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第四章 软件无线电的硬件实现
SDR概念:是指构造一个具有标准化、模块化、开放性的硬件平台,
将各种功能用软件来完成,同时使宽带A/D转换器尽可能靠近天线,以
充分实现数字化,提高可编程性、可扩展性。
模拟前端 A/D/A技术
滤波放大收发开关 A/D
数字信号
处理器
D/A功率放大
数字下/上变频器
高速数字信号处
理器
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第四章 软件无线电的硬件实现
4.1 SDR前端电路:接收电路、发射电路
•电路结构
•主要器件:滤波器、放大器、正交混频器、AGC等
•发射部分:功放、笛卡尔环技术等
4.2 SDR中的A/D/A技术
•工作过程:采样、保持、量化、编码、输出
•性能指标:转换灵敏度、信噪比、有效转换位数、孔径误差、无杂散动态、
非线性误差、互调、谐波失真
•ADC选取
•数据采集模块设计
•DAC基本原理
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第四章 软件无线电的硬件实现
4.3 SDR中的数字前端
•数字下变频器(DDC)
•数控振荡器、数字混频器
•数字上变频器(DUC)
4.4 高速数字信号处理器
•DSP概述
•TS201性能介绍及应用
•TS201软件编程
4. 5 实际软件无线电试验平台
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4.1 软件无线电前端电路
SDR前端电路的主要任务/功能:
• 1 尽可能多的滤除不需要的信号
• 2 对射频信号进行变换,使频率、电平与ADC相匹配
• 3 把宽带D/A转换器的输出信号变换至能被其他电台接收的频率和电
平范围
射频前端的基本要求:
• 1 引入的噪声尽可能的小(噪声系数小)
• 2 信号的适应能力尽可能的强(工作频段宽、动态范围大)
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4.1 软件无线电的射频前端
不同的SDR结构,对应不同的前端电路结构
对于射频低通采样数字化结构,模拟电路只需要低通滤波器、
功率放大器等;
而射频带通数字化采样结构需要带通跟踪滤波器、功率放大
器等;
对于中频宽带数字化采样结构则需要滤波器、放大器、混频
器、功率放大器等较多的模拟电路。
与普通的窄带接收机相比,SDR :
• 瞬时处理带宽更宽
• 动态范围更大
• 可扩展性更好
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4.1 软件无线电的射频前端
4.1.1 射频前端的组成结构
射频前端有三种结构:
(1)多次变频的超外差结构
(2)直接变换的零中频结构
(3)不变频结构。
前两种前端结构适用于宽带中频采样的软件无线电体制
,不变频前端结构则适用于射频低通、射频带通采样的
软件无线电体制.
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传统模拟的超外差接收机
Features:
1. 模拟器件多
2. 滤波器的中心频率和带宽通常是固定的
3. 电路比较复杂,接收机的体积重量功能等不尽人意
4. 窄带滤波器引入相位畸变,影响后续处理质量
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A. 多次变频的超外差结构
优点:①灵敏度高(由于有预选滤波器和信道滤波器);②总增益被分配到工作
在不同频率的多级放大器上,降低了放大器的设计难度;③实信号变频只在
一个固定频率上进行,对本振的相位和幅度平衡没有要求。
其主要缺点是:①复杂程度高;②需要多个本地振荡器;③镜频信号干扰的抑
制比较困难,需要特殊的中频(IF)滤波器,故不可能用单片集成电路实现超
外差接收机。
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B. 直接变换的零中频结构
• 主要优点是:
①把射频信号直接混
至基带,输出端不会
出现镜频信号;
②只要求简单的滤波;
③容易实现电路集成。
• 但它存在以下问题:
①本振泄漏较严重,即本地振荡器产生的信号容易通过低噪声放大器反向泄漏到RF端
口,通过天线辐射出去;
②由于为零中频,任何直流偏移都无法从有用信号中分离出来,而且较大的直流电平,
容易使后端饱和;
③如果同相、正交两路的平衡性不好,将严重影响接收机的性能。
• Intersil公司在WLAN中就采用了直接变换的前端结构
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C. 不变频的射频数字化结构
Features:
接近SDR的理想结构
结构简单
对A/D要求很高
适用于射频低通、射频带通采样
的软件无线电体制.
只是滤波器结构不同
射频低通:低通滤波器
射频带通:带通跟踪滤波器
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理想SDR对射频前端的一般要求
工作频率范围为2MHz-- 2200MHz(未来移动通信6GHz,甚至更高)
以1mW为电平的接收信号幅度为-113dB--7dB
镜像抑制100dB
中频抑制90dB
谐波抑制73dB以上
为讨论方便,把射频前端分为接收和发射两部分
接收:包括滤波器、放大器、混频器、振荡器等,比发射部分
复杂得多
发射:滤波器,功率放大器
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接收部分的主要器件(一)
1. 滤波器为提高接收设备的动态范围和满足直接射频采样的需要,通常需要
几组滤波器以减少干扰信号的数量和幅度以及进入接收设备的噪声。
为覆盖整个频段,SDR需要大量固定滤波器(工作频率和带宽固定
或具有有限的调谐能力)。
体积庞大,灵活性差
采用电调谐滤波器
通过改变滤波网络中的可变电容来实现频率响应的变化
Pole-Zero公司Maxi-Pole系列电调滤波器
必然趋势
频率中心控制码:1
1
250dd
h
f fC
f f
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4.1.1 软件无线电中的电调滤波器
电调滤波器的主要技术指标:
频段: 1.5 - 4MHz;4 - 10MHz;
10 - 30MHz;30 - 90MHz;
90 - 200MHz;200 - 700MHz;
400 - 700MHz;700 - 1000MHz;
输入输出阻抗:50Ω
滤波器通带带觉:中心频率的2%一5%;
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软件无线电中的电调滤波器
电调滤波器的应用:
调谐码: 11250 ffffC hdd
• 电调滤波器连接:
电调滤波器
电调滤波器
电调滤波器
电子开关
控制
• 利用电子开关控制,fd调谐频率,f1最低工作频率,fh最高工作频率
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接收部分的主要器件(二)
2. 放大器1)放大是整个前端电路中非常重要的一个环节,SDR接收通
道的宽带性使得只能使用线性放大器,否则会引入许多非线
性产物。
2)宽带放大器中常用的两种技术:
前馈---主要用于提高放大器的杂波指标
反馈---主要用于提高放大器的稳定性和带宽指标
为使放大器工作稳定,并提高带宽、减少失真,经常用反馈技术
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接收部分的主要器件(三)
3 镜像抑制(正交混频器)
传统的窄带接收机中,镜像抑制问题可以用混频器前面的预选滤波器来
解决。
SDR中需要用调谐或分段滤波器,否则由于需要的频率范围和镜像频率
范围可能重叠,而无法消除镜像分量。
镜像抑制混频提供了一种
不依赖于滤波的方法,如左
图
移相器是系统中误差的主要
来源。
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接收部分的主要器件(三)
3 镜像抑制混频器
接收信号:
镜像频率:
0( ) cos ( )x t w t t
0 0S Iw w w w 0 02 ( )I Sw w w w t
0 0
1( ) ( )cos( ) cos 2 ( ) cos ( )
2I t x t w t w t t t
1 0 0
1( )sin( ) sin 2 ( ) sin ( )
2Q x t w t w t t t
1 0
0
1( ) 90 sin 2 ( ) 90 sin ( ) 90
2
1cos 2 ( ) cos ( )
2
Q t Q w t t t
w t t t
( ) ( ) ( ) cos ( )y t I t Q t t
0 0
1( ) ( )cos( ) cos 2 ( ) cos ( )
2II t x t w t w t t t
1 0 0
1( )sin( ) sin 2 ( ) sin ( )
2IQ x t w t w t t t
1 0
1( ) 90 cos 2 ( ) cos ( )
2Q t Q w t t t
( ) ( ) ( ) 0y t I t Q t 保留信号!
抑制镜频!
调制信号镜像频率信号
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接收部分的主要器件(四)
4 AGC设计
SDR要求有较高的动态范围,而ADC在60MHz以上很难做到80~
90dB的动态范围;
在射频输入端加一个步进衰减器或AGC电路可以极大提高接收部
分的动态范围
可以用DSP模拟出AGC快冲慢放的特点,来控制前端的增益
数字步进衰减器现成产品很多,需注意:AGC只能提高单信号的
动态范围,却无法提高瞬时动态范围(同时接收大小信号的能力)。
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4.1.2 SDR发射部分的硬件电路
通常电台发射部分的构成:
正交调制
数据产生D/A
带通
滤波器
功率
放大器
本振
正交输入的两路数据经过正交调制后,进行数模转换,在进行混频,把
信号混至射频,经过滤波和功率放大后,从天线把信号发射出去。
功放是消耗能量的主要设备,其输出功率的大小主要取决于信号所要传
播的距离。
功放设计中,有两个主要问题:1如何提高功放的效率;2如何提高功
放的线性。二者相互矛盾
通用平台,可调制任意类型信号
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功放分类
峰平比的存在对发射机的线性提出了较高的要求。
A类:整个信号周期中晶体管都处于放大区
输入信号很大时,为提高放大器集电极的效率和输出功率,晶体管要工
作到截止区,B类和C类
B类:晶体管的集电极只在半个周期中导通
C类:晶体管的集电极的导通时间少于半个周期
AB类:晶体管的集电极导通时间介于A类和B类之间
理论上,A类功放的理想效率低于50%; B类为78%; C类大于80%.
近年来入们提出了许多提高功放线性的技术,软件无线电中经常用到的
是笛卡尔反馈(cartesian feedback)技术、前馈对消(feedforward
cancellation)技术、预失真(predistortion)技术、包络消除与恢复
(envelope elimination and restoration)技术。
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从功放输出信号中分离出失真分量,然后用这个信号的反相信号去抵消功
放输出信号中的分量,达到改善功放线性度的目的。
特点:
• 提高杂波指标的难度不大
• 工作带宽可以很宽
• 可以补偿主放大器的增益和相位的非线性
• 可以获得较低的噪声系数:
与校正过程关系不大,主要由系统的各个单元所决定;
为获得低噪声放大器,要优化前馈结构,减少从射频输入到误差放大器通
路的损耗
误差信号
定向耦合器
失真信号
前馈补偿(feed-forward)技术:
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功率合成器
提高输出功率
单个高频晶体管的输出功率限于几十瓦到一百多瓦,要输出更大的功率
时采用功率合成器
功率合成器:采用多个高频晶体管,使它们产生的高频功率在一个公共
负载上相加
左图为4管合成原理:
方形:放大器
菱形:分路(合路)器
放大器之前为功率分配过程,放大器之后为功率合并过程;
为了结构简单、性能可靠,晶体管放大器不带调谐元件,采用宽带工作方式
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• 功率分配和合并电路通常用传输线变压器构成的耦合器来
实现,以保证所需的宽带特性。
• 传输线变压器是用传输线(主要是双导线)在高频磁芯上绕制
而成的。
• 导线的粗细、磁芯的直径的大小根据所需的功率和电感的
大小决定。
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4.1.3 射频前端指标
1 保持SNR足够高
2 确保大信号输入时不过载
3 确保对大功率信号附近的小功率信号进行检测
4 确保所需信号从镜频上分离
衡量接收机性能的指标:噪声系数、灵敏度、(三阶
互调)截点值、动态范围、无杂散动态范围、工作频
段等
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4.1.3 射频前端性能分析
1. 噪声系数:放大器输入端的信噪比与输出端的信噪比之间的比值
噪声系数往往用分贝表示:
宽带射频数字化接收机的指标主要取决于其前端的放大器和A/D转换器
/
/
in in
out out
S NF
S N
噪声系数表明了一个模块或一个
网络固有的噪声影响,说明通过
这些模块、网络时,信号的信噪
比降低的程度。
/10lg 10lg
/
in in
out out
S NNF F
S N
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4.1.3 射频前端性能分析
2. 灵敏度
• 定义为接收到的信息达到规定的性能指标所需要的信号电平。比如
数字通信中,性能指标常用误码率来衡量,这时的灵敏度数学表达
式为:
• 式中,SNR表示信号解调达到所规定的误码率时需要的信噪比。
最小可检测电平(MDS)
• 它表征了系统可检测的最弱信号。
• 从输出的角度来说,可以检测的最小电平就是输出信号的功率与输
出噪声功率相当时的信号功率。
• 于是从接收机输入端来看,最小可检测电平为:
174 10lgMDS dBm B NF
( )S MDS SNR dBm
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4.1.3 射频前端性能分析
4.动态范围(Dynamic Range)
• 动态范围是指接收机在达到规定的信息质量下,能处理的信号电平
范围。
• 在数字通信中,信息质量常用误比特率来表示。动态范围可以用1
dB压缩点与系统噪声电平之差来表示。该动态也称1 dB增益压缩点
动态范围。
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4.1.3 射频前端性能分析
4.动态范围(Dynamic Range)
动态范围表示为:
式中,输入1dB压缩点CP1dBin的单位用dBm。
有时接收机的动态范围用灵敏度代替最小可检测电平
(MDS) ,此时,动态范围变成:
1 1 174 10lgdBin dBm dBinDR CP MD CP dBm B NF
1 1 174 10lgdBin dBinDR CP S CP dBm B NF SNR
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4.2 SDR中的A/D和D/A技术
SDR中,
1 A/D和D/A尽量靠近射频前端
2 为减少模拟环节,在较高的中频乃至对射频信号直接进行数字化,A/D器件要有适中的采样率和很高的工作带宽
3 为适应错综复杂的电磁环境,A/D器件除了要有高速度、大带宽外,还需要有大动态范围
模拟前端 A/D/A技术
滤波放大收发开关 A/D
数字信号
处理器
D/A功率放大
数字下/上变频器
高速数字信号处理器
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4.2.1 A/D转换器原理
模数转换器的工作过程:
采样、保持、量化、编码、输出等
取样(也称采样)是将时间上连续变化的信号,转换为时
间上离散的信号,即将时间上连续变化的模拟量转换为一系列
等间隔的脉冲,脉冲的幅度取决于输入模拟量。
1.取样和保持
取样过程
采样脉冲
输入模拟信号
采样输出信号
maxf2f s
模拟信号经采样后,得到一系列样值脉冲。采样脉冲宽度
τ一般是很短暂的,在下一个采样脉冲到来之前,应暂时保持
所取得的样值脉冲幅度,以便进行转换。因此,在取样电路之
后须加保持电路。
①在采样脉冲S(t)到来的时间τ内,VT导通,UI(t)向电容C充电,假
定充电时间常数远小于τ,则有:UO(t)=US(t)=UI(t)。--采样
②采样结束,VT截止,而电容C上电压保持充电电压UI(t)不变,直到
下一个采样脉冲到来为止。--保持
取样保持电路及输出波形
场效应管VT为采样门,电容C为保持电容,运算放大器为跟随器,起缓冲隔离作用。
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2. 量化
用离散的电平值表示连续变化的采样值
均匀量化,
量化间隔ΔV=m2-m1=…=(b-a)/M=1LSB;
第i个量化区间的量化电平
量化电平的个数M通常为2的n次幂,可以用
一个n位的二进制数来表示
编码
1 (2 1)
2 2
i ii
m m i Vq a
4.2.1 A/D转换器原理
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编码方法的对应关系
取反加1
从小到大偏移
最高位符号位
原码取反
负数的表示
4.2.1 A/D转换器原理
3 编码
10
1
1
2
10
1
2
( ) 2 ( )
2 , 0
( ) ( )
2 , 1
nn i
i
i
nn i
i
i
nn i
i
i
N a
a a
N
a a
无符号
有符号
原码: 0 1;
1
ia or
i
最高位为
1
10
1
( ) 2 2n
n i n
i
i
N a
偏移码:
补码:
反码:
1
10 1
2
( ) 2 2n
n i n
i
i
N a a
1
10 1 1
2
( ) 2 2n
n i n
i
i
N a a a
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4.2.1 A/D转换器原理
3 编码
编码方式关系式
(/2n或/2n-1)
最大码字对应电压
中间码字对应电压
最小码字对应电压
单极性二进制码 (+9.9976V) ----- (0V)
二进制偏移码 (+9.995V) (0V) (-10V)
2的补码(+9.995V) (0V) (-10V)
1的补码
(反码) (+9.995V) (0V) (-9.995V)
1
,2
ni
FS ii
aV V
max
1(1 )
2FS n
V V
11
12
ni
FS ii
aV V
112 2
ni
FS ii
aV V a
max 1
11
2FS n
V V
max 1
11
2FS n
V V
max 1
11
2FS n
V V
min FSV V
输入信号范围[-VFS,VFS],12bitADC
111 1
2 2 2
ni
FS i ni
a aV V a
0000 0000 00001111 1111 1111
1000 0000 0000
1000 0000 0000
0000 0000 0000
0111 1111 1111
1000 0000 00000111 1111 1111
min FSV V
max 1
11
2FS n
V V
全0或全1
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4.2.2 A/D转换器的性能指标
1 转换灵敏度
假设一个A/D器件的输入电压范围为(-V,V),转换位数为n,则量化电平
为
量化电平也可称为转换灵敏度,转换器的位数越多,器件的电压输入范围越
小,其灵敏度越高
nVV 2/2
2 信噪比量化过程中,存在量化误差: 量化噪声功率(均匀分布)
满量程正弦信号功率
对一个满量程的正弦信号,信噪比可表示为
2( ) /12qN V
)2/lg(1076.102.6 BfdBnSNR s
fs↑(扩展量化噪声)模拟信号带宽B↓(带宽内噪声减少)
SNR ↑
2 / 2qS V
有必要在AD采样前加带通滤波器或者采样后加数字滤波
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量化噪声与A/D分辨率的关系(满刻度10V)
转换位数(n)
量化级数0.5LSB
(%)量化噪声(峰峰值)(mV)
量化噪声/满刻度(dB)
8 256 0.19531 39.06 -48.2
10 1024 0.04883 9.77 -60.2
12 4096 0.01221 2.44 -72.2
14 16384 0.00305 0.61 -84.3
16 65536 0.00076 0.15 -96.3
2n 0.5 / 2n 10 0.5V LSB 6.02n
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4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
3 有效转换位数(ENOB)
由于A/D转换部件不能做到完全线性,会存在零点几位乃至一位的精度
损失,从而影响A/D的实际分辨率,降低A/D的转换位数。ENOB可
以通过测量各频率点的实际信噪比(SINAD)来计算。对于一个满量程的
正弦输入信号有:02.6/)761.1( SINADENOB
12bitADC的SINAD,ENOB与输入信号频率输入信号幅度之间的关系,右边坐标表示有效位数
信号越大,频率越低,所能得到的有效转换位数越多
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4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
4 孔径误差
孔径误差是由于模拟信号转换成数字信号需要一定的时间来
完成采样、量化、编码等工作而引起的
对于一个动态模拟信号,在模数转换器接通的孔径时间里,
输入的模拟信号值是不确定的,从而引起输出的不确定误差
在A/D转换时间内,
孔径误差一定出现于信号变化最大处
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4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
输入信号
在t=0时电压变化最大,当转换时间为tcon时,可能出现的最大误差为
故最大相对孔径误差为
若要求转换时间内采样电压的误差小于0.5b,即量化电平的一半,则
可得最大转换速率为
通常在模数转换前加一个采样保持放大器(SHA),采用SHA后的最高转换频
率为
/ 2e conV V f t
ftVty 2sin)( ftfVdtdy 2cos2/
2e conV V f t
2 2 / (2 2 )n
conV f t V
1
2 2n
con
ft
1
2 2n
a
ft
•SHA决定了A/D的最高工作频率,而A/D编码速度决定其采样速率
•有了性能好的SHA,实现射频数字化变为可能;
1
2 2con n
tf
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采样时钟稳定度要求
转换位数与采样时钟稳定度之间的关系(孔径误差为0.5LSB)
转换位数(b) 稳定度(*10-6)最大时钟抖动/ns(采样频率为
56MHz)
4 19894.4 355.257 6 4973.6 88.814 8 1243.4 22.204 10 310.8 5.551 12 77.7 1.388 14 19.4 0.347 16 4.9 0.087 18 1.2 0.022 20 0.3 0.005
1
2 2 2
s
n
con
f
t
对0.5fs信号采样,采样误差小于0.5b时,
1
2
concon s n
s
tt f
T
故采样时钟稳定度必须优于
1
2p n
t
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4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
5. 无杂散动态(SFDR)
指的是在第一Nyquist区内测得的信号幅度的有效值与最大
杂散分量有效值之比的分贝数。
反映的是在AD输入端存在大信号时,能检测出小信号的能
力。
SFDR(dBc)=输入载波(dB)-最大不希望的杂波(dB)
SFDR通常比信噪比(SNR)大
• 原因:SFDR只考虑了由于A/D非线性引起的噪声,仅仅是信号与最大杂散
分量功率之比的分贝数。而SNR指的是信号功率与各种误差功率之比,误
差包括量化噪声、随机噪声以及整个Nyquist频段内的非线性失真。
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4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
20lg 20lg 2 6.021
nREF REFV VDR n
LSB
12
REF REF
n
V VLSB
6. 动态范围(DR)
有多种定义
最常见:定义为最大输出信号变化范围,即最大输出信号
与最小输出信号变化(如1LSB)的比值。
1REF REFV LSB V
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- 44 -
4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
7 非线性误差:理论转换值与其实际特性间的差别
差分非线性误差(DNL):
• 指对于一个固定的编码,理论上的量化电平与实际中最大电平之差,常用与
理想量化电平之比,用所差的百分比或零点几位来表示;
• 主要由于A/D本身的电路结构和制造工艺等原因,引起在量程中的某些点的
量化电压和标准的量化电压不一致而造成的
积分非线性误差(INL):
• 指A/D转换器实际转换特性与理想转换特性直线间的最大偏差;常用满刻度
的百分数来表示
• 由于A/D模拟前端、采样保持器以及A/D转换器的传递函数的非线性造成的。
• INL引起的各阶失真分量的幅度随输入信号的幅度变化。输入每增加1dB,二
阶交调失真分量增加2dB,三阶调失真分量增加3dB
标准
误差
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- 45 -
4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
8 互调失真 由于器件非线性,产生f1 和f2的频率组合mf1+ n f2 ,其中三阶产物难以
滤除
为使两个信号同相时不会导致A/D转换器限幅,两信号幅度应略大于半满量程
二阶产物
三阶产物
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- 46 -
f1=1.25MHz, f2=1MHz
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- 47 -
4.2.2 A/D转换器的性能指标(续)
9 总谐波失真
由于器件非线性,输出频谱中出现许多输入信号的高次谐波,这
些高次谐波分量称为谐波失真分量;
可用DFT测出各次谐波分量的大小。
为防止做频谱变换时发生频谱泄漏,往往对输入数据进行加窗处
理,即把采样得到的数据和窗函数相乘后再做DFT变换
总的谐波失真(DTH)为2 3
1
2 2 2
2
n
TH
v v vD
v
v1为输入信号幅度(有效值), v2、 v3、……分别为2次、3次、……谐波的幅度
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- 48 -
4.2.3 A/D转换器选取
1 采样率选择
• 为防止带外信号影响有用信号
• 允许过渡带混叠时
2 分辨率好、动态范围大的ADC
• 转换位数越高,输入范围越小,动态范围越大,性能越好
• 尽可能选输入范围小的A/D,可以减轻前端放大器压力,有利于提高动态范围
3 模拟输入带宽宽的ADC:高于输入信号的最高频率,孔径误差小
4 环境条件: 功耗(尽可能低)、工作温度等
• 特殊需要时,弹载等
5 接口特征选择
• 并行、串行输出,输出电平(TTL、CMOS、ECL) ,编码方式(偏移码、补
码),有无内部基准源,有无结束状态等
2sf rB
( 1)sf r B
'Br
B
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- 49 -
4.2.3 A/D转换器分类
如AD公司:
AD7892(12bit,600KSPS);
AD976/977(16bit,600KSPS)
AD7882(16bit,300KSPS)等
按变换原理可以分为:
逐次比较式(Successive Approximation) 、并行式(parallel或
Flash)、子区式(Subranging)、双积分式(Dual-slope) 和∑-△A/D
转换器等多种类型。
1. 逐次比较(SA)式
应用范围很广,可以用较低的成本得到很高的分辨率和采样速率。
主要适用于中等转换速率(<1 MSPS)和中等分辨率(12位或16位)的场
合。
典型产品:
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- 50 -
4.2.3 A/D转换器分类
1 逐次比较(SA)式
• 模拟信号加到比较器的一个输入
端,比较器的另一个输入端与
D/A转换器的输出端相接。DA的
输入就是A/D转换器的输出。
• 其转换过程类似于天平称物体的
质量。转换命令发出以后,DAC
的MSB输出(1 /2满量程值)与输入
信号比较,如果输入高于MSB,
则该位保持“高”。
• 接着对下一比特位(1/4满量程)进
行比较,如果加上第二位后仍小
于输入信号,则第二位为“高”。
• 再进行第三位的比较,一直到最
低位。
• 转换过程结束,转换结束信号指示输出寄存器为有效信号。
• 在A/D转换期间,保持信号稳定很重要,故必须在其前加一个采样保持电路
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- 51 -
图2 四位逐次比较型ADC原理框图
图2.20 四位逐次比较型ADC转换时序波形
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- 52 -
4.2.3 A/D转换器分类(续)
2 并行式:高速信号采集
• 每个比较器的参考电压都比下一
个的参考电压高出一个LSB所代
表的电压值
• 参考电压低于输入信号电平的,
输出逻辑“1”;反之,输出“0”;
• 内部一般不含参考电压电路,必
须由外部产生
• 当转换速率高于200MHz时输出
数据缓存很重要,输出常采用
ECL电平,需有电平转换电路转
换成TTL后使用
• 采样速率可以做得很高,而分辨
率不高(一般只能做到10位)
12N 个带
锁存的
比较器
如AD公司:
AD9002(8bit,150MSPS);
AD9060(10bit,75MSPS)
AD9020(10bit,60MSPS)等
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- 53 -
4.2.3 A/D转换器分类(续)
3 子区式
主要误差源:
第一片并行A/D转换器的增益、偏置与
线性误差
D/A转换器的增益、偏置与线性误差
求和放大器的增益、偏置与建立时间
误差
第一片并行A/D转换器的误差
现代子区式ADC通常使用“数字校正”技术
来消除这些误差
采样速率虽然比并行式慢,但比SRA式要快得多;
在分辨率相同的情况下,电路的复杂性和功耗都要大大低于并行式ADC
如AD公司的AD9042(12bit,41MSPS),AD872(12bit,
10MSPS),AD9070(10bit,100MSPS)等
采样保持4位并行式
A/D
4位D/A
4位并行式A/D
数字化高4bit
数字化低4bit
减法器
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•适中转换
速率、高
分辨率、
高工作带
宽的ADC
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- 56 -
ADC举例
AD6640:• 单片12bit,内含采样保持电路和基准源,单电源供电
• 采样率达65MSPS,SNR典型值68dB,SFDR80dB,功耗710mW
• 两级子区式的转换结构
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- 57 -
带通滤波 匹配放大 A/D RAM
采样时钟
图4.34 数字采集电路基本组成框图
4.2.4 数据采集模块的设计
要求:低失真、高动态、低功耗
组成:放大器、抗混叠滤波、ADC、RAM、时钟
设计准则:• A/D之前加带通或低通滤波器
• 时钟设计关键
• 采样时钟尽可能与存在噪声的数字系统独立开来
• A/D之前的放大器设计
隔离信号源和ADC,给ADC提供低阻驱动
给ADC提供所需增益,并调理输入信号电平
带宽要宽,幅频特性平坦,失真尽量小
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- 58 -
4.2.4 数据采集模块的设计
宽带放大器举例:
AD9632:
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- 59 -
• D/A转换器是将输入的二进制数字量转换成模拟量,以电压或
电流的形式输出。
• D/A转换器实质上是一个译码器(解码器)。一般常用的线性
D/A转换器,其输出模拟电压uO和输入数字量Dn之间成正比关
系。UREF为参考电压。
uo或 io
输出
D/A
d0
d1
dn-1
输入
Dn
…
(LSB)
(MSB)
uO=DnUREF
4.2.5 D/A转换器的基本原理
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- 60 -
• 将输入的每一位二进制代码按其权值大小转换成相应的模
拟量,然后将代表各位的模拟量相加,则所得的总模拟量就
与数字量成正比,这样便实现了从数字量到模拟量的转换。
1-n
0i
REF
i
i
REF
0
0REF
1
1REF
2n
2nREF
1n
1n
REFno
U2d
U2dU2dU2dU2d
UDu
1-n
0i
i
i
0
0
1
1
2n
2n
1n
1nn 2d2d2d2d2dD
• 即:D/A转换器的输出电压uO,等于代码为1的各位所对应的
各分模拟电压之和。
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- 61 -
• D/A转换器一般由数码缓冲寄存器、模拟电子开关、参考电压、解
码网络和求和电路等组成。
数码缓冲寄存器
n位数控模拟开关
解码网络
n位数字量输入
模拟量输出
求和电路
参考电压
n 位D/A转换器方框图
• 数字量以串行或并行方式输入,并存储在数码缓冲寄存器
中;寄存器输出的每位数码驱动对应数位上的电子开关,将
在解码网络中获得的相应数位权值送入求和电路;求和电路
将各位权值相加,便得到与数字量对应的模拟量。
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- 62 -
4.2.5 D/A转换器的基本原理
核心部分:一组电流开关及其位权电流的控制
输出实际上是宽度为转换速率fs倒数的矩形脉冲串,其傅立
叶变换为
当信号频率为转换频率的一半时,输出信号幅度比低频时下降
3.92dB.( f0=fs/2时,F(fs/2)= 2/π= -3.92dB)
在DAC输出端,接反sinc特性滤波器,平滑和校正这一结果
0
0
sin /( )
/
s
s
f fF
f f
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- 63 -
4.2.5 D/A转换器的基本原理(续)
构成方案:
• 1.电流开关通以相同的电流,输出电流由权电阻( R-2R )网络来调节
• 2. 采用二进制位权电流源,输出叠加
• 在高速D/A器件中常将两种方案组合使用,二进制位权电流开关确定高位,
R-2R网络用于确定低位
A
(MSB) (LSB)
dn-1 dn-2 d2 d1 d0
RF (R)
u0
UREF
Sn-1 Sn-2 S2 S1 S0
2R 2R 2R 2R 2R 2R
R R R R
……
-
+
1. 倒T型电阻网络D/A转换器
数字量输入模拟量输出
电阻解码网络中,电阻只有R和2R两种,并构成倒T型电阻网络。当di=1时,相应的开关Si接到求和点;当di=0时,相应的开关Si接地。但由于虚短,求和点和地相连,所以不论开关如何转向,电阻2R总是与地相连。这样,倒T型网络的各节点向上看和向右看的等效电阻都是2R,整个网络的等效输入电阻为R。
求和点
倒T型电阻网络D/A转换器原理图
A
(MSB) (LSB)
dn-1 dn-2 d2 d1 d0
RF (R)
u0
UREF
Sn-1 Sn-2 S2 S1 S0
2
I
2
I
2
I
2
I
2
I
n1-n2-n21
2R 2R 2R 2R 2R 2R
R R R R
……
n1-n2-n212
I
2
I
2
I
2
I
2
I I
-
+
I
参考电压UREF供出的总电流为:R
UI REF
0I0d
2R2
U
2
II1d
ii
i
n
REF
inii
时,
时, i
n
REFiinii 2
R2
Ud
2
IdI
分流:流入求和点的各支路电流为:
1n
0i
i
in
REF1n
0i
i
in
0
0
1
1
2n
2n
1n
1nn
n01n122n11n
012-n1-n
2dR2
U2d
2
I
2d2d2d2d2
I
2
Id
2
Id
2
Id
2
Id
IIIII
)(
流入求和点的电流为:
虚断,运算放大器的输出电压为:
1n
0i
i
in
REFFFO 2d
R2
URIRu
倒T型电阻网络D/A转换器的特点:
①优点:电阻种类少,只有R和2R,提高了制造精度;而
且支路电流流入求和点不存在时间差,提高了转换速度。
②应用:它是目前集成D/A转换器中转换速度较高且使用
较多的一种,如8位D/A转换器DAC0832,就是采用倒T型电
阻网络。
令 RF=R ,则
nn
REF1n
0i
i
in
REFO D
2
U2d
2
Uu
即:输出的模拟电压uO正比于输入的数字量Dn,从而实现了从数字量到模拟量的转换。
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- 68 -
4.2.5 D/A转换器的基本原理(续)
性能指标:1. 静态指标:
• (1)分辨率:ΔA=A/2n
• (2)转换精度: 主要取决于转换位数,还与外围电路有关,
如零点误差、增益误差、非线性误差等
零点误差:输入全零时,模拟输出值与理想输出之间的偏差;
• 单极性:模拟输出理想值0V
• 双极性:负域的满量程值
• 偏差值的大小一般用LSB的份数或用偏差值相对于满量程的百分
数表示;
• 可以通过外部调整措施进行补偿:调零端或外接校正电路加到运
算放大器求和端
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- 69 -
4.2.5 D/A转换器的基本原理(续)
性能指标:1. 静态指标:
• (2)转换精度:
增益误差 :D/A转换器的输出与输入传递特性曲线的斜率称为D/A 转换增益
或标度系数,实际转换的增益与理想增益之间的偏差值称为增益误差。
• 在消除失调误差后用满码(全1)输入时,用实际输出值与理想输出值
(实际满量程)之间的偏差表示
非线性误差:实际转换特性曲线与理想特性曲线(通过两端的直线)之间的
最大偏差
• 以该偏差相对于满量程的百分数度量
• 一般不能采用简单的外部校正办法实现完全补偿。但是可以通过调整零
点或增益使非线性偏差值均匀散布在理想特性曲线的两侧,从而使非线
性误差大大减小。
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- 70 -
4.2.5 D/A转换器的基本原理(续)
性能指标:2. 动态指标:
• (1)建立时间ts:从数字量输入,到DAC输出建立在某个确定的误差范
围内的时间;与各种寄生参数、开关延迟特性、数字量变化大小等有关
满量程变化建立时间(全0变到全1),半量程变化建立时间(01..1到10..0)
超高速ts<100ns;较高速的ts在 1μs~100ns之间;高速的为10~1μs;中速
的为100~10μs;低速>100μs。
• (2)转换速率(刷新速率):建立时间和传输延迟的倒数
• (3)毛刺脉冲:输入码发生变化时刻产生的瞬时误差
原因:“导通”和“截至”的延迟时间
不同造成的;
采样保持可以有效抑制
高速系统中,差分开关(ECL逻辑驱动)
max 1/ Sf t
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- 71 -
6.02 1.76 20lg( ) 10lg dBSNR n A OSR 信噪比
其中,A输出幅度为满量程幅度的百分比,70%时,降低3.1dB;
OSR为过采样率,/ (2 ),sOSR f B B Nyquist 为 带宽
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- 72 -
数字前端:模数/数模转换与基带处理之间的环节定义为数字前端
与模拟前端实现功能类似,主要完成上/下变频、滤波、取样率变换等
数字接收前端:(A端口-> B端口) 数字信道化(感兴趣信号从数字中频下变频到基带)
滤波(滤除倍频分量、其他信号并尽可能匹配滤波)
采样速率转换(降低采样率,减少处理负担)
4.3 软件无线电数字前端
注意:同一时间内,感兴趣信号的个数并不一定只是一
个!
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- 73 -
数字发射前端:(C端口-> D端口) 数字信道化(将发射信号从基带上变频到数字中频,多信号则叠加)
滤波(滤除虚假成分,并进行成形滤波)
采样速率转换(增大采样速率,与通道带宽相匹配,符合DAC转换)
4.3 软件无线电数字前端
注意:同一时间内,同一个发射通道中发射信号的个数
并不一定只有一个!
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- 74 -
4.3.2 数字接收前端
数字下变频器(DDC)
包括数字混频器、数字控制振荡器(NCO)、低通滤波器组成
与模拟下变频的比较
• DDC运算速度受DSP速度的限制,决定了输入信号数据流的最高速率,也限定了ADC
的最高采样率。
• 不用考虑混频器的非线性和本振的稳定度、边带、相噪等
• 控制、修改较容易
影响性能的主要因素
• 1)有限字长
• 2)数字本振相位的分辨率,近似取值
1. 数控振荡器
• 目标:产生频率可变、时间离散的正弦波样本
• 实时计算法、查表法:事先根据NCO正弦波相位计算相位的正弦值
( ) cos 2 ( 0,1,2, )
( ) sin 2 ( 0,1,2, )
LO
S
LO
S
fc n n n
f
fs n n n
f
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- 75 -
4.3 数字下/上变频(续)
组成:
• 相位累加器:本振频率和偏移频率
之和转换成相位,每个时钟增加一
个相位增量
• 相位加法器:设置一定初相
• 正弦表只读存储器
相位分辨率:
频率分辨率:
如nb=32,则ΔΦ=0.000 000 084度
Δf =0.015 134 Hz
2 LO
S
fn
f 2 bnLO
S
fF n
f
2
2 bn
2 b
S
LO n
ff
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- 76 -
4.3 数字下/上变频(续)
数字本振数据位数与DDC性能间的关系
数据位数:
• 相位数据的位数
(0,2π), 2nb个取值点
• 相位正弦值数据的位数
• 后者的位数必须能表示相位变化时,其相位正弦值变化的最小值(出现在正
弦值取极大值π/2, 3π/2处)
nb=16时,可得nbs>=28位,否则发生“钝化”
相位发生最小变化值时,能表示其正弦
最大值的正弦值位数,发生在0,π,2 π处
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- 77 -
4.3 数字下/上变频(续)
数控振荡器
• 数据位数与NCO正交性关系:
正、余弦本振的相角由同一个数值表示,不会产生误差
可能根源是两个正交本振信号数值的二进制位数,位数小到一定长度,
使得两个正交本振信号的数值都用一定的近似值表示
数字混频器
• 乘法器
实现
• 很方便的利用FPGA或ASIC技术设计实现
• 在软件无线电设计时,可采用软、硬件相结合的方式进行,把计算
量最大的DDC和抽取系统用专门的硬件芯片实现
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- 78 -
典型DDC芯片:HSP50214B(Harris公司)
4.3 数字下/上变频(续)
五级CIC、
五级HB、
255阶FIR、
多相滤波器
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- 79 -
DUC:对输入数据进行各种调制和频率变换,即在数字域内实现调制和
混频;
成形滤波器:和匹配滤波器匹配设计、成对使用,用于抑制码间干扰
内插滤波器:滤除内插后引起的各次“镜频”分量,让基带分量通过
一般为低通,数据率高,多用CIC这种高效滤波器
4.3 数字下/上变频(续)
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- 80 -
DUC:• 代表性产品: HSP50215(Harris公司),主要由整形和内插滤波器、复
调制器、定时和载波数字振荡器三部分组成
4.3 数字下/上变频(续)