Post on 16-Jun-2022
UNIVERSITE LARBI BEN M’HIDI DE OUM EL BOUAGHI
FACULTE DES SCIENCES ET TECHNOLOGIE
DEPARTEMENT SCIENCES ET TECHNOLOGIE
FILIERE DE GENIE ELECTRIQUE
MEMOIRE DE FIN D’ETUDES
En vue de l’obtention du
DIPLOME DE MASTER
Informatique Industrielle
Etude et réalisation d’un télémètre à ultrasons
Mémoire de fin d’études soutenu publiquement à Oum El Bouaghi
Par :
NOUADRI Ilyess & BOUNAB Kamareddine
Dirigé par :
Mr. AIT KAKI.ABDELAZIZ
2012-2013
Dédicace
A mes très chers parents, que Allah les bénisse et les protège de tout mal
A mes frères et sœurs
A toute ma famille
A tous mes amis qui m’aiment et qui m’apprécient
A Mehdi, Nacer, Kerroum, Hichem, Aissam, Hakim, Oussama, Tarek, Samir, Belkacem et
Rahimo
A tous mes enseignants
Je dédie ce travail …
Ilyess
SOMMAIRE
Introduction générale …………………………………………………....1
Chapitre I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
I.1. Introduction ……………………………………………………………………...….2
I.2. Définition des ultrasons ………………………………………………2
I.3. Production et détection des ultrasons ……………………………….……3
I.3.1. Production …………………………………………………...…3
I.3.1.1. La Piézoélectricité…………………………………...…………4
I.3.1.2. Emetteur à magnétostriction …………………...…………...……6
I.3.1.3. Transducteurs à ondes acoustiques de surface…...……………...……7
I.3.2. Détection ………………………………………………...……8
I.3.2.1. Temps de parcours de l'onde ultrasonore …………………………8
I.3.2.2. Cône de détection …………………………………..………10
I.3.2.3. Zone aveugle ………………………………………………11
I.4. Recueil des ultrasons …………………………………...……..…...11
1.5. Puissance d'émission …………………………………….. ……..…13
1.6. Sensibilité de réception……………………...………………………13
1.7. Taille de la surface………………………………...………….……13
1.8. Forme de l'objet …………………………..………………………14
1.9. Principe du télémètre à ultrasons …………………..…………………15
1.10. Représentation synoptique du télémètre proposé……………………..….16
CHAPITRE II: Circuits intégrés utilisés
II.1. Introduction ……………………………….………………..….17
II.2. Amplificateur opérationnel …………………………………..……17
II.2.1. Brochage ……………………………………………………17
II.2.2. Amplificateur opérationnel parfait ……………………………..…17
II.2.3. Amplificateur opérationnel réel ……………………………….…18
II.2.4. Utilisations …………………………………………….……19
II.2.5. Mode linéaire (Amplificateur) …………………...………………19
II.2.6. Mode comparateur (ou saturé) …………………………...………19
II.2.7. Amplificateur suiveur de tension …………………………………20
II.2.8. Amplificateur sélectif RLC …………………………...…………21
II.3. Les monostables …….………………………………………..…22
II.3.1. Caractéristiques principales ………………………………………..23
II.3.1.1. Impulsion de déclenchement (ou impulsion d'entrée)………………...23
II.3.1.2. Polarité de l'impulsion de déclenchement …………………………23
II.3.1.3. Impulsion de sortie …………………………………………..23
II.3.1.4. Polarité de l'impulsion de sortie…………………………………23
II.3.1.5. Durée de l'impulsion de sortie ………………………………….23
II.3.1.6. Redéclanchable ou non redéclanchable…………………………...24
II.3.2. Utilisations …………………………..……………………….24
II.3.3. Fonctionnement de base …………….…………………………..24
II.3.3.1. Durée de l'impulsion de sortie ………..……………………….26
II.3.3.2. Impulsions négatives …………..…………………….………26
II.3.4. Monostable NE555……………………………………………..28
II.3.4.1. Fonctionnement……………………..………………………..29
II.3.4.2. Etude de l'état stable…………..………………………………29
II.3.4.3. Etude de l'état instable…………………..……………………..29
II.3.4.4. Etude de récupération……………..…………………………...30
II.3.5. Monostable CD4538 ………………………………………..…..31
II.3.6. Bascule de Schmitt…………………………………………..….31
II.3.7. Bascule RS 4093 ……………………………………………....33
II.4. Comptage BCD ……………………………………………...…35
II.4.1.Synthèse des compteurs…………………………………………..35
II.4.2. Compteurs asynchrones ou à propagation………………………….....36
II.4.3. Bascule JK …………………………………………………....36
II.4.3.1. Table de vérité ……………………………………………….37
II.4.3.2. Table de vérité alternative……………………………………….37
II.4.4. Compteurs synchrones ou parallèles ………………………………..38
II.4.5. Décodage BCD/sept-segments ……………………………………38
II.4.5.1. Table de vérité…………………………………………….…39
II.4.5.2. Schéma interne ……………………………………………...40
II.5. Afficheurs sept segments …………………………………………40
II.5.1. Afficheur à anode commune ……………………………………..41
II.5.2. Afficheur à cathode commune…………………………………....41
CHAPITRE III: Etude pratique du fonctionnement du télémètre
III.1. Introduction ……………………………………………………43
III.2. Présentation générale du télémètre. . ………………………………..43
III.3. Principe de mesure ……………………………………………...44
III.4. Schéma en bloc du télémètre à ultrason …………………………….45
III.5. Chronogramme de comptage ……………………………. ………47
III.6. Différents éléments du montage…..................................................47
III.6.1. Etude de la génération du signal ultrasonique………………………48
III.6.2. Etude de la réception du signal ultrasonique ……………………….49
III.6.3. Circuit de déclenchement et de contrôle de la mesure…………...……....50
III.6.4. Circuit de comptage et d'affichage…………………………………..52
III.7. Montage complet du télémètre à ultrasons……….…………………55
III.8. Schémas de simulation ISIS ……………………………………55
III.8.1. Bloc d’émission………………………………………………55
III.8.2. Bloc de réception……………………………………..………57
III.8.3. Bloc de commande……………………………………………58
III.8.4. Bloc d’affichage………………………………………………59
III.8.4.1. Exemple d’affichage…………………………………………58
Conclusion générale…………………………………………………60
Références bibliographiques
ANNEXE AU CHAPITRE III
Introduction générale
1
Introduction générale :
Le but de ce projet est la mise au point d’un télémètre à ultrasons qui permettra de
mesurer une distance sans contact.
La mesure de distance sans contact est un champ d'application vaste et passionnant.
Aujourd'hui il ya nombre de techniques qui permettent cela en faisant appel aux différents
domaines de l'électronique.
Un télémètre à ultrasons sert à mesurer une distance. Le principe est inspiré de la chauve-
souris et qui consiste à envoyer une salve d’ultrasons vers un objet les réfléchissant. On
accède à la distance séparant le télémètre de cet objet en mesurant le temps que met l’écho
pour revenir au télémètre. Connaissant la vitesse du son, on déduit la distance cherchée. Les
avantages d’un tel moyen de mesure sont multiples. La mesure est rapide même sur plusieurs
mètres, et on peut sans risque, mesurer des distances difficiles d’accès.
Du fonctionnement du télémètre se dégagent quatre modules : un module d’émission, un
module de réception, un module de commande et un module qui permet d’afficher la distance
mesurée. Le module de commande interagissant avec les trois autres est nécessaire pour
contrôler le fonctionnement de l’ensemble du télémètre.
Le principe est l'émission d'une onde ultrasonore vers un objet massif ou un mur, la
détection de l'écho renvoyé par cet obstacle nous permet de mesurer le temps de parcours de
l'onde et la déduction de la distance entre le système émetteur-récepteur et l'obstacle.
Pour cela, ce projet comporte trois chapitres :
-Le premier chapitre présente des généralités sur les télémètres à ultrasons, ainsi que le
principe d’émission et de réception des ultrasons.
-Le deuxième chapitre est basé sur l’étude des circuits intégrés utilisés : les amplificateurs
opérationnels, bascules, monostables, compteurs…
-Le troisième chapitre sera consacré à la réalisation pratique de notre projet ainsi que sur la
description du fonctionnement du télémètre.
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
2
I.1. Introduction:
La mesure de distance des objectifs en utilisant les ultrasons est un champ d’application vaste
et très passionnant, dans ce premier chapitre nous présenterons les principes généraux de la
télémétrie à ultrasons.
I.2. Définition des ultrasons:
C’est Lazzaro Spallanzani qui, en 1794, soupçonna le premier l’existence des ultrasons. Ils
ont été découverts en 1883 par le physiologiste anglais Francis Galton.
A la différence de la lumière qui est une onde électromagnétique et qui, de ce fait, peut se
propager dans le vide, le son est une onde mécanique qui va nécessiter un support matériel de
propagation7
Les ultrasons sont des vibrations mécaniques de la matière à des fréquences inaudibles pour
l'oreille humaine (>20 000 Hz) [7].
Les ultrasons se propagent à une vitesse qui sera fonction de la nature du milieu,
indépendamment de la fréquence de l'onde. Pour exemple, la célérité du son dans l'air n'est
que de 300 m/s alors qu'elle est de 1500 m/s dans l'eau.
Dans l'organisme humain, les ultrasons vont se propager à une vitesse proche de 1500 m/s
selon la nature des organes qu'ils traversent [7]
Les tissus présentent une certaine résistance au passage des ultrasons. Cette résistance,
appelée impédance sera fonction du module d'élasticité et de la densité du milieu considéré.
L'impédance est différente d'un tissu à l'autre et la limite entre 2 tissus constitue une interface.
Comme la lumière en optique, chaque fois qu'un son rencontre une interface, une partie de
l'énergie incidente est transmise (elle traverse l'interface) tandis que l'autre partie est réfléchie
(Fig.I.1). Les directions de la transmission et de la réflexion seront fonction de l'angle
d'incidence de l'onde sonore.
Si l'incidence est directe c'est-à-dire perpendiculaire à l'interface, la transmission se fait dans
la même direction et le même sens que l'onde sonore, tandis que la réflexion se fait dans la
même direction et dans le sens inverse.
Si l'incidence n'est pas perpendiculaire à l'interface, l'onde transmise subit une déviation, c'est
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
3
la réfraction. L'onde réfléchie est également déviée d'un angle égal à celui de l'onde incidente
par rapport à l'orthogonale à l'interface.
La proportion des énergies transmise et réfléchie ainsi que l'angle de réfraction sont fonctions
de la différence d'impédance entre les deux tissus. Plus la différence d'impédance sera
importante, plus la part de réflexion sera élevée.
Il existe également un phénomène de diffusion lorsque la taille de l'interface est inférieure à la
longueur d'onde de l'ultrason. La diffusion est un renvoi de l'onde incidente dans toutes les
directions de l'espace.
Il existe enfin un phénomène d'absorption de l'énergie par les tissus traversés qui transforme
l'énergie acoustique en énergie calorifique [7,8].
Fig. I.1. Transmission et réflexion de l’onde ultrasonore à travers une interface
I.3. Production et détection des ultrasons:
I.3.1. Production:
Le sifflet au travers duquel l'air est comprimé a été le premier mode de production d'ultrasons
; mais même en lui apportant des améliorations, les ultrasons obtenus à l'aide de ce procédé
n'étaient pas satisfaisants.
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
4
Après avoir épuisé les possibilités de production d'ultrasons à l'aide de phénomènes
mécaniques simples, les ingénieurs se sont penchés au début du XXème
siècle sur l'utilisation
de phénomènes électriques.
Aujourd'hui, la méthode la plus communément employée pour générer et détecter des
ultrasons utilise le phénomène de "piézoélectricité", il existe d'autres méthodes permettant de
générer des ondes ultrasonores. L'une d'entre elles utilise les effets de l'électromagnétisme, il
s'agit de l'émetteur à magnétostriction [2,7].
I.3.1.1. La Piézoélectricité:
Une lame de quartz soumise à une pression ou à une traction se polarise électriquement, et
réciproquement, une lame de quartz soumise à un champ électrique se dilate ou se contracte
suivant le sens du champ (Fig.I.2).
Fig. I.2. Cristal de Quartz naturel
Un matériau solide cristallin, les charges positives et négatives sont harmonieusement
réparties au repos. Une compression entraîne une polarisation par dédoublement des centres
de gravité électrique, préalablement confondus (Fig.I.3) [2].
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
5
Fig. I.3. Effets piézoélectriques directs et indirects
On est ainsi capable de générer et de détecter des fluctuations de dimension d'une lame
(convenablement choisie) extraite d'un cristal de quartz. Mais si le quartz a été le premier
matériau utilisé pour l'émission et la réception d'ondes ultrasonores, d'autres corps sont
également dits piézoélectriques. Parmi ceux-ci, on trouve notamment le tartrate de sodium et
de potassium hydraté (ou "sel de Serinette") ou des corps synthétiques comme le monospace
d'ammonium, le tartrate dipotassique ou encore le tartrate d'éthylène diamine.
Naturellement, l'exploitation du phénomène de piézoélectricité a connu plusieurs évolutions
lui permettant d'atteindre des fréquences plus élevées quant à la production d'ondes élastiques
souhaitée :
-L'utilisation du phénomène de résonance permet ainsi d'accroître les rendements (une tension
plus faible est alors nécessaire pour atteindre une même fréquence)
-Le triplet quartz-acier de Langevin (Fig.I.4), constitué par une mince lame de quartz coincée
entre deux lames d'acier, permet lui une économie de quartz et une tension requise encore
diminuée [2,7,8].
Fig. I.4. Triplet de Longevin
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
6
I.3.1.2. Emetteur à magnétostriction:
Décrivons tout d'abord le phénomène utilisé pour cet autre mode de production d'ultrasons :
Bobinons un enroulement conducteur autour d’un barreau cylindrique de nickel ; lorsque le
courant passe, on constate une diminution de la longueur du cylindre.
De même que pour l'émetteur piézoélectrique, on choisit pour ce phénomène les dimensions
de l'émetteur et la fréquence de manière à bénéficier du phénomène de résonance. L'utilisation
de céramiques composées d'oxydes mixtes de fer, nickel, zinc et plomb, connues sous le nom
de ferrites, a permis d'atteindre des fréquences avoisinant seulement les 100 kHz.
Après les nombreuses améliorations qui lui ont été apportées, l'émetteur utilisant l'effet piézo-
électrique est capable, à titre de comparaison, d'atteindre des fréquences de plusieurs GHz, il
n'est donc pas étonnant de constater que ce mode de production soit le plus courant
actuellement [2]
Il s’agit dans les deux cas d’une production d’ondes ultrasonores par transformation
d’oscillations électriques en oscillations élastiques, et dans les deux cas on va ainsi chercher à
bénéficier du phénomène de résonance pour accroître les rendements, c'est-à-dire parvenir à
des fréquences plus élevées avec une quantité d'énergie moins importante [2,7].
L’effet magnétostrictif permet de réaliser des transducteurs et des senseurs, notamment des
émetteurs et récepteurs d'ondes acoustiques. Par exemple, on peut réaliser une ligne à retard
par le système simple suivant (Fig.I.5):
Fig. I.5. Ligne à retard avec émetteur et récepteur d’ultrasons magnétostrictifs
I.3.1.3. Transducteurs à ondes acoustiques de surface:
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
7
Un dispositif à ondes acoustiques de surface (appelé SAW en anglais pour Surface Acoustic
Wave) sont utilisés couramment dans les systèmes de compression d’impulsion. Ils utilisent
les propriétés d’un substrat piézoélectrique pour transporter les ondes acoustiques en surface.
Ce dispositif se compose de minces fils métalliques déposés par gravure à l’acide, comme
dans la figure I.6, sur le substrat. Ces fils servent de transducteur numérique et convertissent
le signal analogique électrique en ondes acoustiques vers le substrat. La faible vitesse de
propagation de ces ondes permet d’introduire un délai significatif même sur une faible
distance, permettant d’en faire une ligne à retard. La réponse en fréquence de cette ligne
dépend de l’espacement des transducteurs [1,2,7].
Dans la figure (I.6), l’impulsion entre à gauche et ressort à droite comme une onde
compressée. Les fréquences les plus hautes subissent le plus grand retard de propagation et se
superposent ainsi aux plus basses fréquences. Le résultat est une impulsion comprenant un
ensemble de fréquences dans une cellule de résolution du radar.
La présence d’harmoniques dans le signal compressé va ralentir le traitement de l’impulsion
par les filtres de compression ce qui donnera des lobes secondaires temporels, aussi appelés
lobes secondaires en portée [1,2].
Fig. I.6. Dispositif à ondes acoustiques de surface
I.3.2. Détection:
I.3.2.1. Temps de parcours de l'onde ultrasonore:
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
8
Pour mesurer une distance avec des ultrasons, il faut d'abord connaître leur vitesse de
déplacement. C'est ce que nous venons de voir. Elle est de l'ordre de 340 m par seconde, ce
qui correspond à plus de 1200 Km par heure [1,7].
On peut déterminer la distance qu'a parcourue l'onde ultra sonore si nous connaissons le
temps qu’elle a mis pour parcourir cette même distance [7].
Fig. I.7. Réflexion de l’onde ultrasonore sur un obstacle
Elle démontre la manière de calculer la distance qui sépare le capteur d'ultrasons à un
obstacle.
On peut voir deux petits cercles nommés E et R (Fig.I.7). Ils correspondent, en fait, aux deux
ronds que vous pouvez voir sur votre capteur d'ultrasons.
Le cercle E représente l'émetteur d'ultrasons, l'espèce de haut-parleur qui va émettre les
ultrasons.
Le cercle R représente le récepteur d'ultrasons, l'espèce de microphone qui va recevoir les
ultrasons émit par l'émetteur.
L’onde ultrasonore est tous d'abord émise par l'émetteur du capteur d'ultrasons, puis parcoure
une certaine distance d avant de toucher l'obstacle (un mur par exemple).
L'onde est ensuite réfléchie par l'obstacle, c'est la réflexion de l'onde. C'est à dire quelle est
renvoyée par l'obstacle en rebondissant sur celui-ci.
Enfin, elle doit parcourir à nouveau la même distance d, en sens inverse, avant d'être reçue par
le récepteur du capteur d'ultrasons.
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
9
On remarque que l'onde doit parcourir 2 fois la distance qui sépare le capteur d'ultrasons de
l'obstacle. C'est pour cela que vous retrouvez 2 d dans la formule contenue dans l'image.
Il faut savoir que dans le capteur d'ultrasons, il y a un espèce de chronomètre qui mesure
précisément le temps qui passe entre le moment où l'émetteur envoi l'onde ultra sonore et le
moment où le récepteur l'a reçois. Le temps t n'est donc plus calculé mais mesuré.
Cela veut dire que lorsque le capteur d'ultrason effectue une mesure, il émet une onde ultra
sonore et mesure le temps qui passe jusqu'à ce qu'il l'a reçois.
Donc, la seule inconnue est donc la distance.
Il suffit pour cela d'une petite transformation de la formule ci-dessus, car nous voulons
maintenant calculer la distance d :
d=Vt/2 (I.2)
Ainsi, par exemple, si le capteur d'ultrasons mesure un temps de 5 millisecondes (0,005s)
entre l'émission et la réception de l'onde ultra sonore :
d= Vt/2 = 340x0.005/2= 1.7/2= 0.85m (I.3)
Cela veut dire que l'onde a parcourue 1,7 m au total et que donc l'obstacle ce trouve à une
distance de 0,85 m.
Il faut que l'obstacle se trouve précisément devant le capteur pour qu'il puisse en mesurer la
distance.
Le capteur d'ultrasons est capable de détecter des obstacles ne se trouvant pas exactement
devant lui, mais un peu sur les côtés. C'est ce que l'on appelle le cône de détection [1,7,8].
I.3.2.2. Cône de détection:
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
10
Les télémètres à ultrasons peuvent détecter des obstacles se situant dans un cône relativement
large d’environ 30 degrés, comme le montre la figure I.8.
Fig. I.8. Cône de détection
Cette caractéristique est à la fois un avantage et un inconvénient.
C’est un inconvénient car un obstacle détecté n’est pas localisé précisément en angle à
l’intérieur du cône de détection. Pour une distance donnée, l'obstacle peut se trouver n'importe
où sur toute la largeur du cône de détection. La distance mesurée est donc relativement fiable,
mais la position de l'obstacle est imprécise [1,7].
C’est par contre un avantage car la zone de détection du capteur d'ultrasons est plus grande
qu'avec un capteur plus précis. Il peut donc détecter des obstacles relativement fins, comme
des pieds de table ou de chaise par exemple, alors que ceci pourraient ne pas être détectés par
des télémètres ayant un cône de détection plus faible [1,7,8].
I.3.2.3. Zone aveugle:
Les télémètres ultrasons possèdent une zone dite “aveugle”, de quelques centimètres de
longueur, en dessous de laquelle ils ne peuvent détecter les obstacles. Cela est due au fait que
le récepteur du capteur d'ultrasons est désactivé pendant un court instant après l'émission de
l'onde ultra sonore.
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
11
En effet, si cela n'était pas le cas, puisque le récepteur se trouve à proximité de l'émetteur dans
le capteur d'ultrasons, il recevrait tout de suite un écho ultra sonore qui fausserait la mesure de
distance.
Ainsi, pour pallier à ce problème, une petite temporisation durant laquelle le récepteur est
désactivé est effectuée juste après l’émission de l’onde ultra sonore. Une fois cette
temporisation terminé, le récepteur est de nouveau activé et prêt à recevoir l'écho en retour
d'un obstacle distant.
Le principe de désactiver le récepteur un court instant après l'émission, fait qu'il ne peut plus
recevoir un éventuel écho provenant d'un obstacle se trouvant très près du capteur d'ultrasons.
Ainsi, le capteur d'ultrasons dispose d'une zone aveugle de l'ordre de 5 cm environ. Il lui est
donc impossible de mesurer des distances inférieures à 5 cm. La portée réelle du capteur
d'ultrasons se trouve donc être entre 5 et 255 cm [1,7,8].
I.4. Recueil des ultrasons:
Les contraintes mécaniques dues aux variations de pression des ondes réfléchies dans
l'organisme, font apparaître à la surface de la céramique de la sonde, des différences de
potentiel dont la fréquence correspond à celle de l'onde réfléchie et dont l'intensité dépend de
l'intensité de l'écho [2].
Si la sonde est émettrice, pendant 2 ms, elle est réceptrice le reste du temps, soit 998 m par
seconde [2].
La céramique est l’élément actif de la sonde, sa forme et sa structure varient considérablement
d'une sonde à l'autre mais le principe reste le même.
Elle est constituée, le plus souvent de titanate ou de zirconante de plomb (PZT) aux fortes
propriétés piézoélectriques.
Chaque céramique se caractérise par une fréquence de résonance conditionnée par la nature
du matériau et par son épaisseur :
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
12
F= K/E (I.4)
avec : F = fréquence de résonance
E = épaisseur
K = constante
Cette céramique est faite d'un ou de plusieurs éléments placés côte à côte et isolés
acoustiquement les uns des autres. Leur taille est de 1 mm environ et ils sont séparés par une
distance de 0,6 l mm [2] (Fig.I.9).
Fig. I.9. Céramique multiélément
1.5. Puissance d'émission:
Premièrement, cela dépend de la puissance d'émission de l'émetteur d'ultrasons. Plus il est
puissant, plus les ultrasons vont loin. C'est comme lorsque on crie très fort, plus on crie fort et
plus loin on nous entendra. Hors, l'émetteur du capteur d'ultrasons a une puissance limitée. Et
celle-ci dépend d'ailleurs de la tension d'alimentation du NXT; qui fait que lorsque les piles,
ou la batterie, sont presque déchargées, la tension électrique fournie est plus faible et donc
l'émetteur d'ultrasons émet moins loin ce qui réduit encore plus la portée du capteur
d'ultrasons [7,8].
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
13
1.6. Sensibilité de réception:
Deuxièmement, cela dépend également de la sensibilité du récepteur d'ultrasons. C'est à dire
sa capacité à détecter des ultrasons très faibles.
Tout comme nos oreilles ont une certaine sensibilité, entendre plus ou moins bien les sons, le
récepteur du capteur d'ultrasons ne peut pas détecter des ultrasons trop faibles revenant vers
lui. Ce qui limite également la portée du capteur d'ultrasons.
Voilà pourquoi la portée théorique du capteur d'ultrasons est de l'ordre de 2,5 m soit 250 cm.
Cette portée, en plus d'être réduite en fonction de la charge des piles ou de la batterie,
dépendra également de la surface et de la forme de l'objet détecté [7,8].
1.7. Taille de la surface:
Pour être détecter au plus loin par le capteur d'ultrasons, un objet doit renvoyer le plus d'ondes
ultrasonores possible vers ce dernier. Car si l'onde ultrasonore en retour vers le récepteur
d'ultrasons est trop faible, elle ne sera pas détectée par celui-ci à cause de sa sensibilité
insuffisante.
Dès lors, la surface de l'objet à détecter est un paramètre très important. Plus sa surface est
grande, plus il renverra d'ondes vers le récepteur du capteur d'ultrasons. Plus cette surface est
petite, moins elle en renverra d'ondes vers le capteur d'ultrasons. De fait, le capteur d'ultrasons
pourra détecter un mur à 250 centimètres alors qu'il ne détectera un petit objet qu'à plusieurs
dizaines de centimètres seulement [7,8].
1.8. Forme de l'objet:
La taille de la surface de l'objet à détecter est importante, mais sa forme est tout aussi
importante. En effet, un objet bien plat et perpendiculaire au capteur d'ultrasons, comme
montré sur la dernière image, renverra toute l'onde de retour dans la même direction. Ce qui
favorisera sa détection.
Ce n'est pas le cas d'un objet aux formes arrondies, comme une balle par exemple, qui
renverra l'onde dans de multiples directions et donc ne reverra qu'une toute petite partie de
cette onde vers le récepteur du capteur d'ultrasons (Fig.I.10).
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
14
Cela est représenté sur l'image ci-dessous avec des flèches de différentes couleurs. La flèche
bleue étant l'onde émise par l'émetteur du capteur d'ultrasons et la flèche verte la petite partie
de cette même onde renvoyée vers le récepteur du capteur d'ultrasons. Les autres flèches
représentant les parties de l'onde émissent dans plusieurs autres directions et qui ne seront pas
reçus par le récepteur.
Fig. I.10. Exemple de forme d’objet
On peut remarquez donc qu'un objet plat et perpendiculaire au capteur d'ultrasons ayant la
même surface que cette balle, renverrait plus d'onde que la balle et serait donc détecté plus
loin par le capteur d'ultrasons. On parle ici de la surface visible par le capteur d'ultrasons,
celle renvoyant l'onde ultrasonore, c'est à dire la moitié de la surface réelle de la balle.
La forme de l'objet est donc tout aussi importante que sa surface, en ce qui concerne la portée
de détection de cet objet par le capteur d'ultrasons.
La texture de l'objet peut avoir une influence sur sa distance de détection. Le fait d'avoir une
balle en caoutchouc, en mousse ou en plastique par exemple, fera que l'onde soit plus ou
moins absorbée par la matière de la texture [7,8].
11..99.. PPrriinncciippee dduu ttéélléémmèèttrree àà uullttrraassoonnss::
LLee pprriinncciippee dduu ttéélléémmèèttrree àà uullttrraassoonn eesstt ddee mmeessuurreerr uunnee ddiissttaannccee ssééppaarraanntt ll’’éémmeetttteeuurr àà uullttrraassoonnss
dd’’uunn oobbjjeett ((FFiigg..II..1111))::
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
15
Pour ce faire, l’émetteur à ultrason émet une onde à la fréquence de 40 kHz, cet onde se
propage dan l’air à la vitesse du son (qui est de 342 m/s), qui lorsqu’elle rencontre un
obstacle se réfléchit pour
revenir jusqu’au récepteur à ultrasons et stop le chronomètre dès la réception du signal, et
le résultat sortant du chronomètre ne subit aucune modification avant affichage.
Le système de contrôle remet le chronomètre à zéro puis commence l’émission.
Le récepteur ne reçoit donc pas le signal qui a été émis par l’émetteur immédiatement,
il y a un temps de retard qui correspond au temps de propagation du son et c’est donc
ce temps de retard qui permet de mesurer la distance.
On sait que la vitesse du son, se calcule par la formule :
v = λf (I.5)
avec : λ (longueur d’onde) et f (fréquence du signal émis, ici 40 kHz), sauf que nous ce que
nous cherchons ce n’est pas la longueur d’onde totale mais la moitié (λ/2), en effet car les
ondes partent de l’émetteur pour atteindre l’obstacle qui va les renvoyer vers le récepteur
donc la distance sera parcouru 2 fois par le signal [7,8].
Fig. I.11. Principe du télémètre à ultrasons
1.10. Représentation synoptique du télémètre proposé:
Le fonctionnement de notre télémètre se repose sur trois modules (Fig.I.12) :
-Module d’émission.
-Module de réception.
CHAPITRE I : Généralités sur la télémétrie à ultrasons
16
-Module affichant la distance mesurée.
-Module de commande interagissant avec les trois modules précédents pour le bon contrôle
du fonctionnement de l’ensemble du télémètre.
Fig. I.12. Schéma synoptique du télémètre à ultrasons
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
17
II.1. Introduction:
Dans le second chapitre, nous donnerons une description des circuits intégrés utilisés
pour la réalisation de notre télémètre à ultrasons.
II.2. Amplificateur opérationnel:
II.2.1. Brochage:
Un ampli.op dispose au minimum de deux entrées, de deux broches d'alimentation et d'une
sortie. L'entrée notée V+ est dite non-inverseuse tandis que l'entrée V- est dite inverseuse en
raison de leur rôle dans les relations entrée/sortie de l'amplificateur (Fig.II.1). La différence de
potentiel entre ces deux entrées est appelée tension différentielle d'entrée.
Fig.II.1. Schéma de l’amplificateur opérationnel
La broche d'alimentation positive repérée VS+ est parfois aussi appelée VDD, VCC, ou VCC +. La
broche d'alimentation négative repérée VS- est parfois aussi appelée VSS, VEE, ou VCC - . Les
appellations VCC et VEE sont généralement réservées aux ampli.op bipolaire tandis que les
appellations VDD et VSS sont généralement réservées aux ampli.op à effet de champ.
Le C de VCC signifie que l'alimentation est reliée au collecteur d'un transistor bipolaire tandis
que le (E) de VEE signifie que l'alimentation est reliée à l'émetteur d'un transistor bipolaire. Le
D de VDD fait référence au drain d'un transistor à effet de champ tandis que le S de VSS fait
référence à la source de ce même transistor [6,9,10].
II.2.2. Amplificateur opérationnel parfait:
L'amplificateur opérationnel parfait possède un gain différentiel, une impédance d'entrée,
ainsi qu'une vitesse de balayage infinie et un gain de mode commun ainsi qu'une résistance de
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
18
sortie nulle. De plus, il ne possède pas de tension d'offset ni de courant de polarisation. Ces
caractéristiques traduisent le fait que l'amplificateur opérationnel parfait ne perturbe pas le
signal qu'il va amplifier et que sa tension de sortie dépend uniquement de la différence de
tension entre ses deux entrées.
La présence d'un gain différentiel infini implique que la moindre différence de potentiel entre
les deux entrées de l'amplificateur l'amènera à saturer. Si l'on ne désire pas que la tension de
sortie de l'amplificateur soit uniquement limitée à ±Vsat suivant le signe de la différence de
potentiel entre les deux entrées de l'amplificateur, l'utilisation d'une contre-réaction négative
est obligatoire.
La contre-réaction sur l'entrée inverseuse (ou contre-réaction négative) d'un ampli.op permet de
soustraire une partie du signal de sortie au signal d'entrée de l'amplificateur. On parle alors de mode
linéaire car on peut faire varier la tension de sortie entre ±Vsat suivant la tension appliquée en
entrée de l'amplificateur. L'absence de contre-réaction ou une contre-réaction sur l'entrée non-
inverseuse de l'ampli.op amènera l'amplificateur en saturation positive ou négative suivant le signal
appliqué en entrée. On parle alors de mode comparateur (ou saturé)[6,9,10].
II.2.3. Amplificateur opérationnel réel:
Bien que le modèle parfait de l'ampli.op permette de calculer la fonction de transfert et de
comprendre la plupart des montages à base d'ampli.op, les ampli.op réels possèdent un certain
nombre de limitations par rapport à ce modèle.
L'ampli.op présente les défauts suivants : présence d'un offset en entrée, influence de la
tension de mode commun sur la tension de sortie, impédance non nulle en sortie, impédance
non infinie en entrée et variation en fréquence du gain. De plus, la tension de sortie peut être
influencée par des variations de tensions d'alimentation et possède une vitesse de balayage
finie)[6,9,11].
Ces amplificateurs ont un grand nombre d'applications. Ces dernières dépendent
essentiellement de leurs caractéristiques les plus remarquables, citons pour exemple :
-Amplificateur différentiel (résistances des entrées et rapport S/B).
-Amplificateur très grand gain (résistance de l'ampli de sortie et rapport S/B).
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
19
-Amplificateur suiveur (bande passante et rapport S/B).
-Amplificateur d'erreur (résistances des entrées et bande passante).
-Comparateur de tension (mode logique uniquement).
-Oscillateur (mode logique généralement).
-Filtre actif analogique.
-Amplificateur inverseur de tension.
-Amplificateur à résistance négative.
II.2.4. Utilisations:
L'utilisation se fait soit en mode continu ou en mode linéaire.
Le choix du mode s'effectue par la différence des contre réactions des entrées e+ et e- sur la
sortie s (impédance que l'on notera Z+ et Z- en Ohm).
1) Z- < Z+ : on est en régime linéaire.
2) Z- = Z+ : on est en régime commutation.
II.2.5. Mode linéaire (Amplificateur):
Pour ce mode les potentiels e+ et e- sont égaux.
Une fois cette donnée prise en compte pour les calculs de gain, la théorie la plus appropriée
est l'utilisation de la relation de Millman.
Supposons que l'on veuille rendre audible un signal de 500 millivolts sur un haut-parleur de
10 watts 4 ohms (impédance ou résistance).
Il suffit d'appliquer le signal à un amplificateur opérationnel dont le montage spécifie un
facteur d'amplification de 10, pour que la tension de sortie qui pilote le haut-parleur soit égale
10 fois la tension d'entrée.
On aura donc en sortie un signal de 5 volts sous 4 ohms, en respectant la condition de rester
dans le domaine de puissance de sortie de l'amplificateur (ici on a pratiquement 7W) [6,9,11].
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
20
II.2.6. Mode comparateur (ou saturé):
Un ampli.op possède deux entrées repérées + et – (Fig.II.2).
Dans son mode opérateur logique, on utilise sa propriété de très grand gain (Av) pour
comparer deux signaux.
Le facteur d'amplification n'est donc plus externe mais interne et l'on obtient :
Tension de sortie = Av [(tension entrée +) - (tension entrée -)] (II.1)
Il ne fonctionne plus en «amplification» traditionnelle, mais en tout ou rien logique ou
comparateur de tension (car le coefficient d'amplification interne Av est très grand ; assimilé à
la valeur infinie pour un ampli.op), c'est-à-dire qu'en sortie il n'y a que 2 états stables
possibles :
-Si l'entrée + est supérieure (en tension) à l'entrée - : la sortie = +Vsat.
-Si l'entrée + est inférieure (en tension) à l'entrée - : la sortie = -Vsat.
Il s'agit en fait d'un fonctionnement « en boucle ouverte » ou sans contre réaction, c'est-à-dire
sans contrôle du gain de l’amplificateur [6,9].
.
Fig.II.2. Montage ampli.op comparateur
II.2.7. Amplificateur suiveur de tension:
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
21
La résistance en entrée du montage est infinie.
Le suiveur de tension permet de prélever une tension sans la perturber (Fig.II.3), car il
possède un courant d'entrée nul, et on a Ve =VS.
On le rencontre donc régulièrement lors de la présence de sonde.
Fig.II.3. Montage ampli.op suiveur de tension
Lorsqu’on connecte un point du montage à la masse, la tension de ce point devient nulle, la
connexion offre au courant un chemin pour aller à la masse. Une masse réelle met donc à la
masse la tension et le courant. La masse virtuelle est utilisée pour simplifier l’analyse de
l’ampli.op. Quand l’ampli .op est idéal, son AOL est infinie ainsi que son impédance d’entrée
Zin. À partir de cela, nous pouvons déduire pour l’inverseur [6,9]:
Rin = ∞, i2 = 0 (II.2)
AOL = ∞, v2 = 0 (II.3)
La masse virtuelle ressemble à une demi-masse, en effet, elle est un court-circuit pour la
tension (v2 = 0) et est un circuit ouvert pour le courant (i2 = 0) [6,10].
II.2.8. Amplificateur sélectif RLC:
L’amplificateur sélectif est un filtre passe-bande dont la bande passante est très petite devant
la fréquence FO du maximum.
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
22
L’amplificateur opérationnel fonctionne en mode linéaire, car une contre-réaction est établie
entre l’entrée inverseuse e- et la sortie (Fig.II.4). De plus les courants d’entrées sont
nuls[6,10].
Fig.II.4. Montage à base d’amplificateur opérationnel à filtre sélectif
Pour le filtre passe-bande les deux fréquences de coupure sont :
F1 = FO- BP/2 (II.4)
F2 = FO+BP/2 (II.5)
Pour le montage inverseur, la transmittance est donnée par l’équation:
T= (-R2/R1)/ (1+j (R2Cw-R2/Lw)) = TO / (1+JQO (F/FO- FO/F)) (II.6)
Avec : T = -R2/R1, FO = 1/ (2π√LC) et QO = R2 (C/L) 1/2 (II.7)
FO: fréquence de résonance maximale.
QO : facteur de qualité du circuit à FO.
II.3. Les monostables:
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
23
Un monostable est un circuit électronique dont la sortie se trouve dans un état électrique
stable (par exemple à l'état bas, sortie à zéro volt) quand il est au repos, et qui lorsqu'il reçoit
une impulsion appelée impulsion de déclenchement, fait basculer sa sortie dans l'état
électrique opposé (par exemple sortie à l'état haut, +5V), pendant un "certain temps". Ce
nouvel état est instable, et la sortie retrouve son état initial au bout de ce "certain temps". Un
monostable peut donc servir de base à la construction d'un temporisateur [6,9].
II.3.1. Caractéristiques principales:
Un monostable présente quelques caractéristiques de base qu'il convient de connaître.
II.3.1.1. Impulsion de déclenchement (ou impulsion d'entrée):
Il s'agit de l'événement qui conduit la sortie du monostable à changer d'état logique. Il peut
s'agir d'une impulsion ou d'un simple changement d'état logique sans retour à l'état initial.
Attention, la durée de l'impulsion de déclenchement doit être suffisamment grande pour que le
monostable la voit. Le célèbre circuit intégré "timer" NE555 demande une impulsion dont la
largeur doit être de l'ordre de 1 ms. Le monostable TTL SN74123 accepte quant lui une
impulsion dont la largeur est de quelques dizaines de nanosecondes seulement (même s'il faut
100 ns, ça nous donne un rapport de 10000 tout de même). D'autres circuits plus rapides
encore (série ECL) travaillent sans faillir avec des impulsions de seulement quelques
nanosecondes. Intuitivement, on se rend compte que la fréquence maximale de travail peut
être fortement limitée si la largeur de l'impulsion doit être large [6,11].
II.3.1.2. Polarité de l'impulsion de déclenchement:
Elle peut être positive (bas-haut-bas ou bas-haut) ou négative (haut-bas-haut ou haut-bas).
II.3.1.3. Impulsion de sortie:
C'est ainsi que l'on nomme l'état instable dans lequel le monostable se trouve lorsqu'il vient
d'être déclenché, c'est à dire quand l'état logique de sa sortie se trouve à l'opposé de l'état
logique présent au repos.
II.3.1.4. Polarité de l'impulsion de sortie:
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
24
Au repos, la sortie du monostable peut être à l'état haut ou à l'état bas, et sur présence d'une
impulsion de déclenchement, passer à l'état opposé, bas ou haut.
II.3.1.5. Durée de l'impulsion de sortie:
C'est la durée du "certain temps", pendant lequel la sortie du monostable reste dans son état
instable, et ce que l'on ait affaire à une durée de 100 ns (cent nanosecondes) ou de 100 s (cent
secondes).
II.3.1.6. Monostable redéclanchable ou non redéclanchable:
Un monostable non redéclanchable est un monostable dont la durée de l'impulsion de sortie
est immuable, même si pendant l'état instable, surviennent plusieurs impulsions de
déclenchement. Un monostable redéclanchable est un monostable dont l'impulsion de sortie
est "réactivée" à chaque impulsion de déclenchement. Si une nouvelle impulsion de
déclenchement a lieu alors que la sortie du monostable n'est pas encore retourné à son état
stable (de repos), ou dit autrement, si le temps qui sépare deux impulsions de déclenchement
est inférieur à la durée de l'impulsion de sortie, la durée de l'impulsion de sortie est prolongée
d'un temps égal à la durée d'une impulsion de sortie unique [6,11].
II.3.2. Utilisations:
Le monostable est un circuit très utilisé, il permet de :
-Fixer la durée d'un événement.
-Retarder la production d'un événement.
-Contrôler la présence ou l'absence d'un signal périodique (surveillance rotation ventilateur
par exemple) [6,9].
II.3.3. Fonctionnement de base:
Pour commencer, examinons le fonctionnement d'un monostable simple travaillant en logique
positive. Le schéma simplifié ci-après représente le monostable sous la forme d'une "boite
noire" dotée des points de connexion suivants :
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
25
-Une entrée CLK (Clock, horloge) qui est l'entrée de déclenchement, active sur un front
montant
-Une entrée RESET que nous n'utilisons pas et qui est reliée à la masse,
-Une sortie Q qui est la sortie principale "positive" (Fig.II.5),
-Une sortie Q¯ qui est la sortie complémentée ("négative" ou inverse) de la sortie Q, et que
nous n'utilisons pas ici.
Fig.II.5. Monostable avec l’état de sortie Q
Sur l'entrée CLK, on applique une impulsion de déclenchement positive Imp, et on regarde ce
qui se passe sur la sortie Q (Out).
Le premier graphe montre une impulsion de déclenchement positive Imp dont la durée (50
ms) est inférieure à la durée de l'impulsion de sortie Out (500 ms) (Fig.II.6).
Alors que le second montre ce qui se passe avec une impulsion de déclenchement positive
Imp dont la durée (500 ms) est supérieure à la durée de l'impulsion de sortie Out (50 ms)
(Fig.II.6).
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
26
Fig.II.6. Chronogramme de la sortie Q pour deux valeurs de l’impulsion de
déclenchement
Dans les deux cas, une seule et unique impulsion est née en sortie Q (Out) du monostable.
Pour un déclenchement isolé, la durée de l'impulsion de déclenchement n'a pas besoin d'être
inférieure (ni supérieure) à la durée de l'impulsion de sortie. Le fonctionnement observé ici est
identique pour un monostable non-redéclanchable et pour un monostable redéclanchable [6].
II.3.3.1. Durée de l'impulsion de sortie:
Dans le schéma simplifié ci-avant, aucun élément visible ne permet de modifier la durée de
l'impulsion de sortie, car c'est un schéma simplifié, les éléments "de réglage" sont cachés.
Dans un montage réel, on emploie généralement une résistance et un condensateur pour fixer
la durée de l'impulsion de sortie.
II.3.3.2. Impulsions négatives:
Dans l'exemple précédent, les impulsions de déclenchement et de sortie étaient toutes deux de
type positives. L'entrée CLK du monostable était active sur le front montant de l'impulsion de
déclenchement. Le front montant désigne le passage de l'état logique bas (zéro volt) vers l'état
logique haut (+5V par exemple). C’est le front montant, puisque la tension monte. Même
chose pour le front descendant, qui désigne le passage de l'état logique haut (+5V par
exemple) vers l'état logique bas (zéro volt) : la tension descend. Il est tout à fait possible de
travailler avec des impulsions négatives ou de travailler sur des fronts descendants. Ce qui
n'est pas du tout la même chose. Pour les graphes suivants, on va observer l'état électrique des
deux sorties Q et Q¯ (Fig.II.7).
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
27
Fig.II.7. Monostable avec les deux états de sortie
Premier cas: déclenchement sur le front montant d'une impulsion positive (Fig.II.8).
Fig.II.8. Chronogrammes des sorties Q et Q¯pour un front montant d’une impulsion
positive
Second cas: déclenchement sur le front descendant d'une impulsion positive (Fig.II.9).
Fig.II.9. Chronogrammes des sorties Q et Q¯pour un front descendant d’une impulsion
positive
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
28
Troisième cas: déclenchement sur le front descendant d'une impulsion négative (Fig.II.10).
Fig.II.10. Chronogrammes des sorties Q et Q¯ pour un front descendant d’une
impulsion négative
Quatrième cas: déclenchement sur le front montant d'une impulsion négative (Fig.II.11).
Fig.II.11. Chronogrammes des sorties Q et Q¯ pour un front montant d’une impulsion
négative
Quand Q (Out) est à l'état haut, Q¯ (Out¯) est à l'état bas. Et inversement. Si le monostable
possède de nature ces deux sorties complémentées, cela permet de disposer immédiatement de
la polarité désirée, ce qui peut dans certains cas éviter l'emploi d'un inverseur additionnel côté
entrée de déclenchement (entrée CLK, signal Imp) [6].
II.3.4. Monostable à NE555:
Le montage externe et la constitution interne du monostable NE555 sont représentés sur les
figures ci-dessous (Fig.II.12):
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
29
Fig.II.12. Montage avec Constitution interne du monostable NE555
II.3.4.1. Fonctionnement:
Q¯ =0 T bloqué, C se charge.
Q¯ =1 T saturé, C se décharge.
II.3.4.2. Etude de l'état stable:
A t=t0, le condensateur C est complètement déchargé (Fig.II.13), VC=0, Ve=VCC et S=0;
R=0, le transistor étant saturé Q¯ =1 et Q=0.
II.3.4.3. Etude de l'état instable:
A t=t1 on applique une impulsion Ve=0V ; S=1 et R=0 ; Q=1 et Q¯ =0. Le transistor se
bloque, le condensateur se charge à travers R. Après la disparition de l'impulsion à
l'instant t=t2 on aura Ve=VCC ; S=0 R=0 d'où Q=1 et Q¯ =0, le transistor reste bloqué.
L'état instable va prendre fin lorsque Vsc=2VCC/3.
II.3.4.4. Etude de récupération:
A t=t3 on a VC est légèrement supérieure à 2VCC/3 R=1 et S=0 Q=0 et Q¯ =1, le transistor
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
30
se sature et la patte 7 est mise à la masse, le condensateur se retrouve en court-circuit et se
décharge donc très rapidement et on se retrouve à l'état initial [6,910].
Fig.II.13. Allure du signal de sortie VO par application d’une impulsion d’entrée Ve
Une solution simple pour générer un signal de 40 kHz est d’utiliser un NE555 qui permet
dans une configuration donnée (Fig. II.14) de fournir un signal créneau. Il est alimenté en 9V
(tension de la pile) et les valeurs des résistances et du condensateur permettent de fixer la
fréquence et le rapport cyclique α [6]:
F = 1.44/ (RA+2RB) C et α = (RA + RB)/ (RA+2RB) (II.8)
Fig.II.14. Monostable NE555 avec fréquence de 40 KHz de signal de sortie
Si RB >> RA alors le rapport cyclique est proche de 0.5, ce qui permet d’avoir l’amplitude du
fondamental maximale (seul pris en compte par la paire de transducteurs). En outre,
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
31
l’utilisation d’un potentiomètre pour RB permet d’ajuster précisément la valeur de la
fréquence, afin d’être très exactement à la fréquence de résonance de la paire de transducteur.
Nous avons donc choisi les valeurs suivantes :
C = 82pF ; RA = 1.5 kΩ ; RB = 150kΩ + potentiomètre de 10kΩ.
Enfin le NE555 possède une entrée reset qui lorsqu’elle est à 1 autorise le signal d’horloge et
Lorsqu’elle est à 0 l’inhibe ce qui permettra de commander l’émission [6].
II.3.5. Monostable CD4538:
Le CD4538 comporte dans un même boitier de 16 pattes, deux monostables que l'on peut
utiliser de façon totalement indépendante. Dans l'exemple qui suit (Fig.II.15), le premier
monostable U1:A est déclanchable par le front montant d'une impulsion de déclenchement,
alors que le second monostable est déclanchable par un front descendant. La durée de
l'impulsion de sortie est définie par la valeur des composants R et C (R1/C1 et R2/C2), selon
la formule T = RC (R en ohms et C en farads). Par exemple, si R = 1 Mohms et C = 1 uF,la
durée de l’impulsion de sortie = 1 seconde.
Fig.II.15. Monostables redéclenchables: l’un sur front montant et l’autre sur front
descendant
Le datasheet du CD4538 de Fairchild indique qu'il faut relier la broche CX (borne 1 ou 15) à
la masse, alors que le datasheet du CD4528 de NS (National Semiconductor) indique que la
broche CX ne reçoit que la broche du condensateur et ne va pas à la masse [6,9,10].
II.3.6. Bascule de Schmitt:
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
32
Une bascule de Schmitt, aussi appelée trigger de Schmitt ou bascule à seuil, est un circuit
logique inventé en 1934 par Otto Schmitt, ingénieur américain.
Fig.II.16. Montage d’une bascule de Schmitt
C'est une bascule à trois entrées V, SB et SH et une sortie Q (Fig.II.16). Contrairement aux
autres bascules, qui sont commandées en appliquant des signaux logiques à leurs entrées, la
bascule de Schmitt est conçue pour être pilotée par une tension analogique, c'est-à-dire qui
peut prendre n'importe quelle valeur (dans l'intervalle 0 - Vcc afin de ne pas dégrader le
circuit).
Les entrées SB et SH (seuil bas, seuil haut, ce dernier étant à un potentiel supérieur à SB) sont
maintenues à des potentiels fixes ; ceci peut se faire par exemple grâce à un diviseur de
tension composé de 3 résistances placées en série entre Vcc et la masse ; SH et SB sont reliés
aux points intermédiaires du diviseur [6,9].
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
33
Fig.II.17. Chronogramme des signaux d’entrée V et de sortie Q
Le fonctionnement est le suivant (Fig.II.17):
-Supposons qu'au départ, V soit à 0 ; Q est alors à 0 ;
-Quand V augmente, Q reste à 0 jusqu'à ce que V dépasse SH ; à ce moment, Q passe à 1 ;
-Q reste à 1 jusqu'au moment où V devient inférieur à SB ; à ce moment, Q passe à 0;
-Q reste à 0 jusqu'à ce que V repasse au-dessus de SH.
La principale application de la bascule de Schmitt est la mise en forme de signaux
analogiques pour les appliquer à des circuits logiques (par exemple une entrée de compteur)
[6].
II.3.7. Bascule RS 4093:
Le circuit intégré 4093 contient quatre circuits appelés trigger de Schmitt. En fait, il
fonctionne comme un 4011 (quadruple NAND) dont toutes les entrées seraient dotées d'un
trigger de Schmitt, avec son brochage [6] (Fig.II.18).
Fig.II.18. Brochage interne de la bascule RS4093
Les circuits logiques, pour fonctionner correctement ont besoin sur leurs entrées, entre un
niveau haut et un niveau bas, donc une tension Hi et une tension Lo (Fig.II.19). Tout signal
dont la tension n'est pas égale ou supérieure à Hi, ou encore égale ou inférieure à Lo, donc
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
34
dans la zone intermédiaire, est à proscrire. Qui plus est, des variations de tension rapides et/ou
répétées risqueraient dans certains cas de provoquer des dysfonctionnements ou des
anomalies dans un montage. Pour se prémunir contre ces désagréments, on fixe deux seuils
bien déterminés, qui serviront de références Hi et Lo, et qui permettront d'identifier tout signal
d'entrée comme étant de niveau logique 1 ou 0 [6].
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
35
Fig.II.19. Chronogramme des signaux d’entrée et de sortie de la bascule
Le trigger a pour mission d'assurer un basculement net et franc en présence d'une tension
variable. La différence entre les tensions de niveau haut et de niveau bas s'appelle: hystérésis.
Si l'une des entrées du 4093 reçoit un signal sinusoïdal, l'autre entrée étant reliée à Vdd, la
sortie sera un signal rectangulaire périodique (en bleu sur le dessin) (Fig.II.20):
A titre indicatif, on trouvera, en se reportant à la data sheet du 4093, une tension de seuil Hi
de 5,9 V typique et une tension de seuil Lo de 3,9 V typique, lorsque la tension d'alimentation
est de 10 volts [9].
Fig.II.20. Signal rectangulaire de sortie de la bascule pour un signal sinusoïdal à une de
ses entrées
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
36
II.4. Comptage BCD:
Un compteur BCD pour "Binary Coded Décimal" ou décimal codé en binaire (DCB) est un
compteur qui compte de 0 à 9 et recommence sans arrêt: « 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 0 1 2 3 4 5 6 7 8
9 0 1 2 . . .». On dit que c'est un compteur modulo 10. Le modulo est le nombre d'impulsions
d'horloge (clock) nécessaires pour que le cycle recommence. De 0 à 9 donne 10 étapes avant
que le cycle recommence. Un compteur binaire à4bits compte en hexadécimal de 0000 à 1111
(0 à F). C'est un compteur modulo16.
Un compteur BCD compte de 0000 à 1001 et n'utilise pas les combinaisons 1010 à 1111.
Comme il gaspille 6 combinaisons, il est donc moins efficace que le binaire pur, mais il
fonctionne en décimal, ce qui facilite l'échange avec un utilisateur humain. Comme exemple,
supposons qu'on désire construire un compteur modulo 12. En BCD, il faut utiliser 2
compteurs: un pour les dizaines et un autre pour les unités. En binaire, un seul compteur suffit
et compte de 0000 à 1011 (Fig.II.21). S'il faut afficher le contenu du compteur pour un
utilisateur humain, alors il est préférable de le faire en BCD, car en binaire, il faut ajouter un
circuit pour convertir l'hexadécimal en décimal, ce qui complique trop le circuit, il est
préférable de le faire en binaire car c'est plus efficace [6,9,11].
Fig.II.21. Compteur décimal
II.4.1.Synthèse des compteurs:
Les compteurs asynchrones et les compteurs synchrones sont conçus à partir de bascules
synchrones. C'est le mode de connexion de ces bascules qui détermine le type de compteur.
Lorsque les compteurs ont été conçus, réalisés, et implémentés dans un circuit intégré, ils
assurent entièrement la fonction comptage pour laquelle ils sont désignés, sans ‘rebouclage’
externe supplémentaire [9].
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
37
II.4.2. Compteurs asynchrones ou à propagation:
Le signal d'horloge de chacune des bascules internes qui le composent est issu de la sortie
d'une autre bascule, ou d'une fonction logique des sorties de plusieurs autres
bascules (Fig.II.22):
Fig.II.22. Compteur asynchrone à base de bascules RS
II.4.3. Bascule JK:
La bascule JK comporte trois entrées de commande, une entrée horloge et deux sorties
complémentaires (Fig.II.23). L'entrée RAZ permet la remise à zéro de la bascule, les entrées J
et K permettent de placer la bascule dans un état stable défini. Cette bascule est surtout
utilisée pour la division de fréquences et la réalisation de compteurs [9].
Fig.II.23. Symbole de la bascule JK à front montant
-Pour J = K = 0, le signal d'horloge est sans effet, il y a conservation du dernier état logique
pris par Q et non Q : il n'y a jamais de basculement.
-Pour J = K = 1, le système bascule à chaque front d'horloge (montant ou descendant selon les
modèles).
-Pour J différent de K, la sortie Q recopie l'entrée J et la sortie non Q recopie l'entrée K à
chaque front d'horloge.
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
38
On utilise cette bascule pour faire des compteurs. On compte jusqu'à 2n avec n bascules à la
suite et on compte dans l'ordre croissant avec des bascules à front descendant et dans l'ordre
décroissant avec des bascules à front montant [9,10].
II.4.3.1. Table de vérité:
II.4.3.2.Table de vérité alternative:
Équation de la bascule : (II.7)
Le chronogramme des états logiques des sorties de la bascule JK est représenté ci-dessous
[9,10] (Fig.II.24).
Fig.II.24. Chronogramme des sorties Q et non Q
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
39
II.4.4. Compteurs synchrones ou parallèles:
Le signal d'horloge de l'ensemble des bascules internes qui le composent est unique et
commun (Fig.II.25).
Le mode de comptage est régi en appliquant sur les entrées de contrôle (J-K ou D) une
fonction logique des sorties des autres bascules [10].
Fig.II.25. Compteur synchrone à base de bascules JK
On va représenter les chronogrammes des différentes entrées et sorties du compteur 4518 [10]
(Fig.II.26).
Fig.II.26. Chronogrammes des quatre sorties des bascules JK du compteur synchrone
II.4.5. Décodage BCD/sept-segments:
Un décodeur BCD-7-segments permet de prendre un code BCD sur quatre bits et de fournir
en sortie un code à 7-bits correspondant aux 7 segments d'un affichage numérique.
Ce dispositif très utile évite de devoir allumer les bons segments manuellement. Il constitue
un élément essentiel dans toute application nécessitant un affichage numérique en décimal
[9,10].
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
40
Il possède 4 entrées (valeur binaire de 0 à 15), et 7 sorties commandant chacune les segments
de l’afficheur (Fig.II.27) [9].
Fig.II.27. Décodeur BCD/7segments avec afficheur LCD 7segments
On donne ci-dessous la table de vérité et le logigramme du décodeur BCD/7segments [9]
(Figs.II.28, 29).
II.4.5.1. Table de vérité:
Fig.II.28. Table de vérité du décodeur BCD/7segments
II.4.5.2. Schéma interne:
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
41
Fig.II.29. Schéma interne du décodeur BCD/7segments
II.5. Afficheurs sept segments:
Dans un afficheur 7 segments, les segments sont généralement désignés par les lettres allant
de A à G (Fig.II.30). Dans le cas où l'afficheur comporte un point, servant de séparateur
décimal, celui-ci est désigné DP (de l'anglais décimal point) ; certains parlent dans ce cas d'un
afficheur « 8 segments » [9,10].
Fig.II.30. Schéma montrant la désignation de chacun des segments
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
42
Dans le cas d'afficheurs à DEL, deux cas de figures sont présents :
II.5.1. Afficheur à anode commune:
Toutes les anodes sont reliées et connectées au potentiel haut (Fig. II.31).
La commande du segment se fait par sa cathode mise au potentiel bas [9].
.
Fig.II.31. Schéma interne d’un afficheur sept segments à anode commune
II.5.2. Afficheur à cathode commune:
Toutes les cathodes sont reliées et connectées au potentiel bas (Fig. II.32).
La commande du segment se fait par son anode mise au potentiel haut [9].
Fig.II.32. Schéma interne d’un afficheur sept segments à cathode commune
CHAPITRE II : Circuits intégrés utilisés
43
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
43
III.1. Introduction:
Le télémètre à ultrasons réalisé dans le cadre de notre travail est constitué par des composants
électroniques simples: résistances, capacités, diodes, transistors et par des circuits intégrés
qui trouvent une large application dans le domaine de l’électronique numérique comme: les
ampli-op, bascules RS, monostables NE555, compteurs BCD, décodeurs.
Ce chapitre présente la description du fonctionnement électronique de chaque bloc de
l’appareil de mesure et leur simulation par utilisation du logiciel ISIS ainsi que la réalisation
pratique du télémètre.
III.2. Présentation générale du télémètre:
Fig.III.1. Constitution générale du télémètre à ultrasons
Le télémètre à ultrasons réalisé est constitué d'un bouton poussoir afin de lancer une
acquisition, et d’un système d’affichage numérique formé de trois afficheurs LCD pour
visualiser la distance en cm (Fig.III.1). Pour la mesure d’une distance, on n'a qu'à diriger la
tête de l’appareil ou se trouve un émetteur/récepteur d’ultrasons vers un objet puis appuyer
sur le bouton poussoir. En général Il faut procéder à plusieurs essais de mesures puis en faire
la moyenne afin d’éliminer au maximum les perturbations extérieures. Pour notre cas il faut
juste faire trois mesures pour la même distance mesurée.
Si la distance dépasse la valeur 999 cm, les trois afficheurs vont clignoter pour indiquer qu'il y
a dépassement (overflow) de la gamme de mesure.
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
44
III.3. Principe de mesure:
Il est basé sur la mesure du temps écoulé entre l’émission et le retour de l’écho (Fig.III.2).
C’est cette durée qui est dite temps de comptage du chronomètre. Après le système de
contrôle remet les compteurs à zéro puis recommence l’émission ultrasonique.
La vitesse de propagation de l’onde ultrasonore dans l’air environnant est de 342 m/sec.
Dès que cette onde incidente rencontre un obstacle, l'écho ou l’onde réfléchie revient vers le
capteur d’ultrasons (transducteur) qui stop le chronomètre au moment de la réception du
signal.
Fig.III.2. Principe de mesure du télémètre à ultrasons
Le résultat sortant du chronomètre ne subit aucune modification avant affichage. On considère
que 1 cm effectue par l’onde sonore correspond à une impulsion d’horloge. Sachant que les
ultrasons prennent 1s pour parcourir 343 m dans l’air, et que nous voulons calculer le temps
équivalent pour une distance de 1 cm, cette dernière sera donc parcourue pendant
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
45
T = 29.23 µs. Etant donné que ce signale effectué l’aller-retour, il faut donc multiplier ce
temps par 2 d’où T = 58.47 µs. Nous avons donc besoin de générer une fréquence d’horloge
de F = 1/T =17.1 KHz.
Le son a une vitesse de 343 m/s à 20 C° et de 331 m/s à 0 C°, pour pallier à cette variation
significative à cause de la variation de température du milieu de mesure. Il faut procéder à un
étalonnage de télémètre à la température où on envisage de l'utiliser [7].
III.4. Schéma en bloc du télémètre à ultrason:
Fig.III.3. Schéma en bloc du télémètre à ultrason
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
46
La mesure de la distance est déclenchée par un bouton poussoir indiquant le début de mesure
avec un circuit pour éliminer les parasites (Fig.III.3). Il est constitué par un filtre RC passe
haut et d’un trigger de schmitt. Le condensateur ne se chargera pas brusquement mais dune
façon progressive à cause de la limitation du courant de charge par la résistance R. Donc, la
tension aux bornes du condensateur C passer de la valeur initiale 0 volts à la valeur finale VC.
Quand la tension de sortie du circuit RC sera à l’état bas VC = 0 V, l’état de la sortie de trigger
sera haut. Et lorsque le bouton sera relâché la capacité C se déchargera à travers la résistance
R, et par conséquent la tension de sortie du circuit RC sera à l’état haut et la sortie du trigger
à l’état bas.
Le monostable par l’intermédiaire de la sortie du circuit RC va remettre les trois compteurs à
zéro (Reset=1), et en même temps il va attaquer l'entrée d'un deuxième monostable qui se
trouve a la sortie de la bascule de Schmitt et qui va remettre la sortie de la bascule RS à 1. Par
conséquence, il y'aura émission des ultrasons de 40 kHz par le NE555 utilisé en astable et par
transistor NPN BC574 fonctionnant en commutation. La sortie de la bascule RS va déclencher
un second monostable NE555 qui va servir à générer l'horloge des compteurs décimaux BCD.
A la réception des ultrasons par un circuit constitué par un capteur, amplificateur et un
détecteur de seuil, l’état de la sortie Q de la bascule RS passe de 1à zéro, ce qui bloque le
compteur à la valeur désirée N qui correspond bien à la distance mesurée x avec:
𝑁𝑇 =2x
v (III.1)
où: v est la vitesse du son dans le vide, v≈340 ms-1
[7].
N: nombre de périodes d’horloge comptées.
La période T devra réaliser la condition suivante pour que N soit égal à x:
𝑇 =2xmax
N∗v (III.2)
Avec: xmax est la distance maximale que le télémètre peut mesurer.
Si on prend: x=100 mm et v=340 ms-1
et N=100, on aura: F=1/T=17000 Hz.
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
47
III.5. Chronogramme de comptage:
L’impulsion à l’état haut de la sortie Q du premier monostable 4538 déclenche la Raz des
quatre compteurs. La sortie du 4538 attaque le trigger de schmitt, qui à son tour, attaque le
front montant du second monostable 4538. Ce dernier va par sa sortie Q¯ déclencher le début
du comptage (Fig.III.4). Quand le récepteur reçoit l’onde ultrasonore de retour, sa sortie
attaque le reset de la bascule RS, qui à son tour déclenche en même temps les deux
monostables NE555. L’un de ces deux donnes l’ordre à l’émetteur d’ultrasons d’envoyer la
salve d’ultrasons, et le second monostable c’est pour générer le Clock ou l’horloge des
compteurs.
Fig.III.4. Chronogramme de comptage
III.6. Différents éléments du montage:
III.6.1. Etude de la génération du signal ultrasonique:
On a vu que lors du lancement de l'acquisition d'une mesure que la sortie Q de la bascule RS
passe à 1. Cette dernière est reliée à l’entrée Reset d’un circuit astable NE555B qui va être
déclenché, ce qui va lui permettre d’osciller à une fréquence de 40 KHz (fréquence fixée par
deux résistances de 1 et de 1.2 Kohms et une capacité de 10nF) (Fig.III.5). Cette même
fréquence n'étant pas choisie au hasard, il s'agit de la fréquence d'oscillation des transducteurs
à ultrasons. Le courant de sortie du NE555B n’est pas suffisant pour attaquer ou polariser
l’émetteur ultrasons, on place donc à sa sortie un transistor de commutation BC 547 en
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
48
émetteur commun. La résistance du collecteur est égale à 470 Kohms, elle va servir à la
décharge à travers elle de la capacité du transducteur à ultrasons qui est équivalent à une
résistance et d'une capacité en parallèle.
Fig.III.5. Schéma électronique du bloc d’émetteur
III.6.2. Etude de la réception du signal ultrasonique:
Les ultrasons qui ont été émis vont revenir avec un niveau de tension faible vers le récepteur
d'ultrasons en gardant la même fréquence de 40KHz. Il faut donc procéder à une
amplification sélective de ce signal faible pour éliminer les parasites extérieurs, suivie dune
remise en forme de ce signal filtré.
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
49
Fig.III.6. Schéma électronique du bloc de réception
Notre récepteur à ultrasons est constitue d'une résistance de 10 Kohm en parallèle avec lui
(Fig.III.6). Pour décharger la capacité interne de ce récepteur (comme pour le cas de
l’émetteur); il va attaquer un ampli-op monté en suiveur de tension, dont la sortie est en série
avec un autre ampli-op sélectif (les amplificateurs opérationnels sont tous des TL 08X, 4 dans
un même boîtier : TL 084). Le coefficient d’amplification est de 470 lorsque le circuit
bouchon RLC (une inductance L, un condensateur C, une résistance R en parallèle) résonne
à la fréquence de 40 KHz. Aux autres fréquences, ce circuit présentant une impédance
presque nulle, permet d’éliminer les bruits et parasites. Le signal de sortie filtré est appliqué
ensuite à un ampli-op monté en comparateur (TL084) possédant une très forte impédance
d'entrée (entrée sur transistor à effet de champ JFET). Le comparateur, compare le signal
précédent sur son entrée inverseuse à une tension ajustable par potentiomètre entre la tension
d'alimentation Valim et la masse virtuelle sur son entrée non-inverseuse. La sortie de ce
comparateur est égale à Vcc en cas de non-réception d'un signal (e+> e-).et proche de la
masse en cas de réception (e+< e-).
Pour la commande de la bascule RS, on doit diviser par deux la tension de sortie de ce
comparateur en utilisant un diviseur de tension constitué de deux résistances de 10 Kohms
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
50
placées en série. La bascule RS est alimentée en 5 volts (TTL), la partie émission/réception
étant alimentée avec une tension prélevée directement en sortie de l'alimentation (12 volts).
L’alimentation devrait être idéalement égale aux environs de 12volts. L'entrée R de la bascule
doit être protégée par deux diodes écretteuses (1N4148) afin de limiter l'excursion de la
tension entre Vcc+0.6V et Vcc-0.6V.
Les amplis-op utilisés fonctionnent avec une alimentation symétrique, il fallait donc générer
une masse virtuelle, ce qui consiste à diviser la tension d'alimentation par deux. La tension
que l'on obtient est appelée masse virtuelle. Vu a partir d'un amplificateur opérationnel qui
reçoit la masse et Vcc par rapport à cette même masse virtuelle, la masse devient alors
équivalente à -Vcc /2 et + Vcc/2. La génération de cette masse virtuelle est réalisée pour le
quatrième et dernier amplificateur opérationnel du circuit TL084 (TL084/A4) (Fig. III.6).
III.6.3. Circuit de déclenchement et de contrôle de la mesure:
Fig.III.7. Schéma électronique du déclenchement de la mesure
Pour l'acquisition d'une mesure, on appuye sur le bouton poussoir qui est placé en série avec
une résistance de 100 Kohms provoquant ainsi un reset sur la borne de déclenchement R du
monostable 4538/A dont l'entrée est sensible au front descendant (Fig.III.7), et cela afin de
lancer l'opération de mesure.
En sortie de ce monostable l’impulsion générée sert de reset aux compteurs du bloc
d’affichage (remise a zéro des compteurs). Cette même impulsion de la sortie non inversée Q
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
51
est également envoyée à l'entrée du second monostable à travers un trigger de Schmitt qui,
sensible au front montant, va mettre l'entrée S à un zéro logique (donc Q est mise à 1) de la
bascule RS (Fig.III.8).
Fig.III.8. Schéma électronique d’acquisition de l'ordre de mesure
III.6.4. Circuit de comptage et d'affichage:
Le module de comptage et d'affichage comporte 3 afficheurs LCD, trois décodeurs et quatre
compteurs destinés à indiquer la distance mesurée en centimètres (Fig.III.9).
Le principe du comptage est basé sur l'utilisation de quatre compteurs BCD. La sortie de ces
compteurs doit être convertie en code 7 segments par des décodeurs appropriés. Les
compteurs utilisés comportent 4 bits de sortie ; ils vont permettre chacun de coder un chiffre.
L’affichage de chaque chiffre comporte : un transcodeur 7 segments dont le rôle est de
convertir le code BCD de la sortie d’un compteur en code 7 segments, permettant l’affichage
du chiffre correct correspondant sur un afficheur 7 segments.
Le module de comptage-affichage reçoit les trois signaux suivants du module de la logique de
commande (Fig.III.9):
-Horloge (Clock) dont chaque front incrémente les compteurs d'une unité ;
-Raz (reset), sert à la remise à zéro de la sortie des quatre compteurs ;
-Affichage (Latché), permet d’afficher les états des trois compteurs sur les trois afficheurs.
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
52
Lors du lancement d'une mesure, la sortie Q de la bascule RS est à 1 et l'oscillateur NE555
oscille à une fréquence de 17 KHz. En même temps il va constituer la base de temps du
système de comptage (Fig.III.9). Sa sortie Q va directement attaquer les quatre compteurs
placés en cascade (compteurs 4518 du type BCD, deux par boîtier).
Fig.III.9. Monostable NE555A pour horloge du comptage
Les trois premiers compteurs vont générer trois mots BCD représentant respectivement les
unités, dizaines et centaines. Le quatrième compteur va servir à détecter le dépassement de la
capacité de mesure à partir de la valeur enregistrée sur les trois afficheurs 999. Ainsi, lors du
passage de 999 à 1000, il y aura un front descendant sur le bit Q4 du compteur indiquant les
centaines que le dernier étage de comptage va prendre en compte en s'incrémentant. La sortie
Q1 du dernier compteur va alors passer à 1 entraînant en même temps le blocage du comptage
avec l'apparition d'une oscillation à 1 Hz au niveau de l'affichage pour le maintien de la valeur
affichée sur les trois afficheurs.
Les compteurs reçoivent les fronts d'horloge sur leurs entrées Enables (non sur les entrées
Clock) qui sont en fait des entrées d'horloge inversées. Pour le bit de dépassement de capacité
Q1 du dernier compteur des unités, on voit sur le schéma électronique que celui-ci est relié à
l'entrée Clock du premier compteur des centaines (Fig III.10). Ce qui revient donc à bloquer
le comptage sur la valeur 000 puisque elle vient directement après 999.
Les sorties des trois compteurs BCD ne peuvent pas commander directement les trois
afficheurs LCD, il faut donc utiliser trois décodeurs d'afficheurs de type 4543. Chacun des
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
53
trois va recevoir sur leurs quatre entrées un mot de 4 bits BCD et génèrent en sortie un mot de
7 bits qui commandera chacun des sept segments.
Les afficheurs LCD utilisés ne peuvent pas recevoir une différence de potentiel constante, car
cela entraînerait la détérioration du segment soumis à cette différence de potentiel. Pour
allumer ou exciter un segment LCD, il faut utiliser un signal d'horloge de valeur moyenne
nulle pour rendre opaque les cristaux qui constituent les afficheurs, ce qui n’est pas le cas
pour les afficheurs a LED.
Fig.III.10. Schéma électronique du comptage et affichage
Ce signal d’horloge est généré par un oscillateur à trigger de Schmitt. Celui-ci est envoyé en
même temps à l'entrée commune de chaque afficheur (Com sur le schéma électronique) et à
l'entrée PH des trois décodeurs 4543. Ainsi pour allumer un segment, le décodeur doit
inverser le signal présent sur son entrée PH avant de l'envoyer au segment qu’il commande.
L'entrée Com recevant ce même signal en opposition de phase, va donc générer sur le
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
54
segment une horloge de valeur moyenne nulle. Pour le non allumage d’un segment, il faut lui
envoyer le signal PH non inversé.
Pour le clignotement de l'affichage dans le cas d'un dépassement de capacité. Le bit Q1 du
dernier compteur correspondant au dépassement de la capacité de comptage est relié non
seulement vers l'entrée Clock du premier compteur, mais également vers une porte Nand
4093-A2 sur le schéma électronique (Fig.III.11). Cette joue le rôle d'interrupteur, laissant ou
non passer le signal en provenance de l'oscillateur à trigger de Schmitt 4093-A4 en direction
de l'entrée BI des décodeurs d'affichage. L'entrée BI est en effet une commande de blanking
qui permet d'effacer l'affichage lorsqu'elle reçoit un état logique haut. Cette entrée BI par
l’intermédiaire d'un inverseur 4093-A1 est donc reliée à la sortie de la porte Nand 4093-A2
qui, lors d'un dépassement de capacité, laissera passer l'horloge à 1 Hz vers BI et qui, dans le
cas contraire, devra placer BI à 0.
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
55
Fig. III.11. Schéma électronique complet du télémètre à ultrasons
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
56
III.8. Schémas de simulation par ISIS:
III.8.1. Bloc d’émission:
Fig. III.11. Circuit électronique d’émission
Fig. III.12. Sortie de la bascule RS vers le circuit d’émission
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
57
III.8.2. Bloc de réception:
Fig. III.13. Circuit électronique de réception
Fig. III.14. Sortie du circuit de réception vers la bascule RS
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
58
III.8.3. Bloc de commande:
Fig. III.15. Circuit électronique de commande
III.8.4. Bloc d’affichage:
Fig. III.16. Circuit électronique d’affichage
CHAPITRE III Etude pratique du fonctionnement du télémètre
59
III.8.4.1. Exemple d’affichage:
Fig. III.17. Schéma d’ISIS d’un exemple d’affichage
CONCLUSION GENERALE
59
Conclusion générale:
Ce projet nous a permis de faire le lien entre l’étude théorique d’un montage électronique
et sa réalisation pratique et de connaitre qu’il y a une marge de différence entre ces deux
parties, puisque parfois on néglige quelques paramètres dans nos calculs mais ont les trouve
dans la réalisation. Cette petite différence nous a encouragés de bien chercher des solutions et
de faire d’autres choix pour atteindre notre objectif, ce qui nous a permis d’avoir plus
d’expérience dans ce domaine.
Nous avons ensuite procédé à des tests pour vérifier le bon fonctionnement et de déterminer
les limites d'utilisation.
L'impression générale du groupe à la suite de ce projet est positive. En effet, on a mi en
pratique les connaissances que nous avions acquises. En outre, ce qui nous a particulièrement
intéressé est d'avoir effectué un travail de conception, ce qu'on ne nous avait jusqu'alors
jamais proposé.
Pour le futur nous proposons les trois idées suivantes :
-Réalisation d’un télémètre à longue portée qui mesure la distance des deux côtés en même
temps.
-Utilisation d’un microcontrôleur afin de minimiser la circuiterie, le cout et l’encombrement.
-L’ajout d’un circuit performant pour le filtrage.
Résumé:
Le travail présenté dans ce mémoire est consacré principalement à la réalisation d'un
télémètre à ultrasons. Le travail à effectuer se décompose en plusieurs parties. La première
étape est la conception du montage, accompagnée du câblage des solutions proposées afin de
les tester et de les valider. La deuxième étape est la fabrication de ce télémètre sous forme
d’un circuit imprimé. Enfin, il s’agit de procéder aux réglages et à l’étalonnage du télémètre,
de vérifier son bon fonctionnement, et éventuellement d’en déterminer les limites
d’utilisation.
Mots clés :
Télémètre, les ultrasons, émetteur ultrasons, récepteur ultrasons, piézoélectricité, et l'onde
ultrasonore.
Keywords:
Rangefinder, ultrasound, ultrasonic transmitter, ultrasonic receiver, piezoelectricity, and the
ultrasonic wave
Abstract:
The work presented in this paper is mainly dedicated to the production of a ultrasonic
rangefinder. The work to be performed is divided into several parts. The first step is the
design of the installation, with wiring proposed to test and validate solutions. The second step
in manufacturing the rangefinder as a printed circuit. Finally, it is making adjustments and
calibration of the rangefinder, to verify proper operation and possibly determine the limits.
Annexe A
i
Quelques types de capteurs d’ultrasons avec leurs caractéristiques techniques de
fonctionnement
-Fréquence d’émission : 40 KHz.
-Gamme de détection : de 0 à 255 cm avec un
écart de +/- 3 cm.
-Bus interface I2C.
-Résolution d’environ 6cm.
-Dimensions : 55mm x 42 mm x 26 mm.
Les quelques limitations qui ont pu être relevées sur le capteur sont :
-Les mesures inférieures à 3 cm ne peuvent être effectuées. Cela correspond au problème du
temps de retour nécessaire de l’onde.
-Les mesures jusqu’à 20 cm sont relativement assez précises dans un angle compris entre -8°
et +30°. En effet, le récepteur est à gauche et l’émetteur est à droite, ce qui explique que les
mesures effectuées à gauche sont moins précises que les mesures effectuées à droite.
-Entre 20 et 80cm les mesures restent faisables mais avec une erreur inférieure à 8%, ce qui
n’est pas si mal pour un capteur de ce type.
-Fréquence d’émission : 40
KHz.
-Mesure de distance : entre 3
centimètres et 3 mètres.
-Durée des impulsions : 250
microsecondes.
Annexe A
ii
-Mesure de distance : entre 2
centimètres et 3,3 mètres.
-Erreur moyenne inférieure à 0,5
centimètres.
-Fréquence d’émission : 40 KHz.
L’émetteur se trouve à droite et le récepteur à gauche lorsqu’on regarde le capteur de face
(comme présenté dans la figure ci-dessus).
Annexe B
Part Number
Temperature Range
Package N D
NE555
SA555
SE555
0oC, 70oC
–40oC, 105oC
–55oC, 125oC
.
.
.
.
.
NE555 ® SA555 - SE555
GENERAL PURPOSE SINGLE BIPOLAR TIMERS
LOW TURN OFF TIME
MAXIMUM OPERATING FREQUENCY
GREATER THAN 500kHz
TIMING FROM MICROSECONDS TO HOURS
OPERATES IN BOTH ASTABLE AND
MONOSTABLE MODES
HIGH OUTPUT CURRENT CAN SOURCE OR
SINK 200mA
ADJUSTABLE DUTY CYCLE
TTL COMPATIBLE
TEMPERATURE STABILITY OF 0.005%
PERoC
DESCRIPTION
The NE555 monolithic timing circuit is a highly stable
controller capable of producing accurate time delays
or oscillation. In the time delay mode of operation,
the time is precisely controlled by one external re-
sistor and capacitor. For a stable operation as an os-
cillator, the free running frequency and the duty cy-
cle are both accurately controlled with two external
resistors and one capacitor. The circuit may be trig-
gered and reset on falling waveforms, and the out-
put structure can source or sink up to 200mA. The
NE555 is available in plastic and ceramic minidip
package and in a 8-lead micropackage and in metal
can package version.
N
DIP8
(Plastic Package) ORDER CODES
D
SO8
(Plastic Micropackage)
PIN CONNECTIONS (top view)
1 8 1 - GND
2 - Trigger
3 - Output 2 7 4 - Reset
5 - Control voltage
6 - Threshold 3 6
7 - Discharge
8 - VCC
4 5
Annexe B
V
NE555/SA555/SE555
BLOCK DIAGRAM
+ CC
5k
THRESHOLD
CONTROL VOLTAGE
TRIGGER
COMP
5k
COMP
R
FLIP-FLOP
Q
S
INHIBIT/ RESET
DISCHARGE
OUT
5k
RESET
SCHEMATIC DIAGRAM
THRESHOLD
COMPARATOR
CONTROL VOLTAGE
OUTPUT
VCC
R1
4.7k
R2
830
R3
4.7k
5
R4 R8
1k 5k
R12
6.8k
Q5 Q6 Q7 Q8 Q9
Q19
Q20
Q21
Q22
THRESHOLD
Q1 Q4
Q2 Q3
R11 5k
R9
R17
4.7k
Q23
3.9k
D1
3
R14
TRIGGER
2
4
RESET
DISCHARGE 7
Q15
Q10
Q11 Q12 5k D2
Q13
Q16 Q18
Q17
R16
100
220
R15
4.7k
Q24
G N D
Q14
1
R5 10k
R6 100k
R7 100k
R10 5k
TRIGGER COMPARATOR FLIP FLOP
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Symbol Parameter Value Unit Vcc Supply Voltage 18 V
Toper Operating Free Air Temperature Range for NE555 for SA555 for SE555
0 to 70 –40 to 105 –55 to 125
oC
Tj Junction Temperature 150 oC
Tstg Storage Temperature Range –65 to 150 oC
Annexe B
NE555/SA555/SE555
OPERATING CONDITIONS
Symbol Parameter SE555 NE555 - SA555 Unit VCC Supply Voltage 4.5 to 18 4.5 to 18 V
Vth, Vtrig, Vcl, Vreset Maximum Input Voltage VCC VCC V
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
Tamb = +25oC, VCC = +5V to +15V (unless otherwise specified)
Symbol
Parameter SE555 NE555 - SA555
Unit Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
ICC Supply Current (RL ) (- note 1) Low State VCC = +5V
VCC = +15V High State VCC = 5V
3
10 2
5
12
3
10 2
6
15
mA
Timing Error (monostable) (RA = 2k to 100k , C = 0.1 F) Initial Accuracy - (note 2) Drift with Temperature Drift with Supply Voltage
0.5 30
0.05
2 100 0.2
1 50 0.1
3
0.5
% ppm/ C
%/V
Timing Error (astable) (RA, RB = 1k to 100k , C = 0.1 F, VCC = +15V) Initial Accuracy - (note 2) Drift with Temperature Drift with Supply Voltage
1.5 90
0.15
2.25 150 0.3
% ppm/ C
%/V VCL Control Voltage level
VCC = +15V VCC = +5V
9.6 2.9
10
3.33
10.4 3.8
9
2.6
10
3.33
11 4
V
Vth Threshold Voltage VCC = +15V VCC = +5V
9.4 2.7
10
3.33
10.6
4
8.8 2.4
10
3.33
11.2 4.2
V
Ith Threshold Current - (note 3) 0.1 0.25 0.1 0.25 A Vtrig Trigger Voltage
VCC = +15V VCC = +5V
4.8
1.45
5
1.67
5.2 1.9
4.5 1.1
5
1.67
5.6 2.2
V
Itrig Trigger Current (Vtrig = 0V) 0.5 0.9 0.5 2.0 A Vreset Reset Voltage - (note 4) 0.4 0.7 1 0.4 0.7 1 V Ireset Reset Current
Vreset = +0.4V Vreset = 0V
0.1 0.4
0.4 1
0.1 0.4
0.4 1.5
mA
VOL Low Level Output Voltage VCC = +15V, IO(sink) = 10mA
IO(sink) = 50mA IO(sink) = 100mA IO(sink) = 200mA
VCC = +5V, IO(sink) = 8mA IO(sink) = 5mA
0.1 0.4 2
2.5 0.1
0.05
0.15 0.5 2.2
0.25 0.2
0.1 0.4 2
2.5 0.3
0.25
0.25 0.75 2.5
0.4 0.35
V
VOH High Level Output Voltage VCC = +15V, IO(source) = 200mA
IO(source) = 100mA VCC = +5V, IO(source) = 100mA
13 3
12.5 13.3 3.3
12.75 2.75
12.5 13.3 3.3
V
Notes : 1. Supply current when output is high is typically 1mA less. 2. Tested at VCC = +5V and VCC = +15V. 3. This will determine the maximum value of RA + RB for +15V operation the max total is R = 20M and for 5V
operation the max total R = 3.5M .
Annexe B
NE555/SA555/SE555
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
Symbol
Parameter SE555 NE555 - SA555
Unit Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
Idis(off) Discharge Pin Leakage Current (output high) (Vdis = 10V)
20 100 20 100 nA
Vdis(sat) Discharge pin Saturation Voltage (output low) - (note 5) VCC = +15V, Idis = 15mA VCC = +5V, Idis = 4.5mA
180 80
480 200
180 80
480 200
mV
tr tf
Output Rise Time Output Fall Time
100 100
200 200
100 100
300 300
ns
toff Turn off Time - (note 6) (Vreset = VCC) 0.5 0.5 s Notes : 5. No protection against excessive Pin 7 current is necessary, providing the package dissipation rating will not be exceeded.
6. Time mesaured from a positive going input pulse from 0 to 0.8x VCC into the threshold to the drop from high to low of the output trigger is tied to treshold.
Figure 1 : Minimum Pulse Width Required for
Trigering
Figure 2 : Supply Current versus Supply Voltage
Figure 3 : Delay Time versus Temperature Figure 4 : Low Output Voltage versus Output
Sink Current
Annexe B
NE555/SA555/SE555
Figure 5 : Low Output Voltage versus Output
Sink Current
Figure 6 : Low Output Voltage versus Output
Sink Current
Figure 7 : High Output Voltage Drop versus
Output
Figure 8 : Delay Time versus Supply Voltage
Figure 9 : Propagation Delay versus Voltage
Level of Trigger Value
Annexe B
NE555/SA555/SE555
APPLICATION INFORMATION
MONOSTABLE OPERATION
In the monostable mode, the timer functions as a
one-shot. Referring to figure 10 the external capaci-
tor is initially held discharged by a transistor inside
the timer.
Figure 11
t = 0.1 ms / div
INPUT = 2.0V/div
Figure 10
V
CC = 5 to
15V
OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div
Reset
Trigger
Output
4 8
2
NE555
3
1
R1
7
6 C1
Control Voltage
5
0.01 F
CAPACITOR VOLTAGE = 2.0V/div
R1 = 9.1k , C1 = 0.01 F, RL = 1k
Figure 12
The circuit triggers on a negative-going input signal
when the level reaches 1/3 Vcc. Once triggered, the
circuit remains in this state until the set time has
elapsed, even if it is triggered again during this in-
terval. The duration of the output HIGH state is given
by t = 1.1 R1C1 and is easily determined by figure 12.
Notice that since the charge rate and the threshold
level of the comparator are both directly proportional
to supply voltage, the timing interval is independent
of supply. Applying a negative pulse simultaneously
to the reset terminal (pin 4) and the trigger terminal
(pin 2) during the timing cycle discharges the exter-
nal capacitor and causes the cycle to start over. The
timing cycle now starts on the positive edge of the
reset pulse. During the time the reset pulse in ap-
plied, the output is driven to its LOW state.
When a negative trigger pulse is applied to pin 2, the
flip-flop is set, releasing the short circuit across the external capacitor and driving the output HIGH. The
voltage across the capacitor increases exponen- tially with the time constant = R1C1. When the volt-
age across the capacitor equals 2/3 Vcc, the compa-
rator resets the flip-flop which then discharge the ca- pacitor rapidly and drivers the output to its LOW
state.
Figure 11 shows the actual waveforms generated in
this mode of operation.
When Reset is not used, it should be tied high to
avoid any possibly or false triggering.
C ( F)
10
1.0
0.1
0.01
0.001
10 100 1.0 10 100 10 (td ) s s ms ms ms s
ASTABLE OPERATION
When the circuit is connected as shown in figure 13 (pin 2 and 6 connected) it triggers itself and free runs
as a multivibrator. The external capacitor charges
through R1 and R2 and discharges through R2 only.
Thus the duty cycle may be precisely set by the ratio
of these two resistors.
In the astable mode of operation, C1 charges and
discharges between 1/3 Vcc and 2/3 Vcc. As in the
triggered mode, the charge and discharge times and therefore frequency are independent of the supply
voltage.
Annexe B
OUTPUT VOLTAGE = 5.0V/div
CAPACITOR VOLTAGE = 1.0V/div
NE555/SA555/SE555
Figure 13 Figure 15 : Free Running Frequency versus R1,
R2 and C1
VCC = 5 to 15V
Output 3
R1
4 8
7
NE555 R2
C ( F)
10
1.0
0.01 F
Control
Voltage 5
1
6
2 C1
0.1
0.01
Figure 14 shows actual waveforms generated in this
mode of operation.
The charge time (output HIGH) is given by :
t1 = 0.693 (R1 + R2) C1
and the discharge time (output LOW) by :
t2 = 0.693 (R2) C1
Thus the total period T is given by :
T = t1 + t2 = 0.693 (R1 + 2R2) C1
The frequency ofoscillation is them :
f 1 1.44 T R1 2R2 C1
0.001
0.1 1 10 100 1k 10k fo (Hz)
PULSE WIDTH MODULATOR
When the timer is connected in the monostable
mode and triggered with a continuous pulse train,
the output pulse width can be modulated by a signal
applied to pin 5. Figure 16 shows the circuit.
and may be easily found by figure 15.
The duty cycle is given by :
D R2
R1 2R2
Figure 16 : Pulse Width Modulator.
VCC
R A
4 8
Figure 14
t = 0.5 ms / div
Trigger 2
Output 3
NE555
1
7
6
Modulation
Input 5
C
R1 = R2 = 4.8k , C1= 0.1 F, RL = 1k
Annexe B
NE555/SA555/SE555
LINEAR RAMP
When the pullup resistor, RA, in the monostable cir-
cuit is replaced by a constant current source, a linear
ramp is generated. Figure 17 shows a circuit con- figuration that will perform this function.
Figure 17.
50% DUTY CYCLE OSCILLATOR
For a 50% duty cycle the resistors RA and RE may
be connected as in figure 19. The time preriod for the output high is the same as previous,
t1 = 0.693 RA C. For the output low it is t2 =
[ RARB RA RB ] CLn RB 2RA
2RB RA
VCC
Thus the frequency of oscillation is f 1
t1 t2
Trigger
4 8
2
NE555
R E R1
7
2N4250
or equiv. 6
Note that this circuit will not oscillate if RB is greater
Figure 19 : 50% Duty Cycle Oscillator.
VCC
Output 3
C
5 R2 0.01 F
1
4 8
2 7
NE55 6
RB
22k
VCC
R A
51k
Figure 18 shows waveforms generator by the linear
ramp.
The time interval is given by :
2/3 VCC RE R1 R2 C
Out 3
1
5 0.01 F
C 0.01 F
T VBE 0.6V R1 VCC VBE R1 R2
Figure 18 : Linear Ramp.
VCC = 5V Top trace : input 3V/DIV Time = 20 s/DIV Middle trace : output 5V/DIV R1 = 47k Bottom trace : output 5V/DIV R2 = 100k Bottom trace : capacitor voltage RE = 2.7k 1V/DIV C = 0.01 F
than 1/2 RA because the junction of RA and RB can- not bring pin 2 down to 1/3 VCC and trigger the lower comparator.
ADDITIONAL INFORMATION
Adequate power supply bypassing is necessary to
protect associated circuitry. Minimum recom-
mended is 0.1 F in parallel with 1 F electrolytic.
Annexe B
PM
-DIP
8.E
PS
D
IP8
.TB
L
NE555/SA555/SE555
PACKAGE MECHANICAL DATA
8 PINS - PLASTIC DIP
Dimensions Millimeters Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max. A 3.32 0.131 a1 0.51 0.020 B 1.15 1.65 0.045 0.065 b 0.356 0.55 0.014 0.022
b1 0.204 0.304 0.008 0.012 D 10.92 0.430 E 7.95 9.75 0.313 0.384 e 2.54 0.100
e3 7.62 0.300 e4 7.62 0.300 F 6.6 0260 i 5.08 0.200 L 3.18 3.81 0.125 0.150 Z 1.52 0.060
Annexe B
OR
DE
R C
OD
E :
SO
8.T
BL
PM
-SO
8.E
PS
NE555/SA555/SE555
PACKAGE MECHANICAL DATA
8 PINS - PLASTIC MICROPACKAGE (SO)
Dimensions Millimeters Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max. A 1.75 0.069 a1 0.1 0.25 0.004 0.010 a2 1.65 0.065 a3 0.65 0.85 0.026 0.033 b 0.35 0.48 0.014 0.019
b1 0.19 0.25 0.007 0.010 C 0.25 0.5 0.010 0.020 c1 45o (typ.) D 4.8 5.0 0.189 0.197 E 5.8 6.2 0.228 0.244 e 1.27 0.050
e3 3.81 0.150 F 3.8 4.0 0.150 0.157 L 0.4 1.27 0.016 0.050 M 0.6 0.024 S 8
o (max.)
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Annexe B
Annexe C
CC
TL084 TL084A - TL084B
GENERAL PURPOSE J-FET QUAD OPERATIONAL AMPLIFIERS
■ WIDE COMMON-MODE (UP TO V +) AND
DIFFERENTIAL VOLTAGE RANGE
■ LOW INPUT BIAS AND OFFSET CURRENT
■ OUTPUT SHORT-CIRCUIT PROTECTION
■ HIGH INPUT IMPEDANCE J–FET INPUT
STAGE
■ INTERNAL FREQUENCY COMPENSATION
■ LATCH UP FREE OPERATION
■ HIGH SLEW RATE : 16V/ s (typ)
N
DIP14
(Plastic Package)
D
SO14
(Plastic Micropackage)
p
TSSOP14
(Thin Shrink Small Outline Package)
DESCRIPTION
The TL084, TL084A and TL084B are high speed
J–FET input quad operational amplifiers incorpo-
rating well matched, high voltage J–FET and bipo-
lar transistors in a monolithic integrated circuit.
The devices feature high slew rates, low input bias
and offset currents, and low offset voltage temper-
ature coefficient.
ORDER CODE
Part Number
Temperature Range
Package
N D P
TL084M/AM/BM -55°C, +125°C TL084I/AI/BI -40°C, +105°C TL084C/AC/BC 0°C, +70°C Example : TL084CN, TL084CD
N = Dual in Line Package (DIP) D = Small Outline Package (SO) - also available in Tape & Reel (DT) P = Thin Shrink Small Outline Package (TSSOP) - only available
in Tape & Reel (PT)
PIN CONNECTIONS (top view)
Output 1 1 14 Output 4
Inverting Input 1 2 -
Non-inverting Input 1 3 +
VCC + 4
- 13
+ 12
11
Inverting Input 4
Non-inverting Input 4
VCC -
Non-inverting Input 2 5 +
Inverting Input 2 6 -
Output 2 7
+ 10
- 9
8
Non-inverting Input 3
Inverting Input 3
Output 3
Annexe C
TL084 - TL084A - TL084B
SCHEMATIC DIAGRAM (each amplifier)
VCC
No n- inver t ing input
Inv er t in g
in pu t
30k
1 0 0
1 0 0
20 0
Output
8.2k
1.3k 35k 1.3k 35k 1 0 0
VCC
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Symbol Parameter TL084M, AM, BM TL084I, AI, BI TL084C, AC, BC Unit
VCC Supply voltage - note 1) ±18 V
Vi Input Voltage - note 2) ±15 V
Vid Differential Input Voltage - note 3) ±30 V
Ptot Power Dissipation 680 mW
Output Short-circuit Duration - note 4) Infinite Toper Operating Free-air Temperature Range -55 to +125 -40 to +105 0 to +70 °C Tstg Storage Temperature Range -65 to +150 °C
1. All voltage values, except differential voltage, are with respect to the zero reference level (ground) of the supply voltages where the zero reference level is the midpoint between VCC
+ and VCC-.
2. The magnitude of the input voltage must never exceed the magnitude of the supply voltage or 15 volts, whichever is less.
3. Differential voltages are the non-inverting input terminal with respect to the inverting input terminal.
4. The output may be shorted to ground or to either supply. Temperature and/or supply voltages must be limited to ensure that the dissipation rating is not exceeded
Annexe C
TL084 - TL084A - TL084B
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
VCC = ±15V, Tamb = +25°C (unless otherwise specified)
Symbol
Parameter
TL084I,M,AC,AI,AM, BC,BI,BM
TL084C
Unit
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
Vio
Input Offset Voltage (Rs 50 )
Tamb = +25°C TL084
TL084A TL084B
Tmin Tamb Tmax TL084 TL084A TL084B
3 3
1
10 6
3 13
7
5
3
10
13
mV
DVio Input Offset Voltage Drift 10 10 V/°C
Iio
Input Offset Current - note 1)
Tamb = +25°C
Tmin Tamb Tmax
5
100 4
5
100
4
pA nA
Iib
Input Bias Current -note 1 Tamb = +25°C
Tmin Tamb Tmax
20
200 20
20
400 20
pA nA
Avd
Large Signal Voltage Gain RL = 2k , Vo = ±10V)
Tamb = +25°C
Tmin Tamb Tmax
50 25
200
25 15
200
V/mV
SVR
Supply Voltage Rejection Ratio (RS 50
Tamb = +25°C
Tmin Tamb Tmax
80 80
86
70 70
86
dB
ICC
Supply Current, no load, per amplifier Tamb = +25°C
Tmin Tamb Tmax
1.4
2.5 2.5
1.4
2.5 2.5
mA
Vicm Input Common Mode Voltage Range ±11 +15 -12
±11 +15 -12
V
CMR
Common Mode Rejection Ratio (RS 50
Tamb = +25°C
Tmin Tamb Tmax
80 80
86
70 70
86
dB
Ios
Output Short-circuit Current Tamb = +25°C
Tmin Tamb Tmax
10 10
40
60 60
10 10
40
60 60
mA
±Vopp
Output Voltage Swing Tamb = +25°C RL = 2k
RL = 10k Tmin Tamb Tmax RL = 2k
RL = 10k
10
12 10
12
12
13.5
10
12 10
12
12
13.5
V
SR Slew Rate (Tamb = +25°C)
Vin = 10V, RL = 2k , CL = 100pF, unity gain
8
16
8
16 V/ s
tr Rise Time (Tamb = +25°C)
Vin = 20mV, RL = 2k , CL = 100pF, unity gain
0.1
0.1 s
Kov Overshoot (Tamb = +25°C)
Vin = 20mV, RL = 2k , CL = 100pF, unity gain
10
10 %
GBP Gain Bandwidth Product (Tamb = +25°C)
Vin = 10mV, RL = 2k , CL = 100pF, f= 100kHz
2.5
4
2.5
4 MHz
Ri Input Resistance 1012 1012
Annexe C
Symbol
Parameter
TL084I,M,AC,AI,AM,
BC,BI,BM
TL084C
Unit
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
THD
Total Harmonic Distortion (Tamb = +25°C),
f= 1kHz, RL = 2k ,CL = 100pF, Av = 20dB, Vo = 2Vpp
0.01
0.01
%
en Equivalent Input Noise Voltage
RS 100 f = 1KHz
15
15 nV
----------- Hz
m Phase Margin 45 45 degrees
Vo1/Vo2 Channel Separation
120
120
dB
TL084 - TL084A - TL084B
Av = 100
1. The input bias currents are junction leakage currents which approximately double for every 10°C increase in the junction temperature.
Annexe C
MA
XIM
UM
PE
AK
-TO
-PE
AK
OU
TP
UT
VO
LT
AG
E (
V)
TL084 - TL084A - TL084B
MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT
VOLTAGE versus FREQUENCY
MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT
VOLTAGE versus FREQUENCY
MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT
VOLTAGE versus LOAD RESISTANCE
MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT
VOLTAGE versus FREQUENCY
MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT
VOLTAGE versus FREE AIR TEMP.
MAXIMUM PEAK-TO-PEAK OUTPUT
VOLTAGE versus SUPPLY VOLTAGE
30
RL = 10 k
25 Tamb
20
15
10
5
= +25˚C
0 2 4 6 8 10 12 14 16
SUPPLY VOLTAGE ( V)
Annexe C
VCC =
15V No
signal
No load
Tamb = +25˚C
No signal
No load
INP
UT
BIA
S C
UR
RE
NT
(nA
) S
UP
PL
Y C
UR
RE
NT
(mA
) D
IFF
ER
EN
TIA
L V
OLT
AG
E
AM
PLIF
ICA
TIO
N (
V/V
)
SU
PP
LY
CU
RR
EN
T (
mA
) T
OT
AL P
OW
ER
DIS
SIP
AT
ION
(m
W)
DIF
FE
RE
NT
IAL
VO
LT
AG
E
AM
PLI
FIC
AT
ION
(V
/V)
TL084 - TL084A - TL084B
INPUT BIAS CURRENT versus FREE AIR
TEMPERATURE
LARGE SIGNAL DIFFERENTIAL VOLTAGE
AMPLIFICATION versus FREE AIR TEMP.
100
10
1
0.1
0.01
V
CC = 15V
1000
400
200 100
40
20
10
4
2
1
V
CC =
15V V O
=
10V
R = 2k L
-50 -25 0 25 50 75 100 125
TEMPERATURE (˚C)
-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125
TEMPERATURE (˚C)
LARGE SIGNAL DIFFERENTIAL VOLTAGE
AMPLIFICATION AND PHASE SHIFT versus
FREQUENCY
TOTAL POWER DISSIPATION versus FREE AIR
TEMPERATURE
100
10
1
PHASE SHIFT (right scale)
R = 2k
L C L = 100pF V C C = 15V T a m b = +125°C
DIFFERENTIAL
VOLTAGE AMPLIFICATION
(left scale)
180
90
0
250
225
200
175
150
125
100
75
50
25
100 1K 10K 100K 1M
FREQUENCY (Hz)
10M 0
-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125
TEMPERATURE (˚C)
SUPPLY CURRENT PER AMPLIFIER versus
FREE AIR TEMPERATURE
SUPPLY CURRENT PER AMPLIFIER versus
SUPPLY VOLTAGE
2.0
1.8
1.6
1.4
1.2
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
VCC = 15V
No signal
No load
-75 -50 -25 0 25 50 75 100 125
TEMPERATURE (˚C)
2.0
1.8
1.6
1.4
1.2
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0
2 4 6 8 10 12 14 16
SUPPLY VOLTAGE ( V)
Annexe C
V CC =
15V A V = 1 V O (rms) = 6V
T amb =
+25˚C
OUTPUT
INPUT
VCC= 15V
RL = 2 k
CL= 100pF
T amb = +25°C
OVERSH OOT
90%
V = 15V
CC
R
Tamb = +25˚C 10%
t r
OU
TP
UT
VO
LT
AG
E
(mV
) C
OM
MO
N M
OD
E M
OD
E
RE
JE
CT
ION
RA
TIO
(dB
)
TO
TA
L H
AR
MO
NIC
DIS
TO
RT
ION
(%)
INP
UT
A
ND
OU
TP
UT
VO
LT
AG
ES
(V
) E
QU
IVA
LEN
T IN
PU
T
NO
ISE
VO
LT
AG
E
(nV
/VH
z)
TL084 - TL084A - TL084B
COMMON MODE REJECTION RATIO versus
FREE AIR TEMPERATURE
VOLTAGE FOLLOWER LARGE SIGNAL PULSE
RESPONSE
89 6
R L = 1 0 k 88
V
87
86
85
84
83
4 C C= 15V
2
0
-2
-4
-6 -75 -50 -25 0 25 50 75 100
125
TEMPERATURE (˚C)
0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5
TIME ( s)
OUTPUT VOLTAGE versus ELAPSED TIME EQUIVALENT INPUT NOISE VOLTAGE versus
FREQUENCY
28
24
20
16
12
8
4 L = 2k
0
-4 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7
TIME ( s)
70
60 VCC = 15V
A V = 10 50 R S = 100
40 Tamb = +25˚C
30
20
10
0 10 40 100 400 1k 4k 10k 40k 100k
FREQUENCY (Hz)
TOTAL HARMONIC DISTORTION versus FREQUENCY
1
0.4
0.1
0.04
0.01
0.004
V CC =
15V A V = 1 V O (rms) = 6V
T amb = +25˚C
0.001 100 400 1k 4k 10k 40k 100k
FREQUENCY (Hz)
Annexe C
V
TL084 - TL084A - TL084B
PARAMETER MEASUREMENT INFORMATION Figure 1 : Voltage Follower Figure 2 : Gain-of-10 Inverting Amplifier
1k
eI -
10k
1/4
TL084 eo
R L CL
= 100pF
TYPICAL APPLICATIONS
AUDIO DISTRIBUTION AMPLIFIER
fO = 100k H z
-
1/ 4
1M TL0 84
Output A
1 F
Input
-
1/ 4 TL0 84
-
1/4
TL084
Output B
100k 100k
100k +
CC
1OO F 100k
-
1/ 4 TL0 84
Output C
Annexe C
TL084 - TL084A - TL084B
TYPICAL APPLICATIONS (continued)
POSITIVE FEEDBACK BANDPASS FILTER
22 0p F
16 k
220 pF
16 k
Input
43 k
22 0p F
43 k
-
30 k
43 k
22 0p F
43 k
-
43 k
30 k
1.5 k
TL 0 8 4 43 k
-
TL 0 8 4
Output A
1.5 k
TL 0 8 4 -
TL 0 8 4
Output B
Ground
OUTPUT A OUTPUT B
SECOND ORDER BANDPASS FILTER fo = 100kHz; Q = 30; Gain = 4
CASCADED BANDPASS FILTER fo = 100kHz; Q = 69; Gain = 16
Annexe C
TL084 - TL084A - TL084B
PACKAGE MECHANICAL DATA
14 PINS - PLASTIC DIP
Dim. Millimeters Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
a1 0.51 0.020 B 1.39 1.65 0.055 0.065 b 0.5 0.020
b1 0.25 0.010 D 20 0.787 E 8.5 0.335 e 2.54 0.100
e3 15.24 0.600 F 7.1 0.280 i 5.1 0.201 L 3.3 0.130 Z 1.27 2.54 0.050 0.100
Annexe C
M
a2
A
F
C
a1
b1
TL084 - TL084A - TL084B
PACKAGE MECHANICAL DATA
14 PINS - PLASTIC MICROPACKAGE (SO)
L G
c1
b e s e3 E
D
14 8
1 7
Dim.
Millimeters Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
A 1.75 0.069 a1 0.1 0.2 0.004 0.008 a2 1.6 0.063 b 0.35 0.46 0.014 0.018
b1 0.19 0.25 0.007 0.010 C 0.5 0.020 c1 45° (typ.)
D (1) 8.55 8.75 0.336 0.344 E 5.8 6.2 0.228 0.244 e 1.27 0.050
e3 7.62 0.300 F (1) 3.8 4.0 0.150 0.157
G 4.6 5.3 0.181 0.208 L 0.5 1.27 0.020 0.050 M 0.68 0.027 S 8° (max.)
Note : (1) D and F do not include mold flash or protrusions - Mold flash or protrusions shall not exceed 0.15mm (.066 inc) ONLY FOR DATA BOOK.
Annexe C
D
E
1
b
aaa
C
SE
ATIN
G
PLA
NE
C
L
L1
e
TL084 - TL084A - TL084B
PACKAGE MECHANICAL DATA
14 PINS - THIN SHRINK SMALL OUTLINE PACKAGE
0,25 mm .010 inch
GAGE PLANE
A E
A2
A1
8 7
14 1
PIN 1
IDENTIFICATION
Dim. Millimeters Inches
Min. Typ. Max. Min. Typ. Max.
A 1.20 0.05 A1 0.05 0.15 0.01 0.006 A2 0.80 1.00 1.05 0.031 0.039 0.041 b 0.19 0.30 0.007 0.15 c 0.09 0.20 0.003 0.012 D 4.90 5.00 5.10 0.192 0.196 0.20 E 6.40 0.252
E1 4.30 4.40 4.50 0.169 0.173 0.177 e 0.65 0.025 k 0° 8° 0° 8° l 0.50 0.60 0.75 0.09 0.0236 0.030
Information furnished is believed to be accurate and reliable. However, STMicroelectronics assumes no responsibility for the consequences of use of such information nor for any infringement of patents or other rights of third parties which may result from its use. No license is granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of STMicroelectronics. Specifications mentioned in this publication are subject to change without notice. This publication supersedes and replaces all information previously supplied. STMicroelectronics products are not authorized for use as critical components in life support devices or systems without express written approval of STMicroelectronics.
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Annexe D
STI
GE
LES AFFICHEURS 7 SEGMENTS
Dans de nombreux affichages numériques, les dix chiffres 0 à 9, et parfois les caractères hexadécimaux A à F,
sont donnés au moyen de 7 segments. Chaque segment est constitué d'un matériau qui émet de la lumière quand il
est traversé par un courant. Les matériaux les plus utilisés sont les diodes électroluminescentes (DEL) et les
filaments incandescents.
LES AFFICHEURS 7 SEGMENTS A DEL
figure 1 : identification des segments et visualisation sur les afficheurs
Constitution générale
Chacun des 7 segments (a, b, … g) est éclairé par une DEL. Une huitième DEL permet l'éclairement du point
décimal. Les afficheurs sont de deux types :
- à cathode commune (voir (1) figure 2) : les cathodes de toutes les DEL sont connectées ensemble et
sont à relier au 0v;
- à anode commune (voir (2) figure 2) : les anodes de toutes les DEL sont connectées ensemble et sont
à relier au +Vcc.
figure 2 : afficheur à cathode - anode commune
figure 3 : exemple d'afficheur 7 segments à anode commune
LES AFFICHEURS 7 SEGMENTS
Annexe D
Principe de l'affichage
Pour utiliser un afficheur 7 segments, il est nécessaire de disposer d'un décodeur qui traduit le code BCD en
code d'allumage des segments de l'afficheur.
figure 3 : décodeur BCD / 7 segments attaquant un afficheur à DEL à 7 segments à anode commune.
Les résistances sont nécessaires pour limiter le courant dans les segments.
Références de décodeur DCB / 7 segments
- technologie MOS : 4511, 4543 : décodeur BCD / 7 segments à mémoire;
- technologie TTL : 7446, 7447, 74347 : décodeur BCD / 7 segments pour afficheur à anode commune (c.o.);
7448 : décodeur BCD / 7 segments pour afficheur à cathode commune (2k pull-up);
7449 : décodeur BCD / 7 segments pour afficheur à collecteur ouvert.
Brochage d'afficheurs 7 segments à DEL
LES AFFICHEURS 7 SEGMENTS
TL/F/6000
CD
4538B
M/C
D4538B
CD
ualPre
cis
ion
Monosta
ble
February 1988
CD4538BM/CD4538BC Dual Precision Monostable
General DescriptionThe CD4538B is a dual, precision monostable multivibrator
with independent trigger and reset controls. The device is
retriggerable and resettable, and the control inputs are inter-
nally latched. Two trigger inputs are provided to allow either
rising or falling edge triggering. The reset inputs are active
low and prevent triggering while active. Precise control of
output pulse-width has been achieved using linear CMOS
techniques. The pulse duration and accuracy are deter-
mined by external components RX and CX. The device does
not allow the timing capacitor to discharge through the tim-
ing pin on power-down condition. For this reason, no exter-
nal protection resistor is required in series with the timing
pin. Input protection from static discharge is provided on all
pins.
FeaturesY Wide supply voltage range 3.0V to 15VY High noise immunity 0.45 VCC (typ.)Y Low power Fan out of 2 driving 74L
TTL compatibility or 1 driving 74LSY New formula: PWOUT e RC
(PW in seconds, R in Ohms, C in Farads)Y g1.0% pulse-width variation from part to part (typ.)Y Wide pulse-width range 1 ms to %
Y Separate latched reset inputsY Symmetrical output sink and source capabilityY Low standby current 5 nA (typ.)
@ 5 VDCY Pin compatible to CD4528B
Block and Connection Diagrams
TL/F/6000–1
RX and CX are External Components
VDD e Pin 16
VSS e Pin 8
Dual-In-Line Package
CD4538BM
CD4538BC
TL/F/6000–2
Top View
Order Number CD4538B
Truth Table
Inputs Outputs
Clear A B Q Q
L X X L H
X H X L H
X X L L H
H L v É ßH u H É ß
H e High Level
L e Low Level
u e Transition from Low to High
v e Transition from High to Low
É e One High Level Pulse
ß e One Low Level Pulse
X e Irrelevant
C1995 National Semiconductor Corporation RRD-B30M105/Printed in U. S. A.
Absolute Maximum Ratings (Notes 1 and 2)
If Military/Aerospace specified devices are required,
please contact the National Semiconductor Sales
Office/Distributors for availability and specifications.
DC Supply Voltage (VDD) b0.5 to a18 VDC
Input Voltage (VIN) b0.5V to VDD a 0.5 VDC
Storage Temperature Range (TS) b65§C to a150§CPower Dissipation (PD)
Dual-In-Line 700 mW
Small Outline 500 mW
Lead Temperature (TL)
(Soldering, 10 seconds) 260§C
Recommended OperatingConditions (Note 2)
DC Supply Voltage (VDD) 3 to 15 VDC
Input Voltage (VIN) 0 to VDD VDC
Operating Temperature Range (TA)
CD4538BM b55§C to a125§CCD4538BC b40§C to a85§C
DC Electrical Characteristics CD4538BM (Note 2)
Symbol Parameter Conditionsb55§C a25§C a125§C
UnitsMin Max Min Typ Max Min Max
IDD Quiescent VDD e 5V VIH e VDD 5 0.005 5 150 mA
Device Current VDD e 10V VIL e VSS 10 0.010 10 300 mA
VDD e 15V( All Outputs Open 20 0.015 20 600 mA
VOL Low Level VDD e 5VlIOl k 1 mA
0.05 0 0.05 0.05 V
Output Voltage VDD e 10VVIH e VDD, VIL e VSS
0.05 0 0.05 0.05 V
VDD e 15V( 0.05 0 0.05 0.05 V
VOH High Level VDD e 5VlIOl k 1 mA
4.95 4.95 5 4.95 V
Output Voltage VDD e 10VVIH e VDD, VIL e VSS
9.95 9.95 10 9.95 V
VDD e 15V( 14.95 14.95 15 14.95 V
VIL Low Level lIOl k 1 mA
Input Voltage VDD e 5V, VO e 0.5V or 4.5V 1.5 2.25 1.5 1.5 V
VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 3.0 4.50 3.0 3.0 V
VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 4.0 6.75 4.0 4.0 V
VIH High Level lIOl k 1 mA
Input Voltage VDD e 5V, VO e 0.5V or 4.5V 3.5 3.5 2.75 3.5 V
VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 7.0 7.0 5.50 7.0 V
VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 11.0 11.0 8.25 11.0 V
IOL Low Level VDD e 5V, VO e 0.4VVIH e VDD
0.64 0.51 0.88 0.36 mA
Output Current VDD e 10V, VO e 0.5VVIL e VSS
1.6 1.3 2.25 0.9 mA
(Note 3) VD e 15V, VO e 1.5V ( 4.2 3.4 8.8 2.4 mA
IOH High Level VDD e 5V, VO e 4.6VVIH e VDD
b0.64 b0.51 b0.88 b0.36 mA
Output Current VDD e 10V, VO e 9.5VVIL e VSS
b1.6 b1.3 b2.25 b0.9 mA
(Note 3) VD e 15V, VO e 13.5V( b4.2 b3.4 b8.8 b2.4 mA
IIN Input Current, VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.02 g10b5 g0.05 g0.5 mA
Pin 2 or 14
IIN Input Current VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.1 g10b5 g0.1 g1.0 mA
Other Inputs
Note 1: ‘‘Absolute Maximum Ratings’’ are those values beyond which the safety of the device cannot be guaranteed, they are not meant to imply that the devices
should be operated at these limits. The tables of ‘‘Recommended Operating Conditions’’ and ‘‘Electrical Characteristics’’ provide conditions for acutal device
operation.
Note 2: VSS e 0V unless otherwise specified.
Note 3: IOH and IOL are tested one output at a time.
2
DC Electrical Characteristics CD4538BC (Note 2)
Symbol Parameter Conditionsb40§C a25§C a85§C
UnitsMin Max Min Typ Max Min Max
IDD Quiescent VDD e 5V VIH e VDD 20 0.005 20 150 mA
Device Current VDD e 10V VIL e VSS 40 0.010 40 300 mA
VDD e 15V( All Outputs Open 80 0.015 80 600 mA
VOL Low Level VDD e 5VlIOl k 1 mA
0.05 0 0.05 0.05 V
Output Voltage VDD e 10VVIH e VDD, VIL e VSS
0.05 0 0.05 0.05 V
VDD e 15V( 0.05 0 0.05 0.05 V
VOH High Level VDD e 5VlIOl k 1 mA
4.95 4.95 5 4.95 V
Output Voltage VDD e 10VVIH e VDD, VIL e VSS
9.95 9.95 10 9.95 V
VDD e 15V( 14.95 14.95 15 14.95 V
VIL Low Level lIOl k 1 mA
Input Voltage VDD e 5V, VO e 0.5V or 4.5V 1.5 2.25 1.5 1.5 V
VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 3.0 4.50 3.0 3.0 V
VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 4.0 6.75 4.0 4.0 V
VIH High Level lIOl k 1 mA
Input Voltage VDD e 5V, VO e 0.5V or 4.5V 3.5 3.5 2.75 3.5 V
VDD e 10V, VO e 1.0V or 9.0V 7.0 7.0 5.50 7.0 V
VDD e 15V, VO e 1.5V or 13.5V 11.0 11.0 8.25 11.0 V
IOL Low Level VDD e 5V, VO e 0.4VVIH e VDD
0.52 0.44 0.88 0.36 mA
Output Current VDD e 10V, VO e 0.5VVIL e VSS
1.3 1.1 2.25 0.9 mA
(Note 3) VD e 15V, VO e 1.5V ( 3.6 3.0 8.8 2.4 mA
IOH High Level VDD e 5V, VO e 4.6V b0.52 b0.44 b0.88 b0.36 mA
Output Current VDD e 10V, VO e 9.5V VIL e VSS b1.3 b1.1 b2.25 b0.9 mA
(Note 3) VD e 15V, VO e 13.5V( b3.6 b3.0 b8.8 b2.4 mA
IIN Input Current, VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.02 g10b5 g0.05 g0.5 mA
Pin 2 or 14
IIN Input Current VDD e 15V, VIN e 0V or 15Vg0.3 g10b5 g0.3 g1.0 mA
Other Inputs
Note 1: ‘‘Absolute Maximum Ratings’’ are those values beyond which the safety of the device cannot be guaranteed, they are not meant to imply that the devices
should be operated at these limits. The tables of ‘‘Recommended Operating Conditions’’ and ‘‘Electrical Characteristics’’ provide conditions for acutal device
operation.
Note 2: VSS e 0V unless otherwise specified.
Note 3: IOH and IOL are tested one output at a time.
3
AC Electrical Characteristics* TA e 25§C, CL e 50 pF, and tr e tf e 20 ns unless otherwise specified
Symbol Parameter Conditions Min Typ Max Units
tTLH, tTHL Output Transition Time VDD e 5V 100 200 nsVDD e 10V 50 100 nsVDD e 15V 40 80 ns
tPLH, tPHL Propagation Delay Time Trigger OperationÐA or B to Q or QVDD e 5V 300 600 nsVDD e 10V 150 300 nsVDD e 15V 100 220 nsReset OperationÐCD to Q or QVDD e 5V 250 500 nsVDD e 10V 125 250 nsVDD e 15V 95 190 ns
tWL, tWH Minimum Input Pulse Width VDD e 5V 35 70 nsA, B, or CD VDD e 10V 30 60 ns
VDD e 15V 25 50 ns
tRR Minimum Retrigger Time VDD e 5V 0 nsVDD e 10V 0 0 nsVDD e 15V 0 ns
CIN Input Capacitance Pin 2 or 14 10 pFOther Inputs 5 7.5 pF
PWOUT Output Pulse Width (Q or Q)RX e 100 kX
VDD e 5V 208 226 244 ms(Note: For Typical Distribution,
CX e 0.002 mFVDD e 10V 211 230 248 ms
seeFigure 9 ) VDD e 15V 216 235 254 ms
RX e 100 kXVDD e 5V 8.83 9.60 10.37 ms
CX e 0.1 mFVDD e 10V 9.02 9.80 10.59 msVDD e 15V 9.20 10.00 10.80 ms
RX e 100 kXVDD e 5V 0.87 0.95 1.03 s
CX e 10.0 mFVDD e 10V 0.89 0.97 1.05 sVDD e 15V 0.91 0.99 1.07 s
Pulse Width Match betweenRX e 100 kX
VDD e 5V g1 %Circuits in the Same Package
CX e 0.1 mFVDD e 10V g1 %
CX e 0.1 mF, RX e 100 kX VDD e 15V g1 %
Operating Conditions
RX External Timing Resistance 5.0 ** kXCX External Timing Capacitance 0 No Limit pF
*AC parameters are guaranteed by DC correlated testing.
**The maximum usable resistance RX is a function of the leakage of the Capacitor CX, leakage of the CD4538B, and leakage due to board layout, surface
resistance, etc.
Logic Diagram
TL/F/6000–3
FIGURE 1
4
Theory of Operation
TL/F/6000–4
FIGURE 2
Trigger OperationThe block diagram of the CD4538B is shown in Figure 1,
with circuit operation following.
As shown in Figures 1 and 2, before an input trigger occurs,
the monostable is in the quiescent state with the Q output
low, and the timing capacitor CX completely charged to
VDD. When the trigger input A goes from VSS to VDD (while
inputs B and CD are held to VDD) a valid trigger is recog-
nized, which turns on comparator C1 and N-Channel tran-
sistor N1j . At the same time the output latch is set. With
transistor N1 on, the capacitor CX rapidly discharges toward
VSS until VREF1 is reached. At this point the output of com-
parator C1 changes state and transistor N1 turns off. Com-
parator C1 then turns off while at the same time comparator
C2 turns on. With transistor N1 off, the capacitor CX begins
to charge through the timing resistor, RX, toward VDD. When
the voltage across CX equals VREF2, comparator C2 chang-
es state causing the output latch to reset (Q goes low) while
at the same time disabling comparator C2. This ends the
timing cycle with the monostable in the quiescent state,
waiting for the next trigger.
A valid trigger is also recognized when trigger input B goes
from VDD to VSS (while input A is at VSS and input CD is at
VDD)k .
It should be noted that in the quiescent state CX is fully
charged to VDD, causing the current through resistor RX to
be zero. Both comparators are ‘‘off’’ with the total device
current due only to reverse junction leakages. An added
feature of the CD4538B is that the output latch is set
via the input trigger without regard to the capacitor voltage.
Thus, propagation delay from trigger to Q is independent of
the value of CX, RX, or the duty cycle of the input waveform.
Retrigger OperationThe CD4538B is retriggered if a valid trigger occursl fol-
lowed by another valid triggerm before the Q output has
returned to the quiescent (zero) state. Any retrigger, after
the timing node voltage at pin 2 or 14 has begun to rise from
VREF1, but has not yet reached VREF2, will cause an in-
crease in output pulse width T. When a valid retrigger is
initiatedm , the voltage at T2 will again drop to VREF1 before
progressing along the RC charging curve toward VDD. The
Q output will remain high until time T, after the last valid
retrigger.
Reset OperationThe CD4538B may be reset during the generation of the
output pulse. In the reset mode of operation, an input pulse
on CD sets the reset latch and causes the capacitor to be
fast charged to VDD by turning on transistor Q1n . When
the voltage on the capacitor reaches VREF2, the reset latch
will clear and then be ready to accept another pulse. If the
CD input is held low, any trigger inputs that occur will be
inhibited and the Q and Q outputs of the output latch will not
change. Since the Q output is reset when an input low level
is detected on the CD input, the output pulse T can be made
significantly shorter than the minimum pulse width specifica-
tion.
5
Typical Applications
TL/F/6000–5TL/F/6000–6
TL/F/6000–7
FIGURE 3. Retriggerable Monostables Circuitry
TL/F/6000–8
FIGURE 4. Non-Retriggerable Monostables Circuitry
TL/F/6000–9
FIGURE 5. Connection of Unused Sections
6
Typical Applications (Continued)
TL/F/6000–10
FIGURE 6. Switching Test Waveforms
TL/F/6000–11
*CL e 50 pF
RX e RXÊ e 100 kX
CX e CXÊ e 100 pF
C1 e C2 e 0.1 mF
TL/F/6000–12
Input Connections
Characteristics CD A B
tPLH, tPHL, tTLH, tTHL VDD PG1 VDDPWOUT, tWH, tWL
tPLH, tPHL, tTLH, tTHL VDD VSS PG2PWOUT, tWH, tWL
tPLH(R), tPHL(R), PG3 PG1 PG2tWH, tWL
*Includes capacitance of probes,
wiring, and fixture parasitic
Note: Switching test waveforms
for PG1, PG2, PG3 are
shown in Figure 6.
TL/F/6000–13
FIGURE 7. Switching Test Circuit
TL/F/6000–14
Duty Cycle e 50%
FIGURE 8. Power Dissipation Test
Circuit and Waveforms
7
Typical Applications (Continued)
TL/F/6000–15TL/F/6000–16
FIGURE 9. Typical Normalized Distribution of Units
for Output Pulse Width
FIGURE 12. Typical Pulse Width Error
Versus Temperature
TL/F/6000–17
TL/F/6000–18
FIGURE 10. Typical Pulse Width Variation as a
Function of Supply Voltage VDD
FIGURE 13. Typical Pulse Width Error
Versus Temperature
TL/F/6000–19 TL/F/6000–20
FIGURE 11. Typical Total Supply Current Versus
Output Duty Cycle, RX e 100 kX, CL e 50 pF,
CX e 100 pF, One Monostable Switching Only
FIGURE 14. Typical Pulse Width Versus
Timing RC Product
8
Physical Dimensions inches (millimeters)
Ceramic Dual-In-Line Package (J)
Order Number CD4538BMJ or CD4538BCJ
NS Package Number J16A
9
CD
4538B
M/C
D4538B
CD
ualPre
cis
ion
Monosta
ble
Physical Dimensions inches (millimeters) (Continued)
Molded Dual-In-Line Package (N)
Order Number CD4538BMN or CD4538BCN
NS Package Number N16E
LIFE SUPPORT POLICY
NATIONAL’S PRODUCTS ARE NOT AUTHORIZED FOR USE AS CRITICAL COMPONENTS IN LIFE SUPPORT
DEVICES OR SYSTEMS WITHOUT THE EXPRESS WRITTEN APPROVAL OF THE PRESIDENT OF NATIONAL
SEMICONDUCTOR CORPORATION. As used herein:
1. Life support devices or systems are devices or 2. A critical component is any component of a life
systems which, (a) are intended for surgical implant support device or system whose failure to perform can
into the body, or (b) support or sustain life, and whose be reasonably expected to cause the failure of the life
failure to perform, when properly used in accordance support device or system, or to affect its safety or
with instructions for use provided in the labeling, can effectiveness.
be reasonably expected to result in a significant injury
to the user.
National Semiconductor National Semiconductor National Semiconductor National SemiconductorCorporation Europe Hong Kong Ltd. Japan Ltd.1111 West Bardin Road Fax: (a49) 0-180-530 85 86 13th Floor, Straight Block, Tel: 81-043-299-2309Arlington, TX 76017 Email: cnjwge@ tevm2.nsc.com Ocean Centre, 5 Canton Rd. Fax: 81-043-299-2408Tel: 1(800) 272-9959 Deutsch Tel: (a49) 0-180-530 85 85 Tsimshatsui, KowloonFax: 1(800) 737-7018 English Tel: (a49) 0-180-532 78 32 Hong Kong
Fran3ais Tel: (a49) 0-180-532 93 58 Tel: (852) 2737-1600Italiano Tel: (a49) 0-180-534 16 80 Fax: (852) 2736-9960
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Annexe
Le typon:
Annexe
Le circuit imprimé: