제 3 장 부하 임피던스의 최적화 연구

제1절 Microwave 임피던스 측정법 개요

제2절 입력 임피던스 평면의 결정

제3절 Network Analyzer의 보정

제4절 Network Analyzer를 이용한 System의 측정장치

제5절 Microwave 가열기 System의 시스템 최적화 방향

제 4 장 전력제어 장치의 분석 및 개념 설계

제1절 연구배경 및 연구범위

제2절 전력 변환장치의 회로방식의 선정

제3절 전력 변환 장치 설계

제4절 개발 사양 시뮬레이션 및 실험

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제 5 장 50Kw급 Microwave 암면 경화장치의 설계 및 제작

제1절 Microwave 가열장치의 설계 및 제작

제 6 장 System의 기초실험 및 평가

제1절 50Kw급 Microwave 암면경화 System 기초실험

제 7 장 결론 및 향후 연구 동향

제1절 연구 결과 및 결론

제2절 향후 연구방향

참고문헌

부록

Microwave 암면 경화장치 Manual

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1장 연구개요

제 1절 연구의 필요성

1. 기술의 개요

가열의 원리상 Microwave 가열은 고주파 유전가열과 같이 내부가열에 속한다. 반

면에 저항가열, 아크가열, 원적외선 가열은 Microwave 가열이 피가열체가 발열체가

되는 내부가열인 반면에 표면을 가열하여 열전도에 의하여 내부가 가열되는 외부가

열이다.

마이크로파란 300MHZ에서 300GHZ범위의 전파로 극초단파를 지칭하고 이는 손실

계수(유전손)가 큰유전체(절연물)를 만나면 도파되지 않고, 에너지를 잃어 이 에너

지가 유전체를 가열하는 성질을 가지고 있다. Microwave는 방송 등과 혼동하지 않

기 위하여 국제적으로 ISM (International Scientific and Medical Use)밴드가 할당

되어 915MHZ, 2,450MHZ가 이에 해당된다. Microwave 가열의 원리를 부연하면

유전체가 전계내에 노출되면 유전체의 모든 곳이 전기적으로 평형상태가 교란되고,

유전 체 표면에 전하가 발생하며, 이때 빠른 속도로 전 계의 방향이 바뀌면 쌍극

자는 반전하고 주위의 분자간에 마찰이 발생하며 이 마찰로 가열이 이루어진다.

가. Microwave가열의 특성

(1)열전도를 필요하지 않고 내부에서부터 단시간에 가열 할 수 있다.

(2)열풍 건조기 등은 내부로 열이 전달되기 어려우므로 외부가 연소될 때까지 열을

가하더라도 내부까지 골고루 가열되지 않지만 Microwave가열의 경우에는 균일하게

가열된다. 아울러 열풍건조기에 비하여 최소한 15%의 효율이 높다. (미국 전력연구

소 EPRI 보고서 결과)

(3)복잡한 형상의 물체도 내부에서부터 가열 할 수 있다.

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(4)피가열물을 선택적으로 가열할 수 있다.(용기나 포장재료 등의 외부에서 조사 할

수 있음.)

(5)온도의 상승이 단시간에 일어나므로 건조시간이 대폭 단축되어 생산성이 향상된

다.

(6)Microwave건조는 외부의 온도, 습도의 영향을 받지 않으므로 일정한 건조율을

얻을 수 있으며 수분율을 조정할 수가 있다.

(7)각종 센서(온도, 습도등)의 적용이 용이하고 자동화가 용이하다.

(8)Microwave건조기는 기존의 열풍건조기와 같은 Blower,열교환기등이 필요 없으

며 일반 상용전원을 사용하기 때문에 관리가 간편하고 소음,열기, 배기 가스등을 배

출하지 않고 청결한 환경에서 작업할 수 있다.

(9)가열 온도의 제어가 용이하다.

(10)밀폐가열이 가능하여 임의의 분위기 혹은 진공 중에서 가열이 용이하다.

이와 같이 Microwave 응용기술은 선진국에서 전기에너지의 효과적 이용을 위한 기

술로 각광을 받고 있어 각 산업분야의 열 프로세스에 도입 적용되고 있다.

2. 기술개발의 중요성

마이크로웨이브(Microwave)를 이용한 산업용 가열 건조장치를 개발함에 있어서 핵

심 기술인 균일 가열의 문제, impedance matching 문제, 누설문제 및 전원제어 문

제 등의 요소기술은 이론적인 설계와 해석 또는 simulation을 통하여 최적화 시킬

수 있게 된다.

산업용 가열기는 화학, 고무, 식품공업 등 다앙한 형태로 개발이 이루어지고 있으

며, 현재 주관기관에서 개발의 대상으로 삼고있는 암면 경화장치는 암면재의 장점

으로 가격, 내열성 및 단열성 등의 강점에도 불구하고 샌드위치 패널의 재료로 사

용하지 못하고 있는 것은 암면을 규정의 밀도 및 강도를 유지시켜주는 경화 공정과

가열시스템이 개발되어 있지 않기 때문이다.

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종래의 전열(히터, 열풍) 방식으로는 암면의 특성(단열성)으로 인하여 내부까지 경

화시키는데 소모되는 전기에너지가 많고 일정의 생산량을 유지하기 위해서 장치가

매우 길어져야만 하기 때문에 매우 비효율적이다.

그러나, 암면경화 공정 시스템에 마이크로웨이브 가열 방식을 적용하여 수 [GHz]

또는 수 백[MHz]의 고주파 침투효과 때문에 가열 대상물 표면과 내부를 동시에 빠

른 시간에 가열 할 수 있는 특징을 갖고 있어 상기의 문제점을 개선 할 수 있는 공

법이라 할 수 있다. 이것은 마이크로웨이브를 이용함으로서 여러 가지 해결해야될

문제를 않게 되며, 서두에서 언급한 연속로 내의 균일 가열 기술, 마이크로웨이브

발생장치인 마그네트론(Magnetron)의 보호장치, 연속공정로 출입구의 전자파 누설

방지 기술, 대형생산공장에 적용시의 전자파 출력설계 및 부하임피던스 매칭기술,

전력제어용 장치의 개발, 기타 보조장치 등의 핵심기술이 함께 개발되어야한다.

본 연구에서는 주관기관인 한국고주파에서 마그네트론을 이용한 건조가열 장치를

개발함에 있어서 핵심요소기술로 필요한 연속로내의 전자파의 해석, 전력용 반도체

스위칭 소자를 이용한 복수 마그네트론용 전력제어 장치의 설계 및 기본실험, 임피

던스의 최적화 기술개발, 전자파 누설 실험 및 대응 방안 등에 대해서 연구를 하게

될 것이다.

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3. 국내ㆍ외 관련 기술의 현황

현재 국내의 고주파 설계 및 해석기술은 가전 3사 중심으로 연구개발이 이루어지고

있으며, 연구기관과 대학에서 마이크로웨이브 해석 및 설계기술을 많이 연구하고

있다. 마이크로웨이브를 이용한 건조 및 가열 기술은 목재공업, 고무공업, 식품공업

등에서 활발히 응용되고 있다.

고출력 마그네트론 및 마이크로웨이브 부품들은 수입에 의존하고 있다. 한국 고주

파에서는 1994년부터 국내의 기술을 이용하여 산업용 마이크로웨이브 건조가열장

치를 자체적으로 개발하여 전자제품 제조공정, 식품건조공정, 고무화학 가열공정 등

에 이용한 장치를 개발하여 납품한 적이 있다.

가. Microwave 건조가열 공법

마이크로웨이브 가열건조 공법은 종래의 열풍건조 공법에 비해서 공정시간의 단축,

설비의 소형화, 제품의 품질향상, 에너지절감 등의 장점을 안고 있기 때문에 공정개

선이나 합리화 또는 시공정의 개발 및 기존설비의 대체 등을 유도 할 수 있다. 다

음 그림은 진공건조의 경우 열풍에 의한 방법과 마이크로 웨이브와 열풍을 가미한

경우, 또 감압하면서 마이크로웨이브를 이용하는 경우를 표시한 것이다. 세 번째 경

우가 공정시간을 제일 많이 단축시킬 수 있다는 것을 알 수 있다.

표 1.1 은 진공동결 건조시의 통상적인 종래의 방법과 마이크로웨이브를 이용한 경

우의 경제성을 비교한 것이다.(참고 Food Tech.36)

나. 기술개발 사례 조사

전자레인지(Microwave Oven)를 중심으로 발전하고있는 마이크로웨이브 응용기기산

업은 산업용 건조가열기로 개발되어 식품공업, 화학공업, 고무공업, 목재공업 등의

일부 제조공정과정에 투입되어 부분적인 공정개선, 생산시간의 단축, 에너지절감 등

의 효과를 거두고 있기 때문에 장차 관련산업에의 많은 활용이 예상된다. 일본의

Toshiba에서는 각 공정이나 생산제품에 맞는 여러 가지 제품을 model별로 개발하

여 시판하고 있으며, 특수 소각기 및 환경관련 제품들도 개발 중인 것으로 알려져

있다.

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표 1.1 진공동결 건조시 Microwave방식과 종래 방식과의 비교

(1) 외국의 경우

미국의 Golden Grain Macoroni사는 마카로니의 건조공정에 마이크로웨이브를 이

용한 건조장치를 개발하여 설치하여 시험한 결과 마카로니의 함수율이 약 18[%]될

때까지는 열풍건조장치로서 건조하고 그 이후의 공정에 마이크로웨이브를 이용한

건조 장치를 투입하여 열풍과 함께 건조한 결과 생산원가를 시간당 약 $1.23 절약

하였다. 그리고 다음 표와 같이 건조로의 길이가 20[m] 이상 단축되었으며, 생산

시간도 6.5 시간이나 단축되었다.

또한 미국에서는 병원에서 배출되는 1년에 약 400,000 톤의 감염된 쓰레기를 처리

하기 위하여 마이크로웨이브 살균 소각기를 개발하여 각 병원에서 사용할 예정이

다. 이는 감염된 쓰레기를 약 200˚ [F]의 온도가 되도록 마이크로웨이브에 약 30분

간 노출시킴으로써 살균 및 소각을 할 수 있게 하는 것이다. 이는 매우 저렴한 유

지비와 청정성 및 안전성을 갖추고 있으며, 에너지 절약적 측면에서도 운반 및

Gas소각에 비하여 비교할 수 없을 정도로 경제적이라 할 수 있다. 또한 마이크로

웨이브 소각자체가 갖는 살균능력 때문에 환경오염을 예방할 수 있는 기능도 가지

게 된다.

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표 1.2 Microwave를 이용한 마카로니 건조장치의 경제성 비교

한편, 마이크로웨이브 해석 및 설계 기술관련하여 고주파의 전자장해석을 위하여

유한요소법이나 경계요소법 또는 합성기법을 개발하여 전자장 해석자나 설계자가

쉽게 사용할 수 있도록 상용화하여 시판하고 있으며, 국내에 수입하여 사용중인 것

은 EMAS, HFSS, FLUX2/3D, MAXWELL-2/3D 등이 있는 것으로 알려져 있다. 마

이크로웨이브의 임피던스(Impedance) 측정법은 새로운 기법들이 개발되고 있다.

또한 일본의 M사에서는 마그네트론 동작해석 기법을 개발하여 종래에 240분 소요

되는 해석시간을 30분으로 단축하는 기법을 개발하여 사용 중에 있으나, 국내의 모

회사에서 그 기술을 도입하려했지만 마그네트론 개발의 핵심 기술이 되어 기술이전

이 금지된 내용이다.

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(2) 국내의 경우

국내의 마이크로웨이브 관련산업은 가정용 조리기기인 전자레인지(Microwave

oven)와 통신용장비를 중심으로 발전하여 왔고 가전제품 제작업체에서 초창기의 기

술제휴 생산단계를 벗어나 고유 모델과 핵심기술의 보유를 위해서 연구개발에 투자

를 하고 있다.

특히 전자 레인지는 세계시장의 50[%]이상까지 점유하고 있으며, 이 시장 확보율

을 유지하기 위하여 많은 노력을 하고 있고, 연구개발의 방향은 주로 전자레인지의

생산관련 과제였으며 원가절감, 사용자 편의성제고, 생산성 향상 등을 위한 것이어

서 기본핵심기술 분야는 아직 미 해결된 것이 많고 고유기술 확보를 위해서는 연구

개발에 많은 투자를 해야한다. 국내 마이크로웨이브 관련산업계에 따르면 산업용

마이크로웨이브장치를 개발하거나 수입하여 건조 및 가열 공정에 투입한 사례가 몇

건이 있으나, 이 경우의 에너지절감, 생산원가 등에 대한 자세한 경제성 검토에 대

한 보고된 자료는 없으며 외국의 경우에 견주어 볼 때 생산성 향상에 상당한 효과

를 거두고 있는 것으로 알려져 있다. 해석 및 설계기술분야는 전자레인지 제작사를

중심으로 기본연구가 진행중이거나 해석 및 설계프로그램 도입을 추진하고 있다.

다. 기술개발시 기대성과 및 활용방안

(1)Microwave System 설계 및 해석 기술 개발

(2)Microwave를 이용한 건조가열 장치의 개발로 인한 관련 공업의 공정단축 및 생

산성향상(향상율 50%이상)

(3)에너지 절감

①(50kw/1세트당 열풍건조기 대비 최소한의 절감전력) × 200대(년간 예상 판매대

수)×16시간 / (일가동시간 × 365일/년) = 약 6GWh/년간 절감에너지

②절감비용 = 6GWh × 7천만원/GWh = 4억 2천만원/(년간 에너지 절액)

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(4)누설방지 기술 축적 (Microwave 응용장치 핵심기술 자립)

(5)Microwave 부하 Impedance Matching 기술 확보

(6)복수 Magnetron 전원 제어장치 기술 확보

(7)샌드위치 Pannel 재료를 저가의 우수내열 단열재인 암면으로 대체 ( 재료비 절

감효과 40% : 800/㎥)

(8)Microwave의 뛰어난 열 효율성으로 인한 경화공정 에너지절약

(1m2기준)

구분 Microwave 가열방식 전열(열풍ㆍ히타)방식

소요 에너지비용 850원 8500원

(9) 암면 Microwave장치에 대한 특허 3건 목표

① 입출력 차폐구조 : 2건

② 균일가열 실현을 위한 구조 : 1건

라. 적용분야

(1)샌드위치 Pannel제작 업체에 암면 경화장치 및 전후 공정 설비를 보급한다.

(2)암면제작 업체에도 보급하여 Pannel제작 이외도 일반 건축 단열재로서 공급 메

트형의 유리 면이나 경화 암면을 제조하는 공정에 적용토록 한다.

(3)산업용 Microwave가열기기 (건조, 경화, 가열, 살균)의 국산화 및 적용 분야확대

(가) 식품의 이용

①발포 (스넥류)

②건조 (야채, 앙파, 육류, 마카로니, 오징어,녹차)

③가열 조리 (어묵, 베이콘, 식품재 가열등)

④해동 (어류, 육류)

⑤빵 숙성, 소성

⑥살균

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(나) 곡물에 이용

①살균,살충

②건조 (벼, 밀등)

(다) 고무공업에 응용

①가류 (타이어, 고무원료, 합성수지)

②발포 성형

(라) 피혁 건조

(마) 제지 및 직물의 염색 정착 및 건조

(바) 목재의 건조, 접착, 휨 작업

(사) 의료용

①뇌내 효소 고정

②실험 동물의 탈수

③암 치료

(아) 용융

①산업용 및 원자력 폐기물 처리

②유리 제조

(자) 파괴

①암석, 해저, 건조물, 콘크리트, 파괴

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제 2절 기술개발의 목표 및 내용

1. 최종개발 목표

산업용 Microwave응용기술은 광범위하게 적용되고 있으며 본 연구에서 목표로 하

고 있는 고출력 Magnetron을 이용한 50kw급 Microwave를 이용한 샌드위치

Pannel용 암면경화장치를 개발함에 있어서 핵심요소기술로 필요한 연속로내의 전자

파의 해석, 전력용 반도체 스위칭 소자를 이용한 복수 Magnetron 용 전력제어 장

치의 설계 및 기본 실험, 임피던스의 최적화 기술개발, 균일가열 연구, 전자파 누설

실험 및 대응 방안 등에 대해서 연구 개발하여 50kw급 Microwave를 이용한 샌드

위치 Pannel용 암면 경화장치를 개발함과 동시에 관련 공업의 공정단축 및 생산성

의 향상과 산업용 대용량 Microwave 장비를 국산화시키는 것을 목표로 한다.

2. 연도별 개발내용 및 개발범위

가. 1차년도

(1) 개발목표

(가)20kw급 Microwave 가열 건조장치 개발

(나)Microwave System의 전자계 해석

(다)부하 임피던스 matching을 이용한 system의 최적화

(라)복수 Magnetron용 전력제어장치의 개념설계

(마)Microwave 가열 전조장치의 설계 및 제작

(2) 개발내용 및 개발범위

(가) M/W 가열장치 해석

①2 차원 FEM 이용 전계 mode 해석

②균일 가열을 위한 cavity 설계

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(나) 부하임피던스 최적화 연구

①impedance 측정 기술 개발

②부하 matching 기술 개발

(다) 복수마그네트론 전력 제어 장치의 개념 설계

①마그네트론 전력제어장치의 자료조사 및 분석

②전력제어장치의 개념 설계

③실험용기본 model 제작 및 기초 실험과 분석

(라) Microwave 가열장비의 설계

①고주파 회로의 설계(전원, 전송선로 등)

②제어회로의 설계

③기계 기구부 및 구동장치의 설계

(마) Pilot Plant 제작

①Conveyor 구동 연속가열, 건조 System제작

나. 2차년도

(1) 개발목표

50kw급 Microwave를 이용한 샌드위치 Pannel용 암면 경화장치 개발

(가) Microwave경화장치 System 해석

①부하 임피던스의 최적화

②전력제어 장치의 회로설계 및 simulation

③누설 차폐 기술 개발

④Microwave경화장치의 설계 및 제작

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(2)개발내용 및 개발 범위

(가) 대용랑 M/W 건조 가일장치의 system의 해석

①2 차원 FEM 이용 해석

②균일 가열을 위한 system 설계

③설계 파라메터의 산정

(나) 부하임피던스 최적화 연구

①impedance 측정 기술 방법 수정 및 보완

②부하 matching 기술 보완

(다) 복수 마그네트론용 전력제어장치의 회로설계

①복수마그네트론용 전원제어장치의

②기초실험을 위한 protype model 제작 및 실험분석

③복수마그네트론 전력제어장치의 회로의 수정 및 보완

(라) 누설 차폐기술의 개발

①누설량의 측정

②차폐시설의 설계 및 해석

(마) 50kw급 Microwave 경화장치의 설계 및 제작

①고주파 회로 설계(전원, 전송선)

②제어회로의 설계(PLC Sequence)

③기계, 기구부 및 구동장치의 설계

④Conveyor 구동 연속가열 건조 System제작

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다. 단계별 연구개발의 추진체계

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제 3 절 연구보고서 내용

본 연구보고서의 제 2장에서는 Microwave 가열 장치의 전자계 해석에 대한 것으로

M/W 2D 유한요소법 정식화, 가열기 해석 모델, 가열기 Cavity의 전자계 해석, 해

석 결과 분석을 기술하였고, 제 3장에서는 부하 임피던스의 최적화 연구에 대한 것

으로 임피던스 측정 기술과 임피던스 matching 기술에 대하여 기술하였다. 제 4장

은 전력제어장치 분석 및 개념 설계로서 개발개요, simulation 내용, 실험실용 전력

제어장치의 설계 및 제작, 설계평가 및 보완에 대하여 기술하였다. 제 5장은 50kw

급 Microwave 암면 경화장치의 구성과 장비의 각종 실험 및 결과를 기술하였다.

제 6장은 연구 결론 및 향후 연구 방향을 제시하였다.

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제 2장 Microwave 가열장치의 전자계 해석

제 1절 Microwave 해석의 유한요소 정식화

마이크로웨이브 가열건조기는 cavity가 크고 구조가 복잡하여 2차원적인 해석으로

는 해석할 수 있는 부분이 많지 않으며 해석의 결과도 분석시 어려울 뿐만 아니라

전자계 mode가 축방향으로 존재하게 되므로 3차원 해석이 요구된다. 요소분할이

비교적 자유로운 사면체 Edge Element를 사용하여 Electric field를 변수로 하는 3

차원 해석 유한요소법을 정식화하고 일반적으로 많이 활용하고 있는 Galerkin법을

이용하였다. Maxwell방정식으로부터 Electric field에 대한 벡터파동방정식을 다음과

같이 구할 수 있다.

사면체 Edge Element는 다음 그림 2.1과 같은 형태를 갖는다.

그림 2.1 사면체 Edge Element

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삼차원 보간함수 Li를 이용하면 다음과 같은 벡터 기저함수를 만들 수 있다.

여기서, i= 1.2.3.4.5.6

i1, i2는 i번째 변의 시작절점과 끝절점의 번호

식(2.2)에서 사용한 3차원 보간 함수는 다음과 같다.

여기서 ai, bi, ci 및 di는 일반 참고문헌에 많이 나와 있는 계수이며. element 내에

서 벡터 E field는 와 같이 쓸 수 있으며, 이제 식(2.1)에galerkin법을

적용하면 적분방정식을 구할 수 있다.

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여기서, i= 1,2,3,4, V는 요소의 체적

element내에서 벡터field는 다음과 같이 쓸 수 있다.

이제 식(2.1)에 Galerkin법을 적용하면 적분방정식을 구할 수 있다.

위 식에서 벡터 기저 함수, 가 가중함수로 사용되었으며, Ω은 해석영역(3차원),

Γ는 해석영역을 둘러싸는 경계, 은 경계에서 바깥쪽으로 향하는 단위법선벡터를

나타낸다. port 경계면 에서 Electric field는 2차원과 동일하게 구할 수 있다.

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식(2.6)식의 경계적분 부분을 처리하기 위해서 다음과 같은 과정을 거친다.

여기서,

위 식에서 은 바깥쪽으로 향하는 딘위 법선 벡터이다. 식(2.9)과 벡터 identity를

이용하면 경계적분 부분은 다음과 같이 쓸 수 있다.

식(2.3)식을 이용하면, 식(2.6)의 이산화가 가능해진다. 좌변의 체적적분을 이산화한

결과는 다음과 같다.

- 25 -

벡터 identity를 이용하면 kij와 mij는 보간함수 L의 계수들로 나타낼 수 있다.

- 26 -

식(2.10)식과 같은 면적분 항은 다음과 같이 이산화 된다.

식(2.16)과 식(2.17)을 계산하면 다음과 같은 결과가 얻어진다.

여기서,

- 27 -

위와 같이 식(2.3)을 이산화 하면, (2.6)식의 이산화가 가능해진다. 좌변의 체적적분

을 이산화 하여 전체 해석영역의 계수행렬방정식을 구하게되고 이것을 경계조건 및

부하상태에 따라 풀게되면 원하는 해를 얻을 수 있게 된다. 그림 2-2는 프로그램

검증을 위하여 One Port Cavity를 3차원 해석한 결과이다.

그림 2.2 One port cavity 3D Analysis ( E2 contour)

- 28 -

제 2 절 가열기의 해석 모델

그림 2.3은 해석모델인 cavity resonator의 전체를 나타낸 것이다. 외부도체의 치수

는31O(H)×600(W)×1800(L)[mm]으로서 5[kW]급 마그네트론 2개를 통해서

feeding되고 있다. S-band의 AR-284규격의 2개의 도파관간의 이격거리는

1400[mm]이고, 단면의 치수는 72.14×34.04[mm]이다.

도파관의 두께는 고려하지 않았고, 도파관은 PEC(perfect electric conductor)를 가

정하였다. 두 개의 도판관 각각의 끝지점에는 좌우로 coupling을 위한 창(window)

이 설치되어 있어서 모두 4개의 창이 뚫려 있으며, 창의 치수는 68×29[mm]이다.

창의 중심위치는 높이 194.5[mm]지점, 폭 310[mm]의 가운데인 155[mm] 지점에

있다. cavity resonator의 형상이 좌우대칭이므로 유한 요소해석시 1/2만 해석모델

로 잡았다. 해석용 S/W는 유한요소법을 기반으로 한 HFSS ver.7.0을 사용하였다.

해석모델이 완전대칭이므로 전계도 대칭인 점을 감안하여 가운데 중심면의 경계조

건은 PMC(perfect magnetic conductor)로 주었다. 계산에 사용된 컴퓨터는 PC 펜

티엄 III-600MHz이고 행렬을 푸는데 걸린 계산시간은 CPU time 기준으로 40분정

도 소요되었다. 사면체 요소의 수는 38664개이고, 행렬의 크기는 235236이며 요구

된 메모리크기는 478MB정도이었다.

입력주파수는 2.45[GHz]이고 cavity내에 공기의 유전율은 두 종류를 고려하였다.

그림 2.4는 해석모델의 3차원 유한요소 분할도를 나타낸 것으로 사면체 요소의 수

는 38664개이다. 그림에서 진하게 그려진 부분이 도파관을 나타낸 것이다.

- 29 -

그림 2.3 해석대상 전체그림

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그림 2.4 해석모델의 3차원 유한요소 분할도 (전체의 1/2 모델, 사면체 요소수=

38664개)

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제 3 절 가열기의 3차원 유한요소 해석 결과

3차원으로 해석된 결과는 평면으로 나타내기 어렵기 때문에 분석하고자하는 단면을

각각 평면(top view), 정면(front view) 그리고 측면(side view)의 부분적으로 나타

낼 수 있다. 용이한 분석을 위해서 세 개의 cutplane은 모두 도파관 끝에 설치된

두 창의 중심점을 통과하도록 잡았다. 특별히 PMC경계조건이 부여되는 평면인 yz

평면(x=0)은 본 그림에는 나타내지 않았다. 그림 2.5 에서 그림 2.8까지는 cavity내

에 공기만이 있는 경우, 즉 손실탄젠트가 0일 때의 경우(ε=1-jㆍ0)에 대한 전계의

크기를 나타낸 것이다. 이때 반사계수 (S11)는 1로 계산되었으며, 전계세기의 최대

크기는 약 5400근처로 계산되었다. 그림 2.5는 평면단면에서의 전계크기 분포로서,

cavity 전체적으로 전계가 고루 분포하며 군데군데에 전계가 조금씩 집중하고 있는

것을 알 수 있다. 특히 도파관 근처에 밝게 보이는 일부 부분이 전계가 집중되는

곳이다. 도파관 내에는 정상파(standing wave)가 발생하고 있는 것도 알 수 있다.

그림 2.6은 정면단면의 그림으로 역시 도파관 바로 위, 왼쪽 아래와 오른쪽 아래에

전계가 집중하는 부분이 나타남을 보여 준다. 그림 2.7은 측면그림으로서 도파관의

윗부분에 특히 국부적 전계 집중이 많은 것을 알 수 있다. 그림2.8은 PMC경계조건

이 부여된 전체모델 중심 면에서의 전계크기 분포도이다. 여기서도 마찬가지로 곳

곳에 전계가 집중되는 부분이 있음을 알 수 있다. 이 단면에서의 최대 전계크기는

약 1500근처임을 알 수 있다.

Cavity내의 물질(부하)의 특성(손실탄젠트의 크기)에 따라 해석 모델의 각 단면에서

의 전계의 크기, 반사계수(S11)등을 계산하고 분석하였다. 그림2.9에서 부터 그림

2.12까지는 cavity내의 물질이 손실탄젠트 0.2인 경우 (ε=1-jㆍ0.2)의 각 단면에서

의 전계의 크기를 보여준다.

- 32 -

이때의 반사계수(S11)는 0.58로 계산되었다. 전계세기의 최대크기는 도파관 내에서

약 3000, 캐버티내에서 약 1600근처로 계산되었다. 그림 2.9(a)에서 보듯이 캐버티

공간에서의 전계분포는 거의 일정하며 도파관내에는 정상파가 나타나고 있음을 볼

수 있다. 전계분포의 변화를 좀 더 상세히 보기 위하여 그림2.9(b)에 확대한 그림을

나타내었다. 그림에서 cavity공간의 전계크기는 전체적으로 20정도로 나타나고 있

음을 알 수 있다. 그림 2.10과 그림 2.11은 각각 정면단면과 측면단면에서의 전계

세기로서 역시 도파관을 제외한 cavity 공간에서의 전계세기는 그리 크지 않음을

볼 수 있다. 그림2.12는 전체모델의 중심면에서의 전계세기를 나타낸 것으로 전계

의 최대크기는 1.549정도로 매우 약한 것을 알 수 있다.

전체적으로 보아, 손실이 있을 경우 전계의 최고치가 조금씩 감소하고 있으며

cavity내의 물질로 흡수되는 전력이 증가함을 알 수 있다.

- 33 -

그림 2.5 무손실매질에서의 전계세기 분포(평면단면)

- 34 -

그림 2.6 무손실 매질에서의 전계세기 분포 (정면단면)

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그림 2.7 무손실 매질에서의 전계세기 분포 (측면단면)

- 36 -

(a) 최대전계세기를 1778으로 그린 경우

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그림 2.8 무손실매질에서의 전계세기 분포 (PMC경계조건 단면)

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(a) 최대전계세기를 1817으로 그린 경우

- 39 -

(b) 최대전계세기를 100으로 그린 경우

그림 2.10 tanδ=0.2 일 때 전계세기 분포 (정면단면)

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(b) 최대전계세기를 100으로 그린 경우

그림 2.11 tanδ=0.2 일 때 전계세기 분포 (측면단면)

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그림 2.12 tanδ=0.2 일 때 전계세기 분포 (PMC경계조건 단면)

(최대전계세기를 1.549으로 그린 경우)

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제 3 장 부하 임피던스의 최적화 연구

제 1 절 Microwave 임피던스 측정법 개요

마이크로웨이브 가열기내의 cavity에 전자파 전력원(Magnetron)으로부터 가능한 많

은 전력을 공급하기 위하여는 전력원과 cavity사이의 각 연결단의 임피던스를 정합

시켜줄 필요가 있다. 마그네트론을 전력원으로 사용하는 일반적인 가열기 모델의

경우 고려하여야 할 연결부위는 다음과 갈이 두 부위로 나눌 수 있다.

1. 마그네트론과 도파관의 연결부위

2. 도파관과 cavity의 연결부위

마그네트론에서 발생되는 전력은 마그네트론에서 부하쪽을 본 임피던스에 대한 함

수로 나타내어지고 이 임피던스는 위의 두 접합부위의 구조 및 가열되어지는 물질

의 형태 및 재질에 매우 민감하다. 일반적으로 위의 두 접합부위는 가열기가 제작

되어 질 때 그 형상이 결정되어지지만 가열되어지는 물질의 형태 및 재질은 사용때

마다 달라지는 특성이 있다. 따라서 위의 두 접합부위를 잘 설계하여 임피던스가

가열되어지는 물질에 민감하게 변하지 않도록 하여야 한다. 부하에 대한 마그네트

론의 출력은 일반적으로 리케선도(rieke diagram)의 형태로 제작자로부터 공급되어

지므로 이를 참조하여 가열기의 임피던스를 결정하고 설계하여야 한다. 이를 위하

여는 주어진 가열기의 조건하에서의 임피던스를 가능한 정확히 측정할 필요가 있

다.따라서 본 장에서는 이를 위하여 주어진 위의 두 부위 형태에 따른 임피던스를

예측하고 측정하는 방법에 대하여 서술하고자 한다.

- 43 -

제 2 절 입력 임피던스 평면의 결정

임피던스를 측정하기 위하여는 어느 평면에서의 임피던스를 측정할 것인가를 먼저

정확히 정의하여야 한다. 가열기내의 중요한 임피던스 측정부위는 앞에서 언급한

바와 같이 두 부위로 나눌 수 있다. 림 3.1에서 나타낸 바와 같이 도파관과 cavity

의 연결부위(A평면)와 도파관과 마그네트론의 연결부위(B평면)에서 임피던스를 측

정할 필요가 있다. 또한 경우에 따라서 cavity의 영역에 일정한 길이의 도파관을 포

함시켜서 cavity를 정의할 수도 있는데 이러한 경우는 A평면에 대한 측정법을 그대

로 이용할 수 있다. 마그네트론의 공급자는 A평면에 대한 리케선도를 제공하는 경

우가 많은데 이 때에는 A평면에서만 cavity를 바라보는 임피던스를 측정하면 된다.

어느 평면에서든지 임피던스를 정확히 측정하기 위하여는 정확한 보정이 필요하다.

일반적인 보정은 단락, 개방, 정합부하(또는 가변부하)의 3 가지 터미네이션을 사용

한다. 하지만 A와 B평면에 사용되는 터미네이션은 그 단자구조가 각각 도파관 및

coaxial cable로 다르므로 다른 소자들을 사용하여야한다.

그림 3.1 건조 가열기 내 Cavity 구조

- 44 -

제 3 절 네트워크 어넬라이저의 보정

그림 3.1의 A평면의 임피던스 측정에 사용되는 보정소자(단락, 개방, 정합부하)들은

도파관 형태로 이루어져 있다. 도파관의 크기는 사용주파수(중심 주파수가

2.45[GHz])에 맞도록 WR340을 사용한다.

일반적으로 단락소자의 경우 비교적 넓은 주파수대역에서 단락특성을 유지하는 반

면 개방소자는 그 특성을 만족시키도록 소자를 설계하기가 어렵다. 이는 초고주파

영역에서는 이상적인 개방회로를 구현하기가 어렵기 때문이다. 특히 주파수가 높아

질수록 커패시터 성분의 영향이 커지게 된다. 이를 적절히 보상하기 위하여 단락소

자를 1/4 파장 도파관과 함께 사용하여 구현할 수 있다. 가열기의 사용주파수가 매

우 좁은 주파수 대역을 사용하기 때문에 이 방법은 매우 효과적일 수 있다. 정합부

하는 최소한 VSWR이 1.05이하가 되는 것을 사용하여야한다. 그림 3.2는 이러한 보

정소자들을 개략적으로 도시하였다.

그림 3.3은 임피던스를 측정하기 위한 블럭선도를 나타낸다. 네트워크 어넬라이저

를 통하여 스케터링파라메터(S-parameter)를 측정하여 이를 컴퓨터로 보내어 데이

터를 저장하고 임피던스로 환산한다. 일반적인 네트워크 어넬라이저는 coaxial

cable을 사용하게 되어 있으므로 도파관과 cable사이의 접합부에서도 coaxial

cable형 보정소자를 사용하여 보정하여 주어야한다. 이 때에 사용되는 보정소자들

역시 단락, 개방 및 정합부하를 사용하는데 이들에 대한 규격소자들은 일반적으로

네트워크 어넬라이저의 공급원으로부터 공급받을 수 있다. A평면 및 C평면에서 보

정을 한 후에 얻는 데이타는 coaxial cable과 도파관과의 접합부위에서 발생하는

임피던스 부정함에 의한 반사도 포함되어 있으므로 이를 제거하여야 한다.

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그러기 위하여 네트워크 어넬라이저의 타임게이팅(time gating)을 사용하여 coaxial

cable과 도파관과의 접합부위에서 발생하는 반사를 제거할 수 있다. 여기에서 타임

게이팅이란 다음과 같은 기능을 말한다. 일반적으로 네트워크 어넬라이저는 주파수

에 대하여 스윕하면서 주어진 주파수 대역의 일정한 점들에서의 데이타들을 취득한

다. 이 들, 각 주파수에 대한 response를 다음 식과 같은 역퓨리에 변환에 의하여

시간에 대한 response를 계산할 수 있다.

그림 3.2 도파관용 보정소자

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여기에서 F(ω)는 각주파수 ω에서의 response이고 f(t)는 시간 t에서의 response이

다. 측정하고자 하는 반사파는 A평면에서 돌아오는 신호이고 C평면에서 돌아오는

신호는 제거 되어져야 하므로 A평면까지의 거리를 알면

그림 3.3 임피던스 측정 Blockdiagram

제 4 절 Network Analyzer를 이용한 System의 측정장치

복수 마그네트론을 이용한 건조가열 시스템의 설계시 마그네트론 상호간에 서로 작

용하는 coupling을 측정할 필요가 있다.

이를 측정하기 위하여는 network analyzer를 이용하여 S2l을 측정하여야 하는데 이

도 역시 보정이 필요하다. 이를 보정하기 위하여는 각 port간의 through 및

isolation을 이용하여 network analyzer를 보정하여야 한다. 그림 3.4는 through 및

isolation에 대한 block diagram이다.

실제 마그네트론을 cavity에 연결하여 피가열체를 가일할 때에 각 마그네트론으로

부터 나오는 출력 power를 측정하기 위하여는 각 마그네트론과 cavity 사이에

directional coupler를 삽입시켜 실제 power량을 spectrum analyzer 또는 network

analyzer를 이용하여 측정할 수 있다.

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이에 대한 block diagram은 그림 3.4에 나타내고 있다. 마그네트론의 power가 일

반적으로 1[kW]이상이 될 수 있으므로 적절한 attenuator를 사용하여 계측기에 정

격이상의 power가 입력되지 않도록 주의하여야 한다.

또한 복수 마그네트론을 사용할 경우 마그네트론 상호 coupling이 각 상대 마그네

트론에 미치는 영향에 대한 정확한 연구결과가 아직 없기 때문에 가능하면 상호

coupling을 최소화하도록 cavity를 설계할 필요가 있을 것으로 사료된다.

그림 3.4 Power 측정을 위한 Block Diagram

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제 4 장 전력제어장치의 분석 및 개념 설계

제 1 절 연구 배경 및 연구 범위

최근까지 산업용 마이크로웨이브 발생을 위한 마그네트론 구동용 전원 장치는

60Hz 상용주파수에서 위상제어방식의 Thyristor 회로, 승압을 위한 철심형 고압 변

압기, 고압콘덴서 및 고압다이오드를 이용한 배전압회로(Voltage doubler)로 구성되

어 음극 고전압을 발생시켰다. 따라서 고압 변압기와 배압용 고압 콘덴서의 크기,

중량 및 효율, 입력 교류 전원단에 고주파 대책과 효율, 그리고 출력의 리플 개선과

관련된 문제점이 항상 언급되어져 왔다.

그런데, 1990년대에 들어서 전력용 반도체 분야의 급속한 발전은 고전압 대전류의

고속 스위칭을 가능하게 하여, 다양한 분야에서 시스템 구동용 전력 변환장치의 개

발과 성능향상을 기대할 수 있게 되었다. 특히 IGBT 스위칭 소자는 중전력 고속 스

위칭 분야에 널리 이용되어지고 있으며, 적용 시스템의 성능 개선에 적극 이용되고

있다. 현재 전력전자 기술의 급속한 발달로 인하여 스위칭 전력변환의 신기술을 접

목한 각종 전기기기의 응용분야가 확대되고 있다.

전기기기의 특성은 전원을 공급하는 전원장치(예를 들면 인버터)의 특성에 영항을

받는다. 따라서, 각종 전기기기의 고효율화를 이루기 위해서는 전원장치의 성능 향

상이 필요하다. 전원장치의 성능은 전력변환 효율, 응답특성, 고조파율, 소음, 제품

의 중량 및 크기와 같은 항목을 통하여 평가되며, 최근 고전압 대전류용 반도체 스

위칭 소자(IGBT)의 개발을 통하여 구현된 스위치 모드 고주파 인버터는 우수한 성

능이 입증되어 왔다.

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고주파 인버터 방식의 전원장치와 관련된 국내 기술은 대학 및 연구소를 중심으로

하여 주로 X-ray용 전원, 고주파 유도가열로 등의 분야에서 각종 최신의 스위칭 소

자 응용 기술의 발달과 전원장치 개발 연구가 이루어져 왔으며, 현재 국내의 전원

장치의 개발 기술력의 경쟁력은 충분하다고 볼 수 있다.

따라서, 본 연구는 마이크로웨이브 발생을 위하여 마그네트론에 전력을 공급하는

전원장치의 성능 향상을 위하여 고주파 스위칭 분야에서 그 성능의 우수함을 인정

받아온 FB(Full Bridge) ZVS(Zero Voltage Switching) PWM(Pules Width

Modulation) 방식의 고주파 인버터 기술 적용을 연구한다.

본 연구의 최종 목표는 마그네트론 구동을 위한 전원장치의 기본설계를 주목적으로

한다. 이를 위하여 전원장치의 사양을 정하고, 적합한 주회로 및 제어회로의 설계자

료를 제시하며, 제시된 수치를 Simulation과 실험을 수행하여 검증하였다. 다음은

본 연구의 주요 과정이다.

1. 마그네트론 구동에 필요한 전원장치 사양 및 기본 기능 결정

2. 전원장치의 주회로방식 및 스위칭 소자 선정

3. 고주파 고압변압기(High Frequency High Voltage Transformer : HFHVT) 설계

4. 제어방식 설계

5. 전원장치 특성 simulation

6. 주회로 및 제어회로 설계

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제 2 절 전력 변환 장치 회로 방식의 선정

1. 마이크로웨이브 오븐 구동용 전원장치의 사양

전력변환 장치의 사양 및 기능을 결정하기 위해서는 대상 마이크로웨이브 가열장치

의 용량 및 전압이 결정되어야 하며, 이는 마이크로웨이브 가열장치에 사용되는 마

그네트론 특성에 의해 결정된다. 마그네트론은 인가전압은 특정전압을 초과할 때,

급격한 전류가 흐르는 비선형 부하이다. 따라서 본 연구에서는 상용주파수 60[Hz]

에서 사용시 입력전력 1[kw], 마이크로웨이브 발생 첨두 양극전압은 3500[V] 이

상, 평균 양극전류는 300[mA], 첨두 양극전류 800[mA]인 마그네트론을 대상으로

하였다. 또한 마이크로웨이브 가열기의 입력 전압은 단상 220[V], 주파수는

60[Hz]이다. 이에 따라 결정한 전원장치의 기본적 사양 및 기능은 표 4-1과 같다.

2. 주회로 방식

표 4.1 전원장치의 기본 사양

입 력 전 압 1 60Hz AC 220V

출 격

전 압DC 3500 V 이상DC 4500 V 이하

정 격 전 류 300mA

최 대 전 류 800mA

기 능 정전압 제어, 정전력제어

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전원장치의 주회로 부분은 제어회로의 명령에 의해서, 마이크로웨이브 발생을 위해

필요한 전력을 마그네트론에 공급해 주는 부분이다. 역률향상, 고효율화, 저소음화

그리고 안전성을 고려하여 설계하여야 한다.

모든 전력 변환 장치의 공통된 목표인 효율 향상을 위해서, Full Bridge 방식의

Phase-shifted FB-ZVS-PWM을 채택하면 소자의 내압저감, 효율향상 및 고전력

밀도의 전원장치를 구현할 수 있다. 그리고 저소음화를 위해서 사용 주파수 및 용

량에 따라서 이에 적합한 소자가 선정되어야 하는데 스위칭 주파수는 가청 주파수

를 상회하는 20~40[kHz]로 하였으며, 스위칭 소자는 이에 적합한 IGBT(Insulated

Gate Bipolar Transistor)로 선정하였다.

전원장치의 안정성을 위하여 입력 전원부분과 부하부분이 전기적으로 절연

(Isolation)되어야 한다.

따라서본 연구에서 제안한 Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터는 회로 내에 설치

된 고주파 고압변압기(High Frequency High voltage Transformer : HFHVT)를 이

용한 절연으로 전원장치의 소형화를 이루었으며, 변압기 Core의 재질은 고주파에

적합한 Ferrite로 하였다.

이상을 기본으로 하여 제안된 전원장치의 간략화된 주회로는 그림 4.1과 같다.그림

4.1의 마그네트론 구동용 Phase-shifted FB- ZVS PWM 컨버터의 주회로는 상용

전원의 정류와 평활을 위한 브릿지 다이오드(Bridge Diode)와 콘덴서, 그리고 IGBT

를 이용한 Phase-shifted FB-ZVS 컨버터, 마그네트론의 필라멘트에 60[Hz]

3.3[V]의 가열 전원을 공급하기 위한 변압기(Transformer)T1, 음극(Cathode)과 양

극(Anode)에 고전압을 공급하는 고주파 고압변압기(High Frequency High voltage

Transformer: HFHVT)T2, 고압 콘덴서 C1과 충전용 고압 다이오드 D1, 방전저지

고압 다이오드 D2 등으로 조합된 배전압 회로로 구성된다.

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그림 4.1 마그네트론 구동용 전원장치 전체 주회로도

다. 제어회로의 기본 구조

제어회로는 전용의 Phase-shifted FB-ZVS-PWM 제어기로 구성되는데, 본 연구에

서는 Unitrod의 UC3879를 사용하였다. UC3879는 4개의 출력을 가지는 Phase

shift resonant mode controller로 Voltage mode나 혹은 Current mode로 제어될

수 있다. Phase-shifted FB-ZVS-PWM 제어기는 20[kHz]의 스위칭 주파수로 스위

칭 소자의 Turn-on/off 신호를 발생하면서 마그네트론에 공급되는 전력과 전압을

제어하는 기능을 갖는다. 그림 4.2는 Phase-shifted FB-ZVS-PWM 제어기를 사용

한 기본적인 제어개념을 보여준다.

- 53 -

그림 4.2 제어회로의 블럭도

제 3 절 전력 변환 장치 설계

1. Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터

본 과제에서는, 마이크로웨이브 발생을 위한 마그네트론 구동용 전원장치내의

DC/AC 변환을 위해 소형화, 경량화, 고효율화, 소음방지, 스위칭 소자의 Stress를

저감 등의 기술적 장점을 제공하는 Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터를 선택하

였다. Phase- shifted FB-ZVS-PWM 컨버터의 대표적 장점은 다음과 같다.

가. 고정된 스위칭 주파수에서 동작하고, PWM방식에 의해 제어된다.

나. 영전압 스위칭을 하므로, 스위칭소자의 Stress와 손실이 감소한다.

다. IGBT의 Body Diode를 이용하므로, 스위칭소자와 병렬로 역병렬 다이오드를 따

로 요구하지 않고. 1차측에 별도의 Snubber를 필요로 하지 않으므로 회로내의 소

자수를 줄일 수 있다.

라. 변압기 1차측의 모든 누설 또는 기생성분을 이용한다.

- 54 -

기존 FB-PWM 컨버터는, 각 Leg의 스위치(Q1,과 Q3. 또는 Q2와 Q4)가 동시에

Turn-on과 Turn-off를 하므로, 4개의 스위치가 모두 Turn-off하는 기간이 발생한

다. 이 기간동안에 Bridge Rectifier에 의한 Free-Wheeling은 고주파변압기의 누설

인덕턴스와 IGBT의 Output Capacitance로 이루어진 기생공진회로에 의해서 심각

한 기생진동을 일으키므로 소자보호를 위해 1차측에 Snubber회로가 반드시 필요하

다. 그러나. Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터는 공진을 최소화하기 위해 그림

4.3과 같이 Q2와 Q4에 대한 Gate Drive 신호가 Q1과 Q3에 대해서 Phase-shifting

됨으로서 변압기 2차측 전압이 O[V]인 Free-Wheeling 기간동안 1차측 스위치중

하나는 항상 On 상태에 있도록 제어한다. 이는 기존 FB-PWM 컨버터와 관련된 기

생진동의 문제를 해결할 수 있도록, 누설 인덕턴스에 저장된 에너지를 방전시키기

위한 저임피던스 경로를 제공시켜 준다. 또한, 누설 인덕턴스에 축적된 에너지는 1

차측에 있어서 4개의 스위치 모두에 대한 ZVS조건을 이루기 위해 IGBT Junction

Capacitance에 축적된 에너지를 방전하기 위해 사용된다.

2. 마그네트론 등가회로

마그네트론 구동용 전원장치를 설계하기 위해서는 우선 마그네트론을 등가처리 하

여야 하다. 이는 전원장치의 구성에 있어 각 동작 모드별 분석이나 혹은 제어회로

설계에 있어서 중요한 것이다. 그림 4.3은 마그네트론의 등가회로이다. 마그네트론

은 양극(Anode)을 기준으로 음극(Cathode)에 Cut-off전압 이상을 인가하여 발진하

기 전에는 부하저항R0로 취급되며, 발진 후 양극(Anode)에서 음극(Cathode)으로

전류가 흐를 때 부하저항 R1의 값을 갖는 등가회로로 구성된다. 또한 양극(Anode)

에서 음극(Cathode)으로 흐르는 전류의 방향을 결정하기 위한 다이오드 D,

Cut-off 전압을 나타내는 제너다이오드 DZ로 등가화 한다.

- 55 -

그림 4.3 마그네트론의 등가회로

3. Phase-shifted FB-ZVS PWM 컨버터의 각 모드별 분석

본 연구에서 사용한 Phase-shifted FB-ZVS PWM 컨버터의 운전모드 해석은 컨버

터의 부하인 마그네트론의 비선형 특성을 고려하여야 한다. 따라서 마그네트론 구

동 시스템의 각 스위치 Q와 각 스위치의 역병렬 다이오드

Dp의 On, Off 상태, 그리고 부하 마그네트론의 발진 상태에 따라 8 모드로 나뉘어

해석될 수 있다. 그림 4.4는 Phase-shifted FB-ZVS PWM 컨버터의 변압기 1차측

전압 VAB, 1차측 전류I, 배압회로 충전용 고압 다이오드 양단 전압 VD1의 이상적인

파형이다.

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가. mode 0 (t0~t1) : Q4와 DP1이 Turn-on 되어 있으며. HFHVT(T2) 1차측은 환류

상태(Free-wheeling)를 유지한다. 따라서 Dp1이 Turn-on 되면서 Q1이 영전압에서

Turn-on 된다. 이 구간에서 충전용 고압 다이오드 D1, 양단의 전압 VD1은 배압회

로의 콘덴서 C1에 충전되어 있던 VC1[V]로 이것은 HFHVT(T2)의 2차측 전압

VNS2[V]와 같다.

나. mode 1 (t1~t2) : Q4가 Turn-off 되면서 CP4는 VC[V]까지 충전된다. 또한 누설

인덕턴스(Leakage Inductance)에 저장되어진 전류는 DP1을 통해 전원측으로 환원

되고 CP2는 0[V]로 방전되면서 DP2가 Turn-on된다. 이 상태는 전류가 0[A]일때

DP1, DP2가 Turn- off되어 종료된다.

다. mode 2 (t2~t3) : Q1이 Turn-on 된 상태에서 Q2가 영전압 Turn-on되어 A에서

B로 전류가 흐른다.

그리고 누설인덕턴스(Leakage Inductance)에 에너지가 축적 되면서 1차측 전류가

2차측 전류보다 크면 1차측 에너지가 2차측으로 전달되기 시작하며, HFHVT (T2)

2차측 배압회로는 마그네트론으로 방전을 시작하므로 전류의 기울기가 급해지며,

이기울기는 누설인덕턴스와 HFHVT(T2) 2차측 배압회로의 콘덴서 C1의 용량과 각

각 반비례한다.

이 구간에서 충전용 고압 다이오드 D1 양단에 나타나는 전압 VD1 배압회로의 콘덴

서 C1에 충전되어 있던 VC1[V]와 HFHVT(T2)의 2차측 전압 VNS2[V]와의 합이 다.

- 57 -

라. mode 3 (t3~t4) : Q1이 Turn-off되어 CP1이 VC[V]까지 충전된다. 전류는 Q3의

역병렬 다이오드 DP3를 통해 계속해서 흐르며, 따라서 누설인덕턴스에 저장되었던

에너지는 Q2와 DP3를 통해 흐르면서 환류상태가 지속된다.

마. mode 4 (t4~t5) : Q2와 DP3를 통해 지속되던 환류상태에서 Q3가 영전압에서

Turn-on 된다. 하지만 여전히 환류상태는 계속된다.

바. mode 5 (t5~t6) : Q2가 Turn-off 되면서 CP2가 Vc[V]까지 충전되고. VCP4가

0[V]로 방전된다. 따라서 DP4가 Turn-on 되고 에너지는 전원측으로 환원되며, 이

는 전류가 0[A]일 때 DP3, DP4가 Turn-off 된다.

사. mode 6 (t6~t7) : Q3와 Q4가 영전압 Turn-on 되었으므로 B-A의 방향으로 전

류가 흐른다. 이는 1차측 전류가 2차측 전류보다 큰 순간부터 1차측 에너지가 2차

측으로 전달되며, HFHVT(T2) 2차측 배압회로의 콘덴서 C1에 VNS2[V]만큼의 전압이

충전된다. 이 모드에서의 HFHVT(T2) 1차측 전류는 HFHVT(T2) 2차측 배압회로가

충전구간이므로 방전구간인 mode 2에 비해서 적은 전류가 흐른다.

또한 이구간에서 충전용 고압 다이오드 D1은 Turn-on 상태이므로 양단 전압 VD1은

0[V]이다.

아. mode 7 (t7~t8) : Q3가 Turn-off 되고 CP3가 Vc[V]까지 충전되고 CP1은 0[V]로

방전된다.

- 58 -

그림 4.4 스위치 제어신호 Vge에 따른 HFHVT 1차측 전압 VAB, 전류 I 및 배압 회로

다이오드 D1 양단 전압 VD1

자. ZVS 조건 및 부하 범위

Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터에서 반도체 스위칭 소자의 영전압 스위칭은

일정한 조건하에만 일어난다.

예를 들면, 그림 4.4의 Mode 5 (t5~t6)에서 Q2가 Turn-off되면 HFHVT(T2)의 1차

측 전류는 급속히 감소하며 누설 인덕턴스(Leakage Inductance)에 축적되었던 에

너지는 DP4를 Turn-on시키기 위하여 Q4의 출력 커패시터(Output Capacitor) CP4는

방전되고, Q2의 축적 커패시터 CP2는 Vc[V]로 충전된다. 이 때 누설 인덕턴스의 축

적 에너지가 CP4를 방전시키고, CP2를 충전시키기에 충분하지 못하다면 ZVS는 성

취되지 못한다. 이는 즉, 충분한 누설 인덕턴스를 HFHVT(T2)가 갖도록 하여 누설

인덕턴스에 축적된 에너지가 IGBT 스위치의 출력 커패시턴스에 축적된 에너지를

방전시켜 영전압 스위칭을 이루도록 하는 것이다. 따라서 이러한 조건 관계를 식으

로 나타내면 식(4.1)이 된다.

- 59 -

여기서, LIK는 누설인덕턴스(Leakage Inductance)이며, 본 연구에서는 외부 인덕터

를 별도로 두지 않고 HFHVT(T2)의 공극(Air-gap)을 조절하여 이용하였다. 그리고 I

는 Q2가 Turn-off 되었을 때 HFHVT(T2) 1차측에 흐르는 전류이고, Cp는 IGBT 자

체의 출력 커패시턴스(Output Capacitance)이다. 또한 CTR은 HFHVT(T2)의 권선

커패시턴스(Winding Capacitance)이며, 식(4.1)의 조건에 따라 Q2의 영전압 스위칭

이 일어나기 위해서는 Q4의 Turn-off 사이에 데드 타임이 고려되어야 한다.

이 데드타임(Dead time) td는 식(4.2)에서 계산된 값으로 마그네트론 부하 특성에

따라 충분히 커야하며, 사용된 스위칭 소자의 스위칭 지연시간을 고려하여 적용하

여야 한다.

- 60 -

영전압 스위칭은 모든 부하 범위에서 일어나는 것이 아니라, 일정한 전류 이

그림 4.6 고주파 고압 변압기 설계 Flow Chart

이상의 순서에 따라 본 과제에 적용될 HFHVT를 설계하면 다음과 같다.

가. Core 재질 및 형태 선정 - PC40(TDK), EI Type

나. 각종 Parameter 설정

- 61 -

표 4.2 각종 Parameters

다. Core 크기(Ae[㎠]) 및 보빈 크기(Ac[㎠]) 산정

Databook 에서 CorePC40 - EI60Z(Ae=2.47[㎠]), Bobbin BE60-5112(Ac=2.8

[㎠]) 선정

라. 1차측 코일 굵기 선정

- 62 -

Data book에서 AWG19(0.9[mm]) 선정

마. 1차측 턴 수 선정

바. 2차측 턴 수 선정

사. 2차측 코일 굵기 선정

Data book에서 AWG27(0.361[mm]) 선택

5. IGBT 구동회로 설계

가. Controller 설계

Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터는 Left-leg 스위치의 Turn-on 시간에 대하여

Right-leg에 위치한 스위치의 Turn-on 시간을 Phase-shifting한다. 따라서 Phase-

Shifting 된 정도에 따라 출력 DC전압의 크기가 조절된다.

- 63 -

그림 4.7 UC3879 내부 블럭도

그림 4.7은 본 연구에서 적용한 PWM Controller인 UC3879(Unitrode)의 내 Block

diagram를 보인 것이며, 이 Block diagram에 따라 구성한 회로를 그림 4.8에서 보

인다. 구성된 회로 중 C1과 R1은 Controller에 의한 IGBT의 스위칭 주파수를 설정

하기 위한 것이며. C2(C4)와 R2(R3)는 각 스위치간의 Dead time 을 설정하기 위한

것이다.

- 64 -

6. 배압 변환 회로

Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터에 의해서 변환된 고주파 교류 전압을 입력으

로 이용하여 마그네트론 구동을 위한 직류 고전압으로 변환하는 고압 정류기(High

Voltage Rectifier)가 필요하다. 고압정류기는 역회복 시간 (Reverse-recovery time

trr)이 빠르고, 높은 내압을 가지는 Fast-recovery diode와 Capacitor를 이용한

Voltage Doubler(배압)회로를 이용한다. 본 연구에서는 내압 8[kV]의 10[nF]의 고

압 콘덴서와 Sanken의 UX-FOB 다이오드를 사용하였다. 그림 4.11은 전압 배압회

로와 마그네트론 모델을 보여준다.

그림 4.11 Voltage Doubler와 마그네트론 부하 모델

- 65 -

제 4 절 개발 사양, 시뮬레이션 및 실험

1. 개발 사양

개발한 전원장치는, 1 ψ AC 22[V]개의 입력을 정류, 평활하여 Phase-shited

FB-ZVS- PWM 컨버터 및 고압 콘덴서, 고압 다이오드로 구성된 배압회로를 거쳐

정격출력 1[KW], DC 4200[V] 이상으로 변환한다. 적용한 Switching Frequency는

저소음화를 위해서 가청주파수 이상인 20[kHz]이다.

이상의 특성에 맞추어 설계된 Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터의 주회로 소자

값, 스위칭 주파수, 정격 Duty의 값은 다음과 같다.

가. HVHFT의 누설 인덕턴스 : LIK = 35.8[uH]

나. Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터 스위칭 주파수 : fs = 20[kHz]

다. Duty ratio : D = 0.5 (Phase Shift = 50[ ˚])

라. HVHFT의 권선비 a(Np:Ns)=42:312

마. 배압회로의 캐패시턴스 : 10[nF]

HFHVT는 Ferrite core(TDK, PC40EI60)를 선택하여, 1차측 권선수는 AWG 19 size

의 권선 42[Turns], 2차측은 AWG 27 권선 312[Turns]으로 제작하였다.

2. 시뮬레이션

설계된 변수값들의 적정성을 검증하기 위하여 그림 4.1 전원장치 주회로의

Open-Loop 경우를 회로해석용 프로그램인 Simplorer를 이용하여 시뮬레이션 하였

다.

그림 4.12는 Phase-shifted FB-ZVS-PWM 컨버터의 스위치 Q1의 게이트 인가 전

압 Vge1에 따른 콜렉터-에미터 전압 Vce1, 콜렉터 전류 Ic1 파형이다. 파형은 영

전압 스위칭이 이루어짐을 보인다.

- 66 -

그림 4.17은 그림 4.16에서 주스위치 Q1의 게이트 인가 전압 Vge1과 콜렉터 -에미

터 전압 Vce1를 자세히 관측한 것으로 1[us]의 데드타임 후에 주 스위치 Q1이

Turn-on 되는 것을 볼 수 있다.

그림 4.17 스위치 Q1의 게이트 전압 Vge1(Ch1)에 따른 콜렉터-에미터 전압 Vce1

(Ch2)

그림 4.18은 마그네트론이 발진하는 구간에서 HFHVT(T2)의 1차측 전압 VAB 와 양

극전류 Ib를 측정한 것으로 컴퓨터 시뮬레이션의 그림 4.14와 같은 충ㆍ방전 특성

을 가짐을 알 수 있다.

- 67 -

그림 4.18 HFHVT 1차측 전압 VAB(Ch2)와 마그네트론 양극 전류 Ib(Ch3)

그림 4.19는 마그네트론 양극에서 음극으로 양극전류 Ib가 흐를 때 충전용 고압 다

이오드 D1 양단의 전압 VD1을 각각 측정한 것으로 HFHVT(T2)의 누설 인덕턴스와

충전용 고압 다이오드 D1의 기생 커패시턴스 사이의 기생진동이 일어남을 볼 수 있

다. 이 기생진동은 마그네트론의 동작영역인 Cut-off 전압이 아닌 비동작 영역인

약 2000[V]에서 일어나는 것으로, 실제 마그네트론 부하의 동작에는 영항을 미치

지 못한다. 그림 4.19에서 측정된 마그네트론 Cut-off 전압은 약 4000[V]이며,

Cut-off 이상의 전압을 가한 경우의 마그네트론 양극 전류 Ib는 실효치로 약

81[mA]이다.

- 68 -

그림 4.19 마그네트론 양극 전류 Ib(Ch3)와 충전용 고압 다이오드 D1, 전압 VD1(Ch4)

파형

그림 4.20은 설계된 그림 4.1의 마그네트론 구동희로를 proto-type으로 실제 제작

한 것이며, 실험에 사용된 마그네트론은 출력 600[W]이다.

그림 4.20 제작된 마그네트론 구동회로

- 69 -

그림 4.21~4.26은 그림 4.20의 실제 제작된 전원장치의 중요 부분을 보인 것으로,

그림 4.21은 Unitrode의 UC3879를 이용하여 제작한 PWM Controller 부분이다.

그림 4.21 UC3879를 사용한 PWM Controller

그림 4.22는 Mitsubishi의 Hybrid IC인 M57959L을 사용하여 제작된 IGBT 구동회

로 부분으로, 아래쪽 기판에 4개의 Hybrid IC가 배치되어 있다. 그리고 위쪽 기판

부분은 동작중인 Hybrid IC의 자체 트립(Trip) 후에 발생되는 Fault 신호를 감지하

여 Controller에서 발생하는 PWM 신호를 제한하도록 한 것으로 Hybrid IC와는

Photo coupler로 절연되어 있다. 따라서 Power stage 부분에서의 과전류, 단락 사

고 시 Controller 부분에는 전기적 영향을 주지 않는다.

- 70 -

그림 4.22 IGBT 구동회로

그림 4.23은 본 과제에서 사용한 VCE=1200[V], IC=50[A] 용량의 IGBT인

CM50DU-24H를 보인 것으로, AC/DC 정류기에서 IGBT의 단자에 이르는 부분에는

Parasitic Bus Inductance를 줄이기 위하여 Bus bar를 사용하였다.

그림 4.23 Bus bar 처리된 IGBT 모듈

- 71 -

그림 4.24는 그림 4.6의 고주파 변압기 설계 순서에 따라 설계된 HFHVT와 배압회

로에 사용한 10[nF], 5000[V]의 고압 콘덴서, Ultra fast recovery diode 등의 배

압회로가 하나의 기판위에 배치된 것이다. 그리고 그림 4.25는 본 과제에서 사용한

HFHVT, 고압 콘덴서, Ultra fast recovery diode와 기존의 60[Hz]에서 사용하는

성층철심형 고압변압기, 고압콘덴서를 비교한 것으로, 부피에서는 약 1/4이상 줄어

들고, 무게는 1/6이상 가벼워졌다.

그림 4.24 HFHVT와 배압회로

그림 4.26 HFHVT, 저용량 고압 콘덴서와 60[Hz] 성층철심형 고압변압기, 고압

콘덴서의 비교

- 72 -

제 5장 50kw급 Microwave 암면경화장치의 설계 및 제작

제 1절 Microwave 가열장치의 설계 및 제작.

50kw급 Microwave 암면경화 System은 생산량이 많은 산업용으로 쓰여지기 때문

에 Conveyor 이송식으로 제작 되었다.

〈그림 5 - 1 Microwave 암면경화 System>

과 같이 50kw급 Microwave 암면경화 System은 Cavity system,

Waveguide system, Conveyor system, Microwave 동작제어 System, 보조 열풍

system으로 구성되어 있다.

- 73 -

1. Cavity system

Microwave의 누설은 인체 및 기계기구에 영향을 주므로 Microwave 장비를

Conveyor 이송식으로 구성하기 위해서는 물건이 출입 하기위한 큰 개구부를 설치

해야 한다. 그 때문에 이 개구부로부터의 Microwave의 누설이 문제가 된다. 전파법

상은 ISM주파수를 사용하면 누설전력은 문제로 되지 않고, 단지 가열 전력의 손실

을 적게 하는 것에 유의 하면 되지만, 인체 등에의 영향을 고려하면, 미국에서 규제

하고 있는 것처럼 장비에서 5cm 이격거리에서 누설 전력의 강도를 5mW/㎠이하로

억제해야 한다.

가장 간단한 방법은 셔터 방식이다. 물건의 출입구에 금속 셔터를 설치해서, 물건이

출입할 때만 개구가 열리고, 열려 있는 동안은 Microwave 전력을 정지시키는 것이

다. 이 방식은 그림 5-2(a)처럼 가장 단순한 설계로 족하지만, 물건의 출입시마다

Microwave가 단속(斷續)되어, 가열이 완전히 연속적으로 행해지지 않는 결점이 있

다. 단 이 방식에서는 출입구 부분이 최소의 공간으로 충분한 것이 하나의 특색이

다.

출입구 개구의 높이 h가 별로 크지 않은 경우에는 Choke를 사용한 누설방지가 유

효하다. 그림 5-2(b)에 그 실시예가 표시되어 있는데 그림중 |의 치수를 λ/4로 잡

으면, 이 부분으로부터의 반사파와 외부로 향하는 파동의 위상차가 λ/2 되어 상쇄

하게 된다. 이것이 Choke 방식누설 방지 회로의 원리이다.

Choke부분은 그림에 표시되어 있는 것처럼 다수 설치하는 편이 효과가 크지만, 개

구의 높이 h가 30㎝이상(2,450Mhz인 경우)이 되면, 상술한 λ/2 위상차의 파동효과

가 미치지 않게 된다.개구 높이 h가 큰 경우에는 그림 5-2(c)처럼 Microwave 흡수

체에 의해서 누설 전파를 흡수시켜 외부로 새지 않도록 해야 한다.

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흡수체로는 페라이트나 탄소분말, 산화철 등을 주체로 해서, 이것을 세라믹이나 플

라스틱등으로 혼합한 것이 많이 사용되지만, 물이나 식염수 등을 사용 할 때도 있

다.

Microwave 흡수체의 길이는 개구가 클수록 길게 해야 한다. 통상은 수 λ이상의 길

이가 필요하게 되므로, 이 누설 방지부의 치수가 애플리케이터 전체 중 상당부분을

차지하는 일이 많다.

또한 Microwave장치는 터널내를 통과하는 벨트의 재질도 고려해야 한다. 가열에

사용하는 것이므로, 열에 강한 재료인 동시에 가급적 Microwave의 흡수가 적은, 즉

손실계수 ε × tanσ의 값이 작은 재료가 가장 좋다. 유리 섬유를 심으로 한 테프론

피복 벨트가 최적이지만, 실리콘 고무 등도 사용할수 있다.

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본 연구과제인 50kw급 Microwave 암면경화 System의 입ㆍ출구의 누설 방지 대책

으로 위의 그림 셔터방식과 쵸크 방식, 흡수체 방식을 모두 조합하고 Door 부분에

는 Shielding Gasket올 설치하여 최대 출력에서도 항상 Microwave 누설량을 5㎽/

㎠이하(이격거리 5㎝이상)로 단속(斷續)하였다. 벨트의 재질도 테프론으로 구성하였

고, 또한 Cavity의 구조는 온도를 일정하게 유지 및 열의 손실을 줄이기 위해 내부

순환구조로 되어있다.

아래의 그림 5-3은 실제 50kw급 Microwave 암면경화 System의 입ㆍ출구의

Choke의 설계도이다.

< 그림 5-3. Choke 구조 >

- 76 -

2. Waveguide system

은 Waveguide의 구성도를 보여주고 있다.

< 그림 5-4. Waveguide의 구성도>

가.RF-Coupler - Magnetron 취부

나.H-Bend

다.Circulator - 입사파와 반사파의 분리

라.Water Load - 반사파의 흡수

마.E-Bend

바.Direction - 반사파 측정

사.3-Stub Tuner - 최적의 부하 임피던스 조정

아.Extension Waveguide

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Waveguide는 주위가 도체로 둘러싸인 중공 파이프로, 이 파이프 속을 전파해 가는

전자파의 주파수에는 한계가 있고, 도파관의 지름에 비해서 긴파장의 전자파는 이

파이프를 통과할 수가 없다. 이 한계의 파장을 차단파장이라고 하고, 그림 5-A와

같은 도파관에서는 다음 식으로 표시된다.

〈그림 5-A 직시각형 도파관>

여기서, m, n 은 각각 x 방향과 y 방향에서의 파동의 수를 나타내며, 모드수라고

한다.

일반적으로 그림 5-A와 같은 직사각형 도파관이 많이 사용되지만, 이 관 내에서는

2종류의 전파 양식이 존재한다. 그 하나는 진행 방향에 자계의 성분이 존재하고(Hz

≠ 0), 전계 성분이 없는 (Ez = 0) 경우인데, H 모드 또는 TE 모드라고 한다. 아

자태를 TEij로 표시해서, 전장이 x 방향에 i개, y 방향에 j개의 파복(波腹)을 가진 것

을 나타낸다.

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또 하나의 형태는 Hz = 0, Ez ≠ 0의 경우인데, E 모드 또는 TM 모드라고 한다.

그림 5-B에는 H 모드의 두 가지 형태가 표시되어 있는데, 이들의 형태는 도파관에

의 여진(勵振) 결합 방식과 주파수에 의해서 결정된다*. 일반적으로는 TEij 모드 중

i=1, j=0에 상당하는 TE10(또는 H01이라고도 한다) 모드가 가장 자주 실용에 이용되

고 있다.

〈그림 5-B TE(또는 H) 모드의 자태〉

(화살표는 전계의 방향을 나타낸다)

그림 5-B에서처럼 TE10 모드에서는 도파관의 중앙부에서 전계가 최대가 되고, 양쪽

끝에서는 전계가 0, 자계가 최대로 되므로, 유전체를 가열할 경우에는 도파관의 중

앙부에 두어야 한다.

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TE10 모드에서는 전술한 차단 파장은 λC=2b가 된다. 즉 도파관의 긴변으로 2배 이

상의 긴 파장을 기진 전파는 통과할 수 없다. 이것은 또 다른 방면에도 이용할 수

있다. 예를 들면 오븐 내의 모양을 관측하는 데에 차단파장 이하인 지름의 관을 접

속해 두면, 내부는 육안으로 관측할 수 있지만, Microwave가 새는 일은 없다.

도표 1에는 가열에 잘 사용되는 주파수대에 적합한 도파관의 규격과, 그 H01 모드

의 차단 주파수 fC가 표시되어 있다.

〈도표 1 도파관의 규격과 차단 주파수〉

50kw급 Microwave 암면경화 System의 Waveguide System에는Magnetron의 안정

적인 동작과 Magnetron 수명의 신뢰성을 확보하기 위해 Circulator, Water Load,

3-Stub Tuner를 설치하였다.

Microwave 발진기와 Cavity를 접속할 때, Cavity에 충분한 부하(Microwave 흡수체)

가 들어 있지 않으면, 발진기와 Cavity의 접합이 잡히지 않아, 많은 전력이 Cavity

에서 반사되어 전원 발진기 측으로 되돌아간다. 이러한 때에는 전원중에

Microwave의 높은 전계가 생겨서 Magnetron 등이 파손되는 일이 있다.

- 80 -

그 때문에 전원ㆍ발진기와 Cavity사이에는 그림 5-5처럼 Circulator를 삽입해서 반

사파가 발진기 측으로 되돌아가는 것은 방지해야 한다. Circulator 후에 설명하는

것처럼 패러데이 효과를 이용해서 자계에 의해 Microwave의 편파면을 회전시킴으

로써 입사파와 반사파의 진행방향을 분리하는 것으로, 그림 5-6에 그 동작이 도시

되어 있다. 입사된 Microwave는 A → B로 진행해서 부하에 도달한다. 만약 부하에

부정함이 있어서 반사가 생기면, 반사파는 B → C 로 나아가서 물부하에 흡수되어

서 A로 되돌아가는 일이 없다. 특히 5kw 이상의 대전력을 다룰 경우에는 반드시

Circulator를 사용하지 않으면, 고가인 발진기를 손상할 우려가 있다.

- 81 -

부하에 부정함이 있는가 없는가를 보기 위해서는 그림 5-5에 표시되어있는 파워

모니터가 편리하다.

방향성 결합기를 사용해서 부하에 입사하는 전력과, 부하에서 반사되어서 되돌아오

는 전력을 각각 검출해서 그 전력을 표시하므로, 이 파워 모니터를 보면서 반사파

가 최소로 되도록 임피던스 조정기를 조정해야 한다.

가. 3-stub tuner(임피던스 조정기)

앞절에서 설명한 것처럼 전원ㆍ발진기의 임피던스와 전송선을 포함한 부하의 임피

던스가 일치하지 않으면, 부하의 정합이 취해지지 않아, 입사 전력은 반사되어서 전

원측으로 되돌아가 가열 효율이 저하할 뿐만 아니라, 전원을 파손할 우려가 있다.

이러한 경우, 부하 외에 임피던스를 변화시켜서 합성된 전 임피던스의 정합을 취하

면 Microwave 전력은 부하에 충분히 소비되게 된다. 이와 같이 외부에 부가해서

임피던스를 변화시키는장치를 3-stub tuner(임피던스 조정기)라고 한다.

- 82 -

50kw급 Microwave 암면경화 System의 Waveguide System에서는 그림 5-7처럼

세 개의 금속 막대를 Waveguide의 중앙부에 삽입하는 형식의 것인데, 세 개의

Stub를 각각 1/6 λg씩 떼어 두면, 전위상을 커버할 수 있지만, 너무 선단이 가늘면

방전을 발생하는 일이 있다.

나. Direction Coupler(방향성 결합기)와 Power Monitor

그림 5-8에서 볼 수 있듯이. (1)의 주도파관에 λg/4(λg는 관내 파장)를 뗀 두 개

의 결합 구멍을 만들고, 그 바깥쪽에 부도파관(2)을 설치한 것을 Direction

Coupler(방향성 결합기)라 한다. 이제, 주도파관으로 우향 방향의 파동이 나아가고

있으면, 각각의 구멍에서 같은 진폭의 파동이 부도파관에 들어가고, 이들의 파동은

부도파관 안을 좌우로 2등분되어서 진행한다.

이중, 우측으로 나아가는 것은 동위상이므로 합계되어 2배의 진폭이 되지만, 좌측

으로 나아가는 것은 그림의 점선으로 보이는 것처럼 우측 구멍을 지난 것은 좌측

구멍을 지난 것보다 λg/2만큼 돌아간 것이 되므로, π/2만큼 위상이 어긋나게 되어,

좌측 구멍을 지난 파동과 합계하면 서로 상쇄되어서 진폭이 영이 된다. 그러므로

주도파관에 우향의 파동이 흐르고 있으면, 부도파관에도 우향의 파동만이 흐르게

된다. 반대로 주도파관을 좌측으로 나아가는 파동에 대해서는, 부도파관에는 좌측으

로 나아가는 파동이 생기고, 그 진폭은 주도파관을 흐르는 파동의 진폭에 비례하고

있다. 그러므로, 만약 부하의 정합이 나빠서 반사파가 생기면, 이 반사분을 분리해

서 측정할 수 있게 된다.

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그림 5-9에 의해서 반사파의 측정법을 설명하면, 주도파관을 a에서 b로 나아가고,

c로 나아가지 않으므로, d의 파동을 검파하면 그 강도는 b로 나아가는 파동의 강도

에 비례한다. 이제, b의 방향에 부정합이 있으며 b로 나아간 파동의 일부분은 반사

되어서 b레서 a로 나아가는 파동이 된다(점선). 이 반사파의 일부분은 부도파관의

C방향으로 나아가고, d의 방향에는 나타나지 않으므로, C의 파동을 검파하면 반사

파의 강도를 측정할 수가 있다.

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다. Isolator, Circulator

도파관 내의 Microwave는 직선 편파지만, 이것은 음양의 원편파로 분해할 수 있고,

이 두 개의 편파는 전자계 중의 페라이트 중에서는 다른 속도로 전파한다. 이 성질

을 이용하면, 전파의 편파면을 회전시킬 수 있고, 이 성질을 패러데이 회전이라고

한다. 이 패러데이 효과를 이용해서 우방항의 파동은 투과시키지만, 반대인 좌방향

에의 파동은 내부에서 흡수해 버리는 장치를 라고 한다. 이 형식의 것은 패러데이

회전형 Isolator로, 소형이지만 대전력에는 별로 적합하지 않다.

도파관 내의 Microwave의 자계를 보면, 중심축에서 우측과 좌측에서는 반대 방향

이 되어 있다. 그 때문에 그림 5-10과 같은 Y자형 도파관의 중앙부에 페라이트를

놓고, 여기에 정자계를 걸어두면, 도파관의 단면 중심선에서 우측은 음의 원편파,

좌측은양의 원편파로 되어, 좌측이 우측보다 속도가 빠르기 때문에, 전파는 우측으

로 구부러져서 A → B의 방향으로 나아가고, C방향으로는 가지 않는다.

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다음에, B에서 전파가 들어가면, 마찬가지로 해서 점선처럼 B → C로 나아가고, A

방향으로는 가지 않는다. 이것은 B에서의 진행파와 반산파가 분리된 것이 되어, C

에 부하를 두고 모두 흡수시켜 버리면, A쪽으로는 전혀 반사파가 가지 않게 된다.

이 장치를 Circulator라고 하고, 송수신 전파의 분리나 반사파에 의한 전원부의 손

상 방지 등에 이용된다.

Circulator의 성능은 진행파의 Circulator 중에서의 손실 및 진행파와 반사파의 분리

정도로 표시된다. 전자는 삽입 손실(Li)라고 하고, 후자는 아이솔레이션(Is0)이라고

하며, 어느것이나 dB로 표시된다.

Li = -Log(A로 들어가는 전력-B로 나오는 전력) / (A로 들어가는 전력) [dB]

Is0 = -Log(C로 새는 전력) / (A로 들어가는 전력) [dB]

Isolator나 Circulator는 사용할수 있는 주파수대나 동작 전력 최대값이 정해져 있으

므로, 그 범위 내어서 사용하도록 주의해야 한다.

3. Conveyor system

가. Belt - 고온에 잘 견디고 Microwave를 투과하는 테프론 Belt 선택

- Belt의 Tention 조정 가능

나. Roller - 철을 사용하고 녹이나 부식 방지를 위해 니켈도금

다. Moter - Speed 조정이 가능

- 정격욕 AC220V, 30W

- Break 부착용 Mater (정지시 순시 정지)

- 감속비 : 1/180

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4. Microwave 동작제어 System

가. Magnetron의 특성과 사용법

산업용이나 가정용에 사용되는 Magnetron은 그 명칭 그대로 자장을 필요로 한다.

이 자장을 주기 위해서 소형의 Magnetron에서는 영구 자석이 처음부터 관구 본체

에 장착되어 있지만, 큰 전력의 것은 외부에 전자석을 장착해서 사용하는 일이 많

다.

Magnetron의 출력은 안테나의 형태로 관구의 아래쪽으로 돌출해 있는 것이 많고,

이 부분을 도파관(RF-Coupler) 속에 삽입해서 도파관 속에 출력을 꺼내도록 되어

있다. 이 결합용 도파관부는 삽입하는 안테나의 깊이나 안테나에 마주 보는 단락면

의 위치 등이 그 관구에 적합하지 않으면 충분한 출력을 꺼낼 수 없다.

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그림 5-11은 마그네트론의 특성을 나타내고 있고, 자계 B의 강도에 따라서 곡선의

위치가 이동된다. 이 그림에서 알 수 있듯이, 정전압 전원에서는 자계의 강도 B를

바꾸면 V-I 곡선에서 벗어나지만, 정전류 전원에서는 B를 조정하므로서 입력 전력

이 변화하므로, 이것에 위해서 출력을 Control할수 있다. 일반적으로 Magnetron의

양극 전원은 고전압이지만, Magnet Coil의 전원은 저전압이기 때문에, Magnet 전

원을 변화시키는 편이 용이할 때가 많다.

Magnetron안의 전자 중, 부적당한 위상의 전자는 Microwave 전계에서 가속되어서

자장의 작용으로 음극으로 되돌아가 음극면을 충격한다. 그 역충격(백본버드)의 에

너지 때문에 음극 온도가 상승하므로, 많은 Magnetron에서는 동작을 개시함과 동

시에 히터 전압을 저하시켜서 위의 역충격에 의한 가열을 보상하고 있다. 이 동작

시 히터 전압의 규격에 아주 주의해야 한다.

Magnetron의 부하는 무반사인 것이 이상적이며, 부하의 정합이 나쁘고 부하에서의

반사가 많으면, Magnetron의 주파수가 변화하여 동작이 불안정해진다. 부하의 반사

는 통상, 전압 정재파비(V.S.W.R)로 표시 되는데, 너무 큰 V.S.W.R은 불안정 발진

의 원인이 된다.

만약 부하의 정합이 충분히 되지 않을 때는 Magnetron과 부하 사이에 Circulator을

삽입해서 Magnetron쪽으로 반사파가 가지 않도록 해야 한다. 대 출력의

Magnetron의 경우는 특히 이점을 주의해야 한다.

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나. 1차년도의 Microwave 동작제어 방식

1차년도 개발품인 Microwave 가열건조장비는 위상제어 방식을 채택한다. 위상제어

방식이란 교류전원을 각 사이클마다. 제어하여 그 일부를 부하에 접속하기위한 급

속한 온ㆍ오프의 스위칭을 말한다.

위상제어는 램프, 전열기, 모우터, 직류 전원장치등의 부하에 공급하는 평균 전력을

제어하는데 매우 효과적인 방법의 하나이다.

다이리스터가 트리거되는 교류파형의 위상각을 조절하여 제어를 한다.

그림 5-12 회로도는 Microwave 위상제어 회로도이다.

< 그림 5-12 Microwave 위상제어 회로도 >

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한편, Magnetron발진의 방법에 있어서는 Cool start방식과 Hot start 방식이 있는

데, Magnetron의 보호와 수명연장을 위해서는 Hot start 방식을 사용함이 바람직

하다.

(1) Cool start 방식이란 음극이 절대온도(2000° K)에 도달하기전에 양극 전압을 인

가하는 것을 의미한다.

(2) Hot start 방식이란 음극이 절대온도(2000° K)에 도달하고난 후 인가되는 것을

말한다.

또한, 다음 의 블록도와 같이 Magnetron의 보호 차원에서 몇가지의

보조회로가 추가 되어야 한다.

< 그림 5-13. Magnetron 보호장치를 위한 블록 다이어그램 >

㉠양극전류를 감지하여 정격사양이상의 전류가 흐르게 되면 1차측의 전원 공급을

차단�